FI102228B - Oskillaattorin tehonkulutuksen minimointi - Google Patents
Oskillaattorin tehonkulutuksen minimointi Download PDFInfo
- Publication number
- FI102228B FI102228B FI970175A FI970175A FI102228B FI 102228 B FI102228 B FI 102228B FI 970175 A FI970175 A FI 970175A FI 970175 A FI970175 A FI 970175A FI 102228 B FI102228 B FI 102228B
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- oscillator
- current
- circuit
- voltage
- signal
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 16
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 21
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims description 10
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 abstract 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 2
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001143 conditioned effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000002708 enhancing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L5/00—Automatic control of voltage, current, or power
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
- H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/1275—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator having further means for varying a parameter in dependence on the frequency
- H03B5/1278—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator having further means for varying a parameter in dependence on the frequency the parameter being an amplitude of a signal, e.g. maintaining a constant output amplitude over the frequency range
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0082—Lowering the supply voltage and saving power
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
, 102228
Oskillaattorin tehonkulutuksen minimointi - Minimering av effektförbruknin-gen i en oscillator
Keksintö koskee menetelmää jänniteohjatun oskillaattorin virran säätämiseksi patenttivaatimuksen 1 johdannon mukaisesti ja vastaavasti piirijärjestelyä jänniteohja-5 tun oskillaattorin virran säätämiseksi patenttivaatimuksen 8 johdannon mukaisesti.
Nykyaikaisissa matkapuhelimissa, erityisesti pienissä niin sanotuissa taskupuhelimissa eräs tärkeimmistä suunnittelijalle annetuista tavoitteista on käyttöajan maksimointi. Näin ollen laitteen käyttövirran minimoiminen on eräs merkittävimpiä suunnittelukriteerejä. Kun samalla pyritään mahdollisimman kevyisiin ja pieniko-10 koisiin laitteisiin, on myös käyttövirran tuottavien akkukennojen lukumäärää pyrittävä rajoittamaan. Toisin sanoen pyrkimyksenä tulisi olla mahdollisimman pieni käyttöjännite.
Kuvassa 1 on esitetty tekniikan tason tyypillinen jännitesäätöisen oskillaattorin (VCO, Voltage Controlled Oscillator) periaatteellinen kytkentä, jossa on pyritty 15 ottamaan huomioon edellä mainitut vaatimukset käyttövirran ja -jännitteen suhteen. Siinä VCO muodostuu varsinaisesta värähtelypiiristä eli oskillaattorista ja sen perään kytketystä erotusvahvistinpiiristä, jota tarvitaan jotta ympäristön muutokset eivät vaikuttaisi merkittävästi oskillaattorin toimintaan. Kuten kuvasta 1 nähdään, värähtelypiiri ja vahvistinpiiri on tässä toteutuksessa kytketty “päällekkäin” virran-20 kulutuksen minimoimiseksi, eli sama syöttövirta, tasavirta, kulkee molempien asteiden läpi.
Värähtelypiirin muodostavat transistori Q2 ja siihen liittyvät passiiviset komponentit. Erotusvahvistinpiirin muodostavat transistori Q1 ja siihen liittyvät passiiviset komponentit. Transistorit Q1 ja Q2 on kytketty “päällekkäin”, eli sama virta 25 kulkee molempien transistoriasteiden Q1 ja Q2 läpi. Tällaisen kytkennän varjopuolena on se, että kokonaiskäyttöjännite kasvaa, koska se muodostuu kummankin asteen käyttöjännitteen summasta. Värähtelypiirin resonanssitaajuutta säätävä tasa-jännitesignaali syötetään liitäntään Vctrl.
Piirien yhteenlaskettu käyttöjännite B, joka kuvassa 1 on tyypillisesti 4,5 V, on so-30 pivasti jaettava transistoreiden kesken. Kun transistorin Q2 emitterin ja maan välillä oleva vastus R5 valitaan sopivasti ja riittävän suureksi, säilyy transistorien Q1 ja Q2 läpi kulkeva virta lähes vakiona olosuhteiden, lähinnä lämpötilan, muutoksista huolimatta. Tämän kytkennän puutteena on kuitenkin se, että vakiovirrasta huolimatta lähtöjännite voi vaihdella huomattavasti, johtuen lähinnä transistoriparamet-35 rien vaihteluista eri yksilöiden välillä sekä kytkennän passiivisten komponenttien 2 102228 toleransseista.
Kuvan 1 päällekkäin kytketyt transistoriasteet johtavat väistämättä kokonaisjännite-tarpeen kasvamiseen, jännitelähteestä suoraan syötettyihin transistoriasteisiin verrattuna, sillä nyt käyttöjännite B on transistoriasteiden yli vaikuttavien jännitteiden 5 summa (esimerkissä B = 4,5 V). Kuvan 1 piirissä merkittävä osa käyttöjännitteestä “hukataan” oskillaattoriasteen emitterivastuksessa R5. Kuvan 1 tapauksessa vastuksen sopiva arvo on esimerkiksi 270 Ω. Tätä vastusta voidaan pienentää, mutta käytännössä alarajana voidaan pitää noin 100 Ω, jota pienemmillä arvoilla menetetään transistoriasteen bias-jännitteen (dc bias) stabiilisuus. Alan ammattilaiselle tämä on 10 varsin tuttu tilanne, joten taustalla olevaa piiriteoriaa ei tässä ole tarpeen selittää yksityiskohtaisemmin. Tällä pienemmällä 100 Ω vastusarvollakin emitterin dc-bias -tasoksi jää noin 1 V, kun kytkennässä käytetään asteiden kautta kulkevan käyttö-virran arvona noin 10 mA. Tämä johtaa siihen, että akun B tuottaman kokonaiskäyt-töjännitteen pitäisi pienimmilläänkin olla noin 3 V.
15 US-patentissa 4,968,952 on esitetty VCO automaattisella virransäätökytkennällä (VCO with automatic current control). Tässä patentissa pyritään aikaansaamaan säätöpiiri, joka ilmaisee VCO-piirin värähtely virtaa eli värähtelyn laa edustavan ta-savirtasignaalin (DC), jolla sitten ohjataan VCO-oskillaattoria. Kuten tämän patentin selityksessä tarkemmin esitetään, VCO-oskillaattorin transistorilta otetaan joko 20 emitteriltä tai kollektorilta jännitetasoa edustava signaali, josta vaihtojännitekom-ponentti (AC) suodatetaan tarkoituksella pois, jotta takaisinkytkentäsignaaliksi saataisiin vain alipäästösuodatettu tasajännitekomponentti (DC). Takaisinkytkentä-signaalilla pyritään pitämään VCO:n lähtöteho vakiona niin, että myös oskillaattorin kohinataso pysyy pienenä. Kytkennällä ei kuitenkaan pyritä minimoimaan oskil-25 laattorin virtaa, eikä kytkentä ole sovelias käytettäväksi matalilla käyttöjännitteillä johtuen transistorin sekä emitterillä että kollektroilla olevista resistiivisistä komponenteista.
Tämän keksinnön tavoitteena on tehostaa virransäästöä VCO/erotusvahvistin-kytkennässä.
: 30 Tämän keksinnön toisena tavoitteena on pienentää VCO/erotusvahvistin-kytkennän kokonaiskäyttöjännitettä.
Kolmantena tavoitteena on pienentää VCO/erotusvahvistin-kytkennän tehon kulutusta, pienentämällä sekä piirin kokonaiskäyttöjännitettä että piirin käyttövirtaa.
Neljäntenä tavoitteena on varmistaa oskillaattorin luotettava käynnistyminen kai-35 kissa olosuhteissa.
3 102228 Nämä tavoitteet saavutetaan menetelmällä, jolla on patenttivaatimuksen 1 tunnus-merkkiosassa esitetyt ominaisuudet.
Vastaavasti tavoitteet saavutetaan piirijärjestelyllä, jolla on patenttivaatimuksen 8 tunnusmerkkiosan mukaiset ominaisuudet.
5 Keksinnön muita edullisia suoritusmuotoja on esitetty epäitsenäisissä patenttivaatimuksissa.
Keksinnölle olennaista on se, että oskillaattorin suurtaajuinen ulostulosignaali ilmaistaan tasajännitesignaaliksi, jolla negatiivisessa takaisinkytkentäsilmukassa säädetään oskillaattorin päävirtapiirin virtaa. Jos ulostulosignaalin taso kasvaa, ilmaisit) tu signaali kasvaa, ja negatiivisessa takaisinkytkennässä se pienentää oskillaattorin päävirtaa, esimerkiksi lisäämällä oskillaattorin päävirtapiirissä olevan kanavatran-sistorin kanavaresistanssia.
Edullisesti oskillaattorin ulostulosignaali vahvistetaan erotusvahvistimessa, joka on järjestetty päävirtatielle, jolloin sekä oskillaattorin että erotusvahvistimen virta voi-15 daan säätää ennalta määrätylle minimitasolle samalla säätökomponentilla, edullisesti kanavatransistorilla. Erotusvahvistin voidaan kytkeä “päällekkäin” oskillaattorin kanssa, joko oskillaattorina toimivan transistorin kollektorin tai emitterin puolelle.
Keksinnön mukaan voidaan edullisesti myös minimoida päävirtatielle päällekkäin 20 kytkettyjen oskillaattorin ja erotusvahvistimen yhteenlaskettua käyttöjännitettä eli piirijärjestelyn paristojännitettä kytkemällä tasavirtamielessä erotusvahvistin virtaa säätävän komponentin rinnalle, niin että päävirtatiellä ei ole lainkaan vastuksia.
Näin keksinnön mukaisella menetelmällä ja piirijärjestelyllä voidaan minimoida oskillaattorin ja erotusvahvistimen muodostaman piirijärjestelyn virta ja käyttö-25 jännite, jolloin myös piirijärjestelyn teho minimoituu.
Erityisesti keksinnön avulla aikaansaadaan myös oskillaattoripiirin hyvä käynnisty-vyys siten, että päävirtatien virta tehdään käynnistystilanteessa suuremmaksi kuin :* aktiivisessa toimintatilassa vallitseva minimi virta.
Keksintöä voidaan edullisesti soveltaa matkapuhelimessa jänniteohjatun oskillaat-30 torin kytkennässä.
Seuraavassa keksintöä selitetään piirustuksen avulla, jossa kuva 1 esittää tekniikan tason mukaisen syöttöjännitteen kannalta sarjassa olevan oskillaattorin ja erotusvahvistimen, jota jo edellä selitettiin; 4 102228 kuva 2 esittää keksinnön mukaisen piiriratkaisun, jolla pienennetään oskillaattorin ja erotusvahvistimen käyttövirtaa; kuva 3 esittää keksinnön mukaisen toisen piiriratkaisun, jolla pienennetään oskillaattorin ja erotusvahvistimen käyttövirtaa ja käyttöjännitettä, eli piirin ottamaa te-5 hoa; ja kuva 4 esittää lohkokaaviona keksinnön tyypillisen käyttökohteen.
Kuvassa 2 on esitetty keksinnön mukainen VCO-kytkentä, joka on niin sanottu päällekkäiskytkentä, kuten kuvassa 1 oleva kytkentäkin. Kuvan 2 kytkennän perustehtävänä on käyttövirtaa säästäen tuottaa vakio lähtötaso, jolla on tarvittava mi-10 nimiarvo. Tämän toteuttamiseksi piirin virtaa säädetään negatiivisen takaisinkytkennän avulla. Lähtötaso säädetään tavoitteena olevaan määrättyyn minimiarvoon. Virta ja lähtötaso ovat ensimmäisen kertaluvun vuorovaikutussuhteessa, jolloin minimi-lähtötaso antaa myös minimivirran.
Tässä yhteydessä on todettava, että virta vaikuttaa myös oskillaattorin vaihekohi-15 naan. Vaikutus on kuitenkin toisen kertaluvun vaikutus, joka voidaan ottaa huomioon alan ammattilaisen hyvin tuntemin menetelmin, kun esimerkiksi valitaan reso-nanssipiirin komponenteille sopivat Q-arvot. Lisäksi säätöjännitteen muodostupiirin U1, U2 vaikutus oskillaattorin kohinatasoon on minimoitu kytkemällä kyseinen piiri erotusvahvistimen lähtöön. Säätöjännitteen muodostuspiirin impedanssi 20 muuttuu siihen syötetyn signaali tason RFout funktiona. Erotusvahvistimen Q1 erittäin tärkeä ominaisuus on takaisinkytkentäkerroin (S 12, reverse transmission coefficient), jonka optimoinnilla pyritään siihen, että säätöjännitteen muodostuspiirin impedanssimuutokset eivät näy itse oskillaattorin Q2 lähdössä.
Kuvan 2 piirissä käytetään vastaavia viitenumerolta kuin kuvassa 1, ja siinä esitetty-25 jen komponenttien arvot ovat:
Rl = 2700 Ω; R2 = 5600 Ω; R3 = 560 Ω; R4 = 220 kΩ; R5 = 270 ΙίΩ; R6 = 470 Ω; LI = 10 nH; L2 = 5,60 nH;
Cl = 1,50 pF; C2 = 18 pF; C3 = 18 pF; C4 = 22 pF; C5 = 18 pF; C6 = 1,20 pF;
Cl = 18 pF; C8 = 2,20 pF; C9 = 100 pF; CIO = 1,50 pF; Cl 1 = 3,90 pF; 30 C12 = 47 pF; C13 = 18 pF; C14 =18 pF.
Syöttöjännite saadaan virtalähteestä B, jonka jännite on 4,50 V. Transistorit Q1 ja Q2 ovat tyyppiä NE68119, ja MOS-kanavatransistori FET1 on tyyppiä BSS83. Diodiparit UI ja U2 ovat tyyppiä BAT62.
5 102228
Kuvan 2 keksinnön mukaisessa kytkennässä lähtötaso RFout ilmaistaan tasosta riippuvaksi tasajännitteeksi diodiparien UI ja U2 avulla, jotka muodostavat alan ammattilaisen hyvin tunteman tasolukko/jännitekerronta-kytkennän. Tässä tapauksessa ilmaistuna jännitteenä on käytetty negatiivista polariteettia, mutta keksintö ei 5 mitenkään rajoitu tähän, vaan myös positiivista jännitettä voidaan käyttää, mikäli se paremmin soveltuu muuhun piiriratkaisuun.
Kerronnan määrä voidaan myös valita piiriratkaisun tarpeen mukaan. Kuvan 2 esimerkkitapauksessa kerronnan määrä on 4, mutta se ei rajoita keksinnön soveltamista.
10 Tason ilmaisinta käytetään edullisesti erotusvahvistimen lähtösovituspiirin osana. Ilmaistu tasajännite skaalataan vastuksien R4 ja R7 avulla halutulle tasolle, ja tällä jännitteellä ohjataan MOSFET-transistorin FET1 hilajännitettä Vgs. Tässä esimerkissä transistoriksi on valittu tyypin BSS83 transistori, joka korvaa kytkennän virtaa Ib säätävän VCO-transistorin emitterivastuksen R5 kuvassa 1.
15 Kanavatransistorin FET1 kanavavastus riippuu transistorin hila-lähde-jännitteestä Vgs. Tämä jännite on nyt verrannollinen ilmaistun tasajännitteen tasoon ja siten edelleen erotusvahvistimen RF-lähtötasoon. Kun suurtaajuustaso kasvaa, ilmaistu tasajännite muuttuu negatiivisemmaksi, ja kanavatransistorin hilajännite laskee. Tämä puolestaan kasvattaa transistorin FET1 kanavavastusta, jolloin asteiden läpi 20 kulkeva virta pienenee. Tämä pienempi virta pienentää kummankin asteen vahvistusta ja palauttaa suurtaajuustason ennalleen, eli kyseessä on negatiivinen takaisinkytkentä. Tällä menetelmällä lähtötaso voidaan vakioida valitusta komponenttiar-vosta riippuvalle tasolle, ja samalla piirin virrankulutus voidaan minimoida valitulle minimitasolle, joka tuottaa valitun lähtötason. Takaisinkytkentä tässä keksinnössä 25 perustuu siis siihen, että oskillaattoritransistorille takaisinkytketty signaali on tasajännite, joka on verrannollinen oskillaattorin lähdön vaihtojännitetasoon, ja jolla on tarkoitus minimoida oskillaattorin virta kytkentäjärjestelyssä, jossa käyttöjännite on erittäin alhainen.
Keksinnön mukainen menetelmä on erityisen sovelias käytettäväksi säädettävien 30 suurtaajuusoskillaattoreiden yhteydessä, sillä pientaajuustekniikasta tutut takaisin-kytkentämenetelmät, joissa piirin lähdöstä tuodaan piirin lähtösignaali, eli vaihtojännite, tietyssä ennalta määrätyssä vaiheessa takaisin piirin tuloon, eivät johda samaan tulokseen. Kyseisissä piireissä vaiheen kääntyminen riippuu käytettävästä taajuudesta, joka johtaisi ongelmiin, kun on kyse laajalla taajuusalueella säädettä-35 västä suurtaajuusoskillaattorista, ja lisäksi vaiheenkääntöpiirit aiheuttavat piiriin hitautta.
6 102228
Kuvan 2 kytkentää testattaessa saatiin taulukon 1 esittämät arvot. Taulukossa ensimmäisessä sarakkeessa on hila-lähde-jännite Vgs. Toisessa sarakkeessa esitetään virran Ib riippuvuus hilajännitteesta Vgs, ja kolmannessa sarakkeessa lähtötason RFout riippuvuus hilajännitteesta Vgs. Mittaukset tehtiin niin, että takaisinkytken-5 täsilmukka oli avattuna (koska takaisinkytkentä muutoin pyrkisi pitämään lähtötason vakiona, kuten alan ammattilainen ymmärtää). Piirin virtaa ohjattiin syöttämällä suoraan eri tasajännitetasoja transistorin FET1 hilalle, eli lähtösignaalista RFout ilmaistu tasajännitetasoa ei kytketty hilalle mittauksen aikana.
Taulukko 1:
Vgs CV) Ib (mA) RFout (dBm) 1.80 3,63 -13,54 1.90 4,40 -10,75 2.00 5,27 -8,36 2,10 6,17 -6,34 2,20 7,14 -4,56 2,30 8,15 -3,06 2,40 9,23 -1,68 2,50 10,37 -0,46 2,60 11,52 +0,58 2,70 12,64 +1,47 2.80 13,82 +2,27 2.90 14,96 +3,04 3.00 16,08 +3,69 7 102228
Taulukossa 2 esitetään hilajännitteen Vgs riippuvuus lähtöjännitteen RFout tasosta. Taulukko 2: RFout fdBm) Vgs (V) RF = off 2,66 -10 2,42 -9 2,39 -8 2,35 -7 2,30 -6 2,25 -5 2,19 -4 2,12 -3 2,05 -2 1,96 -1 1,86 0 1,76 +1 1,64 +2 1,50 +3 1,34 +4 1,16 +5 0,90 Käynnistystilanteessa, eli kun RF = off, hilajännitteen Vgs arvo on 2,66 V, jolloin vastaava virta on noin 12 mA. Tämä virta takaa piirin luotettavan käynnistyvyyden 5 kaikissa ympäristöolosuhteissa.
Keksinnön perusajatus ei millään tavoin rajoita sitä tekniikkaa, jolla suurtaajuustaso ilmaistaan ohjausjännitteeksi, vaan oheinen kytkentä on vain esimerkki eräästä edullisesta tavasta, jolla haluttu toiminta voidaan toteuttaa. Alan ammattilainen voi helposti kehittää vastaavan toiminnan toteuttavan kytkennän kulloistenkin tarpeiden 10 ja prioriteettien mukaisesti. Myös virran säätöön käytetty komponentti ei rajoitu . . esimerkin esittämään MOSFET-transistoriin, vaan keksinnön idean toteuttamiseksi voidaan käyttää muitakin alan ammattilaisen hyvin tuntemia komponentteja ja kytkentöjä.
Näin ollen voidaan myös transistoriasteiden järjestys muuttaa kuvan 3 tapaan, jossa 15 esitetyllä järjestelyllä saavutetaan pienempi kokonaiskäyttöjännite. Kuvassa 3 “ylempänä” asteena on nyt jänniteohjattu oskillaattori, jonka muodostaa transistori-aste Q2 oheiskomponentteineen, ja sen alapuolella on erotusvahvistinaste, jonka muodostaa transistori Q1 oheiskomponentteineen. Keksinnön mukaan kuvan 3 8 102228 piirijärjestelyssä käytetään hyväksi kuvassa 1 olevan oskillaattoriasteen Q2 emitte-rivastuksen R5 yli vaikuttavaa jännitettä erotusvahvistimen Q1 käyttöjännitteenä, jolloin vastuksen R5 tai sen korvaavan piirin yli vaikuttava jännite ei enää ole “hukkajännitettä”. Emitterivastuksen tai sen korvaavan piirin yli vaikuttava, mini-5 missäänkin noin 1 V luokkaa oleva jännite riittää hyvin yhden transistoriasteen, erotusvahvistimen Q1 käyttöjännitteeksi.
Sinänsä tunnetulla tavalla kuvan 3 piirijärjestelyssä käytetään hyväksi niin sanottua aktiivista biasointia alemmassa transistoriasteessa Ql, jolloin päällekkäiskytkentä saadaan biasoinnin suhteen stabiiliksi. Tekniikan tasosta tunnettu kytkentä takaisi 10 kuitenkin vain tasajänniteparametrien vakavoimisen. Keksinnön mukaisessa järjestelyssä otetaan huomioon myös suurtaajuusominaisuuksien optimoiminen, kuten alla yksityiskohtaisemmin selitetään.
Kuvassa 3 oleva ylempi transistoriaste Q2 on normaali VCO-kytkentä, joka vastaa kuvan 1 mukaista oskillaattorikytkentää. Tämän alle on transistorin Q2 emitterille 15 on kuvassa 1 olevan emitterivastuksen R5 sijasta kytketty toinen transistoriaste, eli erotusvahvistin Ql. Tässä on erityisesti huomattava, että päällekkäiskytkennässä ei ole käytetty yhtään vastusta niin sanotulla päävirtatiellä. Käyttövirta Ib kulkee päävirtatiellä käyttöjännitelähteestä B transistorin Q2 kollektorille, transistorin Q2 läpi ja sen emitteriltä edelleen induktanssien LI ja L3 kautta transistorin Ql kollek-20 torille, transistorin Ql läpi ja sen emitteriltä edelleen maahan. Tämä merkitsee myös sitä, että kuvan 1 mukaista tekniikan tason tilannetta kuvattaessa mainittu “hukkaan menevä” jännite on kokonaan eliminoitu, ja vastaavasti tarvittava käyttö-jännite on minimoitu. Kuvan 3 piirissä käyttövirta Ib on edullisesti noin 9,5 mA.
Keksinnön mukaisessa, kuvan 3 piirijärjestelyssä käytetään käyttöjännitteenä B 25 noin 2 V, vaikka jännitearvo piirin sopivalla mitoituksella voitaisiin valita pienem-mäksikin, esimerkiksi alueella 1,5 ... 2 V. Tasajännite-biasin stabiilisuus hoidetaan säätämällä erotusvahvistimen Ql kanta-emitterijännitettä. Se tehdään samaan tapaan kuin kuvan 2 järjestelyssä, eli ilmaistaan suurtaajuisen signaalilähdön RFout lähtötasoon verrannollinen tasajännitetaso Schottky-diodeja U1 ja U2, jotka jälleen 30 on kytketty alan ammattilaisen hyvin tuntemaan tasolukko/jännitekerronta-• kytkentään. Diodien avulla ilmaistu tasajännitetaso säätää kanavatransistorin FET1 lähde-nielu-vastusta. Tämä kanavatransistorin muodostava vastus on sarjassa vastuksen RIO (330 Ω) kanssa, jolloin niiden välisessä pisteessä muodostuu erotus-vahvistimen Ql kantajännite V3, joka esitetyssä kytkennässä on noin 0,77 V, kun 35 jännite V2 piirin muiden komponenttien arvojen perusteella on 1,15 V. Jännitettä V3 voidaan säätää valitsemalla jännitteenjakajan eli skaalauspiirin muodostaville vastuksille R8 ja R9 sopivat arvot kulloistakin sovellusta silmällä pitäen.
9 102228
Kuvan 3 sisäänmenopiiri toimii pääasiassa samoin kuin kuvassa 1. Transistorin Q2 kantajännite VI on esitetyillä komponenttiarvoilla noin 1,58 V.
Kuvan 3 piirijärjestelyn avulla on yhdistetty virran minimointi kuvan 2 tapaan, ja lisäksi minimoitu tarvittava käyttöjännite B. Tämä merkitsee siten myös esitetyn 5 oskillaattoripiirin käyttötehon minimoimista. Keksinnön mukaisessa kuvan 3 kytkennässä myös lähtötaso RFout pysyy lähes vakiona, joka useimmissa sovellutuksissa on toivottava ominaisuus. Lisäksi alkutilanne, kun piiriin kytketään käyttö-jännite, on hyvin hallinnassa: vastuksen R9 avulla varmistetaan, että aloitustilanteessa kanavatransistorin hilalla ei ole varausta, jolloin transistorin kanavavastus on 10 lähes ääretön. Tällöin käyttövirta päällekkäin kytketyssä asteessa on käynnistysti-lanteessa noin 13 mA, mikä puolestaan takaa luotettavan käynnistyvyyden kaikissa ympäristöolosuhteissa.
Keksinnön mukaista oskillaattoria käytetään edullisesti radiopuhelimen paikal-lisoskillaattorina, jossa käytössä oskillaattorisignaalin laadulle asetetaan erittäin 15 suuret vaatimukset.
Radiopuhelimen vastaanottimessa paikallisoskillaattorisignaali sekoitetaan vastaanottimen sekoittajassa vastaanotettavaan signaaliin välitaajuussignaalin muodostamiseksi. Suoramuunnosvastaanottimessa vastaanotettava signaali sekoitetaan suoraan kantataajuudelle. Radiopuhelimen lähetinosassa paikallisoskillaattorisignaalia 20 käytetään kantataajuisella signaalilla moduloidun signaalin sekoittamiseksi lähettimen lopputaajuudelle.
Paikallisoskillaattorille on lisäksi tunnusomaista, että sen taajuutt pitää pystyä säätämään varsin laajalla alueella, ja taajuudenmuutos pitää pystyä tekemään nopeasti. Radiopuhelinsovellutuksissa säädettävät paikallisoskillaattorit toimivat tyypillisesti 25 UHF-taajuusalueella.
Kuva 4 esittää lohkokaaviona keksinnön tyypillistä käyttökohdetta, jossa viitenumeroilla on seuraavat merkitykset: 1 on duplex-suodatin, jolla erotetaan lähetettävä ja vastaanotettava signaali toisistaan; 30 2 on vastaanottimen suurtaajuusvahvistin (LNA, low-noise amplifier); 3 on vastaanottimen kaistanpäästösuodatin; 4 on vastaanottimen sekoittaja; 5 on vastaanottimen välitaajuusssuodatin; 6 on lähetin (suurtaajuusvahvistin); 35 7 on lähettimen kaistanpäästösuodatin; 10 102228 8 on lähettimen sekoittaja; 9 on lähettimen modulaattori; 10 on keksinnön mukainen oskillaattori; ja 11 on syntetisaattori, joka ohjaa keksinnön mukaista oskillaattoria (eli muodostaa 5 säätösignaalin Vctrl).
Keksinnön mukaisessa sovellutuksessa pyritään mahdollisimman pieneen käyttö-jännitteeseen (B kuvissa 2 ja 3), mahdollisimman pieneen virtaan (Ib kuvissa 2 ja 3) , ja toisaalta kuitenkin mahdollisimman suureen oskillaattorin lähtötasoon (RFout kuvissa 2 ja 3).
10 Lisäksi signaalin “puhtaudelle”, kuten vaihekohinalle ja oskillaattoritaajuuden kerrannaisten tasolle, asetetaan tiukat vaatimukset.
Mikäli paikallisoskillaattorisignaali sisältää kerrannaisia, se synnyttää lähetettävään signaaliin harhalähetteitä, jotka on poistettava tehostamalla signaalin suodatusta, joka johtaa joko ylimääräisen suodattimen (13, katkoviivoin kuvassa 4) tai useam-15 piasteisten suodattimien (7 ja/tai 1 kuvassa 4) käyttöön.
Vastaavasti vastaanottimessa paikallisoskillaattorisignaalin kerrannaiset aiheuttavat harhatoistoja, ja oskillaattorisignaalia on suodatettava lisäsuodattimella (12 kuvassa 4) tai suodatusta on tehostettava suodattimilla (1 ja/tai 3 kuvassa 4).
Alan ammattilaiselle on tunnettua, että oskillaattori tuottaa kerrannaistaajuuksia, 20 josa oskillaattorin lähtösignaali ei ole symmetristä sinimuotoista signaalia. Pyrittäessä matalaan käyttöjännitteeseen (B) ja suureen lähtötasoon (RFout), muodostuu juuri signaalin säröytyminen erääksi rajoittavaksi tekijäksi. Oskillaattorin sinimuotoinen lähtösignaali alkaa leikkautua, kun käyttöjännitettä alennetaan riittävästi.
Kuten edellä mainittiin, radiopuhelinsovellutuksissa paikallisoskillaattorisignaalin 25 laadulla on erittäin tärkeä merkitys, ja myöskin sillä on merkitystä, että signaalin laatu pysyy hyvänä erilaisissa ympäristöolosuhteissa, joissa puhelinta käytetään.
Keksinnön mukaista piiriä voidaan käyttää myös oskillaattorin lähtösignaalin laadun hallintaan. Esimerkiksi lämpötilan muutoksin on tunnetusti suuri vaikutus transistoriasteen toimintaan. Keksinnön mukainen kytkentä pyrkii estämään sig-30 naalin laadun muutokset estämällä oskillaattoritransistorin vahvistuksen muutokset ja siten signaalin leikkautumisen. Virta (Ib kuvissa 2 ja 3) voidaan siten asettaa myöskin tasolle, jolla signaalin laatu pysyy sille ennalta asetettujen vaatimusten mukaisena koko ympäristölämpötila-alueella, jolla puhelimen on toimittava moitteettomasti.
Claims (11)
1. Menetelmä jänniteohjatun oskillaattorin (Q2) virran (Ib) säätämiseksi, tunnettu siitä, että - muodostetaan oskillaattorin (Q2) lähtötasoon verrannollinen tasajännitesäätösig-5 naali (Vgs); ja - johdetaan muodostettu tasajännitesäätösignaali (Vgs) negatiivisessa takaisinkyt-kentäsilmukassa oskillaattorin (Q2) virtaa säätävälle piirielementille (FET1); - jolloin virta (Ib) säädetään ennalta määrätylle, piirin mitoituksen määräämälle tasolle.
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että virran (Ib) ar voksi säädetään sellainen minimiarvo, joka tuottaa ennalta määrätyn tason oskillaat-toripiirin tuottamassa suurtaajuisen signaalin ulostulossa (RFout).
3. Patenttivaatimuksen 1 tai 2 mukainen menetelmä oskillaattorin (Q2) ja erotus-vahvistimen (Ql) muodostaman piirijärjestelyn virran (Ib) säätämiseksi, tunnettu 15 siitä, että - oskillaattorin (Q2) muodostama ja erotusvahvistimen (Ql) vahvistama suurtaajuinen signaali (RFout) ilmaistaan erotusvahvistimen ulostulossa tasajännitesäätösig-naaliksi (Vgs); ja -johdetaan ilmaistu tasajännitesäätösignaali (Vgs) negatiivisessa takaisinkytken-20 täsilmukassa oskillaattorin (Q2) virtaa säätävälle piirielementille (FET1); - jolloin virta (Ib) säädetään ennalta määrätylle, piirin mitoituksen määräämälle tasolle.
4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että piirijärjestelyn syöttövirta (Ib) johdetaan syöttövirran lähteestä (B) peräkkäin ensin erotusvahvis- 25 tinpiirin (Ql) läpi ja sitten oskillaattoripiirin (Q2) läpi, tai vastaavasti peräkkäin ensin oskillaattoripiirin (Q2) läpi ja sitten erotusvahvistinpiirin (Ql) läpi, jolloin myös erotusvahvistimen (Ql) virta (Ib) säädetään ennalta määrätylle, piirin mitoituksen määräämälle tasolle.
5. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä oskillaattorissa, jonka 30 aktiivisena elementtinä on transistori (Q2), tunnettu siitä, että oskillaattorin virtaa (Ib) säädetään oskillaattorin emitteri- tai kollektorivirtaa säätämällä.
6. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että piirijärjestelyn käynnistystilanteessa oskillaattorin virta säädetään suuremmaksi kuin mainittu ennalta määrätty minimivirta
7. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että 12 102228 oskillaattorin virran (Ib) oskillaattorin emitted- tai kollektorivirtaa säätäväksi elimeksi järjestetään kanavatransistori (FET1).
8. Piirijärjestely jänniteohjatun oskillaattorin (Q2) virran (Ib) säätämiseksi, tunnettu siitä, että se käsittää: 5. virtaa (Ib) säätävän ohjattavan elimen (FET1) oskillaattorin aktiivisen elimen (Q2) virtahaarassa; - ilmaisupiirin (UI, U2) oskillaattorin ulostulossa, jolloin ilmaisupiiri ilmaisee oskillaattorin ulostulosignaalin (RFout) tasajännitesäätösignaaliksi (Vgs); -jolloin ilmaistu tasajännitesäätösignaali (Vgs) johdetaan takaisinkytkentähaarassa 10 ohjaussignaaliksi virtaa säätävälle elimelle (FET1), ja - jolloin takaisinkytkentähaaran skaalauspiiri (R4, R7; R8, R9) on mitoitettu niin, että aktiivisen elimen (Q2) virta (Ib) saa ennalta määrätyn minimiarvon aktiivisessa tasapainotilassa.
9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen piirijärjestely, tunnettu siitä, että virtaa (Ib) 15 säätävä elin on kanavatransistori (FET 1).
10. Patenttivaatimuksen 8 tai 9 mukainen piirijärjestely, tunnettu siitä, että oskillaattorin (Q2) ulostulosignaalin (RFout) vahvistamiseksi on järjestetty erotusvah-vistin (Ql) niin, että oskillaattorin päävirta kulkee myös erotusvahvistimen (Ql) kautta, jolloin molempien aktiivisten elimien (Ql, Q2) virta (Ib) saa ennalta määrä- 20 tyn minimiarvon aktiivisessa tasapainotilassa.
11. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen 8 - 10 mukainen piirijärjestely, tunnettu siitä, että erotusvahvistinpiiri (Ql) on järjestetty tasavirtamielessä virtaa (Ib) säätävän elimen (FET1) rinnalle. # 9 π 102228
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI970175A FI102228B (fi) | 1997-01-16 | 1997-01-16 | Oskillaattorin tehonkulutuksen minimointi |
| EP97660125A EP0854566A1 (en) | 1997-01-16 | 1997-11-21 | Minimization of the power consumption in an oscillator |
| US09/004,008 US5926071A (en) | 1997-01-16 | 1998-01-07 | Minimization of the power consumption in an oscillator |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI970175A FI102228B (fi) | 1997-01-16 | 1997-01-16 | Oskillaattorin tehonkulutuksen minimointi |
| FI970175 | 1997-01-16 |
Publications (4)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FI970175A0 FI970175A0 (fi) | 1997-01-16 |
| FI970175A FI970175A (fi) | 1998-07-17 |
| FI102228B1 FI102228B1 (fi) | 1998-10-30 |
| FI102228B true FI102228B (fi) | 1998-10-30 |
Family
ID=8547626
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FI970175A FI102228B (fi) | 1997-01-16 | 1997-01-16 | Oskillaattorin tehonkulutuksen minimointi |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5926071A (fi) |
| EP (1) | EP0854566A1 (fi) |
| FI (1) | FI102228B (fi) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH693080A5 (fr) * | 1998-08-03 | 2003-02-14 | Walter Hammer | Procédé et dispositif d'asservissement du courant d'alimentation d'un générateur de signal périodique. |
| GB2357643A (en) * | 1999-12-21 | 2001-06-27 | Nokia Mobile Phones Ltd | A mobile phone VCO with controlled output power level |
| US7151915B2 (en) | 2001-09-26 | 2006-12-19 | Nokia Corporation | Dual mode voltage controlled oscillator having controllable bias modes and power consumption |
| US6833769B2 (en) * | 2003-03-21 | 2004-12-21 | Nokia Corporation | Voltage controlled capacitive elements having a biasing network |
| US6788161B2 (en) * | 2002-11-12 | 2004-09-07 | Nokia Corporation | Integrated oscillator circuit that inhibits noise generated by biasing circuitry |
| GB2402273B (en) * | 2003-05-30 | 2006-03-01 | Qualcomm | An apparatus for providing an oscillating signal to a load |
| KR100877688B1 (ko) | 2006-07-14 | 2009-01-09 | 한국전자통신연구원 | 선형적인 가변 커패시턴스 모듈 및 이를 이용한 ｌｃ 공진 회로 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5164685A (en) * | 1987-03-05 | 1992-11-17 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Phase-locked loop with circuit for adjusting a phase comparator's output amplitude |
| US4812784A (en) * | 1987-11-19 | 1989-03-14 | International Business Machines Corporation | Temperature stable voltage controlled oscillator with super linear wide frequency range |
| US4890072A (en) * | 1988-02-03 | 1989-12-26 | Motorola, Inc. | Phase locked loop having a fast lock current reduction and clamping circuit |
| US4928314A (en) * | 1989-01-27 | 1990-05-22 | Motorola, Inc. | Heterodyne stage having precise closed-loop control of the amplitude of the injection signal thereof |
| US4935707A (en) * | 1989-05-01 | 1990-06-19 | Motorola, Inc. | Current reduction of a synthesizer |
| US4968952A (en) * | 1989-06-02 | 1990-11-06 | Motorola, Inc. | Voltage control oscillator with automatic current control |
| US5140286A (en) * | 1991-08-02 | 1992-08-18 | Motorola, Inc. | Oscillator with bias and buffer circuits formed in a die mounted with distributed elements on ceramic substrate |
| JPH0563442A (ja) * | 1991-09-04 | 1993-03-12 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 発振回路 |
| FI914763A0 (fi) * | 1991-10-09 | 1991-10-09 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kompensering av en spaenningsstyrd olineaer komponent i en radiotelefon. |
| US5220291A (en) * | 1992-03-20 | 1993-06-15 | Hubert Hagadorn | Complementary transistor oscillator |
| FI92120C (fi) * | 1992-04-15 | 1994-09-26 | Nokia Mobile Phones Ltd | Jänniteohjattu oskillaattori |
| JPH06188729A (ja) * | 1992-12-16 | 1994-07-08 | Murata Mfg Co Ltd | ノイズ除去回路および電圧制御形発振回路 |
| US5606294A (en) * | 1996-01-29 | 1997-02-25 | Ic Works, Inc. | Automatic gain control circuit and method |
-
1997
- 1997-01-16 FI FI970175A patent/FI102228B/fi active
- 1997-11-21 EP EP97660125A patent/EP0854566A1/en not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-01-07 US US09/004,008 patent/US5926071A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI970175A0 (fi) | 1997-01-16 |
| FI970175A (fi) | 1998-07-17 |
| FI102228B1 (fi) | 1998-10-30 |
| EP0854566A1 (en) | 1998-07-22 |
| US5926071A (en) | 1999-07-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6064277A (en) | Automatic biasing scheme for reducing oscillator phase noise | |
| US7336138B2 (en) | Embedded structure circuit for VCO and regulator | |
| JP5036966B2 (ja) | 広帯域同調範囲および低位相ノイズをもつｌｃ発振器 | |
| US6680657B2 (en) | Cross-coupled voltage controlled oscillator with improved phase noise performance | |
| WO2005114831A1 (en) | Current-controlled quadrature oscillator using differential gm/c cells incorporating amplitude limiters | |
| JP3921362B2 (ja) | 温度補償水晶発振器 | |
| EP0787382B1 (en) | A second generation low noise microwave voltage controlled oscillator | |
| FI102228B (fi) | Oskillaattorin tehonkulutuksen minimointi | |
| KR100224310B1 (ko) | 씨모스 전압 제어 발진기 | |
| US6717476B2 (en) | Modulator | |
| EP0794610A1 (en) | Constant high Q voltage controlled oscillator and method for making same | |
| US6842081B2 (en) | Dual frequency voltage controlled oscillator circuit | |
| KR100396880B1 (ko) | 가변 반송 주파수를 가지는 저잡음 주파수 변조기 | |
| US7501907B1 (en) | Self-biased active VCO level shifter | |
| EP0550128A2 (en) | Voltage controlled component | |
| US7944318B2 (en) | Voltage controlled oscillator, and PLL circuit and radio communication device each including the same | |
| US6724273B1 (en) | Filter circuitry for voltage controlled oscillator | |
| JPH04253405A (ja) | 発振器出力信号の振幅調節方法および発振器増幅器回路装置 | |
| WO2002027937A1 (en) | Voltage controlled oscillator | |
| US6271737B1 (en) | Communication device with feedback for cancellation of perturbations | |
| EP0821470B1 (en) | Voltage-controlled oscillator circuit | |
| KR20040053065A (ko) | 직렬 교차 연결된 상보형 트랜지스터를 이용한 전압 제어발진기 및 이를 이용한 신호 송수신 장치 | |
| US6194975B1 (en) | Dual band VCO with improved phase noise | |
| US20060091873A1 (en) | Generating a bias voltage | |
| KR100244256B1 (ko) | 씨디엠에이(cdma) 방식 단말기의 전압 제어 발진회로 |