FR2552270A1 - Melangeur d'ondes electromagnetiques hyperfrequences a grand gain de conversion - Google Patents
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Abstract
LE MELANGEUR COMPREND UN CIRCULATEUR 1 RELIE A UN ETAGE MELANGEUR A TRANSISTOR 6. LE CIRCULATEUR 1 COMPREND AU MOINS TROIS PORTES D'ACCES, UNE PREMIERE PORTE D'ACCES 2 EST ALIMENTEE PAR UNE PREMIERE ONDE DE FREQUENCE F, UNE DEUXIEME PORTE D'ACCES 3 EST COUPLEE A UNE SORTIE DE L'ETAGE MELANGEUR A TRANSISTOR 6 PAR L'INTERMEDIAIRE D'UN ORGANE DE COUPLAGE 5, ET UNE TROISIEME PORTE D'ACCES 4 FORME LA SORTIE DU MELANGEUR. L'ETAGE DU MELANGEUR A TRANSISTOR 6 EST EXCITE PAR UNE DEUXIEME ONDE DE FREQUENCE F POUR FOURNIR SUR LA TROISIEME PORTE D'ACCES DU CIRCULATEUR UNE ONDE TRANSPOSEE DE FREQUENCE F F F ETOU F F - F. L'ORGANE DE COUPLAGE 5 ET L'ETAGE MELANGEUR 6 SONT ADAPTES POUR RAMENER UNE RESISTANCE NEGATIVE SUR LA DEUXIEME PORTE D'ACCES 3 DU CIRCULATEUR DE FACON QUE LE GAIN EN PUISSANCE DU MELANGEUR, REPRESENTANT LE RAPPORT, ENTRE LA PUISSANCE DE L'ONDE SORTANT PAR LA TROISIEME PORTE D'ACCES DU CIRCULATEUR, A LA PUISSANCE DE L'ONDE APPLIQUEE SUR LA PREMIERE PORTE D'ACCES DU CIRCULATEUR, SOIT SUPERIEUR A L'UNITE. APPLICATION : FAISCEAUX HERTZIENS HETERODYNES.
Description
Mélangeur d'ondes électromagnétiques hyperfréquences
à grand gain de conversion
La présente invention concerne les mélangeurs d'ondes électromagnétiques hyperfréquences à grand gain de conversion.
à grand gain de conversion
La présente invention concerne les mélangeurs d'ondes électromagnétiques hyperfréquences à grand gain de conversion.
Elle s'applique notamment à la réalisation de faisceaux hertziens hétérodynes à agilité de fréquence.
On entend par mélangeur, un dispositif électronique qui assure le mélange de signaux périodiques de fréquences différentes, pour délivrer un signal unique dont le spectre de fréquence contient au moins une fréquence égale à la somme ou à la différence des fréquences des deux signaux qui lui sont appliqués.
Il est connu, pour réaliser des faisceaux hertziens hétérodynes à agilité de fréquence, d'utiliser des mélangeurs d'émission constitués à l'aide de diodes à capacité variable. Ces mélangeurs ont toutefois l'inconvénient de présenter des pertes de conversion importantes.
Ces pertes de conversion qui correspondent à la différence mesurée en décibels entre la puissance disponible à l'entrée du mélangeur et la puissance disponible en sortie, sont de l'ordre de 3 dB lorsque le mélangeur travaille en régime saturé et de l'ordre de 7 à 10 dB lorsque le mélangeur travaille en régime linéaire.
Pour diminuer les pertes de conversion, certains mélangeurs hyperfréquences sont réalisés à l'aide de transistors unipolaires à effet de champ du type MESFET dont la grille de commande est constituée par une diode Schottky. Malgré la résistance série élevée que présente la diode
Schottky de ces transistors l'atténuation qui en résulte, est en partie compensée par le gain des transistors à la fréquence d'utilisation. Toutefois pour certaines applications de faisceaux hertziens le gain obtenu n'est pas suffisant, et ces mélangeurs impliquent souvent la nécessité de prévoir un amplificateur supplémentaire en amont ou en aval de ceux-ci. En fait l'adjonction d'amplificateurs supplémentaires pourrait être évitée si l'élément actif non linéaire du mélangeur avait un gain très important supérieur à 12 dB.Cette condition n'est actuellement pas réalisée par les montages à transistors constituant les éléments actifs non linéaires des mélangeurs actuellement connus.
Schottky de ces transistors l'atténuation qui en résulte, est en partie compensée par le gain des transistors à la fréquence d'utilisation. Toutefois pour certaines applications de faisceaux hertziens le gain obtenu n'est pas suffisant, et ces mélangeurs impliquent souvent la nécessité de prévoir un amplificateur supplémentaire en amont ou en aval de ceux-ci. En fait l'adjonction d'amplificateurs supplémentaires pourrait être évitée si l'élément actif non linéaire du mélangeur avait un gain très important supérieur à 12 dB.Cette condition n'est actuellement pas réalisée par les montages à transistors constituant les éléments actifs non linéaires des mélangeurs actuellement connus.
Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités.
A cet effet, l'invention a pour objet un mélangeur d'ondes électromagnétiques hyperfréquences à grand gain de conversion, caractérisé en ce qu'il comprend un circulateur relié à un étage mélangeur à transistor, le circulateur comprenant au moins trois portes d'accès, une première porte d'accès étant alimentée par une première onde de fréquence FOL, une deuxième porte d'accès étant couplée à une sortie de l'étage mélangeur à transistor par l'intermédiaire d'un organe de couplage, et une troisième porte d'accès formant la sortie du mélangeur, l'étage mélangeur à transistor étant excité par une deuxième onde de fréquence FI, pour fournir sur la troisième porte d'accès du circulateur une onde transposée de fréquence Fs S Fo + FI et/ou FS =Fo - FI, l'organe de couplage et l'étage mélangeur étant adaptés pour ramener une résistance négative sur la deuxième porte d'accès du circulateur de façon que le gain en puissance du mélangeur, représentant le rapport, entre la puissance de l'onde sortant par la troisième porte d'accès du circulateur, à la puissance de l'onde appliquée sur la première porte d'accès du circulateur, soit supérieur à l'unité.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description faite au regard des dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemple et dans lesquels:
- la figure 1 représente schématiquement un circuit mélangeur selon l'invention;
- la figure 2 représente l'excursion en fréquence de l'onde de sortie du mélangeur relativement à la bande passante de l'oscillateur local dans une application de faisceaux hertziens à agilité de fréquence;
- la figure 3 est une représentation d'une réalisation en micro circuit du mélangeur représenté à la figure 1.
- la figure 1 représente schématiquement un circuit mélangeur selon l'invention;
- la figure 2 représente l'excursion en fréquence de l'onde de sortie du mélangeur relativement à la bande passante de l'oscillateur local dans une application de faisceaux hertziens à agilité de fréquence;
- la figure 3 est une représentation d'une réalisation en micro circuit du mélangeur représenté à la figure 1.
Le mélangeur hyperfréquence, représenté à la figure 1, comporte un circulateur 1 à trois portes d'accès, notées respectivement 2, 3 et 4, la porte 2 étant reliée à un oscillateur local, extérieur au mélangeur, non représenté, délivrant une onde entretenue à fréquence FOL . La porte 3 du circulateur est reliée à l'entrée d'un organe de couplage 5, constitué par un transformateur d'impédance. La sortie de l'organe de couplage 5 est reliée à l'émetteur ou à la source d'un étage mélangeur 6, constitué suivant le cas, par un transistor bipolaire ou un transistor à effet de champ, alimenté sur sa base ou sur sa grille de commande au travers d'un filtre 7 par une onde de fréquence intermédiaire FI modulée dans une bande AFI. Le filtre 7 a une bande passante centrée sur la fréquence intermédiaire FI dont la largeur est égale à AFI.La base ou la grille de l'étage mélangeur 6 est reliée au circuit de masse M d'alimentation du mélangeur au travers d'un circuit résonant accordé sur la fréquence résultant de l'addition des fréquences FOL de l'oscillateur local et FI de l'onde de fréquence intermédiaire. Le collecteur ou le drain du transistor de l'étage mélangeur 6 est relié à la masse M d'alimentation du mélangeur hyperfréquence de façon à réaliser une polarisation du transistor suivant le mode "collecteur commun" des transistors bipolaires ou suivant le mode "reverse channel" des transistors à effet de champ. L'alimentation de l'étage mélangeur est assurée par une tension - Vcc appliquée sur l'émetteur ou l'électrode de source de l'étage mélangeur à travers un circuit de polarisation 9 comportant des moyens de filtrage pour réjecter la Ipép quence FOL de l'oscillateur local.
Le mélangeur qui vient d'être décrit, permet d'obtenir sur la porte
l9F d'accès 4 du circulateur une onde de fréquence FOL + FI + 21 avec un
2 gain de conversion très important. En effet, les conditions de polarisation de l'étage mélangeur de la figure 1 permettent d'obtenir sur l'accès émetteur ou source du transistor une résistance négative - R 7 qui est transformée par le transformateur d'impédance 5 en une résistance - RN en parallèle sur la porte d'accès 3 du circulateur.Dans ces conditions, le gain en puissance du circulateur 1, défini comme étant le rapport de puissance obtenue sur la borne d'accès 4, à la puissance appliquée sur la borne d'accès 2 est en effet égale à:
l9F d'accès 4 du circulateur une onde de fréquence FOL + FI + 21 avec un
2 gain de conversion très important. En effet, les conditions de polarisation de l'étage mélangeur de la figure 1 permettent d'obtenir sur l'accès émetteur ou source du transistor une résistance négative - R 7 qui est transformée par le transformateur d'impédance 5 en une résistance - RN en parallèle sur la porte d'accès 3 du circulateur.Dans ces conditions, le gain en puissance du circulateur 1, défini comme étant le rapport de puissance obtenue sur la borne d'accès 4, à la puissance appliquée sur la borne d'accès 2 est en effet égale à:
Ce gain est d'autant plus élevé que la valeur de la résistance RN est proche de la valeur de l'impédance caractéristique R0 du circulateur.
Ces conditions sont notamment réalisées, en utilisant, par exemple, comme étage mélangeur un transistor CaAs FET, du type commercia lisé sous la désignation MSC 88000, polarisé dans le mode "Reverse
Channel", c'est-à-dire avec le drain relié potentiellement à la masse du circuit hyperfréquence du mélangeur comme ceci est représenté à la figure 1.
Channel", c'est-à-dire avec le drain relié potentiellement à la masse du circuit hyperfréquence du mélangeur comme ceci est représenté à la figure 1.
Comme le gain de conversion obtenu est très important le montage qui vient d'être décrit devra être adapté pour obtenir des mélangeurs à très large bande, cette adaptation pourra être effectuée en faisant varier la fréquence de l'oscillateur local dans la bande d'accord désirée, comme ceci est représenté à la figure 2.
Un mode de réalisation, selon l'invention, du mélangeur représenté suivant le schéma de principe de la figure 1 est représenté à l'aide de la figure 3. Il comprend un substrat 10 composé par deux faces rectangulaires planes 10a et 10b parallèles entre elles et espacées de quelques dizièmes de millimètre, constituées par un matériau à permittivité élevée du type titanate de magnésium, alumine ou verre téflon. Une fine couche d'un matériau conducteur 11 est déposée par métallisation de la première face 10 du substrat 10. Le transistor 6 est fixé à peu près au milieu de la
a deuxième face 10b du substrat. Le substrat comprend deux bornes de raccordement 12 et 13 placées respectivement de part et d'autre du transistor 6 sur un bord du substrat 10.Un conducteur 14 est déposé par métallisation d'un micro-ruban sur la surface 10b du substrat, une extrémité étant reliée à l'électrode de grille du transistor 6, l'autre extrémité étant libre, la longueur du conducteur 14 étant ajustable par des plots notés respectivement 14a à 14d de façon à réaliser un surcuit résonant accordé sur la fréquence FS résultante de la somme de la fréquence FOL de l'onde de rosdllateur local, avec la fréquence de l'onde de la fréquence intermédiaire FI, pour réaliser le circuit d'accord équivalent au circuit 8 de la figure 1. L'électrode de grille est reliée à la borne 12 par l'intermédiaire du conducteur 18, de la plaque 19, du conducteur 20, de la plaque 21, du conducteur 22, de la plaque 23, du conducteur 24 et du condensateur 25 reliés dans cet ordre en série, les conducteurs et les plaques notés 18 à 24 étant déposés par métallisation de rubans sur la face supérieure 10b du substrat. Les conducteurs et les plaques 18 à 24 ainsi que le condensateur 25 constituent un filtre équivalent au filtre 7 de la figure 1 qui est accordé sur la fréquence intermédiaire FI et dont la bande correspond à l'excursion de fréquence AFI décrite précédemment.La tension de polarisation de l'électrode G du transistor 6 est appliquée sur une plaque 26, placée contre le bord 10 du
e substrat et est transmise par le conducteur 27 sur l'électrode de grille G du transistor 6. La plaque 26 et le conducteur 27 sont également déposés par métallisation d'un ruban sur le substrat 10b et leurs dimensions sont déterminées pour que l'ensemble, constitué par le conducteur 27 et la plaque 26, forme un filtre réjecteur de la fréquence de 11oscillateur local
FOL La borne 13 du substrat relie la borne d'accès 3 du circulateur 1 à l'électrode de source du transistor 6 au moyen des conducteurs 20, 29 et 30, reliés en série et déposés également par métallisation de rubans sur la face supérieure du substrat 10b .L'ensemble des conducteurs 28 et 29 ont des dimensions déterminées pour former un filtre accordé dans la bande de l'oscillateur local pour réjecter la fréquence intermédiaire Fl. Le conducteur 30 constitue avec la couche métallique 13 une ligne de transmission, sa longueur est à peu près égale au 1/4 de la longueur d'onde de l'onde de fréquence FOL, de façon à réaliser le transformateur d'impédance 5 de la figure 1.La tension de polarisation - Vcc de l'électrode de source du transistor 6 est appliquée sur une plaque 31 et est transmise à l'électrode de source S par le conducteur 32, la plaque 31 et le conducteur 32 étant également déposés par métallisation de rubans sur le substrat 10b Enfin un conducteur 33 est également déposé sur la face 10b du substrat et a une extrémité reliée à la source du transistor 6, sa longueur est déterminée de façon à présenter une partie réactive qui vient annuler la partie imaginaire de l'impédance - R + jx d'entrée du transistor 6 de façon que, l'extrémité de la ligne formée par le conducteur 30, qui est reliée à l'électrode de source du transistor 6, soit chargée uniquement par la partie réelle de l'impédance de source du transistor 6, c'est-à-dire par la résistance négative - R représentant la partie réelle de cette impédance.Enfin, des plaques 34 et 35 en contact avec les plaques d'alimentation 26 et 27 et en contact avec la couché 11 par l'intermédiaire respectivement de trous métallisés 36 et 37 pourront être également déposées sur la surface 10b du substrat pour réaliser un découplage en hyperfréquence des plaques d'alimentation 26 et 31 à la masse d'alimentation du mélangeur.
a deuxième face 10b du substrat. Le substrat comprend deux bornes de raccordement 12 et 13 placées respectivement de part et d'autre du transistor 6 sur un bord du substrat 10.Un conducteur 14 est déposé par métallisation d'un micro-ruban sur la surface 10b du substrat, une extrémité étant reliée à l'électrode de grille du transistor 6, l'autre extrémité étant libre, la longueur du conducteur 14 étant ajustable par des plots notés respectivement 14a à 14d de façon à réaliser un surcuit résonant accordé sur la fréquence FS résultante de la somme de la fréquence FOL de l'onde de rosdllateur local, avec la fréquence de l'onde de la fréquence intermédiaire FI, pour réaliser le circuit d'accord équivalent au circuit 8 de la figure 1. L'électrode de grille est reliée à la borne 12 par l'intermédiaire du conducteur 18, de la plaque 19, du conducteur 20, de la plaque 21, du conducteur 22, de la plaque 23, du conducteur 24 et du condensateur 25 reliés dans cet ordre en série, les conducteurs et les plaques notés 18 à 24 étant déposés par métallisation de rubans sur la face supérieure 10b du substrat. Les conducteurs et les plaques 18 à 24 ainsi que le condensateur 25 constituent un filtre équivalent au filtre 7 de la figure 1 qui est accordé sur la fréquence intermédiaire FI et dont la bande correspond à l'excursion de fréquence AFI décrite précédemment.La tension de polarisation de l'électrode G du transistor 6 est appliquée sur une plaque 26, placée contre le bord 10 du
e substrat et est transmise par le conducteur 27 sur l'électrode de grille G du transistor 6. La plaque 26 et le conducteur 27 sont également déposés par métallisation d'un ruban sur le substrat 10b et leurs dimensions sont déterminées pour que l'ensemble, constitué par le conducteur 27 et la plaque 26, forme un filtre réjecteur de la fréquence de 11oscillateur local
FOL La borne 13 du substrat relie la borne d'accès 3 du circulateur 1 à l'électrode de source du transistor 6 au moyen des conducteurs 20, 29 et 30, reliés en série et déposés également par métallisation de rubans sur la face supérieure du substrat 10b .L'ensemble des conducteurs 28 et 29 ont des dimensions déterminées pour former un filtre accordé dans la bande de l'oscillateur local pour réjecter la fréquence intermédiaire Fl. Le conducteur 30 constitue avec la couche métallique 13 une ligne de transmission, sa longueur est à peu près égale au 1/4 de la longueur d'onde de l'onde de fréquence FOL, de façon à réaliser le transformateur d'impédance 5 de la figure 1.La tension de polarisation - Vcc de l'électrode de source du transistor 6 est appliquée sur une plaque 31 et est transmise à l'électrode de source S par le conducteur 32, la plaque 31 et le conducteur 32 étant également déposés par métallisation de rubans sur le substrat 10b Enfin un conducteur 33 est également déposé sur la face 10b du substrat et a une extrémité reliée à la source du transistor 6, sa longueur est déterminée de façon à présenter une partie réactive qui vient annuler la partie imaginaire de l'impédance - R + jx d'entrée du transistor 6 de façon que, l'extrémité de la ligne formée par le conducteur 30, qui est reliée à l'électrode de source du transistor 6, soit chargée uniquement par la partie réelle de l'impédance de source du transistor 6, c'est-à-dire par la résistance négative - R représentant la partie réelle de cette impédance.Enfin, des plaques 34 et 35 en contact avec les plaques d'alimentation 26 et 27 et en contact avec la couché 11 par l'intermédiaire respectivement de trous métallisés 36 et 37 pourront être également déposées sur la surface 10b du substrat pour réaliser un découplage en hyperfréquence des plaques d'alimentation 26 et 31 à la masse d'alimentation du mélangeur.
L'invention n'est pas limitée au mélangeur précédemment décrit, il va de soi qu'elle s'applique également à d'autres variantes de réalisation dans lesquelles notamment les accès oscillateur local, ou fréquence intermédiaire, peuvent être inversés comme c'est le cas par exemple dans la réalisation des récepteurs.
On comprendra également que l'exemple qui vient d'être décrit ne limite pas la portée de l'invention à l'emploi des transistors à effet de champ et que des transistors bipolaires pourront tout aussi bien être utilisés en tant que transistors mélangeurs. La portée de l'invention ne saurait non plus être limitée au mode de polarisation de l'étage mélangeur précédemment décrit, il va de soi que les autres modes de polarisation connus de l'homme de l'art pour polariser les transistors bipolaires ou à effet de champ sont également envisageables notamment ceux du mode base commune ou grille commune.
Claims (11)
1. Mélangeur d'ondes électromagnétiques hyperfréquences à grand gain de conversion, caractérisé en ce qu'il comprend un circulateur (1) relié à un étage mélangeur à transistor (6), le circulateur (1) comprenant au moins trois portes d'accès, une première porte d'accès (2) étant alimentée par une première onde de fréquence FOL, une deuxième porte d'accès (3) étant couplée à une sortie de l'étage mélangeur à transistor (6) par l'intermédiaire d'un organe de couplage (5), et une troisième porte d'accès (4) formant la sortie du mélangeur, l'étage du mélangeur à transistor (6) étant excité par une deuxième onde de fréquence FI pour fournir sur la troisième porte d'accès du circulateur une onde transposée de fréquence Fs = Fo + FI et/ou F5 = Fo - FI, l'organe de couplage (5) et l'étage mélangeur (6) étant adaptés pour ramener une résistance négative sur la deuxième porte d'accès (3) du circulateur de façon que le gain en puissance du mélangeur, représentant le rapport, entre la puissance de l'onde sortant par la troisième porte d'accès du circulateur, à la puissance de l'onde appliquée sur la première porte d'accès du circulateur, soit supérieur à l'unité.
2. Mélangeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'organe de couplage (5) est constitué par une ligne (30) de transmission de longueur à peu près égale au 1/4 de la longueur d'onde de la première onde de fréquence FOL.
3. Mélangeur selon les revendications 1 et 22 caractérisé en ce que le transistor de l'étage mélangeur (6) est un transistor bipolaire polarisé dans le mode collecteur commun.
4. Mélangeur selon les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le transistor de l'étage mélangeur (6) est un transistor à effet de champ polarisé dans le mode "Reverse Channel".
5. Mélangeur selon les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le transistor de l'étage mélangeur (6) est un transistor bipolaire ou un transistor à effet de champ polarisés dans les modes base ou grille commune respectivement.
6. Mélangeur selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la base ou la grille du transistor de l'étage mélangeur est reliée à la masse d'alimentation du mélangeur au travers d'un filtre (8, 14) accordé sur la fréquence résultant de l'addition des fréquences FOL + F1.
7. Mélangeur selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le signal de fréquence FI est appliqué sur la base ou la grille du transistor de l'étage mélangeur à travers un filtre (7) réjecteur de la fréquence FOL.
8. Mélangeur selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que l'organe de couplage (5) est couplé entre la deuxième porte d'accès du mélangeur (3, 13) et l'émetteur ou la source du transistor mélangeur (6).
9. Mélangeur selon rune quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que les rôles respectifs de la source et de la grille, ou de la base et de l'émetteur de l'étage mélangeur (6) sont inversés.
10. Mélangeur selon rune quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les filtres (7, 8) et l'organe de couplage (5) sont réalisés par des dépôts de micro-rubans sur un substrat.
11. Utilisation du mélangeur selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, à la réalisation d'un faisceau hertzien hétérodyne.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8314935A FR2552270B1 (fr) | 1983-09-20 | 1983-09-20 | Melangeur d'ondes electromagnetiques hyperfrequences a grand gain de conversion |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8314935A FR2552270B1 (fr) | 1983-09-20 | 1983-09-20 | Melangeur d'ondes electromagnetiques hyperfrequences a grand gain de conversion |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2552270A1 true FR2552270A1 (fr) | 1985-03-22 |
| FR2552270B1 FR2552270B1 (fr) | 1986-02-14 |
Family
ID=9292365
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8314935A Expired FR2552270B1 (fr) | 1983-09-20 | 1983-09-20 | Melangeur d'ondes electromagnetiques hyperfrequences a grand gain de conversion |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2552270B1 (fr) |
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- 1983-09-20 FR FR8314935A patent/FR2552270B1/fr not_active Expired
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2552270B1 (fr) | 1986-02-14 |
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