FI67643B - Foerfarande foer fassynkronisering i ett synkront datatransmissionssystem och anordning foer utfoerande av foerfarandet - Google Patents

Description

R3SF1 [B] #11) *^U ULUTUSjULKAISU tntA-z jJma lDJ 1> utlAggningsskrift 0/040 ^ ^ (51) K*Jt/fc».Ct3 h 04 L 27/06, 7/02, H 04 B 1/68 SUOMI—FINLAND (21) p«Mi>ttih.k*mu.-r«t.nt*n^w.f 792893 (22) Hmkuiltpahf»—AmBIniliurfif 18.09.79 (23) ANMpttvt—GHdgtatadag 18.09.79 (41) Tttftrt hHUMkri — Blhrlt affamNg ^ gg ja rekiataH hallitus (44) NBuMUpino· f» ku«i|«ilkalMn pvm.— '

rstant- och Hghtentynlm ' AmNun BCi*d odi utUluiftM fwbftcarad jl.l/.OH

(32)(33)(31) ^ry4«tty «tuollfm B«t«rd prtortft 13.10.78

Ruotsi-Sverige(SE) 7810735-6 (71) Oy L M Ericsson Ab, KyrkslStt, Fl; 02420 Jorvas, Suomi-Finland(FI) (72) Jan Sverker Hedin, Tumba, Göran Anders Jarnestedt, Johanneshov,

Ruotsi-Sverige(SE) (74) Oy Koister Ab (54) Förfarande för fassynkronisering i ett synkront datatransmissionssystem och anordning för utförande av förfarandet - Menetelmä vaiheensynkronoi-miseksi synkronisessa tietojensiirtojärjestelmässä ja laite menetelmän suori ttamiseksi

Tekniskt omräde Föreliggande uppfinning avser ett förfarande och en anordning för fassynkronisering i ett synkront datatransmissionssystem, vilket frän en sändare tili en mottagare medelst en amplitudmodule-rad bärväg överför ett binärt pulstäg. Modulationen är närniare be-stämt av sk enkelt sidbandstyp (SSBAM) (Single Side Band Amplitude Modulation) och den modulerande signalen, som härletts ur ingängs-dataflödet utgöres av superponerade pulser av sk Partial Response klass IV typ.

Teknikens ständpunkt För höghastighetsöverfÖring av data över bandbegränsade kanaler används ofta ovannämnda typ av modulation (CCITT Rekommen-dation V.36, Dok APVI Nr 44 1976, s 139-147), Den momentana signal-amplituden i den modulerande signalen enligt ovan innehäller bidrag 67643 frän flera kodade ingängsdatabitar och omvänt utsträcker sig allt-sä en Partial Response puls over flera perioder av ingängsdata-signalen. Partial Response konceptet finns närmare beskrivet i bl a anierikanska patentskriften 3 388 330.

För att den binära datasignalen skall kunna äterskapas kor-rekt pä mottagarsidan mäste information om säväl bärvagsfrekvens och bärvägsfas som bittakt och bitfas vara tillgängliga i motta-garen.

Under det att äterskapandet pä mottagarsidan av bärvägsfrek-vens och bittakt i allmänhet inte erbjuder nägra problem, kan en optimal regiering av bärvägs- och bitfas ä andra sidan innebära större svärigheter. Fasfel pä nägra fä grader kan nämligen medföra kraftig distorsion med ätföljande dataförlust.

Bärvagsfrekvensen äterskapas vanligen frän en överförd pilot-ton via smalbandig filtrering, men det är ofta omöjligt att ta fram användbar information ora sändarsidans härvägsfas ur den över-förda pilottonen pä grund av fasdistorsion i överföringskanalen.

När det gäller bittakten kan denna tas fram via en nollgenomgängs-detektering av den demodulerade signalen, även för det fall att demoduleringen sker i felaktig fas.

Det är tidigare känt en metod att direkt ur den överförda demodulerade signalens symmetriegenskaper härleda en reglersignal för bit- och bärvägsfasema. (Ein Verfahren zur Dateniibertragung auf Primärgruppenverbindungen NTZ 29, 1976 H.6 s. 449-452). Metoden medför en komplicerad analog signalbehandling och är dessutom be-roende av att den överförda binära datasignalen innehäller i medel-tal lika mänga ettor som nollor. Vidare fordras en medelvärdes-bildning av felsignalen över ett stort antal databitar, vilket medför länga synkroniseringstider.

Det är vidare känt en metod, vilken i system med adaptiva utjäranare av transversal typ, utnyttjar utjämnarens tappinställ-ningar för generering av en reglersignal för bit- och bärvägsfa-serna. (IEEE Transactions on Communication, sept. 1975, s. 976-979). Denna metod lämpar sig väl för överföringssystem där kanalutjäm-ning med adaptiv utjämnare erfordras, men blir komplicerad och dyrbar där sä icke är fallet.

Redogörelse för uppfinningen

Det tekniska problemet, som den föreliggande uppfinningen 3 67643 avser att lösa ligger i att astadkomma fassynkronism vid detekte-ringen av datasignaler av ovannämnt slag.

Den anvisade lösningen utnyttjar vissa utsorterade nollge-nomgängar i den efter demodulering pä mottagarsidan erhällna bas-bandssignalen för att skapa lämpliga reglersignaler för faskorri-geringen. Ytterligare kännetecken för uppfinningen framgär av de kännetecknande delarna av bifogade patentkrav.

Fördelarna med den anvisade lösningen är bland andra ett mycket snabbt infasningsförlopp och stort infängningsomräde utan utnyttjande av nägot speciellt startförlopp eller liknande och möjlighet till en realisering helt i digital teknik.

Figurbeskrivning

Uppfinningen kommer i det följande att närmare beskrivas med hjälp av ett utföringsexempel i anslutning tili den bifogade ritningen pä vilken fig. 1 visar ett blockschema över ett transmissionssystem vid vilket uppfinningen utnyttjas, fig. 2 visar en sk Partial Response puls, fig. 3 visar samhörande värden pä nägra signaler i systemet, fig. 4 visar en mottagare i vilken uppfinningens princip utnyttjas, fig. 5 visar en sorteringskrets ingäende i mottagaren en-ligt fig. 4 och fig. 6 visar samhörande värden pä nägra signaler pä syste-mets mottagarsida.

Föredragna utföringsformer

Det nedan beskrivna utföringsexemplet avser en synkrondata-överföring (64 kb/s) pä en 12-grupps förbindelse i ett bärfrekvens--system. CCITT har för en sädan överföring rekommenderat den ovan-nämnda modulationen, dvs SSBAM-PR IV (Single Side Band Amplitude Modulation - Partial Response klass IV).

Figur 1 visar i starkt förenklad form, ett blockschema over ett transmissionssystem för en sädan överföring. Frän en datakälla 1 utsändes ett binärt pulstäg an, vilket alltsä önskas överfört tili mottagarsidan. En förkodare 2 behandlar detta pulstäg an sä att ett resulterande binärt pulstäg bn, dvs förkodarens utsignal fär korrelativa egenskaper. Detta innebär att signalens bn värde i 4 67643 varje pulsögonblick är en funktion inte enbart av signalens an sam-tidiga värde utan ocksä av ett tidigare värde pä signalen bn· I exemplet gäller bn = an (+) ^vs. värdet pä signa-'

Ien bn i varje tidpunkt är en modulo -2 summa av det samtidiga värdet pä signalen an och signalens bn värde tvä tidsperioder tidigare.

Denna förkodning päverkar inte basbandssignalens spektrum men ger stora fördelar vid detekteringen pä mottagarsidan, som nedan skall visas.

Signalen bn tillföres en pulsformare 3, vilken enligt Partial Response konseptet för varje ett i signalen bn utsänder en sk Partial Response puis, vars utseende framgär av figur 2. En enskild sadan puis g (t) har som synes en varaktighet, som sträcker sig över flera perioder T i datasignalen an· Signalens g(t) tidsfunktion kan skrivas £.t

, x 2 . sin T

*(t)=iF ψ7Τ· där 1/T betecknar datahastigheten.

pulsformarens 3 utsignal f (t), vilken är sändarsidans basbandssignal, bestär säledes av summan av ett antal sädana pul-ser g(t) tidsförskjutna nT n = 1, 2, ... i förhällande tili var-andra. Signalen f(t) kan säledes skrivas som en summa f(t) = Σ t>n g(t - nT) n = 0, + 1, + 2, ....

där bn är lika med noll eller ett enligt ovan.

Signalen f(t) fär i en SSB-modulator 4 modulera en tili modulatorn fran en bärvägskälla 5 tillförd bärväg med frekvensen CjJ c , i exemplet lika med 100 kHz, varvid det undre sidbandet S(t) utnyttjas. Signalen S(t) kan dä skrivas 5 67643 S(t) -*[f(t) cos w^t + f(£) sin Λ där f(t) är basbandssignalens Hilberttransform.

f(t) = 2 fcng (t-nT), n = 0,il,i2, ....

och t a 2 1 + cos TT —

e(t) = -- -_I

(|)2 - i

Innan den undre sidbandssignalen S(t) enligt ovan över-föres till mottagarsidan pi linjan 7 adderas dessutom frän en pi-lottonskälla 6 en signal cos coct med godtyckligt fast fasläge.

Mottagarsidans funktion och uppbyggnad är ocksi schematiskt framställd i figur 1. En demodulator 8 demodulerar den överförda signalen med hjälp av den pä sändarsidan piförda och pi mottagarsidan utfiltrerade pilottonen med vinkelfrekvensen oo. Den si er-hillna basbandssignalen päföres en datadetektor 9, vilken pä sin utgäng avger en signal an', som säledes i sä hög grad som möjligt skall efterlikna signalen an pa sändarsidan. Signalen a 1 tillföres en datasänka 10.

I figur 3 visas samhörande värden pi nigra signaler i sys-temet. Signalen an är som tidigare nämnts den informationsbärande signalen, som önskas överförd, och signalen bn signalen pi förko-darens utging. För att illustrera hur basbandssignalen f(t) bildas pi sändarsidan har i signalen n · g visats en förenklad partial-res-pons-puls för varje ett i signalen bn· Siommeras dessa pulser med sinä respektive tidsförskjutningar fas den tidigare nämnda trenivi-signalen f(t).

Om man förutsätter att demoduleringen sker frekvens- och fasriktigt pi mottagarsidan bör alltsi basbandssignalen f(t) ater-skapas. Signalen dn i figur 3 avser att illustrera en samplings- 6 67643 signal, vars frekvens och fas äterskapats i mottagaren med hjälp av information i den överförda basbandssignalen. Om man samplar den ätervunna basbandssignalen f(t) med signalen dn i en datadetektor och därvid tolkar en nolla som en nolla och bade plus och minus ett, som en etta, fas en signal an', som i det visade exemplet enligt figuren är en fasförskjuten version av den informations-bärande signalen an pä sändarsidan.

Ur figur 3 framgär ocksä tydligt hur säväl en frekvens som en fasavvikelse frän korrekta värden för signalen dR skulle ge ett annat utseende för signalen a 1 och därmed introducera datafel i överföringen.

Om vidare i mottagaren demoduleringen av den överförda signalen S (t) sker med ett fasfel <jf* kan det visas med de tidigare använda beteckningarna att det ätervunna basbandet r(t,^P) efter filtrering kan skrivas r(t,^P)=f(t) ’ co s (f + f (t) · sin cp

Av detta matematiska skrivsätt framgär alltsä klart att demoduleringen mäste vara koherent, dvs demoduleringsbärvagen mäste fas-synkroniseras =0) med modulationsbärvägen för att en odistor-derad basbandssignal f(t) skall äterskapas. Icke koherent demodule-ring fär givetvis konsekvenser för utseendet av den detekterade datasignalen a ' och introducerar ocksä datafel i överföringen.

Det borde emellertid finnas, som man kanske kan sluta sig till redan efter en relativt ytlig analys av problemet, ett sam-band mellan samplingsfas ζ och demodulationsfasfel SP ,vilket ger optimal detektering dvs en ätervunnen datasignal a ' med lägsta felfrekvens. I en artikel i IEEE TRANSACTIONS QN COMMUNICATIONS, FEBRUARY 1975 s. 259-265. "THE EFFECTS OF EQUALIZATION" TIMING AND CARRIER PHASE ON EYE PATTERNS OF CLASS-4 PARTIAL-RESPONSE DATA SIGNALS" har det pävisats att ett sädant samband existerar för samhörande värden pä variablerna och S inom vissa givna gränser. Man kan definiera ett fasplan med variablerna ψ och S längs axlarna i ett rätvinkligt koordinatsystem. De värden pä variablerna och S för vilka ett samband enligt ovan kan härledas bildar ett omräde Θ1 i fasplanet. Resten av fasplanet kan betecknas Θ2.

67643 För omrädet Θ1 har i ovanstäende referens sambandet härletts tili s =

OH

där S är samplingsfasen och SP är demodulationsfasfelet.

Under förutsättning att man vid synkroniseringsförfaranet fasmässigt hamnar i omräde Θ1 gäller det säledes att konvergera mot tillständet P = 3 - O under beaktande av nyssnämnda samband. Skulle man i initialskedet hamna i omrädet Θ2 mäste tillständet först pä lämpligt sätt överföras tili omrädet Θ1 innan förfarandet enligt ovan tillämpas.

I figur 6 visas den pä mottagarsidan demodulerade basbands- signalen r(t,iP), jämte samplingssignalen K1 för den efterföljande detekteringen. Samplingstidpunkterna fastställes av positiv flank i signalen Kl, vilken har periodtiden T och fasen S · Mottagarens fas- tillständ , S antages ligga i omräde Θ1 enligt ovan. Fasläget för en nollgenomgäng i signalen r(t,^P) i tidsintervallet (m+ S -1/2) T < t < (m+ 0 + 1/2) T mellan tvä ett-värden har betecknats med S 1.

Det kan dä visas att om a' a’ .a = 1 vid felfri detektering m-l m m+1 sa kommer O 1 att hamna i fasintervallet

Vidare kan det visas att den statistiska fördelningen för ^ 1 med slumpmässig datasekvens är sädan att sannolikheten

Prob J = Prob 1 > J = i med vanliga matematiska beteckningar. Värdet '“'k ¥ bildar säledes median.

Det optimala detekteringsfasläget ^0ρτ 9·*·νβ^ värde pä fasfelet ψi omräde Θ1 har emellertid enligt ovan ocksä kunnat 6764 3 2 ·*Ρ. .

härledas till just värdet -q==p- . Om man sSledes sorterar ut nollgenomgängar enligt ovan dvs. mellan tvä ettor i den ätervunna signalen ur den demodulerade basbandssignalen och reglerar samplings-ögonblicken mot tidpunkten för dessa utsorterade nollgenomgängar sä kommer man automatiskt av statistiska skäl att hamna i det opti-mala samplingsläget δ =5 = 2 &

OPT M

Tvä för synkroniseringen, dvs. konvergeringen av mottagaren mot fastillständet $ = O - O, användbara styrsignaler , D2 bildas nu i det (m+1):e bitintervallet enligt

Dl = 1 oma' ..a' . a' . = 1 och όί < m-l m m+i

Dl s 0 för övrigt D2 = 1 om a' . aj . a'. = 1 och<Jl><J m-l m m+i D2 = 0 för övrigt där S är detektorns avkänningsögonblick, dvs. bittaktens fasläge, och S 1 liksom tidigare är fasläget för den utsorterade nollge-nomgängen i signalen r(t, $P ).

En että i signalen Dl bringas nu att minska fasläget S för samplingssignalen K1 med ett inkrement &<S medan en että i signalen D2 bringas att öka motiverande fasläge lika mycket. Ett jämviktsläge näs dä i genomsnitt lika mänga ettor uppträder i de bäda signalerna Dl och D2 per tidsenhet varvid samplingssignalens Kl fas erhiller ett värde S = — · som enligt ovan medger en optimal detektering för ett givet värde pä fasfelet ψ .

För att nedbringa fasfelet tili i närheten av iP =0, varvid samplingsfasen S ocksä gär mot noll enligt ovan, kan man bilda tvä ytterligare styrsignaler C2 och C3 under utnyttjande av nollgenomg&ngar för vilka gäller att am-2 * am-l * am * am+l = 1 9 67643 dvs. nollgenomgängar vid teckensekvensen 1 1 Q 1 i signalen an'·

Om man lägger till villkoret att signalen r(t, jp) inte fdr ha skiftat tecken i tidsintervallet mellan detekteringen, som givit( värdena a' » och a' ,, ett villkor som vi här betecknar med m-2 m-1

Tecken (a' -) = Tecken (a' ,), sä kan man visa att för nollgenom- m-z m-i gangen vid fasen ο 1 gäller 2 + < Jl < ^ för f> 0 0Ch π " !lL.< <fl < ~~ för f < 0 ir "

Signalerna C2 och C3 bildas nu i det (m+1):e bitintervallet enligt

C2 = 1 om a' „ . a' . . a’ = 1 och 61 <S

m-2 m-1 m m+1 och Tecken (a^ g) = Tecken (a^_^) C2 = 0 för övrigt

C3 = 1 om a;_2 . · ΐ · «^! = 1 »ch 01 >S

och Tecken (a^) = Tecken (a^^) C3 = 0 för övrigt med samma beteckningar som tidigare.

En etta i signalen C2 bringas att öka fasen med ett inkrement Ά medan en etta i signalen C3 bringas att minska fasen med lika mycket. Ett jämviktsläge erhälles säledes när fasema och <$ bäda är i stort sett lika med noll, varvid saväl optimal demodulering som optimal detektering erhällits, dvs. mottagaren insynkroniserats.

Skulle vid synkroniseringsförloppets början mottagarens 10 67643 fastillstand ( ) ligga i det tidigare näranda omrädet Θ2 gäl- ler det saledes att dels upptäcka detta dels snabbt föra över mot-tagaren i ett fastillstand i omräde Θ1 där den nyss beskrivna kqn-vergeringsmetoden kan utnyttjas.

I omräde Θ2 finns, som tidigare nämnts, inget stabilt in-läsningsläge och ingen konvergeringsalgoritm för läsningen. Detta medför att sannolikheten för brott mot partial-response signalens inneboende kodrestriktion ökar kraftigt, vilket förhällande saledes kan användas, som indikation pä att fastillständet ligger i ornrade Θ2. För att detektera sadana brott mot kodrestriktionen jämföres den demodulerade signalens r(t, if ) samplingsvärden mot tvä niväer symmetriskt belägna kring en nollnivä och da binära signaler Al och A2 bildas. Om i avkänningsögonblicket signalen r(t, $ ) är stör-re än den positiva nivan är signalen AI lika med ett, annars lika med noil, i det följande bitintervallet. Pä motsvarande sätt än signalen A2 lika med ett da signalen r(t, ) i avkänningsögonblicket är mindre än den verkliga negativa nivan, annars lika med noll i det följande bitintervallet.

Med utgängspunkt frän dessa signaler AI och A2 kan man nu bilda en styrsignal D3 i det m:te tidsintervallet sädan att 0>3)B » (A1)n · * (A2)m · ^»-2 där den binära hjälpsignalen D4 bildas enligt (Dk)m = (Al)m + (A2)m . (D4)m_2

Med beteckningarna (Al)m, osv avses värdet av den binära signalen Ai, A2 osv i det m:te tidsintervallet

(m+<f)T<t< (m + 1 + <f ) T

med tidigare använda beteckningar.

Styrsignalen D3 blir enligt ovan lika med ett i detekterings-intervallet om ett brott mot Partial-Response restriktionen inträf- > 11 67643 fat och noil för övrigt. Styrsignalen kan säledes användas säväl till att korrigera fasläget $ hos den äterskapade demodulerings-bärvägen, som till att korrigera bittaktens fasläge β.

Om korrigeringen hela tiden sker raed samma te.cken, dvs. man ökar exempelvis hela tiden fasläget och dessutom bärvägens fasreg-lering gores snabbare an bittaktens, kominer olika faskombinationer fP, <3 snabbt att genomsökas tills felpulserna i signalen D3 upp-hör, vilket indikerar att fastillständet ( , <3 ) hamnat i omrädet Θ1, vilket ju vars avsikten. I detta omräde finns ju enligt ovan en konvergeringsalgoritm och systemet laser säledes in mot fastill-ständet jf* lika med (5 lika med noli.

Figur 4 visar som nämnts en mottagare i vilken uppfinningens princip användes. Enheterna 8, 9 och 10 enligt figur 1 kan i figur 4 identifieras som demodulatorn DM, datadetektorn DT och datasänkan DS respektive. De övriga enheterna enligt figur 4 samverkar enligt uppfinningens idä till en inregiering av korrekt demodulationsfas (= 0) samtidigt som basbandssignalen r(t, ) hela tiden samplas i optimal fas <£"op .

Till demodulatorns DM ingäng inkommer säledes frän linjen 7 det överförda sigbandet S(t) med den adderade pilottonen med frek-vensen 100 kHz. Samma signal päföres ocksä en digital fasläst slin-ga CR, vilken läser pä pilotfrekvensen och pä sin utgäng avger en binär signal Cl med frekvensen 100 kHz och ett godtyckligt fast fasläge. Signalen Cl päföres i sin tur en faskorrigeringskrets FK ingäng, vilket faskorrigeringskrets i beroende av signalerna pä tre styringängar via sin utgäng ansluten till demodulatorns DM bärvags-ingäng avger en bärvägssignal C4 med ett efter anordningens insväng-ningsförlopp optimalt fasläge.

Demodulatorn avger säledes pä sin utgäng basbandssignalen r(t, ) enligt ovan, vilken säledes i varje tidsögonblick är en funktion av demodulationsbärvägens fasavvikelse frän optimalt värde.

I en datadetektor DT ansluten tili demodulatorns utgäng av-kodas sedan basbandssignalen i avsikt att äterskapa den ursprung-liga, frän sändarsidan utsända datasignalen an· Egenskaperna hos basbandssignalen har ovan visats vara sädana att en avkodning i och för sig skulle kunna tillgä sä att basbandssignalen först lik- 12 „ 67643 riktades och därefter samplades och jämfördes raot en fast niva.

Av speciella skäl, vilka fraragär av vad som ovan närants, användes i det visade exemplet eraellertid en datadetektor i vilken basbands-signalen inte först likriktas. Detta medför att saraplingsvärdena mäste järaföras mot tvä niväer LI och L2, syrametriskt belägna kring nollnivän. Dessa detekteringsniväer erhälles enligt känd teknik ur signalenergin eller signalaraplituden i basbandssignalen r(t, ) , vilken är ansluten tili ingängen pä en niväkrets AD. Nämnda nivä-krets har tvä utgängar anslutna tili detektorn, en för vardera nivan LI respektive L2.

Den för detekteringen nödvändiga samplingssignalen K1 bildas pä mottagarsidan under utnyttjande av taktinformation i den överför-da basbandssignalen. Sädan taktinformation finns bl a i basbandssig-nalens nollgenoragängar, vilka därför detekteras i en nollgenom-gängsdetektor ND, som pä sin utgäng avger en kortvarig puis varje gäng basbandssignalen r(t,jP ) ändrar polaritet.

Om vi för ett ögonblick antar att samplingssignalen K1 äter-skapats raed det utseende, som visas i figur 6 och i datadetektorn DT samplar basbandssignalen r(t, ) enligt sarama figur och vidare jämför samlingsvärdet mot de tvä i basbandssignalen inritade niväer-na Li och L2, fäs pä detektorns utgäng signalerna AI och A2. Sarap-lingstidpunkten fastställes därvid av positivt gäende flank hos samplingssignalen eller den s k bittakten Kl. Om i avkänningsögon-blicket signalen r(t, iP ) är större än nivän LI är signalen AI lika med ett, annars lika med noll, i det följande bitintervallet. Pä motsvarande sätt är signalen A2 lika med ett dä signalen r(t, ) i avkänningsögonblicket är mindre än nivän L2, annars lika med noll i det följande bitintervallet säsom tidigare beskrivits. Summeras sedan dessa bäda signaler Ai och A2 i en ELLER-krets S fäs den de-tekterade datasignalen A3, enligt figur 6, vilken i ett stömings-fritt överföringssystem utgör en fördröjd version av den utsända signalen an och tidigare fätt beteckningen a'n· Signalen A3 lika med a' är i figur 4 ansluten tili datasänkan DS.

Nu är, som tidigare visats, nollgenomgängar av vissa kate-gorier speciellt intressanta dä det gäller att bilda styrsignaler till dels faskorrigeringskretsen FK enligt ovan dels en digital styrd oscillator TK för samplingssignalen Kl. För att utsortera de 13 67643 intressanta nollgenomgängarna finns en sorteringskrets 3D med ett antal in- och utgängar anordnad. Denna sorteringskrets är mera i detalj visad i figur 5.

Utgängssignalen Bl frän nollgenomgängsdetektorn ND, vil-ken ocksä visas i figur 6, päföres en fasdetektors FD ena ingäng medan bittakten Kl med den momentana fasen päföres detektorns andra ingäng. Detektorn FD avger tvä binära utgängssignaler B2 och B3.

Dä en detekterad polaritetsväxling i basbandssignalen r(t, ) in-träffar i ett tidsintervall dä bittaktssignalen Kl är lika med ett dvs med tidigare använda beteckningar dä fasen δ 1 är större än fasen 3,blir utsignalen B3 lika med ett. Pä motsvarande sätt blir utsignalen B2 lika med ett om en puis i signalen Bl inträffar dä signalen Kl är lika med noll dvs dä fasen δ 1 är mindre än fasen Bäda utsignalerna B2 och B3 nollställes av negativa flanker i signalen Kl, dvs vid tidpunkterna t = (m + S + 1/2) T.

Signalerna B2 och B3 är i sorteringskretsen SD respektive anslutna tili ett klockat enbitsregister REG 4. Dessa register klockas av negativa flanker i bittaktsignalen Kl, vilken i sorteringskretsen via en inverterare I är ansluten tili registrens klock-ingängar.

Tili sorteringskretsen SD enligt figur 5 är ocksä den detek-terade datasignalen A3 lika med a'n ansluten pä sä sätt att den mätäs in i ett tre bitars skiftregister REG1. Detta registers tvä första bitar, vilka säledes innehäller de tvä senast inklockade sig-nalvärdena, jämte det momentana värdet pä signalen A3 sammanföres i en OCH-krets E sä att denna ger en että i sin utsignal A4 dä bit-sekvensen ett-noll-ett detekterats dvs.

= (A3>m-2- (A3)m-l· (A3)m

Detta är ju enligt ovan just en sädan nollgenomgäng man önskar utsortera.

Utsignalen B4 frän registret REG3 sammanföres med signalen A4 i en OCH-krets F med utsignalen Dl. Dä säledes en negativ flank 1 bittaktsignalen Kl klockar in signalen B2 lika med 1 i registret REG3 och därvid gör utsignalen B4 lika med 1 innebär detta att det under det föregäende bitintervallets andra halvperiod har detekterats en nollgenomgäng i basbandssignalen r(t, (jP ).

14 67643

Derma nollgenomgäng är tydligen densamma som givit upphov till den registrerade noll-biten i registrets REG 1 första bitposi-tion.

När signalerna B4 och A4 enligt ovan samtidigt är lika med ett blir utsignalen Dl frän OCH-kretsen F följaktligen lika med ett. Med de ovan givna förutsättningarna ligger säledes den aktuella positiva bittaktflanken fasmässigt efter den detekterade nollgenom-gängen (jämför t.ex. markeringarna R, S, T i fig. 6). Fasskillnaden är dessutom mindre än 180° varför en injustering av bittaktfasen tili nollgenomgängen, med minsta ändring i bitfrekvensen, ästadkommes med en ökning av signalens Kl momentana frekvens. Signalen Dl utgör en av utgängssignalerna frän sorteringskretsen SD och är ansluten tili ena styringängen pä nämnda digitala styrda oscillator TK.

En että i signalen Dl ökar därvid frekvensen hos oscillatorn, vil-ken med sin utgäng är ansluten till bl a detektorns DT samplings-ingäng, och minskar därvid fasskillnaden mellan positiv flank i samplingssignalen och detekterad nollgenomgäng da denna är av den ovan beskrivna utsorterade kategorin.

Pä motsvarande sätt kan en negativ flank i signalen Kl klocka in signalen B3 lika med ett i registret REG4 varvid dess utgängssig-nal B5 blir lika med ett. När sä sker innebär detta att det under den föregäende halvperioden i bittaktsignalen Kl har detekterats en nollgenomgäng i signalen r(t,^ ) men denna gäng med ett fasläge relativt den positiva flanken i signalen Kl sädant att den snabbas-te justeringen ästadkommes genom en minskning av den momentana frekvensen för signalen Kl. Pä sairana sätt som tidigare sammanföres där-för signalerna A4 och B5 i en OCH-krets G med en utsignal D2, som säledes pä motsvarande sätt som signalen Dl fär päverka oscillatorn TK men i detta fall pä en styringäng där en että ästadkommer en minskning i den utgäende signalens Kl momentana frekvens. Sä längt systemet ovan är beskrivet ästadkommer det tydligen den efter-strävade injusteringen av samplingsfasen mot ett optimalt läge med det förutsatta demodulationsfasfelet SP . Givetvis mäste ocksä fas-tillständet ( ^ ) antagas ligga i det tidigare nämnda omrädet Θ1.

Enligt den beskrivna metoden skall regleringen av demodula-tionsfasen basera sig pä utsorterade nollgenomgängar vid teckensek-vensen llol i signalen a’ . Om säledes registret REG1 enligt fig.

15 67643 5 innehäller bitarna 110, nämnda i den ordning de inskiftats, och nasta bit i signalen A3 är en että sa kommer soin tidigare signalen A4 att vara lika med ett men ocksä utsignalen frän OCH-kretsen H, vilken pä sinä tvä ingängar mätäs med signalen A4 och utgängen frän registrets REG1 första bitposition.

Enligt metoden skulle ett ytterligare kriterium läggas pä den utsorterade nollgenomgängen, nämligen att signalen r(t, Cf ) inte skulle fä ha skiftat tecken i tidsintervallet mellan de tvä detekteringarna, som givit de tvä först inskifatde värdena (tvä ettor) i registret REG1. Att detta kriterium uppfylles kan testas med hjälp av en av de tvä signalerna AI och A2 pä utgängen frän de-tektorn DT. I det visade exemplet har man valt signalen AI, vilken likasä skiftas in i ett trebitars skiftregister REG2. En EXKLUSIV-ELLER krets N med inverterad utgäng avkänner de tvä första bitarna i registret REG2 och ger säledes en että pä sin utgäng dä nämnda kriterium är uppfyllt. En hjälpsignal A5 bildas nu med en OCH-krets M, vars tvä ingängar är anslutna tili utgängarna pä kretsarna H och N. Därvid gäller uppenbarligen att <A5WA4>m+l ' <A3>m-2 · L,A1>m-2 ® <Al>m-a.

Information om den sälunda utsorterade nollgenomgängens inträffan-de i förhällande tili den aktuella samplingssignalens fas fäs liksom tidigare ur signalerna B4 och B5, och med hjälp av tvä ytterligare OCH-kretsar P och Q kan nu tvä styrsignaler C2 och C3 bildas enligt C2 = A5 · B4 och C3 = A5 * B5

Signalerna C2 och C3 är anslutna tili tvä av faskorrigerings-kretsens FK styringängar och ästadkommer, som tidigare nämnts, vid en että i respektive signal en positiv respektive en negativ jus-tering av fasen för demodulationsbärvägen C4, och ett jämviktsläge erhälles enligt ovan.

En anordning enligt ovan löser säledes det uppställda prob- 16 67643 lemet med fassynkroniseringen och har därvid de fördelar, som angi-vits, allt under förutsättning att fastillständet ( , ) vid synkroniseringens början ligger i det ovan definierade omrädet Θ1.

Skulle sä icke vara fallet anvisar den ovan beskrivna meto-den en lösning även pä detta problem. Härigenom expanderas inläs-ningsomrädet till att omfatta alla fastillständ ( iP , ($ ).

I mottagaren enligt figur 4 är en feldetektor ED anordnad att pä sinä tre ingängar mottaga signalerna AI, A2 och Kl. Utsigna-len D3, som bildats ur dessa signaler s& som ovan angivits, indike-rar säledes med en että att ett brott mot Partial-Response signalens kodrestriktion detekterats. Signalen tillföres den tredje styrin-gängen pä respektive krets TK och FK och ästadkommer i dessa kret-sar de signalförändringar som ovan angivits, varvid fastillständet snabbt overfores till omräde Θ1.

Claims (6)

17 67643

1. Förfarande för fassynkronisering i ett synkront data-transmissionssystem, vilket frän en sändare tili en mottagare me-delst en enkelt sidband amplitudmodulerad bärväg av en första frekvens överför ett tinärt pulstäg av en andra frekvens, varvid den modulerande signalen, som härletts ur det binära pulstäget, utgöres av superponerade pulser av s k Partial Response klass 4 typ och den överförda signalen i mottagaren först demoduleras tili basbandsnivä med hjälp av en frän sändaren överförd och i mottagaren äterskapad bärvägs- eller pilotsignal av nämnda första frekvens, och däref-ter detekteras med hjälp av en i mottagaren ur nollgenomgängar i den överförda basbandssignalen äterskapad taktsignal av nämnda andra frekvens, kännetecknat därav, att det omfattar följande steg, A) ur följden av nollgenomgängar i den överförda basbandsig-nalen utsorteras en första kategori sädana, som är relaterade tili teckenföljden 101 i det överförda binära pulstäget vid felfri detek-tering, B) för varje sädan nollgenomgäng i den överförda basbandsig-nalen avgöres om nollgenomgängen i ett första fall ligger fasmässigt före eller i ett andra fall efter ett närmaste, periodiskt äter-kommande, samplingsögonblick definierat av nämnda taktsignal, C) varje sädant avgörande bringas att päverka fasen hos den äterskapade taktsignalen med ett fasinkrement av en given konstant storlek och med ett sädant tecken i respektive fall att fasskillna-den mellan nollgenomgängar av det utsorterade slaget och nämnda samplingsögonblick successivt minskas.

2. Förfarande enligt patentkravet 1, kännetecknat därav, att det omfattar följande steg: A) ur följden av nollgenomgängar i den överförda basbandssignalen utsorteras en andra kategori sädana, som är relaterade tili teckenföljden 1101 i det överförda binära pulstäget vid felfri de-tektering och för vilka gäller att basbandssignalen inte skiftat tecken i tidsintervallet mellan de detekteringar, som givit upphov tili de första ettorna i nämnda teckenföljd, 18 67643 B) för varje nollgenomgäng tillhörande nämnda andra kate-gori avgöres om nollgenomgängen i ett första fall ligger fas-mässigt före eller i ett andra fall efter ett närmaste, periodiskt äterkominande samplingsögonblick definierat av nämnda taktsignal, C) varje sädant avgörande bringas att päverka fasen hos den äterskapade bärvägssignalen med ett fasinkrement av en given kons-tant storlek och med ett sädant tecken i respektive fall att bärvägs-signalens fas bringas att konvergera och slutligen läsa i ett opti-malt demodulationsfasläge.

3. Förfarande enligt patentkravet 1 eller 2, kanne-t e c k n a t därav, att det omfattar följande steg: A) utgäende frän vid detekteringen fastställda signalniväer i basbandssignalen avgöres om ett brott mot den modulerande signa-lens inneboende kodrestriktion föreligger, B) varje positivt utfall i serien av sädana avgöranden bringas att päverka fasen hos säväl den äterskapade bärvägssignalen som den äterskapade taktsignalen med inkrement med samma tecken.

4. Anordning för fassynkronisering i ett synkront datatrans-missionssystem, vilket system innefattar en sändare och en mottaga-re för överföring av Partial-Response klass 4 enkelt sidband ampli-tudmodulerad bärväg och vars mottagare innefattar en med en bär-vägsingäng försedd demodulator ansluten tili en med en taktsignal-ingäng försedd datadetektor, vilken anordning innefattar en tili demodulatorns bärvägsingäng ansluten bärvägsregenerator jämte en tili detektorns taktsignalingäng ansluten taktregenerator, k ä n -netecknad därav, att taktregeneratorn bestär av en digital fasläst slinga innefattande en digital styrd oscillator (TK) med minst tvä styringängar och en utgäng, och en fasdetektor (FD) med tvä ingängar och tvä utgängar, vilka pä i och för sig känt sätt i beroende av den inbördes fasskillnaden mellan signalerna pä fasdetektorns ingängar är anordnade att ange styrinformation tili nämnda tvä av oscillatorns styringängar, att fasdetektorns ena in-gäng är ansluten tili oscillatorns utgäng och dess andra ingäng via en nivägenomgängsdetektor (ND) är ansluten tili demodulatorns utgäng, att fasdetektorns respektive utgängar är anslutna tili nämnda tvä av oscillatorns styringängar via en med minst tre ingängar och minst tvä utgängar försedd sorteringskrets (SD), vilken 19 67643 dessutom via en av nämnda ingängar är ansluten tili datadetektorns utgäng och är anordnad att utsortera och tili oscillatorn genom-släppa endast sädan styrinformation, vilken är relaterad tili detek-terade nivägenomgängar av en pä förhand bestämd första kategori.

5. Anordning enligt patentkravet 4,k. änneteck- n a d därav, att bärvägsgeneratorn innefattar en digital faslast slinga av i och för sig känt slag med sin börvärdesingäng ansluten tili demodulatorns ingäng för att ur den överförda signalen utfiltrera den överförda bärvägen, med sin utgäng ansluten tili demodulatorns bärvägsingäng via en frän tvä ytterligare utgängar pä nämnda sorteringskrets (SD) styrd faskorrigeringskrets (FK), var-vid sorteringskretsen är anordnad att utsortera och tili faskorri-geringskretsen genomsläppa endast sadan styrinformation, vilken är relaterad tili detekterade nivägenomgängar av en pä förhand bestämd andra kategori.

6. Anordning enligt patentkravet 5,kännetecknad därav, att den innefattar en med tre ingängar och en utgäng för-sedd feldetektor (ED), vars ena ingäng är ansluten tili oscilla-torns (TK) utgäng och vars tvä övriga ingängar är anslutna tili tvä utgängar pä nämnda datadetektor, att feldetektorns utgäng är ansluten tili en ytterligare styringäng pä vardera oscillatorn (TK) och faskorrigeringskretsen (FK) och att feldetektorn är anordnad att utgäende frän ingängssignalernas information detektera brott mot Partial Response signalens inneboende kodrestriktion och dä sädant brott föreligger med sin utgängssignal initiera addition av ett relativt stort fasinkrement i oscillatorn (TK) respektive korrige-ringskretsen (FK). 67643