ES2611603T3 - Dispositivo de distribución de corriente entre cátodos de un electrodo multipolar, concretamente de un implante - Google Patents

Abstract

Dispositivo (ES) de distribución de corriente entre n cátodos (Ki) de al menos un electrodo multipolar de estimulación (EM) que consta además de al menos un ánodo (A), siendo n superior o igual a dos, y un espejo de corriente reconfigurable (MC) que consta de n salidas (K'i) capaces de acoplarse respectivamente a dichos n cátodos (Ki), caracterizado por que dicho espejo de corriente (MC) estando adaptado para recibir una orden que selecciona, para cada salida, entre varios valores, un valor de un coeficiente que fija la relación entre una corriente suministrada a dicha salida y una corriente de control (Idac) del espejo; estando dicho espejo de corriente reconfigurable (MC) adaptado para suministrar a dichas n salidas (K'i) n fracciones (Iki) complementarias de dicha corriente de control (Idac), estando la relación entre la corriente suministrada a cada una de las n salidas y la corriente de control (Idac) del espejo de corriente (MC) fijada por el valor del coeficiente seleccionado para dicha salida, definiendo dichos valores de coeficiente seleccionados para las salidas una localización espacial de la estimulación.

Description

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DESCRIPCION

Dispositivo de distribucion de corriente entre catodos de un electrodo multipolar, concretamente de un implante

La invencion se refiere al campo de la alimentacion con corriente de electrodos multipolares, que constan de al menos un anodo y al menos dos catodos, y concretamente aquellos que forma parte de implantes utilizados para excitar o estimular, por ejemplo, una zona del cerebro, un musculo liso o estriado, un nervio eferente o aferente, un organo sensorial, o de forma mas general un elemento del sistema nervioso de un ser humano o de un animal.

En ciertos campos, es indispensable utilizar electrodos multipolares para conseguir excitar eficazmente una o varias zonas, segun un esquema predefinido. Este es, por ejemplo, el caso en el campo de la estimulacion electrica funcional, la cual constituye por el momento la principal via de restauracion del movimiento de miembros paralizados: esta estimulacion esta destinada a activar uno o varios musculos por excitacion localizada directa y/o por excitacion indirecta de un nervio por medio de un estfmulo electrico.

Actualmente, este tipo de estimulacion se efectua por medio de un implante central colocado en el interior del cuerpo. Debido a la gran complejidad de la gestion de un movimiento, deben utilizarse diferentes electrodos excitadores, aunque son necesarios numerosos hilos para la conexion de los electrodos a la electronica de control de los implantes. Debiendo atravesar estos hilos frecuentemente articulaciones, las operaciones quirurgicas necesarias para la implantacion son particularmente diffciles, lo que limita el numero de zonas de excitacion. Ademas, la presencia de hilos fragiliza los implantes y limita tambien el numero de electrodos que pueden controlar. Por otro lado, el control de la forma y de los parametros, concretamente temporales, que definen los estfmulos electricos, requiere una importancia particularmente.

El documento WO 02/089913 describe un sistema de implante coclear que comprende un microfono, medios de procesamiento de la senal que convierten senales provenientes del microfono en una pluralidad de senales de frecuencias distintas, y electrodos para distribuir estas senales a las neuronas de la coclea, siendo el sistema implantable y pudiendo recibir una senal externa.

El documento US 5 954 758 describe un sistema de estimulacion neuromuscular en el que un control de entrada suministra una senal de control que indica un movimiento o un grupo de movimientos fisiologicos. Medios determinan impulsos a partir de esta senal y generan trenes de impulsos adaptados a la senal de control hacia electrodos para estimular los musculos.

El documento WO 93/23114 un sistema para un dispositivo de suministro de medicamento por iontoforesis que comprende un circuito de control de corriente que comprende una pluralidad de fuentes de corriente, cada una acoplada a un electrodo y seleccionada para suministrar una corriente constante, sea cual sea la impedancia de la piel del paciente.

La invencion tiene, por lo tanto, concretamente como objetivo mejorar la situacion.

La invencion propone concretamente a tal efecto un dispositivo (o etapa de salida) segun la reivindicacion 1 dedicada a la distribucion de corriente entre n catodos de al menos un electrodo multipolar de estimulacion que consta ademas de al menos un anodo, siendo n superior o igual a dos.

Este dispositivo se caracteriza por que consta de un espejo de corriente reconfigurable que consta de n salidas acopladas respectivamente a los n catodos y configurado para suministrar en estas n salidas n fracciones complementarias de una corriente de control, de valores respectivos seleccionados y practicamente constantes en presencia de una variacion de amplitud de la corriente de control, para permitir una localizacion espacial practicamente constante de la estimulacion.

Se entiende en la presente memoria por «fracciones complementarias» fracciones cuya suma es igual al valor de la corriente de control (Idac), como por ejemplo Idac/3, Idac/6, Idac/6 e Idac/3.

El dispositivo segun la invencion puede constar de otras caractensticas que podran ser tomadas por separado o en combinacion, y concretamente:

- el espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable puede ser de tipo modular,

> puede constar entonces de un convertidor de corriente-tension acoplado a p convertidores de tension- corriente con transconductancia programable,

o i) el convertidor de corriente-tension puede comprender al menos un terminal de entrada encargado de absorber una corriente, un terminal de masa y un terminal de salida y estar configurado para establecer una diferencia de potencial seleccionada entre el terminal de salida y el terminal de masa, en funcion de la corriente absorbida,

o ii) cada convertidor de tension-corriente con transconductancia programable puede comprender al menos un terminal de entrada, un terminal de masa, un terminal de salida encargado de absorber una corriente y

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un bus de control encargado de recibir senales logicas,

o iii) el terminal de entrada del convertidor de corriente-tension esta conectado entonces a un terminal de entrada del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular,

o iv) el terminal de masa del convertidor de corriente-tension y los terminales de masa de los p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable estan conectados al terminal de masa M del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular,

o v) el terminal de entrada de cada uno de los p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable esta conectado al terminal de salida del convertidor de corriente-tension,

o vi) el terminal de salida de cada uno de los p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable esta conectado a una de las salidas del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular, y

o vii) el bus de control de cada convertidor de tension-corriente con transconductancia programable esta conectado a sub-buses de control del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular.

> el convertidor de corriente-tension y los p convertidores de tension-corriente con transconductancia

programable presentan preferentemente arquitecturas emparejadas,

- el espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable puede ser del tipo llamado «con distribuidor»,

> este puede constar entonces de un convertidor de corriente-tension acoplado a un convertidor de tension-

corriente y a un distribuidor de corriente equilibrado controlable con m salidas,

o i) el convertidor de corriente-tension puede comprender entonces al menos un terminal de entrada encargado de absorber una corriente, un terminal de masa y un terminal de salida, y estar configurado para establecer una diferencia de potencial seleccionada entre el terminal de salida y el terminal de masa, en funcion de la corriente absorbida,

o ii) el convertidor de tension-corriente puede comprender al menos un terminal de entrada, un terminal de masa y un terminal de salida capaz de absorber una corriente,

o iii) el distribuidor de corriente equilibrado controlable puede comprender al menos un terminal de entrada encargado de suministrar una corriente, un bus de salidas que absorben, cada una, una corriente y un bus de control que recibe senales logicas,

o iv) el terminal de entrada del convertidor de corriente-tension esta conectado, entonces, a un terminal de entrada del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor,

o v) el terminal de masa del convertidor de corriente-tension y los terminales de masa del convertidor de tension-corriente y del distribuidor de corriente equilibrado controlable estan conectados a un terminal de masa del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor,

o vi) el terminal de entrada del distribuidor de corriente equilibrado controlable esta conectado al terminal de salida del convertidor de tension-corriente,

o vii) el bus de control del distribuidor de corriente equilibrado controlable esta conectado a un bus de control del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor, y

o viii) el bus de salidas del distribuidor de corriente equilibrado controlable esta conectado a un bus de salida del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor,

> el convertidor de corriente-tension y el convertidor de tension-corriente presentan preferentemente

arquitecturas emparejadas,

- la relacion entre la corriente que circula en el anodo (igual a la suma de las corrientes suministradas a las salidas del espejo de corriente), y la corriente de control puede ser configurable o no configurable,

- un conjunto de n capacidades pueden garantizar, cada una, el acoplamiento de una de las salidas con uno de los catodos,

- un dispositivo de vigilancia de tension puede estar conectado a las salidas y encargado de medir las tensiones respectivamente presentes a nivel de las salidas del espejo de corriente, de modo que estas permitan un ajuste de la polarizacion anodica del electrodo multipolar, mediante un modulo de alimentacion de alta tension,

> este puede comprender una red de convertidores analogico-digital o bien una red de n comparadores de

tension encargados, cada uno, de comparar las n tensiones a nivel de las salidas del espejo de corriente

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con respecto a una tension de referencia comun, o tambien una red de 2n comparadores de tension configurados por pares para comparar las n tensiones a nivel de las salidas del espejo de corriente con respecto a dos tensiones de referencia comunes,

- un dispositivo de control de descarga puede estar acoplado a las salidas del espejo de corriente y al anodo y estar encargado de establecer, al final de la estimulacion, una trayectoria de conduccion entre cada una de las salidas del espejo de corriente y el anodo, para inducir la circulacion de n corrientes de descarga de los catodos hacia el anodo,

> estas n corrientes de descarga pueden provenir de las n energfas acumuladas respectivamente por las n capacidades del conjunto,

> este puede encargarse de limitar cada corriente de descarga a una fraccion del valor maximo de la corriente de estimulacion que se suministra a la salida asociada.

Dicho dispositivo de distribucion de corriente (o etapa de salida) puede formar parte ventajosamente de una electronica de control de al menos un electrodo multipolar, que comprende al menos un anodo y al menos dos catodos. Esta electronica de control comprende entonces ademas i) un convertidor digital-analogico encargado de convertir un valor de referencia de amplitud de corriente en una corriente analogica de control y acoplado al dispositivo de distribucion de corriente para suministrarle la corriente de control, y ii) un modulo de alimentacion de alta tension acoplado al menos al anodo y encargado de polarizar este ultimo bajo una tension seleccionada, de modo que este permita la circulacion de las corrientes impuestas a cada catodo por el dispositivo de distribucion de corriente.

El convertidor digital-analogico puede presentar una arquitectura llamada «con fuente de corriente unitaria» que permite garantizar la monotonicidad de su funcion de conversion.

El modulo de alimentacion de alta tension puede ser un convertidor de tipo «continuo-continuo». En este caso, puede estar configurado en forma de un troceador con almacenamiento inductivo (por ejemplo, de tipo "boost") o bien constar de una bomba de cargas con almacenamiento capacitivo, como por ejemplo una bomba de Dickson, eventualmente acoplada a un multiplexor. En este ultimo caso, el modulo de alimentacion de alta tension puede funcionar en regimen continuo o en regimen discontinuo.

La invencion tambien se refiere a una unidad de estimulacion distribuida (USR), como por ejemplo un implante, que consta de al menos un electrodo multipolar, que comprende al menos un anodo y al menos dos catodos, y al menos una electronica de control del tipo de la presentada anteriormente.

Esta unidad de estimulacion distribuida puede comprender un controlador digital (CN) encargado de suministrar el valor de referencia de amplitud de corriente y de definir los valores de las fracciones de corriente suministradas a las salidas del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable. En este caso, el controlador digital y la electronica de control (EC) pueden constituir, por ejemplo, respectivamente una parte digital y una parte analogica de un ASIC de tipo mixto.

Ademas, el controlador digital puede estar encargado de deducir, a partir de los valores de las corrientes de estimulacion impuestas, de la tension de salida del modulo de alimentacion de alta tension y de las medidas de tension efectuadas por el dispositivo de vigilancia de tension en los terminales de las salidas del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable, la impedancia de cada electrodo, para controlar la polarizacion del anodo.

La invencion tambien se refiere a una instalacion de estimulacion que comprende al menos una unidad de estimulacion distribuida del tipo de la presentada anteriormente, y un controlador (CR) encargado de intercambiar datos con cada unidad de estimulacion distribuida.

Por otro lado, cada unidad de estimulacion distribuida y el controlador de la instalacion pueden constar de medios de transmision mediante ondas (o mediante bus por cable) y medios de gestion encargados de gestionar la transmision de datos segun un protocolo seleccionado entre dicho controlador y cada unidad de estimulacion distribuida.

El controlador de una instalacion del tipo de la presentada anteriormente y al menos una unidad de estimulacion distribuida del tipo de la presentada anteriormente, pueden comunicarse mediante un medio siguiendo un protocolo. Este protocolo se caracteriza por que consiste en gestionar el acceso al medio segun un principio de derecho de expresion de uno o varios grupos de unidades de estimulacion distribuida a intervalos deslizantes, basado en un posicionamiento automatico de intervalos temporales que depende de niveles de prioridad asociados respectivamente a cada nodo dentro de su grupo y de caractensticas topologicas, como por ejemplo la velocidad de transferencia de datos y el tiempo de propagacion.

Esta gestion de acceso al medio esta destinada, por ejemplo, a optimizar la explotacion del ancho de banda.

El dispositivo de distribucion de corriente (o etapa de salida), la electronica de control, la unidad de estimulacion distribuida (implante), la instalacion de estimulacion y el protocolo de comunicacion presentados anteriormente estan particularmente bien adaptados para la estimulacion de uno o varios nervios y/o de uno o varios musculos de un

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animal o de un ser humano.

Otras caractensticas y ventajas de la invencion surgiran con el examen de la descripcion detallada a continuacion, y de los dibujos adjuntos, en los que:

- la figura 1 ilustra de forma muy esquematica un ejemplo de instalacion de estimulacion segun la invencion,

- la figura 2 ilustra de forma esquematica un ejemplo de electronica de control segun la invencion, acoplada a un electrodo multipolar y a un controlador digital,

- la figura 3 ilustra de forma esquematica un primer ejemplo de modulo de alimentacion de alta tension con troceador de tipo «boost», para una electronica de control segun la invencion,

- la figura 4 ilustra de forma esquematica un segundo ejemplo de modulo de alimentacion de alta tension con bomba de Dickson, para una electronica de control segun la invencion,

- la figura 5 ilustra de forma esquematica un tercer ejemplo de modulo de alimentacion de alta tension con bomba de Dickson y multiplexor, para una electronica de control segun la invencion,

- la figura 6 ilustra de forma esquematica un ejemplo de etapa de salida, para una electronica de control segun la invencion,

- la figura 7 ilustra de forma esquematica un ejemplo de modulo de control de descarga para una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- la figura 8 ilustra ejemplos de cronogramas que definen las evoluciones temporales de la corriente I que atraviesa el electrodo multipolar y de senales de control (SA, SB y SC) del modulo de control de descarga, que provienen del controlador digital,

- la figura 9 ilustra de forma esquematica un ejemplo de electrodo multipolar antes del enrollamiento alrededor de un nervio (parte izquierda), y una vista en corte transversal de un ejemplo de nervio y de sus fibras nerviosas equipado con dicho electrodo multipolar (parte derecha), en el caso de una distribucion de corriente de tipo (%, 0, 0, %),

- las figuras 10A y 10B ilustran de forma esquematica dos ejemplos de realizacion de un convertidor de corriente- tension para un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable de una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- las figuras 11A a 11C ilustran de forma esquematica tres ejemplos de realizacion de un convertidor de tension- corriente para un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable de una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- las figuras 12A a 12C ilustran de forma esquematica tres ejemplos de realizacion de un convertidor de tension- corriente controlable para un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable de una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- la figura 13 ilustra de forma esquematica un ejemplo de realizacion de un convertidor de tension-corriente con transconductancia programable para un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable de una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- la figura 14 ilustra de forma esquematica un ejemplo de realizacion de un distribuidor de corriente equilibrado para un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable de una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- las figuras 15A y 15B ilustran de forma esquematica dos ejemplos de realizacion de un distribuidor de corriente equilibrado controlable, respectivamente con TEC con canal N y con TEC con canal N y con canal P, para un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable de una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- la figura 16 ilustra de forma esquematica un ejemplo de realizacion de un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable de tipo modular, para una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- la figura 17 ilustra de forma esquematica un ejemplo de realizacion de un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable de tipo «con distribuidor», para una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- la figura 18 ilustra de forma mas detallada otro ejemplo de realizacion de un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable de tipo «con distribuidor», para una etapa de salida de una electronica de control segun la invencion,

- la figura 19 ilustra de forma esquematica las nociones de derecho de expresion individual y de derecho de expresion de grupo dentro de una instalacion de estimulacion segun la invencion,

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- la figura 20 ilustra de forma esquematica el desajuste inducido por un posicionamiento relativo,

- la figura 21 ilustra de forma esquematica el reajuste en el caso de un posicionamiento relativo,

- la figura 22 ilustra de forma esquematica una ventana temporal asociada a un grupo de USR y su descomposicion en intervalos temporales asociados a cada uno de las USR de dicho grupo,

- la figura 23 ilustra de forma esquematica el mecanismo de deslizamiento de intervalo temporal dentro de un grupo de USR,

- la figura 24 ilustra de forma esquematica un primer ejemplo de cronograma de acceso al medio, y

- la figura 25 ilustra de forma esquematica un segundo ejemplo de cronograma de acceso al medio.

Los dibujos adjuntos podran servir no solamente para completar la invencion, sino tambien contribuir a su definicion, llegado el caso.

La invencion permitira la alimentacion distribuida de los catodos de al menos un electrodo multipolar.

En lo sucesivo, se considera, a modo de ejemplo ilustrativo y no limitante, que el electrodo forma parte de un implante que sera implantado en un cuerpo humano o animal para estimular una o varias zonas, como por ejemplo uno o varios nervios y/o uno o varios musculos. Sin embargo, dicho electrodo podna utilizarse en otros campos como, por ejemplo, la estimulacion del cerebro, o la estimulacion de los sistemas sensoriales a nivel de las vfas nerviosas aferentes o de los propios sensores biologicos.

Tal como se ilustra esquematicamente en la figura 1, un implante I (o USR, unidad de estimulacion distribuida) esta constituido esencialmente por un controlador digital CN acoplado, por un lado, a medios de transmision MT, y, por otro lado, a una electronica de control EC, acoplada a su vez a un electrodo multipolar EM que consta de al menos un anodo A y al menos dos catodos Ki (i = 1 a 2). Cuando el electrodo multipolar EM esta dedicado a la estimulacion de un nervio, es ventajoso que este configurado en forma de un cilindro y conste de al menos un anodo A y, por ejemplo, cuatro catodos K1 a K4 (i =1 a 4). Sin embargo, pueden estar previstas otras formas de electrodos.

Como se ilustra en la figura 1, el implante I puede, en comparna de uno o varios implantes mas, formar parte de una instalacion de estimulacion IS. En este caso, cada implante I constituye lo que se llama una unidad de estimulacion distribuida (USR) y la instalacion consta preferentemente de un controlador externo (CR) acoplado a cada implante I, preferentemente mediante ondas (por ejemplo, de tipo radiofrecuencia RF), pero tambien puede preverse un acoplamiento mediante bus por cable. Este acoplamiento permitira el intercambio de datos entre cada implante I y el controlador CR de la instalacion IS. De este modo, el controlador CR puede transmitir a cada implante I datos, que definen, por ejemplo, mensajes de configuracion o de interrogacion, y eventualmente energfa. Por otro lado, un implante I puede transmitir al controlador CR datos que definen, por ejemplo, notificaciones de uno o varios errores de estimulacion o de una o varias ordenes incoherentes o acuses de recibo.

Dicha transmision puede realizarse, por ejemplo, en modo paquete asmcrono. Por otro lado, la transmision, al menos del controlador CR hacia los implantes I, puede realizarse en modo de difusion punto a multipunto (o multicast), cuando atane a un grupo de implantes de la instalacion, o en modo de difusion general (o broadcast), cuando atane a todos los implantes de la instalacion, o incluso en modo punto a punto (o unicast), cuando atane unicamente a un solo implante de la instalacion.

La instalacion de estimulacion tambien puede comprender uno o varios sensores acoplados al controlador CR y/o una interfaz del paciente tambien acoplada al controlador CR y que permite al paciente, objeto de la estimulacion, interrumpir un programa de estimulacion, por ejemplo.

Por otro lado, como se vera mas adelante, los implantes I (o USR) pueden agruparse dinamicamente en diferentes grupos que permiten, por ejemplo, controlar simultaneamente un grupo mmimo de implantes I (o USR) necesarios para la obtencion de un movimiento dado, y ciertos implantes (o USR) que pueden pertenecer a grupos diferentes (como es el caso, en la presente memoria, de las USR2 y USRi).

Por ejemplo, la elevacion de un pie necesita la contraccion simultanea de los tres musculos flexores de la cadera, de la rodilla y del tobillo; las tres USR que estimulan estos musculos podran, por lo tanto, agruparse para este movimiento.

A continuacion, se hace referencia a la figura 2 para presentar los principales constituyentes de la electronica de control EC de un implante I segun la invencion. Es importante observar que la electronica de control EC ilustrada en la figura 2 esta dedicada a un electrodo multipolar eM que consta de cuatro catodos Ki (i = 1 a 4). Sin embargo, la invencion no esta limitada a este tipo de electrodo multipolar. La invencion se refiere en efecto a cualquier dispositivo de estimulacion que posea al menos un anodo y al menos dos catodos.

Para facilitar la comprension de la descripcion, a continuacion, se proporcionan varias definiciones:

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- un ASIC es en esta memoria un circuito integrado espedfico para una aplicacion,

- un ASIC mixto es en esta memoria un ASIC que comprende partes de procesamiento digital y partes de procesamiento analogico,

- Vdd designa el terminal positivo de la alimentacion electrica de un implante I y, de forma indiferente, el valor de la tension de alimentacion. Esta ultima es, por ejemplo, igual a 3 voltios (V) pero puede utilizarse cualquier otra tension, por ejemplo, mejor adaptada a la realizacion del ASIC,

- Gnd designa la masa electrica, y de forma indiferente (debido a que estan conectados) el terminal negativo de la alimentacion electrica de un implante I o la masa electrica o el sustrato del ASIC si la tecnologfa de este ultimo impone conectar su sustrato al potencial mas bajo como es el caso en tecnologfa CMOS sobre sustrato de tipo P.

Por otro lado, en el interior de un bus, todas las senales portan el nombre del bus y se distinguen por un mdice colocado entre corchetes despues del nombre del bus. Ademas, cuando se debe especificar el tamano del bus, el nombre del bus viene seguido por un par de corchetes que contienen el mdice mas bajo y el mdice mas alto de los hilos que componen el bus, separados por el caracter ":". Se puede utilizar la misma notacion para hacer referencia a una parte de un bus. Finalmente, para buses particularmente complejos, se puede utilizar una notacion multidimensional. A continuacion, se proporcionan algunos ejemplos de notacion:

- X designa tanto una senal como un bus,

- X[1:10] designa un bus de 10 senales,

- X[3] designa la tercera senal del bus nombrado X,

- X[3:5] designa un bus formado por la extraccion de tres senales del bus X,

- Y[1:5][1:4] designa un bus de 20 (5x4) senales, organizado en 5 sub-buses de 4 senales cada uno,

- Y[3][2] representa una senal, y

- Y[3] es un bus de cuatro senales que tambien se puede escribir Y[3][1:4].

La electronica de control EC puede realizarse, por ejemplo, en forma de una parte analogica de un ASIC mixto cuya parte digital puede comprender un controlador digital CN, del tipo del representado en la figura 2, que se describira a continuacion solamente mediante las ordenes que es susceptible de enviar a la electronica de control EC. Los medios de transmision MT representados en la figura 1 ya no se describiran en la presente memoria.

La electronica de control EC comprende al menostres partes.

Una primera parte esta constituida por un convertidor digital-analogico DAC, encargado de convertir un valor de referencia de amplitud de corriente (Csgn) recibido del controlador digital CN en una corriente analogica de salida Idac.

Una segunda parte esta constituida por un modulo de alimentacion de alta tension AHT encargado de polarizar el anodo A del electrodo multipolar eM bajo una tension suficientemente elevada para permitir la circulacion de la corriente impuesta a cada catodo por la etapa de salida ES (tambien llamada dispositivo de distribucion de corriente). Esta alta tension puede, por ejemplo, generarse a partir de la alimentacion de baja tension Vdd.

Una tercera parte esta constituida por la etapa de salida ES (tambien llamada dispositivo de distribucion de corriente) que esta destinada principalmente a distribuir la corriente analogica de salida Idac en fracciones y a transmitirlas a los diferentes catodos Ki del electrodo multipolar EM. Como se vera mas adelante, esta etapa de salida ES garantiza tambien, preferentemente, la compensacion de las cargas que son acumuladas por la corriente que atraviesa el electrodo multipolar EM para garantizar que el valor medio de la corriente de estimulacion que atraviesa cada catodo Ki es nulo.

Las tres partes de la electronica de control EC reciben la alimentacion electrica Vdd y la masa electrica Gnd.

El convertidor DAC es, por ejemplo, un convertidor de 8 bits analogico/digital que funciona en modo corriente. La corriente puede estar programada por ejemplo de 0 a 1,25 mA, eventualmente por incrementos de 5 |uA. Este convertidor DAC utiliza preferentemente una arquitectura llamada «con fuente de corriente unitaria» que garantiza la monotonicidad de su funcion de conversion.

Por otro lado, el convertidor DAC posee una entrada DacOn que le fuerza, cuando esta colocada a nivel logico «0», a suministrar una corriente nula (Idac = 0), y que le permite, cuando esta colocada a nivel logico «1», a validar una corriente de salida Idac igual a (2N - 1) * I_LSB. En este caso, N representa el numero de bits del convertidor (por ejemplo, N = 8 bits) e I_LSB representa el incremento de cuantificacion del convertidor (por ejemplo 5 pA).

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Para minimizar el consumo global, se puede utilizar eventualmente un convertidor DAC que minimiza, o incluso anula, su consumo cuando su entrada DacOn esta colocada a nivel logico «0».

El modulo de alimentacion de alta tension AHT suministra la tension de polarizacion anodica del electrodo multipolar EM. Para la mayor parte de las estimulaciones, esta tension es mas elevada que la tension de alimentacion Vdd. Por consiguiente, el modulo de alimentacion de alta tension AHT es, preferentemente, un convertidor de tipo «continuo- continuo». Para limitar la potencia consumida, la tension de polarizacion anodica puede ser fijada «a priori» por el controlador digital CN a partir de la amplitud de la corriente de estimulacion a aplicar. Ademas, la etapa de salida ES reenvfa al controlador digital CN una informacion RA relativa a la amplitud de la tension a los terminales de los generadores de corriente que controlan los diferentes catodos Ki. Esta informacion RA puede utilizarse entonces durante la fase de estimulacion para ajustar la polarizacion anodica.

Este modulo de alimentacion de alta tension AHT puede realizarse, por ejemplo, en forma de un troceador con almacenamiento inductivo (por ejemplo, de tipo «boost»). Como sabe el experto en la tecnica, dicho troceador esta controlado por una unica senal de control cuyas frecuencia y relacion cfclica determinan la tension de salida para una carga dada. En la figura 3 se ilustra un ejemplo de troceador de tipo boost que utiliza cuatro componentes: una inductancia L, una capacidad C, un diodo (por ejemplo, de tipo «schottky» de tension de umbral baja) D y un interruptor controlado IC. En este ejemplo de realizacion, la senal de entrada Cde constituye, por sf misma, el haz referenciado HTCtrl en la figura 2.

Los componentes L, D y C son, preferentemente, componentes discretos externos al ASIC. Por otro lado, el interruptor controlado IC puede ser un componente discreto, eventualmente especializado, o un dispositivo integrado en el ASIC, como por ejemplo un transistor con efecto de campo con compuerta aislada y canal N, como se ilustra en la figura 3.

En una variante de realizacion, el modulo de alimentacion de alta tension AHT puede constar de una bomba de cargas con almacenamiento capacitivo, como por ejemplo una bomba de Dickson en tecnologfa CMOS. Un ejemplo de bomba de Dickson con cinco etapas se ilustra en la figura 4. En este caso, los diodos se realizan, en general, con transistores MOS, por ejemplo, con canal N, cuya compuerta esta conectada al drenaje. Tambien se pueden utilizar esquemas mas complejos que permiten librarse de la tension de umbral. En esta figura 4, las referencias I11, I12, I21 y I22 designan inversores CMOS alimentados entre Vdd y Gnd y dimensionados convenientemente para poder cargar las capacidades en un tiempo compatible con la frecuencia de funcionamiento prevista. Cuando las senales P1 y P2 son dos senales rectangulares de la misma frecuencia, la tension de salida en vacfo de la bomba solamente depende del numero de etapas y del valor de Vdd. Por otro lado, la frecuencia de funcionamiento controla la resistencia de salida del convertidor, ofreciendo de este modo un medio de control de la tension de salida en carga. El numero de etapas esta impuesto por consiguiente por la tension maxima a suministrar al punto A y el haz HTCtrl de la figura 2 esta constituido unicamente por senales de entrada Phil y Phi2.

En otra variante de realizacion, ilustrada en la figura 5, el modulo de alimentacion de alta tension AHT consta de una bomba de Dickson asociada a un multiplexor analogico MUX. En efecto, en una bomba de Dickson, las tensiones disponibles en cada etapa difieren de Vdd, aunque el multiplexor MUX permite disponer de toda una gama de tensiones que permiten ajustar la tension de polarizacion anodica. En este ejemplo de realizacion, el multiplexor MUX autoriza la circulacion de una corriente desde una de sus entradas VHTi (en este caso i = 1 a 6), seleccionada por el controlador digital CN, hacia la salida A, estando la circulacion de una corriente de A hacia una de las entradas VHTi prohibida. De esta forma, el controlador digital CN puede adaptar la tension anodica, por incremento de Vdd, sin tener que actuar sobre la frecuencia de funcionamiento. El haz MxCtrl comprende tantos hilos como entradas VHTi posee el multiplexor MUX. Cuando se utiliza dicho modulo de alimentacion de alta tension AHT, el haz HTCtrl de la figura 2 esta compuesto por el haz MxCtrl asociado a las senales Phil y Phi2.

Este multiplexor MUX puede estar, por ejemplo, realizado como una estrella, cuya salida A es el centro y cuyas entradas VHTi son los extremos de las ramas. Cada rama de la estrella puede contener entonces un rectificador controlado (por ejemplo, un diodo en serie con un transistor con efecto de campo (TEC) con compuerta aislada). La compuerta de dichos transistores esta controlada, entonces, por las senales logica del haz MxCtrl mediante adaptadores de nivel logico, eventualmente alimentados por una etapa suplementaria de la bomba de carga, no representada en la presente memoria.

Esta otra variante de realizacion del modulo de alimentacion de alta tension AHT puede utilizarse en regimen continuo, o en regimen discontinuo. En regimen continuo, la bomba es accionada durante la estimulacion (senales rectangulares en oposicion de fase en Phil y Phi2). En regimen discontinuo, la bomba es precargada antes de la estimulacion y se detiene durante esta. Esto supone, por supuesto, que las capacidades son suficientemente grandes (algunos microfaradios) para poder suministrar la carga correspondiente a una estimulacion. Por consiguiente, estas capacidades pueden ser externas al ASIC. En el regimen discontinuo, el estado en el que se encuentran las senales Phil y Phi2 condiciona los valores de tension VHTi disponibles en la entrada del multiplexor MUX. La tabla a continuacion proporciona un ejemplo de valores de tension VHTi en funcion de los estados respectivos de las senales Phil y Phi2:

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Phi1/Phi2

VHT1 VHT2 VHT3 VHT4 VHT5 VHT6

0/1

Vdd Vdd 3 Vdd 3 Vdd 5 Vdd 5 Vdd

1/0

Vdd 2 Vdd 2 Vdd 4 Vdd 4 Vdd 6 Vdd

A continuacion, se hace referencia a las figuras 6 a 18 para describir un ejemplo de realizacion de la etapa de salida ES, tambien llamada dispositivo de distribucion de corriente.

Como se ilustra en la figura 6, la etapa de salida ES puede, por ejemplo, estar compuesta por cuatro partes: un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable MC, un dispositivo de control de descarga DCD, un dispositivo de vigilancia de tension DST y una red de capacidades RCAP.

En lo sucesivo, salvo que se indique lo contrario, la expresion «espejo de corriente» designa el espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable MC. Por otro lado, y como se ha indicado anteriormente, el numero (n = 4) de catodos Ki ilustrado en la figura 6 solamente es un ejemplo no limitante, aplicandose la invencion a cualquier dispositivo de excitacion que posee al menos un anodo y al menos dos catodos.

El dispositivo de vigilancia de tension DST esta conectado a las salidas K'i del espejo de corriente MC para medir las tensiones respectivamente presentes a nivel de sus terminales. Estas medidas son enviadas, mediante el haz de senales RA, al controlador digital CN. Este ultimo puede utilizar esta informacion para ajustar la polarizacion anodica del electrodo multipolar EM, mediante el modulo de alimentacion de alta tension AHT descrito anteriormente, para minimizar la potencia disipada en el espejo de corriente MC, al tiempo que le permite funcionar a la polarizacion de salida optima. Ademas, el controlador digital CN puede deducir de estas medidas la impedancia Zi de cada electrodo Ki, debido a que conoce la corriente de estimulacion impuesta y la tension de salida del modulo de alimentacion de alta tension AHT.

Este dispositivo de vigilancia de tension DST puede estar configurado en forma de una red de convertidores analogico-digital, pero tambien puede estar, de forma mucho mas sencilla, configurado en forma de una red de n comparadores de tension (siendo n el numero de catodos del electrodo multipolar EM) que comparan las n tensiones de salida del espejo de corriente MC con respecto a una tension de referencia comun, generada de manera interna o bien impuesta desde el exterior. En el caso de una red de n comparadores, el haz RA esta mas simplemente constituido por las n senales logicas de salida de dichos comparadores.

La alimentacion anodica controlada de forma digital esta asociada a una deteccion de umbral de tension en los terminales de las fuentes de corriente que controlan los catodos Ki, para medir indirectamente la tension en los terminales del electrodo multipolar EM y deducir de ella su impedancia, conociendo los valores de las corrientes impuestas por el espejo de corriente MAC. Esto permite librarse de la utilizacion de un convertidor analogico/digital por catodo Ki combinado con una medida diferencial, por medio de un polo de alta tension en el lado del anodo A, lo que consumina mucha energfa y requerina gran cantidad de espacio en un circuito integrado. Ademas, esto permite evaluar las impedancias vistas a nivel de cada catodo Ki. Por ejemplo, la identificacion de un modelo de electrodo del primer orden necesita un contador de tiempo y solamente tres medidas.

Una de las principales limitaciones que debe respetar un dispositivo de estimulacion es la nulidad de la media de la corriente de estimulacion en cada catodo, so pena de provocar lesiones a nivel del sitio de estimulacion. Por consiguiente, la red de capacidades RCAP esta constituida preferentemente por n capacidades (siendo n el numero de catodos del electrodo multipolar EM) colocadas en serie con cada uno de los catodos Ki del electrodo multipolar EM.

Al final de una estimulacion, las capacidades que constituyen la red de capacidades RCAP han acumulado una carga que representa la integral de la corriente de estimulacion que ha circulado en el catodo conectado. El dispositivo de control de descarga DCD tiene, por lo tanto, como papel, cuando esta previsto, establecer una trayectoria de conduccion entre cada uno de los puntos K'i y el anodo A del electrodo multipolar EM. A esto le sigue una inversion de los papeles de catodo Ki y de anodo A del electrodo multipolar EM y la circulacion de corrientes que van desde los catodos Ki (que desempenan, por lo tanto, en este caso un papel de anodo) hacia el anodo A (que desempena, por lo tanto, en este caso un papel de catodo) bajo el efecto de la energfa acumulada en las capacidades de la red RCAP. Cuando las capacidades estan descargadas, ha circulado en cada catodo Ki, en el transcurso de la fase de descarga, una corriente cuya integral es exactamente opuesta a la integral de la corriente de estimulacion, en un ciclo de estimulacion-descarga. El valor medio de la corriente de estimulacion es, por lo tanto, nulo.

Es preferible que la corriente de descarga no pueda ser interpretada como una estimulacion. En efecto, al presentar los tejidos nerviosos una fase de recuperacion, que sigue inmediatamente a una estimulacion, y en el transcurso de la cual son insensibles a las estimulaciones cuya amplitud sigue siendo mas baja que la estimulacion inicial, el dispositivo de control de descarga DCD esta configurado, por lo tanto, preferentemente para permitir una limitacion de cada corriente de descarga a una fraccion, por ejemplo igual al 10 %, de la amplitud maxima de la corriente de estimulacion suministrada a la salida K'I correspondiente (o asociada).

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La figura 7 ilustra un ejemplo de realizacion de dicho dispositivo de control de descarga DCD en el caso de un electrodo multipolar EM con dos catodos K1, K2.

En este ejemplo, las senales SA, SB y SC constituyen el haz CD de las figuras 2 y 6. Estas son suministradas por el controlador digital CN, eventualmente a traves de los adaptadores de nivel logico, alimentados por el anodo A, los cuales permiten suministrar tensiones capaces de garantizar un bloqueo conveniente de los transistores.

En la figura 8 se ilustran ejemplos no limitantes de cronogramas que definen las evoluciones temporales de la corriente I que atraviesa el electrodo multipolar EM (en aras de la simplificacion, se supone que el electrodo consta solamente de un solo catodo y que, debido a esto, la corriente anodica es igual a la corriente catodica) y senales de control SA, SB y SC. En estos cronogramas, Imx y -Idech designan respectivamente el valor maximo y el valor mmimo de la corriente I, Tstim designa la duracion de estimulacion, Tneutro designa el tiempo que separa la fase de estimulacion de la fase de descarga, Tdech designa la duracion de la fase de descarga y los momentos TA, TB y TC son los momentos de activacion (activacion de la conduccion) de los transistores MiA, MiB y MiC.

En esta figura 8, se han representado niveles logicos para SA, SB y SC tales que un nivel logico «1» corresponde a la conduccion del transistor controlado y un nivel logico «0» corresponde al bloqueo de este transistor. No se trata, por lo tanto, de niveles de tension. Por otro lado, en el cronograma de la corriente I, la escala para I < 0 se ha dilatado voluntariamente para explicar mejor la evolucion de I durante la fase de descarga.

El momento TA coincide con el comienzo de la fase de descarga (fin del tiempo neutro). Los momentos TB y TC, asf como las resistencias RA y RB puede seleccionarse, por ejemplo, como se indica a continuacion, con Tstmx designando la duracion maxima de una estimulacion, a designando el valor maximo de la relacion (Idech/Imx) y C designando el valor de una capacidad de la red RCAP, y la estimulacion de amplitud maxima Imx que conduce a la mayor cantidad de carga acumulada en la capacidad siendo un impulso rectangular de amplitud Imx y de duracion Tstmx:

- Idech = (I x Tstmx) / (C x RA). La limitacion sobre el valor maximo de Idech conduce entonces a RA = Tstmx / (a x C),

- TB puede seleccionarse tal que TB - TA = Tdech - Tstmx / a,

- la resistencia RB se deduce de la eleccion de TB para respetar la limitacion sobre el valor maximo de Idech: RB = RA/(exp(aTdech/Tstmx -1) -1 ),

- TC puede seleccionarse tal que TC -TB Tstmx(1 - exp(1 -aTdech/Tstmx -1))/a,

- RC = RA exp(1 - a Tdech/Tstmx)/(exp (exp(aTdech/Tstmx -1) -1) -1).

Los valores de resistencia obtenidos de este modo corresponden a transistores que tienen un comportamiento de interruptor ideal. Por consiguiente, durante la realizacion del dispositivo de control de descarga DCD, es conveniente restar de estas resistencias la resistencia en el estado activado (Ron) de los transistores. Ademas, para disminuir el numero de componentes integrados, se puede suprimir la resistencia RC y dimensionar los transistores de modo que su resistencia en el estado activado (Ron) sea igual a RC.

A modo de ejemplo puramente ilustrativo, si Tstmx = 1 ms, Tdech = 20 ms, a = 0,1 y C = 2uF, se puede seleccionar RA “ 5 kQ, RB “ 3 kQ, RC “ 400 Q, TB - TA “ 10 ms y TC - TB = 6 ms. Por otro lado, la duracion del tiempo neutro es corta, normalmente del orden de una centena de microsegundos.

En el momento de la estimulacion, la funcion principal de la etapa de salida ES es imponer, en cada uno de los n catodos Ki del electrodo multipolar EM, una corriente Iki proporcional a la corriente Idac que le suministra el convertidor digital analogico DAC. La relacion Iki/Idac debe poder, por otro lado, ser seleccionada, para cada catodo Ki, por el controlador digital CN mediante las senales del haz Cfg de la figura 2.

La figura 9 ilustra esquematicamente, en el caso de un electrodo multipolar EM con 4 catodos, enrollado sobre un nervio, el interes que representa la eleccion de las relaciones Iki/Idac para seleccionar espacialmente las fibras nerviosas a estimular, y la importancia de la estabilidad de las relaciones Iki/Idac cuando Idac vana (los cambios de amplitud de la estimulacion no deben inducir, en efecto, ningun cambio en la localizacion espacial de esta). Es un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable MC el que garantiza esta funcion principal de la etapa de salida ES.

Un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable MC puede estar constituido por un conjunto de dispositivos elementales. Se entiende la presente memoria por «dispositivo elemental»:

- un convertidor de tension-corriente CTC, o

- un convertidor de corriente-tension CCT, o

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- un convertidor de tension-corriente controlable CTCC, o

- un convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP, o

- un distribuidor de corriente equilibrado RCE, o

- un distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC, o

- un espejo de corriente con salidas multiples MCMS.

Ciertos de estos dispositivos elementales se describiran a continuacion por medio de ejemplos no limitantes que utilizan principal, aunque no exclusivamente, transistores con efecto de campo (TEC) con canal N y con compuerta aislada. Tambien pueden preverse ejemplos similares, a base, por ejemplo, de transistores con efecto de campo (TEC) con canal P o de transistores bipolares.

En la presente memoria se entiende por «convertidor de tension-corriente CTC», un dispositivo electronico que posee al menos tres terminales: un terminal de entrada E, un terminal de masa M y un terminal de salida S que absorbe una corriente Is.

Se designa a continuacion por Vsm y Vem las diferencias de potenciales que aparecen respectivamente entre el conductor macho S y el conductor macho M, por un lado, y el conductor macho E y el conductor macho M, por otro lado.

El campo de funcionamiento del convertidor de tension-corriente CTC esta definido por dos tensiones Vmax y Vmin. El convertidor de tension-corriente CTC se considera en la presente memoria en su campo de funcionamiento si Vmin < Vsm < Vmax. Por otro lado, en su campo de funcionamiento, el convertidor de tension-corriente CTC debe cumplir la condicion Is = g(Vem) + Go Vsm, en la que g() es una funcion monotona y Go es su conductancia de salida.

El comportamiento de este convertidor de tension-corriente CTC es tanto mas satisfactorio en cuanto Go Vsm es pequeno frente a g(Vem) y en cuando la funcion g() se aproxima a una funcion lineal. Ademas, es deseable que la resistencia de entrada vista entre los terminales E y M sea la mayor posible.

Opcionalmente, un convertidor de tension-corriente CTC puede poseer terminales de entrada suplementarios destinados, entre otras cosas, a recibir tensiones o corrientes de polarizacion.

Se han representado, en las figuras 10A y 10B, dos ejemplos de realizacion no limitantes de un convertidor de tension-corriente CTC que consta de transistores con efecto de campo (TEC) con canal N y con compuerta aislada. En la figura 10B, el terminal Vref representa una entrada destinada a recibir una tension de polarizacion.

En la presente memoria se entiende por «convertidor de corriente-tension CCT», un dispositivo electronico que posee al menos tres terminales: un terminal de entrada E que absorbe una corriente le, un terminal de masa M y un terminal de salida S. La funcion principal de dicho dispositivo es generar una diferencia de potencial Vsm entre su terminal S y su terminal M que cumpla la condicion Vsm = f(le), en donde f() es una funcion monotona.

El comportamiento de este convertidor de corriente-tension CCT es tanto mas satisfactorio en cuanto la funcion f() se aproxima a una funcion lineal. Ademas, es deseable que la resistencia de entrada vista entre los terminales E y M sea la mas pequena posible.

Opcionalmente, un convertidor de corriente-tension CCT podra poseer terminales de entrada suplementarios destinados, entre otras cosas, a recibir tensiones o corrientes de polarizacion, y/o terminales de salida suplementarios que suministran otras tensiones imagenes de la corriente de entrada le, o, de forma mas general, otras imagenes (tension o corriente) de las magnitudes de entrada o de polarizacion.

Se han representado, en las figuras 11A a 11C, tres ejemplos de realizacion no limitantes de un convertidor de corriente-tension CCT que consta de transistores con efecto de campo (TEC) con canal N y con compuerta aislada. En la figura 11B, el terminal Vref representa una entrada destinada a recibir una tension de polarizacion. Por otro lado, en la figura 11C, el terminal S' es una salida suplementaria que suministra una segunda tension imagen de la corriente de entrada le.

Si se comparan las figuras 10 y 11, se puede constatar que se puede obtener un convertidor de corriente-tension CCT a partir de un convertidor de tension-corriente CTC al que se aplica una contra-reaccion de tension.

En la presente memoria se entiende por «convertidor de tension-corriente controlable CTCC», un dispositivo que posee al menos cuatro terminales: un terminal de entrada E, un terminal de masa M, un terminal de control C que recibe una senal logica y un terminal de salida S que absorbe una corriente Is.

Se designa a continuacion por Vsm y Vem las diferencias de potencial que aparecen respectivamente entre el conductor macho S y el conductor macho M, por un lado, y el conductor macho E y el conductor macho M, por otro

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lado.

El campo de funcionamiento del convertidor de tension-corriente controlable CTCC esta definido por dos tensiones Vmax y Vmin. El convertidor de tension-corriente controlable CTCC esta considerado en la presente memoria en su campo de funcionamiento cuando Vmin < Vsm < Vmax. Por otro lado, en su campo de funcionamiento el convertidor de tension-corriente controlable CTCC debe cumplir las siguientes condiciones:

- si el terminal de control C esta a nivel logico «0», Is = 0 sean cuales sean Vem y Vsm, y

- si el terminal de control C esta a nivel logico «1», el convertidor de tension-corriente controlable CTCC se comporta como un convertidor de tension-corriente CTC.

Opcionalmente, un convertidor de tension-corriente controlable CTCC tambien puede poseer terminales de entrada suplementarios destinados, entre otras cosas, a recibir tensiones o corrientes de polarizacion, y/o un terminal de control complementario C* destinado a recibir una senal logica complementaria de la recibida por el terminal de control C.

Se han representado, en las figuras 12A a 12C, tres ejemplos de realizacion no limitantes de un convertidor de tension-corriente controlable CTCC. En las figuras 12B y 12C, el terminal Vref es una entrada destinada a recibir una tension de polarizacion. La figura 12C es identica a la figura 12B excepto por el hecho de que el transistor M1 es ahora un transistor con efecto de campo (TEC) con canal P, lo que permite ahorrarse el terminal de control C, pero impone que la tension Vref sea superior a la tension de umbral del transistor M1. El terminal Vdd es, por otro lado, una tension de polarizacion para el sustrato del transistor M1.

Desde el punto de vista del dimensionamiento, los transistores M0 y M1, que se utilizan en conmutacion, pueden estar «cortados» al mmimo permitido por la tecnologfa en lo que concierne a la anchura y la longitud del canal. En cambio, es preferible dar a los canales de los transistores M2 y M3 longitudes y anchuras muy superiores al mmimo para minimizar la influencia de su ruido y mejorar su emparejamiento entre varios convertidores de tension-corriente controlables CTCC.

En la presente memoria se entiende por «convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP», un dispositivo electronico que posee al menos p+3 terminales: un terminal de entrada E, un terminal de masa M, un terminal de salida S que absorbe una corriente It y un bus de control C[1:p] que recibe senales logicas.

Se designa a continuacion por Vsm y Vem las diferencias de potencial que aparecen respectivamente entre el conductor macho S y el conductor macho M, por un lado, y el conductor macho E y el conductor macho M, por otro lado.

El campo de funcionamiento del convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP esta definido por dos tensiones Vmax y Vmin. El convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP esta considerado, en la presente memoria, en su campo de funcionamiento cuando Vmin < Vsm < Vmax. Por otro lado, en su campo de funcionamiento, el convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP debe cumplir la condicion It = N g(Vem) + Go Vsm, en donde N es el valor numerico codificado por el bus de control, g() es una funcion monotona y Go es la conductancia de salida del convertidor de tension- corriente con transconductancia programable CTCTP, la cual es eventualmente una funcion de n. Pueden preverse varias codificaciones, y concretamente el codigo binario natural o bien un codigo no mmimo como, por ejemplo, el numero de senales llevadas al estado logico «1».

Como se ilustra esquematicamente en la figura 13, un convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP puede realizarse asociando p convertidores de tension-corriente controlable CTCC como se indica a continuacion:

- el terminal de entrada E de cada uno de los p convertidores de tension-corriente controlables CTCC esta conectado al terminal de entrada E del convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP,

- el terminal de salida S de cada uno de los p convertidores de tension-corriente controlables CTCC esta conectado al terminal de salida S del convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP (la corriente It es entonces igual a la suma de las corrientes Is absorbidas por cada uno de los convertidores de tension-corriente controlables CTCC,

- el terminal de masa M de cada uno de los convertidores de tension-corriente controlables CTCC esta conectado al terminal de masa M del convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP,

- el terminal de control de cada uno de los convertidores de tension-corriente controlables CTCC esta conectado a exactamente una senal del bus de control C[1:p] del convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP,

- si los convertidores de tension-corriente controlables CTCC poseen terminales de entrada suplementarios, estos

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estaran cableados de tal manera que todos los convertidores de tension-corriente controlables CTCC tengan el mismo comportamiento,

- si los convertidores de tension-corriente controlables CTCC poseen un terminal de control complementary C*, entonces el convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP debe poseer un bus de control complementary C*[1:p], y

- el codigo utilizado para la codificacion del valor numerico de entrada del convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP es el numero de senales llevadas al estado logico «1» en el bus de control.

Tambien es posible realizar un convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP utilizando el codigo binario natural con (2p - 1) convertidores de tension-corriente controlables CTCC. En este caso, la senal C[1] esta conectada a un solo convertidor de tension-corriente controlable CTCC, la senal C[2] esta conectada a exactamente dos convertidores de tension-corriente controlables CTCC, la senal C[3] esta conectada a exactamente cuatro convertidores de tension-corriente controlables CTCC, y asf sucesivamente hasta la senal C[p] que esta conectada a 2p-1 convertidores de tension-corriente controlables CTCC.

En la presente memoria se entiende por «distribuidor de corriente equilibrado RCE» un dispositivo con p+1 terminales que posee: un terminal de entrada E que suministra una corriente le y un bus de salidas S[1:p] que absorben, cada una, una corriente ISi. En lo sucesivo, pueden estar previstos terminales suplementarios diferentes de los presentados, para suministrar al dispositivo tensiones o corrientes de polarizacion, asf como la masa.

Se designa a continuacion por VSi la diferencia de potencial entre el terminal de salida S[i] y el terminal de entrada E.

El campo (convexo) de tensiones de funcionamiento del distribuidor de corriente equilibrado RCE esta definido por Vmin < VSi < Vmax (siendo Vmin y Vmax dos tensiones del mismo signo que cumplen Vmin < Vmax) sea cual sea i, numero entero, que pertenece al intervalo [1, p]. Por otro lado, el comportamiento del distribuidor de corriente equilibrado RCE esta definido por la relacion ISi = le/p, sea cual sea I, numero entero que pertenece al intervalo [1,

p].

Para que el funcionamiento de este distribuidor sea satisfactorio, es necesario que presente una resistencia de entrada lo mas baja posible y resistencias de salida lo mas grandes posible.

Se ha representado esquematicamente en la figura 14, a tftulo no limitante, un ejemplo de realizacion de un distribuidor de corriente equilibrado RCE que consta de transistores con efecto de campo con canal N.

En lo que concierne al dimensionamiento, los transistores Mi utilizados poseen todos una misma anchura y una misma longitud, la cuales son preferentemente no mmimas para mejorar el emparejamiento de los transistores.

En la figura 14, Vref representa una tension de referencia y M representa un terminal de masa que corresponde a la polarizacion del sustrato de los transistores.

En la presente memoria se entiende por «distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC», un dispositivo con 2p+1 terminales que posee: un terminal de entrada E que suministra una corriente le, un bus de salidas Sr[1:p] que absorben, cada una, una corriente ISi y un bus de control C[1:p] que recibe senales logicas.

Se designa a continuacion por VSi la diferencia de potencial entre el terminal de salida S[i] y el terminal de entrada E, y por N el numero de entradas de control que reciben una senal logica en «1».

El campo (convexo) de tensiones de funcionamiento del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC esta definido por Vmin < VSi < Vmax (siendo Vmin y Vmax dos tensiones del mismo signo que cumplen Vmin < Vmax) sea cual sea i, numero entero que pertenece al intervalo [1, p]. Por otro lado, el comportamiento del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC esta definido por las siguientes condiciones:

- si C[i] esta a nivel logico «0», entonces ISi = 0, y

- si C[i] esta a nivel logico «1», entonces ISi = Ie/N.

Opcionalmente, un distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC tambien puede poseer terminales de entrada suplementarios destinados, entre otras cosas, a recibir tensiones o corrientes de polarizacion, y/o un bus de control complementario C*[1:p] destinado a recibir senales logicas complementarios de las recibidas por el bus C[1:p].

Se han representado esquematicamente en las figuras 15A y 15B, a tftulo no limitante, dos ejemplos de realizacion

de un distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC que consta de transistores con efecto de campo. El

ejemplo ilustrado en la figura 15A solamente utiliza transistores con canal N. Necesita 2p entradas de control (C[1:p] y C*[1:p]) y la tension Vref esta limitada a Vdd menos una tension de umbral de transistor con canal N (siendo Vdd la

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tension correspondiente a un nivel logico alto en las entradas de control).

El ejemplo ilustrado en la figura 15B utiliza transistores con canal N y transistores con canal P. ya solamente necesita p entradas de control. Sin embargo, es necesario anadir una tension de polarizacion (Vdd) para los sustratos de los transistores con canal P. Ademas, el funcionamiento del dispositivo solamente esta garantizado para una tension Vref superior a una tension de umbral de transistor con canal P. Por medio de estos dos ejemplos, se puede construir otra variante, menos restrictiva a nivel de la desviacion de Vref, sustituyendo los transistores Mil por puertas de transmision CMOS constituidas por un transistor con canal N y por un transistor con canal P, puestos en paralelo a nivel de sus drenajes y fuentes y controlados por senales complementarias a nivel de sus compuertas.

En lo que concierne al dimensionamiento, los transistores Mi0 y Mil, utilizados en conmutacion, estan al mmimo permitido por la tecnologfa, mientras que los transistores Mi2 tienen, todos, una misma anchura y una misma longitud, las cuales preferentemente no son mmimas para mejorar el emparejamiento de los transistores.

En las figuras 15A y 15B, Vref representa una tension de referencia y M representa un terminal de masa correspondiente a la polarizacion del sustrato de los transistores con canal N, y Vdd sirve para la polarizacion de los sustratos de los transistores con canal P.

En la presente memoria se entiende por «espejo de corriente con salidas multiples MCMS», un dispositivo electronico con p+2 terminales que posee: un terminal de masa M, un terminal de entrada E y un bus de salidas S[1:p]. En lo sucesivo, pueden estar previstos terminales suplementarios diferentes de los presentados, para suministrar al dispositivo tensiones o corrientes de polarizacion, concretamente.

Se designa a continuacion por la corriente absorbida por el terminal de entrada E, ISi la corriente absorbida por el terminal de salida S[i] y VSi la diferencia de potencial entre S[i] y M.

El campo (convexo) de tensiones de funcionamiento del espejo de corriente con salidas multiples MCMS esta definido por Vmin < VSi < Vmax (siendo Vmin y Vmax dos tensiones del mismo signo que cumplen Vmin < Vmax) sea cual sea i, numero entero que pertenece al intervalo [1,p]. Por otro lado, el comportamiento del espejo de corriente con salidas multiples MCMS esta definido por la condicion ISi = Ai le + Gi VSi + {suma de j = 1 a p de Gij (VSi - VSj)}, en donde Ai representa la amplificacion de corriente de la rama i del espejo de corriente con salidas multiples MCMS, Gi representa la conductancia de salida de la rama i del espejo de corriente con salidas multiples MCMS y Gij representa la conductancia diferencial de salida entre las ramas i yj del espejo de corriente con salidas multiples MCMS.

En la presente memoria se entiende por «espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable MC», un espejo de corriente con salidas multiples MCMS para el que las amplificaciones de corriente de cada rama (Ai) pueden seleccionarse durante el funcionamiento.

Dicho espejo es un dispositivo electronico con (p (q + 1) + 2) terminales que posee: un terminal de masa M, un terminal de entrada E, un bus de salidas S[1:p] y un bus de controles CA[1:p][l:q]. En lo sucesivo, pueden estar previstos terminales suplementarios diferentes de los presentados para suministrar al dispositivo tensiones o corrientes de polarizacion, concretamente.

Cada sub-bus de control CA[i][1:q] regula la amplificacion de corriente de una sola rama (salida) del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable MC. La codificacion de este sub-bus, asf como su influencia sobre la amplificacion Ai dependen de la realizacion del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable MC.

Pueden definirse dos clases de espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable MC: la clase de los espejos de corriente con salidas multiples reconfigurables modulares y la de los espejos de corriente con salidas multiples reconfigurables con distribuidor.

Como se ilustra esquematicamente en la figura 16, un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular esta constituido por asociacion de un convertidor de corriente-tension CCT, tal como se ha definido anteriormente, con p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP, tales como se han definido anteriormente.

Esta asociacion puede realizarse de la siguiente manera:

- el terminal de entrada E del convertidor de corriente-tension CCT esta conectado al terminal de entrada E del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular MC,

- el terminal de masa M del convertidor de corriente-tension CCT, asf como los terminales de masa M de los p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP estan conectados al terminal de masa M del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular MC,

- el terminal de entrada E de cada uno de los convertidores de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP esta conectado al terminal de salida S del convertidor de corriente-tension CCT,

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- el terminal de salida S de cada uno de los p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP esta conectado a exactamente una salida S[i] del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular MC, y

- cada sub-bus de control CA[i][1:p] del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular MC esta conectado al bus de control C[1:p] del convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP cuya salida S esta conectada a la salida S[i] del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular MC.

La codificacion de los sub-bus de control CA[i][1:q] se selecciona entonces por la arquitectura del convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP, como se indica a continuacion:

- sea Iti la corriente absorbida por el terminal de salida S[i],

- sea la corriente absorbida por el terminal de entrada E (del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular MC),

- sea VSi la diferencia de potencial entre el terminal S[i] y el terminal M,

- sea Ni el valor numerico codificado por el sub-bus de control CA[i][1:q] (como se indica en la definicion anterior del convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP),

- sea Vs = f (le) la relacion que caracteriza la transresistencia del convertidor de corriente-tension CCT,

- sea It = N g (Vem) + Go Vsm la relacion que caracteriza la transconductancia de un convertidor de tension- corriente con transconductancia programable CTCTP.

Por otro lado, el comportamiento del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular MC esta descrito por la relacion Iti = Ni g(f(le)) + Gi VSi + {suma de j = 1 a p de los Gij (VSi - VSj)}.

Comparando esta expresion con la que define el comportamiento de un espejo de corriente con salidas multiples MCMS, parece que las funciones f y g deben ser tales que su composicion de una funcion lineal, al menos para el intervalo de corriente de entrada util. Por consiguiente, la arquitectura del convertidor de corriente-tension cCt y la de los convertidores de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP deben estar emparejadas. Para ello, se puede utilizar, por ejemplo, un convertidor de corriente-tension CCT del tipo del ilustrado en la figura 11A con un convertidor de tension-corriente con transconductancia programable CTCTP realizado por asociacion de convertidores de tension-corriente controlables CTCC del tipo del ilustrado en la figura 12A. Por ejemplo, el convertidor de corriente-tension CCT ilustrado en la figura 11B puede utilizarse de forma indiferente con los convertidores de tension-corriente controlables CTCC ilustrados en las figuras 12B y 12C.

Como se ilustra esquematicamente en la figura 17, un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor se realiza asociado un espejo de corriente, constituido por un convertidor de corriente-tension CCT y por un convertidor de tension-corriente cTc, a un distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC con m salidas.

Esta asociacion puede realizarse de la siguiente manera:

- el terminal de entrada E del convertidor de corriente-tension CCT esta conectado al terminal de entrada E del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC, e le es la corriente absorbida por este terminal,

- el terminal de masa M del convertidor de corriente-tension CCT asf como los terminales de masa M del convertidor de tension-corriente CTC y del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC estan conectados al terminal de masa M del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC,

- el terminal de entrada E del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC esta conectado al terminal S del convertidor de tension-corriente CTC, e Is es la corriente absorbida por el convertidor de tension-corriente CTC en su terminal S,

- el bus de control del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC CA[1:p][1:q] esta conectado, de una forma que se especificara mas adelante, al bus de control C[1:m] del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC, y

- el bus de salida S[1:p] del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC esta conectado, de una forma que se especificara mas adelante, al bus de salidas Sr[1:m] del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC.

En lo que concierne a la asociacion del convertidor de tension-corriente CTC y del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC, designando por N el numero de senales llevadas al estado logico '1' en el bus C[1:m],

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Isri la corriente absorbida por la salida Sr[i] del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC, Vs = f (le) la relacion que caracteriza la transresistencia del convertidor de corriente-tension CCT, els = g (Vem) la relacion que caracteriza la transconductancia del convertidor de tension-corriente CTC, y despreciando los efectos de las conductancias de salida, necesariamente finitas, se tienen las siguientes relaciones:

Is = g f le (1)

Is = suma dej = 1 am de Isri (2)

Isri = Is / N si Cr i = '1', si no 0 (3)

Comparando estas expresiones con las que definen el comportamiento de un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable, se puede observar que las funciones f y g deben ser tales que su composicion de una funcion lineal, al menos para el intervalo de corriente de entrada util. Por consiguiente, las arquitecturas del convertidor de corriente-tension CCT y del convertidor de tension-corriente CTC deben estar emparejadas. Para ello, se puede utilizar, por ejemplo, un convertidor de tension-corriente CTC del tipo del ilustrado en la figura 10A con un convertidor de corriente-tension CCT del tipo del ilustrado en la figura 11A. Por ejemplo, el convertidor de tension- corriente CTC ilustrado en la figura 10B puede utilizarse de forma indiferente con los convertidores de corriente- tension CCT ilustrados en las figuras 11B y 11C.

Tambien se puede observar que la suma de las corrientes de salida del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC no es configurable. Esta solamente depende de la corriente de entrada y de la amplificacion de corriente del espejo elemental constituido por la asociacion del convertidor de tension-corriente CTC y del convertidor de corriente-tension CCT.

Ademas, tambien se puede observar que las interconexiones de los buses de controles y de los buses de salidas dependen de la codificacion adoptada para la representacion de los valores numericos en los sub-buses de controles CA[i][1:q]. Dos ejemplos puramente ilustrativos y no limitantes de espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable, con distribuidor MC para una codificacion de tipo «numero de senales con '1'» y para una codificacion binaria natural se dan a continuacion.

Sustituyendo la relacion (1) Is = g(f(Ie)) por la relacion Is = A Ie y llamando Ni al valor numerico codificado por el subbus de control CA[i][1:q], se obtiene la relacion ISi = Ni A Ie / {suma de j=1 a p de los Ni} que define el funcionamiento de un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC.

Para realizar un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC para una codificacion del tipo «numero de senales con '1'», se utiliza un distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC con m = pq salidas. Cada una de las p salidas S[i] del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC debe estar conectada a exactamente q salidas del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC. Ademas, las q senales del sub-bus CA[i][1:q] deben estar conectadas a las q senales de control del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC que controlan las salidas conectadas a S[i]. Se puede realizar, por ejemplo, un primer conjunto de conexiones en el que todas las senales del segmento de bus Sr[(i-1)q + 1 : iq ] estan conectadas a S[i] y un segundo conjunto de conexiones en el que el segmento de bus C[(i-1)q + 1 : iq] esta conectado al sub-bus CA[i][1:q].

Para realizar un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC para una codificacion binaria natural, se utiliza un distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC con m = p(2q - 1) salidas. Cada una de las p salidas S[i] del espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC debe estar conectada a exactamente (2q - 1) salidas del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC. Ademas, las q senales del sub-bus CA[i][1:q] deben estar conectadas a las (2q - 1) senales de control del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC que controlan las salidas conectadas a S[i] : CA[i][1] conectada a una senal de control, CA[i][2] conectada a dos senales de control, CA[i][3] conectada a 4 senales de control y, de forma mas general, CA[i][j] conectada a 2(i'1) senales de control. Se puede realizar, por ejemplo, un primer conjunto de conexiones en el que todas las senales del segmento de bus Sr[(i - 1)(2q - 1) + 1 : i (2q - 1)] estan conectadas a S[i] y un segundo conjunto de conexiones en el que todas las senales del segmento de bus C[(i - 1)(2q -1) + 2 (i'1): (i - 1)(2q -1) + 2j - 1] estan conectadas a la senal CA[i][j]. CA[i][q] que designa en este caso el bit de mayor peso de la representacion binaria.

En el momento de la estimulacion, la funcion principal de la etapa de salida ES es imponer a cada uno de los n catodos Ki del electrodo multipolar EM una corriente Iki proporcional a la corriente Idac que le suministra el convertidor digital analogico DAC. Ademas, la relacion Iki / Idac debe poder ser seleccionada, para cada catodo Ki, por el controlador digital CN mediante las senales del haz Cfg representado en la figura 2. En el ejemplo ilustrado, n = 4 (i = 1 a 4), pero, como se ha indicado anteriormente, puede asumir cualquier valor superior o igual a 2.

De manera general, el espejo de corriente MC de la invencion puede realizarse con un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con n salidas. Como se ilustra en la figura 6, el espejo de corriente MC esta interconectado a los otros elementos de la etapa de salida ES por su bus de controles cA que constituye el haz Cfg, estando su entrada E conectada a la senal Idac y estando sus salidas S[1:n] respectivamente conectadas a las

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senales K'i.

La corriente 1st, que circula en el anodo A del electrodo multipolar EM, representa la suma de las corrientes Iki que circulan en los diferentes catodos Ki. Es importante observar que esta corriente Ist no esta forzosamente distribuida de igual forma entre los n diferentes catodos Ki, para que cada uno de entre ellos disponga de una corriente igual a Ist/n. Debe ser, en efecto, posible distribuir esta corriente Ist de forma desigual entre los n diferentes catodos Ki, o bien solamente entre algunos de ellos.

Por ejemplo, en presencia de cuatro catodos K1 a K4 (n=4), se pueden tener distribuciones de tipo (1/4,1/4,1/4,1/4), o (l/4,1/4,1/2,0), o incluso (1/4,0,0,3/4), o incluso (1/3,1/3,1/3,0), o incluso (0,1/3,0,2/3), o incluso (1/5,1/5,2/5,1/5), o incluso (2/5,0,3/5,0), o incluso (1/6,1/6,2/6,2/6), as^ como todas las permutaciones posibles. Estas diferentes distribuciones permiten controlar la localizacion espacial de la estimulacion en el nervio.

Para separar los controles que permiten localizar la estimulacion de los que controlan su amplitud, se puede imponer que la relacion Ist / Idac no sea configurable, es decir que un cambio de distribucion no modifica la amplitud del impulso global de estimulacion (medido en el anodo A del electrodo multipolar EM). Es el controlador digital CN el que, por los controles que aplica al espejo de corriente MC, impone las distribuciones de corriente. Estos controles le sirven tambien para especificar los momentos de comienzo y de fin de la estimulacion.

A modo de ejemplo, se describe a continuacion un espejo de corriente MC que se utilizara con un electrodo multipolar EM con cuatro catodos K1 a K4 y para distribuciones de corriente que consisten en combinaciones de los valores {0, %, 1/3, ^, 2/3, %, 1} tomadas 4 a 4 y tales que la suma de los elementos de cada combinacion sea igual a la unidad. Ademas, se impone tener una relacion Ist / Idac igual a cuatro.

En presencia de la limitacion sobre la estabilidad de la relacion Iki. / Idac, es preferible utilizar un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor MC, del tipo del ilustrado en la figura 18.

En este ejemplo, la relacion Ist / Idac igual a cuatro se obtiene imponiendo que los transistores M00, M01, M02, M03 y M04 tengan todos las mismas dimensiones (y que esten disenados y colocados sobre el sustrato en las reglas de la tecnica para maximizar su emparejamiento).

El numero m de salidas del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC se determina considerando que debe tener siempre el mismo numero r de salidas activas para imponer siempre la misma tension de salida al convertidor de tension-corriente CTC para garantizar una mejor estabilidad a la corriente Ist durante los cambios de distribucion. Al ser 12 el mmimo comun multiplo de 4, 3 y 2, es preciso por consiguiente seleccionar un distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC que conste de 4*12 = 48 salidas, controlado para tener de forma permanente 12 salidas activas. Se puede observar al pasar que esta eleccion permite ampliar el intervalo de valores utilizables en las distribuciones. Esta se convierte en efecto en {0, 1/6, %, 1/3, ^, 2/3, %, 5/6, 1}.

El haz Cfg proveniente del controlador digital CN esta constituido, por lo tanto, por 48 senales logicas organizadas en 4 sub-buses de 12 senales cada uno. El numero de senales llevadas al estado logico «1» (activas) en un sub-bus representa el numero de doceavos de la corriente total de estimulacion que son aplicados al catodo correspondiente. Esto solamente es cierto, no obstante, si el numero total de senales activas en el haz Cfg es exactamente igual a 12.

El controlador digital CN tambien puede utilizar las senales del haz Cfg para bloquear los catodos Ki fuera de los momentos de estimulacion.

El distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC ilustrado en la figura 18 es practicamente identico al descrito anteriormente en referencia a la figura 15B. Su tension Vref no puede ser, por lo tanto, inferior a una tension de umbral de transistor con canal P. Sin embargo, se puede utilizar en lugar de un distribuidor RCEC del tipo del descrito anteriormente en referencia a la figura 15A, pero en este caso el bus Cfg debe llevar 96 senales a menos que se completen las senales a nivel del espejo de corriente MC. Tambien puede estar previsto deslocalizar una parte de las funciones del controlador digital CN a nivel del espejo de corriente MC y ya transmitir solamente instrucciones codificadas en el haz Cfg.

Para mejorar el emparejamiento del convertidor de corriente-tension CCT y del convertidor de tension-corriente CTC, se utiliza preferentemente la misma tension de referencia Vref para el convertidor de corriente-tension CCT y para el distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC. Por otro lado, para que los transistores M0i esten colocados en condiciones lo mas similares posible en lo que concierne a su diferencia de potencial drenaje-fuente, el transistor M100 es atravesado por la corriente Idac mientras que doce transistores del distribuidor de corriente equilibrado controlable RCEC son atravesados por una corriente igual a 4*Idac. Por consiguiente, el transistor M100 debe tener una longitud de canal identica a la de los transistores M101 a M148 y una anchura de canal igual a tres veces la de dichos transistores M101 a M148.

Esta estructura con distribuidor presenta un valor de conductancia de salida inter-electrodo que es relativamente grande (mientras que la conductancia de salida de modo comun es muy baja gracias a la estructura de cascodo implfcita de este dispositivo). Para remediar este inconveniente, se puede, en una variante, utilizar un espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular MC que consta de cuatro convertidores de tension-corriente

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con transconductancia programable CTCTP con 12 entradas. La separacion de los espejos de corriente elementales permite hacer desaparecer completamente la conductancia de salida inter-electrodo, al precio de un ligero aumento de la conductancia de modo comun y de un riesgo un poco mas elevado de dispersion de las caractensticas de una salida a otra.

Como se ha mencionado anteriormente, la invencion propone tambien un protocolo de comunicacion adaptado a las transmisiones inalambricas entre el controlador CR y los implantes I (o unidades de estimulacion distribuida USR), del tipo del descrito anteriormente, de una instalacion de estimulacion.

Por supuesto, la invencion no esta limitada a las unicas transmisiones mediante ondas entre el controlador CR y los implantes I (o USR). Se puede prever en efecto un modo de transmision en bus por cable sin que el protocolo propuesto pierda su pertinencia.

En presencia de transmisiones inalambricas (es decir mediante ondas), el acuse de recibo es el unico medio de asegurarse de la correcta recepcion de una trama de paquetes de datos. Por otro lado, el modo de acceso al medio es importante. El metodo de acceso al medio y el modelo de cooperacion entre las diferentes entidades, que constituyen la instalacion de estimulacion, estan estrechamente ligados. Las colisiones no son, en cambio, necesariamente detectadas.

Preferentemente, la gestion de los enlaces logicos entre las entidades ffsicamente en relacion se realiza sin conexion, con acuse de recibo a demanda y sin control de flujo.

Debido al tipo de medio considerado en el ejemplo descrito (intracorporal), se debe encontrar un compromiso entre la fiabilidad durante el intercambio de las tramas, y la complejidad de las transmisiones.

Es necesario en primer lugar, en ciertos casos, asegurarse de que una trama enviada ha sido recibida correctamente, incluso que una operacion ordenada por el controlador CR (en una solicitud transmitida) ha sido ejecutada correctamente, en particular cuando el cuerpo estimulado es el de un ser humano.

A tal efecto, es ventajoso permitir al controlador CR solicitar un acuse de recibo en ciertas situaciones precisas (es decir de forma no sistematica). Por ejemplo, se puede prever que no pueda producirse ningun intercambio de datos en tanto que un acuse de recibo no haya sido recibido por el controlador CR. Esto permite evitar un control de flujo.

El establecimiento de una conexion permite, de manera general, garantizar que los nodos (o entidades afectadas) son activos y que estan en condiciones de participar en la comunicacion. Preferentemente los nodos de la instalacion estan siempre en espera de una recepcion de trama.

Cuando las colisiones no son detectadas, es importante evitarlas o minimizar sus riesgos.

Pueden estar previstos varios metodos de acceso.

Un primer metodo, llamado estatico, consiste en imponer a cada emisor un intervalo de tiempo durante el cual esta autorizado a emitir. Esto puede hacerse con un multiplexado temporal. El acceso es entonces de tipo determinista.

Este metodo estatico no ofrece una explotacion eficaz del medio y lleva a considerar sistematicamente todos los nodos, incluso aquellos «inactivos».

Un segundo metodo, llamado por competicion, consiste en permitir a cada emisor (o unidad de estimulacion distribuida USR) emitir cuando lo necesita, independientemente de los otros. Si dos emisores emiten al mismo tiempo, aparece un conflicto y se debe implementar un procedimiento especial para regular el conflicto.

Con este tipo de metodo, es indispensable limitar el riesgo de colision mediante el dominio del derecho de expresion (DDP) de los nodos de la red. La reaccion a eventuales errores es importante, pero es preciso no obstante minimizar los riesgos de colisiones para evitar la no recepcion de los mensajes importantes. Por consiguiente, es necesaria una gestion del derecho de expresion.

Un tercer metodo, llamado por eleccion, consiste en seleccionar de forma dinamica el emisor. En el caso de una gestion centralizada un nodo maestro se encarga de tomar las decisiones, mientras que, en el caso de una gestion distribuida, se intercambian fichas entre los nodos. El acceso es entonces de tipo probabilista.

La gestion centralizada plantea el problema del derecho de libertad de expresion de los esclavos, es decir de las diferentes unidades de estimulacion distribuidas (o USR). Aunque sea bastante segura, la exploracion sistematica de todas las USR no es muy eficaz, dado que induce intercambios inutiles con los nodos inactivos y penaliza la reactividad de la instalacion. En efecto, todas las USR no estan forzosamente implicadas en todas las fases de un movimiento. Por consiguiente, en una configuracion dada, y para una fase dada, solamente las USR de un subconjunto deben estar activas y, por lo tanto, autorizadas a expresarse, por ejemplo, para notificar un problema tal como un error de estimulacion.

Siendo este tercer metodo el preferido, a continuacion, se describira con mas detalle.

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Es necesario en primer lugar diferenciar la asignacion de un derecho de expresion a un nodo (DDP individual) de la asignacion de un derecho de expresion a un grupo de nodos (DDP de grupo).

Se recuerda que un nodo esclavo (en este caso una USR) dispone automaticamente del derecho de expresion en cuanto se le solicita acusar recibo. La USR puede, por lo tanto, aprovechar la ocasion para senalar la deteccion de un error (anterior o relativo a la ejecucion de una operacion en curso). Le atane entonces al maestro (el controlador CR) permitir a la USR describir el error (es decir enviar un vector descriptivo del o de los errores detectados). Este permiso se realiza por medio de un DDP individual.

El DDP de grupo esta destinado concretamente a permitir a las USR activas senalar un error sin ser observadas. Mas exactamente, se atribuye a cada grupo un DDP de grupo durante una ventana temporal seleccionada, de modo que las USR de cada grupo puedan emitir si lo considera necesario.

Preferentemente, para limitar el riesgo de colision en el interior de una ventana temporal, se asigna un intervalo de tiempo a cada USR. Cada USR se posiciona temporalmente, automaticamente, en cuanto el controlador CR le ha indicado que ha asignado un DDP al grupo al que pertenece. Por supuesto, cada USR conoce su grupo de pertenencia, asf como su posicion dentro del grupo, la cual esta definida por un nivel de prioridad que puede diferir de un grupo a otro y que define la posicion del intervalo de tiempo que le es asignado dentro de la ventana temporal de palabra de grupo.

La duracion de los intervalos temporales depende de la tecnologfa de comunicacion retenida (caractensticas de la transmision en terminos de caudal, precision de la sincronizacion de las USR afectadas (retardo, fluctuacion), etc.).

En la figura 19 se encuentran ilustrados, por un lado, a la derecha, un ejemplo de asignacion y de utilizacion de un DDP individual por una USR (en este caso la USR3), y por otro lado a la izquierda, un ejemplo de asignacion de un DDP de grupo. El grupo esta, en este ejemplo, constituido por 5 USR cuyo orden de prioridad es por ejemplo USR5, USR3, USR1, USR2, USR7.

Cada USR se posiciona segun el intervalo temporal D que le ha sido asignado en la ventana temporal asignada a su grupo. Este posicionamiento esta definido por la duracion del intervalo temporal D y el nivel de prioridad (y, por lo tanto, la posicion) de la USR. La fecha de comienzo del intervalo temporal es D*. Representando los pequenos cuadros rectangulares negros los DDP individuales, el cuadro rectangular de rayas-puntos representa el DDP del grupo, representando los rectangulos grises los accesos al medio por el controlador CR, y cada referencia USRi(g,k) representa la USR numero i, que pertenece al grupo g y que dispone de un nivel de prioridad k en el grupo g.

Es importante observar que una emision solamente es posible a condicion de que el medio sea libre. Por otro lado, tambien es importante observar que el posicionamiento de una USR es relativo. En efecto, cada USR calcula la fecha de comienzo de su intervalo temporal con respecto al momento de recepcion del mensaje de asignacion del DDP de grupo enviado por el controlador CR.

Al no ser el tiempo de propagacion necesariamente el mismo para alcanzar cada USR, cada USR esta, por lo tanto, asociada a un retardo constante en el tiempo (topologfa y distancias preservadas) que constituye un riesgo de solapamiento de los intervalos que induce un riesgo de colision (acceso no determinista). Este riesgo de colision, asociado al hecho de que varias USR pueden encontrarse al mismo tiempo en posesion de un DDP, se ilustra en la figura 20.

Cada USR debe, por lo tanto, "reajustar" su intervalo temporal para minimizar el riesgo de colision. Tambien se puede limitar el riesgo por medio de terminales interiores en el intervalo temporal.

Para reajustarse, cada USR estima el tiempo de transmision del mensaje proveniente del controlador CR. Esta estimacion se realiza por ejemplo durante una fase de inicializacion y a invitacion del controlador CR. Esta consiste en medir el tiempo de ida/vuelta RTT (o "Round Trip Time") de un mensaje de longitud dada entre la USR y el controlador CR. Se supone que la medida de RTT/2 corresponde al tiempo de propagacion de ida del mensaje, estando considerada la topologfa como fija y estando consideradas las distancias como preservadas durante los movimientos inducidos por las estimulaciones.

El reajuste con la medida RTT/2 permite a las USR posicionarse mejor entre sf, sin embargo, este reajuste las posiciona incorrectamente con respecto a la fecha de comienzo de la ventana, como se ilustra en la figura 21. Por ejemplo, calculando de este modo la fecha de comienzo de la ventana temporal, se efectua un "reajuste hacia atras" que establece la fecha de comienzo del intervalo de la USR5 (en este caso 1a de su grupo) antes de su fecha actual (es decir antes de que reciba su asignacion). Es ventajoso, por lo tanto, proceder a un "reajuste hacia delante" de medio periodo D/2. El controlador CR integra tambien este reajuste hacia delante en la determinacion de la fecha de fin de ventana temporal, la cual corresponde al momento en donde retoma automaticamente el dominio del DDP de grupo.

El posicionamiento de las USR esta, por lo tanto, distribuido, debido a que cada USR se posiciona independientemente.

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El acceso al medio, descrito anteriormente, puede optimizarse mas. Mas exactamente, es posible optimizar (o minimizar) el tiempo de "rotacion" de un DDP individual dentro de un grupo gracias a un mecanismo de anticipacion. Para ello, la USR, que dispone de un nivel de prioridad dado, puede utilizar su DDP individual si al cabo de un tiempo seleccionado la USR que dispone del nivel de prioridad mas elevado anterior no ha emitido (o al menos que no se haya detectado ninguna trama durante dicho tiempo seleccionado). Se define entonces un derecho de expresion a intervalos deslizantes (DDPIG).

Como se ilustra a modo de ejemplo no limitante en la figura 22, un intervalo temporal puede subdividirse en dos partes; una primera parte Di1 (en este caso i = 1 a 4), llamada de expresion, durante la cual la USR puede emitir un mensaje de notificacion de error, y una segunda parte Di2 reservada a una eventual reaccion del controlador CR. La posibilidad de reaccion del controlador CR, como consecuencia de una senalizacion de error por una USR, se favorece de este modo garantizandole en cada intervalo temporal un tiempo de acceso al medio durante el cual las USR no tienen derecho a emitir. Sin embargo, esta segunda parte Di2 esta reservada unicamente si la USR en posesion del DDP en curso ha notificado un error.

Como se ilustra en la figura 23, la regla de deslizamiento se basa preferentemente en la monitorizacion de la primera parte D(i-1)1 del intervalo temporal anterior. Si el medio ha estado ocupado, es decir si ha circulado un mensaje, es que la USR precedente ha utilizado su DDP. Por consiguiente, la segunda parte D(i-1)2 del intervalo temporal precedente es susceptible de ser utilizada en reaccion por el controlador CR. En caso contrario, es decir cuando la primera parte D(i-1)1 del intervalo temporal precedente no ha sido utilizada, cada USR hace deslizar su intervalo temporal sobre la segunda parte D(i-1)2 precedente, utilizando de este modo la franja temporal reservada a la reaccion del controlador CR. Si ninguna USR notifica un error durante toda la duracion de la ventana temporal asignada a un grupo, esta puede reducirse por lo tanto a una relacion: (N-1) / (2N), en donde N es el numero de USR que pertenecen al grupo en cuestion.

Pueden estar previstas varias variantes de gestion de los DDP individuales en presencia de notificacion(es) de error por USR.

Una primera variante, ilustrada en la figura 24, puede consistir en permitir a cada USR emitir libremente en su unico intervalo temporal, sabiendo que los mensajes de error son mensajes muy cortos ("Very Short Message"). El vector de error forma, en efecto, 2 octetos, lo que corresponde a una trama de 5 octetos.

Esta primera variante ofrece una duracion de asignacion del DDP fija y no extensible.

Una segunda variante puede consistir, si se supone que los mensajes no son cortos, en permitir al maestro asignar un intervalo temporal mas largo al nodo afectado mediante un DDP individual (y a continuacion eventualmente restaurar un DDP de grupo). En este caso, por un lado, a la USR afectada se le otorga un intervalo temporal mas largo y los intervalos temporales de las otras USR se anulan (pero potencialmente se restablecen posteriormente en funcion de la nueva concesion de DDP de grupo).

Esta segunda variante otorga un control total del maestro sobre la extension de la duracion de cada DDP individual.

Una tercera variante, ilustrada en la figura 25, puede consistir en permitir a cada USR anunciar (o difundir) durante su intervalo temporal su libre reserva del DDP de grupo, es decir el hecho de que inhibe el DDP de grupo de las otras USR. Si esta reserva del DDP de grupo es teoricamente sin lfmite de tiempo (y, por lo tanto, sin lfmite de tamano), permanece, sin embargo, preferentemente, bajo el control del maestro, para que este pueda intervenir para rechazarla. La USR, que ha efectuado una libre reserva del DDP del grupo, se encarga tambien de liberar a continuacion dicho DDP de grupo, lo que induce el reposicionamiento (o "reset") de los intervalos temporales de las otras USR.

Esta tercera variante ofrece, por lo tanto, una solucion intermedia en la que cada USR es libre de extender la duracion de su DDP bajo el control del maestro.

El reparto del medio descrito anteriormente ofrece un compromiso satisfactorio entre determinismo y reactividad. Permite soportar una notificacion de error de tipo incidental por parte de las USR. Sin embargo, es posible proceder de forma diferente, por ejemplo, permitiendo notificaciones regulares por parte de las USR mediante intercambio periodico de una especia de descriptor de estado que certifica o no un funcionamiento correcto. En efecto, la asignacion del derecho de expresion presentado es unica, debido a que los nodos solamente disponen de una oportunidad para expresarse. Sin embargo, una asignacion repetitiva tambien es posible. En este caso, los nodos disponen de una oportunidad “periodica” para expresarse, y el controlador CR no tiene que reiterar sus asignaciones. Basta con precisar el tamano del grupo y la uSr deduce de ello la periodicidad de su intervalo temporal.

La gestion de las transmisiones dentro del controlador CR y de las unidades de estimulacion distribuidas (o USR) puede realizarse por medio de modulos de gestion que se presentan en forma de circuitos electronicos, de modulos de software (o informaticos), o de una combinacion de modulos de software y de circuitos electronicos.

La invencion no se limita a las realizaciones de dispositivo de distribucion de corriente (o etapa de salida), de espejo

de corriente con salidas multiples reconfigurable, de electronica de control, de unidad de estimulacion distribuida, y de instalacion de estimulacion descritos anteriormente, unicamente a modo de ejemplo, sino que engloba todas las variantes que podra prever el experto en la tecnica en el marco de las reivindicaciones a continuacion.

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   REIVINDICACIONES

   1. Dispositivo (ES) de distribucion de corriente entre n catodos (Ki) de al menos un electrodo multipolar de estimulacion (EM) que consta ademas de al menos un anodo (A), siendo n superior o igual a dos, y un espejo de corriente reconfigurable (MC) que consta de n salidas (K'i) capaces de acoplarse respectivamente a dichos n catodos (Ki), caracterizado por que dicho espejo de corriente (MC) estando adaptado para recibir una orden que selecciona, para cada salida, entre varios valores, un valor de un coeficiente que fija la relacion entre una corriente suministrada a dicha salida y una corriente de control (Idac) del espejo; estando dicho espejo de corriente reconfigurable (MC) adaptado para suministrar a dichas n salidas (K'i) n fracciones (Iki) complementarias de dicha corriente de control (Idac), estando la relacion entre la corriente suministrada a cada una de las n salidas y la corriente de control (Idac) del espejo de corriente (MC) fijada por el valor del coeficiente seleccionado para dicha salida, definiendo dichos valores de coeficiente seleccionados para las salidas una localizacion espacial de la estimulacion.
2. 2. Dispositivo segun la reivindicacion 1, caracterizado por que dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable (MC) es de tipo llamado con distribuidor.
3. 3. Dispositivo segun la reivindicacion 2, caracterizado por que dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor (MC) consta de un convertidor de corriente-tension (CCT) acoplado a un convertidor de tension-corriente (CTC) y a un distribuidor de corriente equilibrado controlable (RCEC) con m salidas.
4. 4. Dispositivo segun la reivindicacion 3, caracterizado por que dicho convertidor de corriente-tension (CCT) comprende al menos un terminal de entrada (E) capaz de absorber una corriente (le), un terminal de masa (M) y un terminal de salida (S) y esta configurado para establecer una diferencia de potencial seleccionada (Vsm) entre dicho terminal de salida (S) y dicho terminal de masa (M), en funcion de dicha corriente (le), por que dicho convertidor de tension-corriente (CTC) comprende al menos un terminal de entrada (E), un terminal de masa (M) y un terminal de salida (S) capaz de absorber una corriente (Is), por que dicho distribuidor de corriente equilibrado controlable (RCEC) comprende al menos un terminal de entrada (E) capaz de suministrar una corriente (Ie), un bus de salidas (Sr[1:m]) que absorben, cada una, una corriente (ISi) y un bus de control (C[1:m]) capaz de recibir senales logicas, y por que dicho terminal de entrada (E) de dicho convertidor de corriente-tension (CCT) esta conectado a un terminal de entrada (E) de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor (MC), dicho terminal de masa (M) de dicho convertidor de corriente-tension (CCT) y dichos terminales de masa (M) de dicho convertidor de tension-corriente (CTC) y del distribuidor de corriente equilibrado controlable (RCEC) estan conectados a un terminal de masa (M) de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor (MC), dicho terminal de entrada (E) de dicho distribuidor de corriente equilibrado controlable (RCEC) esta conectado a dicho terminal de salida (S) de dicho convertidor de tension-corriente CTC, dicho bus de control (C[1:m]) de dicho distribuidor de corriente equilibrado controlable (RCEC) esta conectado a un bus de control (CA[1:p][1:q]) de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor (MC), y dicho bus de salidas (Sr[1:m]) de dicho distribuidor de corriente equilibrado controlable (RCEC) esta conectado a un bus de salida (S[1:p]) de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable con distribuidor (MC).
5. 5. Dispositivo segun una de las reivindicaciones 3 y 4, caracterizado por que dicho convertidor de corriente-tension (CCT) y dicho convertidor de tension-corriente (CTC) presentan arquitecturas emparejadas.
6. 6. Dispositivo segun la reivindicacion 1, caracterizado por que dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable (MC) es de tipo modular.
7. 7. Dispositivo segun la reivindicacion 6, caracterizado por que dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular (MC) consta de al menos dos convertidores de tension-corriente con transconductancia programable (CTCTP).
8. 8. Dispositivo segun la reivindicacion 6, caracterizado por que dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular (MC) consta de un convertidor de corriente-tension (CCT) acoplado a p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable (CTCTP).
9. 9. Dispositivo segun la reivindicacion 8, caracterizado por que dicho convertidor de corriente-tension (CCT) comprende al menos un terminal de entrada (E) capaz de absorber una corriente (Ie), un terminal de masa (M) y un terminal de salida (S) y esta configurado para establecer una diferencia de potencial seleccionada (Vsm) entre dicho terminal de salida (S) y dicho terminal de masa (M), en funcion de dicha corriente (Ie), por que cada convertidor de tension-corriente con transconductancia programable (CTCTP) comprende al menos un terminal de entrada (E), un terminal de masa (M), un terminal de salida (S) capaz de absorber una corriente (It) y un bus de control (C[1:p]) capaz de recibir senales logicas, y por que i) dicho terminal de entrada (E) de dicho convertidor de corriente-tension (CCT) esta conectado a un terminal de entrada (E) de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular (MC), ii) dicho terminal de masa (M) de dicho convertidor de corriente-tension (CCT) y dichos terminales de masa (M) de dichos p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable (CTCTP) estan conectados a dicho terminal de masa M de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular (MC), iii) dicho terminal de entrada (E) de cada uno de dichos p convertidores de tension-corriente con

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   transconductancia programable (CTCTP) esta conectado a dicho terminal de salida (S) de dicho convertidor de corriente-tension (CCT), iv) dicho terminal de salida (S) de cada uno de dichos p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable (CTCTP) esta conectado a una de dichas salidas (Ki) de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular (MC), y v) dicho bus de control C[1:p] de cada convertidor de tension-corriente con transconductancia programable (CTCTP) esta conectado a sub-buses de control (CA[i][1:p]) de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable modular (MC).
10. 10. Dispositivo segun una de las reivindicaciones 8 y 9, caracterizado por que dicho convertidor de corriente-tension (CCT) y dichos p convertidores de tension-corriente con transconductancia programable (CTCTP) presentan arquitecturas emparejadas.
11. 11. Dispositivo segun una de las reivindicaciones 1 a 10, caracterizado por que la relacion (lst/ldac) entre la corriente (1st) que circula en dicho anodo (A), es igual a la suma de las corrientes (iki) suministradas a dichas salidas (K'l), y dicha corriente de control (Idac) es configurable.
12. 12. Dispositivo segun una de las reivindicaciones 1 a 10, caracterizado por que la relacion (Ist/Idac) entre la corriente (1st) que circula en dicho anodo (A), es igual a la suma de las corrientes (iki) suministradas a dichas salidas (K'i), y dicha corriente de control (Idac) no es configurable.
13. 13. Dispositivo segun una de las reivindicaciones 1 a 12, caracterizado por que comprende un conjunto de n capacidades (RCAP), que garantizan, cada una, el acoplamiento de una de dichas salidas (K'i) con uno de dichos catodos (Ki).
14. 14. Dispositivo segun una de las reivindicaciones 1 a 13, caracterizado por que comprende un dispositivo de vigilancia de tension (DST) conectado a dichas salidas (K'i) y configurado para medir las tensiones presentes respectivamente a nivel de dichas salidas (K'i), de modo que estas permitan un ajuste de una polarizacion de dicho anodo (A) del electrodo multipolar (EM), mediante un modulo de alimentacion de alta tension (AHT).
15. 15. Dispositivo segun la reivindicacion 14, caracterizado por que dicho dispositivo de vigilancia de tension (DST) comprende una red de convertidores analogico-digital.
16. 16. Dispositivo segun la reivindicacion 14, caracterizado por que dicho dispositivo de vigilancia de tension (DST) comprende una red de n comparadores de tension configurados, cada uno, para comparar las n tensiones a nivel de dichas salidas (K'i) con respecto a una tension de referencia comun.
17. 17. Dispositivo segun la reivindicacion 14, caracterizado por que dicho dispositivo de vigilancia de tension (DST) comprende una red de 2n comparadores de tension configurados por pares para comparar las n tensiones a nivel de dichas salidas (K'i) con respecto a dos tensiones de referencia comunes.
18. 18. Dispositivo segun una de las reivindicaciones 1 a 17, caracterizado por que comprende un dispositivo de control de descarga (DCD) acoplado a dichas salidas (K'i) y a dicho anodo (A) y configurado para establecer, al final de la estimulacion, una trayectoria de conduccion entre cada una de dichas salidas (K'i) y dicho anodo (A), para inducir una circulacion de n corrientes de descarga de dichos catodos (Ki) hacia dicho anodo (A).
19. 19. Dispositivo segun la combinacion de las reivindicaciones 13 y 18, caracterizado por que dichas n corrientes de descarga provienen de las n energfas acumuladas respectivamente por dichas n capacidades de dicho conjunto (RCAP).
20. 20. Dispositivo segun una de las reivindicaciones 18 y 19, caracterizado por que dicho dispositivo de control de descarga (DCD) esta configurado para limitar cada corriente de descarga a una fraccion del valor maximo de la corriente de estimulacion suministrada a la salida (K'i) asociada.
21. 21. Electronica de control (EC) caracterizada por que comprende i) al menos un dispositivo (ES) segun una de las reivindicaciones anteriores, ii) un convertidor digital-analogico (DAC) capaz de convertir un valor de referencia de amplitud de corriente (Csgn) en una corriente analogica de control (idac) y acoplado a dicho dispositivo (ES), para proporcionarle dicha corriente de control (idac), e iii) un modulo de alimentacion de alta tension (AHT) acoplado al menos a dicho anodo (A) y configurado para polarizar dicho anodo (A) bajo una tension seleccionada, de modo que este permita la circulacion de las corrientes impuestas a cada catodo (Ki) por dicho dispositivo (ES).
22. 22. Electronica de control segun la reivindicacion 21, caracterizada por que dicho convertidor digital-analogico (DAC) presenta una arquitectura llamada "con fuente de corriente unitaria" capaz de garantizar la monotonicidad de su funcion de conversion.
23. 23. Electronica de control segun una de las reivindicaciones 21 y 22, caracterizada por que dicho modulo de alimentacion de alta tension (AHT) es un convertidor de tipo "continuo-continuo".
24. 24. Electronica de control segun la reivindicacion 23, caracterizada por que dicho modulo de alimentacion de alta tension (AHT) es un troceador con almacenamiento inductivo.

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25. 25. Electronica de control segun la reivindicacion 23, caracterizada por que dicho modulo de alimentacion de alta tension (AHT) consta de una bomba de cargas con almacenamiento capacitivo.
26. 26. Electronica de control segun la reivindicacion 25, caracterizada por que dicho modulo de alimentacion de alta tension (AHT) consta, ademas, de un multiplexor de tension (MUX) acoplado a dicha bomba de cargas.
27. 27. Electronica de control segun la reivindicacion 26, caracterizada por que dicho modulo de alimentacion de alta tension (AHT) esta configurado para funcionar en regimen continuo o en regimen discontinuo.
28. 28. Unidad de estimulacion distribuida (I, USR) que consta de al menos un electrodo multipolar (EM) que comprende al menos un anodo (A) y al menos dos catodos (Ki), caracterizada por que comprende ademas al menos una electronica de control (EC) segun una de las reivindicaciones 21 a 27.
29. 29. Unidad de estimulacion distribuida segun la reivindicacion 28, caracterizada por que comprende un controlador digital (CN) capaz de suministrar dicho valor de referencia de amplitud de corriente (Csgn) y de definir los valores de dichas fracciones de corriente (Iki) suministradas a dichas salidas (K'i) de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable (MC).
30. 30. Unidad de estimulacion distribuida segun la reivindicacion 29, caracterizada por que dicho controlador digital (CN) y dicha electronica de control (EC) constituyen respectivamente una parte digital y una parte analogica de un ASIC de tipo mixto.
31. 31. Unidad de estimulacion distribuida segun una de las reivindicaciones 28 a 30, caracterizada por que comprende medios de transmision mediante ondas (MT) y medios de gestion configurados para gestionar dicha transmision de datos segun un protocolo seleccionado entre esta y un controlador (CR) de una instalacion de estimulacion (IS).
32. 32. Unidad de estimulacion distribuida segun una de las reivindicaciones 28 a 30, caracterizada por que comprende medios de transmision mediante bus por cable (MT) y medios de gestion configurados para gestionar la transmision de datos segun un protocolo seleccionado entre esta y un controlador (CR) de una instalacion de estimulacion (IS).
33. 33. Unidad de estimulacion distribuida segun una de las reivindicaciones 28 a 32, caracterizada por que dicho controlador digital (CN) esta configurado para deducir, a partir de los valores de las corrientes de estimulacion impuestas, de la tension de salida de dicho modulo de alimentacion de alta tension (AHT) y de las medidas de tension efectuadas por dicho dispositivo de vigilancia de tension (DST) en los terminales de las salidas (K'i) de dicho espejo de corriente con salidas multiples reconfigurable (MC), la impedancia (Zi) de cada electrodo (Ki), para controlar dicha polarizacion del anodo (A).
34. 34. Unidad de estimulacion distribuida segun una de las reivindicaciones 28 a 33, caracterizada por que constituye un implante (I).
35. 35. Instalacion de estimulacion (IS), caracterizada por que comprende al menos una unidad de estimulacion distribuida (I, USR) segun una de las reivindicaciones 28 a 34, y un controlador (CR) configurado para intercambiar datos con cada unidad de estimulacion distribuida (I, USR).
36. 36. Instalacion de estimulacion segun la reivindicacion 35, en la que el controlador de la instalacion (CR) y la al menos una unidad de estimulacion distribuida (I, USR) estan adaptados para comunicarse mediante un medio, estando el acceso a dicho medio gestionado segun un principio de derecho de expresion de uno o varios grupos de unidades de estimulacion distribuida (I, USR) a intervalos deslizantes, basado en un posicionamiento automatico de intervalos temporales que depende de niveles de prioridad asociados respectivamente a cada nodo dentro de su grupo y de caractensticas topologicas.
37. 37. Instalacion de estimulacion segun la reivindicacion 36, caracterizada por que dichas caractensticas topologicas comprenden al menos una velocidad de transferencia de datos y un tiempo de propagacion.
38. 38. Instalacion de estimulacion segun una de las reivindicaciones 36 y 37, caracterizada por que dicha gestion de acceso al medio esta configurada para optimizar la explotacion del ancho de banda.
39. 39. Instalacion de estimulacion (IS) segun una de las reivindicaciones 35 a 38, para la estimulacion de uno o varios nervios y/o de uno o varios musculos de un animal o de un ser humano.