FR2579396A1 - Dispositif de codage/decodage d'informations basse f requence - Google Patents

Abstract

L'INVENTION SE RAPPORTE AU CODAGE DU SON D'UN SYSTEME DE TELEVISION A PEAGE. LE CODAGE EST REALISE PAR INVERSION 4, 6 PSEUDO-ALEATOIRE 15 DU SPECTRE SONORE. ON EFFECTUE LA MEME OPERATION AU DECODAGE 11, 12. L'INVERSION DE SPECTRE EST REALISEE PAR MODULATION EN BANDE LATERALE INFERIEURE. APPLICATION : TELEVISION A PEAGE.

Description

DISPOSITIF DE CODAGE/DECODAGE
D'INFORMATIONS BASSE FREQUENCE
La présente invention se rapporte à un dispositif de codage/décodage d'informations basse fréquence.

La présente invention a pour objet un dispositif permettant de coder des informations basse fréquence, en particulier le son d'un système de télévision, tel qu'un système à péage de façon à en rendre le décodage extrêmement difficile si l'on ne dispose pas d'un décodeur approprié.

Le dispositif de codage/décodage conforme à l'invention comporte dans le codeur et dans le décodeur un circuit d'inversion de spectre commandé par un générateur pseudo-aléatoire, ce générateur étant avantageusement celui commandant le codage et le décodage du signal vidéo lorsqu'il s'agit de télévision, l'inversion de spectre étant réalisée dans le codeur par modulation d'une porteuse avec suppression de la bande latérale supérieure, et suppression de la fréquence porteuse, et dans le décodeur par la même modulation avec suppression de la bande latérale supérieure et de la porteuse, les fréquences porteuses de codage et de décodage étant mutuellement synchronisées, ce dispositif comportant des moyens produisant un signal annexe permettant de synchroniser le circuit d'inversion du décodeur avec celui du codeur.

La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée d'un mode de réalisation, pris à titre d'exemple non limitatif, et illustré par le dessin annexé, sur lequel
- la figure 1 est un bloc-diagramme d'un dispositif de codagedécodage conforme à l'invention,
- la figure 2 est le schéma simplifié d'un modulateur utilisable dans le dispositif de la figure 1,
- la figure 3 est un chronogramme de signaux relevés dans le dispositif de la figure 1,
- les figures 4 et 5 sont des schémas simplifiés de circuits de synchronisation du codeur et du décodeur, respectivement, utili sables dans le dispositif de la figure 1,
- la figure 6 est un chronogramme de signaux apparaissant dans les circuits des figures 4 et 5,
- la figure 7 est un chronogramme montrant l'influence des bruits de commutation dans le dispositif de la figure 1,
- la figure 8 est un bloc-diagramme d'un circuit, conforme à l'invention, permettant d'atténuer l'effet des bruits de commutation, et
- la figure 9 est un schéma du circuit de filtrage du circuit de la figure 8.

Le dispositif de codage/décodage décrit ci-dessous est prévu pour crypter et décrypter le son d'un système de télévision hertzienne à péage, mais il est bien entendu qu'il peut également être utilisé dans tout système de transmission d'informations nécessitant un codage, à condition de disposer d'un signal de synchronisation, assurant, comme on le verra ci-dessous, le synchronisme du basculement à l'émission et à la réception.

Comme représenté sur la figure 1, le circuit de codage 1 du dispositif de l'invention comporte, à l'entrée 2 recevant les signaux sonores à coder, un filtre passe-bas 3 dont la fréquence de coupure
fcl est avantageusement d'environ 10 kHz. La sortie du filtre 3 est reliée, d'une part, par un modulateur 4 à fréquence porteuse f
o supérieure à fcl, et d'autre part directement, à un inverseur 5 (avantageusement un commutateur électronique) dont la sortie (contact "mobile") est reliée par un filtre passe-bas 6 à la sortie 7 du circuit de codage 1. Le filtre 6 supprime la bande latérale supérieure du signal modulé en amplitude par le modulateur 4, sa fréquence de coupure fc2 devant être pratiquement égale à la fréquence f modulée par le modulateur 4.Le filtre 6 doit avoir une
o pente aussi raide que possible, car c'est de lui surtout que dépend la qualité du cryptage. Bien entendu, ce filtre 6 doit laisser passer toutes les fréquences basses jusqu'à f0 comprise, car les fréquences proches de f0 représentent les basses fréquences du signal utile obtenu après décodage.

Le circuit de décodage 8 de la figure 1 comporte, relié à l'entrée 9 de signaux à décoder, un filtre passe-bas 10, dont la fréquence de coupure fc3 est sensiblement egale à fO. Ce filtre 10 est destiné à supprimer les éventuelles composantes haute fréquence du bruit intervenant dans le canal de transmission, et qui pourraient affecter le signal basse fréquence obtenu à la sortie du circuit 8 de décodage, après inversion de spectre. La sortie du filtre 10 est reliée, d'une part via un modulateur 11, d'autre part directement, à un inverseur 12 (avantageusement un commutateur électronique), dont la sortie (contact "mobile") est reliée par un filtre passe-bas 13 à la borne de sortie I4 du circuit 8.La fréquence porteuse du modulateur 11 est aussi fO, et le filtre 13 a une fréquence de coupure fc4, qui est avantageusement d'environ 10 kHz. Le filtre 13 a pour but de supprimer la bande latérale supérieure du signal issu de l'inverseur 12, ainsi que sa porteuse fO. La pente de ce filtre doit être d'autant plus raide que la porteuse f0 est choisie proche de 10 kHz, de façon à bien la rejeter.

Les deux inverseurs 5 et 12 sont commandés par un générateur pseudo-aléatoire (GPA) 15. Bien entendu, si, comme c'est généralement le cas, le codeur et le décodeur sont géographiquement éloignés (émetteur et récepteur distants), le codeur comporte un premier GPA, qui est le GPA maître, et le décodeur comporte un second GPA identique au premier, qui est le GPA esclave. Pour assurer l'asservissement du second GPA au premier, c'est-à-dire pour les synchroniser, on fait coopérer le premier GPA avec un autre signal transmis par l'émetteur vers le récepteur. Cet autre signal est avantageusement, dans le cas d'un système de télévision, le signal vidéo, avec lequel le premier GPA coopère de la façon expliquée ci-dessous, en référence aux figures 4 à 6, pour asservir le second GPA.Lorsque l'on transmet des signaux autres que ceux de télévision, par exemple des signaux basse fréquence uniquement, on peut utiliser un signal annexe, transmis avec le signal utile. La manière d'utiliser ce signal annexe pour synchroniser les deux GPA apparaîtra de façon évidente à l'homme de l'art à la lecture de la description ci-dessous, et ne sera donc pas décrite en détail.

Le modulateur 4, associé au filtre passe-bas 6 (qui élimine la bande latérale supérieure du signal modulé en amplitude) produit une inversion du spectre du signal arrivant sur la borne 2, lorsque le commutateur 5 est relié à la sortie du modulateur 4, cette liaison étant établie à un rythme pseudo-aléatoire déterminé par les éléments binaires d'une certaine valeur, par exemple "1", produits par le GPA 15. Lorsque les éléments binaires produits par ce générateur ont la valeur complémentaire ("0" pour l'exemple cité), le signal de sortie du filtre 3 est transmis directement au filtre 6.

Le GPA 15 reçoit un signal d'horloge dont la fréquence est avantageusement de quelques Hertz. Les fréquences f0 des modulateurs 4 et 11, qui doivent, bien entendu, être synchronisées entre elles, peuvent, par exemple, avoir pour valeur, dans le cas d'une transmission de signaux de télévision, 15,625 kHz, qui est la fréquence de balayage lignes au standard de 625 lignes, ou bien 12,8 kHz qui représente 256 fois la fréquence de trame de ce standard.

Comme représenté sur la figure 2, le modulateur 4 (ou 11) comporte essentiellement un commutateur électronique 16 commandé par la fréquence fO, suivi d'un amplificateur opérationnel 17 monté en inverseur.

L'entrée 17 du modulateur 4 est reliée, par un condensateur 18 d'isolation galvanique, dhne part directement à une première entrée 19 (contact "fixe") du commutateur 16, d'autre part via une résistance 20 à une deuxième entrée 21 du commutateur 16, et enfin par une résistance 22 à l'entrée inverseuse (-) de l'amplificateur 17.

L'entrée 21 du commutateur 16 reçoit également une tension de référence Vref. La sortie 23 (contact "mobile") du commutateur 16 est reliée à l'entrée non inverseuse (+) de l'amplificateur 17 dont la sortie est reliée à la borne de sortie 25 du modulateur, ainsi que par une résistance 24 de rétroaction à son entrée inverseuse.

Comme représenté sur la figure 3, la porteuse de fréquence fO, commandant le commutateur 16, doit être un signal rectangulaire, et son rapport cyclique est, de préférence, égal à 1 environ pour que le cryptage soit optimal.

On suppose, dans un but de simplification, que le signal d'entrée (à coder) se présentant sur la borne 19 a une allure sinusoîdale. Lorsque le commutateur 16 est dans l'état représenté en trait fort sur la figure, la sortie 23 de ce commutateur reçoit ce signal. Dans la position inverse du commutateur 16, la sortie 23 reçoit la tension de référence, qui est, bien entendu, une tension continue de valeur fixe. Ainsi, on obtient sur la sortie 23 un signal rectangulaire modulé en amplitude, centré sur la valeur de la tension de référence, dont l'enveloppe est le signal d'entrée. Ce signal est appliqué sur l'entrée (+) de l'amplificateur 17 qui l'amplifie sans l'inverser.

Lorque le commutateur 16 est dans la position représentée en trait interrompu sur la figure 2, la tension Vref parvient à l'entrée (+) de l'amplificateur 17, qui recoit sur son entrée (-) le signal d'entrée, et l'inverse en l'amplifiant. Le signal résultant de cette inversion est donc également un signal rectangulaire modulé en amplitude ayant pour enveloppe le signal d'entrée, mais cette enveloppe est inversée, c'est-à-dire déphasée de 1800 par rapport à celle du signal obtenu en 23.

Finalement, on obtient sur la sortie 25 le signal représenté en bas de la figure 3, qui est la somme de signaux rectangulaires, modulés en amplitude, précités. Globalement, la modulation réalisée se rapproche d'une modulation en bande latérale unique, (en bande latérale inférieure en l'occurence), dans le sens où en l'absence de signal à l'entrée du modulateur, il n'y a pas de signal en sortie du même modulatuer. La porteuse est donc bien supprimée. Ce signal résultant est également centré sur la valeur de la tension de référence.

La fréquence d'horloge du GPA est choisie de façon que la fréquence moyenne de son signal de sortie soit de quelques Hz.

Ainsi, la valeur de la fréquence de basculement moyenne de l'inverseur 5 est d'environ 1 Hz, pour les raisons expliquées cidessous en référence à la figure 6; ce qui fait que l'audition du signal sonore crypté est extrêmement désagréable. En outre, la modulation atténue le signal utile (d'environ 4 dB), et cette atténuation n'est compensée volontairement que dans le décodeur, après démodulation. Etant donné que, pour l'exemple choisi, le signal à coder est un signal sonore, et que son spectre est constitué en majorité de fréquences basses (inférieures à 3 kHz), le spectre du signal modulé est constitué en majorité de fréquences relativement hautes (de l'ordre de grandeur de fO), et, de plus, ce signal modulé est atténué, ce qui accentue la gêne à l'écoute du signal codé.Ce signal codé est donc formé d'une alternance (déterminée au rythme du GPA) de créneaux de signaux basse fréquence et de crénaux de signaux haute fréquence (fréquences presque ultrasonores) ayant en moyenne une amplitude nettement plus faible que ceux à basse fréquence (d'environ 4 dB comme précisé ci-dessus).

Pour assurer le synchronisme du basculement des inverseurs 5 et 12, on traite le signal du GPA du codage vidéo. Comme représenté sur la figure 4, on envoie le signal du GPA à l'entrée de données d'une bascule bistable 26 du type D. On relie l'entrée H de signaux d'horloge de cette bascule à la sortie d'un circuit 27 de reconnaissance de ligne particulière du balayage image, dont l'entrée 28 reçoit les signaux de synchronisation de ligne et de trame. Ce circuit 27 peut être constitué d'un compteur comptant les impulsions de synchronisation de ligne, et remis à zéro par chaque impulsion de trame. Le circuit 27 est chargé, dans le cas présent, de reconnaître la ligne 622 (en standard 625 lignes).Ainsi, le signal de commande du codeur (commande du basculement de l'inverseur 5) passe de "0" à "1" lorsqu'une ligne 622 colncide avec un "1" du GPA, et passe de "1" à "0" lorsqu'une ligne 622 coïncide avec un "0" du
GPA (voir figure 6).

A la réception, dans le décodeur 8, on procède de façon similaire, mais, en fait, à cause du retard du traitement dû essentiellement aux filtres, il est nécessaire de retarder le signal de commande du décodeur. Ce retard, d'environ 130 microsecondes, peut être compensé très simplement en prenant comme référence, non plus la ligne 622, mais la ligne 624 (qui commence 128 microsecondes après la ligne 622). Comme représenté sur la figure 5, le circuit permettant de reconnaître la ligne 624 (pour l'exemple cité) est similaire à celui de la figure 4. 11 comporte une bascule 29 de type D, dont l'entrée D est reliée à la sortie du CPA du décodeur (qui peut avantageusement être le GPA de décodage vidéo). La sortie de la bascule 29 est reliée à l'entrée de commande de l'inverseur 12.L'entrée 4 de signaux d'horloge de la bascule 29 est reliée à un circuit 30 de reconnaissance de ligne particulière du balayage image. Ce circuit 30 peut être réalisé de la même façon que le circuit 27. Son entrée 31 reçoit les signaux de synchronisation lignes et trame.

Sur le chronogramme de la figure 6, on a représenté, de haut en bas, un exemple de signal de sortie du GPA (aussi bien du codeur que du décodeur puisqu'ils sont identiques et synchronisés), le signal de sortie du cicuit 27, le signal de sortie de la bascule 26, le signal de sortie du circuit 30, le signal de sortie de la bascule 29, le signal codé (borne 7), et le signal décodé (borne 14).

On suppose qu'à un instant t le signal du GPA est à "0", qu'à un instant tl il passe à "1", survient un front actif du signal de sortie de 27. On suppose également qu'en to l'inverseur 5 est dans la position reliant directement le filtre 3 au filtre 6. Jusqu'en t2, le signal sur la sortie 7 est le signal de la bascule 26, qui était jusquelà à "0", passe à "1", ce qui fait passer l'inverseur 5 dans la position représentée sur la figure 1, c'est-à-dire que le modulateur 4 est intercalé entre les filtres 3 et 6. On recueille alors sur la borne 7 un signal codé qui est la bande latérale inférieure du signal de sortie du modulateur 4. La plupart des fréquences du spectre de ce signal codé sont supérieures aux fréquences du signal incident en 2.

En un instant t3, 128 microsecondes après t2, arrive un front actif du signal de sortie du circuit 30, le signal du C;PA étant encore à "1". L'inverseur 12, qui était jusqu'à t3 dans la position reliant directement les filtres 10 et 13, bascule dans l'autre position à l'instant t3, ce qui insère le modulateur 11 entre les filtres 10 et 13.

Avant t3, le signal reçu par le décodeur est le signal basse fréquence non inversé ; il est donc simplement filtré par les filtres 10 et 13, et on obtient en 14 un signal basse fréquence se déduisant du signal incident en 2 par quatre filtrages passe-bas successifs qui ne l'altèrent que très peu étant donné que les fréquences de coupure des filtres traversés sont vers la limite supérieure du spectre du signal vocal à transmettre.

En t3 arrive au décodeur le début du signal à spectre inversé par le modulateur 4. Le modulateur 1 1 associé au filtre 13 lui fait subir une inversion symétrique, et on retrouve donc à la sortie de 13 pratiquement le signal vocal incident en 2. Le signal décodé recueilli sur la borne 14 ne présente donc pratiquement aucune discontinuité au passage de t3.

En t4 survient le front actif suivant du signal de sortie du circuit 27, mais à ce moment-là on suppose que le signal du GPA est à nouveau à "1". Il n'y a donc pas de changement du signal de sortie de la bascule 26, qui reste à "1", et donc pas de commande d'inversion du commutateur 5. Il en est de même dans le décodeur oii le modulateur reste inséré entre les filtres 10 et 13.

En t5 survient un front actif suivant du signal la sortie du circuit 27, et on suppose qu > à cet instant le signal de sortie du GPA est à "0". Le signal de sortie de la bascule 26 passe donc alors à "0", ce qui fait basculer l'inverseur 5, qui revient à la position qu'il avait en t . La liaison directe entre les filtres 3 et 6 est alors assurée, et
o le signal en 7 est de nouveau filtré par les filtres 3 et 6.

En t5, apparaît un front actif suivant (2 trames après t3) du signal de sortie du circuit 30. Ce front fait changer l'état du signal de sortie de la bascule 29, qui passe à "0", entraînant lé basculement de l'inverseur 12 qui revient dans la position qu'il avait en to. Ainsi, dans le décodeur 8, la liaison directe est assurée entre les filtres 10 et 13, et on revient aux conditions qui régnaient en to. La transition, en t5, dans le signal codé, entre le signal basse fréquence simplement filtré, et le signal à spectre inversé, ne provoque pratiquement aucune perturbation dans le signal décodé en t8, grâce à la synchronisation du commutateur 12.

Au-delà de t le processus décrit ci-dessus se répète (basculement des inverseurs 5 et 12 en t7 et t8 respectivement pour un front actif des signaux de sortie de 27 et 30 se produisant pendant un "1" du GPA, etc...). On constate donc que la fréquence moyenne de basculement des inverseurs 5 et 12 est inférieure à celle du signal du GPA.

Cependant, le système de codage décrit ci-dessus présente un inconvénient, car il se produit un signal parasite au moment de la commutation entre la voie directe et la voie passant par le modulateur. Ce parasite est dû au fait que la transition brutale au moment de la commutation est mal transmise, à cause des filtres passe-bas 6 et 10 situés entre les deux commutateurs 5 et 12 et empêchant une bonne transmission des harmoniques de la transition.

Sur le chronogramme de la figure 7, on a représenté, de haut en bas, le signal de sortie de l'inverseur 5, le signal de sortie du filtre 6, et le signal recueilli sur la borne 14. A l'instant T ce de commutation à l'émission (par exemple l'instant t2 de la figure 6), il est fort probable qu'il apparaisse une transition brutale entre la fin du signal transmis directement et le début du signal inversé transmis par le modulateur 4. Au passage du filtre 6, cette transition est lissée et se traduit dans son signal de sortie par une bosse se superposant à la fin du signal de la voie directe et due à l'intégration par le filtre 6 de l'échelon de tension de cette transition. Le début du signal de la voie inverse est également affecté par cette déformation.Comme on le voit sur la figure 7, le filtre 6 introduit un retard dans la transmission du signal, de même d'ailleurs que les filtres 10 et 13 du décodeur. L'instant TcR de commutation de l'inverseur 12 du récepteur se produit, dans le cas présent, au passage de ladite bosse, ce qui produit dans le signal décodé un parasite semblable à celui représenté sur la courbe du bas de la figure 7, ce parasite pouvant gêner l'audition du signal décodé, d'autant plus qu'il est relativement long.

Pour remédier à cet inconvient, on peut utiliser le circuit décrit ci-dessous en référence aux figures 8 à 10, qui permet d'atténuer notablement les effets dudit parasite.

Le circuit, référencé 32, est disposé dans le décodeur et comporte une borne d'entrée 33 reliée à la sortie du GPA du décodeur. La borne 33 est reliée aux entrées de deux bascules monostables 34, 35 respectivement. La bascule 34 est du type à déclenchement sur un front montant, tandis que la bascule 35 est du type à déclenchement sur un front descendant. Les sorties de ces deux bascules sont reliées aux entrées d'une porte OU 36 dont la sortie est reliée à l'entrée 37 de commande d'un filtre de parasites 38, représenté en détail à la figure 9. Le circuit 32 comporte en outre une borne d'entrée 39 reliée à la borne 14 du décodeur. La borne 39 est reliée par un adaptateur d'impédance 40 à l'entrée du filtre 38, à la sortie 41 duquel on recueille le signal décodé pratiquement débarrassé dudit parasite.Le signal de commande du filtre 38, venant du GPA, produit à la sortie du OU 36 une impulsion à chacun de ses fronts montants et descendants. La largeur de ces impulsions, déterminée par les monostables 34 et 35, est choisie sensiblement égale à celle des parasites précités. Ces impulsions de commande sont utilisées de la façon expliquée ci-dessous en référence à la figure 9.

Sur cette figure 9, on a également représenté en détail l'adaptateur d'impédance 40. La borne 39 est reliée par un condensateur 42 à la base d'un transistor 43 dont l'émetteur est relié à la masse par une résistance 44, et dont le collecteur est directement relié à une source d'alimentation. La base de ce transistor est polarisée par les résistances 45, reliée à ladite source d'alimentation, et 46, reliée à la masse. L'adaptateur 40, qui comporte les éléments 42 à 46, est un montage classique à collecteur commun.

La sortie de l'adaptateur 40, prise sur l'émetteur du transistor 43, est reliée, d'une part par un premier commutateur 47 à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 48, d'autre part, par une résistance 49 à cette même entrée de l'amplificateur 48. La sortie de cet amplificateur est directement reliée à son entrée inverseuse. En outre, ladite entrée de l'amplificateur 48 est reliée, d'une part par une résistance 50 en série avec un commutateur 51 et un autre commutateur 52 à la sortie de cet amplificateur, et d'autre part, par un condensateur 53, à la masse. Le point commun des commutateurs 51 et 52 est relié à la masse par une résistance 54 en série avec un condensateur 55.

La sortie de l'amplificateur 48 est reliée à la base d'un transistor 56, monté également en collecteur commun. Son collecteur est directement relié à une source d'alimentation, et son émetteur est relié à la masse par une résistance 57. Un condensateur 58 relie l'émetteur du transistor 56 à la borne 41 qui se trouve reliée à la masse par une résistance 59.

Les commutateurs 47, 51 et 52 sont commandés par le signal arrivant en 37 de telle façon que lorsque 47 et 52 sont fermés, 51 est ouvert (position A), et inversement (position B).

En position A des commutateurs, le signal provenant de l'adaptateur 40 est transmis dans son intégralité à la sortie du circuit, la charge du condensateur 55 suivant la valeur du signal d'entrée. On notera que le filtrage apporté par le condensateur 53, même si ce dernier a une valeur relativement élevée (par exemple plusieurs centaines de nanofarads), est négligeable, à cause de l'impédance de sortie faible de l'adaptateur 40.

En position B des commutateurs, la résistance 49, de valeur relativement élevée (100 kilohms par exemple), est insérée entre l'adaptateur 40 et les condensateurs 53 et 55, cette résistance 49 formant avec ces condensateurs et la résistance 50 (la résistance 54 a une valeur négligeable par rapport à celle de 50) un filtre passebas. Le condensateur 55 restitue alors la charge acquise précédemment (position A des commutateurs), et à la sortie de l'amplifi~ cateur 48, cette tension de décharge se trouve superposée à une partie du signal d'entrée filtré par ledit filtre passe-bas. On a ainsi réalisé un échantillonneur-bloqueur associé à un filtre passe-bas.

Claims (13)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de codageldécodage d'informations basse fréquence, caractérisé par le fait qu'il comporte, dans le codeur (1) et dans le décodeur (8) un circuit d'inversion alternative de spectre (4, 11) commandé par un générateur pseudo-aléatoire (GPA 15!, et par le fait qu'il comporte des moyens produisant un signal annexe permettant de synchroniser le circuit d'inversion du décodeur (8) avec celui du codeur (1).

2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que l'inversion de spectre est réalisée, au codage, par modulation (4) d'une porteuse par le signal à coder, avec suppression de la bande latérale supérieure (6), et suppression de la fréquence porteuse, et au décodage, par la même modulation de porteuse (11) par le signal à décoder, avec suppression de la bande latérale supérieure et de la fréquence porteuse (13).

3. Dispositif selpn - la revendication 2, caractérisé par le fait que chaque modulateur (4, 11) réalisant la modulation comporte un commutateur électronique (16) commandé par la porteuse (fi), suivi d'un amplificateur opérationnel (17) monté en inverseur.

4. Dispositif selon la revendication 2 ou 3, caractérisé par le fait que la porteuse f0 est un signal rectangulaire.

5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que ledit signal rectangulaire a un rapport cyclique d'environ 1.

6. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les moyens permettant de synchroniser le circuit d'inversion du décodeur avec celui du codeur comportent dans chacun de ces circuits une bascule bistable de type D (29, 26) dont l'entrée de données est reliée en GPA, et dont l'entrée de signaux d'horloge reçoit ledit signal annexe, la bascule du décodeur recevant ce signal annexe affecté d'un retard sensiblement égal au temps de traversée des filtres (6, 10) compris entre les deux dispositifs d'inversion (4, 11).

7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précedentes, appliqué au codage du son d'un système de télévision hertzienne à péage, caractérisé par le fait que ledit signal annexe est une impulsion produite au début du balayage d'une ligne déterminée de l'image de télévision, la ligne déterminée étant, dans le récepteur, une ligne apparaissant postérieurement à celle de l'émetteur.

8. Dispositif selon la revendication 7, pour un système de télévision en 625 lignes, caractérisé par le fait que dans l'émetteur la ligne déterminée est la ligne 622, et dans le récepteur la ligne 624.

9. Dispositif selon l'une des revendications 7 ou 8, caractérisé par le fait que dans le codeur (1), le modulateur (4), de fréquence porteuse fO, est précédé d'un premier filtre passe-bas (3), de fréquence de coupure cî' et suivi d'un second filtre passe-bas (6), de fréquence de coupure fc2 et que dans le décodeur, le modulateur (Il) est précédé d'un troisième filtre passe-bas (10), de fréquence de coupure fc3, et suivi d'un quatrième filtre passe-bas (13), de fréquence de coupure fc4, les fréquences fcl et fc4 étant pratiquement égales entre elles, et les fréquences c2 et fc3 étant pratiquement égales à la fréquence fO.

10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé par le fait que la fréquence f0 est de 15,625 kHz, et les fréquences fc2 et fc3 d'environ 10 kHz.

11. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé par le fait que lafréquence f c est de 12,8 kHz, et les fréquences fc2 et fc3 d'environ 10 kHz.

12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait que la fréquence moyenne du signal de sortie du GPA est de quelques Hertz.

13. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 8, caractérisé par le fait que la sortie du GPA du décodeur est reliée à l'entrée de deux bascules monostables (34, 35) déclenchant l'une sur des fronts montants, et l'autre des fronts descendants, les sorties de ces bascules étant reliées par une porte OU (36) à l'entrée de commande (37) du filtre de parasites (38) disposé à la sortie (39) du décodeur, en aval d'un adaptateur d'impédance (40), ce filtre de parasites étant essentiellement un échantillonneur-bloqueur associé à un filtre passe-bas, la largeur des impulsions produites par lesdites bascules monostables étant sensiblement égale à celle des parasites de commutation produits par le passage (5) entre la voie à inversion de spectre (4) et la voie directe sans inversion de spectre.