ES2676906T3 - Procesamiento conjunto de la señal de un transmisor en sistemas de satélite multi-haz - Google Patents

Abstract

Un método para la estimación del canal en un sistema de comunicación MU-MIMO inalámbrico que emplea precodificación, comprendiendo el método las etapas de: (A) recibir una señal que comprende una pluralidad de componentes de forma de onda, siendo subdividido cada componente de forma de onda en unidades de trama, en donde cada unidad de trama tiene un primer campo que no está sometido a precodificación y que indica un comienzo de la unidad de trama respectiva y uno o más segundos campos que no están sometidos a la precodificación y en los que cada uno comprende una secuencia piloto; (B) para un componente de forma de onda de la pluralidad de componentes de forma de onda, determinar un comienzo de una unidad de trama del componente de forma de onda mediante la búsqueda en la señal recibida del primer campo que indique el comienzo de la unidad de trama; (C) determinar un desplazamiento de tiempo del componente de forma de onda mediante referencia al primer campo en la unidad de trama y a los uno o más segundos campos en la unidad de trama; (D) remuestrear el componente de forma de onda sobre la base del desplazamiento de tiempo determinado para obtener un componente de forma de onda remuestreado; (E) determinar un desplazamiento de frecuencia y un desplazamiento de fase del componente de forma de onda remuestreado mediante referencia a los uno o más segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda remuestreado; y (F) estimar un coeficiente del canal correspondiente al componente de forma de onda mediante referencia a los uno o más segundos campos en la unidad de trama, sobre la base del desplazamiento de frecuencia y desplazamiento de fase determinados del componente de forma de onda remuestreado, en donde las etapas anteriores se realizan en el orden (A) a (F).

Description

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DESCRIPCION

Procesamiento conjunto de la senal de un transmisor en sistemas de satelite multi-haz Campo tecnico de la invencion

La presente invencion se refiere a un metodo y un aparato para transmitir datos a una pluralidad de haces a traves de una pluralidad de alimentaciones de transmision, y para mitigar la interferencia inter-haces. La invencion se refiere adicionalmente a un metodo y un aparato para recibir datos transmitidos a traves de una transmision inalambrica a una pluralidad de haces a traves de una pluralidad de alimentaciones de transmision, y para la sincronizacion en la localizacion del terminal. La invencion es aplicable particularmente aunque no exclusivamente a sistemas de comunicacion de banda ancha multi-haz, en particular para proporcionar interactividad entre el lado del terminal y el lado del transmisor, y en particular para sistemas de comunicacion por satelite de alto rendimiento, de haz multiple, por ejemplo, para proporcionar servicios de Internet.

Antecedentes de la invencion

Los sistemas de telecomunicacion por satelite que proporcionan cobertura por haz puntual (o simplemente haz) multiple pueden incrementar sustancialmente la capacidad del sistema mediante la reutilizacion del espectro de frecuencia disponible entre los haces. Si se transmiten diferentes senales a una multiplicidad de haces para proporcionar servicios interactivos punto a punto, el incremento de la reutilizacion de la frecuencia conduce a un gran incremento en la interferencia intra-sistema entre los haces (interferencia intra-haces), lo que convierte en inutil el uso de un espectro adicional. La interferencia intra-sistema se genera por los lobulos laterales de los patrones de radiacion del haz del canal conjunto.

Para acometer este problema de una alta interferencia inter-haz en una configuracion multi-haz de reutilizacion agresiva de la frecuencia, el procesamiento conjunto de las senales dirigidas a la transmision a los diferentes haces puede llevarse a cabo en el transmisor de enlace directo (normalmente la pasarela (GW) o nucleo). Este procesamiento, denominado en lo que sigue bajo el termino generico “precodificacion”, se dirige a 'invertir' el impacto del canal de satelite y las interferencias. Esta forma de espectro adicional puede aprovecharse y puede proporcionarse una capacidad del sistema mucho mas alta. Una condicion previa para que funcione la precodificacion es que los receptores del enlace directo (terminales de satelite, tambien denominados como terminales de usuario (UT) o simplemente terminales) proporcionen informes precisos y a tiempo de su canal (informacion de estado del canal representada por un vector de estado del canal, o simplemente vector del canal) de vuelta al transmisor, que el transmisor usa para formar la matriz de precodificacion apropiada.

Son conocidos diversos gustos de precodificacion en la tecnica anterior y se adopta, por ejemplo, en las normas de radio celular terrestre tales como la LTE (evolucion a largo termino) y LTE-avanzada y caen bajo el amplio termino de tecnicas multiusuario de multiple entrada - multiple salida (MU-MIMO). C. Lim et al., “Recent trend of multiuser MIMO in LTE-Advanced”, IEEE Commun. Mag., pags. 127-135, marzo de 2013 divulga un ejemplo de dicha tecnica de precodificacion. A diferencia de las tecnicas MU-MIMO en LTE-avanzada, la escala del problema a manejar en sistemas de comunicacion por satelite multi-haz de alto rendimiento es mucho mayor dado que la precodificacion en el contexto de satelite implica decenas o centenares de alimentaciones de antena de satelite (alimentaciones de transmision) con los haces puntuales correspondientes formados sobre el terreno, sirviendo cada uno al menos a un UT fijo en cada momento.

Con relacion a la precodificacion, la tecnica anterior ha estado preocupada en gran medida con la evaluacion de diversas tecnicas de precodificacion lineales y no lineales sobre el canal de satelite multi-haz para evaluar cual se aproxima a los lfmites de la optima codificacion en papel sucio (DPC) descritos en “Writing on dirty paper”, IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 29, n.° 3, pags. 439-441, mayo de 1983. En terminos de eleccion de las tecnicas de precodificacion, se ha descubierto en D. Christopoulos, S. Chatzinotas, G. Zheng, J. Grotz y B. Ottersten, “Linear and nonlinear techniques for multi-beam joint processing in satellite communications”, EURASIP Journal on Wireless Communications and Networking, 2012 que las tecnicas lineales simples ya captan la mayor parte de las ganancias multiusuario potenciales con complejidad manejable y mejoras de entrega que al menos duplican el rendimiento de los sistemas existentes. Es posible tambien el procesamiento conjunto en la pasarela en la forma de precodificacion siempre que el sistema use haces multiples para transmitir informacion comun en una forma punto a multipunto, como en el caso por ejemplo de los servicios de emision o multidifusion. Para dichos sistemas, la decodificacion se dirige a elevar al receptor con peor caso de senal a ruido dentro de cada haz y puede aplicarse siempre que se realimenta desde los receptores. El documento EP1681821 divulga la estimacion del canal en un sistema de comunicacion MIMO-OFDM. Sin embargo, surge un nuevo problema cuando no se consideran las aplicaciones terrestres, sino sistemas de comunicacion por satelite de banda ancha. En estos, habilitar un alto rendimiento mientras al mismo tiempo se habilita la interactividad entre los UT plurales y la GW requiere que cada flujo de datos transmitido desde una alimentacion de antena (alimentacion de transmisor) hacia un haz de punto sobre el terreno se dirija a multiples UT y se actua como un recipiente de sus datos para proporcionar un alto grado de multiplexado estadfstico dentro de la trama de la capa ffsica. En dicha infraestructura convencional no son factibles los algoritmos de precodificacion que se dirigen a un unico UT por haz y se requieren algoritmos de precodificacion que se dirijan a

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multiples terminales de satelite con una unica matriz de precodificacion. Las posibles infraestructuras de esta clase incluyen el multiplexado de datos de usuario multiples dentro del marco de banda base DVB-S2 (difusion digital por satelite - segunda generacion) para conseguir una alta eficiencia de cuadro, asf como un cuadro en banda base de la norma BGAN (Red de area global de banda ancha) para servicios moviles de satelite. Lo que se necesita asf es un esquema de precodificacion para un sistema de comunicacion en el que cada uno de la pluralidad de flujos de datos transmitidos desde una alimentacion de antena hacia un haz puntual respectivo sobre el terreno se dirija a multiples UT.

En el lado del UT, el empleo de dicho esquema de precodificacion necesita un esquema dedicado para sincronizacion, para que el UT sea capaz de determinar su canal (vector de estado del canal), lo que se necesita proporcionar a la GW para habilitar la precodificacion. Esto es particularmente exigente para configuraciones de sistemas en los que esta presente una base de fuerte interferencia por las senales de otros haces debido a un esquema agresivo de reutilizacion de la frecuencia.

Sumario de la invencion

Es por lo tanto un objeto de la presente invencion superar las limitaciones anteriormente descritas de la tecnica anterior. Es aun otro objetivo proporcionar un metodo y aparato para la sincronizacion en el lado del terminal de usuario en la infraestructura de un sistema de comunicacion por satelite MU-MIMO. La invencion se define por un metodo de acuerdo con la reivindicacion 1 y por un aparato de acuerdo con la reivindicacion 6. Se describen realizaciones preferidas de la invencion en las reivindicaciones dependientes. Aunque se han divulgado diversas realizaciones y/o ejemplos en la presente descripcion, la materia objeto para la que se busca proteccion esta estrictamente y unicamente limitada por aquellas realizaciones y/o ejemplos englobados por el alcance de las reivindicaciones adjuntas. Las realizaciones y/o los ejemplos mencionados en la descripcion que no caigan dentro del alcance de las reivindicaciones son utiles para la comprension de la invencion. De acuerdo con un aspecto de la invencion, un metodo para la estimacion del canal en un sistema de comunicacion MU-MIMO inalambrico que emplea precodificacion comprende las etapas de: (A) recibir una senal que comprende una pluralidad de componentes de forma de onda, siendo subdividido cada componente de forma de onda en unidades de trama, en donde cada unidad de trama tiene un primer campo que no esta sometido a precodificacion y que indica un comienzo de la unidad de trama respectiva y uno o mas segundos campos que no estan sometidos a la precodificacion y en los que cada uno comprende una secuencia piloto; (B) para un componente de forma de onda de la pluralidad de componentes de forma de onda, determinar un inicio de una unidad de trama del componente de forma de onda mediante la busqueda en la senal recibida del primer campo que indique el comienzo de la unidad de trama; (C) determinar un desplazamiento de tiempo del componente de forma de onda mediante referencia al primer campo en la unidad de trama y a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama; (D) remuestrear el componente de forma de onda sobre la base del desplazamiento de tiempo determinado para obtener un componente de forma de onda remuestreado; (E) determinar un desplazamiento de frecuencia y un desplazamiento de fase del componente de forma de onda remuestreado mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda remuestreado; y (F) estimar un coeficiente del canal correspondiente al componente de forma de onda mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama, sobre la base del desplazamiento de frecuencia y desplazamiento de fase determinados del componente de forma de onda remuestreado, en donde las etapas anteriores se realizan en el orden (A) a (F). Preferentemente, las etapas (B) a (F) se realizan para cada uno de la pluralidad de componentes de forma de onda.

En una realizacion preferida de la invencion, el metodo comprende ademas las etapas de: (G) generar una unidad de trama replicada que comprende la replica del primer campo y de los uno o mas segundos campos de la unidad de trama del componente de forma de onda sobre la base del desplazamiento de tiempo, desplazamiento de frecuencia, desplazamiento de fase y coeficiente del canal determinados; y (H) restar la unidad de trama replicada de la senal recibida, en donde las etapas (G) y (H) se realizan despues de la etapa (F); y el metodo comprende adicionalmente realizar las etapas (A) a (F) de nuevo para otro componente de forma de onda de la senal recibida despues de la realizacion de la etapa (H). Preferentemente, las etapas (B) a (H) se realizan para cada uno de la pluralidad de componentes de forma de onda. Preferentemente ademas, el metodo comprende adicionalmente las etapas de: (I) estimar la frecuencia de la senal recibida; (J) determinar un filtro adaptado sobre la base de la frecuencia estimada y filtrar la senal recibida usando el filtro adaptado determinado; y (K) desmultiplexar el componente de forma de onda para separar el primer campo y los uno o mas segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda, en donde las etapas (G) y (H) se realizan despues de la etapa (A) y antes de la etapa (B), y la etapa (K) se realiza despues de la etapa (B) y antes de la etapa (C).

Por medio de este metodo, se consigue la sincronizacion en el lado del terminal de usuario a pesar del fondo de fuerte interferencia por las senales de otros haces que esta presente debido a un esquema agresivo de reutilizacion de la frecuencia. Esto habilita a los terminales de usuario para determinar sus vectores de canal, que se necesita proporcionar a la GW para que sea capaz de determinar la matriz de precodificacion a pesar del fondo del fuerte interferencia por las senales de otros haces. En particular mediante la resta de la replica del primer y segundo campos, pueden estimarse los coeficientes del canal tambien para componentes de forma de onda no de referencia de la senal recibida que se suprimen por la precodificacion.

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De acuerdo con otro aspecto de la invencion, un aparato para realizar una estimacion del canal en un sistema de comunicacion MU-MIMO inalambrico que emplea precodificacion comprende: una unidad de recepcion configurada para recibir una senal que comprende una pluralidad de componentes de forma de onda, siendo subdividido cada componente de forma de onda en unidades de trama, en donde cada unidad de trama tiene un primer campo que no esta sometido a precodificacion y que indica un comienzo de la unidad de trama respectiva y uno o mas segundos campos que no estan sometidos a la precodificacion y que cada uno comprende una secuencia piloto; una unidad de sincronizacion de trama configurada para determinar un comienzo de la unidad de trama de un componente de forma de onda de la pluralidad de componentes de forma de onda mediante la busqueda en la senal recibida del primer campo que indique el comienzo de la unidad de trama; una unidad de determinacion de desplazamiento de tiempo configurada para determinar un desplazamiento de tiempo del componente de forma de onda mediante referencia al primer campo en la unidad de trama y a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama; una unidad de remuestreo configurada para remuestrear el componente de forma de onda sobre la base del desplazamiento de tiempo determinado para obtener un componente de forma de onda remuestreado; una unidad de determinacion del desplazamiento de frecuencia/fase configurada para determinar un desplazamiento de frecuencia y un desplazamiento de fase del componente de forma de onda remuestreado mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda remuestreado; y una unidad de estimacion del coeficiente del canal configurada para estimar el coeficiente del canal correspondiente al componente de forma de onda mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama, sobre la base del desplazamiento de frecuencia y desplazamiento de fase determinados del componente de forma de onda remuestreado.

En una realizacion preferida de la invencion, el aparato comprende adicionalmente una unidad de replicacion configurada para generar una unidad de trama replicada que comprende la replica del primer campo y de los uno o mas segundos campos de la unidad de trama del componente de forma de onda sobre la base del desplazamiento de tiempo, desplazamiento de frecuencia, desplazamiento de fase y coeficiente de canal determinados; y una unidad de sustraccion configurada para sustraer la unidad de trama replicada de la senal recibida, en donde la senal obtenida mediante sustraccion de la unidad de trama replicada de la senal recibida se realimenta a la unidad de sincronizacion de trama para procesamiento adicional. Preferentemente, el aparato comprende adicionalmente una unidad de estimacion de frecuencia configurada para estimar una frecuencia de la senal recibida; una unidad de filtro adaptado configurada para determinar un filtro adaptado sobre la base de la frecuencia estimada y el filtrado de la senal recibida usando el filtro adaptado determinado; y una unidad de desmultiplexado configurada para desmultiplexar el componente de forma de onda para separar el primer campo y los uno o mas segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda.

Breve descripcion de las figuras

La Fig. 1 ilustra esquematicamente un ejemplo de un sistema de comunicacion por satelite multi-haz al que pueden aplicarse realizaciones de la presente invencion, la Fig. 2 ilustra un ejemplo de un esquema mezclado de reutilizacion de frecuencia que puede aplicarse en el contexto de las realizaciones de la invencion, la Fig. 3 es un ejemplo de precodificacion del UT simple convencional sobre un sistema con dimensiones de canal 2x2 empleado en la tecnica anterior, la Fig. 4 es un ejemplo de precodificacion multidifusion a traves de un sistema con dimensiones de canal 2x2 de acuerdo con realizaciones de la invencion, la Fig. 5 es un diagrama de flujo que ilustra el procesamiento para determinar la matriz de precodificacion de acuerdo con realizaciones de la invencion, la Fig. 6 es un diagrama de flujo que ilustra el procesamiento para la seleccion de UT de acuerdo con una realizacion de la invencion, la Fig. 7 es un diagrama de flujo que ilustra el procesamiento para seleccion de UT de acuerdo con otra realizacion de la invencion, la Fig. 8 es un diagrama de flujo que ilustra el procesamiento para determinacion de la informacion de canal equivalente de un subgrupo de UT de acuerdo con otra realizacion de la invencion, la Fig. 9 es un diagrama de flujo que ilustra el procesamiento para determinar la matriz de precodificacion de acuerdo con la realizacion de la Fig. 8, la Fig. 10 ilustra esquematicamente un ejemplo de un procedimiento periodico para recogida de ganancias de canal complejas de los UT y realimentarlas a la GW que puede aplicarse en el contexto de las realizaciones de la invencion, la Fig. 11 ilustra esquematicamente un posicionamiento de la funcion de precodificacion de acuerdo con las realizaciones de la invencion en la secuencia de procesamiento de senal llevada a cabo en el lado del transmisor, la Fig. 12 ilustra un diagrama de bloques esquematico de un aparato configurado para realizar el procedimiento de sincronizacion en un UT de acuerdo con realizaciones de la invencion, la Fig. 13 es un diagrama de flujo que ilustra un procedimiento de sincronizacion en un UT de acuerdo con una realizacion de la invencion, la Fig. 14 es un diagrama de flujo que ilustra un procedimiento de sincronizacion en el UT de acuerdo con otra realizacion de la invencion, y la Fig. 15 ilustra esquematicamente un ejemplo de contribuciones de fase a la matriz del canal.

Descripcion detallada de la invencion

Se describiran en lo que sigue realizaciones preferidas de la invencion con referencia a las figuras adjuntas, en donde en las figuras, se indican objetos identicos por numeros de referencia identicos. Se entiende que la presente invencion no debe limitarse a las realizaciones descritas, y que las caractensticas y aspectos de las realizaciones descritos pueden modificarse o combinarse para formar realizaciones adicionales de la presente invencion.

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La Fig. 1 ilustra un sistema de comunicacion por satelite 100 de ejemplo al que puede aplicarse la presente invencion. Aunque en lo que sigue se hara referencia como ejemplo a este sistema cuando se describe la presente invencion, la invencion no esta limitada a dicha configuracion. El sistema de satelite de la Fig. 1 incluye un satelite 10, una o mas pasarelas (GW) 20 y un gran numero de UT 32. El sistema de comunicacion por satelite 100 se disena para proporcionar servicios interactivos de banda ancha a un area de cobertura espedfica. El satelite 10 puede localizarse en la orbita geoestacionaria, aunque alternativamente puede usarse cualquier orbita de satelite apropiada. Tfpicamente, la carga util de satelite sera transparente, es decir la carga util solo traduce la frecuencia y amplifica las senales recibidas en el enlace ascendente antes de encaminarlas al haz del enlace descendente apropiado. Alternativamente, la carga util del satelite puede ser regenerativa, es decir la carga util demodula y decodifica las senales recibidas en el enlace ascendente hasta la banda base y a continuacion recodifica y remodula las senales antes de amplificarlas y encaminarlas al haz de enlace descendente apropiado. Las tecnicas de procesamiento de senal del transmisor de acuerdo con la invencion son aplicables independientemente de la arquitectura de la carga util e independientemente de si el transmisor se localiza en tierra o en el espacio.

El sistema de la Fig. 1 representa una red multi-haz configurada para comunicar con una poblacion de UT 32 distribuida a traves de un area de cobertura definida. Haciendo uso de la tecnologfa de multi-alimentacion de antena con N alimentaciones de transmision y uno o mas reflectores parabolicos, se conforma el area de cobertura del satelite 10 para proyectarse sobre tierra sobre K haces 30. Ambas tecnologfas de antena de alimentacion simple por haz (SFPB) o multi-alimentacion por haz (MFPB) son compatibles con la invencion. Por simplicidad, en el resto de la presente descripcion se supondra una tecnologfa SFPB, por ello se supondra N = K sin pretendida limitacion del alcance de la divulgacion.

Cuando la carga util del satelite es transparente, la estacion de GW 20 sobre tierra comunica con el satelite 10 a traves de un enlace 60 usando el subsistema de antena de GW apropiado. Sobre el canal directo, es decir el canal que comprende un enlace ascendente 60 desde la GW 20 al satelite 10 y un enlace descendente 40 desde satelite 10 a los UT 32, cada GW 20 en el sistema esta transmitiendo datos a un subconjunto del numero total de haces 30, en el que cada haz 30 esta dirigido a recibir una senal de informacion diferente. Ha de observarse que la invencion es aplicable a un sistema que comprenda cualquier numero de GW, en particular una GW o una pluralidad de GW. Dependiendo del esquema de reutilizacion de frecuencia y de polarizacion de la arquitectura del sistema de satelite, cada uno de los K haces 30 puede usar las mismas bandas de frecuencia u ortogonales y las mismas polarizaciones u ortogonales (circular o lineal). Aparecen ganancias sustanciales debido a la precodificacion siempre que se reutilizan agresivamente la frecuencia y la polarizacion, por ejemplo cuando se reutiliza todo el ancho de banda disponible en cada haz 30 en ambas polarizaciones (reutilizacion de frecuencia de 1) o cuando se usan polarizaciones alternas en haces sucesivos (reutilizacion de frecuencia de 2).

Sin embargo, si estan disponibles en el sistema centenares de haces puntuales, dicho esquema de reutilizacion de frecuencia tensara los recursos de la carga util en terminos de masa, potencia, y disipacion termica mas alla incluso de las capacidades de las plataformas mas grandes hoy en dfa disponibles. Esto es principalmente debido a que la reutilizacion de frecuencia completa no permite ninguna reutilizacion de amplificadores de alta potencia a bordo (HPA) en multiples canales de carga util. Los HPA (tfpicamente amplificadores de tubo de onda progresiva, TWTA) son las unidades de la carga util mas voluminosas y mas hambrientas de potencia. Una posibilidad para acometer este problema es restringir los haces puntuales en el sistema hasta un numero que pueda manejarse por la plataforma (aproximadamente 50 a 60 haces con las capacidades del bus de satelite actuales) y proporcionar cobertura regional en lugar de la cobertura continental amplia. A continuacion, para conseguir una cobertura mas amplia, se necesitara el empleo de multiples satelites, cada uno con reutilizacion de frecuencia completa y precodificacion aplicada por separado en cada sistema de satelite. Se ha de observar que la invencion es aplicable a un sistema que comprenda cualquier numero de satelites, en particular un satelite o una pluralidad de satelites.

Convencionalmente, la precodificacion es una tecnica de precancelacion de interferencia que aprovecha los grados de libertad espaciales ofrecidos por los multiples, es decir N alimentaciones de antena (alimentaciones de transmision, o simplemente alimentaciones) para dar servicio en cada instante a K UT de antena simple instalados dentro de cada uno de los K haces, es decir un UT por haz. Se supone un unico UT por haz en cada momento como resultado del multiplexado por division de tiempo (TDM) entre los UT que han realizado solicitudes de trafico en ese haz. La interferencia de canal conjunto multiusuario se mitigara mediante la multiplicacion previa de las senales de transmision por los vectores de precodificacion apropiados, dado que el transmisor tiene disponible un conocimiento completo de los canales del UT (tanto con relacion a la amplitud como a la fase) para ser capaz de llevar a cabo esta tarea. Esto implica que esta implementado un mecanismo de realimentacion entre los UT y la GW que da servicio a los K haces. Esta realimentacion puede ser a traves de una trayectoria terrestre (por ejemplo via ADSL) o a traves de un satelite (por ejemplo via DVB-RCS2).

Tfpicamente, un sistema de comunicacion por satelite tal como se ilustra en la Fig. 1 comprende no una sino multiples GW. Este es el resultado de consideraciones puramente de espectro: en particular para el esquema de reutilizacion de frecuencia completo concebido para precodificacion, el espectro ampliado por el numero total de haces requiere el soporte de muchas GW que reutilizan el espectro del alimentador. En una configuracion multi-GW, la GW adquiere la informacion de canal con relacion a los UT a los que transmite en un subconjunto espedfico de haces puntuales a traves de la realimentacion, pero tiene poco o ningun conocimiento acerca de los canales de los

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UT que pertenecen al resto de los haces puntuales a los que no transmite. Como consecuencia, cuando forma los vectores de precodificacion dirigidos a su propio subconjunto de haces, las senales del resto de las GW hacia su subconjunto de haces actuaran como una interferencia de canal conjunto no compensado deteriorando el rendimiento que puede conseguirse por la precodificacion. Esta observacion conduce a la conclusion de que cuanto menor es el numero de las GW en el sistema, mejor es el rendimiento de la precodificacion, en donde naturalmente el caso de una GW en el sistema representa el caso optimo con respecto al rendimiento de la precodificacion.

Para disminuir el numero de las GW en el sistema, un planteamiento es migrar todos los enlaces a bandas de frecuencia extremadamente altas (EHF), tales como la banda Q/V (50/40 GHz) o incluso la banda W (80/70 GHz) otra alternativa sena concebir un plan de frecuencias, en el que el ancho de banda del sistema disponible se mezcla entre un esquema de reutilizacion de frecuencia completo vinculado al area central de cada haz y un esquema de coloracion menos agresivo vinculado al resto del area del haz. La eleccion de la repeticion de la misma banda en el centro de cada haz y bandas alternas en la periferia del haz tiene una doble ventaja: por un lado la precodificacion se comporta mejor para valores de SNIR mas elevados, y por otro lado permite crear separacion espacial entre partes de canales conjuntos de los haces. Por ejemplo, en la Fig. 2 se ilustran esquemas de reutilizacion de frecuencia mezclados para reducir el espectro requerido en el enlace. El ancho de banda B del enlace de usuario disponible total se divide en tres sub-bandas F1, F2 y F. Los UT localizados en las areas centrales del haz tendran asignada la sub-banda F que se repite en cada haz del sistema (reutilizacion de frecuencia completo). Los UT localizados en la periferia del haz alternaran entre las sub-bandas F1 y F2 de cada haz. El enlace para estos dos haces necesitara soportar un espectro de 2F+F1+F2 en lugar de 2(F+F1+F2) en caso de reutilizacion de frecuencia completo a lo largo de todo el haz. Necesita optimizarse el tipo de segregacion de frecuencia ilustrado en la Fig. 2 dependiendo de la arquitectura espedfica del sistema en terminos de cuantas sub-bandas se emplean y/o como se reparten (por ejemplo entre F, F1, y F2). Naturalmente, pueden concebirse muchos otros tipos de asignaciones de las diferentes sub-bandas a areas geograficas dentro de cada haz. Ha de entenderse que este esquema es compatible con la presente invencion.

En lo que sigue, se considerara un sistema de comunicacion tal como se ilustra en la Fig. 1 con N alimentaciones de antena y K haces sobre el terreno para describir la presente invencion, sin limitacion pretendida del alcance de la divulgacion. En este sistema de comunicacion por satelite, la expresion analttica de entrada-salida general para la senal recibida en un UT dado en el k-esimo haz se lee

yk = hlx + nk (1)

en donde Af (o AH) indica la traspuesta conjugada de la matriz (o vector) A, hk es un vector 1 * N compuesto por coeficientes de canal complejo (indicativo de ganancias de antena, perdidas de propagacion y desplazamientos de fase) entre el UT y las N alimentaciones de antena de transmision del satelite, x es un vector N * 1 de los sfmbolos transmitidos y nk es la media cero aditiva distribuida identicamente independiente (d.i.i.) de ruido blanco gaussiano (AWGN) medida en la antena de recepcion del UT en el haz k-esimo. El modelo de desvanecimiento en bloque de banda base puede describirse en forma de matriz compacta como

y = Hx + n (2)

en donde la matriz de estado del canal total (matriz del canal) es la agrupacion de cada uno de los canales de vector por haz, es decir H = [hi, h2, ..., hk]f Ha de observarse que en caso de una arquitectura de carga util transparente en donde los vectores de precodificacion se aplican en tierra en la GW, el muy alto rendimiento (gran HPA y antena) de la GW conduce a un enlace entre la GW y el satelite casi ideal. Esto permite considerar principalmente al enlace de usuario desde satelite a los UT y descartar el enlace al menos para las amplitudes en la matriz del canal.

A continuacion, se describira la precodificacion lineal que puede aplicarse en el contexto de la invencion. La precodificacion lineal es una tecnica de precodificacion multiusuario que separa los flujos de datos del usuario en dimensiones espaciales espedficas. El termino “lineal” se refiere al procesamiento de transmision lineal, es decir la matriz de precodificacion. Aunque no se consiga capacidad, las tecnicas lineales pueden comportarse proximas a la capacidad de canal optima dada por otro lado por la codificacion en papel sucio (DPC) no lineal bajo algoritmos de optimizacion espedficos como los propuestos en las realizaciones de la presente invencion.

Sea que Sk indica un sfmbolo de potencia unidad (es decir potencia normalizada) (una senal de entrada, es decir una senal a ser transmitida al k-esimo haz), Wk indica un vector de precodificacion normalizado de N * 1 (un vector de coeficientes de ponderacion), y pk indica un factor de escalado, que corresponden respectivamente al UT en el haz k-esimo. El factor de escalado se asocia a la k-esima senal (es decir a la informacion hacia el UT en el k-esimo haz). Dado que la salida de cada antena dependera de todas las senales de entrada, la senal de transmision total cuando se aplica precodificacion lineal se leera

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De ese modo, cuando se emplea precodificacion, la Ec. 1 se convertira en

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En donde el primer termino de la suma se refiere a la senal util en el UT en el k-esimo haz y el segundo termino se refiere a las interferencias experimentadas por el UT en el k-esimo haz respecto a los otros haces. El vector columna de norma unidad Wk con dimension N * 1 es el vector de precodificacion asociado al UT en el k-esimo haz y la k-esima columna de una matriz de precodificacion total W = [wi, W2, ..., Wk]. El SNIR resultante en el UT en el k-esimo haz viene dado por

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Cuando se emplea precodificacion, la determinacion de los vectores de precodificacion optimos es tediosa. Se describe a continuacion un planteamiento muy comun que tambien se emplea en el contexto de la presente invencion.

Basandose en la teona de la dualidad del enlace ascendente/descendente explicada en N. Jindal, S. Vishwanath, y A. Goldsmith, “On the duality of Gaussian multiple-access and broadcast channels”, IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 50, n.° 5, pags. 768-783, mayo de 2004, el decodificador puede disenarse como un filtro de error cuadratico medio mrnimo (MMSE) lineal

W = [lN + H+PH]_1H+ (6)

en donde la asignacion de potencia optima P (matriz diagonal KxK) bajo restricciones por-antena viene dada por la resolucion del problema del enlace ascendente dual. Para el modelo del sistema actualmente supuesto, y suponiendo adicionalmente una unica alimentacion por arquitectura de carga util de haz (es decir N = K), siempre se asignara igual potencia a las multiples alimentaciones de antena de satelite.

A continuacion se describira la precodificacion multidifusion. La presente invencion introduce disenos de precodificacion lineal novedosos (es decir seleccion de terminales y derivaciones de la matriz de precodificacion) basandose en los algoritmos descritos a continuacion. Estos algoritmos difieren de los algoritmos conocidos en la tecnica anterior en que satisfacen la necesidad de proporcionar una capacidad mejorada no obstante el precodificador que se requiere para acoger los multiples Ut por haz que se agrupan dentro de una unica trama. La necesidad de dicho planteamiento podria surgir del tramado de la capa flsica. Dicho planteamiento hacia la precodificacion lineal, al que puede referirse como Precodificacidn Multidifusion, no se ha investigado hasta el momento para sistemas terrestres o por satelite, o bien porque estos sistemas no tienen restricciones comparables en su especificacion de la capa ffsica o bien debido a que se ha supuesto impffcitamente que la restriccion se maneja por una capa a nivel mas alto.

Por ejemplo, la norma DVB-S2 consigue una gran parte de su eficiencia en sistemas punto a punto de banda ancha interactivos mediante el multiplexado estadfsticamente de multiples UT que pertenecen al mismo haz en cada trama. Espedficamente, fuera del conjunto de UT que han solicitado capacidad, el planificador asociado con cada haz agrupa los UT con caractensticas de SNIR similares dentro de la misma trama de banda base (o palabra de codigo) de modo que se apliquen a ellos modos identicos de transmision (Mod-Cods) de la capa flsica. Este concepto se diseno originalmente para maximizar la eficiencia del encapsulado de las largas tramas de la capa ffsica (16k o 64k) debido a la codificacion de canal LDPC (low-density parity check, o comprobacion de paridad de baja densidad).

Sin embargo, desde el punto de vista de la precodificacion, este planteamiento hacia el tramado dentro de DVB-S2 esta anadiendo una restriccion practica importante dado que implica que el precodificador no puede disenarse en base a cada canal (precodificacion convencional basada en el canal). Por el contrario, un precodificador basado en multidifusion necesita disenarse basandose en los multiples canales de UT que se encapsulan en la misma trama. La diferencia entre una precodificacion basada en UT unico convencional y un planteamiento de precodificacion multidifusion puede entenderse mediante el contraste de la Fig. 3 con la Fig. 4. Ambas figuras representan un sistema de satelite multi-haz simplificado con N = 2 alimentaciones de antena que forman K = 2 haces puntuales en el terreno. En la Fig. 3, se calcula una matriz de precodificacion que se dirige a un UT en cada haz y se aplica sobre el mismo recurso de tiempo (trama), que es la forma optima de aplicar la precodificacion dado que corresponde a un unico instante de la matriz del canal. Por otro lado, para precodificacion multidifusion en la Fig. 4 se mantiene la misma matriz de precodificacion sobre multiples UT (a, b, c) durante el periodo de trama Xa y sobre multiples otros durante el mismo periodo Xb, X=1,2, esto es sobre diferentes instancias de la matriz del canal. Todos los UT que pertenecen a la misma trama (a, b, c) son servidos por la misma matriz de precodificacion.

Comparado con el caso de un instante unico, el esquema de precodificacion multidifusion anterior tomado por si

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mismo es claramente suboptimo con relacion por ejemplo, al SNIR. Se describen a continuacion algoritmos de acuerdo con diferentes realizaciones de la invencion que sirven para mitigar estas desventajas. En particular, la invencion proporciona metodos (algoritmos) para transmitir datos inalambricamente a una pluralidad de terminales (usuarios) en cada uno de una pluralidad de haces a traves de una pluralidad de alimentaciones de transmision, y en particular para calcular la matriz de precodificacion multidifusion. La descripcion de estos metodos que son particularmente aplicables a sistemas de comunicacion por satelite interactivos de banda ancha se da en el diagrama de flujo de la Fig. 5. Las etapas del metodo ilustrado en la Fig. 5 se llevan a cabo para cada trama (es decir para cada recurso de tiempo) y son comunes a cada una de las diferente realizaciones descritas a continuacion. Aunque ciertas etapas ilustradas en la Fig. 5 se concretizan mediante estas realizaciones, se entiende que las etapas que no se mencionan explfcitamente en la descripcion de estas realizaciones son realizadas en cualquier caso.

En la etapa S501, para cada uno de los K haces, se seleccionan dos o mas terminales de entre los terminales en el haz como un subgrupo de terminales. Esta seleccion procede basandose en la informacion de estado del canal de la pluralidad de terminales en el haz respectivo. En el, la informacion de estado del canal de un terminal dado es informacion indicativa de una alteracion de una senal a traves de la transmision entre una alimentacion de transmisor respectiva y el terminal respectivo en terminos de amplitud y fase, para cada una de las N alimentaciones de transmision. En consecuencia, la informacion de estado del canal de un terminal se representa por un coeficiente de estado del canal complejo para cada una de la pluralidad de alimentaciones de transmision. Estos coeficientes de estado del canal forman un vector de estado del canal N * 1 complejo (a veces tambien denominado como un vector de ganancias de canal, o simplemente vector del canal o canal). El vector de estado del canal para un terminal i-esimo en el haz k-esimo en una posicion qk,i se indicara por hk(qk,i). Se entiende que el numero global de terminales en el haz a partir del que se selecciona el subgrupo de terminales puede relacionarse particularmente con aquellos terminales en el haz que estan planificados para recibir datos en la trama presente.

En la etapa S502, para cada subgrupo que se ha determinado en la etapa S501 (uno para cada haz, es decir K subgrupos en total), la informacion de estado del canal para (es decir representando) el subgrupo (informacion de estado del canal equivalente, o informacion de estado del canal conjunta) se determina basandose en la informacion de estado del canal de los terminales individuales de al menos uno de la pluralidad de subgrupos (uno para cada haz) que se han determinado en la etapa S501. En el caso mas simple, la informacion de estado del canal equivalente para un subgrupo se determina basandose en la informacion de estado del canal de los terminales individuales de este preciso subgrupo, esto _es, si estan comprendidos por cada subgrupo Nu terminales, la informacion de estado del canal equivalente hk para el subgrupo en el k-esimo haz viene dada por una funcion hk = f(hk(qk,i), hk(qk,2),---, hk(qk,wu)). La informacion de canal equivalente que representa el subgrupo en el k-esimo haz puede determinarse por ejemplo tomando una media aritmetica de la informacion de estado del canal hk(qkj), i = 1, ..., Nu, de los terminales del subgrupo mediante la seleccion de la informacion de estado del canal de un terminal individual dentro del subgrupo como la informacion de estado del canal equivalente que representa al subgrupo. Las K piezas de informacion de estado del canal equivalente (una para cada subgrupo) se representan por vectores_de estado del canaj_equivalente hi, h2, ..., hk, o en forma mas compacta por la matriz del canal equivalente H, en la que H = [/ii, fo, ..., ftkf . En un caso alternativo, la informacion de estado del canal equivalente que representa el subgrupo de terminales en el k-esimo haz puede determinarse basandose en la informacion de estado del canal de los terminales de los grupos en todos los haces, es decir la informacion de estado del canal equivalente hk para el subgrupo en el k-esimo haz puede venir dada por una funcion hk = f(hi(qi,i),..., hi(qi, wu),---, hk(qk,i),., hk(qk,Nu),■■■, hK(qK,i),., hK(qK,Nu)).

A continuacion, en la etapa S503 se determina un conjunto de coeficientes de ponderacion Wj, i = i, .., N; j = i, ..., K, que se refieren a la pluralidad de senales sk dirigidas a la transmision en la pluralidad de haces a la pluralidad de alimentaciones de transmision, basandose en la informacion de estado del canal equivalente de la pluralidad de subgrupos que se ha determinado en la etapa S502. Esto es, la determinacion del conjunto de coeficientes de ponderacion se basa en una pieza de la informacion de estado del canal equivalente para cada haz, o en otras palabras, K piezas de informacion de estado del canal equivalente en total. Para K haces y N alimentaciones de transmision, se determinan N • K coeficientes de ponderacion complejos en esta etapa. Estos N • K coeficientes de ponderacion forman una matriz de ponderacion compleja que es a la que se hace referencia comunmente como la matriz de precodificacion W. En el primer caso en la etapa S502 en el que la informacion de estado del canal equivalente de un subgrupo de terminales se determina basandose en la informacion de estado del canal de los terminales en este preciso subgrupo, la matriz de precodificacion se determina conjuntamente, teniendo en cuenta simultaneamente las K piezas de informacion de estado del canal equivalente, por ejemplo, mediante el calculo de la matriz de precodificacion W como se indica en la Ec. (6). En el caso alternativo de la etapa S502 en el que la informacion de estado del canal equivalente que representa a un subgrupo dado de terminales se determina basandose en la informacion de estado del canal de los terminales de la pluralidad del subgrupo, puede determinarse primero un vector de precodificacion Wk para un haz dado basandose en la informacion de estado del canal equivalente que representa al subgrupo de terminales en el haz dado.

En la etapa S504 el conjunto de coeficientes de ponderacion se aplica a la pluralidad de senales Sk, k = i, ., K que estan dirigidas a la transmision en la pluralidad de haces, como se indica en la Ec. (3). De ese modo, se obtiene una

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pluralidad de senales (ponderadas) Xn, n = 1, ..., N dirigidas a la transmision a traves de la pluralidad de alimentaciones de transmision. Se ha de observar que los factores de escala pk en la Ec. (3) podnan fijarse a la unidad en esta etapa, si se desea. En la etapa S505, las senales ponderadas Xn se transmiten a traves de sus alimentaciones de transmision correspondientes. Las etapas S504 y S505 podnan resumirse como la transmision de la pluralidad de senales Sk, k = 1, ., K que estan dirigidas a la transmision en la pluralidad de haces a traves de la pluralidad de alimentaciones de transmision de acuerdo con coeficientes de ponderacion respectivos de entre el conjunto de coeficientes de ponderacion. Esto es, para cada senal de entre la pluralidad de senales Sk, k = 1, ..., K que estan dirigidas a la transmision en la pluralidad de haces, y para cada alimentacion de transmision entre la pluralidad de alimentaciones de transmision, la senal respectiva se transmite a traves de la alimentacion de transmision respectiva ponderada con un coeficiente de ponderacion que se refiere la senal respectiva a la alimentacion de transmision respectiva. En otras palabras, la matriz de precodificacion Wse aplica al vector s = [si, S2, S/<]T para obtener el vector de x = [x-i, X2, ..., x^ de senales ponderadas, es decir x = Ws. Si se desea, los

factores de escala pk podrian aplicarse mediante la insercion de una matriz diag^^pi^Jp^,..., ^Pk] en multiplicacion de matrices anterior, x = Wdiag^^jp^^Jp^, ...,^Jp^)s, de acuerdo con la Ec. (3).

Mediante la seleccion de los UT basandose en ciertos criterios, estos esquemas de precodificacion lineal aplicados a traves de todos los canales de los terminales de un subgrupo dado durante un periodo de trama consiguen ganancias de precodificacion sustanciales comparados con los sistemas multi-haz de cuatro colores convencionales. En lo que sigue, se describen tres esquemas novedosos, combinando diseno del decodificador y algoritmos de seleccion de usuario. Se ha de observar que estos esquemas (metodos) se refieren a concretizaciones de algunas o todas las etapas S501 a S505 descritas anteriormente. En ellos, se entiende que pueden combinarse entre sf implementaciones espedficas de estas etapas divulgadas en conexion con estos esquemas, por ejemplo, la implementacion espedfica de la etapa S501 de uno de los esquemas puede combinarse con la implementacion espedfica de la etapa S502 de otro de los esquemas, y asf sucesivamente.

En las realizaciones espedficas descritas a continuacion, se supone que cada trama de la capa ffsica (por ejemplo, en las normas DVB-S2 o DVB-S2X) contiene datos que se dirigen a Nu UT que pertenecen al mismo haz que forman una denominada agrupacion de usuarios (subgrupo de terminales). Si una UT de recepcion se localiza en la posicion qk,i del k-esimo haz, k = 1, ..., K; i = 1, ..., Nu, el vector de estado del canal para este UT puede expresarse como hk(qk,i), como se ha indicado anteriormente, y los vectores de estado del canal para la i-esima UT respectiva en los K haces puede recogerse en la matriz del canal indicada por H], i = 1, ..., Nu. Esta notacion ligeramente diferente destaca que ahora se considera una tercera dimension, concretamente el indexado de los Nu UT dentro de cada haz cuyos datos se ponen en el mismo contenedor de trama. El canal de comunicacion global del satelite puede representarse con un conjunto de Nu ecuaciones

y[Q=H[{ix + n[{i, i = 1, ...,NU (7)

Debena remarcarse que puede no ser posible distinguir los sfmbolos transmitidos de los Nu UT en Nu penodos distintos dentro de la trama, dado que los bits correspondientes estaran probablemente intercalados dentro de una unica palabra de codigo. Por lo tanto, la implementacion de la precodificacion requiere una unica matriz de precodificacion Wque es independiente del mdice de usuario i a ser usado en el transmisor de la GW.

Se describira a continuacion un algoritmo (metodo) espedfico de acuerdo con una realizacion de la invencion. Se hace referencia a este algoritmo por los inventores como una Agrupacion Geografica de Usuarios. De acuerdo con esta realizacion, en la etapa S502 de la Fig. 5, se determina la informacion de estado del canal equivalente del subgrupo de terminales en el k-esimo haz (informacion de estado del canal equivalente que representa al subgrupo de terminales) basandose en la informacion de estado del canal de los terminales individuales del subgrupo de terminales en el k-esimo haz, en particular tomando el promedio (media aritmetica) de la informacion de estado del canal de los terminales individuales del subgrupo de terminales en el k-esimo haz. Esto es, el vector de estado del canal equivalente (una cantidad indicativa de la informacion de estado del canal equivalente) del subgrupo en el k-esimo haz viene dada por el promedio de los vectores de estado del canal de los terminales del subgrupo en el

1 vnJV„

k-esimo haz, es decir por

En otras palabras, la matriz del canal equivalente que

k

representa las agrupaciones de usuario a ser introducida al decodificador es el promedio de las matrices de canal individuales,

IT _ 1 \<NU U

H -7T2,i=i«[i]

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Naturalmente, la presente realizacion no esta limitada a tomar la media aritmetica, y pueden concebirse otros metodos de promediado.

A continuacion, en la etapa S503 en la Fig. 5, la matriz del canal equivalente R reemplaza la matriz del canal H de la Ec. (6) cuando se determina la matriz de precodificacion W. Naturalmente, son factibles tambien esquemas

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alternativos para la precodificacion lineal aparte del MMSE para determinacion de la matriz de precodificacion W basandose en la matriz del canal equivalente (o, mas en general, basandose en la informacion de estado del canal equivalente que representa la pluralidad de subgrupos).

Claramente, el rendimiento del algoritmo de precodificacion anterior depende de las diferencias entre la matriz del canal equivalente Hdefinida en la Ec. (8) y las matrices de canal individuales H], para i = 1, ..., Nu. Cuanto mayores sean las diferencias, peor sera el rendimiento del sistema. Una forma de limitar dichas diferencias es disenar espedficamente las agrupaciones de usuario para hacer a las matrices de canal H] suficientemente similares. El criterio de similitud adoptado en esta realizacion es el geografico, es decir basado en dividir geograficamente los haces en subregiones a las que necesitan pertenecer los UT que han de mezclarse en la misma agrupacion de usuarios.

La Fig. 6 ilustra un diagrama de flujo de la implementacion espedfica de la etapa S501 de acuerdo con la presente realizacion. Las etapas descritas a continuacion se llevan a cabo para cada uno de los K haces, a menos que se indique lo contrario.

En la etapa S601, se selecciona un primer terminal de entre la pluralidad de terminales en el haz, por ejemplo, para el k-esimo haz se selecciona el terminal en una posicion qkj como el primer terminal. El primer terminal puede seleccionarse aleatoriamente. Alternativamente, el primer terminal puede seleccionarse como el terminal cuyo vector de estado del canal maximiza una norma dada (matriz), tal como la norma de Frobenius || ||f, en el que la norma de

I m n | j"2

Frobenius de una matriz A de m * n se define como U\\f := J£r= iZ]=iK\ ■ Se entiende que son factibles

una pluralidad de metodos adicionales para seleccionar el primer terminal y que la invencion no debe limitarse a los ejemplos dados anteriormente.

En la etapa S602, para cada uno de los terminales en el haz diferente del primer terminal, se determina una distancia entre (un valor absoluto, o modulo, D) el vector de estado del canal del terminal respectivo y el (valor absoluto del) vector de estado del canal del primer terminal. En otras palabras, para el k-esimo haz las localizaciones de UT disponibles qkj, i t1, en el haz se repite en bucle y se calculan las distancias respectivas entre lhk(qk,i)l y |hk(qk,i)|. Preferentemente, se determina la distancia euclidiana ||||e en esta etapa. En consecuencia, las localizaciones de UT disponibles qkj, i t1, se repiten en bucle y se calculan las distancias euclidianas

di,t = |||ftfc(qfc,i)| - \hk(qkii)\\\E (9)

Sin embargo, tambien pueden emplearse otras medidas de distancia, tales como la distancia de norma p para una distancia de norma p arbitraria o infinita. Se ha de observar que para la repeticion en bucle de las localizaciones UT disponibles, no se necesita conocer valores reales de las localizaciones qkj, i t l. Por casualidad, una gran contribucion a los vectores de estado del canal procede de la propagacion entre el transmisor y el terminal respectivo, y al menos el valor absoluto de los vectores de estado del canal depende fuertemente de la posicion relativa del transmisor y el terminal. Por ello podna decirse que las distancias determinadas en esta etapa corresponden a las distancias entre (posiciones de) los terminales y (la posicion de) el primer terminal. De hecho, si las posiciones de los terminales en el haz se conocen numericamente, podna determinarse una distancia desde el primer terminal para cada uno de los terminales en el haz diferentes al primer terminal. En este caso, para el k-esimo haz las localizaciones de UT disponibles qkj, i t l, en el haz se repetinan en bucle y se calculanan las distancias respectivas a la posicion qkj, i t l, por ejemplo las distancias euclidianas ||||e. En consecuencia, se calculanan en esta etapa las distancias euclidianas d,e = Hqk,t- qk,HE-

En la etapa S603, se selecciona un numero predeterminado de terminales diferentes del primer terminal de acuerdo con sus distancias respectivas al primer terminal (es decir distancias entre vectores del canal o valores absolutos de los vectores del canal). En este caso, la agrupacion de usuarios ha de comprender Nu terminales en total, de modo que (Nu - 1) terminales continuan teniendo que seleccionarse en esta etapa. Preferentemente, esta seleccion del numero predeterminado de terminales implica la seleccion de terminales con la distancia mas pequena al primer terminal (es decir distancias mas pequenas entre vectores del canal o valores absolutos de los vectores del canal). En otras palabras, la agrupacion se completa anadiendo los (Nu - 1) terminales que tienen localizaciones de usuario qk,i que corresponden a los (Nu - 1) valores mas bajos en el conjunto {d^}, en donde i transcurre a traves de los indices de localizacion disponibles de terminales no incluidos aun en la agrupacion de usuarios.

Si ha de determinarse mas de una agrupacion de usuarios en la etapa S501 en la Fig. 5, el metodo de acuerdo con la presente realizacion puede comprender ademas guardar la agrupacion de usuarios con las localizaciones de usuario seleccionadas y eliminar las localizaciones de usuario seleccionadas de entre el conjunto de localizaciones de usuario disponibles, y repetir las etapas anteriores S601 a S603 hasta que hayan sido procesadas todas las localizaciones de terminales que hayan solicitado trafico en el haz. Como se ha indicado anteriormente, se supondra aqrn que solo se selecciona una agrupacion de usuarios por haz.

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La aplicacion de un criterio de distancia tal como el criterio de distancia euclidiana, a las filas de la matriz en la matriz del canal (es decir a los vectores de estado del canal) produce agrupaciones de usuarios que contienen terminales en localizaciones de usuario geograficamente proximas que tienen vectores de estado del canal suficientemente similares (es decir informacion de estado del canal suficientemente similar).

Se describira a continuacion un algoritmo (metodo) espedfico de acuerdo con otra realizacion de la invencion. Se hace referencia a este algoritmo por los inventores como Seleccion de Usuario en Paralelo. Este algoritmo de planificacion heunstica de usuarios tiene en cuenta no solamente las ganancias de canal, sino tambien las fases del canal cuando se seleccionan los terminales de la agrupacion de usuarios. El criterio de planificacion subyacente se basa en el nivel de correlacion de usuarios. Usando la terminologfa de comunicaciones MIMO multiusuario, esta correlacion puede medirse en terminos de ortogonalidad de los canales del vector complejo (vectores de estado del canal). Tfpicamente, para maximizar la similitud de dos vectores, uno necesita maximizar su producto interior. Adicionalmente, el proceso de seleccion de usuarios necesita tener en cuenta el nivel de correlacion entre conjuntos de usuarios. Por lo tanto, la etapa clave en el algoritmo de seleccion de usuarios propuesto se basa en la medicion del nivel de ortogonalidad entre un usuario y un conjunto de usuarios. Dado que no se puede buscar en el espacio de vectores prohibitivamente grande compuesto por los vectores de estado del canal de todos los usuarios a ser servidos (es decir usuarios planificados para transmision de datos), el algoritmo iterativo de acuerdo con la presente realizacion implica el calculo de subespacios de vectores (vectores de estado del canal) abarcados por el conjunto de usuarios seleccionados en las interacciones previas del algoritmo. La Fig. 7 ilustra un diagrama de flujo de la implementacion espedfica de la etapa S501 de la Fig. 5 de acuerdo con la presente realizacion. Estas etapas descritas a continuacion se llevan a cabo para cada uno de los K haces, a menos que se indique lo contrario.

En la etapa S701, se calcula una norma (matriz norma) del vector de estado del canal (es decir, el vector de estado del canal indicativo de la informacion de estado del canal) para cada terminal en el haz. En una realizacion preferida, se calcula la norma de Frobenius || ||f para cada terminal en esta etapa. En la etapa S702, el terminal en el haz para el que la norma del vector de estado del canal es mayor de entre los terminales en el haz se selecciona como un primer terminal. En otras palabras, el terminal en la posicion qk,i se selecciona como el primer terminal, en el que

imagen4

Si es necesario, los elementos de la matriz de precodificacion se actualizan a continuacion con el canal seleccionado y el terminal correspondiente se elimina del grupo de terminales a ser considerado para seleccion en el resto del proceso de seleccion.

Las etapas S701 y S702 representan el punto de arranque (es decir la primera iteracion) de un proceso iterativo que comprende las etapas S703 a S707 y que se repite hasta que se haya seleccionado un numero deseado (es decir predeterminado) de terminales. En el caso actual, han de seleccionarse en total Nu terminales, de modo que el proceso iterativo necesita ejecutarse durante (Nu - 1) veces adicionales.

En la etapa S703, para cada uno de los terminales en el haz diferente de aquellos terminales que se han seleccionado ya (es decir previamente), se determina una proyeccion del vector de estado del canal del terminal en el subespacio abarcado por los vectores de estado del canal de los terminales que se han seleccionado previamente. En la etapa S704, se selecciona un terminal para el que el vector de estado del canal tiene la proyeccion mayor sobre el subespacio abarcado por los vectores de estado del canal de los terminales que ya se han seleccionado de entre los terminales en el haz que permanecen disponibles para seleccion, es decir de entre los terminales en el haz diferentes de los terminales que ya se han seleccionado. En otras palabras, en cada iteracion i =2 ... Nu, se vuelve en bucle sobre las localizaciones de UT disponibles qk,t en el haz y el terminal (usuario) con la maxima proyeccion del canal sobre el subespacio abarcado por los usuarios ya determinados y seleccionados, o mas precisamente, se determina y selecciona el terminal cuyo vector de estado del canal tiene la maxima proyeccion del canal sobre el subespacio abarcado por los vectores de estado del canal de los terminales que ya se han seleccionado en interacciones previas. Indicando el canal (vector de estado del canal) del terminal que ha de seleccionarse en la iteracion actual por g, este canal viene dado formalmente por

imagen5

Vi_ l 9j9j

En la Ec. (11), el termino Lj= 1^ ||2 representa el subespacio abarcado por los canales de los terminales

seleccionados en interacciones previas, gi es el argumento, es decir el canal con la proyeccion maxima a este subespacio de entre todos los canales actualmente disponibles hk(qk,e), y || ||2 es la segunda norma (norma p con p=2), que coincide con la norma de Frobenius de un vector. Si es necesario, se actualizan a continuacion los elementos de la matriz de precodificacion con el canal seleccionado y el terminal correspondiente se elimina del grupo de terminales a ser considerados para seleccion en el resto del proceso de seleccion.

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Las etapas S705 y S706 son etapas opcionales que pueden realizarse para incrementar el rendimiento del proceso de seleccion global reduciendo el numero de terminales que han de considerarse para seleccion en cada iteracion de las etapas S703 y S704. Para acelerar el algoritmo, en la etapa S705, se determinan aquellos terminales en el haz cuyo vector de estado del canal tiene una proyeccion sobre el vector de estado del canal del terminal seleccionado en la etapa S704 que tras la normalizacion es mas pequeno que un umbral a predeterminado. En la etapa S706, cualesquiera terminales identificados en la etapa S705 se indican como a no ser considerados para seleccion en futuras iteraciones, es decir estos terminales se eliminan del grupo de terminales a los que se aplican las etapas S703 y S704 de iteraciones posteriores. En otras palabras, en las etapas S705 y S706 se descartan los terminales que son ortogonales (o bastante suficientemente ortogonales) al seleccionado, y por lo tanto ortogonales al subespacio abarcado por los terminales previamente seleccionados, de entre los candidatos del grupo de terminales. En forma analttica, esto puede expresarse como

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en donde S,- indica el conjunto de usuarios disponible para seleccion en la iteracion actual, y a es un parametro que controla el rendimiento respecto al tiempo de ejecucion del algoritmo. Con mas detalle, esta etapa define el conjunto de usuarios elegible para seleccion durante la siguiente iteracion. Como es evidente a partir de la Ec. (12) este conjunto es la interseccion del conjunto actual con el conjunto de usuarios cuya proyeccion sobre el canal elegido

actualmente es mayor que a. Por lo tanto, se descartan los terminales cuya proyeccion sobre el canal

seleccionado en la iteracion actual es mas pequena que a y se reduce el espacio de busqueda de la siguiente iteracion. Estas etapas opcionales son particularmente relevantes para numeros muy altos de terminales por haz, para los que un valor alto de a reduce grandemente el tiempo de ejecucion del algoritmo mediante la restriccion del gran espacio de busqueda a los canales potenciales que son mas relevantes.

En la etapa S707, se comprueba si ya se han seleccionado Nu terminales. Si ya se han seleccionado Nu terminales (la etapa S707 devuelve Sf), el proceso (es decir la etapa S501 en la Fig. 5) finaliza. Si se necesita seleccionar terminales adicionales (la etapa S707 devuelve No), el proceso vuelve a la etapa S703 para una iteracion adicional. Es innecesario decir que, aunque no se ilustra en la Fig. 7, el proceso tambien se finaliza si no restan en el haz terminales disponibles para seleccion.

El algoritmo de seleccion anterior es aplicable a cualquier metodo de precodificacion. El mas simple es la precodificacion MMSE equivalente de baja complejidad introducida anteriormente en la descripcion. En consecuencia, la informacion de estado del canal equivalente que representa el subgrupo de terminales en el k-esimo haz puede determinarse basandose en la informacion de estado del canal de los terminales individuales del subgrupo de terminales en el k-esimo haz, en particular tomando el promedio (media aritmetica) de la informacion de estado del canal de los terminales individuales del subgrupo de terminales en el k-esimo haz, como se ha descrito anteriormente en conexion con el algoritmo de Agrupacion Geografica de Usuarios, vease la Ec. (8). Para proporcionar una investigacion heunstica consolidada del problema, en lugar de usar la Ec. (8) para calcular la matriz del canal que se usa para determinar la matriz de precodificacion, puede considerarse en su lugar el siguiente diseno de precodificacion,

H = H[eq] (13)

donde H[eq incluye un usuario (terminal) representativo en cada haz. En otras palabras, en la presente realizacion, la determinacion de la informacion de estado del canal (equivalente) del subgrupo de terminales puede implicar, para cada haz, seleccionar la informacion de estado del canal de un terminal del subgrupo de terminales en el haz como la informacion de estado del canal del subgrupo de terminales en el haz. En el, el terminal representativo puede seleccionarse aleatoriamente de entre los terminales de la agrupacion de usuarios (subgrupo de terminales). Este planteamiento es beneficioso cuando entra en juego la carencia de proximidad geografica. Esta matriz de canal equivalente puede emplearse para el calculo de la matriz de precodificacion MMSE como se describe en la Ec. (6). Se indica explfcitamente que esta eleccion de la informacion de estado del canal (equivalente) del subgrupo de terminales en el haz puede aplicarse tambien al algoritmo de agrupacion de usuarios geografica descrito anteriormente, especialmente cuando los vectores del canal de los terminales en el subgrupo de terminales son suficientemente similares.

Ademas de la solucion MMSE de baja complejidad de acuerdo con la Ec. (6), puede considerarse tambien la precodificacion multidifusion teoricamente optima (desde un punto de vista del procesamiento de la senal, independientemente de la complejidad de la implementacion). La multidifusion se ha considerado para cancelacion de interferencia en sistemas terrestres, por ejemplo en N. Sidiropoulos, T. Davidson, y Z.-Q. Luo, “Transmit beamforming for physical-layer multicasting”, IEEe Trans. Signal Process., vol. 54, n.° 6, pags. 2239-2251, 2006, y en E. Karipidis, N. Sidiropoulos, y Z.-Q. Luo, “Quality of service and max-min fair transmit beamforming to multiple co-channel multicast groups”, IEEE Trans. Signal Process., vol. 56, n.° 3, pags. 1268-1279, 2008. Por otro lado, no se ha considerado esta aplicacion sobre precodificacion sin cambiar la estructura de tramado de las normas de

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telecomunicacion dadas. Sin embargo, dicha consideracion emana por la naturaleza inherente de las comunicaciones de satelite, en donde las normas de comunicacion se utilizan para tratar los largos retardos de propagacion y garantizar la eficiencia de la planificacion mediante tramado de multiples usuarios por transmision. Para modelizar el problema de precodificacion basado en la trama en la terminologfa de multidifusion multi-grupo, haya un total de 1 < G < N grupos multidifusion, uno correspondiente a cada haz, siendo 3 = {Qi, Q2> ■■■ Gg) coleccion de conjuntos de indices y Qk el conjunto de los UT que pertenece al k-esimo grupo de multidifusion, siendo /c=1, G. Cada UT pertenece solamente a un grupo, por ello Qi ^ Gj = — 1 ■■■ G. A continuacion,

puede calcularse la matriz de precodificacion optima mediante la resolucion del siguiente problema de optimizacion en el que la potencia emitida por cada alimentacion de antena de satelite se fija en Pn

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Los vectores de precodificacion lineal optima bajo las restricciones de potencia por antena vienen dados por la resolucion del problema de optimizacion T. A pesar del hecho de que en general este problema es de tiempo polinomial no determinista diffcil (NP-diffcil) de calcular, son obtenibles soluciones precisas usando los bien establecidos metodos de optimizacion convexa de relajacion semidefinida, aleatorizacion gaussiana y biseccion.

Se describira a continuacion un algoritmo (metodo) espedfico de acuerdo con otra realizacion mas de la invencion. Se hace referencia a este algoritmo por los inventores como Precodificacion de Espacio Nulo y se refiere a las etapas S502 y S503 de la Fig. 5.

Para la etapa S501, es decir la etapa de seleccion del terminal, puede emplearse cualquiera de los algoritmos de seleccion descritos anteriormente en esta realizacion, por ejemplo el algoritmo de seleccion ilustrado en la Fig. 6, o el algoritmo de seleccion ilustrado en la Fig. 7. Sin embargo, el algoritmo de acuerdo con la presente realizacion no depende de un algoritmo de seleccion particular. De hecho, los Nu terminales del subgrupo de terminales podrian seleccionarse tambien arbitrariamente (aleatoriamente). Para incrementar el rendimiento obtenible del sistema global es deseable que se rechace la interferencia recibida de senales dirigidas por los terminales en diferentes haces de modo que el SINR sea suficientemente grande para soportar grandes tasas de datos. Asi, en el escenario de multidifusion multi-haz, es conveniente que el diseno de la precodificacion se dirija de algun modo a pre-cancelar la interferencia transmitida. A diferencia de los metodos anteriormente mencionados, el metodo de precodificacion de acuerdo con esta realizacion se dirige a anular previamente completamente la interferencia. Esto se realiza mediante el calculo de la matriz del canal de espacio nulo para cada haz y, posteriormente, calcular el vector de precodificacion. La Fig. 8 ilustra un diagrama de flujo de la implementacion espedfica de la etapa S502, y la Fig. 9 ilustra un diagrama de flujo de la implementacion espedfica de la etapa S503, de acuerdo con esta realizacion. Estas etapas descritas a continuacion se llevan a cabo para cada uno de los K haces, a menos que se indique lo contrario.

La Fig. 8 ilustra una implementacion de la etapa de determinacion, para cada haz, de la informacion de estado del canal (equivalente) del subgrupo de terminales en el haz sobre la base de la informacion de estado del canal de los terminales de al menos uno de la pluralidad de subgrupos de terminales. En la etapa S801, se determina una primera matriz (matriz del canal) que comprende vectores de estado del canal de los terminales de los subgrupos de terminales en cada uno de la pluralidad de diferentes haces a partir del haz respectivo. Para el k-esimo haz se construye la siguiente matriz

ih=[Hl....HLl.ffLi.....Hjf (14)

como la primera matriz, en donde Hk e £Nu x N es una matriz que colapsa los vectores de canal desde la agrupacion de usuarios (subgrupo) localizada en el k-esimo haz, es decir que comprende, como sus filas, los adjuntos de los vectores de canal de los terminales del subgrupo del k-esimo haz, es decir Hk = [gk,i, gk,2, •••., gw^,

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en donde gk,i, l = 1, ...,Nu (de dimensiones 1 x N) indica los vectores de estado del canal de los terminales del subgrupo en el k-esimo haz. Entonces,

ifke £NU(K-1-)XN

es una matriz que contiene vectores del canal desde todos los haces excepto para el k-esimo haz k (es decir se ha extraido y eliminado la matriz del canal del k-esimo haz). La idea ahora es construir el vector de precodificacion del

k-esimo haz por medio del primer bloqueo de la dimension de espacio generada por Hk. En esta forma, el simbolo

transmitido por el k-esimo haz no se recibira por los otros haces. La obtencion de la matriz de proyeccion nula Hk puede realizarse de varias maneras, aunque se reconoce que la forma mas rapida es la que se basa en la descomposicion QR (factorizacion QR). Esta descomposicion conduce a dos matrices diferentes Qk,i, Qk,2

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en donde Qk,i (de dimensiones Nu(K - 1) x N) es una matriz unitaria, Rk (de dimensiones N x N) es una matriz triangular superior, 0 es una matriz nula de las dimensiones apropiadas y Qk,2 (de dimensiones NU(K -1) x (NU(K-1)

- A/)) corresponde a la amplitud del espacio nulo (kernel) de Hk. Desafortunadamente, como se ha descubierto por

los inventores, Hk es de rango completo y por ello, la dimension de su espacio nulo es cero. En consecuencia, necesita relajarse el objetivo inicial de pre-cancelar completamente la interferencia.

En consecuencia, en la etapa S802, se regulariza la primera matriz para obtener una segunda matriz regularizada (matriz del canal). En general, una version regularizada de la matriz del canal puede construirse mediante

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en donde P es la potencia de transmision de las alimentaciones de transmision, que se supone es igual para todas las alimentaciones de transmision en la descripcion presente. Esta regularizacion, a la que se hace referencia comunmente como la regularizacion de Tikhonov, se usa ampliamente y puede generalizarse dando un factor de multiplicacion arbitrario a la matriz identidad. El esquema de regularizacion puede generalizarse adicionalmente anadiendo una matriz arbitraria en lugar de la matriz identidad multiplicada por un factor de multiplicacion. Notablemente, esta version regularizada del canal no tiene ningun significado ffsico sino uno matematico.

A partir de ahora, se considerara HR en lugar de H. En otras palabras, la segunda matriz viene dada por

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que es la version regularizada de la primera matriz Hk y que puede obtenerse mediante

Hf =HkHHk+±I.

Naturalmente, pueden considerarse tambien las generalizaciones de la regularizacion de Tikhonov como se ha descrito anteriormente.

En la etapa S803 se determina una tercera matriz (matriz del canal) correspondiente al espacio nulo de la segunda matriz, es decir se determina la matriz de proyeccion nula para

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Para hallar el espacio nulo de

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Ha de calcularse la descomposicion QR de esta matriz. En la notacion definida anteriormente, la descomposicion QR se lee como

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La matriz

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debido a la regularizacion, nunca sera de rango completo. Por lo tanto, existira en este planteamiento un espacio de matriz de proyeccion nula. La matriz de proyeccion nula para

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se indica como

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(tercera matriz) y se obtiene mediante la

realizacion de la descomposicion QR de la matriz

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~(R)

como se indica en la Ec. (17). Esta matriz de pre-procesamiento 2 no rechazara completamente la interferencia pero la reducira significativamente, conduciendo a un rendimiento muy alto, como se explicara a continuacion.

A continuacion, en la etapa S804, se determina la informacion de estado del canal del subgrupo de terminales (informacion de estado del canal equivalente que representa el subgrupo de terminales) en el haz respectivo sobre la base de la tercera matriz y los vectores de estado del canal indicativos de la informacion de estado del canal de los terminales del subgrupo de terminales en el haz respectivo. Con mas detalle, esto implica la determinacion de una cuarta matriz (matriz del canal) que comprende vectores de estado del canal indicativos de la informacion de estado del canal de los terminales del subgrupo de terminales en el haz respectivo, regularizando la cuarta matriz para obtener una quinta matriz regularizada (matriz del canal), y determinando la informacion de estado del canal equivalente que representa el subgrupo de terminales en el haz respectivo sobre la base de la quinta matriz y de la

(K)

tercera matriz. Esto es, una vez se calcula la matriz de bloqueo regularizada Qk2 (tercera matriz), la siguiente etapa es calcular el k-esimo vector de precodificacion wk Como el rango de la matriz Qk2 es siempre Nu, esta

matriz puede interpretarse como un canal equivalente del k-esimo haz de modo que ahora debe dirigirse solamente a tratar la siguiente matriz del canal del haz (septima matriz)

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(R~)

En donde la matriz del canal Hj^ (quinta matriz) es la version regularizada de la matriz del canal Hk (cuarta matriz) correspondiente al k-esimo haz que viene dado por Hk = [gki, g,2, •••, SMj1", en donde gk,i, I = 1, ..., Nu denotan los

vectores de estado del canal de los terminales del subgrupo en el k-esimo haz. Ha de observarse que

<R)QiR2 = 0.

esto es,

proyecta el espacio nulo de

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En este caso, ya no hay notacion espacial del canal sino una geometrica. En realidad, el canal equivalente (que es indicativo de la informacion de estado del canal equivalente que representa al grupo de terminales en el

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rr

k-esimo haz) es la vista por la primera matriz de bloqueo ^ Y una proyeccion posterior de la matriz del canal regularizada.

La Fig. 9 ilustra una implementacion de la etapa de determinacion de un conjunto de coeficientes de ponderacion que se refieren a la pluralidad de alimentaciones de transmision hacia una pluralidad de senales que se dirigen para la transmision a la pluralidad de haces sobre la base de la informacion de estado del canal equivalente que representa la pluralidad de subgrupos de terminales. En la Fig. 9, en la etapa S901, se determina una sexta matriz (una matriz del canal) mediante la multiplicacion de la septima matriz (una matriz del canal) indicativa de la informacion de estado del canal equivalente que representa el subgrupo de terminales en el haz respectivo con su adjunta. En la etapa S902, se determina un vector eigen de la sexta matriz que tiene el mayor valor de eigen. Asf, el planteamiento seleccionado por el metodo de precodificacion de espacio nulo para la obtencion de un vector de precodificacion eficiente que se refiere a la matriz del canal aislado en la Ec. (18) ha de calcular el vector eigen asociado con el mayor valor eigen de la sexta matriz que viene dado por

i?jf° = H^qlHH^q) (19)

para el k-esimo haz. Este vector se expresa como m*, contenido por medio de una descomposicion eigen de la sexta matriz R^q).

A continuacion, en la etapa S903 se determina un conjunto de coeficientes de ponderacion que se refieren a la pluralidad de alimentaciones de transmision hacia una serial de entre la pluralidad de senales que se dirige para la

n(R)

transmision en el haz respectivo sobre la base del vector eigen m* y la tercera matriz 21 Este conjunto de

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Para obtener la matriz de precodificacion, este proceso ha de repetirse para k =1, ..., K, es decir para cada haz. En otras palabras, para calcular la matriz de precodificacion, este procedimiento ha de realizarse K veces (de acuerdo con el numero de haces). Es importante remarcar que este proceso puede realizarse en paralelo, conduciendo a una elevada reduccion del tiempo de computacion. La matriz de precodificacion Wviene dada entonces por W = [wi, W2,

...,Wk].

A continuacion, se describiran aspectos de implementacion de la precodificacion multidifusion de acuerdo con la presente invencion. Los detalles de implementacion de la precodificacion multidifusion en un sistema de satelite de banda ancha multi-haz dependen del grado en el que la tecnica esta soportada por las normas relevantes. En terminos de desarrollos de normalizacion, la norma dVb o la extension recientemente editada DVB-S2X de la misma se proporciona con una especificacion opcional que proporciona el marco necesario y soporte de senalizacion para las tecnicas de gestion de interferencia, tal como se describe en el anexo E de la ETSI En 302307-2, Digital Video Broadcasting (DVB), “Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications; Part II: S2-Extensions (S2-X)”, 2014. De ese modo, todos los elementos necesarios para dar soporte a la precodificacion de acuerdo con las realizaciones anteriores en terminos de la capa ffsica se han establecido en estas normas.

La implementacion de las tecnicas de precodificacion en sistemas de satelite interactivos de banda ancha requiere una interfaz por aire, que da soporte a un numero de caractensticas especiales que incluyen una estructura de entramado de canal regular, pilotos espedficos y palabras unicas para ayudar a la sincronizacion asf como un mensaje de senalizacion de realimentacion desde los UT a la GW. Todas estas caractensticas se han incluido en la norma DVB-S2X. La estructura de super-trama de la norma DVB-S2X soporta comienzo de super-trama (SOSF) ortogonal y campos pilotos mediante el uso de las secuencias Walsh-Hadamard. Puede asignarse una serie de secuencias ortogonales a portadoras de canal conjunto dentro de una red de acceso multi-haz (una unica secuencia por haz). Estas caractensticas permiten al UT estimar las respuestas del canal a partir de las alimentaciones de antena hacia su receptor con un valor de SNIR muy bajo. La secuencia ortogonal espedfica del haz permite al terminal asociar unicamente la estimacion del canal al mdice del haz. Las especificaciones 2 y 3 de formato de la super-trama (la que se usa para precodificacion), tambien preven un campo piloto precodificado adicional para ayudar a la recuperacion de la amplitud y fase de portadora en el soporte de la deteccion de datos precodificados. Se usa una secuencia multinivel espedficamente adaptada con el mismo formato de modulacion que el que se usa con los datos de carga util siguientes en estos pilotos para facilitar la tarea de sincronizacion del receptor. Otra caractenstica importante de los formatos 2 y 3 de la super-trama es la posibilidad de mantener un tamano PL- FRAME constante y alineado (es decir alineado sobre las portadoras del canal conjunto), usando el concepto Bundled PL-FRAME mediante el que las palabras de codigo DVB-S2 con el mismo ModCod se agrupan

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convenientemente para recurrir a una estructura de entramado de longitud regular. Los usuarios (terminales) que usan los mismos coeficientes de precodificacion son planificados de modo oportunista dentro del Bundled PL- FRAME. La alineacion de dichas tramas sobre diferentes portadoras del canal conjunto ayuda a la GW a reducir su carga computacional.

La Fig. 10 y la Fig. 11 describen ahora una implementacion real de la tecnica de precodificacion que puede llevarse a cabo para una red multi-haz basada en DVB-S2X. La Fig. 10 es una representacion esquematica de las tareas funcionales principales a ser realizadas para el soporte de la precodificacion. Primero (vease (1) en la Fig. 10), los UT estiman la respuesta de frecuencia del canal de extremo a extremo para C, I1 y 12, es decir Hi1, Hi2 y Hi3 para hasta 10 a 15 respuestas del canal de interferencia para sistemas de reutilizacion de frecuencia completa. Segundo (vease (2) en la Fig. 10), se notifica a la GW la respuesta de frecuencia del canal de extremo a extremo, por ejemplo, Hi1, Hi2, ..., HiN (N numeros complejos) sobre los canales de retorno cuando se detectan cambios significativos, en el peor de los casos alrededor de una vez por segundo en condiciones de profundo desvanecimiento de modo similar a la senalizacion de codificacion y modulacion adaptativa (ACM). Tercero (vease (3) en la Fig. 10), la GW calcula la matriz de precodificacion del canal sobre la base de las respuestas del canal notificadas por cada terminal en la cobertura. Asf, cada UT estima un numero de coeficientes de canal complejo correspondientes a los haces en interferencia mas significativos (supuestamente 10 a 15 como se ha indicado anteriormente). Estos numeros complejos se senalizan de vuelta a la GW usando el mensaje de senalizacion descrito en el anexo E.4 de la ETSI EN 302307-2 con una tasa maxima de un mensaje cada 500 ms. Se describiran a continuacion los efectos del sistema de extremo a extremo (por ejemplo, carga util, propagacion de radiofrecuencia (RF), terminal) que influyen en la calidad de este proceso de estimacion durante cada periodo de estimacion.

En la Fig. 11, se ilustra un diagrama de bloques funcional esquematico de un ondulador de GW DVB-S2X que soporta precodificacion. En el, el numero de referencia 1110 indica un bloque de adaptacion de flujo, 1120 indica un bloque de codificacion del Corrector Directo de Errores (FEC), 1130 indica un bloque de mapeado, 1140 indica un bloque de entramado de la capa ffsica (PL), 1150 indica un bloque de modulacion, 1160 indica un bloque sumador, y 1170 indica un bloque de frontal de RF. El bloque de adaptacion del flujo 1110 comprende un compensador 1111 y un aleatorizador de banda base (BB) 1112, el bloque de codificacion FEC 1120 comprende un codificador 1121 Bose-Chaudhuri-Hocquenghem (BCH), un codificador LDPC 1122 y un intercalador de bits 1123. El bloque de mapeado 1130 comprende un mapeador de constelacion 1131 para mapeado de bits a constelaciones, el bloque de entramado de la PL 1141 comprende un bloque de insercion de trama ficticia 1141, un bloque de senalizacion de la PL e insercion de piloto 1142, y un aleatorizador de la PL 1143, y el bloque de modulacion 1150 comprende un filtro BB y un bloque de modulacion en cuadratura 1151. Para detalles adicionales se hace referencia a la norma ETSI EN 302307-2. La matriz de precodificacion del bloque se aplica directamente despues del mapeado de constelaciones 1131 del banco de moduladores y se activa sobre todos los campos de la super-trama DVB-S2X (realizacion ejemplar de una unidad de trama) excepto para los pilotos ortogonales dispersos y el comienzo de la super-trama. El modulo acepta como entrada los coeficientes de la matriz de precodificacion que se calcula repetidamente por el procesador de la GW basandose en las realimentaciones que transmiten los UT a la GW en el enlace de retorno (tanto basado en satelite como terrestre).

A continuacion, se describira el procedimiento de sincronizacion de acuerdo con la invencion que se realiza en el lado del terminal (lado del receptor) y que es un prerrequisito necesario para ser capaz de determinar la informacion de estado del canal. Primero, se definira la notacion relevante. La senal recibida en el k-esimo UT (o mas bien, un UT en el k-esimo haz) se modeliza como

Vk(t) = En=i rfcn(0 + nk (21)

en donde

*kn(0 = hkn(t)ei2nAf*ntXn(t _ ATkn) (22)

es el componente de forma de onda recibido desde la enesima alimentacion de antena, Afkn y ATkn tienen en cuenta la frecuencia desconocida y la desalineacion entre la senal transmitida por la enesima alimentacion de antena y frecuencia y referencia de tiempo del k-esimo UT, respectivamente.

Considerese una funcion de indexado i(n) que toma los valores en el conjunto S = {0,1,2,..., N}, es decir i(n) e S = {0,1,2,..., N}, n = 1,2,..., N, donde i(n) = 0 significa que el enesimo componente de forma de onda no se considera en el procesamiento. Cada UT debera proceder con las siguientes operaciones de sincronizacion/ estimacion general:

a) identificar los lfmites de trama, es decir la sincronizacion de la trama, para el i(n)-esimo componente de forma de onda, n = 1, ..., N;

b) sincronizar la frecuencia, fase y tiempo para el i(n)-esimo componente de forma de onda, n = 1, ..., N; y

c) realizar la estimacion del canal para el i(n)-esimo componente de forma de onda, n = 1, ., N a ser enviado de vuelta a la pasarela.

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Para conseguir este proposito, el k-esimo UT (el UT en el k-esimo haz) debera:

i) realizar y aplicar una estimacion de frecuencia grosera por medio de un estimador sin ayuda de datos sobre y*(t), por ejemplo a traves del algoritmo propuesto en P. Kim, R. Pedone, M. Villanti, A. Vanelli-Coralli, G.E. Corazza, D.-I. Chang, D.-G. Oh, “Robust frame synchronization for the DVB-S2 system with large frequency offsets”, Int. J. Satell. Commun. Network., vol. 27, n.° 1, pags. 35-52, 2009 (Kim et al.),

ii) para cada forma de onda i(n), n = 1, 2, ..., N, realizar la sincronizacion de trama, por ejemplo a traves de algoritmos descritos en la referencia anteriormente mencionada o en R. Pedone, M. Villanti, A. Vanelli-Coralli, G.E. Corazza, P.T. Mathiopoulos, “Frame synchronization in frequency uncertainty”, IEEE Transactions on Communications, vol.58, n.° 4, pags.1235 - 1246, abril de 2010 (Pedone et al.), si estan presentes en el formato de trama los campos piloto o palabras unicas, para identificar los lfmites de la trama. Puede aplicarse una integracion de pos-deteccion no coherente para manejar la incertidumbre de frecuencia residual y la deficiencia de fase variable en el tiempo. Para aquellos componentes de la forma de onda para los que no se consigue con exito la sincronizacion de la trama, i(n) se fija a cero de modo que se los excluya del procesamiento posterior; y

iii) para cada forma de onda i(n), n = 1, 2, ..., N, para la que se consigue con exito la sincronizacion de la trama, realizar un seguimiento de tiempo, seguimiento de fase y frecuencia, y estimacion del canal afinados.

Para la estructura de super-trama descrita en el anexo E de ETSI EN 302307-2, la presente invencion proporciona dos posibles realizaciones de la sincronizacion del UT para un sistema que emplee precodificacion que se describe posteriormente con referencia a la Fig. 12, Fig. 13, y Fig. 14. Aunque la descripcion a continuacion se proporciona para el caso de ejemplo de un sistema de comunicacion que emplee la norma DVB-S2 (o DVB-S2X), la presente invencion no esta limitada a dichos sistemas de comunicacion.

La Fig. 12 ilustra un diagrama de bloques esquematico de un aparato para la realizacion del procedimiento de sincronizacion en un UT de acuerdo con realizaciones de la invencion. El aparato ilustrado en la Fig. 12 comprende una unidad de adquisicion de frecuencia 1201 (una unidad de estimacion de la frecuencia), un filtro adaptado 1202 (una unidad de filtro adaptado), una o mas unidades de sincronizacion de trama 1203, una o mas unidades de remuestreo de sfmbolos 1204 (unidades de remuestreo), uno o mas desmultiplexores 1205 (unidades desmultiplexoras), una o mas unidades de recuperacion de tiempo 1206 (unidades de determinacion del desplazamiento de tiempo), una memoria intermedia 1207, una primera unidad de estimacion de la SNR 1208, una primera unidad de seguimiento de frecuencia/fase 1209 (una primera unidad de determinacion del desplazamiento de frecuencia/fase), una o mas segundas unidades de determinacion de la SNR 1210, una o mas segundas unidades de seguimiento de frecuencia/fase 1211 (segundas unidades de determinacion del desplazamiento de frecuencia/fase), y una unidad de integracion de estimacion del canal 1212 (una unidad de estimacion del coeficiente del canal). Ha de observarse que aparte de la unidad de adquisicion de frecuencia 1201 y del filtro adaptado 1202, que procesan en comun todos los componentes de forma de onda, se proporcionan N ramificaciones de los bloques, como se ilustra en la Fig. 12. Alternativamente, si se procesan secuencialmente los N componentes de la forma de onda, sena suficiente una unica rama.

La Fig. 13 es un diagrama de flujo que ilustra un procedimiento de sincronizacion (metodo de sincronizacion) en un UT situado como ejemplo en el k-esimo haz de acuerdo con una realizacion de la invencion. El metodo se refiere a la estimacion de un canal (vector de estado del canal, vector del canal) entre un transmisor y un receptor, transmitiendo el transmisor de modo inalambrico una pluralidad de primeras senales en una pluralidad de haces a traves de una pluralidad de alimentaciones de transmision de acuerdo con un procedimiento de ponderacion (precodificacion), en el que cada una de la pluralidad de primeras senales se subdivide en unidades de trama (por ejemplo super-tramas) teniendo cada una un primer campo que no esta sometido a la ponderacion (precodificacion) y que indica un comienzo de la unidad de trama respectiva (es decir que comprende una secuencia (sfmbolo) que indica el comienzo de la unidad de trama respectiva, por ejemplo el campo SoSF de la super-trama) y uno o mas segundos campos que no estan sometidos a la ponderacion y que cada uno comprende una secuencia piloto predeterminada, recibiendo el receptor una segunda senal resultante de la transmision de la pluralidad de primeras senales a traves de la pluralidad de alimentaciones de transmision de acuerdo con el procedimiento de ponderacion e interferencia posterior en la localizacion del receptor, en el que la segunda senal comprende un componente de forma de onda para cada una de las alimentaciones de transmision. En otras palabras, este metodo se refiere a la estimacion de un vector del canal (vector de estado del canal) en un sistema de comunicacion inalambrico MU- MIMO (satelite) que emplea precodificacion, en el que el receptor recibe una senal que comprende una pluralidad de componentes de forma de onda, siendo subdividido cada componente de la forma de onda en unidades de trama, en el que cada unidad de trama tiene un primer campo que no esta sometido a la precodificacion y que indica un comienzo de la unidad de trama respectiva y uno o mas segundos campos que no estan sometidos a la precodificacion y en el que cada uno comprende una secuencia piloto predeterminada. En una realizacion preferida, la unidad de trama comprende dos o mas segundos campos, y las etapas descritas a continuacion se aplican a dichos dos o mas segundos campos.

Tras la recepcion de la senal, la senal se muestra en una unidad de muestreo (no mostrada en la Fig. 12) para obtener una secuencia de muestras correspondientes a la senal recibida. En la etapa S1301, se realiza una primera estimacion de frecuencia (estimacion de frecuencia grosera) de la frecuencia portadora de la senal recibida. La estimacion de frecuencia grosera puede realizarse por ejemplo mediante el algoritmo propuesto en Kim et al., pero

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naturalmente, son factibles tambien otros algoritmos para la realizacion de la estimacion de frecuencia grosera, tales como mediante un tetra-correlador como se propone en D'Andrea, A.N.; Mengali, U., “Design of quadricorrelators for automatic frequency control systems”, IEEE Transactions on Communications, vol.41, n.° 6, pags. 988-997, junio de 1993. Esta etapa se realiza en la unidad de adquisicion de frecuencia 1201. En la etapa S1302, se realiza un filtrado adaptado para incrementar la SNIR de la senal recibida. En el, el filtro adaptado se determina basandose en la frecuencia estimada en la etapa S1301. Los metodos para la realizacion del filtrado adaptado son conocidos en la tecnica. Esta etapa se realiza en el filtro adaptado 1202 de la Fig. 12.

En la etapa S1303, se realiza la sincronizacion de trama mediante la busqueda de la senal recibida para las secuencias o sfmbolos (palabras de codigo) conocidos que indican el comienzo de las super-tramas (unidades de trama) en los haces respectivos (es decir componentes de forma de onda respectivos). En otras palabras, un comienzo de una unidad de trama de un componente de forma de onda, por ejemplo el componente de forma de onda m, se determina mediante la busqueda (usando un correlador), en la senal recibida, de un primer campo que indique el comienzo de la unidad de trama respectiva. La senal recibida contiene, en cada componente de forma de onda, primeros campos que indican los comienzos de las unidades de trama respectivas, en el que los primeros campos en diferentes componentes de forma de onda son mutuamente ortogonales. En consecuencia, puede determinarse el comienzo de la unidad de trama en un componente de forma de onda dado mediante la correlacion de la senal recibida con una palabra de codigo conocida correspondiente al contenido del primer campo de las unidades de trama del componente de forma de onda dado. Con mas detalle, la sincronizacion de la trama puede realizarse usando integracion de pos-deteccion, que es bastante insensible a errores de frecuencia. La integracion de pos-deteccion permite la recuperacion (determinacion) del comienzo de la SF (unidad de trama) mediante referencia al SoSF (primer campo) con muy bajos valores de relacion de senal a ruido (SNR). Algoritmos de sincronizacion de trama basados en integracion de pos-deteccion que pueden usarse por ejemplo en esta etapa se divulgan en Kim et al. y en Pedone et al. La etapa S1303 se realiza en la unidad de sincronizacion de trama 1203.

En la etapa S1304, se comprueba si ha tenido exito la sincronizacion de trama. Esto es, si hay un enclavamiento sobre el componente de forma de onda m de la senal recibida yk(t), o en otras palabras, si se ha determinado en la etapa S1303 el comienzo de la unidad de trama para el componente de forma de onda m. En la primera iteracion del procedimiento de sincronizacion, puede esperarse que haya un enclavamiento sobre el componente de forma de onda mas fuerte, tfpicamente el componente de forma de onda (componente de forma de onda de referencia) que se refiere a la senal dirigida a la transmision en el k-esimo haz. Se hay un enclavamiento sobre el componente de forma de onda, por ejemplo componente de forma de onda m (la etapa S1304 devuelve Sf), el metodo proseguira a la etapa S1305. En caso contrario (la etapa S1304 devuelve No), si el enclavamiento sobre cualquiera de los componentes de forma de onda que no se han procesado aun falla, el metodo finaliza. En la etapa S1305, se realiza desmultiplexado (destramado) para el componente de forma de onda m para separar el comienzo de la supervision de trama (SoSF, es decir el primer campo que indica un comienzo de la unidad de trama), los pilotos (es decir uno o mas segundos campos indicando (comprendiendo) cada uno secuencias piloto no precodificadas), los pilotos precodificados (PLH y P2, es decir uno o mas terceros campos indicando (comprendiendo) cada uno secuencias piloto precodificadas), y datos (de acuerdo con la estructura SF contenida en el campo SFFI, es decir un cuarto campo que contiene datos). Teniendo conocimiento de la estructura de la unidad de trama, es decir las localizaciones del segundo, tercer y cuarto campos con respecto al comienzo de la unidad de trama, y teniendo mas aun conocimiento de la posicion del comienzo de la unidad de trama, pueden separarse y extraerse el primer, segundo y tercer campos asf como los datos reales (cuarto campo). Esto es, el primer campo y los uno o mas segundos campos (y opcionalmente tambien los uno o mas terceros campos y opcionalmente ademas tambien el cuarto campo) se separan (extraen) de la senal recibida basandose en el comienzo determinado de la unidad de trama y una estructura conocida (predeterminada) de la unidad de trama. Esta etapa se realiza en el desmultiplexor 1205.

En la etapa S1306, se realiza con seguimiento de tiempo y remuestreo ayudados por datos sobre la base del SoSF y precodificado (solamente para el componente de forma de onda de referencia, es decir si el componente de forma de onda m es el componente de forma de onda de referencia) y pilotos no precodificados (para cada componente de forma de onda). En otras palabras, se determina un desplazamiento de tiempo A^m del componente de forma de onda (entre la m-esima alimentacion de transmision y el receptor en el k-esimo haz) mediante referencia al primer campo y a los uno o mas segundos campos (y opcionalmente mediante referencia tambien a los uno o mas terceros campos). En otras palabras, esta etapa se refiere a la determinacion (ayudada por datos) de un desplazamiento de tiempo de un componente de forma de onda mediante referencia al primer campo en la unidad de trama y a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama. Con mas detalle, esto se consigue mediante la correlacion del componente de forma de onda desmultiplexado con una palabra de codigo conocida correspondiente al contenido del primer campo y palabras de codigo conocidas correspondientes a los contenidos de los uno o mas segundos campos, respectivamente, por ejemplo usando una compuerta temprana/ultima (ayudada por piloto). De ese modo, puede determinarse una estimacion refinada del desplazamiento de tiempo. Ha de observarse que la sincronizacion de la trama se realiza en la etapa S1306 como un prerrequisito para esta etapa. Adicionalmente en la etapa S1306, el componente de forma de onda m se remuestrea sobre la base del desplazamiento de tiempo determinado, mediante lo que se elimina al desplazamiento de tiempo del componente de forma de onda remuestreado. Es decir las unidades de trama del componente de forma de onda m estan alineadas con un reloj local del receptor (UT). Esta etapa se realiza en las unidades de remuestreo de sfmbolo y recuperacion de tiempo 1204, 1206.

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En la etapa S1307, se realiza un seguimiento de frecuencia y fase sobre pilotos precodificados (solamente para el componente de forma de onda de referencia, es decir si el componente de forma de onda m es el componente de forma de onda de referencia) y no precodificados (para cada componente de forma de onda). En otras palabras, se determina un desplazamiento de frecuencia Afm y un desplazamiento de fase (entre la m-esima alimentacion de transmision y el receptor en el k-esimo haz) del componente de forma de onda m mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda m (y opcionalmente tambien mediante referencia a los uno o mas terceros campos). En otras palabras, esta etapa se refiere a la determinacion (ayudada por datos) de un desplazamiento de frecuencia y un desplazamiento de fase del componente de forma de onda remuestreado mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama. Con mas detalle, las palabras de codigo conocidas correspondientes a los contenidos de los uno o mas segundos campos se comparan con los uno o mas segundos campos en la unidad de trama (lo mismo para los uno o mas terceros campos, si es aplicable), y se determinan el desplazamiento de frecuencia y el desplazamiento de fase basandose en la comparacion. Por ejemplo, el algoritmo propuesto en Luise, M.; Reggiannini, R., “Carrier frequency recovery in all-digital modems for burst-mode transmissions”, Communications, IEEE Transactions on , vol. 43, n.° 2/3/4, pags. 1169,1178, febrero/marzo/abril de 1995, puede emplearse para esta finalidad. La etapa S1307 se realiza en la primera y segunda unidades de seguimiento de frecuencia/fase 1209, 1211.

En la etapa S1308, se realiza la estimacion del canal sobre la base de los pilotos no precodificados (es decir, los uno o mas segundos campos) para cada componente de forma de onda, en el que el canal estimado se ha de enviar de vuelta a la pasarela. En otras palabras, el coeficiente de canal correspondiente al componente de forma de onda m se determina mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama, sobre la base del desplazamiento de frecuencia y desplazamiento de fase determinados del componente de forma de onda remuestreado. En el, se determina la fase del coeficiente del canal sobre la base del desplazamiento de fase determinado en la etapa S1307 (mas precisamente, la fase del coeficiente de canal corresponde al desplazamiento de fase determinado en la etapa S1307). Adicionalmente, la estimacion del canal implica una etapa de compensacion del componente de forma de onda (o mas bien los campos extrafdos en la etapa S1305 y remuestreados en la etapa S1306) para el desplazamiento de frecuencia detectado para tener un componente de forma de onda compensado (es decir compensado en frecuencia) (o mas bien, campos compensados). A continuacion, actuando sobre el componente de forma de onda compensado (o mas bien, los campos compensados), con referencia a los uno o mas segundos campos, se determina la amplitud (ganancia) del coeficiente del canal usando un estimador de la SNR. Esta subetapa de la etapa S1308 se realiza en la primera y segunda unidades de estimacion de la SNR 1208, 1210 en la Fig. 12. Puede decirse que esta subetapa de la etapa S1308 se refiere a una determinacion (ayudada por datos) de la amplitud del coeficiente del canal mediante referencia a los uno o mas segundos campos despues de la compensacion por desplazamiento de frecuencia, usando un estimador de la SNR. En este caso, la estimacion de la SNR implica la correlacion de los campos respectivos con las palabras de codigo (sfmbolos) conocidos correspondientes. Algoritmos para la estimacion de la SNR que por ejemplo pueden usarse aqu se han propuesto en Pauluzzi, D.R.; Beaulieu, N.C., “A comparison of SNR estimation techniques for the AWGN channel”, Communications, IEEE Transactions en, vol. 48, n.° 10, pags. 1681,1691, octubre de 2000, y en R. M. Gagliardi y C. M. Thomas, “PCM data reliability monitoring through estimation of signal-to-noise ratio”, IEEE Trans. Commun., vol. COM-16, pags. 479-486, junio de 1968. La etapa S1308 se realiza en la unidad de integracion de estimacion del canal 1212. En la etapa S1309 se determina si se ha intentado el procesamiento de todos los componentes de forma de onda. Si ya se ha intentado el procesamiento de todos los componentes de forma de onda (la etapa S1309 devuelve Sf), el metodo finaliza. En caso contrario (la etapa S1309 devuelve No), el metodo vuelve a la etapa S1303, en la que se intenta la sincronizacion de trama para un componente de forma de onda diferente del componente de forma de onda m (y diferente de cualquier otro componente de forma de onda que ya se haya procesado). Con relacion a la etapa S1306 y la etapa S1307, dado que la operacion de precodificacion se dirige a la reduccion de la interferencia sobre la senal de referencia producida por las senales restantes, los pilotos precodificados (es decir los uno o mas terceros campos) no pueden usarse fiablemente para finalidades de sincronizacion y estimacion distintas que para el usuario de referencia. Las etapas S1303 a S1308 pueden realizarse para cada componente de forma de onda, i(n), n = 1,2, ..., N, secuencialmente o en paralelo. Ha de observarse que la Fig. 13 ilustra el caso en el que se realizan secuencialmente las etapas S1303 a S1308 en todos los componentes de forma de onda. Si las etapas S1303 a S1308 se realizan en paralelo, se omite la etapa S1309, y podna proporcionarse una rama en paralelo que comprenda las etapas S1303 a S1308 para cada uno de los componentes de la forma de onda N.

La Fig. 14 es un diagrama de flujo que ilustra un procedimiento de sincronizacion en un UT de acuerdo con otra realizacion de la invencion, que se basa en el procedimiento de sincronizacion descrito anteriormente con referencia a la Fig. 13. Dado que la intensidad de las senales de interferencia en el k-esimo UT puede ser muy pequena, o el numero de senales de interferencia puede ser muy grande, se preve que en algunos escenarios el procedimiento de sincronizacion propuesto descrito con referencia a la Fig. 13 puede estar limitado en interferencia para varias de las senales recibidas. El procedimiento de sincronizacion descrito con referencia a la Fig. 13 puede modificarse por lo tanto mediante la introduccion de una etapa de cancelacion de interferencia como sigue. Dado que las etapas S1401 a S1408 son identicas a las etapas S1301 a S1308, respectivamente, en la Fig. 13, se abrevia la descripcion de la misma en el contexto de la presente realizacion por razones de concision y se hace referencia a la descripcion anterior mas detallada. En la etapa S1401 de la Fig. 14, se realiza una primera estimacion de frecuencia (estimacion de frecuencia grosera) de la senal y<(t) recibida. En la etapa S1402, se realiza el filtrado adaptado de la senal

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recibida yk(t). En la etapa S1403, se realiza la sincronizacion de trama para sincronizar uno de los componentes de forma de onda recibidos, por ejemplo el componente de forma de onda m. En la etapa S1404, se comprueba si hay un enclavamiento sobre el componente de forma de onda m. Si hay un enclavamiento sobre el componente de forma de onda m (la etapa S1404 devuelve Sf), el metodo prosigue a la etapa S1405. En caso contrario (la etapa S1404 devuelve No), el metodo finaliza. En la etapa S1405, el m-esimo componente de forma de onda se desmultiplexada para separar el comienzo de la super-trama (SoSF), los pilotos, los pilotos precodificados (PLH y P2), y los datos. En la etapa S1406, se realiza seguimiento de tiempo y remuestreo ayudado por datos sobre la base del SoSF y los pilotos precodificados (para el componente de forma de onda de referencia, solamente) y no precodificados (para cada componente de forma de onda). En la etapa S1407, se realiza seguimiento de frecuencia y fase sobre los pilotos precodificados (parar el componente de forma de onda de referencia, solamente) y no precodificados (para cada componente de forma de onda). En la etapa S1408, se realiza la estimacion del canal sobre la base de los pilotos no precodificados para cada componente de forma de onda, en el que la estimacion del canal se debe enviar de vuelta a la pasarela.

En la etapa S1409, se reconstruye una replica local, 7km(t), de rm(t) sobre la base de las estimaciones obtenidas en las etapas S1406, S1407 y S1408. La replica local 4m(t) contiene valores no-cero solamente en los campos SoSF, SFFI, sfmbolos vados en el extremo de SF, PLH, P2 y pilotos, mientras que los campos de datos se fijan a cero. En otras palabras, se genera una unidad de trama replicada que comprende la replica del primer campo y los uno o mas segundos campos (y opcionalmente tambien de los uno o mas terceros campos) de la unidad de trama del componente de forma de onda m sobre la base del desplazamiento de tiempo, desplazamiento de frecuencia, desplazamiento de fase y coeficiente del canal determinados. Esto es, las palabras de codigo conocidas correspondientes al contenido del primer y uno o mas segundos campos (y opcionalmente tambien de los uno o mas terceros campos) se disponen de acuerdo con sus posiciones conocidas en la unidad de trama, las partes restantes de la unidad de trama resultante se rellenan con ceros, y la unidad de trama resultante se ajusta apropiadamente en tiempos, amplitud, frecuencia y fase de acuerdo con el desplazamiento de tiempo, desplazamiento de frecuencia, desplazamiento de fase y coeficiente del canal determinados.

En la etapa S1410, se resta la replica local 4m(t) de la senal recibida y<(t). De ese modo, se elimina la interferencia por el primer y segundo campos (y opcionalmente tambien por los uno o mas terceros campos) en las unidades de trama del componente de forma de onda m a los componentes de forma de onda restantes, o al menos se mejora. En la etapa S1411, se comprueba si se han procesado todos los componentes de forma de onda. Si se han procesado todos los componentes de forma de onda (la etapa S1411 devuelve Sf), el metodo finaliza. En caso contrario (la etapa S1411 devuelve No), el metodo vuelve a la etapa S1403 para iteracion adicional. Se ha de observar que la iteracion adicional se aplica a la senal recibida despues del filtrado adaptado y despues de la resta de la replica 4m(t) del componente de forma de onda m.

A continuacion, se describiran las deficiencias de un canal del sistema de satelite multi-haz y su formulacion. Esta parte de la presente descripcion proporciona detalles sobre las imperfecciones del canal que influyen en el rendimiento de la precodificacion en un sistema real y, por ello, debenan incluirse en la matriz del canal completa de un sistema por satelite multi-haz. Dado que la matriz del canal comprende elementos complejos, se pone enfasis particular en los efectos de fase que es preciso tener en cuenta en la matriz del canal, dado que impactan cnticamente en el rendimiento resultante de cualquier esquema de precodificacion.

En general, toda la ruta desde la transmision a la recepcion (incluyendo todos los circuitos analogicos y de RF, antenas y propagacion) debena ser parte de la definicion del canal, dado que afecta tanto a su amplitud como a su fase. Para un sistema transparente tfpico, la transmision comienza en la GW, la senal pasa entonces a traves de la carga util del satelite transparente y se finaliza en el UT de recepcion. Por lo tanto, el canal del UT de extremo a extremo se divide en tres segmentos, a), b), c) concretamente a) enlace, b) canal de satelite, c) enlace de usuario.

El canal complejo entre el UT que reside en el haz k = 1, ..., K y la alimentacion de antena n = 1, ..., N se indica por hkn(t) = |hkn(t)|e/®kn(t), en donde |hkn(t)| es la amplitud y Qkn(t) es la fase de cualquiera su canal de la matriz del canal completa H = [hkn]. Siendo fijos todos los otros parametros de planteamiento del enlace, la amplitud del canal |hkn| depende de la ganancia de antena de satelite y los efectos de propagacion, predominantemente atenuacion por lluvia, que es lentamente variable y asf lo es |hkn|. Este tipo de variabilidad ya se ha capturado en los sistemas basados en DVB-S2 que aplican ACM, que necesitan notificar la informacion de amplitud desde los UT de vuelta a la GW. Las senales recibidas en el UT en el k-esimo haz, k = 1, ..., K, desde todos las alimentaciones de antena de abordo se representa por el vector del canal

hk = [hkl

h-kN]

t

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Finalmente, la matriz del canal completa de los K UT que recibe senales desde las N alimentaciones de antena integradas (cadenas de carga util) se representa por

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hn •

' h1N

hxi '

' hKN.

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Hay varios contribuidores que rotan la fase del canal Qkn(t) de forma variable en el tiempo: en el enlace, en el oscilador local (LO) de la GW junto con sus inestabilidades de frecuencia/fase, asf como en la geometna del enlace, en el transpondedor/canal de satelite, y en los LO de los convertidores de frecuencia junto con sus inestabilidades de frecuencia/fase. Tambien, el movimiento del satelite dentro de su caja de mantenimiento de estacion modifica tanto las geometnas del usuario como del enlace haciendo variable en el tiempo la fase. Adicionalmente, en el enlace de usuario, la geometna del enlace de usuario y el LO del bloque de bajo ruido del receptor del UT (LNB) tienen un impacto sobre la fase del canal 0*n(t). Naturalmente, aparte de estas contribuidores principales, todos los otros elementos activos y pasivos introducen una rotacion de fase a la onda electromagnetica en propagacion, que sera lentamente variable en el tiempo dependiendo de las variaciones de temperatura y envejecimiento de los componentes.

La Fig. 15 proporciona una vision general de las diversas contribuciones de fase para un escenario simplificado que implique dos cadenas de carga util (alimentaciones de transmision) y dos haces de UT sobre el terreno. Se detallan a continuacion los ongenes y caractensticas de estos contribuidores de fase. Como se ilustra en la Fig. 15, la fase total variable en el tiempo de cualquier subcanal simple que llegue al UT Qtot(t), comprende principalmente tres componentes:

^tot(0 — ^pl(0 + 9rf(P) + (25)

En la que 0PL(t) es la contribucion de la cadena de carga util, 0RF(t) es la contribucion de la geometna de trayectoria en inclinacion, y 0LNB(t) es la contribucion del receptor LNB. Dado que las alimentaciones de antena integradas que sirven al enlace de usuario solo estan separadas entre sf por decenas de centimetros, todos los elementos del vector del canal hk del UT en el k-esimo haz tienen la misma contribucion de fase geometrica (trayectoria en inclinacion comun). Por lo tanto, las contribuciones de fase que proceden de este la ruta de RF geometrica [0kn]RF son iguales para todos los n = 1, ..., N (vease la Fig. 15). Lo mismo aplica tambien a la contribucion de fase en la Fig. 15 procedente de la LNB local de cada UT, [0kn]LNB. Por el contrario, cada UT ve una contribucion de fase [0kn]pL diferente procedente de diferentes cadenas de carga util. Dado que cada cadena de carga util ve reducida su frecuencia por un LO diferente, las fases relativas que llegan al UT en el k-esimo haz desde las N alimentaciones son completamente aleatorias. Como se ha descubierto por los inventores, las desviaciones de fase de entre las cadenas de carga util (PL) [0kn]pL puede representarse por una distribucion gaussiana de media cero con una desviacion estandar de aproximadamente a= 20°. [0kn]pL tambien captura desplazamientos de fase potenciales entre LO en el lado de la GW, en el que sin embargo la sincronizacion de LO es mas directa que en la carga util. Basandose en estas consideraciones, la suposicion mas apropiada para las fases de los elementos en la matriz del canal correspondiente a los diferentes UT (a traves de las filas de la matriz del canal) es la distribucion aleatoria uniforme [0, 2n). A continuacion, para modelizar las desviaciones de fase entre las alimentaciones de transmision, puede adoptarse una distribucion gaussiana N(0, a2) con a= 20°. Mas aun, para tecnicas avanzadas de mitigacion de interferencia, debe estar disponible una estimacion precisa de toda la matriz del canal incluyendo la fase de cada UT en el lado de la GW de transmision para pre-compensar la interferencia. Aunque los sistemas DVB-S2 tfpicos para permitir la codificacion adaptativa y adaptacion de la modulacion (ACM) ya ofrecen un mecanismo para la notificacion de la amplitud (es decir de la SNIR) desde el terminal de vuelta a la GW, la realimentacion de la fase del UT conducira a una estimacion de fase desactualizada. Como se ha dicho anteriormente, la estructura de super- trama incluida en la reciente edicion de la norma DVB-S2X proporciona un mecanismo de realimentacion completo tanto de la amplitud como de la fase de un numero limitado de subcanales.

La estimacion de fase de cualquier sub canal complejo por un UT procede como sigue:

1) El UT realiza una estimacion ayudada por datos de la senal entrante

imagen24

Dado que esto se realiza usando un LNB comercial, se introduce un error de estimacion e(t), que se espera sin embargo que tenga tipicamente una desviacion estandar pequena (menor de aproximadamente 1 grado).

A

2) El UT proporciona periodicamente informes de fase 0tot(t + At) cada penodo de tiempo At a la GW. Por ejemplo, si se dedican 16 bits para realimentar la fase cada At= 100 ms, la sobrecarga para realimentar la fase se

A

acumulara hasta 160 bits por segundo. La estimacion 0 tot(t) llegara a la GW despues de 350 ms, es decir 100 ms (periodicidad de realimentacion) + 250 ms (dos saltos de retardo de propagacion desde la orbita GEO).

3) La GW aplicara esta estimacion de fase (asf como la estimacion de amplitud) para calcular las ponderaciones de pre-compensacion de interferencia y transmitira la senal de enlace directo hacia el UT (suponiendo que no hay retardos de colas y procesamiento). La senal se recibira en el UT despues de un retardo de propagacion de

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dos saltos adicionales de 250 ms.

A

En total, la estimacion de fase del UT 0 tot(t) se actualizara al menos cada 500 a 600 ms. Para entender cuanto habra cambiado durante este periodo, se modeliza en lo que sigue el proceso de ruido de fase del UT. Observese que debido a la naturaleza de bajo coste de los UT comerciales, el rendimiento de ruido de fase del LNB es relativamente pobre. La Tabla 1 lista una mascara de ruido de fase tipica de un UT comercial (mascara P1 del DVB- S2 Channel Model Report DVB-TM-S2 Channel Model Group, “DVB-Sx Channel Models”, disponible en: http:
www.dvb.org, TM-S2 Working Group, subida el 18/01/2013, Document ID: TM-S20125). Suponiendo una tasa de baudios tfpica de 200 Msfmb/s y la periodicidad piloto del DVB-S2 de 1476 sfmbolos con duracion de 7,3 ps, el ancho de banda PLL, que sera un lfmite de integracion inferior de la mascara en la Tabla 1, se halla ser 137 kHz. Esto conduce a un ruido de fase RMS de 0,24 grados.

Tabla 1. Mascara de ruido de fase P1 para terminales comerciales.

Mascara P1

100 Hz 1 kHz 10 kHz 100 kHz 1 MHz 10 MHz >50 MHz

SSB (dBc/Hz)

-25 -50 -73 -92,25 -102,49 -113,23 -115,89

Para concluir esta explicacion, se proporciona un resumen de las contribuciones de fase explicadas anteriormente. La fase total entre la alimentacion de antena integrada en el satelite n=1,...,N y sobre el UT en tierra en el haz k=1,...,K de acuerdo con la Ec. (25) viene dada por [0kn]tot(t) = [0kn]pL(t) + [0kn]RF(t) + [0kn]LNB(t). La contribucion de fase debida a las n=1, .., N cadenas de carga util viene dada por [0kn]pL(t) = [0n]pL(t) y sin calibracion de la carga util tiene una distribucion correspondiente a un desplazamiento gaussiano N(0, a2), a=20° entre las alimentaciones. La contribucion de fase debido a la variacion de la trayectoria en inclinacion, que es diferente entre los k=1,...,K UT viene dada por [0kn]RF(t) = [0k]RF(t) y tiene una distribucion que depende deterministamente del movimiento del satelite. Finalmente, la contribucion de fase debida al LNB el receptor, que es diferente entre los k=1,...,N UT viene dada por [0kn]LNB(t) = [0k]LNB(t), en la que el error de fase vana de acuerdo con una gaussiana N(0, a2), en donde a=0,24° (mascara de ruido de fase P1).

A continuacion, como una forma de proporcionar un ejemplo de aplicacion tfpico de la invencion, se aplicara el algoritmo de Agrupacion Geografica de Usuarios a los canales de Nu = 2 usuarios (terminales); en un sistema multi- haz que ofrece servicios interactivos de banda ancha. Las suposiciones del sistema que se usan en este ejemplo se listan en la Tabla 2

Tabla 2. Parametros supuestos del sistema de ejemplo.

Parametro

Valor

Haces el sistema

245 alimentaciones simples por haz (K = N = 245)

Esquema de color para precodificacion

Reutilizacion de frecuencia y polarizacion completas

Esquema de color para referencia

4 colores (2 frecuencia - 2 polarizacion)

Frecuencia de operacion

20 GHz

Ancho de banda de usuario

500 MHz

Potencia de RF saturada desde cada alimentacion

55 W

OBO

5 dB

Potencia de salida para 4 colores de referencia

17,3 W

Potencia de salida para precodificacion

8,7 W

Filtro de coseno alzado

0,2

Ante la terminal G/T

16,9 dB/K

En lugar de presentar los resultados para todos los 245 haces en el sistema, los resultados se presentaran para Nu = 2 UT localizados en un haz espedfico (haz 6) y limitadas a las contribuciones de canal mas importantes que se originan desde los 15 haces mas proximos en la vecindad del haz de interes. Bajo estas suposiciones, el vector de canal complejo fijo entre 15 alimentaciones de antena de satelite y 1 usuario en el haz 6 viene dada por [-0,0554 - 0,0970i, -0,0586 - 0,1054i, -0,0240 - 0,0506i, -0,0073 - 0,0113i, -0,0119 - 0,0141i, -0,0085 - 0,0258i, - 0,0135 - 0,0370i, -0,0475 - 0,0286i, -0,0661 - 0,0384i, - 0,1410 - 0,1292i, -0,6655 - 1,0882i, -0,2614 - 0,3312i, - 0,0291 - 0,0138i, -0,0074 - 0,0071i, -0,0193 + 0,0035i],

en el que i indica la unidad imaginaria. De modo similar, el vector de canal complejo entre 15 alimentaciones de antena de satelite y 2 usuarios en el haz 6 viene dada por

[-0,0946 + 0,0594i, -0,1028 + 0,0630i, -0,0495 + 0,0262i, -0,0110 + 0,0077i, -0,0136 + 0,0125i, -0,0254 + 0,0096i, - 0,0364 + 0,0151i, -0,0266 + 0,0487i, -0,0355 + 0,0677i, -0,1230 + 0,1464i, -1,0589 + 0,7112i, -0,3198 + 0,2753i, - 0,0126 + 0,0296i, -0,0068 + 0,0077i, 0,0043 + 0,0192i].

Siguiendo el algoritmo de Agrupacion Geografica de Usuarios, el vector de precodificacion aplicado para ambos canales de 1 y 2 usuarios en el haz 6 se expresa como

[-0,0645 + 0,0061i, 0,0252 - 0,0024i, -0,0411 + 0,0039i, 0,0018 - 0,0002i, -0,0026 + 0,0003i, -0,0044 + 0,0004i, 0,0042 - 0,0004i, -0,0142 + 0,0013i, -0,0043 + 0,0004i, - 0,0000 + 0,0000i, 0,8103 - 0,0823i, -0,2250 + 0,0209i, 0,0829 - 0,0080i, 0,0356 - 0,0034i, -0,0113 + 0,0012i].

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40

45

Para el sistema de reutilizacion de frecuencia completo, la SNIR para el usuario 1 en el haz 6 sin precodificacion es igual a 5,1 dB, mientras que la introduccion de la precodificacion conduce a una SNIR mejorada de 7,5 dB. Debido a la proximidad entre los dos usuarios que se consideran actualmente, los resultados de SNIR para el usuario 2 en el haz 6 seran casi identicos.

Estos resultados debenan compararse con un sistema de cuatro colores de referencia, en cuyo caso la SNIR para el usuario 1 en el haz 6 pasa a ser 15,4 dB. Aunque este valor de SNIR es sustancialmente mejor que el precodificado, una vez se traducen estos valores en capacidad, los resultados son mejores en el caso de un sistema de reutilizacion de frecuencia completa que emplee precodificacion debido al ancho de banda mucho mas ancho que se usa. Por ejemplo, si se usa la eficiencia espectral del ModCods DVB-S2 para determinar la capacidad, entonces el rendimiento para los usuarios 1 y 2 en el haz 6 en caso de precodificacion viene dada por 2*BW_user/(1+roll_off)*Ioglike(SNIR_f) = 1,6 Gbps, en donde loglike(.) es una funcion que relaciona la SNIR del esquema de reutilizacion de frecuencia completo (SNIR_f) a la eficiencia espectral de los ModCods de DVB-S2. Por otro lado, el rendimiento para los usuarios 1 y 2 en el haz 6 en el caso del sistema de referencia de cuatro colores viene dado por BW_user / (2*(1+ roll_off))*loglike(SNIR_4c)= 0,8 Gbps, donde loglike(.) es una funcion que relaciona la SNIR del esquema de reutilizacion de frecuencia de cuatro colores de referencia (SNIR_4c) con la eficiencia espectral de los ModCods de DVB-S2. Esto corresponde a una ganancia de rendimiento del 100 %.

El anterior ejemplo de aplicacion es bastante espedfico en terminos de numero y posicion de los UT, seleccion del haz y algoritmo de precodificacion. Para complementar este ejemplo bastante espedfico, se proporcionaran ahora resultados obtenidos a traves de simulaciones por ordenador sobre un mismo sistema descrito en la Tabla 2, pero notificando la capacidad promedio de todo el sistema (totalidad de los UT y haces puntuales) y para los tres algoritmos de precodificacion de acuerdo con la invencion. Merece la pena observar que la capacidad del sistema ha sido promediada a lo largo de los UT que residen en una rejilla uniforme sobre el area de cobertura. Esto es, no se ha tenido en cuenta en las simulaciones ninguna no uniformidad de los UT. Aunque esta uniformidad de los UT no es totalmente representativa de un sistema real, se cree que esta corresponde a un escenario del peor caso con relacion al posicionamiento de los UT, dado que cualquier no uniformidad de posicionamiento de los UT mejorara su similitud de canal y conducira a un rendimiento mayor de la tecnica de precodificacion inventiva.

La Tabla 3 proporciona un resumen de los resultados de simulacion por ordenador empleando los tres algoritmos inventivos y suponiendo que la GW es perfectamente consciente de los canales complejos del UT.

Tabla 3. Ganancias de capacidad del sistema promedio de un sistema multi-haz que emplea precodificacion ____________comparado con un sistema de cuatro colores de referencia sin precodificacion.____________

Numero de usuarios en la trama

Ganancia de capacidad del sistema sobre el sistema de cuatro colores de referencia

Algoritmo 1: Agrupacion geografica de usuarios

2

108,0 %

5

85,6 %

10

58,5 %

Algoritmo 2: Seleccion de usuarios en paralelo

2

102 %

5

66 %

10

-14,8 %

Algoritmo 3: Descomposicion del valor en bloque singular

2

152 %

5

92 %

10

38 %

Los resultados de la simulacion presentados en la Tabla 3 se refieren a un caso en el que esta disponible la estimacion del canal ideal tanto en el UT como en la GW. Se presentan a continuacion los resultados de simulacion para el mismo modelo del sistema que en la Tabla 3 pero esta vez incluyendo las deficiencias del canal descritas anteriormente con referencia a la Fig. 15. Todos los resultados incluyen la contribucion de fase debido a las cadenas de carga util 0pl(O, lo que se convierte en no influir en los resultados de la capacidad.

Hay un impacto significativo por la informacion de estado del canal (CSI) perfecto tanto en el receptor (CSIR) como en el transmisor (CSIT). En una forma similar a la de la Tabla 3, la Tabla 4 presenta las ganancias de un sistema que emplea precodificacion sobre el sistema de referencia cuando el CSIR es imperfecto (debido a las imprecisiones de estimacion del canal) y el CSIT que llega a la GW es perfecto. Naturalmente, dado que la estimacion se lleva a cabo en el lado del UT, esta no es una situacion realista, y se considera principalmente como una parte de un analisis de sensibilidad.

Tabla 4. Ganancias de capacidad del sistema promedio de un sistema multi-haz que emplea precodificacion comparado con un sistema de cuatro colores de referencia sin precodificacion suponiendo un CSIT perfecto y un __________________________________CSIR imperfecto.______________________________________

Numero de usuarios en la trama

Ganancia de capacidad del sistema sobre el sistema de cuatro colores de referencia

Algoritmo 1: Agrupacion geografica de usuarios

2

83 %

5

77 %

10

55,9 %

Algoritmo 2: Seleccion de usuarios en paralelo

2

22,24 %

5

7,7 %

10

-18 %

Algoritmo 3: Descomposicion del valor en bloque singular

2

N/D

5

N/D

10

N/D

5 La Tabla 5 y la Tabla 6 presentan las ganancias de un sistema que emplea precodificacion sobre el sistema de referencia suponiendo CSIR perfecto y CSIT imperfecto (debido a la llegada del CSI desactualizado) para orf = 10 grados y orf = 30 grados, respectivamente.

Tabla 5. Ganancias de capacidad del sistema promedio de un sistema multi-haz que emplea precodificacion 10 comparado con un sistema de cuatro colores de referencia sin precodificacion suponiendo CSIT imperfecto

___________________________(orf = 10 grados) y un CSIR perfecto.________________________________

Numero de usuarios en la trama

Ganancia de capacidad del sistema sobre el sistema de cuatro colores de referencia

Algoritmo 1: Agrupacion geografica de usuarios

2

91 %

5

90,0 %

10

55,0 %

Algoritmo 2: Seleccion de usuarios en paralelo

2

30 %

5

11,7 %

10

-14 %

Algoritmo 3: Descomposicion del valor en bloque singular

2

-7 %

5

12 %

10

4 %

Tabla 6. Ganancias de capacidad del sistema promedio de un sistema multi-haz que emplea precodificacion comparado con un sistema de cuatro colores de referencia sin precodificacion suponiendo CSIT imperfecto 15 ___________________________(orf = 30 grados) y un CSIR perfecto.____________________________

Numero de usuarios en la trama

Ganancia de capacidad del sistema sobre el sistema de cuatro colores de referencia

Algoritmo 1: Agrupacion geografica de usuarios

2

31,6 %

5

49,6 %

10

42,6 %

Algoritmo 2: Seleccion de usuarios en paralelo

2

N/D

5

N/D

10

N/D

Algoritmo 3: Descomposicion del valor en bloque singular

Numero de usuarios en la trama

Ganancia de capacidad del sistema sobre el sistema de cuatro colores de referencia

2

N/D

5

N/D

10

N/D

Aunque en lo anterior se hace referencia a las normas DVB-S2 y DVB-S2X, se entiende que la presente invencion es independiente de estas normas. Se entiende ademas que las etapas del metodo descrito anteriormente pueden realizarse mediante hardware o software, o combinaciones de hardware y software. En consecuencia, las unidades 5 respectivas para la realizacion de las etapas del metodo pueden implementarse como hardware o pueden implementarse en ordenador. Esto es, las unidades respectivas que ejecutan estas etapas del metodo pueden conseguirse segun se desee por la cooperacion de hardware y software, y no sugiere una configuracion de hardware espedfica. Se entiende adicionalmente ademas que para cada una de las etapas del metodo descritas anteriormente un aparato correspondiente comprende las unidades y subunidades respectivas configuradas para la 10 ejecucion de estas etapas del metodo. Por razones de concision, no todas las dichas unidades se mencionan explfcitamente en la descripcion anterior.

Claims (8)

1. 5

   10

   15

   20

   25

   30

   35

   40

   45

   50

   55

   60

   65

   REIVINDICACIONES

   1. Un metodo para la estimacion del canal en un sistema de comunicacion MU-MIMO inalambrico que emplea precodificacion, comprendiendo el metodo las etapas de:

   (A) recibir una senal que comprende una pluralidad de componentes de forma de onda, siendo subdividido cada componente de forma de onda en unidades de trama, en donde cada unidad de trama tiene un primer campo que no esta sometido a precodificacion y que indica un comienzo de la unidad de trama respectiva y uno o mas segundos campos que no estan sometidos a la precodificacion y en los que cada uno comprende una secuencia piloto;

   (B) para un componente de forma de onda de la pluralidad de componentes de forma de onda, determinar un comienzo de una unidad de trama del componente de forma de onda mediante la busqueda en la senal recibida del primer campo que indique el comienzo de la unidad de trama;

   (C) determinar un desplazamiento de tiempo del componente de forma de onda mediante referencia al primer campo en la unidad de trama y a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama;

   (D) remuestrear el componente de forma de onda sobre la base del desplazamiento de tiempo determinado para obtener un componente de forma de onda remuestreado;

   (E) determinar un desplazamiento de frecuencia y un desplazamiento de fase del componente de forma de onda remuestreado mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda remuestreado; y

   (F) estimar un coeficiente del canal correspondiente al componente de forma de onda mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama, sobre la base del desplazamiento de frecuencia y desplazamiento de fase determinados del componente de forma de onda remuestreado,

   en donde las etapas anteriores se realizan en el orden (A) a (F).
2. 2. El metodo de acuerdo con la reivindicacion 1, en donde

   las etapas (B) a (F) se realizan para cada uno de la pluralidad de componentes de forma de onda.
3. 3. El metodo de acuerdo con la reivindicacion 1 o 2, que comprende adicionalmente las etapas de:

   (G) generar una unidad de trama replicada que comprende la replica del primer campo y de los uno o mas segundos campos de la unidad de trama del componente de forma de onda sobre la base del desplazamiento de tiempo, desplazamiento de frecuencia, desplazamiento de fase y coeficiente del canal determinados; y

   (H) restar la unidad de trama replicada de la senal recibida,

   en donde las etapas (G) y (H) se realizan despues de la etapa (F); y

   el metodo comprende adicionalmente realizar las etapas (A) a (F) de nuevo para otro componente de forma de onda de la senal recibida despues de la realizacion de la etapa (H).
4. 4. El metodo de acuerdo con la reivindicacion 3, en donde

   las etapas (B) a (H) se realizan para cada uno de la pluralidad de componentes de forma de onda.
5. 5. El metodo de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4, que comprende adicionalmente las etapas de:

   (I) estimar la frecuencia de la senal recibida;

   (J) determinar un filtro adaptado sobre la base de la frecuencia estimada y filtrar la senal recibida usando el filtro adaptado determinado; y

   (K) desmultiplexar el componente de forma de onda para separar el primer campo y los uno o mas segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda,

   en donde las etapas (G) y (H) se realizan despues de la etapa (A) y antes de la etapa (B), y la etapa (K) se realiza despues de la etapa (B) y antes de la etapa (C).
6. 6. Un aparato para estimacion de un canal en un sistema de comunicacion MU-MIMO inalambrico que emplea precodificacion, comprendiendo el aparato:

   una unidad de recepcion configurada para recibir una senal que comprende una pluralidad de componentes de forma de onda, siendo subdividido cada componente de forma de onda en unidades de trama, en donde cada unidad de trama tiene un primer campo que no esta sometido a precodificacion y que indica un comienzo de la unidad de trama respectiva y uno o mas segundos campos que no estan sometidos a la precodificacion y que cada uno comprende una secuencia piloto;

   una unidad de sincronizacion de trama configurada para determinar un comienzo de la unidad de trama de un componente de forma de onda de la pluralidad de componentes de forma de onda mediante la busqueda en la

   5

   10

   15

   20

   25

   30

   senal recibida del primer campo que indique el comienzo de la unidad de trama;

   una unidad de determinacion de desplazamiento de tiempo configurada para determinar un desplazamiento de tiempo del componente de forma de onda mediante referencia al primer campo en la unidad de trama y a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama;

   una unidad de remuestreo configurada para remuestrear el componente de forma de onda sobre la base del desplazamiento de tiempo determinado para obtener un componente de forma de onda remuestreado; una unidad de determinacion del desplazamiento de frecuencia/fase configurada para determinar un desplazamiento de frecuencia y un desplazamiento de fase del componente de forma de onda remuestreado mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda remuestreado; y

   una unidad de estimacion del coeficiente del canal configurada para estimar el coeficiente del canal correspondiente al componente de forma de onda mediante referencia a los uno o mas segundos campos en la unidad de trama, sobre la base del desplazamiento de frecuencia y desplazamiento de fase determinados del componente de forma de onda remuestreado.
7. 7. El aparato de acuerdo con la reivindicacion 6, que comprende adicionalmente:

   una unidad de replicacion configurada para generar una unidad de trama replicada que comprende la replica del primer campo y de los uno o mas segundos campos de la unidad de trama del componente de forma de onda sobre la base del desplazamiento de tiempo, desplazamiento de frecuencia, desplazamiento de fase y coeficiente de canal determinados; y

   una unidad de sustraccion configurada para sustraer la unidad de trama replicada de la senal recibida, en donde la senal obtenida mediante sustraccion de la unidad de trama replicada de la senal recibida se realimenta a la unidad de sincronizacion de trama para procesamiento adicional.
8. 8. El aparato de acuerdo con la reivindicacion 6 o 7, que comprende adicionalmente:

   una unidad de estimacion de frecuencia configurada para estimar una frecuencia de la senal recibida;

   una unidad de filtro adaptado configurada para determinar un filtro adaptado sobre la base de la frecuencia

   estimada y el filtrado de la senal recibida usando el filtro adaptado determinado; y

   una unidad de desmultiplexado configurada para desmultiplexar el componente de forma de onda para separar el primer campo y los uno o mas segundos campos en la unidad de trama del componente de forma de onda.