FI81476B

FI81476B - Amplification-regulated electronic ballast system

Info

Publication number: FI81476B
Application number: FI855129A
Authority: FI
Inventors: Jacques M Hanlet
Original assignee: Intent Patent Ag
Priority date: 1985-12-20
Filing date: 1985-12-20
Publication date: 1990-06-29
Also published as: FI855129A0; FI855129A; FI81476C

Description

8147681476

Vahvistuksensäädöllä varustettu elektroninen virranrajoitus -j ärj estelmä Förstärkningsreglerat elektroniskt ballastsystem.Electronic current limitation system with gain control Förstärkningsreglerat elektroniskt ballastsystem.

Keksinnön kohteena ovat kaasupurkausputkien elektroniset virranraj oi tus j ärj estelmät. Erityisesti keksinnön kohteena on fluoresenssityypisten kaasupurkausputkien eli kaasupurkaus -lamppujen yhteydessä käytettävä vahvistuksensäädöllä varustettu elektroninen virranrajoi tusjärjestelmä, jossa on tehon-lähde, suodatinlaite, joka on kytketty tehonlähteeseen ylläpitämään olennaisen tasaista tasavirtajännitesignaalia, induk-tiolaite, joka on kytketty suodatinlaitteeseen ja kaasupur-kausputkeen tuottamaan kaasupurkausputken yli käynnistys -jännitteen, joka vastaa sen läpi kulkevaa syöttövirtaa, sekä induktiolaitteeseen kytketty kytkentälaite tuottamaan kyt-kentäsignaalia vastaavan sanotun syöttövirran.The invention relates to electronic current limitation systems for gas discharge pipes. In particular, the invention relates to a gain-controlled electronic current limiting system for use with fluorescence-type gas discharge tubes, i.e., a gas discharge lamp, having a power source, a filter device connected to the power source to maintain a substantially constant DC signal output, an induction device connected to the gas a starting voltage corresponding to the supply current flowing through it, and a switching device connected to the induction device to produce said supply current corresponding to the switching signal.

Keksinnön mukaisen järjestelyn eräänä suoritusmuotona esitetään virtaohjatut ja automaattisella vahvistuksensäädöllä varustetut elektroniset virranrajoitusjärjestelmät. Keksinnön toisena suoritusmuotona esitetään elektroninen virranrajoitus -järjestelmä, jossa on toroidimuuntaja jolla aikaansaadaan ennalta määrätty vaihteleva induktanssi purkaus- tai fluore-senssityyppisen kaasupurkausputken tehonsäätöön. Keksintö kohdistuu vielä transistoroituun elektroniseen virranrajoi-tusjärjestelmään, jossa eri transistoreiden virtavahvistus ulottuu laajalla alueella järjestelmän eri yksiköiden välillä ja tämä keksintö tarjoaa elektronisen piirin, joka pitää kaasupurkausputken valotuoton vaihtelun minimissä.One embodiment of the arrangement according to the invention is current-controlled electronic current limitation systems with automatic gain control. Another embodiment of the invention is an electronic current limiting system having a toroidal transformer that provides a predetermined variable inductance for power control of a discharge or fluorescence type gas discharge tube. The invention further relates to a transistorized electronic current limiting system in which the current gain of different transistors extends over a wide range between different units of the system, and the present invention provides an electronic circuit that keeps the variation in light output of a gas discharge tube to a minimum.

Kaasupurkausputkien elektroniset virranrajoitusjärjestelmät ovat alalla tunnettuja. Joissakin nykyisen tekniikan tason mukaisissa elektronisissa virranrajoitusjärjestelmissä ei kuitenkaan ole varauduttu piirin taajuuden stabilointiin. Siten tekniikan tason mukaisissa elektronisissa virranrajoitusjär-jestelmissä poistettaessa kaasupurkausputki piiristä ilmenee haitallista välkehdintää jäljelle jäävässä kaasupurkausputkes- 2 81 476 sa tai joissakin tapauksissa täydellinen katko jäljellejääneen kaasupurkausputken näkyvässä valossa.Electronic current limiting systems for gas discharge pipes are known in the art. However, some prior art electronic current limiting systems do not provide for frequency stabilization of the circuit. Thus, in prior art electronic current limiting systems, when a gas discharge tube is removed from the circuit, harmful flicker occurs in the remaining gas discharge tube or, in some cases, a complete break in the visible light of the remaining gas discharge tube.

Muissa tekniikan tason mukaisissa virranrajoitusjärjestel missä kaasupurkausputken valon tuotto riippuu voimakkaasti piirissä käytettyjen transistoreiden vahvistuksesta. Sellaisissa tekniikan tason mukaisissa järjestelmissä, joissa transistoreiden vahvistukset eri yksiköiden välillä vaihtelevat paljon, vaih-telee myös kaasupurkausputken valontuotto paljon. Siten tällaisen tekniikan tason mukaiseen järjestelmään täytyy lisätä komponentteja ylläpitämään valontuoton vaihtelu mahdollisimman muuttumattomana eri yksiköiden välillä.In other prior art current limiting systems, the light output of the gas discharge tube strongly depends on the gain of the transistors used in the circuit. In prior art systems where the gains of the transistors vary widely between different units, the light output of the gas discharge tube also varies widely. Thus, components must be added to such a prior art system to keep the variation in light output as constant as possible between different units.

Keksinnön kohteena on vahvistuksensäädöllä varustettu elektroninen virranrajoitusjärjestelmä, jossa on tehonlähde käyttö-virran syöttämiseksi ainakin yhteen kaasupurkausputkeen. Keksinnön mukaisessa järjestelmässä induktiolaite käsittää muuntajan, jossa on väliulosotolla varustettu ensiökäämi ja useita toisiokäämiä, jolloin mainittu väliulosotolla varustettu ensiökäämi on kytketty kaasupurkausputkeen mainitun käynnistys-jännitteen kytkemiseksi siihen. Tämä jännite vastaa sitä mainittua syöttövirtaa, joka kulkee mainitun ensiökäämityksen osan läpi, ja että yksi mainituista toisiokäämistä on kytkentälaitteeseen kytketty kytkennän ohjauskäämi, joka tuottaa mainittua kytkentäsignaalin.The invention relates to an electronic current limiting system with gain control, with a power supply for supplying operating current to at least one gas discharge pipe. In the system according to the invention, the induction device comprises a transformer having a primary winding with an intermediate output and a plurality of secondary windings, said primary winding with an intermediate output being connected to a gas discharge pipe for connecting said starting voltage to it. This voltage corresponds to said supply current flowing through said part of the primary winding, and that one of said secondary windings is a switching control winding connected to the switching device, which produces said switching signal.

Teholähteeseen kytketty suodatinpiiri samalla ylläpitää olennaisesti tasaista tasavirtajännitesignaalia että vaimentaa elektronisen virranrajoitusjärjestelmän tuottamia harmonisia taajuuksia. Induktoripiiri on kytketty suodatinpiiriin ja siinä on väliulostulolla varustettu ensiökäämitys käyttövirtaa vastaavan jännitteen muodostamiseksi kaasupurkausputkeen. Induktiopiirillä on useita toisiokäämityksiä, joista yksi on kytkennänohjauskäämi kytkentäsignaalin muodostamiseen. Kyt-kentäpiiri on liitetty induktiopiiriin sellaisen käyttövirran muodostamiseksi, joka taajuudeltaan on olennaisesti vakio ja ennalta määrätty ja joka vastaa kytkennän ohjauskäämityksen muodostamaa kytkentäsignaalia.At the same time, the filter circuit connected to the power supply maintains a substantially uniform DC voltage signal and attenuates the harmonic frequencies produced by the electronic current limiting system. The inductor circuit is connected to a filter circuit and has a primary winding with an intermediate output to generate a voltage corresponding to the operating current in the gas discharge pipe. The induction circuit has a plurality of secondary windings, one of which is a switching control winding for generating a switching signal. The switch field circuit is connected to the induction circuit to generate an operating current which is substantially constant and predetermined in frequency and which corresponds to the switching signal generated by the switching control winding.

Il 3 81476Il 3 81476

Seuraavassa esitetään keksintö kuvioihin viitaten, missä kuvio 1 esittää virtaohjatun vahvistuksensäädöllä varustettua elektronista virranrajoitusjärjestelmän sähköistä piirikaaviota, ja kuvio 2 esittää erään vahvistuksensäädöllä varustetun elektronisen virranrajoitusjärjestelmän suoritusmuodon sähköisen pii-rikaavion.The invention will now be described with reference to the drawings, in which Figure 1 shows an electrical circuit diagram of a current-controlled electronic current limiting system with gain control, and Figure 2 shows an electrical circuit diagram of an embodiment of an electronic current limiting system with gain control.

Kuviot 1 ja 2 esittävät virtaohjattua automaattisella vahvistuksensäädöllä varustettua virranrajoitusjärjestelmää 100 ja itsesäätyvää elektronista virranrajoitusjärjestelmää 10. Esitetään siis elektroninen virranrajoitusjärjestelmä 10 ja 100 varustettuna tehonlähteellä 112 ainakin yhden kaasupurkausput-ki parin 140 ja 140' syöttöä varten. Kaasupurkausputket 140 ja 140' voivat olla tavanomaisia fluoresenssityyppisiä loisteputkia, joissa kummassakin on ensimmäinen ja toinen hehkulanka 142 ja 144 ja 142' ja 144', kuten on esitetty.Figures 1 and 2 show a current-controlled automatic gain control current limiting system 100 and a self-adjusting electronic current limiting system 10. Thus, an electronic current limiting system 10 and 100 is provided with a power supply 112 for supplying at least one pair of gas discharge tubes 140 and 140 '. The gas discharge tubes 140 and 140 'may be conventional fluorescent type fluorescent tubes, each having first and second filaments 142 and 144 and 142' and 144 ', as shown.

Tehonlähde 112 voi olla 210.. . 240 volttia ja 50 Hz antava vaihtovirta-tehonlähde. Tässä kuvatuissa suoritusmuodoissa esitetyt vaihtovirtatehonlähteet on ymmärrettävä siten, että tietyn tehonlähteen määrittely on käytetty vain esimerkki-tarkoituksessa ja ne voivat olla mitä tahansa standardijännitteitä taajuuksilla n. 50 tai 60 Hz tuottavia vaihtovirta-tehoni ähtei tä.The power supply 112 may be 210 ... 240 volt and 50 Hz AC power supply. The AC power supplies shown in the embodiments described herein are to be understood as meaning that the definition of a particular power source is used for illustrative purposes only and may be any AC power source that produces standard voltages at frequencies of about 50 or 60 Hz.

Yleisemmin ottaen tehonlähde 112 voi olla tasavirtalähde tunnetulla tavalla sisäisesti tai ulkoisesti sovitettuna järjestelmiin 100 ja 10, jättämällä pois ennalta määrätty osa piiristä. Teho syötetään järjestelmiin 10 ja 100 tehonlähteestä 112 kytkimen 114 kautta, joka voi olla kaupallisesti saatava standardityyppinen kytkinelementti, esimerkiksi yksinapainen yhden liikkeen sulkukytkin.More generally, the power supply 112 may be a DC power supply in a known manner internally or externally fitted to the systems 100 and 10, omitting a predetermined portion of the circuit. Power is supplied to the systems 10 and 100 from a power source 112 via a switch 114, which may be a commercially available standard type switch element, for example a single pole single motion shut-off switch.

Teho syötetään syöttöjohdon 116 kautta tasasuuntauspiiriin 118, joka saa aikaan tehonlähteen vaihtojännitteen kokoaalto- 4 81476 tasasuuntauksen. Tasasuuntauspiiri 118 voi olla kokoaaltotasa-suuntaussilta, kuten kuvioissa on esitetty. Kokoaaltotasasuun-taussilta 118 on muodostettu diodielementeistä 120, 122, 124 ja 126, joilla saadaan aikaan tehonlähteen 112 vaihtojännitteen tasasuuntaus. Kuvatuissa suoritusmuodoissa esitetyt dio-dielementit 120... 126 voivat olla joitakin monista tavanomaisista diodielementeistä ja eräissä virranrajoitusjärjestelmien 10 ja 100 muodoissa ne ovat standardityyppiä 1N4005.Power is supplied via supply line 116 to rectifier circuit 118, which provides full-wave rectification of the power supply AC voltage. The rectifier circuit 118 may be a full wave rectifier bridge, as shown in the figures. The full wave rectifier bridge 118 is formed of diode elements 120, 122, 124 and 126 which provide AC voltage rectification of the power supply 112. The diode elements 120 to 126 shown in the described embodiments may be some of many conventional diode elements, and in some forms of current limiting systems 10 and 100 they are of the standard type 1N4005.

Siltapiiri 118 tuottaa sykkivän tasajännitteen lähtöjohdolle 138, joka sykkivä signaali menee suodatinpiiriin 111. Suoda-tinpiiri 111 suodattaa edellämainitun tasasuuntauspiiristä 118 tulevan sykkivän tasajännitteen. Suodatuspiiri 111 on sähköisesti kytketty siltapiiriin 118 lähtöjohdolla 138.The bridge circuit 118 provides a pulsating DC voltage to the output line 138, which pulsating signal goes to the filter circuit 111. The filter circuit 111 filters the above-mentioned pulsating DC voltage from the rectification circuit 118. The filter circuit 111 is electrically connected to the bridge circuit 118 by an output line 138.

Suodatuspiirissä 111 on vaimennussuodatin 136, joka tasoittaa sykkivää tasajännitesignaalia, niin että järjestelmiin 100 ja 10 saadaan olennaisesti jatkuva tasainen signaali piirien toimintaa varten. Tasasuuntaussiltapiiri 118 on kytketty maahan 130, joka toimii tasajännitesyötön paluujohtimena silta-piirin 118 vastakkaisiin päihin, syöttäen siten tasavirtatehoa suodatinpiiriin 111.The filter circuit 111 has an attenuation filter 136 that smooths the pulsating DC signal so that a substantially continuous uniform signal is provided to the systems 100 and 10 for the operation of the circuits. The rectifier bridge circuit 118 is connected to ground 130, which acts as a DC voltage return conductor at opposite ends of the bridge circuit 118, thereby supplying DC power to the filter circuit 111.

Suodatinpiirin 111 tasoitussuodatin 136 sisältää kuristuseli-men 132 ja rinnakkaiskohdensaattorin 134. Kuristinelin 132 on kytketty toisesta päästään sarjaan tasasuuntauspiirin 118 kanssa, ja on edelleen toisesta päästään kytketty rinnakkais-piiriin 134. Rinnakkaiskondensaattori 134 on kytketty rinnan suodatuspiirin lähtöjohdon 111 kanssa, kuten on esitetty. Rinnakkais kondensaattori 134 on kytketty toisesta päästään kuristinelementtiin 132 ja suodattimen lähtöjohtoon 141 sekä toisesta päästään tasavirran paluujohtoon 65 kuviossa 2 ja maahan 130 kuviossa 1.The smoothing filter 136 of the filter circuit 111 includes a throttle member 132 and a parallel concentrator 134. The throttle member 132 is connected at one end in series with the rectifier circuit 118, and is further connected at the other end to the parallel circuit 134. The parallel capacitor 134 is connected in parallel with the filter circuit output line 111. The parallel capacitor 134 is connected at one end to the choke element 132 and the filter output line 141 and at the other end to the DC return line 65 in Figure 2 and to the ground 130 in Figure 1.

Rinnakkais- eli sivuvirtakohdensaattori 134 yhdessä kuristus-elimen 132 kanssa toimii olennaisesti tasoittaen kokoaalto-tasasuuntaussillan 118 tuottaman 100 Hz: n taajuudella sykkivän tasajännitteen. Lisäksi sivuvirtakondensaattorin 134 ja kuris- li 5 81 476 tuselimen 132 yhdistelmä ylläpitää järjestelmän 100 ja 10 ottaman virran keskimääräisessä arvossa aiheuttamatta koko-naistehokerrointa, joko epäedullisesti edeltävää tai vaihtoehtoisesti jättävää. Epäedullinen edeltävä tai jättävä teho-kerroin voi esiintyä siellä, missä yleisesti käytetään suurta induktanssia piirissä kun aikaansaadun sykkivän tasajännitteen tasaamisessa käytetään pelkästään suurta kapasitanssia.The parallel or side current coefficient 134 together with the choke member 132 operates to substantially equalize the pulsating DC voltage at a frequency of 100 Hz produced by the full wave rectifier bridge 118. In addition, the combination of the side current capacitor 134 and the choke 5 81 476 maintains the current drawn by the system 100 and 10 at an average value without causing an overall power factor, either adversely preceding or alternatively leaving. An unfavorable upstream or outgoing power factor may occur where high inductance is commonly used in the circuit when high capacitance alone is used to equalize the pulsating DC voltage provided.

On huomattava, että poistettaessa kuristin tai sarjainduktans-sielin 132 virranrajoitusjärjestelmästä 100, sivuvirtakonden-saattori 134 ottaisi suuren virran. Tätä suurta virtaa nimitetään usein latausvirraksi, ja se esiintyisi jokaisen jakson alussa kondensaattorin 131 latautuessa. Käytettäessä sarjain-duktanssia 132 tämä varastoi energiaa jokaisen jakson aikana ja antaa virtaa sivuvirtakondensaattorin 134 alkulatautumi-seen, joka siten aikaansaa sen, että tehonlähteen 112 keskimääräinen virta on tasainen.It should be noted that when the choke or series inductor 132 is removed from the current limiting system 100, the side current capacitor 134 would take a large current. This large current is often referred to as the charging current, and would occur at the beginning of each cycle as capacitor 131 charges. When the series ductance 132 is used, it stores energy during each cycle and supplies current to the initial charge of the side current capacitor 134, thus causing the average current of the power supply 112 to be uniform.

Suodatinpiiri Hl, joka on kytketty tehoniähteeseen 112, sisältää korj auspiirin 119. Korjauspiiri 119 on sähköinen piiri, jonka komponenteilla on ennaltamäärätyt arvot tavalla, joka antaa mahdollisuuden virittää piiri olennaisesti vähentämään harmonisia värähtelyjä, jotka muuten voisivat kytkeytyä takaisin tehonlähteeseen 112. Korjauspiirin 119 virittäminen on suunniteltu voimakkaasti vähentämään viiden ensimmäisen harmonisen taajuuden amplitudia, jotka kytkeytyvät elektronisten virranraj oitus järjestelmien 10 ja 100 tasajännitesyöttöihin. On huomattu, että alkuperäisten viiden ensimmäisen harmonisen taajuuden harmoniset kerrannaiset vaimentuvat samoin, kuten on tyypillistä tämäntapaisissa suodattimissa.The filter circuit H1 connected to the power supply 112 includes a correction circuit 119. The correction circuit 119 is an electrical circuit whose components have predetermined values in a manner that allows the circuit to be substantially reduced to harmonic oscillations that could otherwise be reconnected to the power supply 112. greatly reduce the amplitude of the first five harmonic frequencies connected to the DC power supplies of the electronic current limiting systems 10 and 100. It has been found that the harmonic multiples of the first five harmonic frequencies are attenuated in the same way as is typical for filters of this type.

Viitaten nyt erityisesti kuviossa 1 esitettyyn suoritusmuotoon, voi ensimmäinen kondensaattori 123 olla noin 1,0 mikro-faradin, 350 voltin Mylar-tyyppinen kondensaattori. Toinen kondensaattori 127 voi olla 0,5 mikrofaradin, 350 voltin Mylar-tyyppinen elin ja ensimmäinen sarjavastus 125 on arvoltaan 82 ohmia ja 1,0 wattia.Referring now specifically to the embodiment shown in Figure 1, the first capacitor 123 may be a 1.0 microfarad, 350 volt Mylar type capacitor. The second capacitor 127 may be a 0.5 microfarad, 350 volt Mylar type element, and the first series resistor 125 is 82 ohms and 1.0 watts.

6 814766 81476

Lisäksi korj auspiirissä 119 on toinen RC piiri 129, jossa on toinen kondensaattori 133 kytkettynä sarjaan toisen vastuksen 131 kanssa. Toisen kondensaattorin 133 ja toisen vastuksen 131 sarjakytkentä on kytketty rinnan sarjainduktanssin tai kuris-tinelimen 132 kanssa muodostamaan matalaimpedanssisen tien kaikille harmonisille taajuuksille ensimmäiseen RC piiriin 119, joka muodostaa matalaimpedanssisen tien maahan 130.In addition, the correction circuit 119 has a second RC circuit 129 with a second capacitor 133 connected in series with the second resistor 131. The series connection of the second capacitor 133 and the second resistor 131 is connected in parallel with the series inductance or choke member 132 to form a low impedance path for all harmonic frequencies to the first RC circuit 119, which forms a low impedance path to ground 130.

Tehonsyöttöjohdossa 141 kulkeva tehonlähteen 112 toimintaan vastaava virta johdetaan esijännitevastukseen 152 sekä esi-jännitekondensaattoriin 154. Esijännitevastus 152 ja esijänni-tekondensaattori 154 on kytketty rinnan toistensa kanssa. Esi-jännitevastuksen 152 ja esijännitekondensaattorin 154 yhdistelmä on kytketty vaihtosuuntaajamuuntajan 178 liipaisusäätö-käämityksen 143 keskiottojohtimeen 160. Kuten nähdään on lii-paisunsäätökäämitys 143 kytketty sekä suodatinpiiriin 111 että kytkentäpiiriin 113.The current corresponding to the operation of the power supply 112 in the power supply line 141 is supplied to a bias resistor 152 and a bias capacitor 154. The bias resistor 152 and the bias capacitor 154 are connected in parallel with each other. The combination of bias resistor 152 and bias capacitor 154 is connected to the center input conductor 160 of the trigger control winding 143 of the inverter transformer 178. As can be seen, the trigger control winding 143 is connected to both the filter circuit 111 and the switching circuit 113.

Keskiottojohdin 160 muodostaa liipaisinohjauskäämitykseen 143 liitetyn keskioton, ja sillä saadaan aikaan keskiottoon nähden polariteetiltään vastakkainen kytkennänohjaussignaali. Esi-jännitevastus 152 ja esijännitekondensaattori 154 on käytetty synnyttämään esijännitteen, jonka ansiosta värähtely alkaa, kun virta alussa kytketään elektroniseen virranrajoitusjärjes -telmään 100.The center input wire 160 forms a center input connected to the trigger control winding 143, and provides a switching control signal of opposite polarity to the center input. A bias resistor 152 and a bias capacitor 154 are used to generate a bias voltage that causes the oscillation to begin when power is initially applied to the electronic current limiting system 100.

Tässä esitetyssä suoritusmuodossa esijännitevastus 152 voi olla arvoltaan n. 220.0 x 103 ohmia ja esi j ännitekondensaat-tori 154 voi olla arvoltaan n. 1.0 mikrofaradia.In the embodiment shown here, the bias resistor 152 may be about 220.0 x 103 ohms and the bias capacitor 154 may be about 1.0 microfarads.

Virranrajoitusvastus 156 ja estodiodi 158 ovat sarjaan kytkettyinä liitetyt keskiottojohtimeen 160. Virranrajoitusvastuksen 156 ja estodiodin 158 sarjaan kytkentä muodostaa paluutien maahan 130 liipaisinohjauskäämityksen 143 muodostamalle lii-paisusignaalille, kun elektroninen virranrajoitusjärjestelmä on alkanut värähdellä.The current limiting resistor 156 and the blocking diode 158 are connected in series to the center input line 160. The series connection of the current limiting resistor 156 and the blocking diode 158 forms a return path to ground 130 for the trigger signal generated by the trigger control winding 143 when the electronic current limiting system begins to oscillate.

Il 7 81476Il 7 81476

Vaikka se ei ole olennaista keksinnölle, vaan esitetty kuvaus -tarkoituksessa, voi virranrajoitusvastus 156 olla resistanssiltaan noin 15 ohmia ja tehonkestoltaan noin 1.0 wattia. Estodiodi 158 voi olla kaupallisesti saatavilla oleva komponentti, jonka tyyppi on yleinen 1N4001, ja on kytketty virran-rajoitusvasstuksen 156 ensimmäiseen päähän ja vastakkaisesta päästä maahan 130.Although not essential to the invention, but for purposes of illustration, the current limiting resistor 156 may have a resistance of about 15 ohms and a power resistance of about 1.0 watts. The blocking diode 158 may be a commercially available component of the general type 1N4001 and is connected to the first end of the current limiting resistor 156 and the opposite end to ground 130.

Virtaohjattu vahvistusksensäädöllä varustettu elektroninen virranrajoitusjärjestelmä 100 sisältää kytkentäpiirin 113, joka on kytketty induktiopiiriin 115. Kytkentäpiirissä 113 on transistoripari 170 ja 170', johon on takaisinkytkentä liipai-sinsäätökäämityksestä 143. Tällä tavalla liipaisinsäätökäämi-tykseen 143 kytketyt transistorit 170 ja 170' sallivat virta-signaalin kytkennän tuotettua liipaisusignaalia vastaavaksi.The current-controlled gain-controlled electronic current limiting system 100 includes a switching circuit 113 connected to the induction circuit 115. The switching circuit 113 has a pair of transistors 170 and 170 'with feedback from the trigger control winding 143. In this way, the transistors 170 connected to the trigger control winding 143 corresponding to the trigger signal produced.

Virta kulkee liipaisinohjauskäämitykseen 143 ja keskiottojoh-don 160 kautta jakautuen kulkemaan sekä ensimmäisen transisto-rijohdon 162 että toisen transistorijohdon 164 kautta transis-toreiden 170 ja 170' kannoille 172 ja 172'. Ensimmäinen ja toinen transistori 170 ja 170' voivat olla NPN-tyyppisiä, joita on yleisesti kaupallisesti saatavilla, kuten esimerkiksi MJE1 35005.Current flows to the trigger control winding 143 and through the center intake line 160, distributed to pass through both the first transistor line 162 and the second transistor line 164 to the bases 172 and 172 'of the transistors 170 and 170'. The first and second transistors 170 and 170 'may be of the NPN type, which are generally commercially available, such as MJE1 35005.

Yleisistä valmistusominaisuuksista johtuen yhdellä ensimmäisestä ja toisesta transistorista 170 ja 170' voi olla suurempi vahvistus kuin toisella. Siten transistoreista 170 ja 170' kytkeytyy ensimmäiseksi päälle tai johtavaan tilaan se, jolla on suurempi vahvistus. Kun jompikumpi ensimmäisestä tai toisesta transistorista 170 ja 170' menee johtavaan tilaan, toinen transistori 170 tai 170' pidetään ei-johtavassa tilassa sillä aikaa, kun toinen transistoreista 170 tai 170' on johtavassa tai " päällä" -tilassa.Due to the general manufacturing characteristics, one of the first and second transistors 170 and 170 'may have a higher gain than the other. Thus, of the transistors 170 and 170 ', the one with the higher gain is switched on first or in the conducting state. When either of the first or second transistors 170 and 170 'enters a conductive state, the second transistor 170 or 170' is held in a non-conductive state while one of the transistors 170 or 170 'is in a conductive or "on" state.

Olettaen, että toinen transistori 170' joutuu johtavaan tilaan, menee toisen transistorin kollektorin 174' jännitetaso lähelle toisen transistorin emitterin 176' jännitettä noin 1.0 voltin tarkkuudella.Assuming that the second transistor 170 'enters a conductive state, the voltage level of the collector 174' of the second transistor goes close to the voltage of the emitter 176 'of the second transistor with an accuracy of about 1.0 volts.

8 814768 81476

Kuviossa 1 nähdään piirikaaviota, jossa emitteri 176' on sähköisesti liitetty vaihtosuuntajamuuntaajan vahvistuksenohjaus-toisiokäämiin 181. Vahvistuksenohjaus-toisiokäämi 181 on myös kytketty maahan 130. Tällä tavoin täydentyy kantaohjausvirran tie. Lisäksi ensimmäisen transistorin 170 emitteri 176 on kytketty vaihtosuuntaajamuuntajan vahvistuksenohjaus-toisio- käämiin 180, joka samoin kuin toisiokäämi 181 on kytketty maahan 130.Figure 1 shows a circuit diagram in which the emitter 176 'is electrically connected to the gain control secondary winding 181 of the inverter transformer. The gain control secondary winding 181 is also connected to ground 130. In this way, the base control current path is completed. In addition, the emitter 176 of the first transistor 170 is connected to the gain control secondary winding 180 of the inverter transformer, which, like the secondary winding 181, is connected to ground 130.

Induktiopiiriin 115 sisältyy vaihtosuuntaajamuuntaja 178, joka on edellä selitetyllä tavalla kytketty kytkinpiiriin 113. Vaihtosuuntaajamuuntajassa 178 on usealla väliulosotolla varustettu ensiökäämitys 182 ja useita toisiokäämityksiä 202, 204, 206, liipaisunohjauskäämitys 143 ja vaihtosuuntaajamuun taj an vahvistuksen ohjaustoisiokäämitykset 180 ja 181. Kytken-täkondensaattoripari 186 ja 188 on kytketty sarjaan toisio-käämityksen 182 vastaavan välioton ja kaasupurkausputken 140 ja 140' kanssa. Ensiökäämityksen 182 vastakkaiset päät on kytketty transistoreiden 170 ja 170' kollektoreihin 174 ja 17 4' johtojen 90 ja 92 kautta.Induction circuit 115 includes an inverter transformer 178 coupled to a switch circuit 113 as described above. is connected in series with the corresponding tap of the secondary winding 182 and the gas discharge pipes 140 and 140 '. The opposite ends of the primary winding 182 are connected to the collectors 174 and 17 'of the transistors 170 and 170' via wires 90 and 92.

Lisäksi induktiopiiri 115 sisältää virityskondensaattorin 135, joka on kytketty rinnan ensiökäämityksen 182 kanssa. Viritys-kondensaattori 135 on kytketty transistoreiden 170 ja 170' kollektoreiden 174 ja 174' väliin suojaamaan transistoreita 170 ja 170' yhden kaasupurkausputken 140 tai 140' sähköisen virranrajoitusjärjestelmästä irroittamisen yhteydessä mahdollisesti syntyviltä liian suurilta jännitteiltä. Virityskonden-saattori 135 muuttaa värähtelytaajuutta siinä tapauksessa, että yksi kaasupurkausputkista 140 tai 140' poistetaan piiristä 100. Tässä tapauksessa ensiökäämitykseen 182 indusoituu matalampi jännite, joka sitten ehkäisee transistoreiden 170 ja 170' vaurioitumisen.In addition, the induction circuit 115 includes a tuning capacitor 135 connected in parallel with the primary winding 182. A tuning capacitor 135 is connected between the collectors 174 and 174 'of the transistors 170 and 170' to protect the transistors 170 and 170 'from excessive voltages that may be generated when the single gas discharge tube 140 or 140' is disconnected from the electrical current limiting system. The excitation capacitor 135 changes the oscillation frequency in the event that one of the gas discharge tubes 140 or 140 'is removed from the circuit 100. In this case, a lower voltage is induced in the primary winding 182, which then prevents damage to the transistors 170 and 170'.

Kuten seuraavassa esitetään, vaihtosuuntaajamuuntajan 178 ensiökäämitys 182 on varustettu väliotoilla siten, että syntyy säästömuuntajakytkentä. Vaihtosuuntaajamuuntajan ensiökäämi-As will be shown below, the primary winding 182 of the inverter transformer 178 is provided with taps so as to provide a saving transformer connection. Inverter primary winding

IIII

9 81 476 tyksen 182 väliulosottoina ovat erityisesti korkeajännitteiset lähtöjohtimet 137 ja 139 vastakkaisissa päissä ensiökäämitystä 182. Kytkettäessä ensiökäämityksen 182 väliottojohdin 141 tasajännitelähteeseen, syntyy "step-down" säästömuuntajakyt-kentä kummallakin toisiokäämityksen 182 puoliskolla. Kumpikin puolisko ensiökäämityksestä 182 toimii siten ensiökäämityksenä tuotetun värähtelyn vastakkaisilla puolijaksoilla.In particular, the high-voltage output conductors 137 and 139 at opposite ends of the primary winding 182 are connected to the DC voltage source of the primary winding 182. Each half of the primary winding 182 thus acts as the primary winding on opposite halves of the vibration produced.

Päinvastoin kuin joissakin tekniikan tason mukaisissa virran-rajoi tusjärjestelmissä, joissa kyllästyvää muuntajaa ohjataan takaisinkytkentäjännitteen suuruudella, on elektroninen vir-ranrajoitusjärjestelmä 100 virtaohjattu. Virranrajoitusjärjes -telmässä 100 yhden puolijakson aikana on ensimmäinen transistorin 170 kollektorivirta takaisinkytkentäsuhteessa vaihtosuun-taajamuuntajan 178 kanssa.In contrast to some prior art current limiting systems in which a saturable transformer is controlled by the amount of feedback voltage, the electronic current limiting system 100 is current controlled. In the current limiting system 100, during one half cycle, the first collector current of the transistor 170 is in feedback with the inverter transformer 178.

Virta kulkee tehonlähteestä 112 keskiottojohtimen 141 ia toisen ensiökäämityspuoliskon 182 kautta transistorin kollektori-johtoon 190 ja lopulta transistorin 170 kollektoriin 174. Virta, joka menee ensiökäämityksen 182 puolikkaan läpi, indusoi jännitteen liipaisunohjauskäämityksessä 143, joka kehittää kantaohjausjännitteen. Kantaohjausjännite on johdettu kantaan 172 johdon 162 kautta, joka edelleen vahvistaa transistorin 170 päällekytkemistä. Kanta- ja kollektorivirrat kulkevat emitterin 176 kautta johtoon 145 ja siitä vahvistuksenohjaus-käämiin 180 ja edelleen maahan 130.Current flows from the power supply 112 through the center input conductor 141 and the second primary winding half 182 to the collector line 190 of the transistor and finally to the collector 174 of the transistor 170. The current passing through half of the primary winding 182 induces a voltage in the trigger control winding 143 which generates a base control voltage. The base control voltage is applied to the base 172 via line 162, which further amplifies the switching on of transistor 170. The base and collector currents pass through the emitter 176 to the line 145 and thence to the gain control coil 180 and further to the ground 130.

Vastaavalla tavalla päinvastaisen puolijakson aikana toisen transistorin 170' kollektorivirta takaisinkytketään vaihto-suuntaa j amuuntaj aan 178, missä jälleen tehonlähteestä keskiot-tojohtimeen 141 kulkeva virta menee ensiökäämityksen 182 toisen puoliskon kautta kollektorijohtimeen 192 ja kollektorille 174.Similarly, during the opposite half cycle, the collector current of the second transistor 170 'is fed back to the inverter 178, where again the current from the power source to the center conductor 141 passes through the second half of the primary winding 182 to the collector conductor 192 and collector 174.

Toisen puolijakson aikana kulkeva virta indusoi ensiökäämityk-seen 182 virran suunnasta johtuen edellisen puolijakson aikana syntyneeseen nähden polariteetiltään vastakkaisen jännitteen liipaisunohjauskäämitykseen 143. Nämä virrat kulkevat johdon 10 81 476 164 kautta kantaan 172' ja sitten sekä kanta- että kollektori-virrat kulkevat emitteriin 176' ja johdon 147 kautta vahvis-tuksensäätökäämiin 181 ja sitten maahan 130.The current flowing during the second half cycle induces a voltage of opposite polarity to the trigger control coil 143 in the primary winding 182 due to the direction of current due to the current half cycle. These currents flow through line 10 81 476 164 to base 172 'and then both base and collector currents 17 via line 147 to gain control winding 181 and then to ground 130.

Värähtelyn alettua molemmat vahvistuksensäätökäämeissä 180 ja 181 indusoituneet kantajännitteet ovat maahan 130 nähden negatiiveina. Kuitenkin transistorin 170 tai 170', kumpi sitten onkaan johtavassa tilassa, kantajännite on vähemmän negatiivinen kuin sen vastaava emitterijännite ja siten on se oikein esijännitetty. Käämitysten 180 tai 181 ja 143 kierroslukuero määrää ennalta tämän esijännitteen ja siten ylläpitää vakio-potentiaalieron, joka saattaa esiintyä kulloinkin kantojen 172 ja 172' ja emittereiden 176 ja 176' välillä.When the oscillation begins, both the carrier voltages induced in the gain control windings 180 and 181 are negative with respect to ground 130. However, the carrier voltage of transistor 170 or 170 ', whichever is in the conductive state, is less negative than its corresponding emitter voltage and is thus properly biased. The speed difference between the windings 180 or 181 and 143 predetermines this bias voltage and thus maintains the constant potential difference that may occur between the bases 172 and 172 'and the emitters 176 and 176', respectively.

Kollektorivirta, joka kulkee vaihtosuuntaajamuuntajan ensiö-käämityksen 182 kautta jokaisen puolijakson aikana, synnyttää magneettivuon ja indusoi jännitteen jokaisen puolijakson aikana kaikkiin vaihtosuuntajamuuntajan 178 toisiokäämityksiin, jolloin virta kasvaa kohti jatkuvan tilan arvoa. Virran saavutettua suurimman arvonsa pienee sen muutosnopeus ja siten indusoituneet toisiojännitteet pienevät vastaavasti. Jatkuvan tilan saavuttamisen jälkeen muuntaja lakkaa toimimasta ja transistori 170 tai 170', kumpi onkaan johtavassa tilassa, ei enää saa kantaohjaussignaalia liipaisunohjauskäämitykseltä 143 ja siten kääntyy ei-johtavaan tilaan.The collector current flowing through the inverter transformer primary winding 182 during each half cycle generates a magnetic flux and induces a voltage during each half cycle to all of the inverter transformer 178 secondary windings, increasing the current toward the continuous state value. When the current reaches its maximum value, its rate of change decreases and thus the induced secondary voltages decrease correspondingly. After reaching the continuous state, the transformer stops operating and the transistor 170 or 170 ', whichever is in the conductive state, no longer receives the base control signal from the trigger control winding 143 and thus turns to the non-conductive state.

Tämä tapahtumasarja päättää virrankulun ensiökäämityksessä 182, millä on kääntävä vaikutus magneettivuon suhteen. Liipaisunohj auskäämitykseen 143 indusoituu siten polariteetiltään vastakkainen jännite kääntäen transistorin 170 tai 170' johtavaan tilaan, mikäli se aikaisemmin oli ei-johtavassa tilassa.This sequence of events terminates the current flow in the primary winding 182, which has a reversible effect on the magnetic flux. A voltage of opposite polarity is thus induced in the trigger control winding 143, turning the transistor 170 or 170 'to a conductive state if it was previously in a non-conductive state.

Virta vastaavasti johdetaan vastakkaiseen suuntaan ensiökäämi-tyksen 182 läpi, ja se indusoi liipaisusignaalin kannalle. Jälleen kollektorivirta saavuttaa jatkuvan tilan arvon päättäen muuntajan toiminnan, jolloin aikaansaadaan toistuva värähtely-prosessi, jonka taajuus määräytyy vaihtosuuntaajamuuntajan 178 ominaisuuksien perusteella. Siten värähtelytaajuus määräytyyAccordingly, current is conducted in the opposite direction through the primary winding 182 and induces a trigger signal to the base. Again, the collector current reaches a continuous state value terminating the operation of the transformer, thereby providing a repetitive oscillation process, the frequency of which is determined by the characteristics of the inverter transformer 178. Thus, the oscillation frequency is determined

IIII

11 81476 sydämen ominaisuuksista, ensiökäämityksen 182 kierrosluvusta ja ensiökäämityksen 182 läpi kulkevasta virrasta. Siten värähtelytaajuus on paljon vähemmän riippuvainen käyttöjännitteestä kuin tekniikan tason mukaisissa järjestelmissä ja purkausput-kien 140 ja 140' tuottama näkyvä valo on olennaisen tasainen ja siinä on mahdollisimman vähän välkkymistä laajoillakin käyttöj ännitteen vaihtelualueilla.11 81476 on the characteristics of the core, the speed of the primary winding 182 and the current flowing through the primary winding 182. Thus, the oscillation frequency is much less dependent on the operating voltage than in prior art systems, and the visible light produced by the discharge tubes 140 and 140 'is substantially uniform and has minimal flicker even over a wide range of operating voltages.

Kuten tiedetään klassisesta transistoriteoriasta, on emitteri-virta kantavirran ja kollektorivirran yhdistelmä. Virranrajoi-tusjärjestelmän 100 toiminnassa transistorin 170 ollessa johtavassa tilassa, emitterivirran kantavirtaosuus kulkee maasta 130 estodiodiin 158 ja virranrajoitusvastuksen 156 kautta keskiottojohtimeen 160. Edelleen virta kulkee liipaisunohjaus-käämityksen 143 puolikkaan läpi, johtimen 162 kautta kannalle 172 ja sitten transistorin 176 emitterin läpi vaihtosuuntaaja-muuntajan vahvistuksenohjauskäämitykseen 180 ja sieltä maahan 130.As is known from classical transistor theory, emitter current is a combination of base current and collector current. In operation of the current limiting system 100 with transistor 170 in the conductive state, the emitter current base portion travels from ground 130 to block diode 158 and current limiting resistor 156 to center conductor 160. Further current passes 180 and thence to the ground 130.

Seuraavan puolijakson aikana, toisen transistorin 170' johtaessa, kantavirta kulkee maasta 130 estodiodiin 158 ja virranrajoitusvastuksen 156 läpi keskiottojohtimeen 160 ja liipaisun-säätömuuntajaan 143.During the next half cycle, with the second transistor 170 'conducting, the base current flows from ground 130 to the blocking diode 158 and current limiting resistor 156 to the center input conductor 160 and the trigger control transformer 143.

Tämän jälkeen liipaisunohjauskäämityksen 143 virta kulkee johtimen 164 kautta toisen transistorin 170' kannalle 172' ja läpi kantaemitteriliitoksen 172', 176' toiselle vaihtosuuntaa-jamuuntajan vahvistuksensäätökäämitykselle 181, ja sieltä maahan 130. Näin kantavirralle muodostuu tie kummallekin puolijakson aikana järjestelmän 100 ollessa värähtelevässä tilassa.The current of the trigger control winding 143 then passes through a conductor 164 to the base 172 'of the second transistor 170' and through the base emitter connection 172 ', 176' to the second inverter transformer gain control winding 181, and thence to ground 130. A path to the base current is formed during each half cycle.

Virtaohjatussa automaattisella vahvistuksensäädöllä varustetussa virranrajoitusjärjestelmässä 100 on ainutlaatuinen menetelmä vahvistuksen säätämiseksi ilman transistoreiden sovittamista tai vahvistuksen asettelua ulkoisilla komponenteilla. Virranrajoitusjärjestelmässä 100 on automaattinen vahvistuk-sensäätöpiiri 117, jossa on käämipari 180, 181, joka on vaih- 12 81 476 tosuuntaajamuuntajan 178 toisiokäämipareja.The current controlled current limiting system 100 with automatic gain control has a unique method of adjusting the gain without matching the transistors or setting the gain with external components. The current limiting system 100 has an automatic gain control circuit 117 with a pair of windings 180, 181 which are pairs of secondary windings of an inverter transformer 178.

Vaihtosuuntaajamuuntajan vahvistuksensäätö toisiokäämit 180 ja 181 on kytketty ensimmäisen ja toisen transistorin 170 ja 170' emittereille 176 ja 176', kuten on esitetty kuviossa 1.The gain control of the inverter transformer secondary windings 180 and 181 are connected to the emitters 176 and 176 'of the first and second transistors 170 and 170', as shown in Figure 1.

Kuten myöhemmin tarkemmin selitetään, ovat automaattisen vah-vistuksensäätöpiirin 117 toisiokäämitykset 180 ja 181 käämityt ennalta määrätyllä tavalla, joka on samansuuntaisesti ensiö-käämityksen 182 kanssa, tuottamaan negatiivinen takaisinkytken-täjännite ensimmäisen ja toisen transistorin 170 ja 170' emittereille 176 ja 176'. Kun ensiökäämin 182 ensimmäisessä osassa 194 kulkee kollektorivirta, indusoituu ensimmäiseen vaihtosuuntaajamuuntajan vahvistuksenohjaus-toisiokäämiin 180 jännite, jonka vaihe on sellainen, että se aiheuttaa maahan 130 nähden negatiivisen esijännitteen ensimmäisen transistorin 170 emitterille 176 tuottaen negatiivisen takaisinkytkennän ensimmäiseltä transistorilta 170.As will be explained in more detail later, the secondary windings 180 and 181 of the automatic gain control circuit 117 are wound in a predetermined manner parallel to the primary winding 182 to produce a negative feedback voltage to the emitters 176 and 176 'of the first and second transistors 170 and 170'. As collector current flows in the first portion 194 of the primary winding 182, a voltage is induced in the first inverter control secondary winding 180 of the inverter transformer with a phase such that it causes a negative bias to ground emitter 176 of the first transistor 170, producing negative feedback from the first transistor 170.

Tuotettu referenssitakaisinkytkentäjännite on verrannollinen ensiökäämityksen 182 ensimmäisen osan 194 läpi kulkeneeseen virtaan, ja se on ensimmäisen transistorin 170 kollektori-virta. Samoin toisen puolijakson aikana toisen transistorin 170' kollektorivirta kulkee ensiökäämityksen 182 toisen osan 198 kautta tuottaen negatiivisen takaisinkytkennän toiselle transistorille 170'.The reference feedback voltage produced is proportional to the current flowing through the first portion 194 of the primary winding 182, and is the collector current of the first transistor 170. Likewise, during the second half cycle, the collector current of the second transistor 170 'passes through the second portion 198 of the primary winding 182, producing a negative feedback to the second transistor 170'.

Koska ensimmäisen ja toisen transistorin 170 ja 170' kollekto-rivirta on vastaavan transistorin 170 ja 170' kantavirran ja virtavahvistuksen funktio, ja olettaen, että kantavirrat kummassakin transistorissa 170 ja 170' ovat olennaisesti yhtä suuret, on kollektorivirtojen ero verrannollinen kummankin transistorin 170 ja 170' vahvistukseen.Since the collector current of the first and second transistors 170 and 170 'is a function of the base current and current gain of the respective transistors 170 and 170', and assuming that the base currents in each transistor 170 and 170 'are substantially equal, the difference in collector currents is proportional to each transistor 170 and 170' confirmation.

Tuottamalla kollektorivirtaan verrannollinen negatiivinen takaisinkytkentä, saadaan molempien transistoreiden 170 ja 170' vahvistukset rajoitettua ennalta määrättyyn arvoon. Koska negatiivinen takaisinkytkentä rajoittaa kummankin transistorinBy producing a negative feedback proportional to the collector current, the gains of both transistors 170 and 170 'can be limited to a predetermined value. Because negative feedback limits both transistors

IIII

i3 81 4 7 6 170 ja 170' vahvistuksen ennalta määrättyyn arvoon, joka on pienempi kuin valmistajan määrittelemä minimivahvistus transistoreille 170 ja 170', ovat molempien transistoreiden 170 ja 170' vahvistukset piirin kannalta olennaisesti samat.i3 81 4 7 6 170 and 170 'gain to a predetermined value less than the minimum gain specified by the manufacturer for transistors 170 and 170', the gains of both transistors 170 and 170 'are substantially the same for the circuit.

Viitaten vahvistuksen säätöön on ymmärrettävä, että vahvistuk-sensäätökäämitysten 180 ja 181 läpi kulkeva emitterivirta vaikuttaa vaihtosuuntaajamuuntajan 178 sydämen magnetointiin. Tällä on joko lisäävä tai vähentävä vaikutus, joka vaikuttaa liipaisukäämiin 143 indusoituneeseen kantaohjausjännitteeseen siirtämällä vaihtosuuntaajamuuntajan 178 toimintapistettä sydänmateriaalin hystereesikäyrällä. Siinä tapauksessa, että transistorin vahvistus on halutun arvon yläpuolella, siirtyy toimintapiste hystereesikäyrällä alemmaksi vähentäen käämissä 143 indusoitunutta kantaohjausjännitettä. Päinvastaisessa tapauksessa transistorin vahvistuksen ollessa vaadittua arvoa pienempi, pienenevät kollektori- ja emitterivirrat siirtäen toimintapistettä hystereesikäyrällä ylemmäksi, jolloin kantaohj aus j ännite samalla kasvaa säätäen järjestelmän toimintaa.With reference to gain control, it is to be understood that the emitter current flowing through the gain control windings 180 and 181 affects the magnetization of the core of the inverter transformer 178. This has either an increasing or decreasing effect, which affects the trigger coil 143 induced base control voltage by shifting the operating points of the inverter transformer 178 by the hysteresis curve of the core material. In the case where the gain of the transistor is above the desired value, the operating point moves lower on the hysteresis curve, reducing the base control voltage induced in the winding 143. Otherwise, when the gain of the transistor is lower than the required value, the collector and emitter currents decrease, moving the operating point higher with the hysteresis curve, whereby the base control voltage increases while controlling the operation of the system.

Virranrajoitusvastuksen 156 ja keskiottojohtimen 160 kautta kulkeva kantavirta seuraa symmetristä tietä molempien transistoripiirien läpi ja siten ovat kantavirrat kaikissa tapauksissa olennaisesti yhtä suuria ja koska vahvistukset pidetään ennalta määrätyssä arvossa, ovat myös kollektorivirrat olennaisesti yhtä suuria.The base current through the current limiting resistor 156 and the center input conductor 160 follows a symmetrical path through both transistor circuits and thus the base currents are substantially equal in all cases and since the gains are kept at a predetermined value, the collector currents are also substantially equal.

Molemmissa transistoreissa 170 ja 170' ilmenevä vahvistus tulee olemaan olennaisesti sama. Lisäksi vahvistusta säädellään automaattisesti ensimmäisen ja toisen vaihtosuuntaajan vahvistuksensäätökäämin 180 ja 181 muodostamalla negatiivisella takaisinkytkennällä.The gain in both transistors 170 and 170 'will be essentially the same. In addition, the gain is automatically controlled by the negative feedback generated by the gain control windings 180 and 181 of the first and second inverters.

Ei-johtavan tilan aikana ovat sekä kantajännite että emitteri-takaisinkytkentäjännite positiivisia maahan nähden, kuitenkin siten että jännite-ero niiden välillä on sellainen, että kanta 172 tai 172' on negatiivisesti esijännitetty noin 2,5 voltin jännitteeseen emitteriin 176 tai 176' nähden. Tällä saavute i4 81 476 taan nopea laskuaika ja lyhyt varauksen säilymisaika ja siten vähäiset häiriöt transistoreissa 170 ja 170'. Kun tehosyöttö-johtoon 141 tuleva tasajännite suurenee tehonlähteestä 112 tulevan vaihtojännitteen kasvaessa, sekä kantajännitteen että emitteritakaisinkytkentäjännitteen suuruudet kasvavat, mutta niiden välinen suhteellinen erotus pysyy vakiona, ollen noin 0, 7 volttia tässä kuvatuilla transistoreilla ja tehotasoilla.During the non-conducting state, both the carrier voltage and the emitter-feedback voltage are positive with respect to ground, however, so that the voltage difference between them is such that the base 172 or 172 'is negatively biased to about 2.5 volts with respect to the emitter 176 or 176'. This achieves i4 81 476 with a fast descent time and a short charge retention time and thus minor interference in transistors 170 and 170 '. As the DC voltage to the power supply line 141 increases as the AC voltage from the power source 112 increases, both the carrier voltage and the emitter feedback voltage increase, but the relative difference between them remains constant at about 0.7 volts at the transistors and power levels described herein.

Yksityiskohtaisesti kuvattuna virta vaihtosuuntaajamuuntajassa 178 kulkee ensiöosan 198 kautta transistorin 170' kollektoril-le 174, joka tässä tapauksessa on johtavassa tilassa. Kytkennän tapahtuessa transistori 170' menee "pois"-tilaan tai ei-johtavaan tilaan, mikä aiheuttaa äkillisen virran muutoksen ja tuottaa toisio-osassa 198 korkean jännitteen. Tämä jännite näkyy toisessa kytkentäkondensaattorissa 188, joka on kytketty johtimella 138 ensiöosaan 198.Described in detail, the current in the inverter transformer 178 passes through the primary section 198 to the collector 174 of the transistor 170 ', which in this case is in a conductive state. When coupling occurs, transistor 170 'enters an "off" state or a non-conductive state, which causes a sudden change in current and produces a high voltage in the secondary section 198. This voltage is reflected in the second switching capacitor 188, which is connected by a conductor 138 to the primary section 198.

Samalla tavalla indusoituu ensiöosaan 194 jännite, joka polariteetiltaan on vastakkainen, ja jännite arvoltaan samanlainen kuin ensiöosaan 198 indusoitunut. Tämä jännite kytketään kaa-supurkauspuutkeen 140 ja ensimmäiseen kytkentäkondensaatoriin 186, joka on kytketty ensimmäiseen osaan 194 kytkentä- tai ottojohtimella 137.Similarly, a voltage of opposite polarity is induced in the primary portion 194, and a voltage similar in value to that induced in the primary portion 198 is induced. This voltage is applied to the gas discharge discharger 140 and to the first switching capacitor 186 connected to the first section 194 by a switching or input conductor 137.

Ensiökäämityksen 182 ensimmäiseen osaan 194 ensimmäisen transistorin 170 kytkeytyessä ei -johtavaksi indusoitunut jännite on olennaisesti yhtä suuri, mutta polariteetiltään vastakkainen toisen transistorin 170' kytkeytyessä ei-johtavaan tilaan ensiökäämityksen 182 toiseen osaan 198 indusoituneen jännitteeseen verrattuna.The voltage induced to be non-conductive when the first transistor 170 is connected to the first portion 194 of the primary winding 182 is substantially equal, but of opposite polarity as the voltage induced by the second transistor 170 'is connected to the second portion 198 of the primary winding 182.

Siten vaihtosuuntaajamuuntajan 178 kyllästyessä syntyy ennalta määrätyn taajuinen vaihtojännite. Samoin vaihtelee ennalta määrätyllä taajuudella ensiökäämityksen 182 toisen osan 198 jännite, ja se on noin 180' asteen vaihesiirrossa ensiökäämityksen 182 ensimmäiseen osaan 194 syntyneen jännitteen kanssa. Tämä johtuu siitä, että kumpikin käämi on keskiottojohtimen päinvastaisissa päissä ja vain toinen transistoreista 170 tai i5 81476 170' on johtavassa tai ei-johtavassa tilassa tietyllä aikavälillä.Thus, when the inverter transformer 178 becomes saturated, an AC voltage of a predetermined frequency is generated. Likewise, the voltage of the second portion 198 of the primary winding 182 varies at a predetermined frequency, and is in a phase shift of about 180 'with the voltage generated in the first portion 194 of the primary winding 182. This is because each coil is at opposite ends of the center input conductor and only one of the transistors 170 or i5 81476 170 'is in a conductive or non-conductive state for a certain period of time.

Ensimmäinen ja toinen kytkentäkondensaattori 186 ja 188 ovat kytketyt vastaaviin vaihtosuuntaajamuuntajan 178 ensiökäämi-tyksen 182 johtimiin. Kondensaattorit 186 ja 188 ovat myös kytketyt kaasupurkausputkien 140 ja 140' ensimmäisiin hehku-lankoihin 142 ja 142' purkamaan indusoitunut jännitesignaali.The first and second switching capacitors 186 and 188 are connected to the respective conductors of the primary winding 182 of the inverter transformer 178. Capacitors 186 and 188 are also connected to the first filaments 142 and 142 'of the gas discharge tubes 140 and 140' to discharge the induced voltage signal.

Hehkulangan lämmityksen toisiokäämit 202 ja 206 ovat kytketyt sarjaan ensimmäisen ja toisen kytkentäkondensaattorin 186 ja 188 kanssa purkamaan ensiökäämityksen 182 ensimmäisiin osiin 194 ja 196 indusoitunut jännite kaasupurkausputkiin 140 ja 140'. Kuten selvästi nähdään, ovat vaihtosuuntaajamuuntajan hehkulangan lämmityksen toisiokäämit 202 ja 204 kytketyt kaasu-purkausputken 140 hehkulankoihin 142 ja 144. Samoin ovat vaihtosuuntaaj amuuntaj an 178 toision hehkulangan lämmityskäämitykset 204 ja 206 kytketyt kaasupurkausputken 140' hehkulankoihin 144' ja 142' .The filament heating secondary windings 202 and 206 are connected in series with the first and second switching capacitors 186 and 188 to discharge the voltage induced in the first portions 194 and 196 of the primary winding 182 to the gas discharge tubes 140 and 140 '. As can be clearly seen, the secondary filament heating windings 202 and 204 of the inverter transformer are connected to the filaments 142 and 144 of the gas discharge tube 140. Likewise, the secondary filament heating windings 204 and 206 of the inverter transformer 178 are connected to the filaments 144 'of the gas discharge tube 140'.

Indusoitunut jännite, joka puretaan fluoresenssityyppisissä loisteputkissa 140 ja 140', aiheuttaa virran kulun hehkulangoilta goilta 142 ja 142' hehkulangoille 144 ja 144'. Molemmat hehkulangat 144 ja 144' ovat kytketyt maahan 130 hehkulanka-johtimen 208 kautta. Kaasupurkausputkien 140 ja 140' toiset hehkulangat 144 ja 144' ovat kytketyt rinnan johtimilla 208 ja 210.The induced voltage discharged in the fluorescent type fluorescent tubes 140 and 140 'causes current to flow from the filaments 142 and 142' to the filaments 144 and 144 '. Both filaments 144 and 144 'are connected to ground 130 via filament conductor 208. The second filaments 144 and 144 'of the gas discharge tubes 140 and 140' are connected in parallel by conductors 208 and 210.

Toision hehkulangan lämmityskäämi 204 on kytketty rinnan kaasupurkausputkien 140 ja 140' molempien toisten hehkulankojen 144 ja 144' kanssa. Samoin hehkulangan lämmityksen toisiokäämit 202 ja 206 ovat kytketyt vastaavasti ensimmäisten hehku-lankojen 142 ja 142' rinnalle. Siten ensimmäisiä hehkulankoja 142 ja 142' lämmittävät hehkulanganlämmityskäämit 202 ja 206 ja molempia toisia hehkulankoja 144 ja 144' lämmittää hehku-langanlämmityskäämi 204, joka on kytketty maahan 130, jotta indusoituneelle purkausvirralle syntyisi virtatie.The secondary filament heating coil 204 is connected in parallel with the two second filaments 144 and 144 'of the gas discharge tubes 140 and 140'. Likewise, the filament heating secondary windings 202 and 206 are connected in parallel with the first filaments 142 and 142 ', respectively. Thus, the first filaments 142 and 142 'are heated by filament heating coils 202 and 206 and both second filaments 144 and 144' are heated by a filament heating coil 204 connected to ground 130 to provide a current path to the induced discharge current.

i6 81 476i6 81 476

Kuvion 2 mukaisessa itsesäätyvässä elektronisessa virranrajoi-tusjärjestelmässä 10 on esitetty yliaaltosuodatuspiiri 119, jossa on yliaaltosuodatuskondensaattori 28 sarjaan kytkettynä yliaaltosuodatusvastuksen 30 kanssa. yliaaltosuodatuskondensaattori 28 on kytketty toisesta päästään tehonsyöttöjohtimeen 138 ja toisesta päästään yliaaltosuodatusvastukseen 30. Yliaal tosuodatusvastus 30 on kytketty toisesta päästään suodatus-kondensaattoriin 28 ja toisesta päästään paluujohtimeen 130. Siten yliaaltosuodatuspiirissä 119 on yliaaltosuodatuskondensaattori 28 kytkettynä sarjaan yliaaltosuodatusvastuksen 30 kanssa ja sarjakytkentä on kytketty siltapiirin 118 rinnalle.The self-adjusting electronic current limiting system 10 of Fig. 2 shows a harmonic filtering circuit 119 having a harmonic filtering capacitor 28 connected in series with a harmonic filtering resistor 30. the harmonic filter capacitor 28 is connected at one end to the power supply conductor 138 and at the other end to the harmonic filter resistor 30. The harmonic filter resistor 30 is connected at one end to the filter capacitor 28 and at the other end to the return conductor 118.

Kuvion 2 mukaisessa suoritusmuodossa yliaaltosuodatuskondensaattori 28 on noin 1,0 mikrofaradin, 400 voltin Mylar-tyyppi-nen kondensaattori, ja yliaaltosuodatusvastus 30 on noin 240,0 ohmin ja 2,0 watin vastus.In the embodiment of Figure 2, the harmonic filtering capacitor 28 is a 1.0 microfarad, 400 volt Mylar type capacitor, and the harmonic filtering resistor 30 is about 240.0 ohms and 2.0 watts.

Itsesäätyvä piiri 17 on kytketty paluujohdon 130 ja vaihto-suuntaajapiirin 115 väliin. Itsesäätelypiirissä 17 on ensimmäinen kondensaattori 54, toroidimuuntaja 56 ja virranrajoi-tusvastus 58. Virranrajoitusvastus 58 on kytketty toisesta päästään paluujohtimeen 65 ja toisesta päästään toroidimuuntaj an 56 ensimmäiseen käämitykseen 55. Toroidimuuntajan ensimmäinen käämitys 56 on kytketty toisesta päästään virranrajoi-tusvastukseen 58 ja toisesta päästään kantakytkentäkondensaat-toriin 54. Kantakytkentäkondensaattori 54 on kytketty toisesta päästään toroidimuuntajan 56 ensimmäiseen käämitykseen 55 ja toisesta päästään induktiopiirin 115 kantaohjauskäämitykseen 48.A self-adjusting circuit 17 is connected between the return line 130 and the reversing rectifier circuit 115. The self-regulating circuit 17 has a first capacitor 54, a toroidal transformer 56 and a current limiting resistor 58. The current limiting resistor 58 is connected at one end to the return conductor 65 and at the other end to the first winding 55 of the toroidal transformer 56. to the base 54. The base switching capacitor 54 is connected at one end to the first winding 55 of the toroidal transformer 56 and at the other end to the base control winding 48 of the induction circuit 115.

Vaikka se ei ole olennaista kuvatulle keksinnölle, voi virran-rajoitus-tai vaimennus vastus 58 olla arvoltaan noin 2,0...3,0 ohmia ja teholtaan noin 0,25 wattia. Toroidimuuntaj an 56 ensimmäisessä käämityksessä 55 voi olla 16 kierrosta numeron 28 lankaa, toisessa käämityksessä yksi kierros, joka muodostuu tasaj ännitetehonsyöttöj ohtimen tai suodattimen lähtöjohdon 141 kulkiessa toroidisydämen akselin läpi. Kantakytkentäkondensaattori 54 voi olla noin 0,15 mikrofaradin, 100,0 voltin li i7 81 476Although not essential to the described invention, the current limiting or attenuation resistor 58 may have a value of about 2.0 to 3.0 ohms and a power of about 0.25 watts. The first winding 55 of the toroidal transformer 56 may have 16 turns of the wire 28, in the second winding one turn formed by the output line 141 of the DC power supply or filter passing through the axis of the toroidal core. The base switching capacitor 54 may be about 0.15 microfarads, 100.0 volts li i 81 81 476

Mylar-tyyppinen kondensaattori.Mylar type capacitor.

Virranrajoitusvastuksen 58, toroidimuuntajan 56 ensimmäisen käämityksen 55 ja kantakytkentäkondensaattorin 54 sarjakytken-tä muodostaa paluutien kytkentäpiirin 113 kantaohjaussignaa-lille itsesäätyvän elektronisen virranrajoitusjärjestelmän 10 jouduttua värähtelevään tilaan.The series connection of the current limiting resistor 58, the first winding 55 of the toroidal transformer 56, and the base switching capacitor 54 forms a return switching circuit 113 for the base control signal L1 when the self-adjusting electronic current limiting system 10 is in an oscillating state.

Itsesäätyvässä elektronisessa virranrajoitusjärjestelmässä 10 on lisäksi kytkentäpiiri 113, joka on takaisinkytketty induk-tiopiiriin 115 tuottamaan säädetty virta. Kuten seuraavista kappaleista käy ilmi, on kytkentäpiirissä 113 säätömekanismi ylläpitämässä kaasupurkausputkeen 140 syötettyä tehoa ennalta määrätyssä ja olennaisesti vakiossa arvossa.The self-adjusting electronic current limiting system 10 further includes a switching circuit 113 that is feedback to the induction circuit 115 to produce a regulated current. As will be apparent from the following paragraphs, the switching circuit 113 has a control mechanism for maintaining the power supplied to the gas discharge tube 140 at a predetermined and substantially constant value.

Kytkentäpiirissä 113 on transistori 72, joka on takaisinkytkettynä vaihtosuuntaajamuuntajan 40 esijännitteen ohjauskää-miin 48. Tämän kytkennän avulla voidaan virtasignaali kytkeä vastaamaan tuotettua esijännitesignaalia. Vaihtosuuntaajamuun-tajan 40 esijännitteen ohjauskäämin 48 toiseen päähän tuleva virta kulkee käämin 48 läpi transistorin 72 kannalle 78. Transistori 72 voi olla kaupallisesti saatavana olevaa NPN-tyyp-piä, esimerkiksi MJE 13005.The switching circuit 113 has a transistor 72 which is reconnected to the bias control coils 48 of the inverter transformer 40. This connection allows the current signal to be connected to correspond to the bias signal produced. The current at the other end of the bias control winding 48 of the inverter 40 passes through the winding 48 to the base 78 of the transistor 72. The transistor 72 may be of a commercially available NPN type, for example MJE 13005.

On huomattava, että itsesäätyvä elektroninen virranrajoitus-järjestelmä 10 on suunniteltu tuottamaan niin tasainen näkyvä valo kuin tehonsyöttö kaasupurkausputkeen 140, pitämällä transistorin 74 kollektorivirtaa olennaisesti vakiona riippumatta elektronisessa virranrajoitusjärjestelmässä kytketyn transistorin 72 virtavahvistuksesta. On todettu, että valontuotto ei saisi vaihdella plus tai miinus 3. 0 % enempää transistorin virtavahvistuksen vaihdellessa enintään 10,0 ja 60,0 välillä. On edelleen huomattava, että vaikka järjestelmän 10 on kuvion 2 toimintamuodossa esitetty toimivan yhdellä kaasupurkausput-kella 140, on periaate tässä kuvattu yleisesti ja on sovellettavissa kaksoisjärjestelmissäkin, koska transistorien virta-vahvistuksien ei välttämättä tarvitse olla sovitettuja pareja. Vastuksen 53 tuottama positiivinen kantajännite varmistaa 18 8 1 476 pienen mutta riittävän aloitusvirran läpi kannan 78 aloittamaan johtamisen transistorin 72 läpi. Vastuksen 53 arvona on menestyksellisesti käytetty 1, 2 megaohmia.It should be noted that the self-adjusting electronic current limiting system 10 is designed to provide both uniform visible light and power supply to the gas discharge tube 140, keeping the collector current of transistor 74 substantially constant regardless of the current gain of transistor 72 connected in the electronic current limiting system. It has been found that the light output should not vary by plus or minus 3.0% more when the current gain of the transistor varies between 10.0 and 60.0 at most. It should further be noted that although system 10 is shown in the mode of operation of Figure 2 to operate with a single gas discharge tube 140, the principle is generally described herein and is applicable to dual systems as the current gains of the transistors need not be matched pairs. The positive carrier voltage produced by resistor 53 ensures a small but sufficient starting current through the base 78 to initiate conduction through transistor 72. 1.2 megohms have been successfully used as the value of resistor 53.

Transistorin 72 mennessä johtavaan eli "päällä"-tilaan, tasa-jännitevirta tehonsyöttöjohdosta 141 kytkeytyy vaihtosuuntaa-jamuuntajan 40 ensiökäämitykseen 42, kulkien läpi toroidimuun-tajan 56 sydämen läpi. Virta kulkee ensiökäämityksen 42 ensimmäisen osan 46 kautta keskiottojohtimelle 25, joka on liitetty kytkentätransistorin 72 kollektoriin 74.When the transistor 72 enters the conductive or "on" state, the DC voltage from the power supply line 141 is connected to the primary winding 42 of the inverter and transformer 40, passing through the core of the toroidal transformer 56. Current flows through the first portion 46 of the primary winding 42 to a center input conductor 25 connected to the collector 74 of the switching transistor 72.

Virta menee transistorin 72 kollektorilta 74 emitterille 76 ja sieltä paluujohtoon 65. Kytkentätransistorilla 72 tuotettu kasvava kollektorivirta indusoi esijännitteen ohjauskäämityk-seen 48 jännitteen, joka kytketään transistorin 72 kannalle 78. Kantavirta kulkee kannalta 78 emitterille 76 transistorissa 72 ja edelleen paluujohtimeen 65. Lopuksi virta kulkee virranrajoitusvastuksen 58, toroidimuuntajan ensimmäisen käämityksen ja kantakytkentäkondensaattorin 54 kautta. Edellä mainittujen komponenttien sarjaankytkentä muodostaa pulssimuotoisen kantaohjauksen kytkemään transistori 72 ennalta määrätyin aikavälein ''päälle" ja "pois".Current flows from the collector 74 of the transistor 72 to the emitter 76 and thence to the return line 65. The increasing collector current produced by the switching transistor 72 induces a voltage in the bias control coil 48 which is connected to the base 78 of the transistor 72. 58, through the first winding of the toroidal transformer and the base switching capacitor 54. The series connection of the above components forms a pulse-shaped base control to turn the transistor 72 "on" and "off" at predetermined time intervals.

Transistoria 72 ohjaava pulssi säätää kuviossa 2 esitetyn itsesäätyvän elektronisen virranrajoitusjärjestelmän 10 toimintataajuutta. Tämän pulssin päättymishetkellä transistori 72 menee johtamattomaan tilaan, koska pulssien erotus kapasitanssista 54 tuottaa kannalle 78 negatiivisen signaalin, jonka suuruutta rajoittaa diodi 38. Vaihtosuuntaajamuuntajan 40 ensiökäämitykseen 46 varastoitunut energia purkautuu kytkentä-kondensaattoriin 60 ja fluoresenssi- tai kaasupurkausputkeen 140. Tämä virta indusoi jännitteen esijännitteen säätömuunta-jaan 48, joka sitten kytkee transistorin 72 takaisin johtavaan tilaan siten, että jaksosta tulee toistuva.The pulse controlling the transistor 72 controls the operating frequency of the self-adjusting electronic current limiting system 10 shown in Fig. 2. At the end of this pulse, transistor 72 enters a non-conductive state because the separation of pulses from capacitance 54 produces a negative signal at base 78, which is limited by diode 38. Energy stored in the primary winding 46 of inverter 40 discharges and 48, which then switches transistor 72 back to the conductive state so that the cycle becomes repetitive.

Vaihtosuuntaajamuuntajan 40 ensiökäämitys 42 on keskiottojoh-dinten avulla kytketty sellaiseen säästömuuntajakytkentään, että toiseen ensiökäämitykseen osaan 44 indusoitunut jänniteThe primary winding 42 of the inverter transformer 40 is connected by means of center input conductors to such a saving transformer connection that the voltage induced in the second primary winding part 44

IIII

i9 81 476 kytkeytyy sarjaan ensiökäämityksen ensimmäisen osan 46 jännitteen kanssa sitä kasvattaen. Ensiökäämityksen 42 kokonaisjännite on kytketty kytkentäkondensaattoriin 60, joka on kytketty sarjaan ensiökäämityksen 42 kanssa. Kuten kuviossa 2 nähdään, on kytkentäkondensaattori 60 kytketty ensimmäisestä päästään vaihtosuuntaajamuuntajan 40 ensiökäämitykseen 42, ja on edelleen toisesta päästään kytketty fluoresenssi- tai kaasupurka-usputken 140 ensimmäiseen hehkulankaan 142 ja suojauskonden-saattorin 62 ensimmäiseen päähän.i9 81 476 is connected in series with the voltage of the first part 46 of the primary winding, increasing it. The total voltage of the primary winding 42 is connected to a switching capacitor 60 which is connected in series with the primary winding 42. As shown in Figure 2, the switching capacitor 60 is connected at its first end to the primary winding 42 of the inverter transformer 40, and is further connected at the other end to the first filament 142 of the fluorescence or discharge tube 140 and the first end of the shielding capacitor 62.

Suojauskondensaattori 62 on kytketty rinnan kaasupurkausputken 140 kanssa ja sarjaan kytkentäkondensaattorin 60 kanssa, tarkoituksenaan estää liian suurten jännitteiden syntyminen piirin 10 järjestelmästä. Tässä kuvatun toimintamuodon tarkoituksiin kondensaattori 62 voi olla 0,003 mikrofaradia, 1,0 kilovoltin Mylar-kondensaattori.The shielding capacitor 62 is connected in parallel with the gas discharge tube 140 and in series with the switching capacitor 60, in order to prevent excessive voltages from forming in the system of the circuit 10. For purposes of the mode described herein, capacitor 62 may be a 0.003 microfarad, 1.0 kilovolt Mylar capacitor.

Vaihtosuuntaajamuuntaja 40 sisältää toisiokäämitykset 50 ja 52, jotka tuottavat hehkulankajännitteen fluoresenssityyppi-sille loisteputkelle 140. Ensimmäisen hehkulangan syöttökää-mitys 50 on kytketty rinnan fluoresenssityyppisen loisteputken 140 ensimmäisen hehkulangan 142 kanssa ja toisen hehkulangan syöttökäämitys 52 on kytketty rinnan kaasupurkausputken 140 tämän toisen hehkulangan 144 kanssa. Ensimmäinen pää toisen hehkulangan syöttökäämityksestä 52 on kytketty paluujohtimeen 65.The inverter transformer 40 includes secondary windings 50 and 52 which provide an incandescent voltage to the fluorescent type fluorescent tube 140. The first end of the second filament supply winding 52 is connected to the return conductor 65.

Siten kytkentäkondensaattorin 60 kytkettyä purkausjännitteen ensiökäämityksestä 42 kaasupurkausputken 140 ensimmäiseen hehkulankaan 142 virtaa voi kulkea kaasupurkausputken 140 kautta ensimmäisestä hehkulangasta 142 toiseen hehkulankaan 144, ja sitten paluujohtimen 65 kautta takaisin teholähteeseen 112.Thus, after the switching capacitor 60 is connected from the primary winding voltage 42 to the first filament 142 of the gas discharge tube 140, current may flow through the gas discharge tube 140 from the first filament 142 to the second filament 144, and then through the return line 65 back to the power supply 112.

Jännite indusoituu kollektorivirran kasvaessa kohti maksimiarvoa ja on selvää, että virran saavutettua maksimiarvon, sen muutosnopeus on olennaisesti nolla, siten indusoitunut toisio-jännite on vastaavasti lähentynyt olennaisesti nollaa.The voltage is induced as the collector current increases towards the maximum value, and it is clear that when the current reaches the maximum value, its rate of change is substantially zero, thus the induced secondary voltage has correspondingly approached substantially zero.

2o 814762o 81476

Kun maksimijännite on saavutettu, muuntaja ei toimi, ja transistori 72, joka oli johtavassa tilassa, ei enää saa kanta-ohjaussignaalia vaihtosuuntaajamuuntajan 40 kantaohjauskäämi -tyksestä 48 ja siten transistori 72 menee ei-johtavaan tilaan.When the maximum voltage is reached, the transformer does not operate, and the transistor 72, which was in the conductive state, no longer receives the base control signal from the base control winding 48 of the inverter transformer 40, and thus the transistor 72 enters the non-conductive state.

Transistorin 72 mentyä ei-johtavaan tilaan, kollektorivirta, joka kulki vaihtosuuntaajamuuntajan ensiökäämityksen 42 ensimmäisen osan 46 läpi, keskeytyy nopeasti. Nopea muutos kollek-torivirrassa indusoi jälleen jännitteen vaihtosuuntaajamuunta-jan ensiökäämityksen 42 toisessa osassa 44 ja vastaavissa toisiokäämityksissä 50, 52 ja 48. Kuten klassisesta teoriasta tiedetään, nopean kollektorivirran vähenemisen indusoiman jännitteen polariteetti on sellainen, että muuntaja 40 pyrkii ylläpitämään käämityksen 46 alkuperäisen virran suuntaan. Johtuen virran suunnasta käämityksissä 46 ja 48 kuten viitteelliset pisteet 77 osoittavat, on vaihtosuuntaajamuuntajan 40 esijännitteenohjauskäämitykseen 48 indusoitunut jännite polariteetiltään vastakkainen verrattuna edellä kuvattuun, koilektorivirran kulkiessa syntyneeseen jännitteeseen. Siten kannalle 78 syntyy emitteriin 76 verrattuna negatiivinen signaali ja transistori 72 kytketään johtamattomaan tilaan.When the transistor 72 enters the non-conductive state, the collector current flowing through the first portion 46 of the primary winding 42 of the inverter transformer is rapidly interrupted. A rapid change in collector current again induces a voltage in the primary winding 42 of the inverter transformer 42 and in the corresponding secondary windings 50, 52 and 48. As is known from classical theory, the polarity of the voltage induced by a rapid collector current decrease is such that transformer 40 tends to maintain current winding 46. Due to the direction of the current in the windings 46 and 48, as indicated by the reference points 77, the voltage induced in the bias control winding 48 of the inverter 40 is of opposite polarity compared to the voltage generated above when the coil current flows. Thus, a negative signal is generated for base 78 compared to emitter 76, and transistor 72 is switched to a non-conductive state.

Kuten aikaisemmissa kappaleissa on kuvattu, näin syntyy toistuva jakso kollektorivirran aaltomuodon approksimoidessa läheisesti "saha-aaltoa", missä on olennaisesti lineaarinen kasvava jakso, jota seuraa nopea pieneneminen olennaiseen nolla-arvoon, ja sen jälkeen olennaisesti lineaarinen virran-nousu takaisin huippuarvoon.As described in the previous paragraphs, this results in a repetitive period when the waveform of the collector current closely approximates the "sawtooth wave", with a substantially linear increasing period followed by a rapid decrease to a substantial zero value, followed by a substantially linear current rise back to peak.

Värähtelyn taajuus määräytyy sydämen, ensiökäämityksen 42 ensimmäisen osan 46 kierrosluvusta ja tämän osan 46 läpi kulkevan virran yhdistyneistä ominaisuuksista. Siten värähtelytaajuus on paljon vähemmän riippuvainen käyttöjännitteestä kuin on alalla tunnettu, ja kaasupurkausputki 140 tuottaa jopa laajoilla käyttöjännitteen vaihtelualueilla olennaisesti tasaisen ja mahdollisimman vähän näkyvää välkyntää sisältävän näkyvän valon.The frequency of the oscillation is determined by the speed of the core, the first part 46 of the primary winding 42 and the combined characteristics of the current flowing through this part 46. Thus, the oscillation frequency is much less dependent on the operating voltage than is known in the art, and even in wide operating voltage ranges, the gas discharge tube 140 produces substantially uniform visible light with minimal visible flicker.

2i 814 762i 814 76

Itsesäätyvän elektronisen virranrajoitusjärjestelmän 10 eräässä toimivassa suoritusmuodossa vaihtosuuntaajamuuntajassa on ferriittisydän, jossa on 0,125 millimetrin rako, joka pienentää vaihtosuuntaajamuuntajan 42 todennäköisyyttä mennä kylläs-tystilaan. Ensiökäämitys 42 on tehty 123,0 kierroksesta numero 24: n lankaa ja toisiokäämitykset 50, 52 ja 48 ovat kukin tehdyt 1,0 kierroksesta numero 24: n lankaa.In one functional embodiment of the self-adjusting electronic current limiting system 10, the inverter transformer has a ferrite core with a 0.125 millimeter gap that reduces the likelihood of the inverter transformer 42 entering a saturation state. The primary winding 42 is made of 123.0 turns of number 24 yarn and the secondary windings 50, 52 and 48 are each made of 1.0 turns of number 24 yarn.

Itsesäätyvässä elektronisessa virranrajoitusjärjestelmässä 10 vaihtelevan induktanssin periaatteen toteuttaa toroidisydän 27, jossa kantavirta kulkee siihen käämittyjen 16,0 kierroksen läpi. Johdin 141 vie transistorin 72 koilektorivirran toroidi-sydämen 27 läpi. Suunnat, joihin virrat näissä kahdessa käämityksessä kulkevat, ovat sellaiset, että niiden magneettikentät lisäävät toisiaan muuntajan 56 toroidisydämessä 27.In the self-adjusting electronic current limiting system 10, the principle of variable inductance is implemented by a toroidal core 27 in which the base current passes through 16.0 turns of the windings wound thereon. Conductor 141 passes transistor 72 through the toroidal core 27. The directions in which the currents flow in these two windings are such that their magnetic fields add to each other in the toroidal core of the transformer 56 27.

Siten toroidimuuntajan 56 ensimmäisessä käämityksessä 55 näkyvä induktanssi on funktio sekä kanta- että kollektorivirrasta kerrottuna vastaavilla kierroslukusuhteilla, ja magneettisydä-men 27 permeabiliteetti riippuu kanta- ja kollektorivirrasta.Thus, the inductance visible in the first winding 55 of the toroidal transformer 56 is a function of both the base and collector current multiplied by the respective speed ratios, and the permeability of the magnetic core 27 depends on the base and collector current.

Käytännössä ei induktanssin vaihtelua toroidimuuntajan 56 toisessa käämissä 57 tarvitse ottaa huomioon, koska toisiokää-mitys 57 muodostuu ainoastaan yhdestä kierroksesta ja käämityksen 57 induktanssi on suhteessa pieni ja on kytkettynä sarjaan ensiökäämityksen 42 ensimmäisen osan 46 kanssa. Toisen käämityksen 57 induktanssi ei ole huomattu olevan merkittävä verrattuna ensiökäämityksen 42 ensimmäisen osan 46 induktanssiin, joka on olennaisesti suurempi absoluuttiselta arvoltaan.In practice, the variation of the inductance in the second winding 57 of the toroidal transformer 56 need not be taken into account, because the secondary winding 57 consists of only one turn and the inductance of the winding 57 is relatively small and connected in series with the first part 46 of the primary winding 42. The inductance of the second winding 57 has not been found to be significant compared to the inductance 46 of the first part 46 of the primary winding 42, which is substantially higher in absolute value.

Esijännitteen ohjauskäämitys 48 on erityisesti suunniteltu tuottamaan riittävä jännite kääntämään johtavaan tilaan alhaisimman odotettavissa olevan vahvistuksen omaavan transistorin 72, joka on valmistajilta saatettavissa ja siten varmistamaan itsesäätyvän elektronisen virranrajoitusjärjestelmän 10 kyt-kentätransistorin 72 värähtely. Tällä tavoin on varmistettu transistorin 72 johtavaan tilaan joutuminen ja kyllästyminen, 22 8 1 476 ja siten kanta-emitterijännite on vähintään 0,7 volttia, joka vaaditaan saattamaan transistori 72 kyllästystilaan.The bias control winding 48 is specifically designed to provide sufficient voltage to turn the transistor 72 with the lowest expected gain to a conductive state, which is available from the manufacturers, and thus to ensure the oscillation of the switching transistor 72 of the self-adjusting electronic current limiting system 10. In this way, the conducting and saturation of the transistor 72 is ensured, 22 8 1 476 and thus the base emitter voltage is at least 0.7 volts, which is required to bring the transistor 72 into the saturation state.

Riippumatta itsesäätyvässä elektronisessa virranrajoitusjär-jestelmässä 10 käytetyn transistorin 72 vahvistuksesta, on kollektorijännite ja kollektoripiirin impedanssi olennaisesti sama, ja olennaisen sama kollektorivirta kulkee riippumatta siitä, onko transistorin vahvistus 10, 0 vai 50, 0. Siten, koska kantavirta on kollektorivirta jaettuna transistorin 72 vahvistuksella, huomataan, että kantavirran täytyy muuttua, mikäli käytetään eri vahvistuksen omaavia transistoreita 72 ja halutaan niiden toimivan kunnolla itsesäätyvässä elektronisessa virranrajoitusjärjestelmässä 10. Kun kantavirta muuttuu, täytyy elektronisen osan kantapiiristä muuttaa impedanssiarvoaan, joka on itsesäätöpiirin 17 ja erityisesti toroidimuuntajan 56 ensimmäisen käämityksen 55 funktio.Regardless of the gain of transistor 72 used in the self-adjusting electronic current limiting system 10, the collector voltage and collector circuit impedance are substantially the same, and substantially the same collector current flows regardless of whether the transistor gain is 10, 0 or 50, 0. Thus, since the base current is divided by transistor 72 it is noted that the base current must change if transistors 72 of different gains are used and are desired to operate properly in a self-adjusting electronic current limiting system 10. When the base current changes, the electronic part of the base circuit must change its impedance value as a function of the self-control circuit 17 and especially the first winding 56.

Tarkoituksenaan saavuttaa itsesäätely, on toroidimuuntaja 56 suunniteltu saavuttamaan suurin sydämen 27 permeabiliteetti transistorilla, jonka vahvistus on suurin odotettavissa oleva arvo. Yhtälailla on toroidimuuntajan 56 ensimmäisen käämin 55 induktanssi suurimmassa arvossa ja siten pienin virta kulkee transistorin 72 kantapiirille.In order to achieve self-regulation, the toroidal transformer 56 is designed to achieve the maximum permeability of the core 27 with a transistor whose gain is the highest expected value. Similarly, the inductance of the first winding 55 of the toroidal transformer 56 is at the highest value and thus the smallest current flows to the base circuit of the transistor 72.

Magneettisydämellä varustetun käämin impedanssi on verrannollinen käämin kierroslukuun ja sen läpi kulkevaan virtaan, ja kääntäen verrannollinen magneettisen tien pituuteen sydämessä. Toimintapistettä voi asetella joko muuttamalla toroidin kokoa tai lisäämällä rinnakkaisvastus 51 toroidin ensimmäisen käämityksen 55 rinnalle muuttamaan vastaavaa vaikuttavaa kenttää. Menestyksellä on käytetty 270,0 ohmin rinnakkausvastusta 51.The impedance of a coil with a magnetic core is proportional to the speed of the coil and the current flowing through it, and inversely proportional to the length of the magnetic path in the core. The action point can be set either by resizing the toroid or by adding a parallel resistor 51 alongside the first winding 55 of the toroid to change the corresponding effective field. A 270.0 ohm parallel resistor 51 has been used successfully.

Siten toroidimuuntajan 56 ensimmäisen käämityksen 55 induktanssin ollessa suurimmassa arvossaan, on sen impedanssi merkittävästi suurempi kuin virranrajoitusvastuksen 58 ja kanta-kytkentäkondensaattorin 54 impedanssi siten, että ohjaava tekijä rajoittaa transistorin 72 kannalle 78 menevää virtaa. Kun transistorilla 72 on suurin vahvistuksen arvo, vain vähänThus, with the inductance of the first winding 55 of the toroidal transformer 56 at its maximum value, its impedance is significantly higher than the impedance of the current limiting resistor 58 and the base switching capacitor 54 so that the control factor limits the current to the base 78 of the transistor 72. When transistor 72 has the highest gain value, little

IIII

23 81 4 7 6 virtaa tarvitaan ja esimerkiksi, jos transistorin 72 vahvistus tai "beta" on 50,0, nähdään että kantavirta on 1/50 osa kol-lektori virrasta.23 81 4 7 6 current is required and for example, if the gain or "beta" of transistor 72 is 50.0, it is seen that the base current is 1/50 of the collector current.

Kuitenkin kantaohjauskäämitykseen 48 indusoitunut jännite on suunniteltu kääntämään johtavaan tilaan pienen vahvistuksen omaava transistori, ja siten transistorin 72 kantapiirissä on ylimääräistä energiaa kulutettavaksi. Ylimääräinen energia on varastoituneena toroidimuuntajan 56 ensimmäiseen käämitykseen 55. Ensimmäisen käämin 55 impedanssi on pääasiassa induktiivista eikä resitiivistä, ja näin syntyy vain vähän tehonhävi-öitä lämmön muodossa ja siten voidaan tehokkaasti kuluttaa ylimääräinen energia, joka vapautuu transistorin 72 ollessa ei-johtavassa tilassa.However, the voltage induced in the base control winding 48 is designed to turn a low-gain transistor into a conductive state, and thus there is extra energy in the base circuit of the transistor 72 to consume. Excess energy is stored in the first winding 55 of the toroidal transformer 56. The impedance of the first winding 55 is mainly inductive and not reactive, and thus little power loss in the form of heat is generated and thus the excess energy released when transistor 72 is in a non-conductive state can be efficiently consumed.

Päinvastaisessa tapauksessa käytettäessä pienen vahvistuksen omaavaa transistoria itsesäätyvässä elektronisessa virranra-joitusjärjestelmässä 10, täytyy kantavirran selvästi kasvaa ja toroidimuuntajan 56 sydämen 27 permeabiliteetti siirtyy alaspäin kohti alempaa arvoa kuin mitä olisi mitattu suurivahvis-tuksisen transistorin tapauksessa, ja induktanssin on oltava pienempi kuin mitä suurivahvistuksisen transistorin tapauksessa näkyvä. Siten sarjaimpedanssi pienenee päästäen suuremman kantavirran kulkemaan ja kompensoimaan pienempivahvistuksisen transistorin 72 käyttää järjestelmässä 10.Otherwise, when using a low gain transistor in a self-adjusting electronic current limiting system 10, the base current must clearly increase and the permeability of the core 27 of toroidal transformer 56 shifts downward to a lower value than that measured for a high gain transistor, and the inductance must be less than a high gain . Thus, the series impedance decreases, allowing a higher base current to flow and compensate for the lower gain transistor 72 used in system 10.

Näin tuotetaan toroidimuuntajan 56 ensimmäisessä käämityksessä 55 vaihteleva induktanssi, joka on pääasiallisesti itsesäätyvä osa, ja joka päästää riittävän kantavirran transistorille 72 kääntämään se johtavaan tilaan, riippumatta transistorin 72 vahvistuksesta tai "betasta". Tällä tavalla säilyy itsesääty-vän elektronisen virranrajoitusjärjestelmän 10 tuotto suhteellisen vakiona noin ± 3,0 % vaihtelualueella, verrattuna muihin korkean hyötysuhteen omaaviin ja ilman tarpeettomia suuria lämpöhäviöitä toimiviin järjestelmiin.This produces a variable inductance in the first winding 55 of the toroidal transformer 56, which is essentially a self-adjusting part, and which allows sufficient base current to the transistor 72 to turn it into a conductive state, regardless of the gain or "beta" of the transistor 72. In this way, the yield of the self-adjusting electronic current limiting system 10 remains relatively constant over a range of about ± 3.0% compared to other high efficiency systems without unnecessary high heat loss.

Vaikkakin tämä keksintö on kuvattu liitettynä tarkkoihin muotoihin ja suoritusmuotoihin, on huomattava, että tässä maini- 24 81 476 tuista poikkeavia muunnoksia voidaan tehdä erottamatta niitä keksinnön ajatuksesta tai piiristä. Esimerkiksi, erityisesti esitettyjä ja kuvattuja komponentteja voidaan korvata toisilla vastaavilla, tiettyjä piirteitä voidaan käyttää muista riippumatta, ja tietyissä tapauksissa komponenttien tiettyjä sijaintipaikkoja voidaan kääntää tai sijoittaa toisten väliin, kaikki erottamatta niitä keksinnön ajatuksesta ja piiristä, jotka on määritelty liitteenä olevissa patenttivaatimuksissa.Although the present invention has been described in connection with precise forms and embodiments, it should be noted that modifications other than those mentioned herein may be made without departing from the spirit or scope of the invention. For example, the components specifically shown and described may be replaced by others, certain features may be used independently, and in certain cases certain locations of the components may be inverted or interposed, all without departing from the spirit and scope of the invention as defined in the appended claims.

IlIl

Claims

An amplification-controlled electronic ballast system for use in gas discharge lamps, comprising a current source (112), a filter device (111) coupled to this to maintain a substantially uniform DC voltage signal, an induction device (115) coupled to the filter device, and to a gas discharge tube (140, 140 ') for providing over the gas discharge tube (140, 140') an ignition voltage corresponding to the through-going supply current, and a switching device (113) coupled to the induction device to provide said supply current corresponding to a switching signal, characterized in that the induction device comprises a transformer (178, 40) comprising an intermediate terminal winding (182, 44) and a plurality of secondary windings (180, 181, 143, 48, 50, 52), said intermediate terminal provided primary winding (182, 44) is coupled to the gas discharge tube (140, 140 ') for supplying this cup with said ignition voltage corresponding to said supply current which passes through a portion (194, 198, 46) of said primary winding, and that one of said secondary windings (143, 48) is a coupling control winding coupled to the switching device (113 ) to provide said coupling signal.

2. A system according to claim 1, characterized in that the switching device (113) comprises at least one transistor (170, 170 ', 72) with a base element (172, 172', 78), a radiator element (174, 174 ', 74) and an emitter element (176, 176 ', 76) for said supply current, wherein the base element (172, 172', 72) is coupled to the coupling control winding (143, 48) of the induction device (115).

3. A system according to claim 2, characterized in that the switching device (113) comprises a regulating device (17) which maintains the output of the gas discharge tube (140) at a predetermined and substantially constant value 81 81 476, the regulating device being connected in series between the induction device ( 115) and the transistor (72) and in coupled relation to the emitter element (76) and base element (78) of the transistor.

System according to claim 3, characterized in that the control device (17) comprises a toroidal transformer (56) which provides a predetermined varying inductance to control the power supply to the gas discharge tube (140), the toroidal transformer (56) comprising a first and a second transformer winding, the first winding (55) having a greater number of turns than the second winding (57).

System according to claim 4, characterized in that the control device (17) comprises: a) a base coupling capacitor (54) connected in series between a first end of the first winding (55) of the toroidal transformer and a first end of the coupling control winding of the induction device (115) (48) to substantially prevent a direct current signal component, and b) a current limiting resistor (58) connected in series with a second end of the first winding (55) of the toroidal transformer (56) and the emitter element (76) of the transistor (72) to limit the current supply. to the base element of the transistor means since the inductance of the first winding of the toroidal transformer is substantially at a minimum value.

6. System according to claim 4 or 5, characterized in that the toroidal transformer (56) comprises a toroidal core of ferrite material for varying the inductance of said first winding (55) of the toroidal transformer to correspond to a certain gain value of the transistor (72), each of the first and second toroidal transformer windings comprises a predetermined number of turns wound in such a way that the first and second windings (55, 57) and magnetic fluxes, respectively, are such that they are added within the toroid core, wherein the current of the base element and the current of the cooling element produce said magnetic fluxes at said first and second windings.

System according to claim 2, characterized in that the switching device (113) comprises first and second transistors (170, 170 ') which form a pair of transistors coupled to the induction device (115).

System according to claim 7, characterized in that the induction device (115) comprises: a) an inverter transformer (178) coupled to the filter device (111), the inverter transformer comprising an intermediate terminal primary winding pair (194, 198) and a (b) an automatic gain control device comprising in said inverter transformer a pair of secondary windings (180, 181) for gain control, each of the automatic gain control windings (180, 181) coupled to an emitter element (176, 176 ') of various transistors of the first and second transistors (170, 170 '); c) a pair of coupling capacitors (186, 188), each of the coupling capacitors being connected in series with an interconnection portion of one of the respective primary windings (194, 198) and one of said gas discharge tubes (140, 140 '), and d) a trimming capacitor (135) coupled between the eector elements (174, 174 ') of the first and second transistors (170, 170'), which trimming capacitor prevents the generation of an excess voltage when one of said gas discharge pipes is removed from the circuit.

9. A system according to claim 8, characterized in that the primary windings (194, 198) of the inverter transformer (178) comprise intermediate outlets, thus forming a step-down voltage transformer coupling, one of the windings in the primary winding pairs of the inverter transformer (178) 32 81 476. (194, 198) in relation to the second winding, current leads at opposite half-periods of said predetermined frequency.

10. A system according to claim 9, characterized in that said secondary winding pair (180, 181) of the automatic gain control device is wound in a predetermined manner to move the operating point of the inverter transformer hysteresis curve and thus regulate the gain of said first and second. transistor (170, 170 ').

11. A system according to claim 10, characterized in that the secondary winding (180, 181) intended for the automatic gain control in the automatic gain control device of the inverter transformer (178) is wound at the same hall as the primary winding of the inverter transformer (194, 198).