ES2716472T3 - Linealizador de forma de onda - Google Patents
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Description
DESCRIPCIÓN
Linealizador de forma de onda
Esta invención se refiere a Idealizadores digitales para linealizar formas de onda de barrido de frecuencia. Se refiere en particular, aunque no exclusivamente, a dichas formas de onda para su utilización en un radar FMCW.
Los sintetizadores de frecuencia digitales que utilizan bucles bloqueados en fase son bien conocidos en la técnica de la síntesis de frecuencia. El documento de patente US 6.091.356 describe una fuente de barrido de frecuencia que comprende un sintetizador de frecuencia de bucle de bloqueo de fase. Dichos sintetizadores de frecuencia generan señales de alta precisión a frecuencias discretas espaciadas regularmente. Mientras que una aproximación escalonada a una forma de onda de barrido se puede lograr aumentando o disminuyendo progresivamente a través de las etapas de frecuencia, el hecho de que los cambios de frecuencia sólo puedan ocurrir como etapas discretas significa que en general habrá una discrepancia entre la forma de onda que se puede lograr en la práctica y una forma de onda FMCW ideal.
Una técnica conocida para implementar un sintetizador de este tipo es utilizar un contador de módulo variable junto con un divisor variable convencional. Una disposición de este tipo se muestra en la Figura 1. Una frecuencia de referencia estable f en la línea 11 de un oscilador de frecuencia de referencia 1 se aplica a una primera entrada de un discriminador de frecuencia/fase 2. La salida del discriminador en la línea 12 se pasa a través de un filtro de bucle 3 que introduce tanto el desplazamiento de fase necesario requerido para la estabilidad del bucle como elimina los componentes de CA de la salida del discriminador, suministrando de este modo una tensión de CC en la línea 13 a una entrada de control de frecuencia de un oscilador controlado por tensión (VCO) 4. La frecuencia de salida del VCO se alimenta a través de la línea 14 a un divisor de módulo variable 6. La salida del divisor en la línea 16 se alimenta a un divisor programable 5 cuya señal de salida a la frecuencia f2 se aplica a través de la línea 15 a una segunda entrada del discriminador 2.
El divisor de módulo variable se puede conmutar entre dos relaciones de división diferentes, tales como 10 y 11 o 31 y 32, y en funcionamiento se conmuta repetidamente entre sus dos estados. Variar la proporción de tiempo que pasa en cada estado permite que se obtengan etapas de frecuencia más pequeñas que si sólo se utilizara el divisor programable.
Una disposición de este tipo se podría considerar adecuada para la producción de frecuencias de barrido, ya que el error de cuantificación inherente a la utilización de frecuencias discretas se puede, en principio, reducir arbitrariamente controlando adecuadamente la relación de división efectiva utilizando los divisores 5 y 6.
Sin embargo, la disminución progresiva del tamaño de la etapa de frecuencia requiere el suministro de un filtro de bucle con una constante de tiempo progresivamente más larga, lo que hace imposible generar formas de onda de barrido que cambien rápidamente.
Intentar generar formas de onda de barrido aplicando modulación a la entrada de control de frecuencia del VCO dará como resultado la generación de una frecuencia de barrido f2 que por supuesto será diferente de la frecuencia de referencia f-i. Dentro de una ventana de 2n radianes, el discriminador 2 verá el cambio progresivo de la frecuencia f2 como un error de fase de cambio progresivo. El discriminador 2 intentará corregir este error de fase percibido, tendiendo de este modo a anular la modulación. Aumentar la constante de tiempo del filtro de bucle para superar esto dará como resultado tiempos de respuesta inaceptablemente largos cuando se cambien los rangos de frecuencia.
La presente invención tiene como objetivo superar o al menos reducir, en esencia, algunos de los inconvenientes mencionados anteriormente.
La presente invención busca proporcionar un aparato y un método para generar formas de onda de barrido de frecuencia mejoradas.
Un primer aspecto de la invención proporciona una fuente de barrido de frecuencia para un radar FMCW que comprende un sintetizador de frecuencia de bucle de bloqueo de fase, incluyendo el bucle bloqueado en fase: un oscilador controlado por tensión; medios para generar una primera forma de onda de barrido de frecuencia; medios para modular el oscilador controlado por tensión con la primera forma de onda de barrido de frecuencia añadida a una señal de corrección de bucle; una fuente de frecuencia de referencia para generar una salida de frecuencia de referencia, y; un medio discriminador de frecuencia/fase para generar una tensión de salida que por medio de un filtro de bucle forme la señal de corrección de bucle controlando de este modo el oscilador controlado por tensión, teniendo el medio discriminador de frecuencia/fase una primera entrada y una segunda entrada para recibir la salida de la fuente de frecuencia de referencia; caracterizado por que la fuente de barrido de frecuencia comprende además una entrada para recibir una señal de FI del linealizador cuya frecuencia tenga una relación de FI predeterminada con la frecuencia de salida instantánea del oscilador controlado por tensión; comprendiendo además la fuente de barrido de frecuencia: medios de prescalado para dividir la frecuencia intermedia del linealizador por un
número fijo; y medios para aplicar las señales de FI prescaladas del linealizador a la segunda entrada del medio discriminador de frecuencia/fase.
Un segundo aspecto de la invención proporciona un método para generar una frecuencia de barrido para un radar FMCW utilizando un sintetizador de frecuencia de bucle de bloqueo de fase que comprende las etapas de: a) proporcionar un bucle bloqueado en fase que comprenda una fuente de frecuencia de referencia, un discriminador de frecuencia/fase y un oscilador controlado por tensión, b) modular la frecuencia de salida del oscilador controlado por tensión con una primera forma de onda de barrido de frecuencia; caracterizado por que el bucle bloqueado en fase comprende además una entrada para una señal de FI preescalada del linealizador cuya frecuencia tenga una relación FI predeterminada con la frecuencia de salida del oscilador controlado por tensión; y el método comprende además: c) utilizar la señal de FI preescalada del linealizador y la señal de salida de la fuente de frecuencia de referencia para producir una señal de control cuya amplitud instantánea represente la diferencia de fase entre la señal de FI preescalada del linealizador y la señal de salida de la fuente de frecuencia de referencia; d) aplicar la señal de control a un filtro de bucle para proporcionar una señal de salida; y e) sumar dicha señal de salida con la primera forma de onda de barrido de frecuencia para controlar el oscilador controlado por tensión.
Se describirá ahora una forma de realización de la invención a modo de ejemplo no limitativo sólo con referencia a los dibujos en los cuales
La Figura 1 muestra un sintetizador de frecuencia de la técnica anterior;
La Figura 2 muestra un diagrama de bloques de un sintetizador de frecuencia que es una forma de realización de la invención;
La Figura 3 muestra una parte de la Figura 2 con mayor detalle; y
La Figura 4 muestra una parte de la Figura 3 con mayor detalle.
Con referencia a las Figuras 2 y 3, una señal de frecuencia intermedia (FI) del linealizador, que en la presente forma de realización puede estar en el rango de 0 a 1GHz, se aplica en la línea 140 a la entrada de un bloque 102 dividido por 32 y a la entrada de un circuito de señalización de nivel de FI 114 cuya salida se alimenta a través de la línea 142 a un bloque 122 de lógica de control de la interfaz. La salida del bloque 102 dividido por 32 se alimenta a través de la línea 146 a una primera entrada de un detector sensible a la fase (PSD) 104. Un bus bidireccional 202 acopla la lógica de control de la interfaz 122 y un bloque de referencia de Síntesis Digital Directa (DDS) 400 que se describirá más adelante en la Figura 4.
Una salida del bloque de referencia DDS 400 se alimenta a través de la línea 144 a una segunda entrada del PSD 104. Las salidas primera y segunda del PSD 104 se alimentan a través de las líneas 148, 150 a las entradas respectivas de un amplificador diferencial 106 cuya salida se alimenta a través de la línea 152 a un circuito de señalización de bloqueo 118 y un filtro de bucle 108 que en la presente forma de realización tiene una frecuencia de corte de 35kHz.
La señal de salida filtrada en la línea 160 se alimenta a una primera entrada de un amplificador sumador 110. Las señales de la lógica de control de la interfaz 122 se alimentan a través de la línea 156 a un circuito generador de rampa 120 cuya salida se alimenta a través de la línea 158 a una segunda entrada del amplificador sumador 110. La salida sumada se alimenta a través de la línea 162 a un filtro varactor de paso bajo 112 con una frecuencia de corte fc de 350 kHz. En la presente forma de realización el filtro 112 es un filtro pasivo de Cauer. La salida del filtro de la línea 164 se alimenta a la entrada de control de frecuencia de un oscilador controlado por tensión 200.
Con referencia ahora a la Figura 4, la lógica de la interfaz de control 208 proporciona una interfaz a través del bus bidireccional 202 entre la lógica de control de la interfaz 122 (según se muestra en la Figura 3) y la lógica de modulación 206 y, a través del bus de control 214, con un oscilador de 32 bits controlado numéricamente (NCO) 216. La lógica de modulación 206 contiene contadores, multiplexores y circuitos de temporización. El funcionamiento del NCO 216 se controla mediante lógica con soporte por frecuencia de reloj 230. Un bus de 8 bits 210 transmite las palabras de modulación como cuatro palabras secuenciales de 8 bits, y un bus A 212 transmite señales a un registro/multiplexor de 2x4 bytes 218 que convierte las palabras de 4x8 bytes en palabras de 32 bits (8 bytes) que se aplican a través de un bus de 32 bits 220 a una primera entrada de un sumador de 32 bits 222. La salida del sumador 222 es una palabra de 32 bits que se retroalimenta a través del bus de 32 bits 224 a una segunda entrada del sumador 222. El sumador 222 y la trayectoria de retroalimentación 224 constituyen un acumulador de fase de 32 bits. Los 13 bits más significativos de la salida del sumador se alimentan a través del bus de 13 bits 226 a una tabla de búsqueda del coseno (LUT) 228. La salida de la tabla de búsqueda (LUT) 228 se alimenta a través del bus 232 a un convertidor digital-analógico (DAC) de 12 bits 234 que produce una señal de salida analógica en la línea 236. Esta señal se filtra en un filtro de paso bajo 238. La señal analógica filtrada se alimenta a través de la línea 240 a un circuito 242 que produce una salida digital con niveles de lógica de emisor-acoplado (ECL) en la línea 144. Un oscilador de cristal 250 genera señales de reloj en la línea 252 que se alimentan a través de respectivos amplificadores búfer 254, 258, 262 y líneas 256, 260, 264 a la lógica de la interfaz de control 208, la lógica de soporte 230 y al DAC de 12 bit 234 respectivamente.
A continuación, se describirán las funciones de los bloques individuales.
La lógica de modulación e interfaz 204 produce una palabra de modulación de 23 bits que disminuye a una fracción de 2N de la frecuencia de reloj maestra determinada por el oscilador 250. Cada palabra de 32 bits se emite en el bus de 8 bits 210 como cuatro palabras de 8 bits secuenciales. En la forma de realización actual, que requiere una forma de onda de modulación de frecuencia de rampa lineal, se carga una cuenta de inicio de Afase(micio) en cada reinicio de rampa, lo que da como resultado una modulación FM en rampa. En principio, cualquier forma de onda arbitraria se podría sustituir por la rampa lineal de acuerdo con los requisitos del sistema. En la presente forma de realización se utiliza una rampa lineal porque se requiere una característica de frecuencia de rampa lineal.
El oscilador 216 controlado numéricamente recibe palabras de 32 bits de modulación de la lógica de modulación 204 a un cuarto de la frecuencia de reloj maestra como consecuencia de que la palabra de 32 bits se transmite en secciones de cuatro x 8 bits.
La palabra de modulación se acumula en fase por medio de la trayectoria de realimentación 224 de manera que la palabra de salida de 13 bits en el bus 226 representa la fase en tiempo real de la señal del oscilador que se va a generar. Esta palabra de 13 bits se pasa a continuación a la tabla de búsqueda del seno/coseno para generar la señal del oscilador numérico de 12 bits, que es una representación digital de la amplitud instantánea de la señal de salida del oscilador deseada. La señal del oscilador numérico se convierte en una señal analógica en el DAC 234 cuya salida se actualiza a la frecuencia de reloj maestra 250.
La palabra de modulación Afase en el bus 220 ajusta de forma eficaz directamente la frecuencia de la sinusoide analógica que sale del DAC 234 de acuerdo con la ecuación
donde fü es la frecuencia de salida del NCO en la línea 236, fc es la frecuencia de reloj del reloj maestro 250, y Afase es el valor decimal para la palabra de modulación de 32 bits en el bus 220.
El DAC 234, que convierte la palabra del NCO en el bus 232 en una señal analógica en la línea 236, tiene los siguientes requisitos:
i baja energía de fallo,
ii bajo rango dinámico libre de espurias,
iii bajo rendimiento diferencial no lineal, y
iv bajo rendimiento integral no lineal.
El DAC 234 determina el rendimiento de ruido de modulación de fase (PM) de la frecuencia intermedia (FI) de la banda de base del radar, determinándose la FI a partir de una mezcla homodina de señales transmitidas y de destino devueltas en la antena.
El filtro 238, que elimina todos los componentes alias generados digitalmente, es un filtro de paso bajo de alta atenuación gradual que tiene suficiente atenuación supresora de banda en la frecuencia alias (la mitad de la frecuencia de reloj maestra) para reducirla a un nivel insignificante.
El conversor seno a ECL 242 detecta convenientemente el punto de cruce por cero de la sinusoide filtrada en la línea 240 y lo traslada en transiciones ascendentes y descendentes de las señales lógicas de nivel ECL. El rápido tiempo de respuesta de la lógica ECL se utiliza convenientemente para garantizar que el convertidor produzca una inclinación mínima, ya que la inclinación se traduce directamente en ruido PM en la frecuencia FI de la banda base. El detector de fase sensible a la frecuencia 104 de la Figura 3 utiliza una arquitectura dual flip-flop compuerta NOR conocida de por sí y se recorta con láser para asegurar que las señales de salida en la línea 152 muestren tiempo muerto cero. Las dos salidas 148 y 150 están compuestas por trenes de impulsos, siendo el retardo entre las respectivas transiciones lógicas de las mismas proporcional a la diferencia de fase entre la señal en la línea 144 y las señales de FI preescalada del linealizador en la línea 146. El amplificador diferencial de la forma de salida 106 es una señal variable de espacio-marca cuya componente de CC es proporcional a la diferencia de fase entre la frecuencia de salida determinada por el NCO 216 y las señales de FI preescaladas del linealizador en la línea 146 hasta una diferencia de fase de 2IÍ. Como es conocido por los expertos en la técnica, este tipo de PSD es capaz de distinguir diferencias en frecuencia y genera un componente de tensión de CC qué es una función del deslizamiento de frecuencia entre la FI preescalada del linealizador en la línea 146 y la señal del NCO antialias en la línea 144. Para los deslizamientos de frecuencia pequeños se genera una corrección gruesa mediante la diferencia entre los anchos respectivos de las partes de la "marca" y el "espacio" de la forma de onda. Para grandes diferencias de frecuencia, la corrección se satura a una tensión fija (ya sea lógica "1" o lógica "0" de acuerdo con si una frecuencia
es mayor o menor que la otra). Esto le da al bucle bloqueado en fase una capacidad de arrastre muy amplia junto con una capacidad de ruido PM muy baja. Cuando el bucle está bloqueado en fase, no se generan correcciones, ya que no hay ningún error que corregir. El preescalador de FI del linealizador es una división por N que permite que el bucle se bloquee en una FI del linealizador de Nxf0 donde fo es la frecuencia del NCO. En la forma de realización actual N=32 pero se puede utilizar por supuesto cualquier otro valor de acuerdo con los requerimientos de diseño en la manera usual.
El filtro de bucle 108 de la Figura 3 es un filtro de bucle convencional para limitar el ancho de banda de corrección y ajustar el factor de amortiguación del bucle para un rendimiento de ruido óptimo. En la forma de realización actual está críticamente amortiguado y tiene una frecuencia de corte de 35kHz. El amplificador sumador 110 suma juntas la señal de corrección filtrada en la línea 160 con la tensión de rampa de desplazamiento y bucle abierto en la línea 158. El filtro del varactor 112 limita el ruido del semiconductor y evita la modulación de las frecuencias más altas del varactor que, de otro modo, generarían un aumento del ruido de fondo en la FI de la banda de base. La atenuación gradual es aproximadamente 10 veces el ancho de banda del bucle. El filtro tiene un bajo retardo de fase en la banda para asegurar el bloqueo de fase.
Habiendo por lo tanto descrito la presente invención por referencia a una forma de realización preferida, se debe apreciar que la forma de realización es de ejemplo a todos los aspectos y que son posibles modificaciones y variaciones sin apartarse del alcance de la invención. Por ejemplo, mientras que en la forma de realización descrita se utiliza una forma de onda de modulación de frecuencia de rampa lineal, cualquier forma de onda arbitraria se podría sustituir fácilmente por la rampa lineal de acuerdo con los requisitos particulares del sistema. Además, se debe apreciar que varios componentes de los circuitos electrónicos descritos anteriormente en la forma de realización se podrían modificar de forma apropiada, si se desea, de acuerdo con los requisitos de diseño del sistema al tiempo que continúan proporcionando el mismo efecto técnico inventivo.
Claims (7)
1. Una fuente de barrido de frecuencia para un radar FMCW que comprende un sintetizador de frecuencia de bucle de bloqueo de fase, incluyendo el bucle bloqueado en fase:
un oscilador controlado por tensión (200);
medios (120) para generar una primera forma de onda de barrido de frecuencia (158);
medios (110, 112) para modular el oscilador controlado por tensión (200) con la primera forma de onda de barrido de frecuencia (158) añadida a una señal de corrección de bucle (160);
una fuente de frecuencia de referencia (400) para generar una salida de frecuencia de referencia; y
un medio discriminador de frecuencia/fase (104) para generar una tensión de salida que, por medio de un filtro de bucle (108), forme la señal de corrección de bucle (160) de manera que controle el oscilador controlado por tensión (200), teniendo el medio discriminador de frecuencia/fase una primera entrada (146) y una segunda entrada (144) para recibir la salida de la fuente de frecuencia de referencia (400);
caracterizado porque la fuente de barrido de frecuencia comprende, además:
una entrada para recibir una señal de FI del linealizador (140) cuya frecuencia está en una relación de FI predeterminada con la frecuencia de salida instantánea del oscilador controlado por tensión (200); comprendiendo la fuente de barrido de frecuencia, además:
medios preescaladores (102) para dividir la frecuencia de la señal de FI del linealizador (140) por un número fijo; y un medio para aplicar la señal de FI preescalada del linealizador (146) a la primera entrada (146) del medio discriminador de frecuencia/fase.
2. Una fuente de barrido de frecuencia, según se reivindica en la reivindicación 1, en la que la primera forma de onda de barrido de frecuencia comprende una forma de onda de rampa lineal dispuesta para generar una frecuencia de salida del oscilador controlado por tensión cuya frecuencia cambie en incrementos iguales en iguales intervalos de tiempo, y en la que la fuente de frecuencia de referencia (400) se adapta para proporcionar una rampa de frecuencia lineal por medio de Síntesis Digital Directa, comprendiendo la fuente de frecuencia de referencia (400):
un oscilador numérico (216) para generar repetidamente palabras digitales, representando cada una de las palabras digitales la amplitud instantánea de la señal de salida del oscilador deseada en cada instante de tiempo predeterminado respectivo; y
medios para cargar una cuenta de inicio y transmitir las palabras digitales generadas al oscilador controlado numéricamente (216),
comprendiendo el oscilador numérico (216):
medios acumuladores (224) dispuestos para añadir una palabra digital instantánea con la suma acumulativa de al menos algunas de las palabras inmediatamente anteriores para producir una palabra digital suma que represente una nueva suma acumulativa a la que se pueda añadir el siguiente valor instantáneo; y
una tabla de búsqueda del coseno (228) dispuesta para ser abordada por al menos parte de la palabra digital suma, contribuyendo la salida de la tabla de búsqueda (232) a dicha salida de la fuente de frecuencia de referencia a través de un filtro de paso bajo (238).
3. Una fuente de barrido de frecuencia, según se reivindica en la reivindicación 2, en donde el filtro de paso bajo (238) comprende un filtro de paso bajo de alta atenuación gradual para eliminar todos los componentes alias generados digitalmente.
4. Una fuente de barrido de frecuencia, según se reivindica en cualquier reivindicación anterior, que comprende además medios 106 para generar un componente de CC que sea proporcional a la diferencia de fase entre la señal de FI preescalada del linealizador (146) y la frecuencia de salida determinada por el oscilador numérico (216).
5. Una fuente de barrido de frecuencia, según se reivindica en cualquier reivindicación anterior, que comprende además un filtro de bucle (108) para limitar la anchura de banda de corrección y establecer el factor de amortiguación del bucle para un rendimiento de ruido óptimo.
6. Un método de generación de una frecuencia de barrido para un radar FMCW utilizando un sintetizador de frecuencia de bucle de bloqueo de fase que comprende las etapas de
a) proporcionar un bucle bloqueado en fase que comprenda una fuente de frecuencia de referencia (400), un discriminador de frecuencia/fase (104) y un oscilador controlado por tensión (200);
b) modular la frecuencia de salida del oscilador controlado por tensión con una primera forma de onda de barrido de frecuencia (158);
caracterizado por que el bucle bloqueado en fase comprende además una entrada (146) para una señal de FI preescalada del linealizador cuya frecuencia tenga una relación predeterminada de FI con la frecuencia de salida del oscilador controlado por tensión (200), y el método comprende, además:
c) utilizar la señal de FI preescalada del linealizador y la señal de salida de la fuente de frecuencia de referencia para producir una señal de control (152) cuya amplitud instantánea represente la diferencia de fase entre la señal de FI preescalada del linealizador (146) y la señal de salida de la fuente de frecuencia de referencia (144);
d) aplicar la señal de control (152) a un filtro de bucle (108) para proporcionar una señal de salida (160); y
(e) sumar dicha señal de salida (160) con la primera forma de onda de barrido de frecuencia (158) para controlar el oscilador controlado por tensión (200).
7. Un método, según se reivindica en la reivindicación 6, que comprende además las etapas de generar una tensión de rampa lineal utilizando medios para generar formas de onda de barrido (120), de una manera tal para que se aplique una señal de modulación a la entrada de control de frecuencia (162) del oscilador controlado por tensión (200) a través de un componente sumador (110).
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