ES2559213T3 - Transmisor de señal de difusión y método de transmisión de señal de difusión - Google Patents

Abstract

Un método para transmitir señales de difusión, el método que comprende; dividir bits de datos de Conducto de Capa Física, PLP en una primera y segunda señales de entrada; correlacionar en Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM, la primera y segunda señales de entrada con constelaciones M-QAM para sacar primeros símbolos QAM y segundos símbolos QAM, en donde M >= 16; procesar en Múltiples Entradas Múltiples Salidas, MIMO, los primeros y segundos símbolos QAM para sacar una primera y segunda señales de difusión, en donde el procesamiento MIMO se realiza aplicando una matriz de procesamiento MIMO a los primeros y segundos símbolos QAM, en donde la matriz de procesamiento MIMO se representa como:**Fórmula** donde construir una primera y segunda tramas incluyendo la primera y segunda señales de difusión; y modular datos en la primera y segunda tramas construidas mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM.

Description

5

10

15

20

25

30

35

40

45

DESCRIPCION

Transmisor de senal de difusion y metodo de transmision de senal de difusion Campo tecnico

La presente invencion se refiere a un metodo para transmitir/recibir senales de difusion y un aparato para transmitir/recibir senales de difusion y, mas particularmente, a un metodo para transmitir/recibir senales de difusion, que puede mejorar la eficiencia de transmision de datos y es compatible con metodos convencionales para transmitir/recibir senales de difusion y un aparato de transmision/recepcion de las mismas.

Antecedentes de la tecnica

Ya que la difusion analogica terminara pronto, se han desarrollado una variedad de tecnologfas para transmitir y recibir senales de difusion digitales. Las senales de difusion digitales pueden transmitir una mayor capacidad de datos de vfdeo/audio que las senales de difusion analogicas y pueden incluir una variedad de datos opcionales ademas de datos de vfdeo/audio.

Un sistema de difusion digital puede proporcionar imagenes de Alta Definicion (HD), sonido multicanal y una variedad de servicios opcionales. No obstante, la eficiencia de transmision de datos para transmision de datos de alta capacidad, la robustez de las redes de transmision y recepcion y la flexibilidad de las redes en consideracion del equipamiento de recepcion movil son problemas que aun se debenan mejorar.

En “MIMO Performance of the Next Generation DVB-T” 69a CONFERENCIA DE TECNOLOGfA VEHICULAR del IEEE de 2009, celebrada en Barcelona, Espana, abril de 2009, paginas 1-5, XP031474619, P. Atanes et al. tratan el rendimiento MIMO en sistemas DVB-T2.

Descripcion

Problema tecnico

Un objeto tecnico de una realizacion de la presente invencion es proporcionar un metodo y aparato para transmitir/recibir senales de difusion, el cual puede mejorar la eficiencia de transmision de datos en un sistema de difusion digital.

Otro objeto tecnico de la presente invencion es proporcionar un metodo y aparato para transmitir/recibir senales de difusion, el cual puede recibir senales de difusion digitales sin error incluso bajo un entorno de interior o usando equipamiento de recepcion movil.

Un objeto tecnico adicional de la presente invencion es proporcionar un metodo y aparato para transmitir/recibir senales de difusion, que pueda mantener la compatibilidad con un sistema de difusion convencional ademas de lograr los objetos descritos anteriormente.

Solucion tecnica

Segun un aspecto de la presente invencion, se definen un metodo para transmitir senales de difusion como se define en la reivindicacion 1 y un transmisor de senal de difusion como se define en la reivindicacion 4. Las realizaciones se definen ademas en las reivindicaciones 2-3 y 5-6.

Efectos ventajosos

Segun la presente invencion, en un sistema de difusion digital, es posible mejorar la eficiencia de transmision de datos y aumentar la robustez en terminos de transmision y recepcion de senales de difusion, en virtud del suministro de un sistema MIMO.

Ademas, segun la presente invencion, es posible proporcionar un metodo y aparato para transmitir/recibir senales de difusion, que puede recibir senales de difusion digitales sin error incluso bajo un entorno de interior o usando equipamiento de recepcion movil.

Ademas, segun la presente invencion, incluso en el caso en que los caminos o canales de transmision sean similares unos a otros en un sistema de difusion MIMO, es posible recuperar y usar un servicio de difusion, en virtud del suministro de tecnologfas SVC.

Ademas, segun la presente invencion, un sistema de difusion que usa MIMO de la presente invencion puede lograr las ventajas descritas anteriormente mientras que mantiene la compatibilidad con un sistema de difusion convencional que no usa MIMO, en virtud de la disposicion de senales de difusion MIMO que estan codificadas SVC por PLP o por trama.

5

10

15

20

25

30

35

40

Descripcion de los dibujos y del mejor modo

La siguiente descripcion y dibujos ilustran realizaciones de la invencion que comprenden las caractensticas de las reivindicaciones independientes asf como realizaciones de invenciones relacionadas que no comprenden todas las caractensticas de las reivindicaciones independientes pero son utiles para una mejor comprension de la invencion reivindicada.

Descripcion de los dibujos

La FIG. 1 ilustra un transmisor de senal de difusion que usa un esquema MIMO segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 2 ilustra un modulo de procesamiento de entrada segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 3 ilustra un bloque de adaptacion de flujo incluido en un modulo de procesamiento de entrada segun otra realizacion de la presente invencion;

La FIG. 4 ilustra un codificador (modulo) BICM segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 5 ilustra un formador de tramas segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 6 ilustra un generador OFDM segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 7 ilustra un receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 8 ilustra un demodulador OFDM segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 9 ilustra un analizador sintactico de tramas segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 10 ilustra un decodificador BICM segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 11 ilustra un modulo de procesamiento de salida del receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 12 ilustra una estructura de una trama de transmision basada en PLP transmitida/recibida por un sistema de transmision/recepcion segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 13 ilustra estructuras de una nueva trama de transmision basada en FEF segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 14 ilustra un procedimiento de generacion de un sfmbolo P1 para identificar una nueva trama de transmision segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 15 ilustra una informacion de senalizacion previa de L1 incluida en una senal transmitida/recibida segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 16 ilustra una informacion de senalizacion posterior de L1 incluida en una senal transmitida/recibida segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 17 ilustra una informacion de senalizacion posterior de L1 incluida en una senal transmitida/recibida segun otra realizacion de la presente invencion;

La FIG. 18 ilustra un transceptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion;

La FIG. 19 ilustra un transceptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion;

La FIG. 20 ilustra un transmisor de senal de difusion MIMO y un metodo de transmision que usa SVC segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 21 ilustra un transmisor de senal de difusion MIMO y un metodo de transmision que usa SVC segun otra realizacion de la presente invencion;

La FIG. 22 ilustra un transmisor de senal de difusion MIMO y un metodo de transmision que usa SVC segun otra realizacion de la presente invencion;

La FIG. 23 ilustra una estructura de un flujo de transmision transmitido por un sistema de difusion terrestre al cual se aplica un sistema de transmision MIMO que usa SVC segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 24 ilustra un sistema de transmision/recepcion MIMO segun una realizacion de la presente invencion;

5

10

15

20

25

30

35

40

45

La FIG. 25 ilustra un grafico de BER/SNR que muestra una diferencia de rendimiento entre un esquema GC y un esquema SM que usa un codigo exterior segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 26 es un grafico de BER/SNR que muestra una diferencia de rendimiento entre un esquema GC y un esquema SM segun esquemas de modulacion y una tasa de codigo de un codigo exterior segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 27 ilustra un metodo de transmision/recepcion de datos basado en transmision MIMO de esquema SM en un entorno de canal segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 28 ilustra senales de entrada y una senal transmitida/recibida sobre la que se ha realizado un metodo de codificacion MIMO segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 29 es un grafico de BER/SNR que muestra el rendimiento de un metodo de codificacion MIMO segun una primera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 30 es un grafico de capacidad/SNR que muestra el rendimiento del metodo de codificacion MIMO segun la primera realizacion de la presente invencion en un canal no correlacionado;

La FIG. 31 es un grafico de capacidad/SNR que muestra el rendimiento del metodo de codificacion MIMO segun la primera realizacion de la presente invencion en un canal completamente correlacionado;

La FIG. 32 muestra constelaciones cuando se usa un subconjunto de GS como una matriz de codificacion MIMO y en el caso de la primera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 33 es un grafico de capacidad/SNR que muestra rendimientos cuando se usa el subconjunto de GS como la matriz de codificacion MIMO y en el caso de la primera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 34 ilustra la relacion entre una distancia euclidiana y distancia de hamming en las constelaciones cuando se usa un subconjunto de GS como una matriz de codificacion MIMO y en el caso de la primera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 35 ilustra senales de entrada y una senal transmitida/recibida sobre la que se ha realizado un metodo de codificacion MIMO segun una segunda realizacion de la presente invencion;

La FIG. 36 ilustra un metodo de codificacion MIMO segun una tercera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 37 ilustra senales de entrada y una senal transmitida/recibida sobre la que se ha realizado el metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 38 es un grafico de capacidad/SNR que muestra rendimientos de los metodos de codificacion MIMO segun la presente invencion;

La FIG. 39 es otro grafico de capacidad/SNR que muestra rendimientos de los metodos de codificacion MIMO segun la presente invencion;

La FIG. 40 es un grafico de capacidad/SNR que muestra rendimientos segun combinaciones de esquemas de modulacion en el metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 41 es un grafico de capacidad/SNR que muestra rendimientos segun una correlacion de canal cuando se usa un esquema de transmision MIMO QPSK+QPSK en el metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 42 es un grafico de capacidad/SNR que muestra rendimientos segun una correlacion de canal cuando se usa un esquema de transmision MIMO QPSk+16-QAM en el metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 43 es un grafico de capacidad/SNR que muestra rendimientos segun una correlacion de canal cuando se usa un esquema de transmision MIMO 16-QAM+16-QAM en el metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion;

La FIG. 44 ilustra un transmisor MIMO y un receptor MIMO segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 45 ilustra un transmisor MIMO y un receptor MIMO segun otra realizacion de la presente invencion;

La FIG. 46 ilustra un transmisor MIMO y un receptor MIMO segun otra realizacion de la presente invencion;

La FIG. 47 ilustra un transmisor MIMO y un receptor MIMO segun otra realizacion de la presente invencion;

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

La FIG. 48 ilustra un bloque de codificacion LDCP y un demultiplexor segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 49 es una tabla que muestra fiabilidades de senales recibidas segun condiciones de canal MIMO segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 50 ilustra parte de un sistema de transmision/recepcion MIMO segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 51 ilustra operaciones de un demultiplexor y un divisor segun una realizacion de la presente invencion;

La FIG. 52 ilustra operaciones de un demultiplexor y un divisor segun una realizacion de la presente invencion; y

La FIG. 53 es un diagrama de flujo que ilustra un metodo de recepcion de una senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

Mejor modo

En lo sucesivo, aunque las realizaciones preferidas de la presente invencion se describiran en detalle con referencia a los dibujos anexos y los contenidos que se describen con relacion a los dibujos anexos, se tiene que entender que la presente invencion no esta limitada a las realizaciones.

La presente invencion se refiere a un transmisor de senal de difusion y un receptor de senal de difusion que usan procesamiento de multiples entradas multiples salidas (MIMO).

Los rendimientos de los sistemas que emplean MIMO dependen de las caractensticas de un canal de transmision y, particularmente, los sistemas que tienen entornos de canal independientes presentan alto rendimiento. Es decir, el rendimiento de un sistema al cual se aplica MIMO se puede mejorar cuando no estan correlacionados los canales de las antenas de un transmisor a las antenas de un receptor y son independientes. No obstante, en un entorno de canal en el que la correlacion entre canales entre antenas de transmision y antenas de recepcion es alta, tal como un entorno de lmea de vista (LOS), el rendimiento de un sistema que emplea MIMO puede disminuir abruptamente o el sistema puede no funcionar.

Cuando se aplica MIMO a sistemas de difusion que usan esquemas de unica entrada unica salida (SISO) y MISO, puede aumentar una eficiencia de transmision de datos. No obstante, se generan los problemas mencionados anteriormente y se debena mantener la compatibilidad de manera que un receptor que tiene una unica antena se puede proporcionar con un servicio MIMO. Por consiguiente, la presente invencion propone un metodo capaz de resolver estos problemas.

Ademas, la presente invencion propone un transceptor de senal de difusion y un metodo de transmision/recepcion de senal de difusion para un sistema capaz de transmitir/recibir una senal de difusion adicional (o senal de difusion mejorada), por ejemplo, una senal de difusion movil, mientras que comparte una banda de RF con un sistema de difusion terrestre convencional, por ejemplo, DVT-T2. Este sistema de difusion movil se puede conocer como un sistema de transmision/recepcion MIMO o nuevo sistema de transmision/recepcion.

Para lograr esto, la presente invencion puede usar un metodo de codificacion de video que tenga escalabilidad, el cual puede dividir los componentes de video en un componente de video basico que tenga baja definicion mientras que es robusto frente a un entorno de comunicacion y un componente de video vulnerable al entorno de comunicacion mientras que es capaz de proporcionar imagenes de alta definicion y transmitir respectivamente los diferentes tipos de componentes de video. Mientras que la presente invencion describe SVC como el metodo de codificacion de video que tiene escalabilidad, se pueden usar otros metodos de codificacion de video arbitrarios. Las realizaciones de la presente invencion se describiran ahora en detalle con referencia a los dibujos adjuntos.

Un transmisor y receptor de senal de difusion de la presente invencion puede realizar procesamiento MISO y procesamiento MIMO sobre una pluralidad de senales transmitidas y recibidas a traves de una pluralidad de antenas. Se dara una descripcion de un transceptor de senal de difusion que procesa dos senales transmitidas y recibidas a traves de dos antenas.

La FIG. 1 ilustra un transmisor de senal de difusion que usa el esquema MIMO segun una realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 1, el transmisor de senal de difusion segun la presente invencion puede incluir un procesador de entrada 101100, un modulo de procesamiento de entrada 101200, un codificador de Modulacion Codificada Intercalada de Bit (BICM) 101300, un formador de tramas 101400 y un generador (o transmisor) de Multiplexacion por Division de Frecuencia Ortogonal (OFDM) 101500. El transmisor de senal de difusion segun la presente invencion puede recibir una pluralidad de flujos MPEG-TS o un flujo de Encapsulacion de Flujo General (GSE) (o flujo GSE).

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

El procesador de entrada 101100 puede generar conductos de capa ffsica (PLP) sobre una base de servicio a fin de dar robustez al flujo de entrada, es decir, la pluralidad de flujos MPEG-TS o el flujo GSE.

Un PLP es una unidad de datos identificada en una capa ffsica y los datos se procesan para cada PLP en el mismo camino de transmision. Es decir, el PLP son datos que tienen el mismo atributo de capa ffsica, procesados en el camino de transmision y se pueden correlacionar de una forma celda por celda en una trama. Ademas, el PLP se puede definir como un canal TDM de una capa ffsica transmitida a traves de una celda.

El modulo de procesamiento de entrada 101200 puede generar una trama en banda base (BB) que incluye los PLP generados. El codificador BICM 101300 puede anadir redundancia a la trama en BB para corregir un error en un canal de transmision e intercalar datos de PLP incluidos en la trama en BB.

El formador de tramas 101400 puede lograr una estructura de trama de transmision correlacionando la pluralidad de PLP con una trama de transmision y anadiendo informacion de senalizacion a la misma. El generador OFDM 101500 puede demodular datos de entrada a partir del formador de tramas segun OFDM para dividir los datos de entrada en una pluralidad de caminos de manera que los datos de entrada se transmitan a traves de una pluralidad de antenas.

La FIG. 2 ilustra un modulo de procesamiento de entrada segun una realizacion de la presente invencion.

La FIG. 2(A) muestra una realizacion del modulo de procesamiento de entrada 101200 cuando se introduce un unico flujo de entrada al modulo de procesamiento de entrada 101200. Cuando hay un unico flujo de entrada, el modulo de procesamiento de entrada 101200 puede incluir un bloque de adaptacion de modo 102100 y un bloque de adaptacion de flujo 102200.

El bloque de adaptacion de modo 102100 puede incluir un modulo de interfaz de entrada 102110 para dividir el flujo de bits de entrada en unidades logicas para codificacion FEC (BCH/LDPC) realizada en un codificador BICM que siguen al modulo de procesamiento de entrada 101200 y que correlacionan las unidades logicas, un codificador de comprobacion de redundancia dclica (CRC)-8 102120 para realizar codificacion CRC sobre el flujo de bits correlacionado y una unidad de insercion de cabecera en BB 102130 para insertar una cabecera en BB que tiene un tamano fijo a un campo de datos. En este caso, la cabecera en BB puede incluir informacion de tipo de adaptacion de modo (TS/GS/IP), informacion de longitud de paquete de usuario, informacion de longitud de campo de datos, etc.

El bloque de adaptacion de flujo 102200 puede incluir una unidad de insercion de relleno 102210 para insertar un bit de relleno en el flujo de entrada para lograr una trama en BB para codificacion FEC cuando el flujo de entrada no llena la trama en BB y un modulo aleatorizador en BB 102220 para generar una secuencia binaria seudoaleatoria (PRBS) y realizar una operacion XOR en el flujo de bits de entrada y la PRBS generada para aleatorizar el flujo de entrada.

La FIG. 2(B) ilustra otra realizacion del bloque de adaptacion de modo 102100 incluido en el modulo de procesamiento de entrada 102100 cuando se introduce una pluralidad de flujos de entrada al modulo de procesamiento de entrada 102100.

El bloque de adaptacion de modo 102100 puede incluir p+1 modulos de interfaz de entrada 102300-0 a 102300-p, p+1 modulos de sincronizacion de flujos de entrada 102310-0 a 102310-p, p+1 compensadores de retardo 102320-0 a 102320-p, p+1 canceladores de paquetes nulos 102330-0 a 1-2330-p, p+1 codificadores CRC 102340-0 a 102340p y p+1 unidades de insercion de cabecera en BB 102350-0 a 102350-p.

p+1 flujos de entrada se pueden procesar independientemente en flujos convertidos a partir de una pluralidad de flujos MPEG-TS o GSE y cada uno de los flujos procesados puede ser un flujo completo que incluye una pluralidad de componentes de servicio o un flujo de una unidad minima que incluye solamente un unico componente de servicio.

Los caminos a traves de los cuales se transmiten los flujos de entrada a ser procesados independientemente se pueden conocer como PLP. Se pueden transmitir/recibir servicios a traves de una pluralidad de canales de RF. Se pueden incluir datos de PLP en franjas distribuidas en intervalos de tiempo en la pluralidad de canales de RF o distribuidas en intervalos de tiempo en un canal de RF. Para aumentar la eficiencia de transmision, una realizacion de la presente invencion selecciona un PLP de una pluralidad de PLP y transmite informacion que se puede aplicar comunmente a la pluralidad de PLP a traves del PLP seleccionado. Este PLP se puede conocer como un PLP comun o informacion de senalizacion de L2. Puede haber multiples PLP comunes segun la intencion de un disenador.

Los p+1 modulos de interfaz de entrada 102300-0 a 102300-p, p+1 codificadores CRC 102340-0 a 102340-p y p+1 unidades de insercion de cabecera en BB 102350-0 a 102350-p tienen las mismas funciones que las del modulo de interfaz de entrada 102100, el codificador CRC-8 102120 y la unidad de insercion de cabecera en BB 102130 mostrados en la FIG. 2(A) y por lo tanto se omiten descripciones detalladas de los mismos. Los p+1 modulos de sincronismo de flujo de entrada 102310-0 a 102310-p pueden insertar informacion de referencia de reloj de flujo de

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

entrada (ISCR), es dedr, informacion de temporizacion necesaria para un receptor para restaurar un flujo de transporte (TS) o un flujo generico (GS).

Los p+1 compensadores de retardo 102320-0 a 102320-p pueden adquirir sincronizacion retardando datos para los PLP en cada grupo sobre la base de la informacion de temporizacion insertada por los modulos de sincronizacion de flujo de entrada y los p+1 canceladores de paquetes nulos 102330-0 a 1-2330-p pueden borrar paquetes nulos transmitidos innecesariamente insertados en tramas en BB de retardo compensado e insertar el numero de paquetes nulos borrados a posiciones en las que estan borrados los paquetes nulos.

La FIG. 3 ilustra el bloque de adaptacion de flujo incluido en el modulo de procesamiento de entrada segun otra realizacion de la presente invencion.

El bloque de adaptacion de flujo 102200 mostrado en la FIG. 3 puede incluir un programador 103100 para realizar programacion para asignar una pluralidad de PLP a franjas de un flujo de transporte y transmitir informacion de senalizacion dinamica de L1 de una trama actual al modulo BICM 101300, separadamente de la senalizacion en banda, p+1 retardos de trama 103200-0 a 103211-p para retardar datos de entrada en una trama de manera que la trama actual puede incluir informacion de programacion acerca de la siguiente trama para senalizacion en banda, p+1 unidades de insercion de senalizacion/relleno en banda 103200-0 a 103200-p para insertar informacion de senalizacion dinamica de L1 no retardada a los datos retardados por una trama y, cuando se presenta un espacio de relleno, insertar un bit de relleno al espacio de relleno o insertar informacion de senalizacion en banda al espacio de relleno y p+1 aleatorizadores en BB 103300-0 a 103300-p. Los p+1 aleatorizadores en BB 103300-0 a 103300-p operan de la misma manera que el modulo de aleatorizador en BB 102150 mostrado en la FIG. 2(A) y por lo tanto se omite una descripcion detallada del mismo.

La FIG. 4 ilustra el codificador (modulo) BICM segun una realizacion de la presente invencion.

El codificador BICM 101300 puede incluir un primer bloque de codificacion BICM 104100 y un segundo bloque de codificacion BICM 104200. El primer bloque de codificacion BICM 104100 puede incluir bloques para procesar respectivamente una pluralidad de PLP de entrada procesada y el segundo bloque de codificacion BICM 104200 puede incluir bloques para informacion de senalizacion de procesamiento respectivamente. La informacion de senalizacion puede incluir informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. Las posiciones de los bloques se pueden cambiar por un disenador. Los bloques se describiran ahora en detalle.

El primer bloque BICM 104100 puede incluir p+1 codificadores FEC 104110-0 a 104110-p para anadir redundancia a datos incluidos en los PLP (conocidos como datos de PLP en lo sucesivo) de manera que el receptor puede corregir un error en el canal de transmision y realizar codificacion BCH y codificacion LDPC de los datos de PLP, p+1 intercaladores de bits 1041200-0 a 1041200-p para intercalado de bits de los datos PLP codificados FEC sobre una base de bloque FEC, p+1 primeros demultiplexores (demultiplexores de bit a celda) 1041300-0 a 1041300-p para demultiplexar los datos de PLP de bits intercalados sobre una base de bloque FEC, p+1 correlacionadores de constelacion 104140-0 a 104140-p para correlacionar los datos de PLP basados en bits demultiplexados a constelaciones de una forma sfmbolo por sfmbolo, p+1 segundos demultiplexores (Demultiplexor celda a polaridad) 104150-0 a 104150-p para dividir celdas correlacionadas con las constelaciones en dos caminos, es decir, un primer y segundo caminos, p+1 intercaladores de celda 104160-0 a 104160-p para intercalar los datos de PLP correlacionados con las constelaciones, p+1 intercaladores detiempo 104170-0 a 104170-p para intercalar los datos de PLP de celdas intercaladas y p+1 rotadores/recorrelacionadores de constelacion 104180-0 a 104180-p para rotar las constelaciones en un angulo predeterminado segun el tipo de modulacion. Los segundos demultiplexores se pueden conocer como divisores.

El primer bloque de codificacion BICM 104100 puede incluir un codificador MISO o un codificador MIMO para realizar codificacion MISO o codificacion MIMO para la pluralidad de PLP. En este caso, el codificador MISO/MIMO puede seguir a los p+1 correlacionadores de constelacion 104140-0 a 104140-p o seguir los p+1 intercaladores de tiempo 104170-0 a 104170-p. De otro modo, el codificador MISO/MIMO se puede incluir en el generador OFDM 101500.

Los datos sacados a traves del primer camino dividido por los p+1 segundos demultiplexores 104150-0 a 104150-p se pueden transmitir a traves de una primera antena Tx_1 y los datos sacados a traves del segundo camino se puede transmitir a traves de una segunda antena Tx_2.

Las constelaciones rotadas por los p+1 rotadores/recorrelacionadores de constelacion 104180-0 a 104180-p se pueden representar por un componente en fase (fase I) y un componente en cuadratura de fase (fase Q). Los rotadores/recorrelacionadores de constelacion 104180-0 a 104180-p puede retardar solamente el componente de fase Q en un valor predeterminado. Entonces, los p+1 rotadores/recorrelacionadores de constelacion 104180-0 a 104180-p pueden volver a correlacionar los datos de PLP intercalados a nuevas constelaciones usando el componente de fase I y el componente de fase Q retardado. Por consiguiente, se puede obtener una ganancia de diversidad dado que se mezclan los componentes I/Q del primer y segundo caminos y por lo tanto se transmite la misma informacion a traves del primer y segundo caminos. Los p+1 rotadores/recorrelacionadores de constelacion 104180-0 a 104180-p se pueden situar antes de los intercaladores de celda, que se pueden cambiar por el

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

disenador. Consecuentemente, el primer bloque de codificacion BICM 104100 puede sacar dos piezas de datos para cada PLP. Por ejemplo, el primer bloque de codificacion BICM 104100 puede recibir un PLP0, procesar el PLP0 recibido y sacar STX_0 y STX_0+1.

El segundo bloque de codificacion BICM 104200 puede incluir un generador de senalizacion de L1 104210 para codificar informacion dinamica de L1 de entrada e informacion configurable de L1 para generar informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1, dos codificadores FEC, un intercalador de bits, un demultiplexor, dos correlacionadores de constelacion, dos demultiplexores y dos rotadores/recorrelacionadores de constelacion.

El generador de senalizacion de L1 104210 se puede incluir en el bloque de adaptacion de flujo 102200, que se puede cambiar por el disenador. Otros bloques operan de la misma manera que los incluidos en el primer bloque de codificacion BICM 104100 y por lo tanto se omite una descripcion detallada de los mismos.

La informacion de senalizacion previa de L1 puede incluir informacion necesaria para el receptor para decodificar la informacion de senalizacion posterior de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1 puede incluir informacion necesaria para el receptor para restaurar datos recibidos. Para decodificar informacion de senalizacion de L1 y datos en el receptor, es necesaria una decodificacion correcta y rapida de la informacion de senalizacion previa de L1. Por consiguiente, el segundo bloque de codificacion de BlCM 104200 segun la presente invencion no realiza intercalado de bits y demultiplexacion sobre la informacion de senalizacion previa de L1 de manera que el receptor puede decodificar rapidamente la informacion de senalizacion previa de L1. Consecuentemente, el segundo bloque de codificacion BICM 104200 puede sacar dos piezas de datos para la informacion dinamica de L y la informacion configurable de L1. Por ejemplo, el primer bloque de codificacion BICM 104100 puede recibir y procesar la informacion dinamica de L1 y sacar STX_pre y STX_pre+1.

El codificador de BICM 101300 puede procesar la entrada de datos a traves del primer y segundo caminos y sacar los datos procesados al formador de tramas 101400 a traves del primer y segundo caminos. Esto se puede cambiar segun la intencion del disenador.

La FIG. 5 ilustra el formador de tramas segun una realizacion de la presente invencion.

Como se describio anteriormente, el primer bloque de codificacion BICM 104100 puede sacar dos datos tales como STX_k y STX_k+1 para una pluralidad de datos de PLP y el segundo bloque de codificacion BICM 104200 puede sacar cuatro datos de senalizacion, es decir, STX_pre, STX_pre+1, STX_post y STX_post+1 para informacion de senalizacion previa de L y la informacion de senalizacion posterior de L1.

Cada uno de los datos de salida se introduce al formador de tramas 101400. En este caso, como se muestra en la FIG. 5, el formador de tramas 101400 puede recibir los cuatro datos de senalizacion, es decir, STX_pre, STX_pre+1, STX_post y STX_post+1 primero de entre los datos sacados del modulo de codificacion BICM 101300. El formador de tramas 104100 puede incluir un compensador de retardo 105100 para compensar un retardo de una trama de transmision y un retardo segun el procesamiento en el modulo de codificacion BICM 101300 para los datos de senalizacion previa de L1 o los datos de senalizacion posterior de L1, un correlacionador de celda 105200 para disponer las celdas de PLP comun de entrada, celdas de PLP que incluyen datos normales y celdas que incluyen informacion de senalizacion en una disposicion basada en sfmbolos OFDM de una trama de transmision que usa informacion de programacion y un intercalador de frecuencia 105300 para intercalar celdas introducidas a la misma en el dominio de frecuencia y sacar los datos intercalados a traves del primer y segundo caminos.

El correlacionador de celdas 1054200 puede incluir un ensamblador de PLP comun, procesador subsegmentos, ensamblador de PLP de datos y bloques de ensamblador de informacion de senalizacion y realizar una funcion relacionada con la disposicion usando informacion de programacion incluida en informacion de senalizacion. El correlacionador de celdas 105200 puede aplicar el mismo esquema de correlacion de celda o diferentes esquemas de correlacion de celdas al primer y segundo caminos dependiendo de la informacion de programacion.

El formador de tramas 101400 puede procesar datos introducidos a traves del primer y segundo caminos y sacar los datos procesados al generador OFDM a traves del primer y segundo caminos, que se pueden cambiar segun la intencion del disenador.

La FIG. 6 ilustra el generador OFDM segun una realizacion de la presente invencion.

El generador OFDM 101500 segun una realizacion de la presente invencion puede recibir senales de difusion a traves del primer y segundo caminos, demodular las senales de difusion recibidas y sacar las senales demoduladas a dos antenas TX1 y TX2.

En la presente invencion, un bloque para modular la senal de difusion a ser transmitida a traves de la primera antena TX1 se pueden conocer como un primer transmisor 106100 y un bloque para modular la senal de difusion a ser transmitida a traves de la segunda antena TX2 se puede conocer como un segundo transmisor 106200. En la siguiente descripcion, el primer y segundo transmisores se pueden llamar respectivamente primer y segundo generadores OFDM.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

Cuando una correlacion de canales entre los canales transmitidos a traves de la primera y segunda antenas es alta, la primera y segunda antenas pueden aplicar una polaridad a senales transmitidas segun el signo de la correlacion y transmitir las senales. Un esquema MIMO que usa esta tecnica se puede conocer como un esquema MIMO de multiplexacion de polaridad, la primera antena que anade una polaridad a una senal recibida y transmite la senal con la polaridad se puede conocer como una antena vertical y la segunda antena que anade una polaridad a una senal recibida y transmite la senal con la polaridad se puede conocer como una antena horizontal. Se dara una descripcion de los modulos incluidos en el primer transmisor 106100 y el segundo transmisor 106200.

El primer transmisor 106100 puede incluir un codificador MISO 10610 para codificacion MISO de los sfmbolos de entrada transmitidos a traves de cada camino de manera que los sfmbolos de entrada han transmitido diversidad, un modulo de insercion de piloto 106120 para insertar un piloto que tiene un patron piloto predeterminado en una posicion predeterminada en una trama de transmision y sacar la trama de transmision a un modulo de transformada rapida de Fourier inversa (IFFT) 106130, el modulo IFFt 106130 que realiza IFFT en la senal que tiene el piloto en cada camino, un modulo de relacion de potencia pico a media (PApR) 106140 para reducir una PAPR de senales en el dominio de tiempo y sacar las senales con la PAPR reducida a un modulo de insercion de intervalo de guarda (GI) 106150 o realimentar informacion necesaria al modulo de insercion de piloto 106120 segun un algoritmo de reduccion de PAPR, el modulo de insercion de GI 106150 que copia la ultima parte de un sfmbolo OFDM eficaz, insertando un GI en cada sfmbolo OFDM en forma de un prefijo cfclico (CP) y sacar cada sfmbolo OFDM a un modulo de insercion de sfmbolo P1 106160, el modulo de insercion de sfmbolo P1 106160 que inserta un sfmbolo P1 en el comienzo de cada trama de transmision y un modulo de convertidor digital a analogico (DAC) 106170 que convierte cada trama de senal que tiene el sfmbolo P1 insertado en la misma en una senal analogica y que transmite la senal analogica a traves de la primera antena Tx1.

El segundo transmisor 106200 puede incluir los mismos modulos que los del primer transmisor 106100. Los modulos incluidos en el segundo transmisor 106200 realizan las mismas funciones que las de los modulos incluidos en el primer transmisor 106100 y por lo tanto se omiten descripciones detalladas. Se dara una descripcion de operaciones de los modulos incluidos en el primer transmisor 106100.

Las FIG. 7 ilustra un receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 7, el receptor de senal de difusion puede incluir un demodulador OFDM 107100, un analizador sintactico de tramas 107200, un decodificador BICM 107300 y un procesador de salida 107400. El demodulador OFDM 107100 pueda convertir senales recibidas a traves de una pluralidad de antenas de recepcion en senales en el dominio de frecuencia. El analizador sintactico de tramas 107200 puede sacar los PLP para un servicio necesario de entre las senales convertidas. El decodificador BICM 107300 puede corregir un error generado segun un canal de transmision. El procesador de salida 107400 puede realizar procedimientos necesarios para generar un TS o GS de salida. Aqm, las senales de polaridad dual se pueden introducir como senales de antena de entrada y uno o mas flujos se pueden sacar como los TX o GS.

La FIG. 8 ilustra el demodulador OFDM segun una realizacion de la presente invencion.

El demodulador OFDM 107100 puede recibir senales de difusion de los caminos respectivos a traves de dos antenas Rx1 y Rx2 y realizar demodulacion OFDM sobre las senales de difusion. Un bloque que demodula la senal de difusion recibida a traves de la primera antena Rx1 se puede conocer como un primer receptor 108100 y un bloque que demodula la senal de difusion recibida a traves de la segunda antena Rx2 se puede conocer como un segundo receptor 108200. En la siguiente descripcion, el primer receptor 108100 y el segundo receptor 108200 se pueden conocer respectivamente como un primer demodulador OFDM y un segundo demodulador OFDM. Ademas, segun una realizacion de la presente invencion, se puede emplear MIMO de multiplexacion de polaridad. Es decir, el primer receptor 108100 puede demodular la senal de difusion introducida a traves de la primera antena Rx1 segun OFDM y sacar la senal de difusion demodulada al analizador sintactico de tramas 107200 a traves de un primer camino y el segundo receptor 108200 puede demodular la senal de difusion introducida a traves de la segunda antena Rx2 segun OFDM y sacar la senal de difusion demodulada al analizador sintactico de tramas 107200 a traves de un segundo camino.

El primer receptor 108100 puede incluir un modulo de ADC 108110, un modulo de deteccion de sfmbolo P1 108120, un modulo de sincronizacion 108130, un modulo de cancelacion de GI 108140, un modulo FFT 108150, un modulo de estimacion de canal 108160 y un decodificador MISO 108170.

El segundo receptor 108200 puede incluir modulos identicos a los modulos del primer receptor 108100 y los modulos incluidos en el segundo receptor 108200 realizan las mismas funciones que los modulos incluidos en el primer receptor 108100. El demodulador OFDM 107100 mostrado en la FIG. 8 puede realizar un procedimiento inverso del procedimiento del generador OFDM 101500 ilustrado en la FIG. 6 y por lo tanto se omite una descripcion detallada del mismo.

La FIG. 9 ilustra el analizador sintactico de tramas segun una realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 9, el analizador sintactico de tramas 107200 puede incluir un desintercalador de frecuencia 109100 para procesar datos introducidos a traves del primer y segundo caminos y un correlacionador de

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

celdas 109200. Esto se puede modificar por el disenador. El analizador sintactico de tramas 107200 mostrado en la FIG. 9 puede realizar un procedimiento inverso del procedimiento del formador de tramas 101400 ilustrado en la FIG. 5 y por lo tanto se omite una descripcion detallada del mismo.

La FIG. 10 ilustra el decodificador BICM segun una realizacion de la presente invencion.

Con referencia a la FIG. 10, el decodificador BICM 107300 puede incluir un primer bloque de decodificacion BICM 110100 para procesar datos SRx_0 a SRx_P+1 sacados a traves del primer y segundo caminos desde el descorrelacionador de tramas 107200 y un segundo bloque de decodificacion BICM 110200 para procesar datos SRx_pre a SRx_post+1 sacados a traves del primer y segundo caminos. En este caso, p+1 descorrelacionadores de constelacion 110110-0 a 110110-p incluidos en el primer bloque de decodificacion BICM 110100 y dos descorrelacionadores de constelacion 110210-0 y 110210-1 incluidos en el segundo bloque de decodificacion BICM 110200 pueden rotar constelaciones en un angulo predeterminado, retardar solamente componentes de fase Q de las constelaciones en un valor predeterminado y calcular valores de LLR en consideracion del angulo de rotacion de constelacion. Si la rotacion de constelacion y el retardo de componente de fase Q no se realizan, los valores de LLR se pueden calcular sobre la base de QAM normal. Los p+1 descorrelacionadores de constelacion 110110-0 a 110110-p incluidos en el primer bloque de decodificacion BICM 110100 y los dos descorrelacionadores de constelacion 110210-0 y 110210-1 incluidos en el segundo bloque de decodificacion BICM 110200 se pueden situar antes del intercalador de celdas, lo cual se puede modificar por el disenador.

El decodificador BICM 107300 segun la presente invencion puede incluir un decodificador MISO o un decodificador MIMO segun la intencion del disenador. En este caso, el decodificador MISO o el decodificador MIMO pueden seguir al intercalador de celdas o los descorrelacionadores de constelacion. Esto se puede modificar segun el disenador.

En la FIG. 10, un primer multiplexor une las celdas recibidas respectivamente a traves del primer y segundo caminos en un flujo de celda y un segundo multiplexor restaura los bits asignados a una celda en forma de un flujo de bits antes de la asignacion. El primer multiplexor se puede conocer como un fusionador.

Otros bloques incluidos en el decodificador BICM 107300 pueden realizar un procedimiento inverso del procedimiento del codificador BICM ilustrado en la FIG. 4 y por lo tanto se omite una descripcion detallada del mismo.

La FIG. 11 ilustra el modulo de procesamiento de salida del receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

El modulo de procesamiento de salida 107500 mostrado en la FIG. 11(A) corresponde al modulo de procesamiento de entrada 101100 para procesar un PLP unico, ilustrado en la FIG. 1(A) y realiza un procedimiento inverso del procedimiento del modulo de procesamiento de entrada 101100. El modulo de procesamiento de salida 107500 puede incluir un desaleatorizador en BB 111100, un modulo de eliminacion de relleno 111110, un decodificador CRC-8 111120 y un procesador de tramas en BB 111130. El modulo de procesamiento de salida 107500 mostrado en la FIG. 11(A) puede recibir un flujo de bits desde el decodificador BICM 107300 (o modulo de decodificacion) del receptor de senal de difusion, que realiza un procedimiento inverso del procedimiento de codificacion BICM del transmisor de senal de difusion y realiza un procedimiento inverso del procedimiento del modulo de procesamiento de entrada 101200 ilustrado en la FIG. 1 y por lo tanto se omite una descripcion detallada del mismo.

La FIG. 11(B) ilustra el modulo de procesamiento de salida 107500 del receptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion. El modulo de procesamiento de salida 107500 mostrado en la FIG. 11(B) puede corresponder al modulo de procesamiento de entrada 101200 para procesar una pluralidad de PLP, ilustrados en la FIG. 2(B) y realizar un procedimiento inverso del procedimiento del modulo de procesamiento de entrada 101200. El modulo de procesamiento de salida 107500 mostrado en la FIG. 11(B) puede incluir una pluralidad de bloques para procesar una pluralidad de PLP. Espedficamente, el modulo de procesamiento de salida 107500 puede incluir p+1 desaleatorizadores en BB, p+1 modulos de eliminacion de relleno, p+1 decodificadores CRC-8, p+1 procesadores de tramas en BB, p+1 almacenadores temporales de desfluctuacion 111200-0 a 111200-p para compensar un retardo insertado por el transmisor de senal de difusion para sincronizacion de la pluralidad de pLp segun la informacion del parametro de tiempo de salida (TTO), p+1 modulos de insercion de paquetes nulos 111210-0 a 111210-p para restaurar paquetes nulos cancelados por el transmisor con referencia a la informacion de paquetes nulos borrados (DNP), un modulo de regeneracion de reloj de TS 111220 para restaurar sincronizacion de tiempo detallada de paquetes de salida sobre la base de informacion de referencia de tiempo de flujo de entrada (ISCR), un decodificador de senalizacion en banda 111240 para restaurar y sacar informacion de senalizacion en banda transmitida a traves de campos de bit de relleno de PLP de datos y un modulo de recombinacion de TS 111230 para recibir PLP de datos relacionados con un PLP comun restaurado y restaurar un TS, IP o GS originales. El modulo de procesamiento de salida 107500 mostrado en la FIG. 11(B) puede incluir un decodificador de senalizacion de L1 (no mostrado). Se omiten las descripciones de los bloques que corresponden a los bloques mostrados en la FIG. 11 (A).

El procesamiento de la pluralidad de PLP segun el receptor de senal de difusion se puede describir para un caso en el que se decodifican PLP de datos relacionados con un PLP comun o un caso en el que el receptor de senal de difusion decodifica simultaneamente una pluralidad de servicios o componentes de servicio (por ejemplo

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

componentes de servicio de v^deo escalable (SVS)). Los desaleatorizadores en BB, modulos de eliminacion de relleno, decodificadores CRC-8 y procesadores de tramas en BB corresponden a los ilustrados en la FIG. 11(A).

La FIG. 12 ilustra una estructura de trama adicional basada en PLP segun una realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 12, una trama segun una realizacion de la presente invencion puede incluir un area de preambulo y un area de datos. El area de preambulo puede incluir un sfmbolo P1 y un sfmbolo P2 y el area de datos puede incluir una pluralidad de sfmbolos de datos.

El sfmbolo P1 puede transmitir informacion de senalizacion de P1 asociada con un parametro de transmision basico y un tipo de transmision y un identificador de preambulo correspondiente y el receptor puede detectar la trama que usa el sfmbolo P1. Se puede proporcionar una pluralidad de sfmbolos P2 y puede transportar informacion de senalizacion de L1 e informacion de senalizacion tal como un PLP de comando. El PLP comun puede incluir informacion de red tal como una Tabla de Informacion de Red (NIT), informacion de PLP e informacion de servicio tal como una Tabla de Descripcion de Servicio (SDT) o una Tabla de Informacion de Evento (EIT).

Una pluralidad de sfmbolos de datos situados a continuacion del sfmbolo P1 puede incluir una pluralidad de PLP. La pluralidad de PLP puede incluir flujos TS de audio, video y datos e informacion PSI/SI tal como una Tabla de Asociacion de Programa (PAT) y una Tabla de Correlacion de Programa (PMT). En la presente invencion, un PLP que transmite informacion PSI/SI se puede conocer como un PLP base o un PLP de senalizacion. Los PLP pueden incluir un PLP de tipo 1 que se transmite a traves de un subsegmento por trama y un PLP de tipo 2 que se transmite a traves de dos subsegmentos por trama. La pluralidad de PLP puede transmitir un servicio y tambien puede transmitir componentes de servicio incluidos en un servicio. Cuando los PLP transmiten componentes de servicio, el lado de transmision puede transmitir informacion de senalizacion que indica que los PLP transmiten componentes de servicio.

Ademas, se pueden transmitir datos adicionales (o una senal de difusion mejorada) ademas de datos basicos a traves de un PLP espedfico mientras que se comparte una banda de frecuencia de RF con el sistema de difusion terrestre convencional segun una realizacion de la presente invencion. En este caso, el lado de transmision puede definir un sistema o una senal que se transmite concurrentemente a traves de informacion de senalizacion del sfmbolo P1 descrito anteriormente. La siguiente descripcion se da con referencia al caso en el que los datos adicionales son datos de video. Es decir, como se muestra en la FIG. 12, un PLP M1 112100 y un PLP (M1+M2) 112200 que son PLP de tipo 2 se pueden transmitir mientras que incluyen datos de video adicionales. Ademas, en la presente invencion, una trama que transmite tales datos de video adicionales se puede conocer como una nueva trama.

La FIG. 13 ilustra una estructura de una nueva trama de transmision basada en FEF segun una realizacion de la presente invencion.

Espedficamente, la FIG. 13 muestra el caso en el que se usa una Trama de Extension Futura (FEF) a fin de transmitir datos de video adicionales. En la presente invencion, una trama que transmite datos de video basicos se puede conocer como una trama basica y una FEF que transmite datos de video adicionales se puede conocer como una nueva trama.

La FIG. 13 muestra estructuras de supertramas 11100 y 113200 en cada una de las cuales se multiplexan una trama basica y una nueva trama. Las tramas 113100-1 a 113100-n que no estan sombreadas de entre las tramas incluidas en la supertrama 113100 son tramas basicas y las tramas sombreadas 113120-1 y 113120-2 son nuevas tramas.

La FIG. 13(a) muestra el caso en el que la relacion de tramas basicas a tramas adicionales es N:1. En este caso, el tiempo requerido para que el receptor reciba una siguiente trama adicional 113120-2 despues de recibir una trama adicional 113120-1 puede corresponder a N tramas basicas.

La FIG. 13(b) muestra el caso en el que la relacion de tramas basicas a tramas adicionales es 1:1. En este caso, la proporcion de tramas adicionales en la supertrama 113200 se puede maximizar y por lo tanto las tramas adicionales pueden tener una estructura muy similar a la de las tramas basicas a fin de maximizar la extension de comparticion con las tramas basicas. Ademas, en este caso, el tiempo requerido para que el receptor reciba una siguiente trama adicional 113210-2 despues de recibir una trama adicional 113210-1 corresponde a 1 trama basica 113220 y por lo tanto el periodo de supertrama es mas corto que el de la FIG. 13(b).

La FIG. 14 ilustra un procedimiento de generacion de sfmbolo P1 para identificar tramas adicionales segun una realizacion de la presente invencion.

En el caso en que se transmitan datos de video adicionales a traves de tramas adicionales que se distinguen de las tramas basicas que se muestra en la FIG. 13, hay una necesidad de transmitir informacion de senalizacion adicional para permitir al receptor identificar y procesar una trama adicional. Una trama adicional de la presente invencion puede incluir un sfmbolo P1 para transmitir tal informacion de senalizacion adicional y el sfmbolo P1 se puede conocer como un sfmbolo new_system_P1. Este sfmbolo new_system_P1 puede ser diferente de un sfmbolo P1 que se usa en una trama convencional y se puede proporcionar una pluralidad de sfmbolos de new_system_P1. En una

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

realizacion, el sfmbolo new_system_P1 se puede situar antes de un primer sfmbolo P2 en un area de preambulo de la trama.

La presente invencion puede modificar el sfmbolo P1 de una trama de transmision convencional y usar el sfmbolo P1 modificado a fin de generar el sfmbolo new_system_P1. Para lograr esto, la presente invencion propone un metodo de generacion del s^bolo new_system_P1 modificando la estructura de sfmbolo P1 de la trama de transmision convencional o modificando un generador de sfmbolos 114100.

La FIG. 14(A) muestra la estructura de sfmbolo P1 de la trama de transmision convencional. En la presente invencion, es posible modificar la estructura de sfmbolo P1 de la trama de transmision convencional mostrada en la FIG. 14(A) para generar el sfmbolo new_system_P1. En este caso, el sfmbolo new_system_P1 se puede generar cambiando los valores de cambio de frecuencia f_SH por un prefijo y un sufijo del sfmbolo P1 convencional o cambiando la duracion (T_P1C o T_P1B) del sfmbolo P1. No obstante, cuando la estructura de sfmbolo P1 se modifica para generar un sfmbolo AP1, los parametros f_SH, T_P1C y T_P1B usados para la estructura de sfmbolo P1 necesitan ser modificados apropiadamente.

La FIG. 14(B) ilustra un generador de sfmbolos P1 para generar un s^bolo P1. La presente invencion puede generar el sfmbolo new_system_P1 modificando el generador de sfmbolos P1 mostrado en la FIG. 14B. En este caso, es posible generar el sfmbolo new_system_P1 usando un metodo de cambio de una distribucion de portadoras activas usadas para un sfmbolo P1 en un modulo de tabla de CDS 114110, un modulo MSS 114120 y un modulo de estructura C-A-B 114130 incluido en el generador de sfmbolos P1 114100 (por ejemplo, el modulo de tabla de CDS 114110 usa un conjunto complementario diferente de secuencia (CSS)) o un metodo de cambio de un patron para informacion transmitida a traves del sfmbolo P1 (por ejemplo, el modulo MSS 114120 usa un CSS diferente).

La FIG. 15 muestra una informacion de senalizacion previa de L1 incluida en una senal transmitida/recibida segun una realizacion de la presente invencion.

Como se describio anteriormente, la informacion de senalizacion de L1 puede incluir informacion de senalizacion P1, informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. La informacion de senalizacion P1 (no mostrada) se puede situar anterior a la informacion de senalizacion previa de L1. La informacion de senalizacion P1 puede incluir un campo S1 y un campo S2. El campo S1 puede incluir identificadores para indicar formatos de una region de preambulo y el campo S2 puede incluir identificadores para indicar informacion lateral.

La FIG. 15 muestra una realizacion de una tabla incluida en la informacion de senalizacion previa de L1. La informacion de senalizacion previa de L1 puede incluir informacion necesaria para recibir y decodificar la informacion de senalizacion posterior de L1. Se describiran ahora los campos incluidos en la tabla. El tamano de cada campo y los tipos de campos que se pueden incluir en la tabla se pueden cambiar.

El campo TYPE tiene 8 bits y puede indicar si el tipo de un flujo de entrada es TS o GS.

El campo BWT_EXT tiene 1 bit y puede indicar la extension de ancho de banda de un sfmbolo OFDM.

El campo S1 tiene 3 bits y puede representar si un sistema de transmision actual es un sistema MISO o un sistema MIMO.

El campo S2 tiene 4 bits y puede indicar un tamano de FFT.

El campo L1_REPETITION_FLAG tiene 1 bit y puede representar una marca de repeticion de una senal de L1.

El campo GUARD_Interval tiene 3 bits y puede indicar el tamano de un intervalo de guarda del sistema de transmision actual.

El campo PAPR tiene 4 bits y puede indicar un esquema de reduccion de PAPR. Como se describio anteriormente, se puede usar un esquema ACE o TR como el esquema PAPR en la presente invencion.

El campo L1_MOD tiene 4 bits y puede indicar el tipo de modulacion QAM de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo L1_COD tiene 2 bits y puede indicar la tasa de codigo de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo L1_FEC_TYPE tiene 2 bits y puede indicar el tipo de FEC de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo L1_POST_SIZE tiene 18 bits y puede indicar el tamano de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo L1_POST_INFO_SIZE tiene 18 bits y puede indicar el tamano de una region de informacion de la informacion de senalizacion posterior de L1.

5

10

15

20

25

30

35

40

El campo TX_ID_AVAILABILITY tiene 8 bits y puede indicar la disponibilidad de identificacion del transmisor en un alcance de celda geografico.

El campo CELL_ID tiene 16 bits y puede indicar un identificador de celda.

El campo NETWORK_ID tiene 16 bits y puede indicar un identificador de red.

El campo SYSTEM_ID tiene 16 bits y puede indicar un identificador de sistema.

El campo NUM_FRAMES tiene 8 bits y puede indicar el numero de tramas de transmision por supertrama.

El campo NUM_DATA_SYMBOLS tiene 12 bits y puede indicar el numero de sfmbolos OFDM por trama de transmision.

El campo REGEN_FLAG tiene 3 bits y puede indicar el numero de regeneraciones de una senal segun un repetidor.

El campo L1_POST_EXTENSION tiene 1 bit y puede indicar la presencia o ausencia de un bloque de extension de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo NUM_RF tiene 3 bits y puede indicar el numero de bandas de RF para TFS.

El campo CURRENT_RF_IDX tiene 3 bits y puede indicar el mdice de un canal de RF actual.

El campo RESERVED tiene 10 bits y esta reservado para uso posterior.

El campo CRC_32 tiene 32 bits y puede indicar un codigo de extraccion de error CRC de la informacion de senalizacion previa de L1.

La FIG. 16 muestra una informacion de senalizacion posterior de L1 incluida en una senal transmitida/recibida segun una realizacion de la presente invencion.

La informacion de senalizacion posterior de L1 puede incluir los parametros necesarios para el receptor para codificar datos de PLP.

La informacion de senalizacion posterior de L1 puede incluir un bloque configurable, un bloque dinamico, un bloque de extension, un bloque de comprobacion de redundancia dclica (CRC) y un bloque de relleno de L1.

El bloque configurable puede incluir informacion aplicada por igual a una trama de transmision y el bloque dinamico puede incluir informacion caractenstica que corresponde a una trama transmitida actualmente.

El bloque de extension se puede usar cuando la informacion de senalizacion posterior de L1 se extiende y el bloque CRC puede incluir informacion usada para correccion de errores de la informacion de senalizacion posterior de L1 y puede tener 32 bits. El bloque de relleno se puede usar para ajustar tamanos de informacion respectivamente incluida en una pluralidad de bloques de codificacion que son iguales cuando la informacion de senalizacion posterior de L1 se transmite mientras que se divide en los bloques de codificacion y tiene un tamano variable.

La FIG. 16 tiene una tabla incluida en el bloque configurable, que incluye los siguientes campos. El tamano de cada campo y los tipos de campos que se pueden incluir en la tabla son variables.

El campo SUB_SLICES_PER_FRAME tiene un tamano de 15 bits y puede indicar el numero de subsegmentos por trama de transmision.

El campo NUM_PLP tiene un tamano de 8 bits y puede indicar el numero de los PLP.

El campo NUM_AUX tiene un tamano de 4 bits y puede indicar el numero de flujos auxiliares.

El campo AUX_CONFIG_RFU tiene un tamano de 8 bits y es una region reservada.

Los siguientes campos se incluyen en un bucle de frecuencia.

El campo RF_IDX tiene un tamano de 3 bits y puede indicar un mdice de canal de RF.

El campo FREQUENCY tiene un tamano de 32 bits y puede indicar una frecuencia de canal de RF.

Los siguientes campos se usan solamente cuando el LSB del campo S2 es 1, es decir, cuando S2='xxx1'.

El campo FEF_TYPE tiene un tamano de 4 bits y se puede usar para indicar una trama de extension futura (FEF).

El campo FEF_LENGTH tiene un tamano de 22 bits y puede indicar la longitud de una FEF.

5

10

15

20

25

30

35

40

Los siguientes campos se incluyen en un bucle PLP.

El campo PLP_ID tiene un tamano de 8 bits y se puede usar para identificar un PLP.

El campo PLP_TYPE tiene un tamano de 3 bits y puede indicar si un PLP actual es un PLP comun o un PLP que incluye datos normales.

El campo PLP_PAYLOAD_TYPE tiene un tamano de 5 bits y puede indicar un tipo de carga util de PLP.

El campo FF_FLAG tiene un tamano de 1 bit y puede indicar una marca de frecuencia fija.

El campo FIRST_RF_IDX tiene un tamano de 3 bits y puede indicar el mdice del primer canal de RF para TFS.

El campo FIRST_FRAME_IDX tiene un tamano de 8 bits y puede indicar el mdice de la primera trama de un PLP

actual en una supertrama.

El campo PLP_GROUP_ID tiene un tamano de 8 bits y se puede usar para identificar un grupo de PLP. Un grupo de PLP se puede conocer como un conducto de capa de enlace (LLP) y el campo PLP_GROUP_ID se llama campo LLP_ID en una realizacion de la presente invencion.

El campo PLP_COD tiene un tamano de 3 bits y puede indicar una tasa de codigo de un PLP.

El campo PLP_MOD tiene un tamano de 3 bits y puede indicar un tipo de QAM de un PLP.

El campo PLP_ROTATION tiene un tamano de 1 bit y puede indicar una marca de rotacion de constelacion de un PLP.

El campo PLP_FEC_TYPE tiene un tamano de 2 bits y puede indicar el tipo de FEC de un PLP.

El campo PLP_NUM_BLOCKS_MAX tiene un tamano de 10 bits y puede indicar un numero maximo de PLP de bloques FEC.

El campo FRAME_INTERVAL tiene un tamano de 8 bits y puede indicar un intervalo de una trama de transmision.

El campo TIME_IL_LENGTH tiene un tamano de 8 bits y puede indicar una profundidad de intercalado de sfmbolos (o de intercalado de tiempo).

El campo TIME_IL_TYPE tiene un tamano de 1 bit y puede indicar un tipo de intercalado de sfmbolos (o de intercalado de tiempo).

El campo IM_BAND_B_FLAG tiene un tamano de 1 bit y puede indicar una marca de senalizacion en banda.

El campo RESERVED_1 tiene un tamano de 16 bits y se usa en el bucle de PLP en el futuro.

El campo RESERVED_2 tiene un tamano de 32 bits y se usa en el bloque configurable en el futuro.

Los siguientes campos se incluyen en un bucle de flujo auxiliar.

El campo AUX_RFU tiene un tamano de 32 bits y se puede usar en el bucle de flujo auxiliar en el futuro.

La FIG. 17 muestra informacion de senalizacion posterior de L1 incluida en una senal transmitida/recibida segun otra realizacion de la presente invencion.

Una tabla mostrada en la FIG. 17 se incluye en el bloque dinamico e incluye los siguientes campos. El tamano de cada campo y los tipos de campos que se pueden incluir en la tabla son variables.

El campo FRAME_IDX tiene un tamano de 8 bits y puede indicar un mdice de trama en una supertrama.

El campo SIB_SLICE_INTERVAL tiene un tamano de 22 bits y puede indicar un intervalo de subsegmento.

El campo TYPE_2_START tiene un tamano de 22 bits y puede indicar una posicion de inicio de PLP de un intercalador de sfmbolos sobre una pluralidad de tramas. El campo L1_CHANGE_COUNTER un tamano de 8 bits y puede indicar un cambio en la senalizacion de L1.

El campo START_RF_IDX tiene un tamano de 3 bits y puede indicar un mdice de canal de RF de inicio para TFS.

El campo RESERVED_1 tiene un tamano de 8 bits y es un campo reservado.

Los siguientes campos se incluyen en el bucle de PLP.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

El campo PLP_START tiene un tamano de 22 bits y puede indicar una direccion de inicio de PLP en una trama.

El campo PLP_NUM_BLOCKS tiene un tamano de 10 bits y puede indicar el numero de PLP de bloques FEC.

El campo RESERVED_2 tiene un tamano de 8 bits y se puede usar en el bucle de PLP en el futuro.

El campo RESERVED_3 tiene un tamano de 8 bits y se puede usar en el bloque dinamico en el futuro.

El siguiente campo se incluye en el bucle de flujo auxiliar.

El campo AUX_RFU tiene un tamano de 48 bits y se puede usar en el bucle de flujo auxiliar en el futuro.

Las senales transmitidas a traves de caminos de una pluralidad de antenas de un transmisor de senal de difusion a una pluralidad de antenas de un receptor de senal de difusion se pueden transmitir a traves de diferentes canales o a traves de canales identicos o similares. Si las senales se transmiten a traves de canales identicos o similares usando MIMO, el receptor no puede separar las senales recibidas desde el transmisor debido a que la correlacion entre canales es alta. Por consiguiente, es necesario adquirir adaptativamente senales a traves de procesamiento MIMO dependiendo de la correlacion entre canales, lo cual se llama esquema MIMO jerarquico. Se dara una descripcion de un transceptor de senal de difusion usando el esquema MIMO jerarquico.

La FIG. 18 es un diagrama de bloques de un transceptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion.

La FIG. 18(A) ilustra un transmisor de difusion segun otra realizacion de la presente invencion.

Con referencia a la FIG. 18(A), el transceptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion puede incluir un codificador FEC para codificar datos de PLP de entrada, un demultiplexor para intercalado de bits de los datos de PLP codificados para cada bloque FEC, un primer y segundo correlacionadores de sfmbolos para demultiplexar los datos con el bit mas significativo (MSB) y el bit menos significativo (LSB) entre los bits a ser correlacionados a sfmbolos y sacar los datos demultiplexados a traves del primer y segundo caminos, un codificador MIMO para recibir sfmbolos correlacionados jerarquicamente y codificar MIMO los sfmbolos recibidos, el primer y segundo correlacionadores para generar tramas de senal a ser transmitidas a traves del primer y segundo caminos y el primer y segundo moduladores OFDM para modular las tramas de senal segun OFDM y transmitir las tramas de senal moduladas a traves de la primera y segunda antenas. El primer y segundo correlacionadores de sfmbolos pueden tener diferentes esquemas de correlacion de sfmbolos. Por consiguiente, si se transmiten datos a (M+N) bps/Hz a traves de las dos antenas, el primer correlacionador de sfmbolos puede correlacionar los datos de M bps/Hz a sfmbolos mientras que el segundo correlacionador de sfmbolos puede correlacionar los datos de N bps/Hz a sfmbolos.

La FIG. 18(B) ilustra un receptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 18(B), el receptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion puede incluir una primera y segunda unidades de sincronizacion para adquirir sincronizacion de senales recibidas a traves de una primera y segunda antenas en los dominios de tiempo y de frecuencia, un primer y segundo demoduladores OFDM para demodular respectivamente las senales para las que se ha adquirido sincronizacion segun OFDM y realizar ecualizacion de canal para las senales recibidas a traves de la primera y segunda antenas, un primer y segundo analizadores sintacticos de tramas para analizar sintacticamente respectivamente tramas de senal de las senales ecualizadas en los caminos de las dos antenas, un decodificador MIMO jerarquico para calcular correlacion de canal usando informacion de canal y realizar decodificacion MIMO en senales incluidas en las tramas de senal analizadas sintacticamente dependiendo de la correlacion de canal calculada, un primer, segundo y tercer descorrelacionadores de sfmbolos para descorrelacion de sfmbolos de las senales divididas por el decodificador MIMO segun senales de control usando demodulacion jerarquica o un esquema de demodulacion, un multiplexor para multiplexar flujos de bits descorrelacionados con sfmbolos por el primer y segundo descorrelacionadores de sfmbolos, un fusionador de datos para recibir informacion de canal segun la correlacion de canal desde el decodificador MIMO y sacar selectivamente flujos de bits sacados desde el multiplexor y el tercer descorrelacionador de sfmbolos y un decodificador FEC para realizar decodificacion con correccion de errores en el flujo de bits sacado desde el fusionador de datos.

Cuando la correlacion de canal es baja, el primer y segundo descorrelacionadores de sfmbolos pueden recibir respectivamente sfmbolos sacados desde el decodificador MIMO, descorrelacionar los sfmbolos recibidos segun esquemas de correlacion de sfmbolos de los mismos y sacar flujos de bits que corresponden al MSB y LSB de los datos recibidos. Cuando la correlacion de canal es alta, el tercer descorrelacionador de sfmbolos puede descorrelacionar sfmbolos que corresponden a una senal combinada de las senales transmitidas a traves de los caminos de antenas.

En el caso de un transmisor de senal de difusion que usa MIMO, la tasa de datos puede depender de un esquema de correlacion de sfmbolos y, cuando se transmiten datos a traves de dos o mas caminos de transmision, las tasas de datos dependen en gran medida del esquema de correlacion de sfmbolos. En este caso, es posible controlar la

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

tasa de datos usando tantos esquemas de correlacion de s^bolos diferentes como el numero de caminos de transmision. Este metodo se llama esquema MIMO hubrido. Se dara una descripcion de un transceptor de senal de difusion usando el esquema MIMO hubrido.

La FIG. 19 es un diagrama de bloques de un transceptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion.

La FIG. 19(A) ilustra un transmisor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion. Con referencia a la FIG. 19(A), el transmisor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion puede incluir un codificador FEC para realizar codificacion con correccion de errores sobre los datos a ser transmitidos segun un esquema de codificacion con correccion de errores predeterminado, un demultiplexor para dividir los datos codificados con correccion de errores y sacar respectivamente los datos divididos a traves de una pluralidad de caminos, el primer y segundo correlacionadores de sfmbolos para correlacionar respectivamente los datos recibidos a traves de los caminos respectivos a sfmbolos, un primer y segundo correctores de potencia para controlar la potencia de los sfmbolos de manera que los sfmbolos se transmiten con potencia optimizada, un codificador MIMO para recibir los sfmbolos correlacionados y codificar MIMO los sfmbolos recibidos, un primer y segundo correlacionadores de tramas para generar tramas de senal a ser transmitidas a traves de caminos de antenas y un primer y segundo moduladores OFDM para modular las tramas de senal segun OFDM y transmitir las tramas de senal moduladas a traves de antenas.

El primer y segundo correlacionadores de sfmbolos pueden tener diferentes esquemas de correlacion de sfmbolos. El primer y segundo correctores de potencia pueden controlar la potencia de los sfmbolos segun los dos esquemas de correlacion de sfmbolos diferentes. Por ejemplo, el primer y segundo correctores de potencia pueden ajustar la potencia de los sfmbolos a una potencia media de los sfmbolos segun los dos esquemas de correlacion de sfmbolos.

La FIG. 19(B) ilustra un receptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 19(B), el receptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion puede incluir una primera y segunda unidades de sincronizacion, un primer y segundo demoduladores OFDM, un primer y segundo analizador sintactico de tramas, un decodificador MIMO, un primer y segundo correctores de potencia, un primer y segundo descorrelacionadores de sfmbolos, un multiplexor y un decodificador FEC. El receptor de senal de difusion segun la presente realizacion puede descorrelacionar senales recibidas a traves de una pluralidad de antenas usando el esquema MIMO hubrido segun diferentes esquemas de descorrelacion de sfmbolos. El receptor de senal de difusion realiza un procedimiento inverso del procedimiento del transmisor de senal de difusion ilustrado en la FIG. 19(A) y por lo tanto se omite una descripcion detallada del mismo.

Ademas, la presente invencion propone un sistema MIMO que usa codificacion de video escalable (SVC). SVC es un metodo de codificacion de video desarrollado para hacer frente a una variedad de terminales y entornos de comunicacion y variaciones en los terminales y entornos de comunicacion. SVC puede codificar un video jerarquicamente de manera que se genera una definicion deseada y transmitir datos de video adicionales que tienen una capa base desde la cual se pueden restaurar datos de video acerca de una imagen que tiene definicion basica y una capa de mejora desde la cual se puede restaurar una imagen que tiene mayor definicion. Por consiguiente, un receptor puede adquirir la imagen de definicion basica recibiendo y decodificando solamente los datos de video de la capa base u obtener la imagen de mayor definicion decodificando los datos de video de la capa base y los datos de video de la capa de mejora segun caractensticas de la misma. En la siguiente descripcion, la capa base puede incluir datos de video que corresponden a la capa base y la capa de mejora puede incluir datos de video que corresponden a la capa de mejora. A continuacion, los datos de video pueden no ser un objetivo de SVC, la capa base puede incluir datos capaces de proporcionar un servicio fundamental que incluye vfdeo/audio/datos basicos que corresponden a la capa base y la capa de mejora puede incluir datos capaces de proporcionar un mayor servicio incluyendo vfdeo/audio/datos mayores que corresponden a la capa de mejora.

La presente invencion propone un metodo de transmision de la capa base de SVC a traves de un camino a traves del cual se pueden recibir senales segun SISO o MISO usando SVC y transmitir la capa de mejora de SVC a traves de un camino a traves del cual se pueden recibir senales segun MIMO en el sistema de difusion de la presente invencion. Es decir, la presente invencion proporciona un metodo por el cual un receptor que tiene una unica antena adquiere una imagen con definicion basica recibiendo la capa base usando SISO o MISO y un receptor que tiene una pluralidad de antenas adquiere una imagen con mayor definicion recibiendo la capa base y la capa de mejora usando MIMO.

La FIG. 20 ilustra un transmisor de senal de difusion MIMO y un metodo de transmision que usa SVC segun una realizacion de la presente invencion.

Con referencia a la FIG. 20, el transmisor de senal de difusion puede incluir un codificador SVC 120100 para codificar un servicio de difusion que usa SVC y un codificador MIMO 120200 para distribuir datos segun una diversidad de espacio o esquema de multiplexacion de espacio de manera que los datos se pueden transmitir a traves de una pluralidad de antenas. El transmisor de senal de difusion mostrado en la FIG. 20 usa modulacion jerarquica.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

El codificador SVC 120100 codifica un servicio de difusion y saca una capa base y una capa de mejora. La capa base se transmite como los mismos datos a traves de una primera antena (Anti) 120300 y una segunda antena (Ant2) 120400. La capa de mejora se codifica por el codificador MIMO 120200 y transmite como los mismos datos o diferentes datos a traves de la primera y segunda antenas 120300 y 120400. En este caso, el transmisor realiza correlacion de sfmbolos durante la modulacion de datos, lo cual se muestra en la izquierda de la FIG. 20 (no se muestra un correlacionador de sfmbolos).

El transmisor de senal de difusion puede correlacionar bits que corresponden a la capa base al MSB de los datos modulados durante la correlacion de sfmbolos y correlacionar bits que corresponden a la capa de mejora al LSB de los datos realizando modulacion jerarquica.

La FIG. 21 ilustra un transmisor de senal de difusion MIMO y un metodo de transmision que usa SVC segun otra realizacion de la presente invencion.

Con referencia a la FIG. 21, el transmisor de senal de difusion puede incluir un codificador SVC 121100 para codificar una senal de difusion usando SVC y un codificador MIMO 121200 para distribuir datos segun un esquema de diversidad de espacio o de multiplexacion de espacio de manera que los datos se pueden transmitir a traves de una pluralidad de antenas. El transmisor de senal de difusion mostrado en la FIG. 21 usa multiplexacion por division de frecuencia (FDM).

El codificador SVC 121100 codifica un servicio de difusion y saca una capa base y una capa de mejora. La capa base se transmite como los mismos datos a traves de una primera antena (Ant1) 121300 y una segunda antena (Ant2) 121400. La capa de mejora se codifica por el codificador MIMO 121200 y se transmite como los mismos datos o diferentes datos a traves de la primera y segunda antenas 121300 y 121400.

El transmisor de senal de difusion puede procesar datos usando FDM a fin de mejorar la eficiencia de transmision de datos y, particularmente, puede transmitir datos a traves de una pluralidad de subportadoras usando OFDM. Ademas, el transmisor de senal de difusion puede clasificar las subportadoras en subportadoras usadas para transmitir senales SISO/MISO y subportadoras usadas para transmitir senales MIMO y transmitir las senales usando las subportadoras. La capa base sacada desde el codificador SVC 121100 se puede transmitir a traves de la pluralidad de antenas usando portadoras SISO/SISO, mientras que la capa de mejora se puede codificar MIMO y entonces transmitir a traves de la pluralidad de antenas usando portadoras MIMO.

Una receptor de senal de difusion puede recibir sfmbolos OFDM, adquirir la capa base decodificando datos que corresponden a las portadoras SISO/MISO y adquirir la capa de mejora decodificando MIMO datos que corresponden a las portadoras MIMO. Entonces, el servicio se puede restaurar y proporcionar usando solamente la capa base cuando la decodificacion MIMO no se puede realizar y usando tanto la capa base como la capa de mejora cuando la decodificacion MIMO se puede realizar segun el estado de canal y el sistema de recepcion. En la segunda realizacion, dado que la informacion de bits de un servicio esta sujeta a procesamiento MIMO despues de correlacionar a sfmbolos, el codificador MIMO 121200 se puede situar despues del correlacionador de sfmbolos para simplificar la configuracion del transmisor de senal de difusion distinta de la del transmisor de senal de difusion mostrada en la FIG. 21.

La FIG. 22 ilustra un transmisor de senal de difusion MIMO y un metodo de transmision que usa SVC segun otra realizacion de la presente invencion.

Con referencia a la FIG. 22, el transmisor de senal de difusion puede incluir un codificador SVC 122100 para codificar un servicio de difusion usando SVC y un codificador MIMO 122200 para distribuir datos a traves de diversidad de espacio o multiplexacion de espacio de manera que los datos se pueden transmitir a traves de una pluralidad de antenas. El transmisor de senal de difusion mostrado en la FIG. 22 usa multiplexacion por division en el tiempo (TDM).

En la realizacion mostrada en la FIG. 22, el transmisor de senal de difusion puede transmitir respectivamente una capa base y una capa de mejora codificadas segun SVC a traves de franjas SISO/MISO y franjas MIMO. Estas franjas pueden ser franjas de tiempo o frecuencia y hay franjas de tiempo en la realizacion mostrada en la FIG. 22. De otro modo, las franjas pueden ser PLP. Un receptor de senal de difusion comprueba el tipo de franjas recibidas, recibe la capa base a partir de franjas SISO/MISO y recibe la capa de mejora a partir de franjas MIMo. Como se describio anteriormente, el receptor puede restaurar el servicio usando solamente la capa base o realizando decodificacion MIMO y usando tanto la capa base como la capa de mejora segun el estado del canal o del receptor.

En las realizaciones primera a tercera mencionadas anteriormente, se han descrito los metodos de generacion de la capa base y la capa de mejora usando SVC y transmision de la capa base y la capa de mejora usando una de SISo/SIMO y MIMO. La capa base y la capa de mejora transmitidas de esta manera corresponden a datos de difusion MIMO. Se dara una descripcion de un metodo de transmision de los datos de difusion MIMO que incluye la capa base y la capa de mejora en asociacion con tramas de difusion terrestres para transmitir senales de difusion terrestres. En la siguiente descripcion, los datos de difusion MIMO que incluyen la capa base y la capa de mejora se pueden generar segun una de la primera a tercera realizaciones o segun una combinacion de una o mas de la primera a tercera realizaciones.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

(1) Metodo de transmision de datos de difusion MIMO usando un PLP predeterminado

Es posible transmitir los datos de difusion MIMO incluidos en un PLP predeterminado mientras que se distingue el PLP predeterminado de un PLP que incluye datos de difusion terrestres. En este caso, el PLP predeterminado se usa para transmitir los datos de difusion MIMO y se puede transmitir adicionalmente informacion de senalizacion para describir el PLP predeterminado. A continuacion, el PLP predeterminado que incluye los datos de difusion MIMO se puede conocer como un PLP de difusion MIMO y el PLP que incluye los datos de difusion terrestre se puede conocer como un PLP de difusion terrestre.

(2) Metodo de transmision de datos de difusion MIMO usando una trama predeterminada

Es posible incluir los datos de difusion MIMO generados como se describio anteriormente en una trama predeterminada y transmitir la trama predeterminada incluyendo los datos de difusion MIMO mientras que se distingue la trama predeterminada de una trama de difusion terrestre. En este caso, la trama predeterminada se usa para transmitir los datos de difusion MIMO y se puede transmitir adicionalmente informacion de senalizacion para describir la trama predeterminada. La trama predeterminada puede ser una FEF ilustrada en la FIG. 13. En la siguiente descripcion, la trama predeterminada que incluye los datos de difusion MIMO se conoce como una trama de difusion MIMO.

(3) Metodo de transmision de PLP de difusion MIMO usando una trama de difusion terrestre y una trama de difusion MIMO

Los PLP que incluyen datos de difusion MIMO se pueden transmitir a traves de una trama de difusion terrestre y una trama de difusion MIMO. Dado que el PLP de difusion MIMO puede estar presente en la trama de difusion terrestre (o trama basica), distinguida de las realizaciones mencionadas anteriormente, es necesario senalar la realizacion entre los PLP conectados presentes en la trama de difusion terrestre y la trama de difusion MIMO. Para lograr esto, la trama de difusion MIMO tambien puede incluir informacion de senalizacion de L1 y se puede transmitir informacion acerca del PLP de difusion MIMO presente en la trama de difusion junto con informacion de senalizacion de L1 de la trama de difusion terrestre.

Los PLP de difusion MIMO incluidos en la trama de difusion MIMO pueden incluir PLP de SISO, MISO y MIMO. En este caso, los PLP o portadoras SISO/MISO pueden transmitir la capa base y los PLP o portadoras MIMO pueden transmitir la capa de mejora. La proporcion de PLP o portadoras SISO/MISO y la proporcion de los PLP MIMO puede variar entre 0 al 100% y las proporciones se pueden fijar de manera diferente sobre una base por trama.

La FIG. 23 muestra estructuras de flujos de transmision transmitidos por un sistema de difusion terrestre al que se aplica el sistema de transmision MIMO usando SVC segun una realizacion de la presente invencion. La FIG. 23 ilustra senales de difusion ejemplares usando al menos uno de los metodos descritos con referencia a las FIG. 20 a 22 y los metodos (1), (2) y (3).

La FIG. 23(A) ilustra una senal de difusion que incluye tramas de difusion terrestre y tramas de difusion MIMO. En la FIG. 23(A), los PLP de difusion MIMO pueden estar presentes en las tramas de difusion terrestre y tramas de difusion MIMO. Los PLP de difusion MIMO incluidos en las tramas de difusion terrestre son capas base y los PLP de difusion MIMO incluidos en las tramas de difusion MIMO son capas de mejora. Los PLP de difusion MIMO se pueden transmitir segun SISO, MISO o MIMO.

La FIG. 23(B) ilustra una senal de difusion que incluye tramas de difusion terrestres y tramas de difusion MIMO. En la FIG. 23(B), los PLP de difusion MIMO pueden estar presentes solamente en tramas de difusion MIMO. En este caso, los PLP de difusion MIMO pueden incluir un PLP que incluye una capa base y un PLP que incluye una capa de mejora.

La FIG. 23(C) ilustra una senal de difusion que incluye tramas de difusion terrestres y tramas de difusion MIMO. Los datos de difusion MIMO estan presentes solamente en tramas de difusion MIMO. No obstante, una capa base y una capa de mejora se pueden distinguir una de otra mediante portadoras en lugar de PLP y transmitir, distinguidas de la FIG. 23(C). Es decir, es posible asignar respectivamente datos que corresponden a la capa base y datos que corresponden a la capa de mejora para separar subportadoras, modular los datos segun OFDM y transmitir los datos modulados, como se describio con referencia a la FIG. 21.

En el sistema de difusion MIMO mencionado antes que usa SVC, el transmisor de senal de difusion puede recibir y procesar una capa base y una capa de mejora mientras que se distingue la capa base y la capa de mejora una de otra usando los PLP. Por ejemplo, en el bloque de adaptacion de modo 102100 para procesar una pluralidad de PLP, mostrado en la FIG. 2(B), la capa base se puede incluir en el PLP0 y la capa de mejora se puede incluir en el PLP1. El receptor de senal de difusion que corresponde al transmisor de senal de difusion puede recibir y procesar una senal de difusion que incluye la capa base y la capa de mejora distinguidas una de la otra mediante PLP y transmitir desde el transmisor de senal de difusion. El transmisor de senal de difusion puede transmitir la capa base y la capa de mejora usando un PLP. En este caso, el transmisor de senal de difusion puede incluir un codificador SVC para codificar SVC los datos y sacar los datos como una capa base y una capa de mejora. El receptor de senal

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

de difusion que corresponde al transmisor de senal de difusion puede recibir y procesar una senal de difusion que incluye una capa base y una capa de mejora transmitidas a traves de un PLP.

Se dara una descripcion del metodo de transmision MIMO en el transmisor de senal de difusion mencionado anteriormente y el metodo de transmision en mas detalle.

Se introducen diversas tecnologfas para mejorar la eficiencia de transmision y realizar una comunicacion robusta en un sistema de difusion digital. Una de las tecnologfas es un metodo de uso de una pluralidad de antenas en un lado de transmision o un lado de recepcion. Este metodo se puede dividir en SISO, SIMO, MISO y MIMO. Aunque se describen multiples antenas como dos antenas a continuacion, la presente invencion es aplicable a sistemas que usan dos o mas antenas.

SISO es un sistema de difusion normal que usa una unica antena de transmision y una unica antena de recepcion. SIMO es un sistema de difusion que usa una unica antena de transmision y multiples antenas de recepcion.

MISO es un sistema de difusion que proporciona diversidad de transmision usando una pluralidad de antenas de transmision y una pluralidad de antenas de recepcion. Un ejemplo de MISO es el esquema Alamouti. MISO puede recibir datos usando una unica antena sin perdida de rendimiento. Aunque un sistema de recepcion puede recibir los mismos datos a traves de una pluralidad de antenas de recepcion para mejora de rendimiento, esto se incluye en MISO en la especificacion.

MIMO es un sistema de difusion que proporciona diversidad de transmision/recepcion y alta eficiencia de transmision usando una pluralidad de antenas de transmision y una pluralidad de antenas de recepcion. MIMO puede procesar senales de manera diferente en las dimensiones temporal y espacial y transmitir una pluralidad de flujos de datos a traves de caminos paralelos operando simultaneamente en la misma banda de frecuencia para lograr diversidad y alta eficiencia de transmision.

En una realizacion, MIMO puede usar esquemas de multiplexacion espacial (SM) y codigo Golden (GC), que se describiran en detalle.

Un esquema de modulacion en transmision de senal de difusion se puede representar como M-QAM (Modulacion de Amplitud en Cuadratura) en la siguiente descripcion. Es decir, BPSK (Modulacion por Desplazamiento de Fase Binaria) se puede representar por 2-QAM cuando M es 2 y QPSK (Modulacion por Desplazamiento de Fase en Cuadratura) se puede representar por 4-QAM cuando M es 4. M puede indicar el numero de sfmbolos usados para modulacion.

Se dara una descripcion de un caso en el que un sistema MIMO transmite dos senales de difusion usando dos antenas de transmision y recibe dos senales de difusion usando dos antenas de recepcion como ejemplo.

La FIG. 24 ilustra sistemas de transmision y recepcion MIMO segun una realizacion de la presente invencion.

La FIG. 24 muestra elementos asociados con codificacion MIMO en un transmisor de senal de difusion y un receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 24, el sistema de transmision MIMO incluye un generador de senal de entrada 201010, un codificador MIMO 201020, una primera antena de transmision 201030 y una segunda antena de transmision 201040. A continuacion, el generador de senal de entrada 201010 se puede conocer como un divisor y el codificador MIMO 201020 se puede conocer como un procesador MIMO.

El sistema de recepcion MIMO puede incluir una primera antena de recepcion 201050, una segunda antena de recepcion 201060, un decodificador MIMO 201070 y un generador de senal de salida 201080. A continuacion, el generador de senal de salida 201080 se puede conocer como un fusionador y el decodificador MIMO 101070 se puede conocer como un detector ML.

En el sistema de transmision MIMO, el generador de senal de entrada 201010 genera una pluralidad de senales de entrada para transmision a traves de una pluralidad de antenas. A continuacion, el generador de senal de entrada 201010 se puede conocer como un divisor. Espedficamente, el generador de senal de entrada 201010 puede dividir una senal de entrada para transmision en 2 senales de entrada y sacar la primera senal de entrada S1 y la segunda senal de entrada S2 para transmision MIMO.

El codificador MIMO 201020 puede realizar codificacion MIMO en la pluralidad de senales de entrada S1 y S2 y sacar una primera senal de transmision St1 y una segunda senal de transmision St2 para transmision MIMO y las senales de transmision sacadas se pueden transmitir a traves de una primera antena 201030 y una segunda antena 201040 a traves de procedimientos de procesamiento y modulacion de senal requeridos. La codificacion MIMO 201020 puede realizar codificacion de una forma por sfmbolo. El esquema SM o el esquema GC se puede usar como el metodo de codificacion MIMO. A continuacion, el codificador MIMO se puede conocer como un procesador MIMO. Espedficamente, el codificador MIMO puede procesar una pluralidad de senales de entrada segun una matriz MIMO y un valor de parametro de la matriz MIMO que se describe mas adelante.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

El generador de senal de entrada 201010 es un elemento que saca una pluralidad de senales de entrada para codificacion MIMO y tambien puede ser un elemento tal como un demultiplexor o un formador de tramas dependiendo del sistema de transmision. El generador de senal de entrada 201010 tambien se puede incluir en el codificador MIMO 201020 de manera que el codificador MIMO 201020 genera una pluralidad de senales de entrada y realiza codificacion sobre la pluralidad de senales de entrada. El codificador MIMO 201020 puede ser un dispositivo que realiza codificacion MIMO o procesamiento MIMO sobre una pluralidad de senales y saca las senales codificadas o procesadas para adquirir ganancia de diversidad y ganancia de multiplexacion del sistema de transmision.

Dado que el procesamiento de senal se debena realizar sobre una pluralidad de senales de entrada despues del generador de senal de entrada 201010, se puede proporcionar una pluralidad de dispositivos proxima al generador de senal de entrada 201010 para procesar senales en paralelo o un dispositivo que incluye una memoria se puede proporcionar para procesar secuencialmente senales o procesar simultaneamente senales en paralelo.

El sistema de recepcion MIMO recibe una primera senal de recepcion Sr1 y una segunda senal de recepcion Sr2 usando una primera antena de recepcion 201050 y una segunda antena de recepcion 201060. El decodificador MIMO 201070 entonces procesa la primera senal de recepcion y la segunda senal de recepcion y saca una primera senal de salida y una segunda senal de salida. El decodificador MIMO 201070 procesa la primera senal de recepcion y la segunda senal de recepcion segun el metodo de codificacion MIMO usado por el codificador MIMO 201020. Como un detector ML, el decodificador MIMO 201070 saca una primera senal de salida y una segunda senal de salida usando informacion con respecto al entorno de canal, senales de recepcion y la matriz MIMO usada por el codificador MIMO en el sistema de transmision. En una realizacion, cuando se realiza deteccion ML, la primera senal de salida y la segunda senal de salida pueden incluir informacion de probabilidad de bits mas que valores de bits y tambien se pueden convertir en valores de bits a traves de decodificacion FEC.

El decodificador MIMO del sistema de recepcion MIMO procesa la primera senal de recepcion y la segunda senal de recepcion segun el tipo de QAM de la primera senal de entrada y la segunda senal de entrada procesada en el sistema de transmision MIMO. Dado que la primera senal de recepcion y la segunda senal de recepcion recibidas por el sistema de recepcion MIMO son senales que se han transmitido despues de ser generadas realizando codificacion MIMO sobre la primera senal de entrada y la segunda senal de entrada del mismo tipo de QAM o diferentes tipos de QAM, el sistema de recepcion MIMO puede determinar una combinacion de tipos de QAM de las senales de recepcion para realizar decodificacion MIMo sobre las senales de recepcion. Por consiguiente, el sistema de transmision MIMO puede transmitir informacion que identifica el tipo de QAM de cada senal de transmision en la senal de transmision y la informacion de identificacion de tipo de QAM se puede incluir en una parte de preambulo de la senal de transmision. El sistema de recepcion MIMO puede determinar la combinacion de los tipos de QAM de las senales de recepcion a partir de la informacion de identificacion de tipo de QAM de las senales de transmision y realizar decodificacion MIMO sobre las senales de recepcion en base a la determinacion.

La siguiente es una descripcion de un codificador MIMO y un metodo de codificacion MIMO que tiene complejidad de sistema baja, eficiencia de transmision de datos alta y rendimiento de reconstruccion (o restauracion) de senal alta en diversos entornos de canal segun una realizacion de la presente invencion.

El esquema SM es un metodo en el que los datos se transmiten simultaneamente a traves de una pluralidad de antenas sin codificacion MIMO. En este caso, el receptor puede adquirir informacion a partir de datos que se reciben simultaneamente a traves de una pluralidad de antenas de recepcion. El esquema SM tiene una ventaja en que la complejidad de un decodificador de Maxima Verosimilitud (ML) que el receptor usa para realizar reconstruccion (o restauracion) de senal es relativamente baja dado que el decodificador solamente necesita comprobar una combinacion de senales recibidas. No obstante, el esquema SM tiene una desventaja en que transmite diversidad que no se puede lograr en el lado de transmision. En el caso del esquema SM, el codificador MIMO desvfa una pluralidad de senales de entrada. A continuacion, tal proceso de desviacion se puede conocer como codificacion MIMO.

El esquema GC es un metodo en el que se transmiten datos a traves de una pluralidad de antenas despues de que los datos se codifican segun una regla predeterminada (por ejemplo, segun un metodo de codificacion que usa codigo Golden). Cuando el numero de las antenas es 2, la diversidad de transmision se adquiere en el lado de transmision dado que la codificacion se realiza usando una matriz 2x2. No obstante, hay una desventaja en que la complejidad del decodificador ML del receptor es alta dado que el decodificador ML necesita comprobar 4 combinaciones de senal.

El esquema GC tiene una ventaja en que es posible realizar una comunicacion mas robusta que usando el esquema SM dado que se logra diversidad de transmision. No obstante, tal comparacion se ha hecho cuando solamente se usan el esquema GC y el esquema SM para procesamiento de datos para transmision de datos y, si se transmiten datos usando codificacion de datos adicional (que tambien se puede conocer como codificacion exterior), la diversidad de transmision del esquema GC puede dejar de producir ganancia adicional. Este fallo ocurre facilmente especialmente cuando tal codificacion exterior tiene una distancia de Hamming minima grande. Por ejemplo, la diversidad de transmision del esquema GC puede dejar de producir ganancia adicional comparado con el esquema SM cuando se transmiten datos despues de ser codificados anadiendo redundancia para correccion de errores

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

usando un codigo de Comprobacion de Paridad de Baja Densidad (LDPC) que tiene una distancia de Hamming mmima grande. En este caso, puede ser ventajoso para el sistema de difusion usar el esquema SM que tiene baja complejidad.

La FIG. 25 ilustra un grafico BER/SNR que muestra la diferencia de rendimiento entre el esquema SM y el esquema GC usando el codigo exterior segun una realizacion de la presente invencion.

Espedficamente, la FIG. 25 muestra el rendimiento BER/SNR del esquema SC y el esquema GC segun la tasa de codigo del codigo exterior bajo la suposicion de que se usa un esquema de modulacion QPSK y los canales estan en un entorno de canal de Rayleigh. En los graficos descritos mas adelante, el termino “entorno de canal de Rayleigh” se refiere a un entorno en el cual los canales no tienen correlacion entre caminos cuando se realiza transmision y recepcion MIMO.

A partir de la FIG. 25, se puede ver que el esquema SM presenta mayor rendimiento que el esquema GC a una tasa de codigo baja (1/4, 1/3, 2/5, 1/2) que tiene una distancia de Hamming minima grande. No obstante, tambien se puede ver que el esquema GC presenta mayor rendimiento que el esquema SM a una tasa de codigo alta (2/3, 3/4, 4/5, 5/6) que tiene una distancia de Hamming minima pequena dado que la ganancia de diversidad de transmision del esquema GC es alta comparado con la mejora de rendimiento debida a codificacion.

La FIG. 26 ilustra graficos BER/SNR que muestran la diferencia de rendimiento entre el esquema SM y el esquema GC segun la tasa de codigo del codigo exterior y el esquema de modulacion segun una realizacion de la presente invencion.

El grafico 203010 de la FIG. 26 muestra el caso en el que se usan un codigo exterior que tiene una tasa de codigo de 1/2 y un esquema de modulacion QPSK, el grafico 203020 muestra el caso en el que se usan un codigo exterior que tiene una tasa de codigo de 3/4 y un esquema de modulacion QPSK y el grafico 203030 muestra el caso en el que se usan un codigo exterior que tiene una tasa de codigo de 5/6 y un esquema de modulacion 64-QAM.

A partir de la comparacion de los graficos 203010 a 203030, se puede ver que el esquema SM presenta mayor rendimiento que el esquema GC cuando se usa una tasa de codigo baja (1/2) como se muestra en el grafico 203010 y cuando se aplica un tamano de QAM grande (64-QAM) como se muestra en el grafico 203030.

Por consiguiente, la presente invencion sugiere que un sistema de difusion MIMO mas eficiente sea disenado usando un codigo exterior robusto mientras que usa un esquema SM que tiene baja complejidad. No obstante, el esquema SM puede tener un problema asociado con la reconstruccion (o restauracion) de la senal de recepcion dependiendo del grado de correlacion entre una pluralidad de canales de transmision y recepcion MIMO.

La FIG. 27 ilustra un metodo de transmision y recepcion de datos segun transmision MIMO del esquema SM en un entorno de canal segun una realizacion de la presente invencion.

El sistema de transmision MIMO puede transmitir una senal de entrada 1 (S1) y una senal de entrada 2 (S2) respectivamente a traves de la antena de transmision 1 y la antena de transmision 2 segun el esquema SM. La FIG. 27 ilustra una realizacion en la que el lado de transmision transmite un sfmbolo modulado segun 4-QAM.

La antena de transmision 1 recibe una senal a traves de dos caminos. En el entorno de canal de la FIG. 27, la senal recibida de la antena de recepcion 1 es S1*hn + S2*h21 y la senal recibida de la antena de recepcion 2 es S1*h-i2 + S2*h22. El lado de recepcion puede adquirir S1 y S2 a traves de estimacion de canal para reconstruir datos.

Este es un escenario en el que los caminos de transmision y recepcion son independientes uno de otro. A continuacion, tal entorno se conoce como que no esta correlacionado. Por otra parte, los canales de los caminos de transmision y recepcion pueden tener una correlacion muy alta uno con otro como en un entorno de Lmea de Vista (LOS), que se conoce como que esta completamente correlacionado en la siguiente descripcion.

En el caso en que los canales esten completamente correlacionados en MIMO, cada canal se puede representar por una matriz 2x2 cuyos elementos son todos 1 (es decir, h-n = h-i2 = h21 = h22 =1) como se muestra en la FIG. 27. Aqrn, la antena de recepcion 1 y la antena de recepcion 2 reciben la misma senal de recepcion (S1+S2). Es decir, si las senales transmitidas a traves de 2 antenas de transmision pasan a traves del mismo canal y se reciben por 2 antenas de recepcion, una senal de recepcion recibida por el receptor, es decir, datos anadidos (o combinados) a traves del canal, no pueden expresar tanto sfmbolos S1 como S2. Como se muestra en la FIG. 27, en el entorno de canal completamente correlacionado, el receptor no puede recibir un sfmbolo 16-QAM, en el cual se combinan la senal S1 representada por un sfmbolo 4-QAM y la senal S2 representada por un sfmbolo 4-QAM y el receptor no puede separar y reconstruir las senales S1 y S2 dado que el receptor recibe una senal combinada S1+S2 representada por 9 sfmbolos como se muestra en el lado derecho de la FIG. 27.

A continuacion, una senal recibida que ha pasado a traves de canales completamente correlacionados se puede representar por una senal que corresponde a la suma de senales transmitidas por el sistema de transmision. Es decir, el metodo de codificacion MIMo se describira ahora con la suposicion de que, cuando el sistema de transmision que tiene dos antenas transmite una primera senal de transmision y una segunda senal de transmision,

5

10

15

20

25

30

35

40

45

una senal recibida que ha pasado a traves de los canales completamente correlacionados corresponde a la suma de la primera y la segunda senales de transmision.

En este caso, el receptor no puede reconstruir una senal recibida segun MIMO usando el esquema SM incluso cuando el receptor esta en un entorno de SNR muy alta. En el caso de un sistema de comunicacion, la comunicacion se realiza generalmente en dos sentidos y por lo tanto tal entorno de canal se puede senalar al transmisor a traves de un canal de realimentacion establecido entre el transmisor y el receptor para permitir al transmisor cambiar el metodo de transmision. No obstante, en el caso de un sistema de difusion, puede ser diffcil realizar comunicacion bidireccional a traves de un canal de realimentacion y un transmisor cubre un gran numero de receptores y un gran alcance y por lo tanto puede ser diffcil tratar con varios cambios de entorno de canal. Por consiguiente, si el esquema SM se usa en tal entorno de canal completamente correlacionado, el receptor no puede recibir servicios y es diffcil de tratar con tal entorno, aumentando costes, a menos que se reduzca la cobertura de la red de difusion.

La siguiente es una descripcion de un metodo para tratar con el caso en el que la correlacion entre los canales MIMO es 1, es decir, el caso en el que los canales estan en un entorno de canal completamente correlacionado.

La presente invencion sugiere que un sistema MIMO sea disenado de manera que las senales recibidas a traves de canales MIMO satisfagan las siguientes condiciones para tratar con el caso en el que los canales MIMO esten completamente correlacionados.

1) Una senal recibida debena ser capaz de representar ambas senales originales S1 y S2. Es decir, las coordenadas de una constelacion recibidas por el receptor debenan ser capaces de representar umvocamente secuencias de S1 y S2.

2) Una distancia euclidiana minima de una senal recibida se debena aumentar para reducir la tasa de error de sfmbolo.

3) Una distancia de Hamming caractenstica de una senal recibida debena ser buena para reducir la tasa de error de bit.

En primer lugar, la presente invencion sugiere un metodo de codificacion MIMO que usa una matriz de codificacion MIMO que incluye un factor de codificacion “a” como se expresa en la siguiente Expresion 1 para satisfacer tales requerimientos.

[Expresion 1]

1 a

a -1

Cuando un codificador MIMO codifica las senales de entrada S1 y S2 usando una matriz de codificacion MIMO como se muestra en la Expresion 1, la senal de recepcion 1 (Rx1) y la senal de recepcion 2 (Rx2) recibidas por la antena 1 y la antena 2 se calculan como se expresa en la siguiente Expresion 2. La senal de recepcion 1 (Rx1) y la senal de recepcion 2 (Rx2) se calculan como se expresa en la ultima lmea de la Expresion 2, especialmente, cuando los canales MIMO estan completamente correlacionados.

[Expresion 2]

Rxx =hvi (51 + aS2) + h2t {aSl - 52) Rx-i = hu(Sl + a52)+/^(a51 - 52)

Si kyX — h2y hx2 ~ %2 ~

R = Rxx =Rxt = h{(a +1)51 + fe-l)52}

En primer lugar, cuando los canales MIMO no estan correlacionados, la senal de recepcion 1 (Rx1) se calcula como Rx1 = h-i1(S1+a*S2)+ h21(a*S1 - S1) y la recepcion de senal 2 (Rx2) se calcula como Rx2 = h-i2(S1+a*S2)+ h22(a*S1 - S2). De esta manera, dado que las senales S1 y S2 tienen la misma potencia, es posible usar la ganancia del sistema MIMO junto con el esquema SM. Cuando los canales MIMO estan completamente correlacionados, se adquieren las senales de recepcion (R=Rx1=Rx2) expresadas por R = h{ (a+1) S1 + (a-1) S2} y por lo tanto es posible separar y adquirir las senales S1 y S2 y las senales S1 y S2 se designan de manera que ambas tienen diferente potencia y por lo tanto es posible asegurar la robustez en consecuencia.

Es decir, el codificador MIMO puede codificar las senales de entrada S1 y S2 de manera que las senales de entrada S1 y S2 tienen diferentes potencias segun el factor de codificacion “a” y tambien se reciben con diferentes distribuciones incluso en canales completamente correlacionados. Por ejemplo, las senales de entrada S1 y S2 se pueden codificar de manera que ambas tengan diferentes potencias y las senales codificadas entonces se pueden

5

10

15

20

25

30

35

40

45

transmitir usando constelaciones que tengan diferentes distancias euclidianas a traves de normalizacion para permitir al receptor separar y reconstruir las senales de entrada incluso cuando las senales han pasado a traves de canales completamente correlacionados.

La matriz de codificacion MIMO descrita anteriormente se puede representar segun la Expresion 3 teniendo en consideracion un factor de normalizacion.

[Expresion 3]

imagen1

f 1 a \

V'l+ffl2 . _a____—1 ;

V v'l •) a* "v 1 -I-a2 ••

cost} sent) sen cost)

La codificacion MIMO del codificador MIMO que usa la matriz de codificacion MIMO (o matriz de rotacion) mostrada en la Expresion 3 se puede considerar como que rota las senales de entrada en un angulo arbitrario de 0 que se puede representar por el factor de codificacion a, separando los componentes coseno y seno (o componentes real e imaginario) de las senales rotadas, asignando signos positivo y negativo (+/-) a los componentes separados y transmitiendo los componentes separados a traves de diferentes antenas. Por ejemplo, el codificador MIMo puede codificar las senales de entrada S1 y S2 de manera que el componente coseno de la senal de entrada S1 y el componente seno de la senal de entrada S2 se transmiten a traves de una antena de transmision y el componente seno de la senal de entrada S1 y el componente coseno de la senal de entrada S2 al cual se une un signo negativo se transmiten a traves de otra antena de transmision. El angulo, en el que se rotan las senales de entrada, cambia segun el cambio del valor del factor de codificacion “a” y las distribuciones de potencia de las senales de entrada S1 y S2 llegan a ser diferentes segun el valor del factor y el angulo. Dado que la diferencia de distribucion de potencia se puede representar por una distancia entre las coordenadas de sfmbolo en las constelaciones, las senales de entrada codificadas se pueden representar por diferentes constelaciones incluso cuando las senales de entrada se reciben por el lado de recepcion a traves de canales completamente correlacionados de manera que es posible identificar y separar las senales, permitiendo por ello la reconstruccion de las senales de entrada originales.

Espedficamente, las distancias euclidianas de las senales de transmision cambian segun cambian las distribuciones de potencia, las senales de transmision recibidas por el lado de recepcion se pueden representar por constelaciones identificables que tienen diferentes distancias euclidianas de manera que es posible reconstruir las senales incluso cuando las senales han pasado a traves de un canal completamente correlacionado. Es decir, el codificador MIMO puede codificar la senal de entrada S1 y la senal de entrada S2 en senales que tengan diferentes distancias euclidianas segun el valor “a” y el lado de recepcion puede recibir y reconstruir las senales codificadas y transmitidas usando constelaciones identificables.

La codificacion MIMO de las senales de entrada que usan la matriz de codificacion MIMO descrita anteriormente se puede representar segun la Expresion 4.

[Expresion 4]

mi i a a; im’j

W"

En la Expresion 4, S1 y S2 representan respectivamente sfmbolos QAM normalizados de constelaciones correlacionadas por correlacionadores de sfmbolos en caminos MIMO de las senales de entrada S1 y S2. X1 y X2 indican respectivamente sfmbolos codificados MIMO. Es decir, el codificador MIMO puede aplicar la matriz como se representa por la Expresion 4 a la primera senal de entrada que incluye los sfmbolos que corresponden a S1 y las segunda senal de entrada que incluye los sfmbolos que corresponden a S2 para sacar una primera senal de transmision que incluye los sfmbolos que corresponden a X1 y una segunda senal de transmision que incluye los sfmbolos que corresponden a X2.

El codificador MIMO puede realizar codificacion sobre senales de entrada usando la matriz de codificacion MIMO descrita anteriormente mientras que se ajusta adicionalmente el factor de codificacion “a”. Es decir, es posible ajustar y optimizar el factor de codificacion “a” teniendo en consideracion el rendimiento de reconstruccion de datos adicionales del sistema de transmision y recepcion MIMO.

1. Primera realizacion: metodo de codificacion MIMO que optimiza el factor de codificacion “a” teniendo en consideracion distancias euclidianas (en un entorno de canal MIMo completamente correlacionado)

Es posible calcular el valor del factor de codificacion “a” teniendo en consideracion la distancia euclidiana mientras que se usa la matriz de codificacion MIMO. En un sistema MIMO que tiene dos antenas de transmision y dos antenas de recepcion, cuando la senal de transmision St1 es un sfmbolo M-QAM y la senal de transmision St2 es un

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

s^bolo N-QAM, una senal St1+St2 que se recibe por el lado de recepcion a traves de un canal MIMO completamente correlacionado es una senal (M*N)-QAM.

La FIG. 28 ilustra senales de entrada y senales de transmision y recepcion cuando un metodo de codificacion MIMO se ha realizado segun una realizacion de la presente invencion.

En la realizacion de la FIG. 28, una senal de entrada S1 tiene una constelacion 205010 como un s^bolo 4-QAM y una senal de entrada S2 tiene una constelacion 205020 como un sfmbolo 4-QAM. Cuando la senal de entrada S1 y la senal de entrada S2 se codifican MIMO usando la matriz de codificacion MIMO, las senales de transmision codificadas St1 y St2 transmitidas a traves de la antena 1 (Tx1) y la antena 2 (Tx2) son sfmbolos 16-QAM y tienen una constelacion 205030 y una constelacion 205040 como se muestra en la FIG. 28.

La primera realizacion de la presente invencion sugiere un metodo para optimizar el valor “a” de manera que los sfmbolos tengan la misma distancia euclidiana en una constelacion 205050 de un sfmbolo de una senal de recepcion que ha pasado a traves de un canal completamente correlacionado como se muestra en la FIG. 28. En la FIG. 28, la constelacion 205050 de la senal de recepcion es una constelacion obtenida ajustando la distancia euclidiana usando el valor “a” como se expresa en la siguiente Expresion 5. Es decir, en el caso en el que las senales de entrada se codifiquen usando la matriz MIMO, es posible calcular o fijar el valor del factor de codificacion “a” de manera que los sfmbolos de recepcion tengan las mismas distancias euclidianas en una constelacion de una senal de recepcion que ha pasado a traves de un canal completamente correlacionado y codificar las senales de entrada usando el valor calculado o fijado “a” del factor de codificacion. Tal valor “a” se puede representar por la Expresion 5 para cada combinacion de esquemas de modulacion.

[Expresion 5]

En una realizacion de la FIG. 28, la constelacion 205050 de los sfmbolos de recepcion corresponde a una constelacion en la que el valor “a” se ha fijado a 3 y las senales de entrada se han codificado MIMO a traves de una combinacion de 4-QAM y 4-QAM (es decir, QPSK+QPSK). Es decir, la distribucion y constelacion de los sfmbolos de transmision y recepcion cambian segun esquemas de modulacion de las senales de recepcion y una combinacion de los esquemas de modulacion y la distancia euclidiana cambian segun la distribucion y constelacion de los sfmbolos y por lo tanto el valor “a” para optimizar la distancia euclidiana tambien puede cambiar por consiguiente. La Expresion 5 tambien muestra un valor de factor de codificacion “a” para optimizar la distancia euclidiana calculada cuando las senales de transmision y recepcion son una combinacion de 4-QAM y 16-QAM (es decir, QPSK+16-QAM) y un valor de factor de codificacion “a” calculado cuando las senales de transmision y recepcion son una combinacion de 16- QAM y 16-QAM (es decir, 16-QAM+16-QAM).

En otras palabras, en la primera realizacion, el valor “a” se fija de manera que la constelacion de una senal obtenida sumando la primera y segunda senales de transmision que se obtienen codificando MIMO la primera y segunda senales de entrada 4-QAM, por ejemplo, es identica a la constelacion de una senal 16-QAM.

La FIG. 29 ilustra un grafico BER/SNR que muestra el rendimiento del metodo de codificacion MIMO segun la primera realizacion de la presente invencion.

Espedficamente, la FIG. 29 muestra una diferencia de rendimiento simulada entre el esquema de Codigo Golden (GC), el esquema SM y el metodo de codificacion MIMO (SM OPT1) segun la primera realizacion cuando las senales de transmision y recepcion son de 16-QAM en un canal completamente correlacionado y se proporcionan 2 antenas de transmision y 2 antenas de recepcion. Los siguientes graficos tambien muestran resultados de simulacion cuando un entorno de canal AWGN que tiene el mismo canal segun los caminos de transmision y recepcion MIMO es un entorno de canal completamente correlacionado como en la FIG. 29.

Se puede ver a partir de la FIG. 29 que el metodo de codificacion MIMO segun la primera realizacion presenta un rendimiento significativamente mejor que el esquema GC o el esquema SM. En el grafico de la FIG. 29, una flecha muestra la ganancia de SNR de la primera realizacion de la presente invencion. Espedficamente, se puede ver a partir de la FIG. 29 que la ganancia de SNR aumenta a medida que aumenta la tasa de codigo del codigo exterior. Especialmente, se puede ver que, en el caso del esquema SM, no se puede realizar decodificacion en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado y no se pueden recibir servicios con independencia de la SNR a una tasa de codigo mayor que 2/5.

La FIG. 30 ilustra un grafico de capacidad/SNR que muestra el rendimiento del metodo de codificacion MIMO segun la primera realizacion de la presente invencion en un canal no correlacionado.

imagen2

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

En la FIG. 30, se muestra una capacidad que satisface una tasa de error espedfica en el eje horizontal que representa la SNR segun cada esquema MIMO. En el grafico de la FIG. 14, OSFBc indica el esquema Alamouti. A partir del grafico, se puede ver que el metodo de codificacion MIMO de la primera realizacion de la presente invencion presenta el mismo rendimiento que el esquema SM mientras que presenta el mejor rendimiento entre otros esquemas.

La FIG. 31 ilustra un grafico de capacidad/SNR que muestra el rendimiento del metodo de codificacion MIMO segun la primera realizacion de la presente invencion en un canal completamente correlacionado.

Se puede ver a partir de la FIG. 31 que, en un canal MIMO completamente correlacionado, el metodo de codificacion MIMO segun la primera realizacion presenta un rendimiento de SNR significativamente mejor que el esquema SM y el esquema GC y tambien presenta mejor rendimiento que el esquema SISO.

Por consiguiente, se puede ver a partir de los graficos de las FIG. 30 y 31, que el metodo de codificacion MIMO segun la primera realizacion de la presente invencion puede lograr mayor rendimiento que el esquema GC mientras que se usa un sistema que tiene menor complejidad que el esquema GC y tambien puede lograr un rendimiento significativamente mejor que el esquema SM que tiene similar complejidad en un entorno de canal completamente correlacionado.

En otra realizacion de la presente invencion, un subconjunto GC se puede usar como una matriz de codificacion MIMO cuando se realiza codificacion MIMO. En este caso, la matriz de codificacion MIMO se representa por la Expresion 6.

[Expresion 6]

a ad ia i&§

imagen3

imagen4

imagen5

El uso de la matriz de codificacion de la Expresion 6 presenta mejor rendimiento que la primera realizacion de la presente invencion.

La FIG. 32 ilustra una constelacion cuando se usa un subconjunto GC como una matriz de codificacion MIMO y una constelacion cuando se aplica la primera realizacion.

La constelacion de la FIG. 32 es una constelacion en el caso en que una senal de entrada de tipo 16-QAM S1 y una senal de entrada de tipo 16-QAM S2 se codifican MIMO usando una matriz de codificacion MIMO y las senales transmitidas a traves de 2 antenas de transmision se reciben por un receptor a traves de un canal completamente correlacionado. La parte izquierda de la FIG. 32 muestra una constelacion de recepcion cuando se usa un subconjunto GC y la parte derecha muestra una constelacion de recepcion cuando se usa la primera realizacion.

La FIG. 33 ilustra un grafico de capacidad/SNR que muestra una comparacion de rendimiento entre cuando se usa un subconjunto GC como una matriz de codificacion MIMO y cuando se usa la primera realizacion.

Como se puede ver a partir del grafico, el rendimiento de SNR es mayor cuando se usa el subconjunto GC mientras que la distancia euclidiana minima de una constelacion de una senal de recepcion cuando se aplica la primera realizacion (SM OPT1) es mayor que cuando se usa el subconjunto GC. Por lo tanto, el rendimiento de la primera realizacion difiere debido a un factor distinto de la distancia euclidiana, la razon de lo cual se describe mas adelante.

La FIG. 34 ilustra una relacion entre la distancia euclidiana y la distancia de Hamming en una constelacion cuando se usa un subconjunto GC como una matriz de codificacion MIMO y en una constelacion cuando se usa la primera realizacion.

La izquierda muestra la constelacion cuando se usa el subconjunto GC y la derecha muestra la constelacion cuando se usa la primera realizacion.

La razon de por que el rendimiento de SNR de la primera realizacion es menor que aquel cuando se usa el subconjunto Gc aunque la distancia euclidiana minima de la primera realizacion es mayor que cuando se usa el subconjunto GC esta asociada con la relacion entre la distancia euclidiana y la distancia de Hamming.

Las distribuciones de distancias de Hamming cuando se aplica la primera realizacion y cuando se usa el subconjunto GC son similares y no tienen correlacion gray. No obstante, se puede ver a partir de la FIG. 34 que la distancia euclidiana de un par de lmeas verdes y un par de lmeas negras que tienen una distancia de Hamming mayor cuando se usa el subconjunto GC es mayor que aquel cuando se aplica la primera realizacion. Es decir, aunque las distancias euclidianas internas de constelaciones 16-QAM 4 por 4 que estan distribuidas sobre 16 areas en la constelacion total son similares en ambos casos, la distancia euclidiana entre las constelaciones 16-QAM 4 por 4 cuando se usa el subconjunto GC es mayor, compensando por ello la diferencia de rendimiento de la distancia de Hamming.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

Debido a tales caractensticas, el caso de uso del subconjunto GC presenta mayor rendimiento BER que el caso de la primera realizacion aunque la distancia euclidiana mmima cuando se usa el subconjunto GC es menor que cuando se aplica la primera realizacion. Por consiguiente, a continuacion, la presente invencion sugiere un metodo de codificacion MIMO que tiene mayor rendimiento SNR o rendimiento BER.

2. Segunda realizacion: metodo de codificacion MIMO que tiene en consideracion una correlacion gray ademas de una distancia euclidiana

La segunda realizacion sugiere un metodo de codificacion MIMO en el que se fija un valor de factor de codificacion “a” para optimizar la distancia euclidiana, similar a la primera realizacion y se realiza codificacion MIMO de manera que una senal de recepcion que ha pasado a traves de un canal totalmente correlacionado tenga una correlacion gray (o forma de correlacion gray).

En el metodo de codificacion MIMO de la segunda realizacion, en el lado de recepcion, los signos de las partes real e imaginaria de la senal de entrada S2 entre las senales de entrada S1 y S2 se pueden cambiar segun un valor de la senal de entrada S1 de manera que cada senal llega a ser una senal de correlacion gray. Los valores de los datos incluidos en la senal de entrada S2 se pueden cambiar usando un metodo representado por la siguiente Expresion 7.

Es decir, el codificador MIMO puede realizar codificacion MIMO despues de cambiar los signos de la senal de entrada S2 segun el valor de la senal de entrada S1 mientras que se usa el mismo factor de codificacion MIMO que se usa en la primera realizacion. En otras palabras, el signo de la senal de entrada S2 se puede determinar segun el signo de la senal de entrada S1 y entonces la matriz de codificacion MIMO se puede aplicar a la primera y segunda senales de entrada S1 y S2 para sacar la primera y segunda senales de transmision, como se describio anteriormente.

[Expresion 7]

S1 = bobi...bN-i, N=log2M, M=tamano de QAM de S1

real(S1) = bob2...bN-2

imag(S1) = bb3...bN-i para i = 1...N-1 si = sq = 1

si i = mdice de real (S1) y bi= 1 si = - si

si i = mdice de imag (S1) y bi= 1 sq = - sq

fin para

S2 = si • real (S2) + i • sq • imag(S2)

La FIG. 35 ilustra senales de entrada y senales de transmision y recepcion cuando un metodo de codificacion MIMO se ha realizado segun la segunda realizacion de la presente invencion.

51 los valores de bits asignados a las partes real e imaginaria de la senal de entrada S1 212010 entre las senales de entrada S1 y S2 212010 y 212020 se someten a una funcion XOR como en la Expresion 7 y los signos de las partes real e imaginaria se determinan segun el valor de una funcion XOR y la senal de transmision 1 202030 y la senal de transmision 2 212040 se transmiten respectivamente a traves de la antena 1 y la antena 2, entonces los sfmbolos de recepcion de una senal de recepcion 212050, que se recibe por el receptor a traves de un canal completamente correlacionado, tienen una forma de correlacion gray de manera que la distancia de Hamming entre sfmbolos adyacentes en la constelacion no excede de 2 como se muestra en la FIG. 35.

Dado que una senal (M*N) - QAM recibida por el receptor tiene una distancia euclidiana minima y una forma de correlacion gray, la segunda realizacion puede lograr el mismo rendimiento que el esquema SIMO incluso en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado. No obstante, cuando las senales S1 y S2 se adquieren decodificando la senal de recepcion en el decodificador ML, se puede aumentar la complejidad dado que el valor de

52 depende del valor de S1 y el rendimiento se puede degradar debido a la correlacion entre senales de entrada en un canal MIMO no correlacionado.

3. Tercera realizacion: metodo de codificacion MIMO que fija el factor de codificacion MIMO teniendo en consideracion la distancia de Hamming ademas de la distancia euclidiana

5

10

15

20

25

30

35

40

45

La tercera realizacion sugiere un metodo en el que se realiza codificacion MIMO fijando un valor de factor de codificacion “a” para optimizar la distancia euclidiana teniendo en consideracion la distancia de Hamming de una senal de recepcion mas que permitir a la constelacion entera de la senal de recepcion tener una distancia euclidiana como en la primera realizacion.

La FIG. 36 ilustra un metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion.

La FIG. 36 ilustra una relacion entre el valor de un factor de codificacion “a” de una matriz de codificacion MIMO y una distancia de Hamming en una constelacion de una senal de recepcion recibida a traves de un canal MIMO completamente correlacionado. En la tercera realizacion, una distancia de Hamming del intervalo D_E1 es menor que una distancia de Hamming del intervalo D_E2 en la constelacion de la senal de recepcion y por lo tanto la distancia euclidiana se ajusta para compensar la diferencia de distancia de Hamming manteniendo la diferencia de potencia entre el intervalo D_El y el intervalo D_E2 de manera que la potencia del intervalo D_E1 es dos veces la potencia del intervalo D_E2. Es decir, la distancia euclidiana se ajusta para compensar la diferencia de rendimiento de reconstruccion debida a la diferencia de distancia de Hamming usando la diferencia de potencia.

En el ejemplo de la FIG. 36, la distancia de Hamming del intervalo D_E2 es dos veces mayor que la del intervalo D_E1. Es decir, la distancia euclidiana entre sfmbolos adyacentes en un intervalo, cuya distancia de Hamming es dos veces mayor que otro intervalo dado que el numero de bits del mismo es dos veces mayor que el otro intervalo, se puede aumentar para aumentar la potencia del intervalo, compensando por ello la degradacion de rendimiento debida a la diferencia de distancia de Hamming cuando se reconstruye una senal de recepcion. En primer lugar, se determina una distancia euclidiana relativa de una senal de recepcion en la que se combinan 2 senales de transmision St1 y St2 recibidas por los receptores como se muestra en la FIG. 36. Se puede ver a partir de la Expresion 1 anterior que la distancia euclidiana minima de un sfmbolo 16-QAM cuya potencia se reduce es 2(a-1) y la distancia euclidiana minima de un sfmbolo 16-QAM cuya potencia se aumenta es 2(a+1) (dado que una senal de recepcion se expresa como R = h{(a+1)S1 + (a-1)S2}). Se puede ver a partir de la FIG. 36 que D_E1 es igual a la distancia euclidiana de sfmbolos 16-QAM cuya potencia se ha reducido. Tambien se puede ver a partir de la FIG. 20 que D_E2 es dos veces una distancia obtenida sustrayendo 3/2 de la distancia euclidiana de sfmbolos 16-QAM cuya potencia se ha reducido desde 1/2 de la distancia euclidiana de sfmbolos 16-QAM cuya potencia se ha aumentado. Esto se puede representar por la Expresion 8.

[Expresion 8]

VIz>£| = Dr;

imagen6

imagen7

Es decir, el codificador MIMO realiza codificacion MIMO sobre las senales de entrada distribuyendo diferentes potencias a las senales de entrada usando la matriz MIMO de manera que las senales tienen diferentes distancias euclidianas. En este caso, el codificador MIMO puede realizar codificacion MIMO calculando y fijando el valor del factor de codificacion “a” de manera que las senales de entrada con potencia distribuida tengan distancias euclidianas para compensar una diferencia de distancia de Hamming segun la tercera realizacion.

La FIG. 37 ilustra senales de entrada y senales de transmision y recepcion cuando se ha realizado un metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion.

En el ejemplo de la FIG. 37, cuando se codifican MIMO una senal de entrada S1 (214010) y una senal de entrada S2 (214020) segun la tercera realizacion, las senales de transmision codificadas tienen constelaciones (214030) y (214040). Cuando las senales de transmision se transmiten a traves de un canal MIMO, una senal de recepcion recibida por el receptor tiene una constelacion 214050. Se puede ver a partir de la constelacion de la senal de recepcion 214050 que la distancia euclidiana se ha ajustado segun la distancia de Hamming.

En el ejemplo descrito anteriormente con referencia a las FIG. 36 y 37, el valor “a” se calcula cuando la senal de entrada S1 es una senal 16-QAM y la senal de entrada S2 es tambien una senal 16-QAM. El valor “a” de un esquema de modulacion diferente se puede calcular como se muestra en la Expresion 8 usando el mismo principio.

[Expresion 9]

imagen8

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

Aqm, se asume que, en el caso de MIMO QPSK+16-QAM, los valores sugeridos anteriormente se obtienen cuando la potencia de las senales de entrada S1 y S2 se han normalizado a 1 despues de que las senales de entrada S1 y S2 se modulen QAM a traves de QPSK y 16-QAM, respectivamente, en el correlacionador de sfmbolos. Cuando la potencia no se ha normalizado, el valor “a” se puede modificar en consecuencia.

Ademas, en el caso de QPSK+16-QAM, se puede usar un valor de 4,0 distinto de los valores sugeridos anteriormente como el valor “a”. La razon para esto es que la senal combinada puede representar todas las senales de entrada S1 y S2 incluso cuando el esquema SM se aplica en un entorno de canal completamente correlacionado. En este caso, se puede usar un valor de 4,0 o un valor cercano a 4,0 en lugar del valor calculado usando la Expresion 9 a fin de compensar una tasa de codigo alta del codigo exterior.

La FIG. 38 ilustra graficos de capacidad/SNR que muestran una comparacion de rendimiento de metodos de codificacion MIMO segun la presente invencion.

Se puede ver a partir del grafico izquierdo que, en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado, el metodo de codificacion MIMO (SM OPT2) de la segunda realizacion tiene casi el mismo rendimiento que el esquema SIMO. No obstante, se puede ver a partir del grafico derecho que, en un entorno de canal MIMO no correlacionado, el metodo de codificacion MIMO (SM OPT2) de la segunda realizacion sufre de degradacion de rendimiento debido a la relacion entre las senales codificadas MIMO y transmitidas S1 y S1, espedficamente, dado que la senal S2 depende de la senal S1 como se describio anteriormente.

Se puede ver que el metodo de codificacion MIMO (SM OPT3) de la tercera realizacion no experimenta perdida de rendimiento en un canal MIMO no correlacionado mientras que se presenta un mejor rendimiento que la primera realizacion (SM OPT1) en un canal (o entorno de canal) MIMO completamente correlacionado.

La FIG. 39 ilustra diferentes graficos de capacidad/SNR que muestran una comparacion de rendimiento de metodos de codificacion MIMO segun la presente invencion.

Se puede ver a partir del grafico izquierdo que, en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado, el metodo de codificacion MIMO (SM OPT3) de la tercera realizacion presenta mejor rendimiento que la primera realizacion (SM OPT1) y el metodo de codificacion MIMO (SM OLDP Golden) que usa un subconjunto de Codigo Golden (GC) y tambien se puede ver a partir del grafico derecho que el metodo de codificacion MIMO (SM OPT3) de la tercera realizacion no experimenta perdida de rendimiento en un entorno de canal MIMO no correlacionado.

Cuando la segunda realizacion y la tercera realizacion se comparan con referencia a las descripciones y graficos anteriores, se puede ver que la segunda realizacion presenta el mismo rendimiento que SIMO en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado y por lo tanto no sufre ninguna perdida de rendimiento, resolviendo por ello los problemas del esquema MIMO en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado. No obstante, en la segunda realizacion, las senales de entrada S1 y S2 no son independientes una de otra debido a la codificacion MIMO de manera que la senal S2 cambia segun la senal S1, causando por ello degradacion de rendimiento en un canal no correlacionado como se puede ver a partir de las FIG. 38 y 39. Por consiguiente, se puede usar deteccion ML iterativa a fin de resolver el problema de que se reflejen errores de recepcion y decodificacion de la senal S1 en la senal S2, causando un error de decodificacion adicional de la senal S2.

En el metodo de deteccion ML iterativo, se incluye un codigo exterior en un bucle iterativo y un error de deteccion de la senal S1 se reduce usando un valor de probabilidad a posteriori suave de la senal S1 sacado de un puerto exterior como un valor de probabilidad a priori del detector ML, reduciendo por ello la probabilidad de aplicacion del error de deteccion de la senal S1 para deteccion de la senal S2. Este metodo permite al metodo de codificacion MIMO de la segunda realizacion presentar un rendimiento del sistema SIMO en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado y presenta un rendimiento del sistema SIMO en un entorno de canal MIMO no correlacionado.

En el metodo de codificacion MIMO de la tercera realizacion, una senal de recepcion recibida a traves de un canal MIMO completamente correlacionado se disena teniendo en consideracion tanto la distancia de Hamming como la distancia euclidiana. Por consiguiente, el metodo de codificacion MIMO de la tercera realizacion no solamente tiene mejor rendimiento en un canal MIMO completamente correlacionado sino que tampoco tiene ninguna perdida de rendimiento comparado con el esquema SM en un canal MIMO no correlacionado de manera que es posible usar ambas ganancias de transmision y recepcion MIMO. En este caso, hay una ventaja en la implementacion del receptor dado que el receptor tiene una complejidad similar al esquema SM.

La FIG. 40 ilustra graficos de capacidad/SNR que muestran una comparacion de rendimiento de combinaciones de esquemas de modulacion en el metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion.

Espedficamente, la FIG. 40 muestra una comparacion de rendimiento de un esquema de transmision MIMO QPSK+QPSK y un esquema de transmision MIMO 16-QAM+16-QAM de la tercera realizacion con esquemas SIMO de 16-QAM, 64-QAM y 256-QAM y esquemas SISO de 16-QAM, 64-QAM y 256-QAM.

A partir del grafico izquierdo, se puede ver que, en un entorno de canal no correlacionado, la tercera realizacion logra la ganancia de transmision y recepcion MIMO y presenta un rendimiento significativamente mejor que el

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

esquema SIMO o SISO. A partir del grafico derecho, se puede ver tambien que, en un entorno de canal completamente correlacionado, la tercera realizacion presenta mejor rendimiento que el esquema SISO pero hay una diferencia de rendimiento entre el esquema de transmision MIMO QPSK+QPSK y el esquema de transmision MIMO 16-QAM+16-QAM como se muestra. Se puede usar un esquema de transmision QPSK+16-QAM para compensar la diferencia de rendimiento. En el esquema de transmision QPSK+16-QAM, los datos de una de las senales de entrada S1 y S2 usados para codificacion/decodificacion MIMO son un sfmbolo QPSK y los datos de la otra son un sfmbolo 16-QAM. En este caso, la cantidad de datos que se transmiten a la vez es similar a 64-QAM del esquema SISO.

La FIG. 41 ilustra graficos de capacidad/SNR que muestran una comparacion de rendimiento de diferentes niveles de correlacion de canal cuando se usa un esquema de transmision MIMO QPSK+QPSK en el metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion.

Los graficos de la FIG. 41 muestran el rendimiento medido de diferentes niveles de correlacion de canal MIMO. Una gama desde (cor 0,0) que corresponde a un nivel de correlacion de 0 a (cor 1,0) que corresponde a un nivel de correlacion de 1 se divide en 0,0, 0,3, 0,5, 0,7, 0,9 y 1,0 y el rendimiento de cada nivel de correlacion se muestra en un grafico correspondiente.

A partir de los graficos de la FIG. 41, se puede ver que, cuando el metodo de codificacion de la tercera realizacion usa un esquema de transmision MIMO QPSK+QPSK, el rendimiento aumenta a medida que aumenta la correlacion entre canales. Tambien se puede ver que el rendimiento se degrada en la medida que no es posible decodificacion en el caso de un canal MIMO completamente correlacionado (cor 1,0) cuando se usa el esquema SM.

Cuando se usa el esquema GC, el metodo de codificacion puede presentar un rendimiento que aumenta a medida que aumenta la tasa de codigo. No obstante, el rendimiento aumentado aun puede ser pequeno y el metodo presenta un rendimiento menor que las realizaciones de la presente invencion a una tasa de codigo baja. A partir del grafico de la FIG. 41, se puede ver que el rendimiento del esquema GC se degrada seriamente en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado.

La FIG. 42 ilustra graficos de capacidad/SNR que muestran una comparacion de rendimiento de diferentes niveles de correlacion de canal cuando se usa un esquema de transmision MIMO QPSK+16-QAM en el metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion.

Los graficos de la FIG. 42 muestran el rendimiento medido de diferentes niveles de correlacion de canal MIMO. Una gama desde (cor 0,0) que corresponde a un nivel de correlacion de 0 a (cor 1,0) que corresponde a un nivel de correlacion de 1 se divide en 0,0, 0,3, 0,5, 0,7, 0,9 y 1,0 y el rendimiento de cada nivel de correlacion se muestra en un grafico correspondiente.

A partir de los graficos de la FIG. 42, se puede ver que, cuando el metodo de codificacion de la tercera realizacion usa un esquema de transmision MIMO QPSK+16-QAM, el rendimiento aumenta a medida que aumenta la correlacion entre canales. Tambien se puede ver que el rendimiento se degrada significativamente en un canal MIMO completamente correlacionado (cor 1,0) cuando se usa el esquema SM o el esquema GC.

La FIG. 43 ilustra graficos de capacidad/SNR que muestran una comparacion de rendimiento de diferentes niveles de correlacion de canal cuando se usa un esquema de transmision MIMO 16-QAM+16-QAM en el metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion.

Los graficos de la FIG. 43 muestran el rendimiento medido de diferentes niveles de correlacion de canal MIMO. Una gama desde (cor 0,0) que corresponde a un nivel de correlacion de 0 a (cor 1,0) que corresponde a un nivel de correlacion de 1 se divide en 0,0, 0,3, 0,5, 0,7, 0,9 y 1,0 y el rendimiento de cada nivel de correlacion se muestra en un grafico correspondiente.

A partir de los graficos de la FIG. 43, se puede ver que, cuando el metodo de codificacion de la tercera realizacion usa un esquema de transmision MIMO 16-QAM+16-QAM, el rendimiento aumenta a medida que aumenta la correlacion entre canales. Tambien se puede ver que el rendimiento se degrada significativamente en un canal MIMO completamente correlacionado (cor 1,0) cuando se usa el esquema SM o el esquema GC. Especialmente, se puede ver que, cuando se usa el esquema SM, no es posible decodificar en absoluto tasas de codigo en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado.

Se dara una descripcion de un transmisor de senal de difusion y un receptor de senal de difusion que realizan codificacion y decodificacion MIMO usando la matriz MIMO antes mencionada. Un transmisor de senal de difusion y un receptor de senal de difusion que usa MIMO se pueden conocer como un transmisor MIMO y un receptor MIMO en la siguiente descripcion.

La FIG. 44 es un diagrama de bloques que ilustra un transmisor MIMO y un receptor MIMO segun una realizacion de la presente invencion.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

La FIG. 44 ilustra una realizacion en la que el transmisor MIMO y el receptor MIMO realizan comunicacion MIMO usando dos antenas, respectivamente. Particularmente, el transmisor MIMO usa el mismo esquema de modulacion para senales de entrada. Es decir, se usa M-QAM como un esquema de modulacion para dos senales de entrada para transmitir las dos senales de entrada a traves de dos antenas (por ejemplo, BPSK+BPSK o QPSK+QPSK).

Los datos de entrada se pueden procesar de una forma flujo por flujo o PLP por PLP. Un PLP es un conducto de capa ffsica y cada servicio se puede transmitir/recibir a traves de una pluralidad de canales de RF en la presente invencion. Un PLP se puede considerar como un canal TDM de capa ffsica que transporta uno o mas servicios. Un camino a traves del cual se transmiten los servicios o un flujo identificable en la capa ffsica, transmitido a traves del camino, se conoce como un PLP. Los PLP se pueden situar en franjas distribuidas en intervalos de tiempo en la pluralidad de canales de RF o se puede distribuir en intervalos de tiempo en un canal de RF. Las tramas de senal pueden transportar PLP distribuidos en el tiempo en al menos un canal de RF. En otras palabras, un PLP se puede distribuir en el tiempo en un canal de RF o una pluralidad de canales de RF y transmitir.

El transmisor MIMO puede incluir un modulo BICM 44010, un formador de tramas 44020, un intercalador de frecuencia 44030, un codificador MIMO 44040 y un generador OFDM 44050. El modulo BICM 44010 puede incluir un codificador FEC 44060, un intercalador de bits 44070, un demultiplexor 44080, un correlacionador de sfmbolos 44090 y un intercalador de tiempo 44100. El codificador MIMO 44040 se puede conocer como un procesador MIMO.

El receptor MIMO puede incluir un demodulador OFDM 44110, un decodificador MIMO 44120, un desintercalador de frecuencia 44130, un analizador sintactico de tramas 44140, un desintercalador de tiempo 44150, un multiplexor 44160, un desintercalador de bits 44170 y un decodificador FEC 44180. El desintercalador de tiempo 44150, el multiplexor 44160, el desintercalador de bits 44170 y el decodificador FEC realizan un procedimiento inverso del procedimiento del modulo BICM y se puede conocer como un modulo de decodificacion BICM 44190 a continuacion. El decodificador MIMO 44120 se puede conocer como un detector de maxima verosimilitud (ML) MIMO.

Las funciones de los componentes del transmisor MIMO y el receptor MIMO y los metodos de transmision y recepcion MIMO se describiran a continuacion.

En primer lugar, se describira ahora la configuracion y operacion del transmisor MIMO.

En el transmisor MIMO, una pluralidad de PLP se introduce a los caminos BICM respectivos. La FIG. 44 ilustra que un PLP se introduce al modulo BICM 44010. El transmisor MIMO puede incluir una pluralidad de modulos BICM y los PLP respectivamente sujetos a BICM se pueden aplicar al formador de tramas 44020.

El modulo BICM 44010 codifica e intercala datos. Mas espedficamente, los flujos de bits de entrada en PLP se codifican usando un codigo exterior en el codificador FEC 44060. El codificador fEc 44060 puede codificar los flujos de bits usando un codigo exterior tal como un codigo Bose-Chaudhuri-Hocquengham (BCH)/comprobacion de paridad de baja densidad (LDPC) mientras que anade redundancia para correccion de errores a los flujos de bits. El intercalador de bits 44070 intercala los flujos de bits codificados de una forma bit por bit. El demultiplexor 44080 ajusta la secuencia de salida de bits de los flujos de bits a fin de dispersar la distribucion de fiabilidad de datos generada durante la codificacion LDPC cuando se realiza mas tarde una correlacion de sfmbolos. El demultiplexor 44080 demultiplexa los flujos de bits sobre la base de M-QAM. El correlacionador de sfmbolos 44090 realiza una correlacion gray M-QAM en los flujos de bits sacados desde el demultiplexor 44080 para sacar flujos de sfmbolos M- QAM. El intercalador de tiempo 44100 intercala los flujos de sfmbolos en tiempo y, particularmente, intercala en tiempo sfmbolos sacados desde uno o mas bloques LDPC. En la FIG. 44, el procesamiento de senal en bloques que siguen al correlacionador de sfmbolos se pueden realizar de una forma sfmbolo por sfmbolo.

El formador de tramas 44020 dispone los sfmbolos en los PLP, sacados a traves de cada camino BICM, en tramas. El formador de tramas 44020 funciona adicionalmente como un generador de senal de entrada que genera o dispone una pluralidad de senales de entrada para transmision MIMO. Aqrn, el formador de tramas 44020 en el transmisor MIMO puede disponer sfmbolos de manera que no se codifican juntos diferentes PLP. En la realizacion de la FIG. 44 en la cual se transmiten senales usando dos antenas, el formador de tramas 44020 puede disponer dos sfmbolos diferentes en la misma posicion de celda para generar y sacar dos senales de entrada. Cuando el formador de tramas 44020 saca dos datos de sfmbolo (es decir, dos senales de entrada) asignados a la misma posicion de celda en paralelo, el intercalador de frecuencia 44030 intercala los dos datos de sfmbolo en el mismo patron en el dominio de frecuencia. El codificador MIMO 44040 codifica MIMO las dos senales de entrada para las dos antenas, es decir, los datos de sfmbolo sacados desde el intercalador de frecuencia 44030. Aqrn, el metodo de codificacion MIMO de las realizaciones primera a tercera mencionadas anteriormente se puede usar para codificacion MIMO y por lo tanto se puede usar la matriz de codificacion MIMO antes mencionada.

El generador OFDM 44050 puede modular OFDM los datos de sfmbolo codificados MIMO y transmitir los datos de sfmbolo modulados OFDM. El generador OFDM 44050 puede incluir un modulo IFFT que realiza una transformada rapida de Fourier inversa (IFFT) sobre una senal y modula la senal en una pluralidad de subportadoras, un modulo de reduccion de PAPR que reduce una relacion de potencia pico a media (PAPR) en una senal OFDM modulada usando al menos una de extension de constelacion activa (ACE) o reserva de tono, un modulo de insercion de GI que inserta un intervalo de guarda en la senal OFDM, un modulo de insercion P1 que inserta un preambulo para

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

informacion de senalizacion L1 y un convertidor digital a analogico (DAC) que cubre una senal digital procesada en una senal analogica, que no se muestran en la FIG. 44.

El codificador MIMO 44040 puede realizar procesamiento MISO o procesamiento SISO ademas de codificacion MIMO. En la realizacion de la FIG. 44, el transmisor MIMO puede usar dos antenas cuando se realiza solamente procesamiento MIMO y puede usar cuatro antenas cuando se realiza adicionalmente procesamiento MISO. Cuando se procesan todos los PLP segun SISO y transmiten, se pueden usar arbitrariamente de una a cuatro antenas.

El receptor MIMO usa al menos dos antenas para recibir una senal MIMO. Si una senal recibida es una senal SISO o una senal MISO, el receptor MIMO puede usar una o mas antenas.

El transmisor MIMO puede incluir tantos intercaladores de frecuencia y generadores OFDM como el numero de senales de entrada transmitidas a una pluralidad de antenas, los cuales se disponen en paralelo, de manera que los intercaladores de frecuencia 44030 y el generador OFDM 44050 pueden realizar las operaciones antes mencionadas en paralelo. De otro modo, un intercalador de frecuencia 44030 y un generador OFDM 44050 puede incluir memorias para procesar una pluralidad de senales en paralelo.

La configuracion y operacion del receptor MIMO se describira ahora.

En el receptor MIMO, el demodulador OFDM 44110 demodula OFDM una pluralidad de senales recibidas a traves de una pluralidad de antenas y saca una pluralidad de datos de sfmbolo e informacion de canal. En otras palabras, el demodulador OFDM 44110 puede realizar una transformada rapida de Fourier (FFT) sobre las senales recibidas para transformar las senales recibidas en senales de frecuencia y adquirir la informacion de canal usando un piloto incluido en las senales recibidas. El demodulador OFDM 44110 puede incluir un ADC que convierte una senal analogica recibida en una senal digital, un modulo de deteccion y decodificacion P1 que detecta una senal P1 que incluye informacion de senalizacion de L1, decodifica la senal P1 detectada y determina una configuracion de trama de una senal recibida actualmente a partir de la senal P1, un sincronizador de tiempo/frecuencia que detecta un intervalo de guarda y realiza sincronizacion de tiempo y sincronizacion de frecuencia, una unidad de eliminacion de GI que elimina el intervalo de guarda despues de la sincronizacion, un modulo FFT que demodula una pluralidad de senales subportadoras realizando FFT sobre las mismas y un estimador de canal que estima un canal de transmision entre el transmisor y el receptor a partir de senales piloto incluidas en el dominio de frecuencia.

El decodificador MIMO 44120 procesa la informacion de canal y la pluralidad de datos de sfmbolo recibidos sacados desde el demodulador OFDM 44110 y saca una pluralidad de senales de salida. El decodificador MIMO 44120 puede usar la siguiente Expresion 10.

[Expresion 10]

imagen9

En la Expresion 10, yh,t indica una senal recibida por el receptor donde h indica un canal recibido para cada antena de recepcion. Es decir, yh,t representa una senal recibida que ha pasado a traves de un canal que corresponde al tiempo t. Por ejemplo, yh,t representa senales recibidas durante un tiempo unidad y representa senales recibidas durante un tiempo de dos unidades en el caso del esquema GC. Hh,t indica informacion de canal a la cual se ha sometido la senal recibida. En las realizaciones de la presente invencion, h se puede representar por una matriz 2x2 que indica un canal MIMO y t indica una unidad de tiempo. W indica una matriz de codificacion MIMO y Ss es una senal QAM transmitida que representa una senal de entrada antes de la codificacion MIMO. Ademas, s es una unidad para dos senales usadas para transmision MIMO.

IfY — HWSlf

En la Expresion 10, 11 11 representa una diferencia entre un vector de senal recibido (dos senales se pueden

conocer como un vector debido a que se transmiten simultaneamente) y un vector de senal transmitido y el receptor detecta el vector Ss que minimiza la diferencia. Dado que el receptor conoce yh,t, Hh,t y W, el receptor puede adquirir una relacion de verosimilitud logantmica (LLR) comparando la probabilidad S1 de que un bit correspondiente sea 1 con una probabilidad S0 de que el bit correspondiente sea 0 en el dominio logantmico.

Como se describio anteriormente, el decodificador MIMO 44120 usa un metodo de deteccion de una senal mas cercana a una senal transmitida a partir de una senal recibida usando la Expresion 10 y la informacion adquirida de la deteccion es una probabilidad basada en bit y por lo tanto una pluralidad de senales de salida de los datos basados en bits del decodificador MIMO 44120 representados en una LLR. Aqrn, el decodificador MIMO 44120 compara todas las combinaciones de datos usados para codificacion MIMO y la informacion de canal con los datos recibidos a fin de obtener la LLR. En este caso, el decodificador MIMO 44120 puede usar un esquema ML aproximado que solamente usa un valor mas cercano a los datos recibidos, un esquema de decodificacion de esfera

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

que usa solamente una combinacion de valores dentro de una distancia predeterminada de los datos recibidos, etc. Es decir, en la FIG. 44, el decodificador MIMO 44120 decodifica MIMO dos senales recibidas a traves de dos antenas para sacar tantas senales de salida S1 y S2 como el numero de senales de entrada del transmisor. Aqm, las senales de salida S1 y S2 pueden ser flujos de bits. En este caso, las senales de salida corresponden a tipos de QAM de las senales de entrada del transmisor.

En la expresion usada para decodificacion de la decodificacion MIMO, WS y W son matrices de codificacion MIMO e incluyen todas las matrices de codificacion de los metodos de codificacion MIMO antes mencionados (la primera a tercera realizaciones). El transmisor puede transmitir informacion acerca de una matriz MIMO usada en la misma y el receptor puede comprobar la matriz MIMO usando la informacion y realizar la decodificacion. Opcionalmente, el receptor puede usar una matriz MIMO predeterminada.

El desintercalador de frecuencia 44130 realiza desintercalado sobre la pluralidad de senales de salida del decodificador MIMO 44120 en orden inverso a la operacion de intercalado del intercalador de frecuencia 44030 del transmisor. Aunque el intercalador de frecuencia 44030 del transmisor realiza intercalado de frecuencia de una forma sfmbolo por sfmbolo, el desintercalador de frecuencia 44130 del receptor reordena la informacion de bit de LLR incluida en un sfmbolo QAM como sfmbolos y saca los sfmbolos debido a que usa informacion de bit de LLR. El receptor MIMO puede incluir una pluralidad de desintercaladores de frecuencia para realizar respectivamente desintercalado de frecuencia sobre senales de entrada MIMO en paralelo.

El analizador sintactico de tramas 44140 adquiere datos de PLP deseados a partir de los datos sacados desde el desintercalador de frecuencia 44130 y saca los datos de PLP adquiridos. El desintercalador de tiempo 44150 realiza desintercalado en orden inverso a la operacion de intercalado del intercalador de tiempo 44100 del transmisor. Aqm, el desintercalador de tiempo 44150 realiza desintercalado de una forma bit por bit, distinguida del transmisor y por lo tanto reordena los flujos de bits en consideracion de la informacion de bit de LLR y saca los flujos de bits reordenados. El analizador sintactico de tramas 44140 reordena una pluralidad de senales introducidas al mismo en un flujo realizando analisis sintactico de tramas sobre las senales de entrada y saca el flujo. Es decir, el analizador sintactico de tramas 44140 realiza la operacion del generador de senal de salida ilustrado en la FIG. 24 y los bloques que siguen al analizador sintactico de tramas 44140 en el receptor llevan a cabo el procesamiento de senal sobre un flujo.

El multiplexor 44160, el desintercalador de bit 44170 y el decodificador FEC 44180 realizan respectivamente operaciones inversas a las operaciones del demultiplexor 44080, el intercalador de bits 44070 y el codificador FEC 44060 del transmisor, para sacar los PLP restaurados. Es decir, el multiplexor 44160 realinea la informacion de bit de LLR, el desintercalador de bit 44170 realiza desintercalado de bit y el decodificador FEC 44180 realiza decodificacion LDPC/BCH para corregir errores y sacar los datos de bit de PLP. Las operaciones que siguen a la operacion del analizador sintactico de tramas se pueden considerar como operacion de decodificacion BICM del modulo de decodificacion BICM, que es inversa a la operacion del modulo BICM 44010 del transmisor.

El transmisor MIMO y el receptor MIMO pueden incluir tantos intercaladores de frecuencia 44030, desintercaladores de frecuencia 44130, generadores OFDm 44050 y demoduladores OFDM 44110 como el numero de senales transmitidas/recibidas para realizar las operaciones antes mencionadas sobre las senales transmitidas/recibidas MIMO en paralelo. De otro modo, el intercalador de frecuencia 44030, desintercalador de frecuencia 44130, generador OFDM 44050 y demodulador OFDM 44110 pueden incluir memorias que procesan simultaneamente una pluralidad de senales de datos para reducir la complejidad del sistema.

La FIG. 45 ilustra un transmisor MIMO y un receptor MIMO segun otra realizacion de la presente invencion.

La FIG. 45 muestra un caso en el que cada uno del transmisor MIMO y el receptor MIMO usa dos antenas para realizar comunicacion MIMO. Particularmente, en el transmisor MIMO, se asume que se usa el mismo esquema de modulacion para las senales de entrada. Es decir, dos senales de entrada a ser transmitidas usando las dos antenas se modulan a traves de M-QAM (por ejemplo, BPSK+BPSK o QPSK+QPSK).

El transmisor MIMO incluye un modulo BICM 45010, un formador de tramas 45020, un intercalador de frecuencia 45030 y un generador OFDM 45040. El modulo BICM 45010 incluye un codificador FEC 45050, un intercalador de bit 45060, un demultiplexor 45070, un correlacionador de sfmbolos 45080, un codificador MIMO 45090 y un intercalador de tiempo 45100.

El receptor MIMO incluye un demodulador OFDM 45110, un desintercalador de frecuencia 45120, un analizador sintactico de tramas 45130, un desintercalador de tiempo 45140, un detector ML de MIMO 45050, un multiplexor 45160, un desintercalador de bit 45170 y un decodificador FEC 45180. El desintercalador de tiempo 45150, multiplexor 45160, desintercalador de bit 45170 y decodificador FEC 45180 realizan una operacion inversa a la operacion del modulo BICM 45010 del transmisor MIMO y se puede conocer como un modulo de decodificacion BICM 45190 en la siguiente descripcion.

Las configuraciones y operaciones del transmisor MIMO y receptor MIMO de la FIG. 45 son similares a las del transmisor MIMO y receptor MIMO de la FIG. 44 y por lo tanto solamente se describira ahora una diferencia entre las mismas.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

El codificador MIMO 45090 del transmisor MIMO de la FIG. 45 se situa entre el correlacionador de s^bolos 45080 y el intercalador de tiempo 45100, es decir, incluye en el modulo BICM 45010, distinguido del codificador MIMO mostrado en la FIG. 44. Es decir, el codificador MIMO 45090 recibe sfmbolos sacados desde el correlacionador de sfmbolos 45080, dispone los sfmbolos en paralelo, codifica MIMO los sfmbolos y saca los sfmbolos codificados MIMO en paralelo, distinguidos de la realizacion de la FIG. 44 en la que el formador de tramas saca sfmbolos QAM a ser codificados MIMO en paralelo. El codificador MIMO 45090 funciona adicionalmente como un generador de senal de entrada para generar una pluralidad de senales de entrada, realizar codificacion MIMO sobre las senales de entrada y sacar una pluralidad de senales de transmision. Los datos de transmision MIMO sacados en paralelo del codificador MIMO 45090 se procesan en paralelo en el intercalador de tiempo 45100, formador de tramas 45020, intercalador de frecuencia 45030 y generador OFDM 45040 y se transmiten. Aqm, se puede proporcionar una pluralidad de intercaladores de tiempo 45100, formadores de tramas 45020, intercaladores de frecuencia 45030 y generadores OFDM 45040 para procesar los datos de transmision MIMO en paralelo. En la realizacion de la FIG. 45 en la que se usan dos antenas de transmision, el transmisor MIMO puede incluir dos intercaladores de tiempo 45100, dos formadores de tramas 45020, dos intercaladores de frecuencia 45030 y dos generadores OFDM 45040 para procesar los datos sacados a partir del codificador MIMO 45090 en paralelo.

En el receptor MIMO de la FIG. 45, el decodificador MIMO 45150 se situa entre el desintercalador de tiempo 45140 y el multiplexor 45160. Por consiguiente, el demodulador OFDM 45110, el desintercalador de frecuencia 45120, el analizador sintactico de tramas 45130 y el desintercalador de tiempo 45140 procesan senales MIMO recibidas a traves de una pluralidad de antenas de una forma sfmbolo por sfmbolo sobre una pluralidad de caminos y el decodificador MIMO 45150 convierte datos basados en sfmbolos en datos de bit de LLR y sacan los datos de bit de LLR. En la realizacion de la FIG. 45, el receptor MIMO puede incluir una pluralidad de demoduladores OFDM 45110, desintercaladores de frecuencia 45120, analizadores sintacticos de tramas 45130 y desintercaladores de tiempo 45140. Alternativamente, el demodulador OFDM 45110, el desintercalador de frecuencia 45120, el analizador sintactico de tramas 45130 y el desintercalador de tiempo 45140 pueden incluir memorias capaces de realizar el procesamiento paralelo antes mencionado. Dado que todos del desintercalador de frecuencia 45120, analizador sintactico de tramas 45130 y el desintercalador de tiempo 45140 procesan datos basados en sfmbolos, se puede reducir la complejidad del sistema o capacidad de memoria, comparado con la realizacion de la FIG. 44 en la que se procesa informacion de bit de LLR.

En las FIG. 44 y 45, los transmisores MIMO pueden transmitir informacion que representa una combinacion de tipos de QAM de las senales de entrada, usadas para codificacion MIMO. Segun una realizacion, la informacion que representa tipos de QAM, es decir, los tipos de modulacion, se pueden incluir en informacion de senalizacion posterior de L1. Es decir, informacion que representa tipos de QAM de la primera y segunda senales de entrada se puede transmitir a traves de un preambulo. En la presente realizacion, la primera y segunda senales de entrada tienen el mismo tipo de QAM. Es decir, el decodificador MIMO comprueba la informacion que representa la combinacion de tipos de QAM de las senales de entrada incluidas en las senales recibidas y realiza decodificacion MIMO usando una matriz MIMO que corresponde a la combinacion de los tipos de QAM, para sacar senales que corresponden a la combinacion de los tipos de QAM. Las senales de salida de los tipos de QAM incluyen datos basados en bits y estos datos basados en bits son valores de decision suaves que representan la probabilidad de bits antes mencionada. Estos valores de decision suaves se pueden convertir en valores de decision diffcil a traves de decodificacion FEC.

En las FIG. 44 y 45, los dispositivos que corresponden al generador de senal de entrada/generador de senal de salida son el formador de tramas/analizador sintactico de tramas y el codificador MIMO/decodificador MIMO. No obstante, las operaciones del generador de senal de entrada/generador de senal de salida se pueden realizar por otros elementos de dispositivo. Por ejemplo, el demultiplexor sirve como el generador de senal de entrada o es seguido por el generador de senal de entrada en el transmisor y el multiplexor sirve como el generador de senal de salida o se situa detras del generador de senal de salida en el receptor correspondiente al transmisor. Cada elemento situado detras del generador de senal de entrada se puede proporcionar como una pluralidad de elementos para procesar senales de salida del generador de senal de entrada en paralelo a lo largo de tantos caminos como el numero de senales de salida del generador de senal de entrada y cada elemento situado antes del generador de senal de salida se puede proporcionar como una pluralidad de elementos para procesar senales de entrada aplicadas al generador de senal de salida en paralelo a lo largo de tantos caminos como el numero de senales de entrada del generador de senal de salida, segun ubicaciones del generador de senal de entrada/ generador de senal de salida.

La FIG. 46 ilustra un transmisor MIMO y un receptor MIMO segun otra realizacion de la presente invencion.

La FIG. 46 muestra una realizacion en la cual cada uno del transmisor MIMO y el receptor MIMO realiza transmision MIMO usando dos antenas. Particularmente, en el transmisor MIMO, se usan diferentes esquemas de modulacion para senales de entrada respectivas. Es decir, dos senales de entrada a ser transmitidas usando las dos antenas se modulan a traves de M-QAM y N-QAM (por ejemplo, BPSK+ QPSK o QPSK+16-QAM). A continuacion, casos en los que esquemas de modulacion usados para senales de entrada son QPSK+QPSK, QPSK+16-QAM y 16-QAM+16- QAM tambien se describiran en asociacion con la operacion de un demultiplexor.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

Las configuraciones del transmisor MIMO y receptor MIMO de la FIG. 46 son similares a las del transmisor MIMO y receptor MIMO de la FIG. 44 y las operaciones de las mismas se distinguen por una combinacion de tipos de QAM de los del transmisor MIMO y receptor MIMO de la FIG. 44. Por consiguiente, se describira ahora solamente una diferencia entre las operaciones del transmisor MIMO/receptor MIMO de la FIG. 46 y el transmisor MIMO/receptor MIMO de la FIG. 44.

El transmisor MIMO puede incluir un modulo BICM 46010, un formador de tramas 46020, un intercalador de frecuencia 46030, un codificador MIMO 46040 y un generador OFDM 46050. El modulo BICM 46010 puede incluir un codificador FEC 46060, un intercalador de bit 46070, un demultiplexor 46080, un correlacionador de sfmbolos 46090 y un intercalador de tiempo 46100. El codificador MIMO 46040 se puede conocer como un procesador MIMO.

El receptor MIMO puede incluir un demodulador OFDM 46110, un decodificador MIMO 46120, un desintercalador de frecuencia 46130, un analizador sintactico de tramas 46140, un desintercalador de tiempo 46150, un multiplexor 46160, un intercalador de bit 46170 y un decodificador FEC 46180. El intercalador de tiempo 46150, multiplexor 46160, desintercalador de bit 46170 y decodificador FEC 46180 pueden realizar una operacion inversa a la operacion del modulo BICM 46010 del transmisor MIMO y se pueden conocer como un modulo de decodificacion BICM 46190. El decodificador MIMO 46120 se puede conocer como un detector ML de MIMO.

En la FIG. 46, el demultiplexor 46080 demultiplexa flujos de bits segun M-QAM y N-QAM y saca flujos de bits demultiplexados. El demultiplexor 46080 funciona adicionalmente como el generador de senal de entrada que genera o dispone una pluralidad de senales de entrada para la transmision MIMO, descrita con referencia a la fIg. 24. El correlacionador de sfmbolos 46090 realiza correlacion gray M-QAM/N-QAM sobre los flujos de bits sacados desde el demultiplexor 46080 para sacar un flujo de sfmbolos M-QAM y un flujo de sfmbolos N-QAM. Aqrn, el transmisor MIMO puede incluir una pluralidad de correlacionadores de sfmbolos de manera que los correlacionadores de sfmbolos realizan correlacion gray M-QAM/N-QAM sobre un flujo de bits demultiplexado segun M-QAM y un flujo de bits demultiplexado segun N-QAM en paralelo para sacar un flujo de sfmbolos M-QAM y un flujo de sfmbolos N-QAM. El intercalador de tiempo 46100 intercala los flujos de sfmbolos en tiempo y, particularmente, intercala en tiempo sfmbolos sacados de uno o mas bloques LDPC. En la FIG. 46, se puede realizar procesamiento de senal por bloques que siguen al correlacionador de sfmbolos de una forma sfmbolo por sfmbolo.

El demultiplexor 46080 puede operar de manera diferente segun el tamano de QAM de una senal de entrada usada para MIMO. Es decir, un demultiplexor QAM y un demultiplexor 16-QAM se pueden usar cuando una combinacion de senales de entrada para transmision MIMO es QPSK+QPSK o 16-QAM+16-QAM, mientras que un demultiplexor 64-QAM se puede usar en el caso de QPSK+16-QAM. De otro modo, un demultiplexor 16-QAM y un demultiplexor 256-QAM se pueden usar en el caso de QPSK+QPSK y 16-QAM+16-QAM. Esto usa el hecho de que la transmision MIMO M+N-QAM transmite simultaneamente bits que corresponden a bits transmitidos por SISO M*N QAM.

Las operaciones del formador de tramas 46020, codificador MIMO 46040 y generador OFDM 46050 corresponden a las descritas con referencia a la FIG. 44.

Se describira ahora la operacion del receptor MIMO.

En el receptor MIMO, las operaciones del demodulador OFDM 46010 y el decodificador MIMO 46120 corresponden a las descritas con referencia a la FIG. 44.

El desintercalador de frecuencia 46130 desintercala una pluralidad de senales de salida del decodificador MIMO 46120 en orden inverso a la operacion de intercalado del intercalador de frecuencia 46030 del transmisor MIMO. Aqrn, mientras que el intercalador de frecuencia 46030 del transmisor MIMO realiza intercalado de frecuencia de una forma sfmbolo por sfmbolo, el intercalador de frecuencia 46130 del receptor MIMO puede reordenar datos de bit de LLR que pertenecen a sfmbolos M-QAM y datos de bit que pertenecen a sfmbolos N-QAM de una forma sfmbolo por sfmbolo debido a que usa informacion de bit de LLR. El desintercalador de frecuencia 46130 puede desintercalar en frecuencia senales de entrada MIMO en paralelo. Particularmente, dado que el numero de bits incluido en datos de sfmbolo M-QAM y el numero de bits incluido en datos de sfmbolo N-QAM en las senales de entrada MIMO pueden ser diferentes uno de otro, el desintercalador de frecuencia 46130 necesita realizar desintercalado en consideracion de la diferencia entre el numero de bits incluido en datos de sfmbolo M-QAM y el numero de bits incluido en datos de sfmbolo N-QAM. El analizador sintactico de tramas 46140 y el desintercalador de tiempo 46150, los cuales se describiran mas adelante, tambien necesitan considerar la diferencia entre el numero de bits incluido en datos de sfmbolo M-QAM y el numero de bits incluido en datos de sfmbolo N-QAM.

El analizador sintactico de tramas 46140 adquiere los datos de PLP deseados de los datos de salida del desintercalador de frecuencia 46130 y saca los datos de PLP adquiridos y el intercalador de tiempo 46150 realiza desintercalado en orden inverso a la operacion del intercalador de tiempo 46100 del transmisor MIMO. Aqrn, dado que el desintercalador de tiempo 46150 realiza desintercalado de una forma bit por bit, distinguida del intercalador de tiempo 46100 del transmisor MIMO, el desintercalador de tiempo 46150 reordena los flujos de bits en consideracion de la informacion de bit de LLR y saca los flujos de bits reordenados. El analizador sintactico de tramas 46140 realiza analisis sintactico de tramas sobre una pluralidad de senales de entrada para reordenar la pluralidad de senales de entrada y saca las senales reordenadas. El multiplexor 46160, el desintercalador de bit

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

46170 y el decodificador FEC 46180 realizan respectivamente operaciones inversas a las operaciones del demultiplexor 46080, intercalador de bit 46070 y codificador FEC 46060 del transmisor MIMO para sacar los PLP restaurados. Es decir, el multiplexor 46060 reordena los datos de bit de LLR, el desintercalador de bit 46170 realiza desintercalado de bit y el decodificador FEC 46180 realiza decodificacion LDPC/BCH para corregir errores y sacar datos de bit de PLP. Las operaciones que siguen a la operacion del analizador sintactico de tramas 46140 se pueden considerar como decodificacion BICM del modulo de decodificacion BICM 46190, que es inversa a la operacion del modulo BICM 46010 del transmisor MIMO. El multiplexor 46160 realiza la operacion del generador de senal de salida ilustrado en la FIG. 24 y los bloques que siguen al multiplexor 46160 en el receptor MIMO realizan procesamiento de senal de un flujo. Es decir, el multiplexor 46160 funciona como el generador de senal de salida.

La FIG. 47 ilustra un transmisor MIMO y un receptor MIMO segun otra realizacion de la presente invencion.

La FIG. 47 muestra una realizacion en la que cada uno del transmisor MIMO y el receptor MIMO realiza transmision MIMO usando dos antenas. Particularmente, en el transmisor MIMO, se usan respectivamente diferentes esquemas de modulacion para senales de entrada. Es decir, dos senales de entrada a ser transmitidas usando las dos antenas se modulan a traves de M-QAM y N-QAM (por ejemplo, BPSK+QPSK o QPSK+16QAM). A continuacion, casos en los que esquemas de modulacion usados para senales de entrada son QPSK+QPSK, QPSK+16-QAM y 16- QAM+16-QAm se describiran en asociacion con la operacion de un demultiplexor.

Las configuraciones del transmisor MIMO y receptor MIMO de la FIG. 47 son similares a las del transmisor MIMO y receptor MIMO de la FIG. 45 y las operaciones de los mismos se distinguen por una combinacion de tipos de QAM de las del transmisor MIMO y receptor MIMO de la FIG. 45. Por consiguiente, se describira ahora solamente una diferencia entre las operaciones del transmisor MIMO/receptor MIMO de la FIG. 47 y el transmisor MIMO/receptor MIMO de la FIG. 45.

El transmisor MIMO puede incluir un modulo BICM 47010, un formador de tramas 47020, un intercalador de frecuencia 47030 y un generador OFDM 47040. El modulo BICM 47010 puede incluir un codificador FEC 47050, un intercalador de bit 47060, un demultiplexor 47070, un correlacionador de sfmbolos 46080, un codificador MIMO 47090 y un intercalador de tiempo 47100.

El receptor MIMO puede incluir un demodulador OFDM 47110, un desintercalador de frecuencia 47120, un analizador sintactico de tramas 47130, un desintercalador de tiempo 47140, un detector ML de MIMO 47150, un multiplexor 47160, un intercalador de bit 47170 y un decodificador FEC 47180. El intercalador de tiempo 47150, multiplexor 47160, desintercalador de bit 47170 y decodificador FEC 47180 pueden realizar una operacion inversa a la operacion del modulo BICM 47010 del transmisor MIMO y se pueden conocer como un modulo de decodificacion BICM 47190 en la siguiente descripcion.

En la FIG. 47, el demultiplexor 47070 funciona como un generador de senal de entrada o un divisor y el correlacionador de sfmbolos 47080 correlaciona en sfmbolos respectivamente una primera senal de entrada y una segunda senal de entrada a una senal de tipo de M-QAM y una senal de tipo de N-QAM, como en la realizacion de la FIG. 46. En el receptor MIMO, el multiplexor 47160 funciona como un generador de senal de salida, como en la realizacion de la FIG. 46. El procesamiento de las senales de entrada de diferentes tipos de QAM corresponde al descrito con referencia a la FIG. 46.

En las FIG. 46 y 47, dispositivos que corresponden al generador de senal de entrada/generador de senal de salida son el demultiplexor/multiplexor. No obstante, las operaciones del generador de senal de entrada/generador de senal de salida se pueden realizar por otros elementos del dispositivo. Por ejemplo, el demultiplexor es seguido por el generador de senal de entrada en el transmisor y el generador de senal de salida es seguido por el multiplexor en el receptor correspondiente al transmisor. Cada uno de los elementos situados detras del generador de senal de entrada se puede proporcionar como una pluralidad de elementos para procesar senales de salida del generador de senal de entrada en paralelo a lo largo de tantos caminos como el numero de senales de salida del generador de senal de entrada y cada uno de los elementos situados antes del generador de senal de salida se puede proporcionar como una pluralidad de elementos para procesar senales de entrada aplicadas al generador de senal de salida en paralelo a lo largo de tantos caminos como el numero de senales de entrada del generador de senal de salida, segun las ubicaciones del generador de senal de entrada/generador de senal de salida.

Se describiran ahora operaciones del demultiplexor del transmisor MIMO y el multiplexor del receptor MIMO.

En la presente realizacion de la invencion, el transmisor MIMO puede realizar codificacion FEC que anade redundancia para correccion de errores a datos que usan codigo BCH/LDPC y codifica los datos, como se describio anteriormente. El demultiplexor reordena o realinea bits de los datos codificados FEC. Aqrn, el demultiplexor puede reordenar los bits en consideracion de la transmision MIMO. Se describiran mas adelante operaciones del demultiplexor y el multiplexor.

La FIG. 48 ilustra un bloque de codificacion LDPC 48010 y un demultiplexor 48020 segun una realizacion de la presente invencion.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

Un bloque de codificacion BCH (no mostrado) se puede situar antes del bloque de codificacion LDPC 48010 y un intercalador de bits que realiza intercalado sobre una base bit por bit se puede situar entre el bloque de codificacion LDPC 48010 y el demultiplexor 48020.

El bloque de codificacion LDPC 48010 codifica LDPC una senal de entrada S1 en un tamano de bloque LDPC. En la realizacion mostrada en la FIG. 48, el tamano horizontal de un bloque LDPC es 2N donde N se determina por el tamano de QAM de la senal de entrada S1. Es decir, si el tamano de QAM de la senal de entrada S1 es M, N se puede determinar como N=log2.

Los datos de salida del bloque de codificacion LDPC 48010 tienen distribucion de fiabilidad en una configuracion espedfica segun una codificacion LDPC. Es decir, los datos de salida del bloque de codificacion LDPC 48010 tienen diferentes fiabilidades segun las secciones de datos y por lo tanto el rendimiento de recuperacion de errores en el receptor puede variar con las secciones de datos. El demultiplexor 48020 dispersa la fiabilidad de los datos sacados del bloque de codificacion LDPC 48010. En este caso, la fiabilidad esta relacionada con posiciones de bits cuando los bits se correlacionan a sfmbolos.

En el caso de sfmbolo QAM, las posiciones de bits correlacionados a sfmbolos se asocian con fiabilidad. Es decir, en sfmbolos QAM, los MSB tienen mayor fiabilidad que la de los LSB. Esto es debido a que la probabilidad de que un MSB se restaure erroneamente debido a error es menor que la probabilidad de que un LSB se restaure erroneamente debido a error cuando se transmiten y reciben sfmbolos.

En la FIG. 48, cuando el numero de bits correlacionados a un sfmbolo QAM es N, un bloque LDPC se puede dividir en 2N regiones divididas por igual. Si se extrae un bit de cada una de las regiones, los bits extrafdos se pueden correlacionar a dos sfmbolos QAM para dos senales de entrada. Aqm, el demultiplexor 48020 distribuye fiabilidades de bits incluidos en el bloque LDPC determinando que bit se correlaciona a que parte de un sfmbolo QAM y sacando los bits.

En transmision MIMO, la fiabilidad puede depender del estado de canal de un canal de transmision/recepcion MIMO.

Particularmente, cuando se usa una matriz de codificacion MIMO, que se describio anteriormente, las senales de entrada S1 y S2 recibidas por el receptor tienen la misma potencia cuando un canal MIMO es un canal no correlacionado, como se describio anteriormente y por lo tanto tienen la misma fiabilidad. En este caso, por consiguiente, el canal MIMO no dana la fiabilidad asignada por el demultiplexor al bloque LDPC.

Cuando el canal MIMO es un canal completamente correlacionado, las senales recibidas son R = h {(a+1) S1 + (a-1) S2}, como se represento en la Expresion 2 y las senales de entrada S1 y S2 tienen diferentes potencias. Es decir, dado que las senales de entrada S1 y s2 tienen diferentes potencias segun el valor 'a', las fiabilidades para sfmbolos de las dos senales de entrada llegan a ser diferentes unas de otras y por lo tanto se vana la fiabilidad asignada por el demultiplexor al bloque LDPC. Por consiguiente, un sistema de transmision/recepcion MIMO necesita considerar tal variacion de fiabilidad a fin de evitar la perdida de rendimiento generada en un canal MIMO completamente correlacionado. Para lograr esto, es posible disenar nuevamente el demultiplexor o anadir un divisor al demultiplexor.

La FIG. 49 es una tabla que muestra fiabilidades de senales recibidas segun condiciones de canal MIMO segun una realizacion de la presente invencion.

La FIG. 49 muestra fiabilidades de las senales de entrada S1 y S2 recibidas por un receptor en caso de canal MIMO no correlacionado y un canal MIMO completamente correlacionado. En la tabla de la FIG. 49, A representa la fiabilidad mas alta y B representa la fiabilidad mas baja.

En el caso de un canal MIMO no correlacionado, no hay cambio en la distribucion de fiabilidad de las senales de entrada. En el caso de un canal MIMO completamente correlacionado, no obstante, se vana la distribucion de fiabilidad para las senales de entrada. Se puede ver a partir de la tabla de la FIG. 49 que se disminuye la fiabilidad de la senal de entrada S2. Por consiguiente, se puede saber que la distribucion de fiabilidad del bloque LDPC se concentra en una senal espedfica a traves de un canal MIMO aunque el demultiplexor disperse uniformemente la distribucion de fiabilidad y por lo tanto la distribucion de fiabilidad necesita ser ajustada en consideracion del canal MIMO.

La FIG. 50 ilustra parte de un sistema de transmision/recepcion MIMO segun una realizacion de la presente invencion.

Cuando un sistema de transmision procesa senales de transmision MIMO usando un demultiplexor 50010 y un correlacionador de sfmbolos 50020, se genera un problema de que la distribucion de fiabilidad se concentre en una senal cuando un canal MIMO esta completamente correlacionado. Por consiguiente, la presente invencion sugiere un metodo de disposicion de un divisor 50040 entre el demultiplexor 50010 y el correlacionador de sfmbolos 50050 de manera que el divisor 50040 redistribuye los datos para evitar que la distribucion de fiabilidad se concentre en una senal. Alternativamente, el sistema de transmision no incluye el divisor 50040 y el demultiplexor 50030 puede realizar adicionalmente la operacion del divisor 50040.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

Un sistema de recepcion puede incluir un multiplexor 50060 y un fusionador 50080 que realiza una operacion inversa a la operacion del divisor 50040 del sistema de transmision. El fusionador 50080 se situa antes del multiplexor 50070 del sistema de recepcion y reordena los bits que corresponden a un sfmbolo reordenado por el divisor de manera que el multiplexor 50070 puede multiplexar las senales de entrada del sistema de transmision. Alternativamente, el sistema de recepcion no incluye el fusionador 50080 y el multiplexor 50070 puede realizar adicionalmente la operacion del fusionador 50080.

Se dara una descripcion de una operacion del divisor cuando las senales de entrada tienen el mismo tipo de QAM en el sistema MIMO.

La FIG. 51 ilustra operaciones del demultiplexor y el divisor segun una realizacion de la presente invencion.

La FIG. 51 muestra un caso en el que las senales de entrada tienen el mismo tipo de QAM e ilustra una operacion que corresponde a la operacion del demultiplexor en los casos de las FIG. 44 y 45 o una operacion cuando se anade el divisor al demultiplexor.

Espedficamente, el demultiplexor 51010 puede ser un demultiplexor QPSK en el caso de MIMO QPSK+QPSK o puede ser un demultiplexor 16-QAM en el caso de MIMO 16-QAM+16-QAM segun el tipo de QAM de las senales de entrada.

Si el numero de bits a ser correlacionado a un sfmbolo QAM y los conjuntos de bits a ser correlacionados a dos sfmbolos QAM despues de reordenacion por el demultiplexor 51010 son respectivamente b_r,0 y b_r,1, b_r,0 representa los primeros N bits sacados del demultiplexor 51010 despues de que los bits de una fila de orden r de una memoria de intercalador de bits se reordenen por el demultiplexor 51010 y b_r,1 representa los N bits siguientes a los N bits b_r,0.

Cuando b_r,0 y b_r,1 se correlacionan respectivamente a sfmbolos de las senales de entrada S1 y S2 a ser usados por un codificador MIMO, una estructura de distribucion de fiabilidad aplicada por el demultiplexor 51010 a bloques LDPC no cambia debido a que las distribuciones de fiabilidad de las senales de entrada S1 y S2 no cambian en un lado de recepcion en un canal MIMO no correlacionado. En el caso de un canal completamente correlacionado, no obstante, las distribuciones de fiabilidad de las senales de entrada S1 y S2 cambian en el lado de recepcion y por lo tanto se vana la estructura de distribucion de fiabilidad de los bits reordenados por el demultiplexor 51010. Esta tendencia ejerce una fuerte influencia sobre una estructura LDPC de tasa de codigo baja. La LDPC de tasa de codigo baja tiene rendimiento alto cuando la fiabilidad se distribuye aleatoriamente en cada region. Para esto, b_r,0 y b_r,1 correlacionados a las senales de entrada S1 y S2 se pueden seleccionar aleatoriamente.

Es decir, el divisor 51020 puede ajustar la distribucion de fiabilidad de manera que se logra un rendimiento alto en un canal MIMO completamente correlacionado correlacionando aleatoriamente b_r,0 y b_r,1 a las senales de entrada S1 y S2 o a las senales de entrada S2 y S1 usando una secuencia binaria pseudo aleatoria (PRBS). Incluso en este caso, para un canal MIMO no correlacionado, se puede mantener la distribucion de fiabilidad pretendida por el demultiplexor 51010 debido a que las distribuciones de fiabilidad de las senales de entrada S1 y S2 no cambian.

Para generar la PRBS, el divisor 51020 puede usar un generador de PRBS 1+X14+X15 o una secuencia de bits de orden inverso de una salida de contador de N bits. Una secuencia que tiene un maximo de una longitud de 16200 (=64800/4) puede ser necesaria segun el tipo de LDPC. En este caso, se puede usar un contador de 14 bits. Una secuencia de generacion PRBS se puede reiniciar para cada bloque LDPC. En este caso, el divisor 51020 puede desviar la salida del demultiplexor 51010 si los datos de PLP transmitidos son de tipo SISO o tipo MISO.

En el receptor, el fusionador puede reordenar los bits en el orden original a traves de una operacion que corresponde a la operacion del divisor 51020. Es decir, el fusionador puede reordenar la informacion de bit de LLR usando la misma PRBS que la usada en el divisor 51020 y sacar la informacion de bit de LLR reordenada.

Se dara una descripcion de una operacion del divisor cuando las senales de entrada tienen diferentes tipos de QAM en el sistema MIMO.

La FIG. 52 ilustra operaciones del demultiplexor y el divisor segun una realizacion de la presente invencion.

La FIG. 52 muestra un caso en el que las senales de entrada tienen diferentes tipos de QAM e ilustra una operacion que corresponde a la operacion del demultiplexor en los casos de la FIG. 46 y 47 o una operacion cuando el divisor se anade al demultiplexor.

Una pluralidad de demultiplexores 52010 o un demultiplexor que incluye una memoria y realiza demultiplexacion de diferentes tipos de senales de entrada se puede usar segun los tipos de QAM de las senales de entrada. En la FIG. 52, se ejemplifican QPSK y 16-QAM como diferentes tipos de QaM.

Si el numero de bits a ser correlacionados a sfmbolos de tipos QPSK y 16-QAM es 12(=4+8) y los conjuntos de bits a ser correlacionados a dos sfmbolos QAM despues de ser reordenados por el demultiplexor 52010 son respectivamente b_r,0 y b_r,1, b_r,0 representa un conjunto de los primeros dos bits de entre los primeros seis bits

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

sacados del demultiplexor 52020 despues de reordenacion de bits de la fila de orden r del intercalador de bits y los primeros dos bits de entre seis bits que siguen a los primeros seis bits y b_r,1 representa un conjunto de los siguientes cuatro bits de los primeros seis bits y los siguientes cuatro bits de los seis bits que siguen los primeros seis bits.

En el caso de MIMO QPSK+16QAM, la fiabilidad relativa de los bits de los sfmbolos QAM no cambia en gran medida entre un canal MIMO no correlacionado y un canal MIMO completamente correlacionado, como se muestra en la tabla de la FIG. 49. Esto es debido a que la fiabilidad de QPSK aumenta incluso en el canal MIMO completamente correlacionado mientras que la fiabilidad de los bits que corresponden a QPSK es alta. Usando esta propiedad, en el caso de MIMO de tipo QPSK+16-QAM, el divisor 52020 puede usar un demultiplexor 64-QAM y distribuir fiabilidad como en SISO 64-QaM. Para lograr esto, el divisor 52020 puede correlacionar los bits de b_r,0 a S1 (QPSK) y correlacionar los bits de b_r,1 a S2 (16-QAM).

En el receptor, el fusionador puede realizar una operacion que corresponde a la operacion del divisor 52020 para sacar la informacion de bit de LLR al multiplexor. Es decir, el fusionador puede reordenar los bits de las senales S1 y S2 de manera que los bits de S1 se sacan como el primer, segundo, septimo y octavo bits y los bits de S2 se sacan como el tercer, cuarto, quinto, sexto, noveno, decimo, undecimo y duodecimo bits.

La FIG. 53 es un diagrama de flujo que ilustra un metodo de transmision de una senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

El transmisor de senal de difusion correlaciona datos incluidos en senales de difusion y transmitidos a sfmbolos de tipo M-QAM (S53010).

El transmisor de senal de difusion puede correlacionar los datos a los sfmbolos de tipo M-QAM usando uno o mas correlacionadores de sfmbolos. En este caso, todas las senales de entrada para transmision MIMO corresponden al tipo M-QAM y por lo tanto los elementos del dispositivo despues del correlacionador de sfmbolos pueden procesar una senal sobre una base sfmbolo por sfmbolo.

El transmisor de senal de difusion genera una primera senal de entrada de tipo M-QAM y una segunda senal de entrada de tipo M-QAM para transmision MIMO (S53020).

La primera senal de entrada y la segunda senal de entrada se pueden generar en el generador de senal de entrada o el divisor antes mencionados. El transmisor de senal de difusion puede dividir los datos a ser transmitidos segun los caminos de transmision MIMO para generar la primera senal de entrada y la segunda senal de entrada. La operacion del generador de senal de entrada o el divisor se puede realizar por otros elementos del dispositivo, como se describio anteriormente.

El transmisor de senal de difusion codifica MIMO la primera senal de entrada y segunda senal de entrada para generar una primera senal de transmision de tipo M*M-QAM y una segunda senal de transmision de tipo M*M-QAM (S53030).

La operacion de codificacion MIMO se puede realizar por un codificador MIMO o un procesador MIMO, como se describio anteriormente y puede usar la matriz de codificacion MIMO descrita en las realizaciones anteriores. Es decir, el transmisor de senal de difusion puede realizar codificacion MIMO usando una matriz MIMO que tiene un parametro 'a' que se fija de manera que la primera senal de transmision y la segunda senal de transmision respectivamente tienen optimizadas las distancias euclidianas, correlacion de gray o distancias euclidianas capaces de compensar las distancias de Hamming. Como se describio anteriormente, el transmisor de senal de difusion ajusta la potencia de las senales de entrada usando la matriz MIMO y el parametro 'a' se puede fijar dependiendo de los tipos de modulacion de las senales de entrada.

El transmisor de senal de difusion puede modular OFDM la primera senal de transmision y la segunda senal de transmision y transmitir las senales moduladas (S53040).

El transmisor de senal de difusion puede transmitir respectivamente la primera y segunda senales de transmision moduladas a traves de la primera y segunda antenas. La primera y segunda senales de transmision pueden tener la estructura de trama de senal antes mencionada y pueden incluir informacion de senalizacion como se describio con referencia a las FIG. 15 a 17.

La FIG. 53 ilustra operaciones de los transmisores de senal de difusion descritos anteriormente y se han descrito operaciones detalladas en las figuras correspondientes (por ejemplo, las FIG. 44 a 52) que muestran los transmisores de senal de difusion.

Modos de la invencion

Los detalles acerca de los modos para la presente invencion se han descrito en el mejor modo anterior.

Aplicabilidad industrial

Como se describio anteriormente, la presente invencion se puede aplicar entera o parcialmente a sistemas de difusion digital.

Claims (6)

1. 5

   10

   15

   20

   25

   30

   REIVINDICACIONES

   1. Un metodo para transmitir senales de difusion, el metodo que comprende;

   dividir bits de datos de Conducto de Capa F^sica, PLP en una primera y segunda senales de entrada;

   correlacionar en Modulacion de Amplitud en Cuadratura, QAM, la primera y segunda senales de entrada con constelaciones M-QAM para sacar primeros sfmbolos QAM y segundos sfmbolos QAM, en donde M = 16;

   procesar en Multiples Entradas Multiples Salidas, MIMO, los primeros y segundos sfmbolos QAM para sacar una primera y segunda senales de difusion, en donde el procesamiento MIMO se realiza aplicando una matriz de procesamiento MIMO a los primeros y segundos sfmbolos QAM, en donde la matriz de procesamiento MIMO se representa como:

   imagen1

   imagen2

   cost} sent) sen cost)

   donde

   imagen3

   construir una primera y segunda tramas incluyendo la primera y segunda senales de difusion; y

   modular datos en la primera y segunda tramas construidas mediante un metodo de Multiplexacion por Division de Frecuencia Ortogonal, OFDM.
2. 2. El metodo de la reivindicacion 1, en donde la matriz de procesamiento MIMO se aplica a un esquema de multiplexacion espacial.
3. 3. El metodo de la reivindicacion 1, el metodo que ademas comprende;

   intercalar en frecuencia datos en la primera y segunda tramas construidas.
4. 4. Un aparato para transmitir senales de difusion, el aparato que comprende;

   un divisor (45070) para dividir bits de los datos de PLP en una primera y segunda senales de entrada;

   un correlacionador de Modulacion de Amplitud en Cuadratura, QAM, (45080) para correlacionar la primera y segunda senales de entrada con constelaciones M-QAM para sacar primeros sfmbolos QAM y segundos sfmbolos QAM, en donde M = 16;

   un procesador de Multiples Entradas Multiples Salidas, MIMO, (45090) para procesamiento MIMO de los primeros y segundos sfmbolos QAM para sacar una primera y segunda senales de difusion, en donde el procesamiento MIMO se realiza aplicando una matriz de procesamiento MIMO a los primeros y segundos sfmbolos QAM, en donde la matriz de procesamiento MIMO se representa como:

   imagen4

   f 1 a

   v Vl

   imagen5

   cost? sent) sen cost)

   donde

   imagen6

   un formador de tramas (45020) para construir una primera y segunda tramas incluyendo la primera y segunda senales de difusion; y

   un modulador (45040) para modular datos en la primera y segunda tramas construidas mediante un metodo de Multiplexacion por Division de Frecuencia Ortogonal, OFDM.
5. 5. El aparato de la reivindicacion 4, en donde la matriz de procesamiento MIMO se aplica a un esquema de multiplexacion espacial.
6. 6. El aparato de la reivindicacion 4, el aparato que ademas comprende;

   un intercalador de frecuencia (45030) para intercalar en frecuencia datos en la primera y segunda tramas construidas.

   5