FI106356B

FI106356B - The brightness control switching device

Info

Publication number: FI106356B
Application number: FI913220A
Authority: FI
Inventors: Thomas Schmid
Original assignee: Zumtobel Ag
Priority date: 1990-07-06
Filing date: 1991-07-03
Publication date: 2001-01-15
Also published as: NO912637L; FI913220A0; DE59105963D1; ATE125100T1; EP0466031B1; DE4021640A1; NO300710B1; EP0466031A1; FI913220A; NO912637D0

Abstract

A dimmer circuit for a load circuit having a low-voltage halogen light or lights (NV) and a power transformer (Tr) or power transmitter connected upstream thereof, for variation of the real power taken from an AC voltage supply and emitted to a load circuit (Tr, NV) has: a high-frequency AC voltage generator (20) which emits an output AC voltage (uW) from an essentially smoothed or unsmoothed, rectified low-frequency intermediate circuit voltage (uN) to the load circuit (Tr, NV) and a variable delay switching element or a digital/analog propagation time element, in particular a lowpass filter (PT1) consisting of a variable resistor (R4, R5, P) and a synchronous capacitor (C1) in a series circuit. The circuit arrangement is intended to be designed such that an improved (in particular reduced in size) dimmer circuit permits continuous dimming control between zero and maximum of, in particular, low-voltage halogen lamps. This is achieved according to the invention by providing a synchronous circuit (V5, V7, TH; R16, V13) which is connected on the output side to the delay switching element, to the propagation time element or to the synchronous capacitor (C1) of the lowpass filter (PT1) and, on the input side, is supplied from the rectified intermediate circuit voltage (uN) or the AC voltage supply. <IMAGE>

Description

106356 ' Valoisuudenohj ain-kytkentäsovitelma • Tämä keksintö koskee patenttivaatimuksen 1 lajimää- ritelmän mukaista valoisuudenohjain-kytkentäsovitelmaa.This invention relates to a luminance control switching arrangement according to claim 1.

5 Se koskee lisäksi patenttivaatimuksen 14 lajimääritelmän mukaista menetelmää pienjännitteisen halogeeni lampun valo-voimakkuuden muuttamiseksi.It further relates to a method for changing the luminous intensity of a low-voltage halogen lamp according to the species definition of claim 14.

Kytkennät, joita käytetään hehkulamppujen valoisuuden tai valaistusvoimakkuuden ohjaamiseksi (himmentämisek-10 si), ovat yleisesti tunnettuja. Tällöin on tehtävä ero välittömästi verkkojännitesyötöllä käytettävien hehkulamppujen ja välillisesti erotusmuuntajan välityksellä käytettävien hehkulamppujen (pienjännitteisten halogeenilamp-pujen, NV) välillä. Ensinmainitut on kytketty suoraan 15 syöttöverkkoon (tavallisesti 200 V, 50 Hz), ja valoisuuden ohjaus tapahtuu tunnetulla vaiheleikkausohjauksella (sytytyksen viivästys) triakin tai diakin avulla.Circuits used to control the luminance or illumination (dimming) of incandescent lamps are well known in the art. In this case, a distinction must be made between incandescent lamps used directly for supply voltage and those used indirectly through a difference transformer (low-voltage halogen lamps, NV). The former are directly connected to 15 supply networks (usually 200 V, 50 Hz), and the luminance control is effected by a known phase cut control (ignition delay) by means of a triac or a Diak.

Viimeksimainittujen valoisuuden asettelu on vaikeampaa, koska kuormituspiirinä käytetään induktiivisesti 20 vaikuttavaa jännitteenalennusmuuntajaa ja toisiopuolella olevaa pienjännitteistä hehkulamppua. Jos muuntajan (tavallisesti 220 V/12 V) välityksellä käytettävä pienjänni-telamppu kytketään tavanomaiseen vaiheleikkaushimmehti-meen, niin ilmenee symmetriaongelmia, koska tavanomainen 25 himmennin vaiheleikkauskäytössä ei ilman muuta pysty antamaan puhdasta vaihtojännitettä, jollaisen muuntaja tarvitsee. Lisäksi syntyy luonteeltaan suojausteknisiä ongelmia; erotusmuuntaja tosin edustaa passiivista pii-rielementtiä, mutta se on kuitenkin selvästi herkempi 30 virran suurentumiselle ja lämpötilannousulle kuin välittömästi käytettävät lamput. Lopuksi vielä tarvittavan magneettisesti kytkevän muuntajan (erotusmuuntajän) koko muodostaa merkittävän ongelman pienjännitteisten halo- 2 106356 geeni lamppujen käytössä ja valoisuudensäädössä/-ohjauksessa.The latter are more difficult to adjust because of the inductance of 20 active voltage-reducing transformers and the low-voltage low-voltage bulb on the secondary side. Connecting a low-voltage power lamp via a transformer (usually 220V / 12V) to a conventional phase shear dimmer will cause symmetry problems because the conventional 25 dimmer phase shear drive will not necessarily provide the pure AC voltage that the transformer needs. In addition, problems of a technical nature arise; although the difference transformer represents a passive silicon element, it is nevertheless much more sensitive to 30 current increase and temperature rise than instantaneous lamps. Finally, the size of the required magnetically coupled transformer (isolation transformer) poses a significant problem in the use and control / luminosity of the low-voltage halo 2 106356 gene lamps.

Halogeenivalaisimet ovat kustannuksiltaan erityisen edullisia johtuen niiden pidemmästä käyttöiästä, suurem-5 masta hyötysuhteesta ja suuremmasta valovoimasta. Samalla pienjännitteiset halogeenilamput sallivat suuremman luovuuden lamppujen ja valaisimien muotoilussa, koska ne ovat hyvin pienikokoisia. Niiden suuremman valovoiman ja pienen koon ansiosta valotiheys on kuitenkin erityisen 10 suuri, ja toisinaan voi olla häiritsevää katsoa lähellä olevaa pistemäistä valonlähdettä suoraan, ts. sen ollessa ilman heijastinta ja/tai varjostinta tai suojusta. Valoi-suudensäätö on tällöin suureksi hyödyksi.Halogen luminaires are especially inexpensive due to their longer life, higher efficiency and higher luminous intensity. At the same time, low-voltage halogen lamps allow for greater creativity in the design of lamps and luminaires because of their very small size. However, due to their higher luminous intensity and small size, the luminance is particularly high and can sometimes be distracting to look at a nearby point light source directly, i.e., without a reflector and / or shade or cover. Lighting control is a great benefit.

Keksinnön perustuu siten tehtävään aikaansaada 15 parannettu, erityisesti pienennetty valoisuudenohjain-kytkentäsovitelma, joka mahdollistaa erityisesti pienjännitteisten halogeenilamppujen jatkuvan valoisuudensäädön nollan ja maksimin välillä.The invention is thus based on the object of providing an improved, in particular reduced, light control switching arrangement which enables continuous brightness control between zero and maximum, especially for low-voltage halogen lamps.

Tämä tehtävä ratkaistaan keksinnön mukaan muun 20 muassa patenttivaatimuksen 1 lajimääritelmän mukaisella kytkentäsovitelmalla sen tunnusmerkkiosassa annetun tunnusmerkin avulla. Tehtävä ratkaistaan lisäksi patenttivaatimuksen 14 tunnusmerkkiosassa annettujen tunnusmerkkien * avulla. Keksinnön mukainen valoisuuden ohjaus käsittää 25 lopuksi vielä tahdistuskytkentäsovitelman käyttämisen patenttivaatimuksen 17 mukaisessa vierasherätteisessä vaih-tosuuntaaj assa.According to the invention, this object is solved by a coupling arrangement according to the species definition of claim 20, inter alia, by means of a characteristic provided in its characterizing part. The problem is further solved by the characteristics * provided in the characterizing part of claim 14. Finally, the brightness control according to the invention comprises the use of a synchronization switching arrangement in the visually excited inverter according to claim 17.

Tämän keksinnön olennainen vaikutus on siinä, että keksinnön mukaisen pienjännitteisille halogeenilampuille ‘ 30 tarkoitetun himmentimen verkkotahdistus on nyt tarkka.An essential effect of the present invention is that the grid synchronization of the low-voltage halogen lamp '30 according to the invention is now accurate.

Tällä saavutetaan erityisesti valoisuudensäätö nolla-arvoon asti tarkalla verkkotahdistuksella. Loisvärähtelyt ja pienjännitteisen halogeenilampun ajoittaiset välähdykset tai vilkkumiset samaten vältetään, kuten myös tehon 3 106356 hyppäys/valoisuuden hyppäys valoisuuden hitaalla ohjauksella nolla-arvosta lähtien.In particular, this achieves brightness control up to zero with accurate grid synchronization. Similarly, parasitic oscillations and intermittent flashes or flashing of a low-voltage halogen lamp are avoided, as is power 3 106356 jump / light jump with slow luminance control from zero.

Tämän keksinnön olennainen tarkoitus on turvallisuustason nostaminen ja parannettu suojaus, joka koskee 5 sekä tyhjäkäynti- että oikosulkutapausta. Samalla parannetaan lämpötilan ja virran maksimiarvojen valvontaa. Viimeksi mainittu on erityisen edullinen siitä syystä, että pienjännitteisillä halogeenilampuilla on kylmässä tilassa äärimmäisen pieni sisäinen vastus, johon muuntajan täytyy 10 lyhytaikaisesti syöttää hyvin suuri kytkentävirta.An essential object of the present invention is to increase the level of safety and improved protection for both idle and short circuit cases. At the same time, the monitoring of maximum temperature and current values is improved. The latter is particularly advantageous because low-voltage halogen lamps have an extremely low internal resistance in the cold state, to which the transformer has to supply a very high switching current for a short time.

Eräs muu olennainen keksinnön mukainen vaikutus on käytettävän tehomuuntajan koon pieneneminen sekä mekaanisen painon aleneminen. Samalla voidaan keksinnön ja pienjännitteisen hehkukierukan lämpöhitauden perusteella jät-15 tää syöttöjännitteen suodatus pois, mikä alentaa kustannuksia. Saatava valo on voimakkaista hetkellisistä tehon-heilahteluista huolimatta lähes tasaista.Another significant effect of the invention is the reduction in size of the power transformer used and the reduction in mechanical weight. At the same time, based on the invention and the thermal inertia of the low-voltage incandescent coil, supply voltage filtration can be omitted, which reduces costs. In spite of intense power fluctuations, the resulting light is almost uniform.

Tämän keksinnön edullisia suoritusmuotoja on esitetty mentelmä- ja laitepatenttivaatimuksissa.Preferred embodiments of the present invention are disclosed in the claims and method claims.

20 Erityisen edullinen on patenttivaatimuksen 16 mukainen suurtaajuusjaksollinen ja pientaajuusjaksollinen yhdistelmätahdistus. Suurtaajuusjaksollisuus koskee tällöin vaihtosuuntaajan lähtöjännitettä uw, jonka taajuus voi olla noin 40 kHz. Pientaajuusjaksollisuus koskee 25 verkkojännitteen taajuutta, joka on esimerkiksi 50 Hz tai 60 Hz. Molemmat tapaukset kattava tahdistustoiminto tarjoaa ainutlaatuisen edullisesti pientaajuusjaksollisen tahdistuksen, joka jaksollisesti palauttaa/initialisoi viivästyselimen (PT1). Lähtien PTl:n avulla muodostetusta 30 ja kaltevuudeltaan muutettavissa olevasta ohjausjännitteestä Ugt vapautetaan ennalta määrätyllä suurtaajuudella värähtelevä vaihtosuuntaaja muuttuvan viivästysajan t^ tai muuttuvan sytytysviiveen a (sytytyskulman) jälkeen. Vaihtosuuntaajan lähtöjännitteen uw(t) värähtelyn aikana 4 106356 PTl:n suurtaajuusohjattu tahdistus tapahtuu toistuvasti. Kuminatkin tahdistustavat yhdessä sallivat samojen alkuehtojen antamisen PTl:lle syöttöjännitteen (uN) jokaisen puoliaallon alussa sekä mielivaltaisella valoisuudella 5 että myös valoisuudella nolla.Particularly preferred is the combination of the high-frequency and low-frequency cycles according to claim 16. The high frequency periodicity then applies to the inverter output voltage uw, which may be about 40 kHz. The low frequency periodicity refers to a frequency of 25 mains voltages, for example 50 Hz or 60 Hz. The synchronization function covering both cases provides a unique advantageously low frequency periodic synchronization which periodically restores / initializes the delay element (PT1). Starting from the control voltage generated by PT1 30, which is variable in inclination, Ugt is released by a predetermined high frequency inverter following a variable delay time t 1 or a variable ignition delay α (ignition angle). During oscillation of the inverter output voltage uw (t) 4 106356 PTl high frequency controlled synchronization occurs repeatedly. The two synchronization modes together allow the same initial conditions to be applied to PT1 at the beginning of each half-wave supply voltage (uN) at both arbitrary luminance 5 and luminance zero.

Edullisia suojaustoimenpiteitä tehomuuntajalle sekä käyttövarmuuden kannalta ovat patenttivaatimuksen 8 (ylikuormitussuoja), 9 (lämpötilarajoitus), 10 (värähtelyn stabilisointi) ja 11 (tyhjäkäyntisuoja) mukaiset seikat.Advantageous protective measures for the power transformer as well as for reliability are the aspects of claims 8 (overload protection), 9 (temperature limitation), 10 (oscillation stabilization) and 11 (idle protection).

10 Patenttivaatimus 4 on suunnattu koskemaan itsehe- rätteistä (omaherätteistä tai itsevärähtelevää) taajuus-muuttajaa, joka on erityisen edullisesti käytettävissä patenttivaatimuksen 1 mukaisena ohjaimen kytkentäsovitelma-na. Itseherätteisen vaihtosuuntaajan ohella vierasherät-15 teisen (ulkoisesti herätetyn), ts. ohjausvaihtojännitesig-naalin avulla ennalta määrätyn lähtötaajuuden saavan taajuusmuuttajan käyttäminen muodostaa itsenäisen ratkaisuvaihtoehdon.Claim 4 is directed to a self-excited (self-excited or self-oscillating) frequency converter, which is particularly advantageously used as a controller switching arrangement according to claim 1. In addition to the self-excited inverter, the use of a foreign (externally excited) frequency converter, i.e. a control alternating voltage signal, which has a predetermined output frequency, provides an independent solution.

Edullisiksi vaihtojännitegeneraattoreina — sekä 20 vierasherätteisellä että itseherätteisellä ohjaustavalla — käytettäväksi osoittautuvat patenttivaatimuksen 2 mukaan puolisiltakytkentä tai patenttivaatimuksen 3 mukaan ko-kosiltakytkentä, jossa voi esiintyä kapasitanssihaara.Preferred use as alternating voltage generators - both with 20 excitation and self-excitation control modes - is the semiconductor circuit according to claim 2 or the cohesive bridge circuit according to claim 3, which may include a capacitance branch.

**

Tahdistuskynnyksen anto patenttivaatimuksen 5 mukaan 25 tarjoaa etuja patenttivaatimuksen 1 mukaisen nollatahdis-tuksen herkkyyden vakauttamiseksi. Edulliset jatkokehitel-mät, jotka suuntautuvat himmentämiseen ja vaihtosuuntaajan värähtelyn ylläpitovaikutukseen, ovat patenttivaatimusten 12 ja 13 kohteena.The administration of the synchronization threshold according to claim 5 provides the advantages of stabilizing the sensitivity of the zero synchronization according to claim 1. Preferred further developments directed at dimming and maintenance of inverter oscillation are the subject of claims 12 and 13.

*· 30 Patenttivaatimuksen 16 mukaan esiintuotu erityi sen edullinen pientaajuus- ja suurtaajuustahdistuksen yhdistelmä on samoin edullisella tavalla eräissä tapauksissa yksinään käyttökelpoinen, tämä on kummankin patenttivaatimuksen 7 ja patenttivaatimuksen 8 itsenäisenä koh- 5 106356 teenä. Patenttivaatimuksen 6 mukainen kytkentä on pientaa-juustahdistukseen erityisen edullinen silloin, kun valoi-suudenohjain-kytkentäsovitelman kuormitusosassa on suoda-tuskondensaattoreita, erityisesti puolisiltakytkennässä 5 olevan itseherätteisen tasasuuntaajan kapasitiivinen haara.The particularly preferred combination of low frequency and high frequency synchronization as claimed in claim 16 is likewise advantageously useful in some cases alone, this being the independent object of each of claims 7 and 8. The coupling according to claim 6 is particularly advantageous for reduction-frequency synchronization when the loading portion of the light-guide coupling arrangement has filtration capacitors, in particular a capacitive branch of a self-excitation rectifier in a semiconductor coupling 5.

Keksintö selitetään seuraavassa suoritusesimerkkien avulla, ja tällöin vaihtojännitegeneraattorina 20 käytetään itseherätteistä vaihtosuuntaajaa.The invention will now be explained by means of exemplary embodiments, in which case an excitation inverter is used as the ac voltage generator 20.

10 Korostettakoon tässä sitä, että tämä ei merkitse keksinnön rajoittamista itseherätteiseen vaihtosuuntaajaan. Päinvastoin vierasherätteisten vaihtosuuntaajien käyttö on erityisen edullista, jos lähtevän vaihtojännitteen uw(t) taajuutta pitää muuttaa tai jos se pitää 15 vakavoida.It should be emphasized here that this is not to be construed as limiting the invention to an excitatory inverter. Conversely, the use of aliasing inverters is particularly advantageous if the frequency of the outgoing alternating voltage uw (t) needs to be changed or stabilized.

Piirustuksissa: kuvio 1 esittää tämän keksinnön erään suoritui>-esimerkin piirikaavion, kuvio 2 esittää kuvion 1 kytkentäsovitelman osan. 20 jossa on erityisesti otettu huomioon ohjausmuuntajän ” kytkentä itseherätteiseen vaihtosuuntaajaan, kuvio 3 esittää aikakaavion, joka kuvaa kuvioiä*·:.In the drawings: Fig. 1 shows a circuit diagram of an exemplary embodiment of the present invention, Fig. 2 shows a part of the coupling arrangement of Fig. 1. 20, which takes particular account of the control transformer 'connection to the excitation inverter, FIG. 3 shows a time diagram illustrating FIGS.

1 ja 2 mukaisen suoritusesimerkin toimintatapaa värähtelyt, alkamisajankohdan siirtymän ollessa al=36°, 25 kuvio 4 esittää kuviota 3 vastaavan kaavion väräh telyn alkamisajankohdan siirtymän ollessa a2=126°, kuvio 5 esittää kaksi ajallisesti vastaavaa aikakaaviota, jotka kuvaavat ohjausjännitteen ust(t) ja suurtaajuisen kuormitusvirran iL(t) riippuvuutta tehomuunto-30 jassa Tr.1 and 2, the vibration, with a start time offset of? 1 = 36 °, FIG. 4 shows a diagram corresponding to FIG. 3, with a start time of oscillation of? 2 = 126 °, FIG. 5 illustrates two time corresponding time diagrams and? dependence of high frequency load current iL (t) on power transformer 30 and Tr.

Kuvio 1 esittää pienjännitteisille halogeenilampuille tarkoitetun himmentimen suoritusesimerkin, ja sillä on kiinteä yhteys kuvion 3 aikakaavioon. Periaatteessa himmennin toimii sytytyssiirtymällä a, jolle kuviossa 3 on 6 106356 esimerkinomaisesti merkitty arvo al=36°, tai tätä sytytys-siirtymää vastaavalla värähtelyn alkamisajankohdan siirtymällä tl,t2. Kuten kuviosta 3 ensin toimintatavan osalta ilmenee, suurtaajuisen värähtelypaketin (purstin) akti-5 vointi tapahtuu ajan suhteen siirrettävästä Siinä esiintyy verhokäyräfunktio, joka vastaa tasasuunnattua verkko-jännitettä ujsj(t) (on likimäärin verrannollinen siihen). Havainnollisuussyistä ei taajuussuhteita ole kuviossa 3 esitetty todellisuutta vastaavasti; käytännön käyttöta-10 pauksessa vaihtosuuntaajan 20 iL(t):n tai uw(t):n suurtaa-juus (HF) olisi noin 40 kHz, kun taas verhokäyrän muodostavan uj^(t);n jakson puoliaallon aika olisi 10 ms, joka vastaa tasasuunnattua 50 Hz pientaajuusvärähtelyä (NF). Paremmin todellisuutta vastaavassa mittakaavassa esitetty-15 nä täytyisi pientaajuudella puoliaallon kestoaikana esiintyä noin 800 täydellistä suurtaajuista siniaaltoa.Figure 1 shows an exemplary embodiment of a dimmer for low voltage halogen lamps, and has a close relationship with the time diagram of Figure 3. In principle, the dimmer operates at an ignition offset α, for which in FIG. 3 is an exemplary value of α = 36 °, or at a start of oscillation t1, t2 corresponding to this ignition offset. As first shown in FIG. 3, the mode of operation of the high frequency oscillation packet (burst) Akti-5 occurs over time. It exhibits a envelope function corresponding to (or approximately proportional to) the rectified network voltage ujsj (t). For illustrative purposes, the frequency relationships are not shown in reality in Figure 3; in practical use 10, the inverter 20 would have a high frequency (HF) of 40 L (t) or uw (t), while the half wave time of the waveform (u) (t) forming the envelope would be 10 ms, which corresponds to rectified 50 Hz low frequency oscillation (NF). On a more realistic scale, 15 would require about 800 complete high frequency sine waves at a low frequency half-wave duration.

Kuvio 1 esittää kuvion vasemmassa puoliskossa (ero-tusdiodin Vll erottaman) ohjauskytkentäosan ja kuvion oikeassa puoliskossa NV-halogeenilampun himmentimen teho-20 osan. Verkkovaihtojännite tasasuunnataan verkkosuotimen 100 ja tasasuuntaajan, mieluimmin kokoaaltotasasuuntaajan, 99 avulla. Tasasuunnattu ja suodattamaton jännite syötetään erotusdiodin Vll kautta vaihtosuuntaajaan 20. Tässä ovat teholiitännät a,b,c sekä ohjausliitännät d ja e. 25 Teholiitäntöjen a ja b välillä on sarjaankytkettynä kaksi, ohjausliitäntöjen kautta ohjattavaa, tehopuolijohdekytkin-tä V3,V4, jotka ovat mieluimmin tehotransistoreita tai MOS-FET:ejä (tehopuolijohdehaara). Näiden kytkimien välistä (keskikohdasta Ml), ts. ylemmän kytkimen V3 ja alemman 30 kytkimen V4 välistä, annetaan lähtevä vaihtojännite uw(t) kuormituspiiriin liitännän c kautta.Fig. 1 shows the control coupling part on the left half of the figure (separated by the diode Vll) and the power part of the NV halogen lamp dimmer on the right side of the figure. The mains AC voltage is rectified by means of a mains filter 100 and a rectifier, preferably a full-wave rectifier 99. The rectified and unfiltered voltage is supplied through a difference diode V11 to inverter 20. Here are the power inputs a, b, c and the control inputs d and e. 25 The power inputs a and b are connected in series by two power semiconductor switches V3, V4 or MOS-FETs (Power Semiconductor Branch). Between these switches (midpoint M1), i.e. between the upper switch V3 and the lower switch 30 V4, an outgoing alternating voltage uw (t) is provided to the load circuit via the connection c.

Vaihtosuuntaajan edellämainitun puolijohdehaaran rinnalla on olennaisesti kahden yhtäsuuren kohdensaattorin C9 ja CIO sarjakytkentä, yhteinen liitäntä on keskiulosot- 7 106356 to ja on merkitty M2:11a. Kuormituspiirissä on tehomuunta-ja, jossa on ainakin ensiökäämi ja toisiokäämi. Toisiokää-miin on kytketty kiinteästi tai sisäänpantavasti/poisotet-tavasti pienjännitteinen halogeenilamppu, jonka nimellis-5 jännite mieluimmin on 12 V. Ensiökäämissä vaikuttaa tavallisesti 220 V, mutta käytettävästä vaihtosuuntaajatyypistä 20 ja käytettävästä kytkentäsovitelmasta, kuten kokosilta, puolisilta tai puolisilta, jolla kapasitiivinen keskipiste, riippuen voidaan kuitenkin valita vastaavasti jokin 10 toinen muuntajan ensiöjännite. Sen tuloliitäntöjen rinnalla on — tyhjäkäyntisuojan muodostava — kondensaattori C7.Alongside the aforementioned semiconductor branch of the inverter, there is a series connection of substantially two equal target capacitors C9 and C10, the common connection being the center output and denoted by M2. The load circuit comprises a power transformer having at least a primary winding and a secondary winding. A secondary or low voltage halogen lamp with a rated voltage of preferably 5V is connected to the secondary windings either fixedly or insertionally / removably. The primary winding usually operates at 220V but uses a type of inverter 20 and a switching arrangement such as full, half or depending on this, however, another primary transformer voltage 10 may be selected accordingly. Alongside its inputs is a capacitor C7 which forms an idle protection.

Tehomuuntajan Tr ensiökäämin toinen liitäntä on liitetty vaihtosuuntaajan 20 lähtöliitäntään c tai Ml:een, 15 josta vaihtojännite uw(t) annetaan. Ensiökäämin toinen liitäntä on liitetty kondensaattorien C9 ja CIO välillä olevaan keskipisteeseen M2. Tämä keskiulosotto muodostaa vaihtojännitteen keinotekoisen keskipisteen siten, että vaihtosuuntaajasta 20 lähtevä vaihtojännite uw(t), joka 20 olennaisesti edustaa puolta syöttöjännitteestä uN(t), vaikuttaa tämän keinotekoisen keskipisteen suhteen kak-sinapaisesti.The other terminal of the primary winding of the power transformer Tr is connected to the output terminal c or M1 of inverter 20, from which the alternating voltage uw (t) is provided. The second terminal of the primary winding is connected to a center point M2 between capacitors C9 and C10. This center output forms an artificial center of the ac voltage so that the alternating voltage uw (t) from the inverter 20, which essentially represents half of the supply voltage uN (t), acts bipolar to this artificial center.

Vaihtosuuntaajan 20 kolmas teholiitäntä, kuviossa 1 b:llä merkitty, on pieniohmisen virranmittausvastuksen 25 R13 (sivuvastuksen) kautta yhdistetty tasasuuntaajan 99 negatiiviseen napaan. Vaihtosuuntaajan 20 ohjaussisäänmeno d on tahdistussisäänmeno, kuviossa 1 se on liitetty suoraan lähtöliitäntään c, ts. puolijohdehaaran V3,V4 keskipisteeseen Ml.The third power connection of inverter 20, denoted in Fig. 1b, is connected via the miniature current measuring resistor 25 R13 (side resistor) to the negative terminal of rectifier 99. The control input d of the inverter 20 is a synchronization input, in Fig. 1 it is directly connected to the output terminal c, i.e. to the midpoint M1 of the semiconductor branch V3, V4.

' ” 30 Suurtaajuusvaihtosuuntaajan 20 vapauttava ohjaus sisäänmeno e on esitetty vain periaatteellisesti; se ohjaa kummankin tehopuolijohdekytkimen V3 ja V4 vuorottaista kytkentätapaa siten, että liitäntään e kerran syötetyn impulssin jälkeen vaihtosuuntaaja automaattisesti (itsehe- 8 106356 rätteisen vaihtosuuntaajan tapauksessa) värähtelee jatkuvasti .The release control input e of the high-frequency inverter 20 is shown only in principle; it controls the alternating connection mode of each of the power semiconductor switches V3 and V4 such that the inverter automatically oscillates (in the case of a self-sustaining inverter) after a single pulse input to the terminal e.

Tasasuuntaajan 99 positiivisen liitännän ja negatiivisen liitännän välille on ennen erotusdiodia Vll, 5 ts. ohjauskytkentäosaan, kytketty sarjakytkentä, joka käsittää himmentimen säätöpotentiometrin P, kiintovastuk-sen R5, toisen kiintovastuksen R4 ja kondensaattorin Cl (tahdistuskondensaattorin). Potentiometrin asetuksen muutos muuttaa kondensaattorin Cl varausaikaa eli muuttaa 10 kondensaattorissa Cl vaikuttavan jänniteaallon vaihetta tasasuuntaajan 99 lähtö jännitteen uN(t) suhteen. Sama li.» tavoin kuin käytettäessä tasasuuntaajan 99 lähtöjännitetta on ohjauskytkentäosan ohjaus P:n, R5:n, R4:n ja Cl:n sar -jakytkennän avulla mahdollista suoraan vaihtojännitteestä 15 lähtemällä. Samoin P:tä voidaan käyttää ilman R5:ta j.» R6:ta, jotka palvelevat vasterajojen asettelua.Between the positive terminal of the rectifier 99 and the negative terminal, a series circuit is connected before the isolating diode V11, i.e. the control terminal section, comprising a dimmer control potentiometer P, a fixed resistor R5, a second fixed resistor R4 and a capacitor C1 (synchronization capacitor). The change in the potentiometer setting changes the charge time of the capacitor C1, i.e. changes the phase of the voltage wave acting on the capacitor Cl with respect to the output voltage uN (t) of the rectifier 99. Same li. » as with the output voltage of the rectifier 99, control of the control terminal by means of a series connection of P, R5, R4 and Cl is possible directly from the alternating voltage 15. Similarly, P can be used without R5 j. » R6, which serve to set response limits.

Tahdistuskondensaattorin Cl rinnalla on toisaait.i pieniohmisen vastuksen R16 ja tahdistustransistorin Vi ‘ sarjakytkentä ja toisaalta pitotoiminnon omaava elementti 20 joko tyristori TH tai PNP- ja NPN-transistor ien V5.V" kanta-kollektori -vastakytkentä, joka muodostaa tyris-torielementin diskreetin vastineen. Vaihtosuuntaajan .. käynnistyssisäänmenoa eli vapautussisäänmenoa e ohjataan kiintovastuksen R4 ja tahdistuskondensaattorin Cl liitan-25 täpisteestä liipaisuelementin, kuviossa 1 liipaisudiodm V6 kautta. Tämä merkitsee sitä, että silloin kun tahdis-tuskondensaattori Cl saavuttaa ennalta määrätyn jännitteen, liipaisujännitteen eli kytkentäkynnyksen uz, ohjaus -sisäänmeno e saa käynnistysimpulssin. Samanaikaisesti j· 30 kondensaattori Cl puretaan V6:n ja jäljempänä selitettävän tahdistusdiodin V2 avulla.Along with the synchronization capacitor C1, there is a serial connection between the small-ohm resistor R16 and the synchronization transistor Vi ', and on the other hand the holding function 20 of the thyristor TH or the base-collector feedback of the PNP and NPN transistors V5.V "forming the thyristor element. The inverter input, or release input e, of the inverter .. is controlled from the junction point of the fixed resistor R4 and the synchronization capacitor C1 through the trigger diode V6 in Fig. 1. This means that when the synchronization capacitor C1 reaches a predetermined voltage, Simultaneously, j · 30 capacitor Cl is discharged by V6 and the sync diode V2 described below.

Suurtaajuustahdistusdiodin V2 anodi on myös kytketty liitäntäpisteeseen R4/C1. Sen katodi on yhdistetty vaihtosuuntaajan 20 lähtöliitäntää c vastaavaan tahdistus- 9 106356 sisäänmenoon d. Se sallii tasasuuntaajan käynnissä ollessa, ts. puolijohdekytkimien V3 ja V4 kytkeytyessä jaksollisesta tahdistuskondensaattorin Cl purkamisen aina, kun alempi puolijohdekytkin V4 on kytketty virralliseksi.The anode of the high frequency synchronization diode V2 is also connected to the connection point R4 / C1. Its cathode is connected to a synchronization input 9 106356 corresponding to the output c of inverter 20. It allows the rectifier to run, i.e. when the semiconductor switches V3 and V4 are switched on, to disconnect the periodic synchronization capacitor C1 whenever the lower semiconductor switch V4 is energized.

5 Tämä aiheuttaa kondensaattorin Cl toistuvan purkamisen, kun vaihtosuuntaaja antaa suurtaajuusvärähtelyitä uw(t), ts, kun lähtevä vaihtojännite on aktivoitu. Purkaminen tapahtuu säännöllisesti HF:n toisen puoliaallon aikana.This causes the capacitor C1 to be repeatedly discharged when the inverter provides high frequency oscillations uw (t), i.e., when the outgoing ac voltage is activated. Discharging occurs regularly during the second half of the HF.

Tahdistuskondensaattorin Cl rinnalle kytketty 10 tyristori TH tai transistoriyhdistelmä V5,V7 oikosulkevat tahdistuskondensaattorin Cl silloin, ts. purkavat sen silloin, kun virranmittausvastuksessa R13 vaikuttava jännite ylittää ennalta määrättävissä olevan tai ennalta määrätyn raja-arvon in,ax. Tämä aikaansaadaan zenerdiodin VI avulla, 15 joka yhdistää vaihtosuuntaajan 20 lähtöliitännän b, joka on kytketty mittausvastukseen R13, estosuunnassa tyristorin TH hilaliitäntään. Sen estojännite määrää virran raja-arvon imax. Voidaan käyttää myös muita vertailuelinkytken-töjä, jos halutaan suurempaa tarkkutta. Lyhytaikaisten 20 häiriövaikutusten suodattamiseksi tyristorin TH hilalii-tännän ja tämän tyristorin katodin välille voidaan kytkeä häiriönpoistokondensaattori C2.The thyristor TH or the transistor combination V5, V7 coupled to the synchronization capacitor C1 short-circuit, i.e. discharge it, when the voltage acting on the current measuring resistor R13 exceeds a predetermined or predetermined threshold in, ax. This is achieved by means of a zener diode VI, which connects the output terminal b of the inverter 20 connected to the measuring resistor R13 in the blocking direction to the gate terminal of the thyristor TH. Its barrier voltage determines the current limit imax. Other reference link connections can also be used if higher accuracy is desired. To filter the short-term interference effects 20, an interference suppression capacitor C2 may be coupled between the thyristor TH gate terminal and the thyristor cathode.

Vastuksessa R13 vaikuttava jännite on verrannollinen virtaan, se vastaa kulloistakin kuormitusvirtaa iL, 25 joka kulkee tehomuuntajan Tr ensiökäämissä, kun alempi tehopuolijohdekytkin V4 on kytketty virralliseksi. Tämä muodostaa virran puoliaaltomittauksen, joka vertailupoten-tiaalinsa ansiosta, tarvitsematta muita kääntö- tai muun-toelimiä, on erityisen edullinen ylivirtavalvonnassa käy-·’ 30 tettäväksi.The voltage applied to resistor R13 is proportional to the current, which corresponds to the respective load current iL 25 passing through the primary winding of the power transformer Tr when the lower power semiconductor switch V4 is connected. This constitutes a semiconductor current measurement, which, due to its reference potential, without the need for other swiveling or converting means, is particularly advantageous for use in overcurrent monitoring.

Zenerdiodin VI rinnalle, joka zenerdiodi antaa vaihtosuuntaajan sallitun lähtövirran iL(t) absoluuttisen raja-arvon, on kytketty NTC-vastus R6. Tämä vastus on termisesti kytketty muuntajaan Tr ja siinä edullisesti 10 106356 toisiokäämiin. Kondensaattorin C2 rinnalla on vastus Rl, joka yhdessä lämpötilanmittaus-NTC:n R6 kanssa muodostaa jännitteenjakajan siten, että vastuksessa R13 vaikuttava virtaan verrannollinen jännite ohjaa tyristorin TH virral-5 liseksi silloin, kun vastuksen R6 vastusarvo pienenee. Näin on asia lämpötilan Θ noustessa. Lämpötilariippuvuuden lisäksi aikaansaadaan siten samalla virtariippuvuus. Hyvin pieni toisiokäämin lämpötila Θ sallii suuremmat virrat, ennenkuin virta katkaistaan; muuntajan Tr toisiokäämin 10 kohonnut lämpötila sallii tämän lämpötilanvalvonnan reagoivan aikaisemmin. Jos tapauksessa zenerdiodin VI läpilyönti jännite antaa virran raja-arvon; kun vastuksessa R13 vaikuttava jännitearvo tulee suuremmaksi kuin zenerdiodin estojännite +0,6 V (hila-katodihaaran päästöjänni-15 te), niin tyristori TH sytytetään. Erotusmuuntajan lämpötilan maksimiarvona 0max käytetään siten iL:n funktiota. Myös muita lämpötilantuntoelimiä voidaan käyttää NTC: n sijasta.Along with the zener diode VI, which zener diode provides the absolute limit of the allowed output current of the inverter iL (t), is an NTC resistor R6. This resistor is thermally coupled to the transformer Tr and preferably 10 106356 to the secondary windings. Along with capacitor C2 is a resistor R1 which together with temperature measurement NTC R6 forms a voltage divider such that a voltage proportional to the current in resistor R13 drives thyristor TH to current-5 as the resistor R6 decreases. This is the case as the temperature Θ rises. In addition to the temperature dependence, a current dependence is thereby obtained. Very low secondary winding temperature Θ allows higher currents before the power is cut off; the elevated temperature of the transformer Tr secondary winding 10 allows this temperature control to react earlier. If, in the case of zener diode VI, the breakdown voltage gives the current threshold; when the effective value of the resistor R13 becomes greater than the +0.6 V barrier voltage of the zener diode (output voltage-15 te of the gate cathode arm), the thyristor TH is ignited. The maximum value of the difference transformer temperature 0max is thus the function of iL. Other temperature sensors may also be used instead of NTC.

Tahdistuskondensaattorin Cl purkamisen ohella 20 tyristori TH voi myös oikosulkea jäljempänä selitettävän ohjausmuuntajan 0 edullisesti siten, että itseherätteisen vaihtosuuntaajan 20 itseherätteinen värähtely estyy tai keskeytyy.In addition to discharging the synchronization capacitor C1, the thyristor TH may also short-circuit the control transformer 0 described below so as to prevent or interrupt the self-excitation of the self-excitation inverter 20.

Vastusten R5 ja R4 väliin tuodaan tasasuunnattuun 25 syöttöjännitteeseen uN(t) verrannollinen jännite nollajän- niteilmaisimen vastuksen R14 kautta, joka nollajänniteil-maisin käsittää R15:n, Rl7:n, R18:n sekä V12:n, V13:n ja R16:n. Nollajänniteilmaisin toimii siten, että pienellä vastusten R5 ja R4 välisellä jännitteellä, ts. tasasuunna-30 tun syöttöjännitteen uN(t) puoliaaltojen alussa ja lopussa, tahdistustransistori V13 on kytketty johtavaksi. Se purkaa tahdistuskondensaattoria Cl kollektorivastuksensa R16 kautta samalla tai samankaltaisella tavalla kuin tyristori TH. Tälläinen purkaminen tapahtuu aina silloin, 11 106356 kun R5:n ja R4:n välinen jännite laskee alle ennalta määrätyn minimiarvon (tahdistuskynnyksen).A voltage proportional to the rectified supply voltage uN (t) is applied between resistors R5 and R4 via resistor R14 of the zero-voltage detector, which comprises R15, R17, R18 and V12, V13 and R16 . The zero-voltage detector operates so that at a low voltage between resistors R5 and R4, i.e. at the beginning and end of the half-waves of the rectifier-supplied supply voltage uN (t), the synchronization transistor V13 is connected. It discharges synchronization capacitor C1 through its collector resistor R16 in the same or similar manner as thyristor TH. Such a discharge always occurs when the voltage between R5 and R4 falls below a predetermined minimum value (synchronization threshold).

Tahdistustransistori V13 tulee taas johtamattomaksi, kun tahdistuskynnys ylittyy — ja tämä tapahtuu jaksoi-5 lisesti. Silloin sallitaan tahdistuskondensaattorin Cl aikajatkuva lataus himmentimen säätöpotentiometrin P ja mahdollisesti käytettävän vastusten R5 ja R4 sarjakytken-nän kautta. Mitä suurempi himmentimen säätöpotentiometrin P vastus on, sitä hitaammin Cl:n jännite nousee. Vastaa-10 vasti myöhemmin (ajallisesti) saavutetaan diakin V6 jänni-tekynnys ja vastaavasti myöhemmin käynnistetään vapautus-sisäänmenon e välityksellä (itseherätteisen) vaihtosuuntaajan 20 itse ylläpitämät värähtelyt. Mitä myöhempänä käynnistysajankohta t2 tai t^ tai t2 on (katso kuviot 3, 15 4), sitä pienemmäksi tulee pienjännitteiseen halogeeni valaisimeen NV syötettävä teho. Tällä tavoin aikaansaadaan valoisuudensäätö sytytyskulman (värähtelyn alkamisajankohdan) siirtämisen avulla.The pacing transistor V13 becomes non-conducting again when the pacing threshold is exceeded - and this happens periodically. In this case, the time constant charge of the synchronization capacitor C1 is allowed via the dimmer control potentiometer P and the series connection of the resistors R5 and R4, if any. The higher the resistance of the dimmer control potentiometer P, the slower the voltage of Cl increases. Respond-10 later (in time) the voltage threshold of Diak V6 is reached and, accordingly, later, the oscillations maintained by the (self-excited) inverter 20 are triggered via the release input e. The later the start time t2 or t1 or t2 (see Figures 3, 154), the lower the power supplied to the low voltage halogen lamp NV. In this way, the luminance control is achieved by shifting the ignition angle (time of onset of vibration).

Samanarvoisena kuin tahdistuskondensaattorin Cl 20 purkaminen vastuksen R16 ja tahdistustransistorin V13 sarjakytkennän kautta voidaan käyttää kytkentäsovitelmaa, joka ohjaa tyristorin TH virralliseksi silloin, kun jännite tasasuuntaajan 99 ulostulossa on "lähellä nollaa". Tyristorin TH itsestään tapahtuvan sammumisen johdosta, 25 kun sen pitovirta alittuu, voidaan kondensaattoria siten purkaa myös tasasuunnatun suodattamattoman syöttöjännitteen uN(t) "nollanylityskohdassa" tai sen lähellä ilman että tyristori TH pitotoiminto vaikuttaa häiritsevästi (itsepalautuminen).Equivalent to discharging the synchronization capacitor C120 through a series connection of resistor R16 and synchronization transistor V13, a switching arrangement can be used which drives the thyristor TH to a current when the voltage at the output of the rectifier 99 is "near zero". Due to the self-extinguishing of the thyristor TH when its holding current drops, the capacitor can thus also be discharged at or near the "zero crossing" of the rectified unfiltered supply voltage uN (t) (self-reset).

30 Tällainen virralliseksi ohjaus olisi aikaansaata vissa esimerkiksi tyristorin TH ohjaussignaalien TAI-' yhdistelmällä; toisaalta tyristorin hilaa ohjattaisiin lämpötila- ja ylivirtavalvonnan (0max,imax) avulla, toisaalta Schmitt-liipaisimen kaltaisella kytkennällä, joka 12 106356 antaa hilalle ohjaussignaalin silloin, kun puoliaalto-syöttöjännite uN(t) on ennalta määrätyn jännitekynnyksen uH alapuolella, joka jännitekynnys on lähellä nollaa (noin 5...30 V).Such a current control would be accomplished by, for example, a combination of thyristor TH control signals OR; on the one hand, the thyristor gate would be controlled by means of temperature and overcurrent monitoring (0max, imax), and on the other hand, by a Schmitt-triggered circuit providing a control signal to the gate when the half-wave supply voltage uN (t) is below a predetermined voltage threshold uH (approx. 5 ... 30 V).

5 Vastus R14 (syöttövastus), joka ohjaa transistorit V12 ja V13 sisältävää tahdistuskytkentää, syöttää myös vastuksen R17 ja Rl5 sarjakytkentää, joista vastuksista viimeksi mainittu on kytketty tasasuuntaajan 99 negatiiviseen napaan. Tämä napa muodostaa kuvion 1 mukaisen kytken-10 täsovitelman vertailupisteen; tämä sovitelma on kuitenkin ymmärrettävä vain esimerkinomaiseksi. Samalla tavoin voidaan tasasuuntaajan sisältävä kytkentäsovitelma kääntää siten, että positiivinen syöttöjännite, ts. tasasuuntaajan 99 positiivinen napa tehdään vertailupisteeksi.The resistor R14 (supply resistor) which controls the synchronization circuit comprising transistors V12 and V13 also supplies a series circuit of resistor R17 and R15, the latter of which are connected to the negative terminal of rectifier 99. This hub forms the reference point for the coupling 10 of Fig. 1; however, this arrangement is to be construed as exemplary only. Similarly, the switching arrangement containing the rectifier can be turned so that the positive supply voltage, i.e. the positive pole of the rectifier 99, is made a reference point.

15 Vastusten R15 ja R17 välistä ohjataan transistorin V12 kantaa, jonka transistorin emitteri on kytketty vertai lupi s teeseen ja jonka kollektori on kytketty vastuksen R18 välityksellä edellä mainittuun syöttövastukseen R14. Transistorin VI2 kollektori on kytketty emitteriseuraajak-20 si kytketyn tahdistustransistorin V13 kantaan. Tämän kytkennän vaikutus on nyt seuraavanlainen: Heti kun R14:n kautta kytketty jännite laskee ennalta määrättyä kynnystä pienemmäksi, transistori V12 ohjataan — jännitteenjakajan R17/R15 ansiosta — johtamattomaan tilaan. Sen kollektori-25 vastus R18 ohjaa tahdistustransistorin V13 kantaa lyhytaikaisesti siten, että tahdistustransistori voi purkaa tahdistuskondensaattorin Cl vastuksen R16 kautta. Niin pian kun Rl4:n kautta kytketty jännite jälleen nousee, transistori V12 tulee kollektori- ja emitterivälillä '* 30 johtavaksi, tahdistustransistori V13 on tämän jälkeen sulkutilassa ja vapauttaa tahdistuskondensaattorin Cl latausvaiheen.Between resistors R15 and R17 is controlled the base of transistor V12, whose transistor emitter is coupled to a reference, and whose collector is connected via resistor R18 to the aforementioned input resistor R14. The collector of transistor VI2 is coupled to the base of transistor V13 coupled to emitter follower 20. The effect of this connection is now as follows: As soon as the voltage applied via R14 falls below a predetermined threshold, transistor V12 is controlled - by means of voltage divider R17 / R15 - to a non-conductive state. Its collector 25 resistor R18 controls the base of the synchronization transistor V13 so that the synchronization transistor can discharge the synchronization capacitor C1 through resistor R16. As soon as the voltage applied via R14 again rises, transistor V12 becomes conductive in the collector and emitter interval '* 30, synchronization transistor V13 is then in the off state and releases the charge phase of the synchronization capacitor C1.

Syöttövastuksen R14 (ylemmän) liitäntäpisteen 13 106356 vastaava muutos voi tehokkuuden mukaan seurata uN(t):n jännitearvoa.A corresponding change in the input resistor R14 (upper) connection point 13 106356 may, depending on efficiency, follow the voltage value of uN (t).

Tahdistuskynnys on nyt vastusten R15,R17 mitoituksella asetettavissa mielivaltaisen pieneksi, sen määrää 5 ennalta kondensaattorin Cl tarvittava purkausaika. Jos vastus R16 valitaan suuremmaksi, niin tahdistustransisto-rin V13 kytkeminen virralliseksi johtaa vain tahdistus-kondensaattorin Cl purkautumiseen, mutta ei kuitenkaan suurtaajuusvärähtelyn keskeytymiseen, mikä on ratkaistu 10 tyristorin TH sytyttämisellä. Nollajännitteen ilmaisun kytkeminen tyristorin hilaliitäntään johtaa sitävastoin tahdistuskondensaattorin Cl purkautumiseen vaihtosuuntaajan 20 muutenkin merkityksettömän suurtaajuusvärähtelyn samanaikaisesti keskeytyessä.The synchronization threshold can now be set arbitrarily low by the dimensioning of the resistors R15, R17 and is predetermined by the required discharge time of the capacitor C1. If resistor R16 is selected to be higher, switching on the synchronization transistor V13 will only lead to the discharge of the synchronization capacitor C1, but not to the interruption of the high frequency oscillation, which is solved by the ignition of the thyristor TH. Conversely, switching the zero voltage indication to the thyristor lattice connection results in the discharge of the synchronization capacitor C1 during the simultaneous interruption of the otherwise insignificant high frequency oscillation.

15 "Nollanilmaisussa" voidaan käyttää myös vertai- luelintä (operaatiovahvistinta).15 In the "zero indication", a comparator (operational amplifier) may also be used.

Kuvioon 2 viitaten selitetään seuraavassa lyhyesti ohjausmuuntajan ϋ toimintatapa. Se aikaansaa vaihtosuuntaajan 20 (itseherätteisen tasasuuntaajan) itse ylläpitä-20 män värähtelyn (värähtelypaketin, -purstin), kun sen ensiökäämi T1A on kytketty kuormituspiiriin, ts. sarjaan tehomuuntajan Tr ensiökäämin kanssa.Referring to Figure 2, the operation of the control transformer ϋ is briefly explained below. It provides a self-sustained oscillation (oscillation packet, burst) of inverter 20 (self-excitation rectifier) when its primary winding T1A is connected to a load circuit, i.e. in series with the primary winding of the power transformer Tr.

Muuntajassa ϋ on tässä suoritusesimerkissä kolme toisiokäämiä TIB, T1C ja T1D. Käämit T1B ja T1D ohjaavat 25 ohjattavia tehopuolijohdekytkimiä V3 ja V4 vastavaiheises-ti. Positiivisella kuormitusvirralla ohjataan alempaa tehopuolijohdekytkintä V4. Tämä on myös kytkentätila alussa, kun diakki V6 antaa käynnistysimpulssin vaihtosuuntaajan 20 vapautussisäänmenoon e ja kun Cl puretaan 30 V4:n ja V6:n/V2:n kautta. Purkaminen on edullinen uusien "käyntiin"-impulssien erottamiseksi, jotka voisivat värähtelyn aikana (HF) synnyttää näitä värähtelyltä parasiitti-sesti.The transformer ϋ has three secondary windings TIB, T1C and T1D in this embodiment. The coils T1B and T1D drive 25 controllable power semiconductor switches V3 and V4 respectively. The positive load current controls the lower power semiconductor switch V4. This is also the switching state at the beginning when the diacid V6 gives a start pulse to the inverter input e of the inverter 20 and when the Cl is discharged via 30V4 and V6 / V2. Discharging is advantageous for separating new "start-up" impulses which, during oscillation (HF), could generate these parasitically from oscillation.

14 10635614 106356

Kuviossa 2 on tämä käynnistyssisäänmeno e esitetty yksityiskohtaisesti; se ohjaa kolmatta toisiokäämiä T1C samanvaiheisesti toisen toisiokäämin T1B kanssa, joka ohjaa alemman tehopuolijohdekytkimen V4 virralliseksi.Figure 2 illustrates this start-up input e in detail; it drives the third secondary winding T1C in phase with the second secondary winding T1B which drives the lower power semiconductor switch V4 to current.

5 Tällä tavoin diakin V6 syttyessä, ts. silloin, kun ohjaus-jännite ugt, joka vaikuttaa tahdistuskondensaattorissa Cl, ylittää diakin V6 liipaisukynnyksen uz, ohjausmuunta-jan ϋ toisiokäämien T1C ja T1B sarjakytkentää syötetään positiivisella virralla. Alempi tehopuolijohdekytkin V4 10 johtaa (ohjataan johtavaksi), suurtaajuusvärähtely (paketti, kimppu) käynnistyy.5 In this way, when Diak V6 lights up, i.e., when the control voltage ugt acting on the synchronization capacitor C1 exceeds the trigger threshold uz Diak V6, the serial connection of the secondary transformers T1C and T1B of the control transformer ϋ is supplied with a positive current. The lower power semiconductor switch V4 10 conducts (controlled to conductive), the high frequency oscillation (packet, bundle) starts.

Toisaalta toisiokäämien T1C ja T1B sarjakytkentä oikosuljetaan (tai voidaan oikosulkea) erotusdiodin V9 kautta, jonka diodin anodi on kytketty vaihtosuuntaajan 15 20 ohjausliitäntään e ja jonka katodi on kytketty tah- distuskondensaattoriin Cl, sytyttämällä tyristori TH. Tällä tavoin yhdellä iskulla katkaistaan ohjausmuuntajan ϋ yli vaikuttava itseherätteinen värähtely. Kuormituspii-rin induktansseissa mahdollisesti vielä esiintyvä virta 20 puretaan/johdetaan pois ohitusdiodien kautta — joiden katodi on positiivisen potentiaalin puolella — ja jotka on kytketty kummankin tehopuolijohdekytkimen V3 ja V4 rinnalle.On the other hand, the serial connection of the secondary windings T1C and T1B is short-circuited (or can be short-circuited) via a discrete diode V9 whose diode anode is connected to the inverter control terminal e and whose cathode is coupled to the synchronization capacitor C1 by igniting thyristor TH. In this way, one stroke cuts off the excitatory oscillation acting over the control transformer ϋ. Any current 20 present in the load circuit inductances is discharged / discharged through bypass diodes - the cathode of which is on the positive potential side - which are connected in parallel with each of the power semiconductor switches V3 and V4.

Kuvio 3 esittää nyt kuvion 1 mukaisen kytkentäsovi-25 telman lähtö- ja tulosuureiden kaavion. Ensinnäkin (verho-käyrän muodostava) katkoviivaan liittyvä tasasuunnattu verkkojännite uN(t) on näkyvissä. Himmentimen säätöpoten-tiometrin P tietyn asennon perusteella sytytysviive (syty-tyskulma) al=36° on ennalta määrätty. Tämä merkitsee sitä, 30 että suurtaajuusvärähtely, joka on verkkojännitteen puoli-aallolla uN(t) (100 %:sti) moduloitu, alkaa vasta 36° puoliaallon alkamisen jälkeen (luonnollinen alkamis- eli sytytysajankohta).Figure 3 now shows a diagram of the output and input quantities of the switching door arrangement of Figure 1. First, the rectified line voltage uN (t) associated with the dashed line (forming a curve) is visible. Based on the particular position of the dimmer control potentiometer P, the ignition delay (ignition angle) α d = 36 ° is predetermined. This means that the high frequency oscillation modulated by a half-wave uN (t) (100%) of the mains voltage does not start until 36 ° after the onset of the half-wave (the natural starting or ignition time).

15 10635615 106356

Itseherätteisessä vaihtosuuntaajassa suurtaajusvä-rähtelyn määräävät ohjausmuuntajan ϋ mitoitus ja kondensaattorit C9 ja CIO sekä tehopuolijohdekytkimien V3 ja V4 kantajännitteet. Vierasherätteisessä vaihtosuuntaajassa 5 taajuuden määrää VCO tai laskuri (ulkopuolisesti).In the self-excited inverter, the high-frequency oscillation is determined by the design of the control transformer ϋ and the capacitors C9 and C10 and the carrier voltages of the power semiconductor switches V3 and V4. In a visually excited inverter 5, the frequency is determined by the VCO or counter (externally).

Suurtaajuusvärähtelyn alkamisajankohdan (kuviossa 3 merkitty tl:llä) viivästäminen aikaansaa NV-lamppuun syötetyn pätötehon pienenemisen. Samalla saadaan suurtaajuusvärähtelyn ansiosta tehomuuntajalle Tr pienempi mag-10 neettinen koko. Verhokäyrän muodostavan verkkojännitteer. puoliaallon uN(t) moduloima suurtaajuusvärähtely päättyy luonnostaan verkkojännitteen nollanylityskohdassa eli puoliaallon lopussa (a=180°). Jos sytytysviivettä viola suurennetaan, tätä esittää kuvio 4, niin suurtaajuinen 15 kuormitusvirta 1^( t), johon vaihtosuuntaajan 20 lähtevä vaihtojännite uw(t) vaikuttaa, alkaa vielä myöhemmin. Jäljelle jää kuitenkin muutamia suurtaajuisia jännite-/virta -jaksoja, jotka itsestään sammuen päättyvät ohjaavan/syot-tävän verkko jännitteen uN(t) puoliaallon nollanylityskc r. -20 dassa.Delaying the onset of high frequency oscillation (denoted by tl in Figure 3) causes a reduction in the actual power supplied to the NV lamp. At the same time, thanks to the high-frequency oscillation, the power transformer Tr produces a smaller mag-10 size. The mains voltage forming the envelope. the high frequency oscillation modulated by the half wave uN (t) ends naturally at the zero crossing point of the mains voltage, i.e. at the end of the half wave (a = 180 °). If the ignition delay current is increased, this is shown in Fig. 4, then the high frequency load current 1 ^ (t) affected by the output ac voltage uw (t) of the inverter 20 starts even later. However, there remain a few high-frequency voltage / current cycles which, spontaneously, terminate at the half-wave zero crossing of the controlling / injecting network voltage uN (t). -20 dassa.

Jos kuvion 4 mukaisesti pitkähköön aikaan, t. verkko jännitteen yhden tai useamman puoli jakson pituiscr.i aikana, ei suoriteta sytytystä eli suurtaajuusvärahte. käynnistystä, mikä merkitsee sitä että a=180°, niin kon-25 densaattori Cl latautuu parasiittisesti ja pulssimaises-ti/puoliaalloittain. Tämä on esitetty kuvion 5 alemmassa kaaviossa. Jännitteen puoliaaltoja uN(t) vastaten — edellyttäen että potentiometrillä P on suurempi asetettu arvo — liipaisudiodin V6 ennalta määräämää sytytysjännitekyn-30 nystä \ι% ei saavuteta verkko jännitteen puoliaallon aikana. Tästä johtuen suurtaajuusvärähtely pysyy poissa verkkojännitteen yhden tai useamman jakson ajan. Suurtaajuustahdis-tus purkausdiodin V2 avulla, joka vaihtosuuntaajaa käynnistettäessä pitää säännöllisesti huolen tahdistuskonden- 16 106356 saattorin Cl suurtaajuusjaksollisesta purkamisesta, pysyy tehottomana. Alipäästösuotimen PTl (joka käsittää P:n, R5:n ja R4:n sekä tahdistuskondensaattorin Cl sarjakytken-nän) alkuehto on ilman HF-värähtelyä verkkojännitteen 5 puoliaallon uN(t) kulloisenkin alun kohdalla havaittavissa. Mielivaltaisella puoliaallolla tahdistuskondensaattorin Cl ohjausjännite ust saavuttaa lopulta liipaisudiodin V6 sytytysjännitteen uz, jolloin vaihtosuuntaajan 20 parasiittinen ja epätoivottava suurtaajuinen värähtely 10 käynnistyy, kuten kuvion 5 oikeanpuoleisessa osassa on esitetty. Tämä tapahtuu ajanhetkellä tz. Tämä vastaa tahdistuskondensaattorin Cl parasiittisesta varautumisesta johtuvaa parasiittista sytytysviivettä ax.If, as shown in Fig. 4, for an extended period of time, i.e., the network voltage during one or more cycles of half the voltage, no ignition, i.e., high frequency oscillation, is performed. starting, which means that α = 180 °, the capacitor C1 is charged parasitically and pulse-wise / half-wave. This is illustrated in the lower diagram of Figure 5. Corresponding to the voltage half waves uN (t) - provided that the potentiometer P has a higher set value - the trigger diode V6 predetermined ignition voltage threshold \ ι% is not reached during the mains voltage half wave. As a result, the high-frequency oscillation remains off for one or more cycles of the mains voltage. Suurtaajuustahdis-tion purkausdiodin V2 of the inverter at startup must regularly tahdistuskonden- 16 106 356 concerns capacitor C suurtaajuusjaksollisesta dissolution, remains inoperative. The initial condition of the low-pass filter PT1 (comprising P, R5 and R4 and the synchronization capacitor C1 in series) without HF oscillation is detectable at the respective beginning of the half-wave uN (t) of the mains voltage 5. At an arbitrary half-wave, the control voltage ust of the synchronization capacitor C1 eventually reaches the ignition voltage ε of the trigger diode V6, whereby the parasitic and undesirable high-frequency oscillation 10 of the inverter 20 is triggered, as shown in the right part of FIG. This occurs at time tz. This corresponds to the parasitic ignition delay ax due to the parasitic charge of the synchronization capacitor C1.

Tämä aiheuttaa — vaikka himmentimen säätöpoten-15 tiometri osoittaa virran katkaisutilaa — NV-lampun äkillisen välähdyksen, ja mainitulla lampulla voi myös esiintyä parasiittista valoisuuden värähtelyä tai vakiona pysyvä pienentynyt (mutta ei aseteltu) valoisuus. Tämä ei ole toivottavaa.This - although the dimmer adjustment pot-15 thiometer indicates a power cut-off state - causes an NV lamp to flash suddenly, and said lamp may also exhibit parasitic light vibration or constant reduced (but not set) light. This is not desirable.

20 Mainitusta syystä, ts. lähtevän vaihtojännitteen20 For this reason, i.e. the outgoing AC voltage

Uy avulla tahdistuskondensaattorin Cl vaikutuksesta la-tausdiodin V2 välityksellä — joka diodi ei vaikuta virrat-tomassa tilassa olessaan — suoritetun suurtaajuustahdis-tuksen puuttuessa, suoritetaan V13:n ja R16:n kautta 25 lisäksi pientaajuustahdistus. Tämä tapahtuu jaksollisesta tasasuunnatun syöttö j ännitteen ujq(t) "nollanylitysten" yhteydessä.In the absence of high frequency synchronization through the charging capacitor C1 via the charging diode V2, which does not operate when in a dormant state, Uy additionally low-frequency synchronization is performed via V13 and R16. This occurs in the case of "zero crossings" of the periodic rectifying supply voltage ujq (t).

Verkkotaajuisen (noin 50 Hz tai 60 Hz) tahdistuksen toiminta aikaansaa kuvion 5 alemmassa kaaviossa tahdis-*' 30 tuskondensaattorin Cl kulloisenkin palautumisen eli pur kautumisen siten, että syöttöjännitteen kunkin puoliaallon uN(t) alussa (a=0) tahdistuskondensaattorin Cl tahdistus-jännite ug-j. on kulloinkin määrätyssä alkutilassa, erityisesti purkautuneessa tilassa. Sytytyskulmaa a voidaan nyt 17 106356 siirtää arvojen 0sa<1804 välillä ilman parasiittista sivuvaikutusta ja myöskään sytytyskulman ollessa pitempään arvossa a=180° ei esiinny suurtaajuusvärähtelyjen parasiittista käynnistymistä.In the lower diagram of Fig. 5, the operation of the mains frequency (about 50 Hz or 60 Hz) causes the current capacitor C1 to be reset, i.e., at the beginning (a = 0) of the supply voltage half-wave uN (t) of the synchronization capacitor C1. j. is in a particular initial state, in particular a discharged state. The ignition angle α can now be shifted between 0sa <1804 without a parasitic side effect, and even with an ignition angle longer at a = 180 °, there is no parasitic initiation of high frequency oscillations.

5 Kuvion 1 ja siihen liittyvän kuvion 3 aikakaavion yhteydessä selitetty pienjännitteisen halogeenilampun himmentimen käyttö- ja toimintatapa ei ole kuitenkaan rajoitettu tähän suoritusesimerkkiin. Itseherätteisen vaihtosuuntaajan sijasta voidaan käyttää myös vierasherät-10 teistä vaihtosuuntaajaa. Silloin on erityisen edullista korvata käytettävä liipaisudiodi V6 ja sytytysviiveen määräävä viivästyselin PT1 (joka käsittää himmentimen säätöpotentiometrin P, vastukset R5, R4 ja tahdistuskon-densaattorin Cl) laskurilla tai analogisella tai digitaa-15 lisella kulkuaikaelimellä. Sytytysehdon määrittelisi tällöin laskurin ennalta määrätty tai ennalta aseteltavissa oleva tila tai alaslaskenta arvoon nolla. Laskurin alkutilan tai laskentataajuuden muuttaminen sallivat sytytyskulman a asettelun.However, the mode of operation and operation of the low-voltage halogen lamp dimmer described in connection with Figure 1 and the associated time diagram of Figure 3 is not limited to this embodiment. Instead of a self-excited inverter, a guest-10 inverter may also be used. Then, it is particularly advantageous to replace the trigger diode V6 used and the delay delay element PT1 (comprising the dimmer control potentiometer P, resistors R5, R4 and the synchronization capacitor C1) which determines the ignition delay by a counter or analog or digital travel time element. The ignition condition would then be defined by a predetermined or pre-set state of the counter or a countdown to zero. Changing the counter reset or counting frequency allows the ignition angle a to be set.

20 Samalla tavoin voidaan aikaansaada pientaajuustah- distus Rl6:lla ja tahdistustransistorilla V13 laskurin palautuksen tai asetuksen avulla. Käynnistys, ts. itsehe- . rätteisen tai vierasherätteisen vaihtosuuntaajan 20 vapau- « tus, suoritetaan tällöin vapautussisäänmenon e kautta, 25 joka sallii värähtelyn silloin, kun aktiivinen looginen signaali vaikuttaa siinä. Passiivinen looginen signaali johtaisi tehopuolijohdekytkimen virrattomaksi kytkemiseen ja siten suurtaajuusvärähtelyn katkaisemiseen/keskeyttämi-seen. Itseherätteisen vaihtosuuntaajan suurtaajuusvärähte-30 ly on vapaasti ennalta määrättävissä ja muutettavissa.Similarly, low frequency synchronization with R16 and synchronization transistor V13 can be achieved by resetting or setting the counter. Boot, i.e., self. The release of the ripple or alien inverter 20 is then performed via the release input e, which allows oscillation when an active logic signal acts on it. A passive logic signal would result in the power semiconductor switch being de-energized and thus disabling / interrupting the high frequency oscillation. The high frequency oscillator 30 ly of the excitation inverter is freely predetermined and changeable.

Samalla tavoin kuin aikaansaadaan tahdistuskonden-saattorin Cl pientaajuustahdistus, käyttämällä laskuria digitaalisena versiona aikaansaadaan tämän laskurin palautus pientaajuuden tahdissa. Samalla tavoin, ts. laskurin 18 106356 palautuksella tai asetuksella, aikaansaadaan suurtaajuus-tahdistus, joka tähän asti on aikaansaatu purkausdiodin V2 avulla, — käynnistettäessä vaihtosuuntaajan värähtely. Koska vapautussignaali vapautussisäänmenossa e kuitenkin 5 on staattinen, voidaan myös tätä signaalia käyttää silloin käynnistetyn laskurin toistuvaan pysäyttämiseen tai pa-lauttamiseen/asettamiseen.In the same way as the low frequency synchronization of the synchronization capacitor C1 is achieved, using the counter as a digital version provides the resetting of this counter at low frequency. Similarly, i.e. resetting or setting of counter 18 106356, high frequency synchronization, hitherto achieved by the discharge diode V2, is achieved - upon inversion of the inverter. However, since the release signal at the release input e 5 is static, this signal can also be used to repeatedly stop or reset / set the counter that is triggered.

• ·• ·

Claims

19 106356

1. A light control switching arrangement, in particular for a load circuit having a low voltage halogen lamp (NV) and a power transformer (Tr) coupled in front of this (these), which changes the decision taken from the AC mains and given to the load circuit (Tr, NV). is a high-frequency AC voltage generator (20) that provides an output 10 AC voltage (uw) from filtered or unfiltered, which is irrelevant, rectified low-frequency intermediate circuit voltage (uN) to a load circuit (Tr, NV), and adjustable delay or a passage member, in particular a low pass filter (PT1), comprising an adjustable resistor (R4, R5, P) and a synchronization capacitor (C1) in a series connection, characterized in that it is provided with a synchronization connection (V5, V7, TH; R16, V13), which on the output side is connected to a delay switch-20 element, passage element or lower end to the synchronization capacitor (C1) of the filter (PT1) and supplying a rectified intermediate circuit voltage (UN) or an alternating current supply from the input side. A switching arrangement according to claim 1, characterized in that the ac voltage generator (20) is designed as a semiconductor inverter and that the unipolar output voltage (uw) is provided by the center outputs of two semiconductor (semiconductor) power semiconductors 30 (V3, V4). (Tr) to the first input that the second input of the transformer (Tr) is coupled to the center output (M2) of a series circuit (capacitor branch) of two capacitors (C9, C10) and that both the capacitor branch (C9, C10) and the semiconductor branch are fed dc voltage (ujj) and that at the second intermediate output (M2), substantially half of the DC link voltage (un / 2) is present in terms of alternating current.

The switching arrangement according to claim 1, characterized in that the ac voltage generator (20) is in a full bridge connection having two parallel branches, each of which is a series connection of an upper (V3) and a lower (V4) power semiconductor switch, and is connected between the respective center outputs (M1, M2) of each branch and that each branch itself is connected in parallel with the voltage of the rectified and unfiltered intermediate circuit.

The switching arrangement according to any one of the preceding claims, characterized in that the ac voltage generator (20) or the semiconductor branch (V3, V4) of the inverter 20 is formed by a self-excited inverter, where the current (IL) and the alternating current are applied. (20, V3, V4) there is a magnetic (ϋ, T1A, TIB, TIC, T1D) or optical coupling.

The switching arrangement according to claim 1, characterized in that the synchronization circuit (V5, V7, TH; R16, V13) discharges the low-pass filter (PT1) the synchronization capacitor (Cl) and sets, prevents or resets the travel time or delay switching means when the input-side Control signal signal (U) calculates the tahdistuskynnyksen (uH) below, and the tahdistuskytkentä (V5, V7, TH; R 6, V13) releases the low pass filter (PTL) tahdistuskondensaattorin (C) 21 106 356 returns, to release or make the propagation time of an organ or the delay switching element when its input side control signal (uN) is greater than the synchronization threshold (uH).

Coupling arrangement according to Claim 2 or 4, characterized in that a light-control switching arrangement control part 10 and a load part, preferably a diode (V), are connected in series with the parallel connection consisting of a semiconductor branch (V3, V4) and a capacitor branch (C9, C10). in the direction of current flow.

A switching arrangement according to claim 1 and / or claim 5, characterized in that the synchronization circuit (V5, V7, TH; R16, V13) comprises a discharge resistor (R16) and a controllable semiconductor or switching circuit (V13) by means of which the synchronization capacitor (V13) Cl) is substantially discharged to achieve the same initial conditions before the start of each cut-20 hair half-wave of the supply voltage (uN) or before the start of each charge step of the synchronization capacitor (Cl), or that the synchronization circuit (V5, V7, TH; R16, V13) discharges the especially through a thyristor (TH), when the voltage (uN) of the filter mat intermediate circuit drops below the synchronization threshold (uH).

A switching arrangement according to claim 1 or claim 4, characterized in that the self-returning tilt switching, in particular thyristor 30 (TH), stops the alternating voltage generator / inverter (20) in one stroke and / or discharges or short-circuits at least half of the (uN) when 22 106356 high frequency load current (iL) exceeds a predetermined threshold (imax).

A switching arrangement according to claim 1, claim 4 or claim 8, characterized in that a temperature sensing element (R6) is fitted in the power transformer (Tr), in particular in the vicinity of the secondary winding (s) supplying its NV lamp (s). NTC) and that 10 self-returning tilt switching, in particular thyristor (TH), in one stroke stops the AC voltage generator / inverter (20) for at least the residual half-wave (uN) of the low frequency mains voltage and / or discharges or short-circuits the charging capacitor 15. when the measured temperature (Θ) exceeds a predetermined limit value (0max), in particular, the aforementioned temperature limitation (Öfnax) operates in dependence on the load current by allowing a higher maximum current value and a correspondingly lower current at a higher temperature transformer (Tr) maximum value for high frequency load current below (il), and whereby the maximum value is always below the limit (imax).

A switching arrangement according to claim 1 or claim 25, characterized in that the reset / initialization of the delay switching element or the analog / digital passage element is performed periodically according to the output alternating voltage (uN) or that the synchronous capacitor (Cl) is discharged periodically via a diode (V2). the cathode is directed to the output AC voltage (uw, M1), each time one of the semiconductor switches (V3, V4) of either of the alternating voltages (V4) of one of the alternators (V4) is controlled.

A switching arrangement according to claim 1 or claim 4, characterized in that the load capacitor (C7) of the primary or secondary winding of the power transformer (Tr) is connected in parallel with the winding.

The switching arrangement according to any one of the preceding claims, characterized in that the high frequency oscillation onset time (t2, ai, a2) is displaceable during the intermediate circuit voltage half-wave (uN) at a predetermined or predetermined threshold value (uz) and (R4, Rg, P) by increasing control signal (ugt) with reference (Vg), whereby the onset (tz, ai, δ2) of the high frequency oscillation from the beginning of the half wave (a = 0 °) to the end of the half wave (a = 180 °) NV) luminance decrease from -20 to maximum luminance.

A switching arrangement according to any one of the preceding claims, characterized in that the high frequency oscillations of the ac voltage generator / inverter (20) triggered by a trigger element such as a trigger diode (V6) are internally stable up to the end of each half-wave or maximum current monitoring is activated during high frequency-30 oscillations. 24 106356

A method for changing the illumination intensity of at least one low-voltage halogen lamp / lamp, characterized by high frequency oscillation packages (uw), which are periodically fed through a power transformer (Tr) to a low-voltage halogen lamp (s) NV, a a2) can be shifted (a) during a pulsating supply voltage half-wave (uN) depending on the luminance control signal (ust'uz) or a corresponding change in resistor (P).

A method according to claim 14, characterized in that the high frequency oscillation packet (uw) initiated at the portable oscillation start time (tz, ai, a2) increases and / or attenuates as a function of the input unfiltered voltage (uN). a sign of rising half waves and that vibration suppression (uw, iL) is prevented by a single stroke when the power transformer (Tr) temperature and / or the amplitude of the high frequency oscillation current (iL) exceeds a predetermined threshold (imax'emax) *

A method according to claim 14 or claim 15, characterized in that during operation, high frequency periodic (V2, V4) and low frequency periodic (R16, V13) synchronization or reset / initialization of the system function determining the oscillation start time (tz, a1, a2) occurs, in particular - time-dependent charging of positive element (Cl) - ♦ 30 or binary counter-proportional up / down. 25 106356

Use of a synchronization switching arrangement according to Claim 1 in a foreign excitatory inverter, characterized in that it is used as an alternating voltage generator (20), the oscillator frequency of which is freely adjustable from the outside when changing the brightness of the low voltage halogen lamp (NV). w • · 26 1 0 6 3 5 6