ES2870021T3 - Radar FMCW multihaz, en particular, para automóvil - Google Patents

Abstract

Radar de onda continua y con modulación de frecuencia según rampas de frecuencia, llamado FMCW, que comprende al menos una antena de red (10) compuesta por subredes de transmisión y por subredes de recepción, un sistema de transmisión y de recepción y medios de procesamiento, caracterizado porque, siendo una formación de haces monopulso de dos planos en transmisión y en recepción realizada dividiendo dicha antena en cuatro cuadrantes (1, 2, 3, 4) en la transmisión y en la recepción, siendo dicha formación de haces monopulso en transmisión obtenida por una doble codificación en frecuencia (101, 102) y en fase (103, 104): - la distribución de las subredes de transmisión y de las subredes de recepción es simétrica tanto con relación a un eje vertical (5) como con relación a un eje horizontal (6); - al menos dos subredes de transmisión (11, 11', 41, 41') simétricas con relación a dicho eje vertical (5) se mantienen a la mayor distancia posible; - al menos dos subredes de transmisión (11, 11", 42, 42") simétricas con relación a dicho eje horizontal (6) se mantienen a la mayor distancia posible; - al menos dos subredes de recepción (12, 12', 43, 43') simétricas con relación a dicho eje vertical (5) se mantienen a la mayor distancia posible; - al menos dos subredes de recepción (12, 12", 43, 43") simétricas con relación a dicho eje horizontal (6) se mantienen a la mayor distancia posible; - siendo una primera codificación (101, 102) de la onda transmitida por dichas subredes de transmisión realizada mediante desfase de frecuencia de dichas rampas (81, 82) entre las diferentes subredes de transmisión; - siendo una segunda codificación (103, 104) de la onda transmitida por dichas subredes de transmisión realizada por modulación de fase de rampa de frecuencia a rampa de frecuencia entre las diferentes subredes de transmisión; - siendo una referencia de oscilador común utilizada para realizar dicha primera codificación (101, 102) y dicha segunda codificación (81, 82) de la onda transmitida por líneas y por columnas de dichas subredes.

Description

DESCRIPCIÓN

Radar FMCW multihaz, en particular, para automóvil

La presente invención se refiere a un radar FMCW multihaces. Se aplica, en particular, en el campo de los radares para vehículos automóviles. De manera más general, se puede aplicar a radares de onda continua modulada en frecuencia, llamada FMCW.

Se introdujeron radares para automóviles para funciones de asistencia a la conducción, más bien orientados a la comodidad, como, por ejemplo, la adaptación a la velocidad de crucero para su uso sobre autopistas, llamada función ACC (Adaptive Cruise Control) o "Stop and Go" en la conducción urbana. Usan ondas milimétricas, en particular, la banda 76-81 GHz.

Gracias a la evolución de las tecnologías, las aplicaciones actuales también se dirigen a funciones de seguridad del tipo anticolisión, e incluso se prevé en un plazo relativamente corto terminar con un vehículo completamente autónomo, estando la percepción del entorno asegurada por la asociación de un cierto número de sensores, basado en diferentes tecnologías: radar, vídeo, infrarrojos, en particular.

Debido a sus capacidades para todo clima, el radar sigue siendo en este contexto un sensor predominante y sus capacidades de detección y discriminación deben ampliarse para garantizar la fiabilidad global del sistema. En cuanto a la anticolisión, en particular, el sensor de radar debe ser capaz de distinguir entre los objetos fijos que detecta, los que corresponden a elementos de infraestructura vial, los que corresponden a vehículos inmovilizados sobre la vía que potencialmente constituyan un riesgo de colisión. En este contexto, en particular, es fundamental que no genere falsas alarmas que puedan provocar una frenada o una maniobra de evasión de emergencia, sin causa real, en particular, cuando el vehículo se desplaza a alta velocidad. Esto impone una mayor sensibilidad y capacidades de discriminación que permiten captar la situación frente al vehículo a gran distancia, típicamente superior a 200 m. También puede ser necesario detectar los bordes de carreteras.

En este contexto, la sensibilidad de detección, así como la resolución y la capacidad de localización angulares en el plano horizontal y en el plano vertical deben optimizarse simultáneamente, mientras que las dimensiones de la antena están particularmente restringidas.

Un problema técnico a resolver es, en particular, obtener sensibilidad y capacidades de discriminación angulares suficientes, manteniendo una arquitectura de antena simple y limitando el volumen de procesamiento.

Hasta el día de hoy, este problema no se ha resuelto. Desde un punto de vista puramente técnico, una solución ideal consistiría, para una superficie de antena restringida, en disponer de elementos radiantes o subredes de elementos radiantes sobre el conjunto de la superficie disponible, estando estos elementos radiantes o subredes alimentados de manera individual por módulos activos de transmisión y de recepción. Esta solución permitiría optimizar los diagramas de radiación con relación a la resolución angular, mientras se controla el nivel de los lóbulos secundarios de estos diagramas en transmisión y en recepción simultáneamente. Por desgracia, no es accesible en el contexto de una aplicación de ondas milimétricas destinada en particular al automóvil, por razones de tecnología y coste. Por esto, actualmente se están implementando soluciones más simples y menos eficientes.

Los radares utilizan antenas de redes que posiblemente comprenden varias vías de transmisión y varias vías de recepción, y realizan la formación de varios haces en recepción mediante cálculo digital. En este caso, la transmisión se efectúa sobre una o varias redes de antenas que realizan un haz relativamente ancho, típicamente más de 20° en el plano horizontal y 10° en el plano vertical, y la recepción se efectúa simultánea o secuencialmente sobre varias subredes que cubren este mismo campo angular.

Esta técnica permite localizar los diferentes objetivos en el plano horizontal, incluso en el plano horizontal y en el plano vertical, comparando las señales recibidas sobre los diferentes haces.

En ciertos casos, diferentes subredes de antenas se conmutan en el tiempo en modo de transmisión y en modo de recepción para generar una diversidad de diagramas de radiación con el objetivo de medir el azimut y la elevación de los objetivos o para aumentar la resolución angular. Tal principio se describe, por ejemplo, en la figura 3 o la figura 4 de la publicación "Automotive Radar - Status and Trends" de Martin Schneider (Proceeding the German Microwave Conference GeMIC 2005). Esta conmutación se efectúa en detrimento del rendimiento de la forma de onda del radar, que se encuentra dividida por el número de conmutaciones. Por otra parte, la presencia de conmutadores en la cadena de microondas conduce a pérdidas que degradan la sensibilidad del radar y necesita aumentar la banda de frecuencia de recepción del radar, lo que también es probable que degrade la sensibilidad al aumentar la potencia de ruido captada por el receptor.

En otros casos, la transmisión se efectúa por una subred de antena de transmisión y la recepción se efectúa simultáneamente sobre varias otras subredes de antenas de recepción. Esta solución necesita distribuir el oscilador de referencia a 76 GHz sobre el conjunto de las vías de recepción para efectuar la demodulación síncrona de las señales recibidas, lo que solo se puede considerar sobre un pequeño número de vías, dadas las dificultades tecnológicas. Tal principio de este tipo se describe, por ejemplo, en la figura 5 de la publicación anteriormente mencionada "Automotive Radar - Status and Trends" de Martin Schneider. La complejidad aumenta aún más cuando la formación de haz debe efectuarse en azimut y en elevación.

En ciertos casos, las mismas subredes se utilizan simultáneamente en transmisión y en recepción, como, por ejemplo, se describe en el artículo "Millimeter-wave Radar Sensor Based on a Tranceiver Array for Automotive Applications" de Matthias Steinhauer y col., IEEE Transactions on Microwaves Theory and Techniques (vol. 56, Número 2, feb. 2008). En tal solución, el acoplamiento transmisión-recepción es muy importante, y la sensibilidad del radar se degrada en gran medida por la fuga del ruido transportado por la transmisión en los diferentes receptores. Por otra parte, si varias subredes de transmisión se activan simultáneamente, es necesario transmitir ondas ortogonales sobre estas diferentes subredes, lo que es rápidamente complejo si el número de vías es importante. De la misma manera en recepción, para que el procesamiento siga siendo simple y robusto, es necesario procesar para una subred dada solo la señal transmitida por esta misma subred. De este modo, el balance de impacto global está muy degradada.

Un documento de ROCCA P y col.: "Low sidelobes ADS-based arrays for FMCW radar", ANTENNAS AND PROPAGATION (APSURSI), 2011 IEEEE INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON, IEEE, 3 de julio de 2011, páginas 2004-2007, describe un radar FMCW que consta de una antena de red compuesta por subredes de transmisión y por subredes de recepción.

Un objeto de la invención es, en particular, paliar los inconvenientes anteriormente mencionados y permitir la obtención de suficientes capacidades de sensibilidad y discriminación angulares, a la vez que se conserva una arquitectura de antena simple y que limita el volumen de procesamientos. Para este efecto, la invención tiene por objeto un radar de onda continua y con modulación de frecuencia según rampas de frecuencia, llamada FMCW, que consta de al menos una antena de red compuesta por subredes de transmisión y por subredes de recepción, un sistema de transmisión y de recepción y medios de procesamiento, en el que, siendo una formación de haces monopulso de dos planos en transmisión y en recepción realizada dividiendo dicha antena en cuatro cuadrantes en la transmisión y en la recepción, siendo dicha formación de haces monopulso en transmisión obtenida por una doble codificación en frecuencia y en fase:

- la distribución de las subredes de transmisión y de las subredes de recepción es simétrica tanto con relación a un eje vertical como con relación a un eje horizontal;

- al menos dos subredes de transmisión simétricas con relación a dicho eje vertical se alejan la mayor distancia posible;

- al menos dos subredes de transmisión simétricas con relación a dicho eje horizontal se alejan la mayor distancia posible;

- al menos dos subredes de recepción simétricas con relación a dicho eje vertical se alejan la mayor distancia posible;

- al menos dos subredes de recepción simétricas con relación a dicho eje horizontal se alejan la mayor distancia posible;

- siendo una primera codificación de la onda transmitida por dichas subredes de transmisión realizada mediante desfase de frecuencia de dichas rampas entre las diferentes subredes de transmisión;

- siendo una segunda codificación de la onda transmitida por dichas subredes de transmisión realizada por modulación de fase de rampa de frecuencia a rampa de frecuencia entre las diferentes subredes de transmisión; - siendo una referencia de oscilador común utilizada para realizar dicha primera codificación y dicha segunda codificación de la onda transmitida por líneas y por columnas de dichas subredes.

En un modo de realización posible, en dicha primera codificación, una primera mitad de las subredes de transmisión es alimentada por una primera forma de onda FMCW y la segunda mitad es alimentada por la misma forma de onda desfasada en frecuencia, siendo las dos mitades simétricas con relación a dicho eje vertical.

En otro modo de realización posible, en dicha primera codificación, una primera mitad izquierda de las subredes de transmisión es alimentada por una primera forma de onda FMCW y la segunda mitad izquierda es alimentada por la misma forma de onda desfasada en frecuencia, siendo dichas dos mitades simétricas con relación a la intersección de dicho eje vertical y de dicho eje horizontal.

En dicha segunda codificación, las ondas que alimentan las diferentes subredes de transmisión pertenecientes a una misma línea, según el eje horizontal, están, por ejemplo, codificadas por el mismo código de fase.

En otro modo de realización posible, en dicha primera codificación, una primera mitad de las subredes de transmisión es alimentada por una primera forma de onda FMCW y la segunda mitad es alimentada por la misma forma de onda desfasada en frecuencia, siendo las dos mitades simétricas con relación a dicho eje horizontal.

En dicha segunda codificación, las ondas que alimentan las diferentes subredes de transmisión pertenecientes a una misma columna, según el eje vertical, están, por ejemplo, codificadas por el mismo código de fase.

Dicho sistema de transmisión y de recepción consta, por ejemplo, de un primer generador de forma de onda VCO^a que genera una primera forma de onda FMCW y un segundo generador de forma de onda VCO^b, sincrónico y coherente con el primero, que genera la otra forma de onda FMCW desfasada en frecuencia. Cada uno de dichos generadores de formas de onda VCO^a, VCO^b se utiliza, por ejemplo, tanto para la transmisión como para la demodulación síncrona de las señales en recepción. La diferencia de frecuencia entre dichos generadores de forma de onda se elige, por ejemplo, para que las frecuencias de batido de las señales en recepción demoduladas por un mismo generador de forma de onda VCOA ocupen bandas de frecuencia separadas según si dichas señales en recepción provienen de una transmisión procedente del dicho mismo generador de VCO^a o del otro generador de VCOB.

Las señales en recepción resultantes de las diferentes subredes de transmisión están, por ejemplo, separadas por filtrado y por correlación en recepción, respectivamente según su banda de frecuencia y según su código de modulación de fase.

Una primera formación de haz monopulso de dos planos que comprende una vía de suma y dos vías de recepción se efectúa, por ejemplo, en transmisión por dichos medios de procesamiento, sobre cada vía de recepción asociada a una subred de recepción, utilizando las señales provenientes de todas o parte de las subredes de transmisión. Una segunda formación de haz monopulso de dos planos que comprende una vía de suma y dos vías de diferencia se efectúa, por ejemplo, en recepción por dichos medios de procesamiento, asociando todas o parte de las señales recibidas sobre todas o parte de las vías de recepción. La detección y la localización angular de objetivos se efectúan, por ejemplo, a partir de las señales resultantes del producto de los haces monopulso de transmisión y de los haces monopulso de recepción.

El código de modulación de fase aplicado es, por ejemplo, un código bifásico que tiene el valor 0 o n.

El código de modulación de fase aplicado es, por ejemplo, un código de Hadamard.

En un modo de realización particular, dicha antena consta de seis subredes de transmisión y ocho subredes de recepción, constando dicho sistema de transmisión y de recepción de dos circuitos integrados, constando cada uno de un generador de forma de onda, tres vías de transmisión y cuatro vías de recepción, siendo las tres subredes de transmisión dispuestas en un lado de uno de dichos ejes alimentadas por las vías de transmisión de un mismo circuito integrado, siendo las otras tres subredes alimentadas por las vías de transmisión del otro circuito integrado. Dicho radar funciona, por ejemplo, en ondas milimétricas, por ejemplo, es adecuado para equipar un vehículo automóvil.

Aparecerán otras características y ventajas de la invención con ayuda de la descripción que sigue, hecha con referencia a los dibujos adjuntos que representan:

- La figura 1, una ilustración del principio de realización de una antena de red utilizada en un radar según la invención;

- la figura 2, un ejemplo de realización de la antena donde el número de líneas es impar y donde el número de columnas es par;

- la figura 3, un ejemplo de realización de la antena delimitada por un perímetro rectangular;

- la figura 4, otro ejemplo de realización de la antena con tres líneas y cinco columnas;

- la figura 5, un ejemplo de sistema de transmisión y de recepción adecuado para acoplarse a dicha antena de red; - la figura 6, un ejemplo de una configuración de antena adaptada a un tipo de sistema de transmisión y de recepción compuesto por un número determinado de circuitos integrados;

- la figura 7, un ejemplo de una configuración de antena adaptada a un sistema de transmisión compuesto por dos circuitos integrados, constando cada uno de tres vías de transmisión, cuatro vías de recepción y un generador de forma de onda;

- la figura 8, un ejemplo de una primera codificación de las ondas transmitidas;

- la figura 9, la antena de red de la figura 7 separada en dos mitades, izquierda y derecha, simétricas con relación a la intersección de los ejes verticales y horizontales de la antena;

- la figura 10, ejemplos de codificación por modulación de fase de rampa a rampa, según líneas o columnas de la antena de red;

- la figura 11, un ejemplo de un sistema de transmisión adecuado para realizarse sobre un solo circuito integrado; - la figura 12, las bandas espectrales, respectivamente, de las señales recibidas demoduladas por una primera forma de onda para las señales procedentes de la transmisión de dicha primera forma de onda y de una segunda forma de onda;

- la figura 13, los bancos de filtros dispuestos en el interior de las dos subbandas precedentes;

- la figura 14, las apariencias de las vías de sumas de una primera formación de haz monopulso de dos planos y de una segunda formación de haz monopulso de dos planos;

- la figura 15, las apariencias de las dos vías diferentes de una primera formación de haz monopulso de dos planos y de una segunda formación de haz monopulso de dos planos;

- la figura 16, rectas de desviacionometría obtenidas por el uso de las vías de sumas y diferencias anteriormente mencionadas.

La figura 1 ilustra el principio de realización de una antena de red utilizada en un radar según la invención.

En un radar según la invención, se dispone sobre el conjunto de la superficie de la antena 1 disponible, subredes de antenas adyacentes que funcionan exclusivamente en transmisión 11 o en recepción 11, para realizar una formación de haces monopulso de dos planos en transmisión y en recepción dividiendo la antena en cuatro cuadrantes 1, 2, 3, 4 en la transmisión y en la recepción, siendo la formación de haz monopulso en transmisión obtenida por una doble codificación, respectivamente en frecuencia 101, 102 y en fase 103, 104, según los cuatro cuadrantes de la antena. La invención resuelve ventajosamente el problema planteado mejorando la resolución y la precisión de la localización angular de la antena para una determinada superficie de antena gracias a la multiplicación de los diagramas de suma y diferencia realizadas tanto en transmisión como en recepción. Los lóbulos secundarios y los lóbulos ambiguos son limitados debido a la adyacencia de las subredes y su distribución uniforme.

El balance de alcance se optimiza por la superficie radiante de la antena, que es máxima, y por el hecho de que la transmisión y la recepción están separadas, lo que reduce el acoplamiento, por lo tanto, el ruido en recepción.

La formación de haces realizada en transmisión se limita a cuatro haces obtenidos por suma y por diferencia, lo que no necesita recursos informáticos importantes.

Las estimaciones angulares obtenidas en azimut y en elevación se obtienen de forma independiente y estas estimaciones están decorrelacionadas entre sí. Los diagramas de antenas compuestos son simétricos en azimut y en elevación, lo que garantiza una calidad de detección y de localización homogénea en el campo angular de observación.

Es posible formar diagramas de campo ancho o de campo estrecho simultáneamente, por ejemplo, para asegurar una detección de corto y largo alcance.

Es posible ajustar el nivel de los lóbulos secundarios ajustando la amplitud de las señales en la transmisión o en la recepción sobre las diferentes subredes.

No hay ningún dispositivo de conmutación en la antena, lo que es favorable al balance de alcance. El procesamiento es simple y fácil de implementar.

La figura 1 ilustra el principio de disposición de las subredes 11, 12 en la superficie de la antena 10. A continuación, se anotará TX como las subredes de transmisión y RX como las subredes de recepción. Cada subred está compuesta por un número determinado de elementos radiantes. Una antena de un radar según la invención consta de P subredes de antenas de transmisión TX y Q subredes de antenas de recepción RX, siendo las subredes TX y RX adyacentes entre sí. Tienen, por ejemplo, una apertura idéntica y se ajustan al campo de cobertura deseada. De manera preferente, todas las subredes de transmisión de TX son idénticas y todas las subredes de recepción de RX son idénticas. Están dispuestas de manera que respeten las siguientes condiciones:

- Distribuir el conjunto de las subredes TX sobre la superficie de la antena, RX según varias líneas horizontales y varias columnas verticales para obtener una distribución simétrica de estas subredes TX, RX según el eje vertical 5 y el eje horizontal 6, pasando estos dos ejes por el centro geométrico de la antena. En otras palabras, cada subred de transmisión 11 tiene una subred de transmisión 11' simétrica con relación al eje vertical y una subred de transmisión 11" simétrica con relación al eje horizontal. Asimismo, cada subred de recepción 12 tiene una subred de recepción 12' simétrica con relación al eje vertical y una subred de recepción 12" simétrica con relación al eje horizontal;

- distribuir las subredes de transmisión TX sobre las diferentes líneas y sobre las diferentes columnas para que al menos dos subredes 11, 11' simétricas con relación al eje vertical estén alejadas por la mayor distancia horizontal posible y que al menos otras dos subredes 11, 11" simétricas con relación al eje horizontal están alejadas por la mayor distancia vertical posible entre subredes, teniendo en cuenta los límites impuestos por la superficie disponible de la antena;

- distribuir las subredes de recepción RX sobre las diferentes líneas y sobre las diferentes columnas para que al menos dos subredes 14, 14' simétricas con relación al eje vertical estén alejadas por la mayor distancia horizontal posible y que al menos otras dos subredes 12, 12" simétricas con relación al eje horizontal están alejadas por la mayor distancia vertical posible entre subredes, teniendo en cuenta los límites impuestos por la superficie disponible de la antena;

La figura 1 presenta un ejemplo de una realización en el caso de una superficie rectangular, respetando las condiciones anteriores, donde el número de líneas es par, igual a 4, y el número de columnas es par, igual a 6, y donde P = Q = 12.

La figura 2 presenta un ejemplo de una realización donde el número de líneas es impar, igual a 3, y donde el número de columnas es par, igual a 4, y donde P = Q = 6. En este caso, el eje de simetría horizontal 6 pasa por subredes Tx, RX ellas mismas simétricos con relación a este eje.

Por supuesto, son posibles otras configuraciones, por ejemplo, con un número P de subredes de antenas de transmisión diferente del número Q de subredes de antenas de recepción, según, en particular, las restricciones tecnológicas impuestas por las arquitecturas internas de los componentes integrados utilizados en transmisión y en recepción. El contorno 9 de la antena también puede no ser rectangular, como se mostrará a continuación mediante otros ejemplos de realización.

En cooperación con un tipo de antena tal como se ilustra en las figuras 1 y 2, un radar según la invención:

- Realiza a partir de una referencia de oscilador común una doble codificación de la transmisión de radar, por líneas y por columnas de subredes de transmisión según dos tipos de codificación diferentes, respectivamente por modulación en frecuencia (según las columnas 101, 102 de los cuadrantes, por ejemplo) y por modulación de fase (según las líneas 103, 104 de los cuadrantes, por ejemplo), para realizar transmisiones ortogonales tanto entre las diferentes líneas o agrupación de líneas de subredes como entre las diferentes columnas o agrupación de columnas de subredes;

- forma una vía de suma y una vía de diferencia en la transmisión según el ángulo de azimut realizando en la transmisión una agrupación de parte de las subredes de la mitad izquierda 7 de la antena y de manera simétrica, una agrupación idéntica de subredes de la parte derecha 8 de la antena;

- forma una vía de suma y una vía de diferencia en la transmisión según el ángulo de elevación realizando en la transmisión una agrupación de una parte de las subredes de la mitad superior 17 de la antena y, de manera simétrica, una agrupación idéntica de una parte de las subredes de la mitad inferior 18 de la antena;

- forma una vía de suma y una vía de diferencia en recepción según el ángulo de azimut utilizando las señales recibidas de una primera agrupación de subredes de recepción sobre la mitad izquierda 7 y de una segunda agrupación idéntica y simétrica sobre la mitad derecha 8 de la antena;

- forma una vía de suma y una vía de diferencia en recepción según el eje de elevación utilizando las señales recibidas de una primera agrupación de subredes de recepción sobre la mitad izquierda 17 y de una segunda agrupación idéntica y simétrica sobre la mitad inferior 18 de la antena;

- forma los haces de radiación compuestos de transmisión-recepción correspondientes a las vías de suma y diferencias, por separado según los ángulos de azimut y de elevación;

- detecta y estima por desviacionometría la posición de los objetivos a partir de las vías de suma y diferencia formadas de este modo.

Estas fases de procesamiento se describen con más detalle a continuación con la ayuda de ejemplos de realización de antena de un radar según la invención.

Antes de presentar estos ejemplos de realización, se vuelve al principio de construcción de tal antena.

Las figuras 3 y 4 ilustran el principio de realización de la antena, constando esta última de tres líneas y cinco columnas de subredes de antenas en el ejemplo presentado.

Una primera etapa de construcción consiste en optimizar el número y la distribución de las subredes de antenas de transmisión y de recepción sobre la superficie de la antena, superficie que es limitada.

Para esto, se considera una antena de red plana cuyo contorno se inscribe en un perímetro de determinadas dimensiones. En el ejemplo de la figura 3, el perímetro es un rectángulo de longitud horizontal L y longitud vertica1H, y cuyo campo de cobertura angular se impone y corresponde a un cono de apertura en 3 dB A9el radianes en elevación y A9az radianes en azimut. Esta antena está constituida por un cierto número de subredes asignadas a la transmisión y de un cierto número de subredes asignadas a la recepción.

De manera convencional, se determinan las dimensiones máximas de las subredes de antenas de transmisión y de recepción que constituyen esta antena, o bien, una altura máxima vertical h del orden de A/A9el y un ancho máximo horizontal l = A/A9az.

Se elige dimensionar las subredes de antenas según su dimensión máxima para cubrir exactamente el campo angular deseado, con el fin de restringir el número de vías de transmisión y de recepción del radar. Esto conduce a una dimensión horizontal l = A/A9el y a una dimensión vertical h= A/A9el. Por otra parte, se elige utilizar el máximo de superficie de radiación dentro de las dimensiones permitidas para la antena, para optimizar tanto la resolución angular como el balance de alcance del radar.

En este caso, una solución ventajosa es superponer según el eje vertical P líneas de subredes y alinear según el plano horizontal Q columnas de subredes, donde P es el valor entero de (H/h) y Q es el valor entero de (L/l). Típicamente, para un radar de automóvil que funciona a una frecuencia de 76 GHz, la longitud de onda es de 3,9 mm, la apertura angular buscada es, por ejemplo, del orden de 0,15 rd en elevación y 0,25 rd en azimut. Las subredes se realizan con tecnología de circuito impreso del tipo "patch", y la altura de una subred es, por ejemplo, en este caso del orden de 2,5 cm y su ancho del orden de 1,5 cm.

Por otra parte, las dimensiones máximas de la antena se imponen ellas mismas, típicamente inferiores a 8 cm de alto y de ancho.

De este modo, según estos valores, en teoría, es posible configurar 15 subredes de 2,5 cm de alto y 1,5 cm de ancho según tres líneas y cinco columnas de acuerdo con la figura 3.

A continuación, se debe elegir el número de subredes TX asignadas a la transmisión y el número de subredes RX asignadas a la recepción. Como el número máximo de subredes de antenas se determina, se impone en primer lugar que la distribución de las subredes de transmisión y de las subredes de recepción sea simétrica tanto con relación a un eje horizontal 6 situado a media altura de la antena y, con relación a un eje vertical 5 situado a medio ancho de la antena. En segundo lugar, es necesario disponer al menos de dos subredes de transmisión 41,41' y de dos subredes de recepción 43, 43' simétricas con relación al eje de simetría vertical de manera tal que los centros de fase de cada una de estas dos subredes están alejados por la mayor distancia horizontal posible teniendo en cuenta el ancho de implantación disponible.

En tercer lugar, es necesario disponer al menos de dos subredes de transmisión 42, 42' y de dos subredes de recepción 43, 43' simétricas con relación al eje de simetría horizontal de manera tal que los centros de fase de cada una de estas dos subredes están alejados por la mayor distancia vertical posible teniendo en cuenta el ancho de implantación disponible.

En cuarto lugar, se impone la distribución lo más uniforme posible de las subredes de transmisión y las subredes de recepción sobre la antena, siendo las subredes de transmisión TX y de recepción RX adyacentes, y finalmente alternadas. También es necesario minimizar el número de vías de transmisión para simplificar la arquitectura física, reducir el consumo y los riesgos de acoplamiento transmisión-recepción.

En este caso, según el ejemplo precedente de una antena que comprende tres líneas y cinco columnas de subredes, por ejemplo, se termina con el ejemplo de la configuración de la figura 4 a continuación, en las que las subredes TX y RX se alternan según el eje vertical y según el eje horizontal. En el caso de una antena que consta de un número impar de líneas y/o de columnas, la simetría de construcción impone que los ejes de simetría 5, 6 pasen por las subredes de la línea y/o la columna del medio, siendo estos mismos simétricos con relación al eje 5, 6.

En el ejemplo de la figura 4, la antena comprende siete subredes TX y ocho subredes RX y corresponde a un caso óptimo desde el punto de vista de la radiación de la antena, teniendo en cuenta la superficie disponible. Sin embargo, en lo que respecta a los radares de automóviles, la elección del número de subredes de transmisión de TX y del número de subredes de recepción de RX puede estar restringida por la arquitectura de los circuitos integrados de microondas de transmisión y de recepción asociados a estas subredes. Los ejemplos de realización presentados a continuación se adaptarán a arquitecturas de circuitos integrados de microondas impuestas.

La figura 5 presenta un ejemplo de un circuito de transmisión y de recepción susceptible de acoplarse a las subredes de una antena 1 de un radar según la invención. Las funciones del circuito se pueden integrar sobre uno o varios componentes semiconductores.

Para la transmisión, este circuito consta de:

- Un oscilador controlado en tensión 50, también llamado VCO (Voltage Controlled Oscillator) que tiene la función de generador de forma de onda FMCW, adecuado para alimentar varias vías de transmisión;

- un transmisor 51, compuesto por varias vías de transmisión 511, 512, 51i, constando cada uno de al menos un amplificador de potencia y de un modulador de fase de dos estados (0, n), alimentando cada una de estas vías una subred de antena de transmisión de TX1, TX2, TX¡.

Para la recepción, consta de:

- El mismo VCO 50 para efectuar la demodulación de las señales recibidas sobre las vías de recepción;

- Un receptor 52, compuesto de varias vías de recepción 521, 522, 52i que constan al menos de un amplificador de bajo ruido, de una función de demodulación síncrona y de un filtro, recibiendo cada una de estas vías una señal de una subred de antena de recepción RX1, RX2, RXj.

Las vías de recepción realizan, por ejemplo, la demodulación directa de las diferentes señales recibidas por la señal procedente del VCO. La conversión digital de las señales recibidas también se puede integrar en el mismo componente que la función de recepción.

Las funciones VCO, de transmisión TXi y de recepción RXj se pueden integrar sobre diferentes chips o sobre un mismo chip.

Son posibles varios niveles de integración de los circuitos de transmisión y de recepción. La arquitectura de la antena se puede adaptar entonces ventajosamente a uno u otro de estos niveles de integración.

La figura 6 presenta una configuración de antena correspondiente a un nivel de integración donde se integran dos vías de transmisión sobre un mismo chip, tres vías de recepción están integradas sobre un mismo chip con un VCO separado. Haciendo referencia a la figura 5, esto equivale a tener TX1 y TX2 sobre el mismo chip y RX1, RX2 y RX3 sobre otro chip. Usando estos componentes integrados, disponibles, en particular, en el mercado, la configuración de antena consta de un múltiplo de 2 TX (2 subredes de transmisión) y de 3 RX (3 subredes de recepción). En el caso de la figura 6, el múltiplo es 3, constando la antena 15 de subredes de antenas, incluyendo 6 subredes de transmisión TX y 9 subredes de recepción RX, estando estas dispuestas según las reglas definidas anteriormente. Por lo tanto, se utilizan tres chips de transmisión TX1, TX2 y tres chips de recepción RX1, RX2, RX3.

La figura 7 presenta una configuración de antena correspondiente a un nivel de integración donde tres vías de transmisión, cuatro vías de recepción y el VCO están sobre el mismo chip. Con referencia a la figura 5, por lo tanto, un circuito integrado tiene 3 TX, 4 RX y un VCO, o sea, TX1, TX2 y TX3 y RX1, RX2, RX3 y RX4 y el VCO sobre un mismo chip. Usando este circuito integrado, la configuración de la antena consta de un múltiplo de 3 TX y 4 RX. En el caso de la figura 7 se utilizan dos circuitos integrados, siendo el múltiplo igual a 2. Por tanto, la antena consta de 14 subredes de antenas, distribuidas en 6 subredes TX y 8 subredes RX.

Para establecer la configuración, se elimina una subred de recepción RX con relación a la de la figura 6. Este se elimina sobre la columna del medio, estando las dos subredes restantes desfasadas de modo que sean simétricas con relación al eje de simetría horizontal 6.

La configuración de la figura 7 es una solución ventajosa adaptada al uso de los circuitos integrados 3 TX, 4 RX.

A continuación, se considerará, a título de ejemplo, esta solución como solución de referencia.

La figura 8 presenta un primer tipo de codificación utilizado por la invención, más precisamente la codificación en frecuencia aplicada según una dimensión de la antena, siendo la codificación aplicada según la otra dimensión la codificación de fase que se presentará a continuación.

Según la invención, esta primera codificación de la onda transmitida se realiza generando una serie de rampas de frecuencias 81, 82 idénticas, pero desfasada en frecuencia. Cada una de estas rampas se generada por un v Co . La codificación se puede realizar de manera preferente generando una primera forma de onda de transmisión 81 que realiza de manera periódica una primera rampa de frecuencia con ayuda de un primer VCO, anotado como VCOA, y una segunda forma de onda 82 idéntica y sincrónica con la primera, pero desfasada en frecuencia por una diferencia 8f, con ayuda de un segundo VCO, anotado como VCO^b, estando los dos VCO pilotados por el mismo reloj de referencia. Estas rampas de frecuencia son coherentes y ortogonales entre sí.

Se conoce tal codificación. Se describe, en particular, por ejemplo, en el artículo de Matthias Steinhauer "Millimeter-Wave-Radar Sensor Based on a Tranceiver Array for Automotive Applications", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques (Volumen 56, páginas 262-269, febrero de 2008).

Se hace referencia a la figura 9 que retoma la antena presentada en la figura 7. Ésta se separa en dos partes, dos mitades. Una primera mitad 91 consta de las subredes de antenas situadas en la parte izquierda de la antena, así como la subred de recepción RX7 superior de la columna del medio. La segunda mitad 92 consta de las subredes de antenas situadas en la parte derecha de la antena, así como la subred de recepción RX8 inferior de la columna del medio. La codificación ilustrada por la figura 8 permite distinguir estas dos mitades.

De este modo, según la invención, la forma de onda procedente del VCO^a alimenta las vías de transmisión TX de una primera mitad 91 y también se utiliza como referencia de demodulación para las vías de recepción RX de esta primera mitad 91. Asimismo, la forma de onda procedente del VCO^b alimenta las vías de transmisión TX de la otra mitad 92 y también se utiliza como referencia de demodulación para las vías de recepción RX de esta otra mitad 92. Por ejemplo, el VCO^a alimenta la parte izquierda de la antena y el VCO^b la parte derecha de manera simétrica. Numerando las diferentes redes de antenas TX y RX según la figura 9, el VCO^a está, por ejemplo, asociado a las subredes TX1, TX2, TX3 para la transmisión y a las subredes RX1, RX2, RX3, RX7 para demodulación en recepción. De una manera simétrica, el VCO^b está asociado a las TX4, TX5, TX⁶ para la transmisión y RX4, RX5, RX⁶, RXa para demodulación en recepción.

La figura 10 ilustra la segunda codificación, efectuada según la otra dimensión, es decir, según las líneas. Esta segunda codificación efectuada esta vez en fase, se realiza al nivel de las diferentes vías de transmisión 511, 512, 51i del circuito de transmisión y de recepción.

Esta codificación se efectúa de rampa a rampa, con ayuda de una modulación bifásica, que comprende dos posibles estados de fase, 0 y n. Los diferentes códigos son ortogonales entre sí. De manera preferente, las diferentes vías de transmisión de una misma línea están moduladas por el mismo código.

De manera preferente los códigos elegidos son códigos de Hadamard. Estos códigos comprenden M=2p momentos y son perfectamente ortogonales entre sí sobre una ráfaga de M rampas sucesivas. Por supuesto, son posibles otros códigos ortogonales.

La figura 10 presenta los tres códigos de fases 1001, 1002, 1003 efectuados de rampa a rampa, es decir, que el código de fase es susceptible de variar de una rampa a la siguiente. El primer código 1001 asigna el valor de fase 0 sobre todas las rampas. El segundo código 1002 asigna el valor 0 cada dos rampas alternativamente con el valor n. El tercer código asigna el código 0 sobre dos rampas sucesivas, luego los códigos n sobre las siguientes dos rampas y así sucesivamente. Haciendo referencia a la figura 9, el primer código de fase 1001 se asigna a la primera línea, o bien, a las vías de transmisión que alimentan las subredes TX1 y TX4. El segundo código de fase 1002 se asigna a la primera línea, o bien, a las vías de transmisión que alimentan las subredes TX2 y TX5. El tercer código de fase 1003 se asigna a la primera línea, o bien, a las vías de transmisión que alimentan las subredes TX3 y TX6.

La figura 11 presenta el esquema del circuito de transmisión y de recepción asignado a una media antena, más particularmente, a la parte izquierda 91, pudiendo todos los elementos del circuito integrarse ventajosamente en un mismo componente. Con relación al esquema de la figura 5, éste presenta las tres vías de transmisión 511, 512, 513 y las cuatro vías de recepción 521, 522, 523, 524. El VCO administra la señal de transmisión de bajo nivel según la primera rampa de frecuencias 81 que realizan de este modo el primer código, en frecuencia. La señal es amplificada por un amplificador de potencia 111 en cada vía de transmisión, a esta último le sigue un desfasador 112. Este último aplica el código asociado a la vía de transmisión como se describió anteriormente.

En recepción, cada vía consta en la entrada de un mezclador 114 que recibe sobre una primera entrada la señal recibida procedente de la subred asociada, eventualmente amplificada por un primer amplificador 113. La segunda entrada del mezclador recibe la señal de rampa 81 proporcionada por el VCO. De este modo, la señal recibida se demodula y amplifica a la salida del mezclador por un amplificador de bajo ruido 115. Un filtrado 116 y una conversión de analógico a digital siguen a este amplificador, administrando la vía de recepción a la salida de una señal digitalizada adecuada para de ser procesada por los medios de procesamiento del radar. De una manera simétrica, un mismo circuito está acoplado a la parte derecha 92 de la antena, con un VCO que administra la rampa de frecuencia desfasada 82.

En el procesamiento a la salida de la cadena de recepción, a partir de estas señales recibidas y digitalizadas, se realiza la separación frecuencial y la compresión de distancia de las señales procedentes de la transmisión producida por los dos VCO. En un radar FMCW, se conoce por el experto en la materia, limitar el ancho de banda de salida del receptor con ayuda de un filtro de paso bajo cuya frecuencia de corte se ajusta al alcance instrumentado máximo, para procesar solo las señales útiles.

De este modo, para una banda de modulación AF y una duración de rampa T, un eco correspondiente a un objetivo situado a la máxima distancia instrumentada Dmáx del radar, la frecuencia de batido máxima fbmáx es (excepto Doppler, que introduce una diferencia insignificante):

AF 2Dmáx

f t máx T C (1)

donde C es la celeridad de la luz.

En el caso habitual donde la señal de transmisión se utiliza para demodular la señal de recepción, el espectro de frecuencia resultante de la demodulación síncrona se extiende de este modo de 0 a fbmáx. De este modo, la frecuencia de corte del filtro de paso bajo se elige igual a fbmáx.

Según la arquitectura particular ilustrada en la figura 9, los diferentes receptores reciben ecos de un mismo objetivo que provienen de la transmisión procedente del VCO^a en una banda comprendida entre F y F+AF y de otros ecos que provienen de la transmisión procedente del VCO^b en una banda F-6f y F-6f+AF.

Para los receptores cuya señal de demodulación es generada por el v CO^a, la banda de frecuencia en recepción después de la demodulación se extiende de este modo de 0 a fbmáx para las señales transmitidas a partir del ^v CO^a y se extiende de -6f a -5+fbmáx para las señales transmitidas a partir del VCO^b.

De este modo, eligiendo una diferencia de frecuencia 6f entre los dos VCO superior a la frecuencia de batido Fbmáx, los espectros en frecuencia de las señales de recepción demoduladas por uno de los VCO y provenientes de las transmisiones a partir de los dos VCO ocupan las bandas separadas y pueden separarse por filtrado, esto se ilustra en la figura 12.

La figura 12 ilustra las bandas espectrales 121, 122 correspondientes a las señales recibidas demoduladas por el VCO^a, VCO del primer circuito de transmisión y de recepción, en un sistema de ejes donde las abscisas representan las frecuencias f y las ordenadas la amplitud del espectro. El primer campo 121 comprendido entre 0 y fbmáx es el campo espectral de los ecos resultantes de la transmisión procedente de VCO^a después de la demodulación por VCO^a. El segundo campo 122 comprendido entre 5f y Sf+fbmáx es el campo espectral de los ecos resultantes de la transmisión procedente de VCO^b después de la demodulación por VCO^a. Simétricamente con relación al eje f = 0, los campos 121' y 122' representan respectivamente el campo espectral de los ecos resultantes de la transmisión procedente de v CO^a después de la demodulación por VCO^b y el campo espectral de los ecos resultantes de la transmisión procedente de VCO^b después de la demodulación por VCO^b.

De este modo, al realizar un filtrado de paso de banda en recepción que comprende dos subbandas distintas, como se ilustra en la figura 12, es posible separar sobre cada vía de recepción las señales resultantes de las transmisiones de los dos VCO. En otras palabras, la codificación en frecuencia permite separar las señales según sean transmitidas por la parte izquierda 91 o la parte derecha 92 de la antena.

Suponiendo la fase en el origen de las rampas de frecuencia del VCO^a igual a cero, la señal s jt ) recibida en el instante t sobre el receptor de índice j asociado a la subred RXj, después de la demodulación por el VCO^a y con relación a una transmisión realizada a partir del VCO^a que alimenta el transmisor de índice i asociado a TXi, se escribe:

( D ¡( t )+ D ¡( t ) /'(Di (t )+ D ,( t ) )A F 2 V r \

StJ(t) = Ae~2Jn- c F.e\ CT x )te- 2jn V0i{mTr) (2)

donde el exponente del primer término del producto es el término de fase que es una función de la distancia y el ángulo del objetivo con relación a TXi y RXj, y el exponente del segundo término es la frecuencia fb, frecuencia de distancia ambigua distancia/Doppler.

con

A: amplitud de la señal recibida

AF: banda de modulación de la rampa FMCW

F: frecuencia de inicio de rampa del VCO^a

Di(t): distancia entre el centro de fase de la subred de transmisión TXi y el objetivo en el instante t

Dj(t): distancia entre el centro de fase de la subred de recepción RXj y el objetivo en el instante t

vr: velocidad de desplazamiento del objetivo

t: tiempo, con t = mTr ------—

C: velocidad

A: longitud de onda de la señal de transmisión considerada constante con relación al efecto Doppler

y0(mTr): fase en el origen de la rampa de frecuencia transmitida por el transmisor TXi en la recurrencia Tr de rango m, según el código de fase aplicado al TXi donde t = mTr 2 - -— -—

El segundo término de la ecuación (2) se puede simplificar teniendo en cuenta que Di(t) es sustancialmente igual Dj(t) y planteando:

D(t) = (Di(t)+D^ (t)) (3)

En la escala de una rampa de frecuencia 81, 82, la distancia del objetivo puede considerarse como constante y D(t) = D. En este caso:

y

. ÍD £(t)+D;(t))

S i j ( t ) = A e ~ 2 jn '------- c-------F.e ~ 2jnfb t e -2jn<p0i(rnTr) (6 )

Asimismo, suponiendo la fase en el origen de las rampas de frecuencia del VCO^b igual a cero, la señal sk,j(t) recibida sobre el receptor del índice j asociado a RXj, después de la demodulación por el VCO^a con relación a una transmisión realizada a partir del VCO^b a la frecuencia F+6f que alimenta el transmisor de índice k asociado a TXk, se escribe:

donde:

- Dk es la distancia entre el centro de fase de la subred de transmisión de TXk y el objetivo;

- y0k(mTr) es la fase en el origen de la rampa de frecuencia transmitida por el transmisor TXk en la recurrencia Tr de rango m, según el código de fase aplicado al TXk.

Para los receptores cuya señal de demodulación es generada por el VCO^a, la banda de frecuencia en recepción después de la demodulación se extiende de este modo de 0 a fbmáx para las señales transmitidas a partir del VCO^a y se extiende de -5f a -Sf+fbmáx para las señales transmitidas a partir del VCO^b. (despreciando la frecuencia Doppler que es muy baja en comparación con la diferencia de frecuencia de transmisión 5f).

Entonces es posible separar las señales procedentes de los dos VCO en la recepción, por un filtrado de paso de banda, efectuado de manera preferente digitalmente, típicamente por una transformada de Fourier (FFT o DFT). La demodulación seguida por la transformada de Fourier corresponde de una manera convencional a la compresión de la señal en distancia, según una resolución AD = ₂ -_AF . A la salida del filtrado, la señal se descompone en N filtros de distancia (o casos de distancia) de acuerdo con la figura 13.

Esta descomposición se efectúa de manera idéntica para las señales transmitidas por el VCO^a y demoduladas por este mismo VCO^a y por las señales transmitidas por el VCO^b y demoduladas por el VCO^a.

Por tanto, la figura 13 ilustra los bancos de filtros creados de este modo dispuestos en el interior de las dos subbandas 121, 122. Un primer banco 131 de N filtros de distancia corresponde a la transmisión procedente de VCO^a y a la demodulación por VCO^a. Un segundo banco 132 de N filtros de distancia corresponde a la transmisión procedente de VCO^b y a la demodulación por VCO^a. De este modo, las dos subbandas 121, 132 se pueden descomponer en casos de distancia.

De este modo, en el primer banco 131 de N filtros correspondientes a la transmisión TXi procedente de VCO^a, para el receptor RXj, la fase de la señal a la salida de un filtro de distancia 31 de rango n en la recurrencia m es igual, según la relación (6), a:

Wi j-mTr) = —2jn. (Dl(t)JD'(t) p — 2jny0t(mTr) (8)

En el segundo banco 132 de N filtros correspondientes a la transmisión TXk procedente de VCO^a, para el receptor RXj, la fase de la señal a la salida de un filtro de distancia 32 de rango n en la recurrencia m es igual, según la relación (7), a:

(pkJ(mTr) = -2 jn. (Dk(t)'^ D¡(t') (p + Sf ) - 2jnyk(m Tr) (9)

Las señales a la salida de estos filtros de rango n en la recurrencia de orden m se pueden escribir en forma simplificada respectivamente:

y

ÍDfe(t)+D;(t))

UkJ (n, m) = Ae~2jn- ---- c-----(F+W g-ljit <pOk(mTr) (11 )

Después de la separación en distancia por el procesamiento precedente, correspondiente al tiempo corto, efectuado sobre cada rampa de frecuencia, los medios de procesamiento del radar realizan, por ejemplo, de manera convencional, un procesamiento de integración coherente sobre el eje Doppler, con el objetivo de optimizar la relación señal a ruido y separar los objetivos en función de su velocidad, por transformada de Fourier digital (FFT o DFT).

Este procesamiento está precedido por una correlación de fase destinada a separar las señales recibidas correspondientes a las diferentes líneas de transmisión TXi de la antena.

Este procesamiento se efectúa sobre un conjunto de M rampas de frecuencias sucesivas, para cada filtro de distancia o eventualmente sobre un número limitado de filtros de distancia correspondientes al campo de detección deseado. En las expresiones (10) y (11) anteriores, los términos de distancia Di(t),Dj(t) y Dk(t) son una función tanto de la distancia inicial, como de la velocidad radial y la localización angular de los objetivos durante la ráfaga Doppler. De este modo, para un objetivo dado, tomando como origen O el centro físico del conjunto de la antena de red y anotando:

- dX: altura del centro de fase de la subred de antena RXi con relación a O

- dy: distancia horizontal del centro de fase de la subred de antena RXi con relación a O

- dxk: altura del centro de fase de la subred de antena Tk con relación a O

- dyk. distancia horizontal del centro de fase de la subred de antena TXk con relación a O

- dxk: altura del centro de fase de la subred de antena Tk con relación a O

- dyk. distancia horizontal del centro de fase de la subred de antena TXk con relación a O

- Qaz. ángulo de azimut del objetivo considerado

■ Qet ángulo de elevación del objetivo considerado

- Do. Distancia entre la antena y el objetivo en el origen temporal de una ráfaga Doppler constituida por M rampas sucesivas

Se puede escribir:

Dk(i) = D0 Vr t (dxk sen(9el) dyk sen(9az))

Dj(t) = D0 Vr t (dxj sen(9el) dy¡ sen(0az))

Dl (t) = D0 Vr t (dxt sen(9el) i sen(9az))

Las señales U,j(n, m) a la salida del filtrado de distancia se puede escribir de este modo según la siguiente relación (12):

donde los exponentes representan sucesivamente:

- Un término de fase que depende de la distancia;

- un término de fase que depende de la velocidad del objetivo;

- un término de fase que depende de la localización angular;

- un término de fase que depende de la fase en el origen de la rampa de frecuencia m para la vía de transmisión asociado a la subred TXi, según del código de fase aplicado.

y:

Uk J(n,m ) =

-4jnD0{F+Sf) ^ . (dxk+dXj)sen(Bel)Hdyk dyj)sen{eaZ)

A e --------C--------e -2 jn F At e -2)K.----------- L----------- ------------L-----------<F+8ne 2jn<pQk(mTr) (- |g \

con

Las operaciones de correlación de fase y la compresión Doppler se efectúan en una sola operación realizando una transformada de Fourier sobre la señal a la salida del filtro de distancia modulado por el conjugado del código de fase aplicado al TXi considerado:

Para un objetivo frecuencia Doppler Fd= jp correspondiente al centro de un filtro Doppler de nivel de rango l, la salida del filtro Doppler correspondiente al receptor RXj para la señal transmitida por el transmisor TXi se puede escribir de forma simplificada:

y de la misma manera, la salida del filtro Doppler correspondiente al receptor RXj para la señal transmitida por el transmisor TXk se puede escribir de forma simplificada:

De este modo, retomando la configuración de la figura 9, es posible calcular para cada receptor la respuesta correspondiente a cada transmisor de manera separada.

Por ejemplo, para la vía de recepción asociada a la subred RX1, las respuestas son las siguientes para las diferentes transmisiones:

TX1 : - 4 j n D 0 F „ . _ ( í t * 1 d x 1)sen(ee¡)+ (c ¡y 1 d y 1)sen(ea z ) r,

W1A(n,[) = Ae c e~2j c F

TX4 4 j n D n ( F 6 f ) . (d x4 d x 1)sen(ee l)+ ( d y 4 + d y ^ sen C B gz )

W41(n ,l) = Ae c e~2jm (F+Sf)

TX, - 4 j n D 0 F „ ( d x 2 + d x 1)sen(ee¡)+ ( d y 2 d y 1)sen(ea z ) „

W2x (n, i) = Ae c e~2jn' c F

TX=: ^{4 j n D 0 ( F 5 f ) , ( d x 5 + c ix1)sen(9e i) ( d y s d y 1)sen(ea z )}

W51(n, i) = Ae c e— 2 ¡TV: (F+Sf)

TX3 : ^{- 4 jn D 0 F . (d jC 3+dX i)sen(6e t) ( d y 3 d y i)B e n (e a z ) T}

W31(n, i) - Ae c e-2 jn -TXr - 4 j n D 0 ( F S f ) „ . _ ( d x 6 d x 1)sen(e(,¡)+ ( d y 6 d y i)s e n (e a z ) , r.

W6¡í(n, l) = A e------ -^-----e - 2]m------------------c-----------------(F+^ }

Lo mismo se aplica a las señales recibidas sobre las otras subredes de recepción, lo que permite calcular de una manera general para cada caso de distancia de rango n y para cada filtro Doppler de rango I, las respuestas Wp,q(l,n) para p = 1 a 6 (índice de subred de transmisión) y para q = 1 a 8 (índice de la subred de recepción).

Después de haber separado las señales recibidas gracias a los dos tipos de códigos utilizados, se forma para las siguientes vías de suma y de diferencia sumando y diferenciando estas respuestas Wp,q(l,n).

La formación de las vías de suma y de diferencia en la transmisión se describe a continuación, después, en la recepción por el radar.

A partir de los procesamientos precedentes, las señales recibidas Wp,q(l,n) sobre cada receptor de índice q están separados según su transmisor de origen de índice p. Como anteriormente, se nombra receptor RX a la vía de recepción asociada a la subred de recepción RX. Asimismo, la vía de recepción asociada a la subred de transmisión TX se nombra transmisor TX.

Como estas señales están separadas de este modo, entonces se forman por separado y para cada receptor de índice p, las vías de suman I y de diferencia A a la transmisión: en azimut:

y en elevación:

I e e l q(n, l) = E eazq (n ,l) = YJvpJ 1Wp q (ji,l) ⁽20⁾

A eelq(n, l) = (Wliq(n, l) W4¡q(n, Z)) -(W3j£?(n, Z) W^q(n, Z)) (21)

Cabe destacar en este ejemplo que, para la vía de elevación, solo se utilizan cuatro transmisores en el plano vertical, no pudiendo los transmisores de la línea central contribuir a la realización de la vía de diferencia en elevación. En particular, la relación (19) traduce el hecho de que las dos subredes de transmisión TX2 y TX5 de la línea del medio no se utilizan, ya que se anulan mutuamente y, por lo tanto, no proporcionan información.

El procesamiento realiza un enfoque de la señal de transmisión sobre tres haces. Para un eje dado, azimut o elevación, los diagramas de antena de vía de suma y de vía de diferencia formados de este modo son idénticos en amplitud para todos los receptores y su fase difiere según la posición de los diferentes receptores en la red de antenas.

El procesamiento de formación de haz en recepción se realiza asociando las señales recibidas de cada receptor después del procesamiento de formación de haces en transmisión tal como se describió anteriormente.

Este procesamiento consiste en realizar de manera independiente las vías de suma y de diferencia según los dos ejes, azimut y elevación.

En azimut:

Ie ra z (n ,l) = Tlq=i^eazq (V-,1) (22)

A eraz(n,l) = £|j¡=i Aeazq(n ,l) —'Z^llAeaZq(n,l) (23)

Cabe destacar en este ejemplo que, solo se utilizan seis receptores en el plano horizontal para realizar la vía delta en azimut, no pudiendo los receptores de la columna central contribuir a esta realización.

En elevación:

E ere l(n ,l) = Z eraz (n ,l) = YiqJ í^ eaz q (V-,1) ⁽²⁴⁾

Cabe destacar en este ejemplo que, solo se utilizan seis receptores en el plano vertical para realizar la vía delta en elevación, no pudiendo los receptores de la línea central contribuir a esta realización.

Este procesamiento realiza un enfoque en recepción. El resultado final corresponde a la multiplicación de los diagramas de transmisión/recepción.

Las figuras 14 y 15 representan la apariencia de los diagramas de antena obtenidos después de la formación de la vía en transmisión y en recepción, correspondiente al ejemplo de antena considerado en la figura 9, para las vías de suma y de diferencia, ilustrando la figura 14 la vía de suma e ilustrando la figura 15 las dos vías de diferencias. Estos diagramas se obtienen sin ponderación de amplitud de las subredes. Según sea necesario, el nivel de los lóbulos laterales se puede reducir aún más aplicando tal ponderación.

De manera convencional las señales calculadas a la salida de la vía de suma se utilizan para detectar objetivos. La localización de los objetivos se obtiene mediante desviacionometría monopulso, a partir de las vías de suma y de diferencia, por ejemplo, formando hasta un factor de escala cerca de:

ecartoaz(n , l) = signo (arg(

y

e ca r to e l(n ,l) — signo (arg(zl ereZ (

La figura 16 presenta las rectas de desviacionometría obtenidas por estos procesamientos, todavía para la configuración de antena de la figura 9. La curva de la parte superior 161 representa la recta de desviacionometría en elevación. La curva de la parte inferior 162 representa la recta de desviacionometría en azimut. De este modo, los ángulos de azimut y de elevación de los objetivos se pueden medir con ayuda de estas rectas. Las pendientes de estos últimos son lo suficientemente empinadas como para permitir mediciones precisas. Por estas rectas, el ángulo de elevación y el ángulo de azimut también se miden de manera independiente.

La invención permite ventajosamente mejorar la resolución y la precisión de la localización angular de la antena para una determinada superficie de antena gracias a la multiplicación de los diagramas de suma y diferencia realizadas tanto en transmisión como en recepción. La invención también consta de las ventajas que se mencionan a continuación.

Los lóbulos secundarios y los lóbulos ambiguos son limitados debido a la adyacencia de las subredes y su distribución uniforme.

El balance de alcance se optimiza por la superficie radiante de la antena, que es máxima, y por el hecho de que la transmisión y la recepción están separadas, lo que reduce el acoplamiento, por lo tanto, el ruido en recepción.

La formación de haces realizada en transmisión se limita a cuatro haces obtenidos por suma y por diferencia, lo que no necesita recursos informáticos importantes.

Las estimaciones angulares obtenidas en azimut y en elevación se obtienen de forma independiente y estas estimaciones están decorrelacionadas entre sí. Los diagramas de antenas compuestos son simétricos en azimut y en elevación, lo que garantiza una calidad de detección y de localización homogénea en el campo angular de observación.

Es posible formar diagramas de campo ancho o de campo estrecho simultáneamente, por ejemplo, para asegurar una detección de corto y largo alcance.

Es posible ajustar el nivel de los lóbulos secundarios ajustando la amplitud de las señales en la transmisión o en la recepción sobre las diferentes subredes.

No hay ningún dispositivo de conmutación en la antena, lo que es favorable al balance de alcance.

Por último, el procesamiento es simple y fácil de implementar.

Se ha presentado la invención para codificaciones de la onda transmitidas, en frecuencias y en fases, realizadas según líneas o columnas, según las partes izquierda y derecha, por supuesto, es posible realizar estas codificaciones según otros subconjuntos de subredes de transmisión y de recepción cuando éstas permiten discriminar partes de antenas.

Claims (18)

REIVINDICACIONES

1. Radar de onda continua y con modulación de frecuencia según rampas de frecuencia, llamado FMCW, que comprende al menos una antena de red (10) compuesta por subredes de transmisión y por subredes de recepción, un sistema de transmisión y de recepción y medios de procesamiento, caracterizado porque, siendo una formación de haces monopulso de dos planos en transmisión y en recepción realizada dividiendo dicha antena en cuatro cuadrantes (1, 2, 3, 4) en la transmisión y en la recepción, siendo dicha formación de haces monopulso en transmisión obtenida por una doble codificación en frecuencia (101, 102) y en fase (103, 104):

- la distribución de las subredes de transmisión y de las subredes de recepción es simétrica tanto con relación a un eje vertical (5) como con relación a un eje horizontal (6);

- al menos dos subredes de transmisión (11, 11', 41, 41') simétricas con relación a dicho eje vertical (5) se mantienen a la mayor distancia posible;

- al menos dos subredes de transmisión (11, 11", 42, 42") simétricas con relación a dicho eje horizontal (6) se mantienen a la mayor distancia posible;

- al menos dos subredes de recepción (12, 12', 43, 43') simétricas con relación a dicho eje vertical (5) se mantienen a la mayor distancia posible;

- al menos dos subredes de recepción (12, 12", 43, 43") simétricas con relación a dicho eje horizontal (6) se mantienen a la mayor distancia posible;

- siendo una primera codificación (101, 102) de la onda transmitida por dichas subredes de transmisión realizada mediante desfase de frecuencia de dichas rampas (81, 82) entre las diferentes subredes de transmisión;

- siendo una segunda codificación (103, 104) de la onda transmitida por dichas subredes de transmisión realizada por modulación de fase de rampa de frecuencia a rampa de frecuencia entre las diferentes subredes de transmisión;

- siendo una referencia de oscilador común utilizada para realizar dicha primera codificación (101, 102) y dicha segunda codificación (81, 82) de la onda transmitida por líneas y por columnas de dichas subredes.

2. Radar según la reivindicación 1, caracterizado porque en dicha primera codificación, una primera mitad de las subredes de transmisión (7) es alimentada por una primera forma de onda FMCW y la segunda mitad (8) es alimentada por la misma forma de onda desfasada en frecuencia, siendo las dos mitades simétricas con relación a dicho eje vertical (5).

3. Radar según la reivindicación 1, caracterizado porque en dicha primera codificación, una primera mitad izquierda de las subredes de transmisión (91) es alimentada por una primera forma de onda FMCW y la segunda mitad izquierda (92) es alimentada por la misma forma de onda desfasada en frecuencia, siendo dichas dos mitades simétricas con relación a la intersección de dicho eje vertical (5) y de dicho eje horizontal (6).

4. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque, en dicha segunda codificación, las ondas que alimentan las diferentes subredes de transmisión pertenecientes a una misma línea (1001, 1002, 1003), según el eje horizontal, están codificadas por el mismo código de fase.

5. Radar según la reivindicación 1, caracterizado porque, en dicha primera codificación, una primera mitad de las subredes de transmisión es alimentada por una primera forma de onda FMCW y la segunda mitad es alimentada por la misma forma de onda desfasada en frecuencia, siendo las dos mitades simétricas con relación a dicho eje horizontal (6).

6. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque, en dicha segunda codificación, las ondas que alimentan las diferentes subredes de transmisión pertenecientes a una misma columna, según el eje vertical, están codificadas por el mismo código de fase.

7. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque dicho sistema de transmisión y de recepción comprende un primer generador de forma de onda (VCO^a) que genera una primera forma de onda FMCW (81) y un segundo generador de forma de onda (VCO^b), sincrónico y coherente con el primero, que genera la otra forma de onda FMCW (82) desfasada en frecuencia.

8. Radar según la reivindicación 7, caracterizado porque cada uno de dichos generadores de formas de onda (VCO^a, VCO^b) se utiliza tanto para la transmisión (51) como para la demodulación síncrona (114) de las señales en recepción (52).

9. Radar según la reivindicación 8, caracterizado porque la diferencia de frecuencia entre dichos generadores de forma de onda (81, 82) se elige para que las frecuencias de batido de las señales en recepción demoduladas por un mismo generador de forma de onda (VCO^a) ocupen bandas de frecuencia separadas (121, 122) según si dichas señales en recepción provienen de una transmisión procedente del dicho mismo generador (VCO^a) o del otro generador (VCOB).

10. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque las señales en recepción resultantes de las diferentes subredes de transmisión están separadas por filtrado (131, 132) y por correlación en recepción, respectivamente según su banda de frecuencia (121, 122) y según su código de modulación de fase.

11. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque una primera formación de haz monopulso de dos planos que comprende una vía de suma y dos vías de recepción se efectúa en transmisión por dichos medios de procesamiento, sobre cada vía de recepción asociada a una subred de recepción, utilizando las señales provenientes de todas o parte de las subredes de transmisión.

12. Radar según la reivindicación 11, caracterizado porque una segunda formación de haz monopulso de dos planos que comprende una vía de suma y dos vías de diferencia se efectúa en recepción por dichos medios de procesamiento, asociando todas o parte de las señales recibidas sobre todas o parte de las vías de recepción.

13. Radar según las reivindicaciones 11 y 12, caracterizado porque la detección y la localización angular de objetivos se efectúan a partir de las señales resultantes del producto de los haces monopulso de transmisión y de los haces monopulso de recepción.

14. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el código de modulación de fase aplicado es un código bifásico que tiene el valor 0 o n.

15. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el código de modulación de fase aplicado es un código de Hadamard.

16. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque dicha antena comprende seis subredes de transmisión y ocho subredes de recepción, comprendiendo dicho sistema de transmisión y de recepción dos circuitos integrados, comprendiendo cada uno un generador de forma de onda (50, VCO^a, VCO^b), tres vías de transmisión (511, 512, 513) y cuatro vías de recepción (521, 522, 523, 524), estando las tres subredes de transmisión dispuestas en un lado de uno de dichos ejes (5, 6) alimentadas por las vías de transmisión de un mismo circuito integrado, siendo las otras tres subredes alimentadas por las vías de transmisión del otro circuito integrado.

17. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque funciona en ondas milimétricas.

18. Radar según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque es adecuado para equipar un vehículo automóvil.