FR2550672A1 - Comparateur lineaire pour un circuit telephonique a haut-parleur - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LES CIRCUITS UTILISES EN TELEPHONIE. UN COMPARATEUR LINEAIRE DE PRECISION COMPORTE NOTAMMENT DEUX NOEUDS DE SOMMATION XMT, RCV DESTINES A SOMMER SEPAREMENT DEUX GROUPES DE SIGNAUX TTD, TNG, RSG; TSG, RTD PROVENANT RESPECTIVEMENT D'UN CANAL D'EMISSION ET D'UN CANAL DE RECEPTION D'UN CIRCUIT TELEPHONIQUE A HAUT-PARLEUR, ET A APPLIQUER SUR UNE BORNE DE SORTIE TS UN SIGNAL REPRESENTATIF DE LA DIFFERENCE ENTRE DEUX SIGNAUX SOMMES NON BLOQUES. CHAQUE NOEUD BLOQUE SON SIGNAL SOMME SI CE DERNIER N'EST PAS REPRESENTATIF D'UN VERITABLE SIGNAL VOCAL. APPLICATION AUX POSTES TELEPHONIQUES " MAINS LIBRES".

Description

i

La présente invention concerne le domaine des comparateurs linéaires et elle porte plus particulièrement sur un comparateur linéaire pour un circuit téléphonique à hautparleur.

Les circuits téléphoniques à haut-parleur à quatre fils utilisant une commande par commutateur vocal sont conçus de façon à commuter automatiquement vers un mode d'émission ou un mode de réception, sur la base du niveau de l'énergie de parole qui est présente dans les voies de 10 transmission respectives Dans des circuits de l'art antérieur, on prend la décision de commutation vocale en comparant un signal de parole d'émission (TTD) avec un signal de parole de réception (RTD) Des perfectionnements apportés aux circuits téléphoniques à haut-parleur ont conduit 15 à incorporer dans le processus de comparaison un signal de garde vis-à-vis du signal de réception (RSG) et d'un signal de garde visà-vis du bruit d'émission (TNG) Ces signaux tiennent compte du bruit électro-acoustique qui est couplé du haut-parleur vers le microphone et du bruit de fond 20 reçu par le microphone, et on les utilise pour empacher

une auto-commutation du circuit téléphonique à hautparleur L'incorporation de ces deux signaux supplémentaires dans le processus de comparaison dégrade cependant la sensibilité d'un circuit de commutateur vocal.

Un aspect défavorable de la sensibilité dégradée d'un commutateur vocal consiste en ce qu'un locuteur qui parle fort a la possibilité de conserver la commande du commutateur vocal, et donc de la conversation Dans ces conditions, l'énergie de parole de l'autre personne parti30 cipant à la conversation doit dépasser considérablement l'énergie de parole du locuteur, pour pouvoir injecter une réponse Ce problème a encore été aggravé par l'inclusion d'un signal de garde du commutateur à l'émission (TSG) dans le comparateur du commutateur vocal, pour tenir compte 35 de signaux couplés de la voie d'émission vers la voie de

réception, par l'intermédiaire du circuit hybride quatre fils à deux fils du circuit téléphonique à haut-parleur.

Ainsi, pour tenir compte des signaux de garde et des signaux vocaux, des comparateurs antérieurs ont sommé tous ces signaux ensemble Les comparateurs linéaires antérieurs ont donc été incapables de reconnaître de petites différences dans l'énergie vocale d'émission et de réception, ou la présence de signaux de garde vis-à-vis du bruit de niveau élevé Par conséquent, l'inclusion de tous les signaux dans un processus de comparaison en une seule étape permet aux signaux de garde vis-à-vis du bruit de dominer le processus de sommation, ce qui peut empêcher un circuit téléphonique à haut-parleur de commuter sur un signal vocal légitime A titre d'exemple, un signal RSG fort peut empê15 cher un circuit téléphonique à haut-parleur de commuter sur

de l'énergie vocale légitime de la voie de réception (RTD).

Le brevet des E U A n 3 751 602 montre un exemple de circuits téléphoniques à haut-parleur qui fondent une décision de commutation sur le signal de sortie d'un 20 comparateur classique De ce fait, le comparateur du brevet précité produit un brouillage entre des signaux opposés de parole et de garde de commutateur, ce qui permet à un

signal non désiré d'atteindre les bornes de sortie du comparateur.

Le brevet des E U A n 4 317 959 est également un exemple d'un circuit de commande de parole qui utilise un comparateur classique En outre, le brevet des E U A. no 3 963 868 est un exemple de système téléphonique à hautparleur qui comporte un comparateur divisé en plusieurs 30 sections Cependant, la sensibilité du comparateur de ce dernier brevet est dégradée par l'adjonction de diodes de blocage connectées à la sortie du comparateur, ce qui nécessite que des signaux légitimes dépassent le décalage de tension des diodes (environ 0,6 volts) avant que la commutation ait lieu En outre, le comparateur divisé en plusieurs sections du brevet cité en dernier est similaire à des comparateurs classiques, du fait qu'il est constitué par des amplificateurs opérationnels Il est bien connu dans la technique que quinze à trente transistors sont nécessaires pour réaliser un amplificateur opérationnel Par conséquent, un circuit téléphonique à haut-parleur constitué par des amplificateurs opérationnels est relativement coûteux et difficile à réaliser sous la forme d'une puce de circuit

intégré analogique.

Il existe donc un besoin dans la technique concernant un comparateur linéaire à sensibilité élevée qui détermine correctement la présence de signaux vocaux légitimes dans des canaux d'émission et de réception d'un circuit

téléphonique à haut-parleur, qui ait une réponse linéaire et 15 qui puisse être intégré aisément sans utiliser d'amplificateurs opérationnels.

Conformément à l'invention, le processus de comparaison qui est mis en oeuvre dans un circuit téléphonique à haut-parleur est divisé au moyen d'un comparateur linéaire 20 économique mais précis Le comparateur linéaire utilise deux noeuds à tension constante pour élaborer deux signaux séparés représentatifs de signaux vocaux légitimes qui apparaissent dans des voies d'émission et de réception respectives d'un circuit téléphonique à haut-parleur Les signaux 25 légitimes, s'ils sont présents, sont pondérés au niveau d'un noeud de sortie, et on utilise la différence entre les signaux pour commuter un circuit téléphonique à hautparleur vers un mode d'émission ou vers un mode de réception Si une comparaison de signaux indique la présence d'un signal vocal 30 non légitime, ce signal est bloqué à la sortie du comparateur, ce qui élimine l'influence que ce signal peut avoir

sur le processus de comparaison.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de la

description qui va suivre d'un mode de réalisation et en se

référant au dessin annexé dont la figure unique est un schéma

détaillé du comparateur linéaire qui est décrit ici.

On voit sur la figure unique un schéma détaillé qui représente un mode de réalisation de l'invention Le comparateur linéaire 100 est un circuit de redressement et de sommation de précision, dans lequel un premier groupe de signaux entrants (TTD, TNG et RSG) sont pondérés et sommés indépendamment, et le résultat est redressé et comparé avec un signal redressé qui résulte d'une pondération et d'une sommation indépendantes d'un second groupe de signaux 10 (TSG et RTD) Du fait qu'une partie importante de la moitié

inférieure du circuit 100 est fondamentalement une image symétrique de la moitié supérieure, la description de la

moitié supérieure s'applique également à la partie correspondante de la moitié inférieure.

Le comparateur linéaire 100 peut être incorporé aisément dans la plupart des circuits téléphoniques à hautparleur pour lesquels on désire une commutation vocale de précision. Des résistances R 105, R 106 et R 107 ont pour fonc20 tion de convertir en signaux de courant un groupe de tensions présentes sur les conducteurs TTD, TNG et RSG,-émises par un groupe de détecteurs de crête, avec la polarité indiquée, en vue de la sommation à un noeud XMT La polarité des tensions qui sont appliquées à l'entrée du circuit 25 100 est déterminée par la polarité des détecteurs de crête redresseurs La sommation des courants est rendue possible par le fait que le noeud XMT est maintenu à un potentiel de masse virtuelle par le transistor Q 109 Les courants qui

sont sommés au noeud XMT circulent ensuite vers l'électrode 30 d'émetteur du transistor Q 109.

Le transistor connecté en diode Q 110 est un dispositif de compensaticnde linéarité qui fait varier la tension de base du transistor Q 109 d'une manière qui maintient

l'électrode d'émetteur du transistor Q 109 à la masse vir35 tuelle La masse virtuelle apparaît du fait que les électro-

des de base des transistors Q 109-Qll O sont connectées ensemble, du fait que l'électrode d'émetteur du transistor Q 110 est connectée à la masse et du fait que les transistors

Q 109 et Q 110 sont forcés de fonctionner à des niveaux de 5 courant identiques, ce qui rend virtuellement égales les tensions base-émetteur des dispositifs Q 109 et Q 110.

L'électrode d'émetteur du transistor Q 109 est donc toujours à la masse virtuelle, ou proche de celle-ci, indépendamment

du courant qui circule dans le transistor Q 109.

Le transistor Q 109 fait circuler un courant chaque fois que la sommation des courants au noeud XMT conduit

à un courant positif indiquant la présence d'un signal de parole légitime (TTD) de valeur suffisante pour compenser le signal de garde vis-à-vis du bruit d'émission (TNG) et 15 le signal de garde de commutateur de réception (RSG).

Inversement, un signal TTD de niveau insuffisant pour compenser les signaux de garde de bruit et de commutateur fait apparaître un courant négatif au noeud XMT, ce qui provoque le blocage du transistor Q 109 Le transistor connecté en 20 diode Q 108, qui est branché au noeud XMT, fixe ce noeud à

environ -0,7 volt lorsque le transistor Q 109 est bloqué.

De cette manière, un détecteur de crête ou un autre circuit connecté au comparateur 100 par l'intermédiaire de la borne d'entrée TTD, TNG ou RSG n'est pas endommagé par une tension 25 négative apparaissant au noeud XMT D'une manière similaire, un transistor de fixation de niveau pourrait être connecté au noeud RCV pour protéger des circuits qui appliquent des

tensions par l'intermédiaire des bornes TSG et RTD.

Le courant qui circule dans le circuit émetteur30 collecteur du transistor Q 109 est transmis par le transistor Q 115 qui constitue une branche du circuit miroir de courant bien connu, formé par les transistors Q 115, Q 116 et Q 117 et les résistances associées R 113, R 114 et R 115 Le circuit miroir de courant ou la source de courant décrit ici est 35 du même type que celui décrit dans l'ouvrage bien connu: Analysis and Design of Analog Integrated Circuits par P R. Gray et R G Meyer, édité par John Wiley & Sons ( 1977) Le transistor Q 117 reproduit le courant qui circule dans le transistor Q 109 pour l'émettre vers un commutateur vocal (non représenté) par l'intermédiaire du conducteur TS Le courant qui circule dans le transistor Q 109 est également reproduit par le transistor Q 116 et est ensuite injecté dans le transistor connecté en diode Ql 10 o Chaque fois que le courant au noeud XMT devient 10 négatif ou tend à sortir de l'électrode d'émetteur du transistor Q 109, ce dernier se bloque de façon abrupte, et un courant de polarisation négligeable circule dans le circuit qui est formé par les transistors Q 109, Qll O,

Q 112, Q 115, Q 116 et Q 117.

Les résistances R 108 et R 109 ont pour fonction de convertir un groupe de tensions sur les conducteurs TSG et RTD, émises par un second groupe de détecteurs de crête, avec la polarité indiquée, en signaux de courant, pour les sommer au noeud à tension constante (masse virtuelle) RCV. 20 Le transistor Q 107 fonctionne de la même manière que le transistor Qll O (envisagé ci-dessus), pour établir un potentiel de masse virtuelle au noeud RCV, indépendamment

du courant qui traverse le transistor Q 106.

Un courant traverse le transistor Q 106 chaque fois que la polarité du courant qui sommé au noeud RCV est négative Inversement, lorsque le courant au noeud RCV est positif, le transistor Q 106 se bloque et aucun courant ne

circule dans ce transistor et le circuit associé.

Le courant qui traverse le circuit émetteur30 collecteur du transistor Q 106 est transmis par le transistor Q 101, qui est une branche d'un circuit miroir de courant bien connu, constitué par les transistors Ql O 1-Q 105 et les résistances associées R 101-R 103 Le transistor Q 103 reproduit le courant qui circule dans le circuit miroir de cou35 rant formé par les transistors Q 101-Q 105, et il change la

polarité du courant reproduit Lorsque le transistor Q 106 se bloque à cause de la présence d'un courant positif au noeud RCV, le courant de collecteur du transistor Q 103 est négligeable.

Le courant transmis par le transistor Q 103, qui est fondamentalement égal à l'opposé du courant transmis par le transistor Q 106, et qui est représentatif de la présence d'énergie vocale du canal de réception, a une polarité opposée à celle du courant qui circule dans le transistor Q 117 Du fait que ces deux courants ont des polarités opposées, la différence entre les deux signaux de courant est émise par le conducteur TS vers un circuit de commutateur vocal (non représenté) Ainsi, lorsqu'on utilise le comparateur 100 dans un circuit téléphonique à haut-parleur, l'énergie vocale apparaissant dans le canal de réception du circuit téléphonique à haut-parleur provoque la conduction du transistor Q 103 pour qu'il reçoive (absorbe) du courant provenant d'un commutateur vocal par l'intermédiaire du conducteur TS Au contraire, l'énergie vocale qui apparaît 20 dans le canal d'émission du circuit téléphonique à hautparleur provoque la conduction du transistor Q 117 pour qu'il fournisse du courant à un commutateur vocal par l'intermédiaire du conducteur TS Par conséquent, le commutateur vocal du circuit téléphonique à haut-parleur provoque 25 la commutation de ce circuit vers un mode d'émission ou vers un mode de réception, selon que le comparateur 100 fournit du courant au conducteur TS, ou absorbe du courant

à partir de ce conducteur.

Lorsque les transistors Q 109 et Q 106 ne sont pas 30 conducteurs, de faibles courants de polarisation circulent

dans les circuits collecteur-émetteur des transistors Q 103 et Q 117 Du fait que ces courants de polarisation sont pratiquement égaux mais de polarité opposée et s'annulent, un signal de valeur égale à zéro est appliqué à la sortie par 35 l'intermédiaire du conducteur TS.

Les transistors Q 104 et Q 111 sont des dispositifs de "démarrage" qui sont destinés à injecter des courants

dans leurs circuits miroirs de courant respectifs pour faire en sorte que le circuit converge vers un point de fonction5 nement différent de zéro au moment de la mise sous tension.

Les transistors Q 113 et Q 114, en association avec

les résistances R 110, R 112, assurent la fonction de silencieux bien connue qui est sous la commande de l'utilisateur.

La manoeuvre de l'interrupteur SILENCE injecte un courant négatif dans le noeud XMT par l'intermédiaire du transistor Q 114, ce qui provoque le blocage du transistor Q 109 et place celui-ci dans un état non conducteur Une absence de courant dans le transistor Q 109 se traduit par une absence de

courant dans le transistor Q 115, ce qui se traduit à son 15 tour par une absence de courant dans le transistor Q 117.

La manoeuvre de l'interrupteur SILENCE injecte également un courant négatif dans le noeud RCV, par l'intermédiaire du transistor Q 113, et ce courant est transmis par le transistor Q 106 vers le circuit miroir de courant qui est consti20 tué par les transistors Ql OI-Q 103 et les résistances R 101R 103 Le courant résultant qui est injecté dans le noeud TS par les transistors Q 103 et Q 107 est émis vers un commutateur de seuil (non représenté), par l'intermédiaire du conducteur TS De cette manière, un commutateur de circuit 25 téléphonique à haut-parleur connecté au conducteur TS est

placé de force dans le mode de réception lorsque l'interrupteur SILENCE est actionné.

La résistance R 104 connectée au noeud RCV équilibre le groupe de deux entrées correspondant à R 108 et R 109, par rapport au groupe de trois entrées correspondant

aux résistances R 105-R 107.

L'invention décrite peut être incorporée dans n'importe quel circuit dans lequel il est nécessaire de

comparer deux groupes de signaux On peut en outre changer 35 aisément la polarité des dispositifs représentés, par exem-

ple en remplaçant des transistors de type PNP par des transistors de type NPN.

Il va de soi que de nombreuses autres modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et repré5 senté, sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (3)

REVENDICATIONS

1 Comparateur linéaire comportant un premier groupe (TTD, TNG, RSG) et un second groupe (TSG, RTD) de bornes d'entrée, caractérisé par un premier noeud de somma5 tion (XMT) destiné à la sommation de certains des signaux appliqués au premier groupe de bornes, des moyens (Q 109, QO 10, Q 111) connectés au premier noeud pour maintenir ce premier noeud à un potentiel constant et pour accepter un premier signal sommé d'une première polarité, et pour bloquer 10 un premier signal sommé d'une seconde polarité, un second noeud de sommation (RCV) destiné à sommer certains des signaux appliqués au second groupe de bornes, des moyens (Q 104, Q 106, Q 107) connectés au second noeud pour maintenir ce second noeud à un potentiel constant, et pour accepter 15 un second signal sommé de la seconde polarité et pour bloquer un second signal sommé de la première polarité, une borne de sortie (TS), et des moyens (Q 103, Q 117) connectés à la borne de sortie et agissant de façon à sommer les signaux non bloqués et à appliquer à la borne de sortie un 20 signal représentatif de la différence entre les signaux non bloqués, comprenant un signal égal à zéro pendant l'absence

de ces signaux non bloqués.

2 Comparateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de commutation 25 (SILENCE) qui ont pour action d'injecter un signal de la seconde polarité dans les premier et second noeuds, afin d'appliquer à la borne de sortie un signal représentatif

d'un signal de la seconde polarité.

3 Comparateur selon la revendication 1, caracté30 risé par l'incorporation au premier noeud d'un premier circuit miroir de courant (Q 115, Q 116) destiné à reproduire sur la borne de sortie ledit signal d'une première polarité, et par l'inclusion au second noeud d'un second circuit miroir de courant (Ql O 1, Q 102) destiné à reproduire sur la borne de

sortie ledit signal d'une seconde polarité.