ES2563106T3 - Transmisor/receptor de señal de difusión y método de transmisión/recepción de señal de difusión - Google Patents

Abstract

Un método para recibir señales de difusión, el método que comprende: recibir al menos dos señales de difusión y demodular las señales de difusión recibidas por el método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; desintercalar en frecuencia cada una de las señales de difusión demoduladas por un par de celdas consecutivas en cada una de las señales de difusión demoduladas; analizar sintácticamente al menos dos tramas de señal de cada una de las señales de difusión desintercaladas en frecuencia, para sacar datos de Conductos de Capa Física, PLP, en donde la trama de señal incluye un preámbulo y símbolos de datos, en donde los símbolos de datos incluyen los datos de los PLP; decodificar información de señalización para señalizar los datos de los PLP, procesando MISO, Múltiples Entradas Salida Única, la información de señalización; y decodificar los datos de los PLP, en donde la decodificación de los datos de los PLP comprende; desintercalar en tiempo datos de al menos uno de los PLP, desintercalar en celdas los datos desintercalados en tiempo de al menos uno de los PLP, procesar con Múltiples Entradas Múltiples Salidas, MIMO, los datos desintercalados en celdas del al menos uno de los PLP, para sacar dos señales de salida y descorrelacionar con Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM las dos señales de salida; en donde la decodificación de los datos de los PLP además incluye procesar MISO datos de los otros PLP.

Description

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DESCRIPCION

Transmisor/receptor de senal de difusion y metodo de transmision/recepcion de senal de difusion Campo tecnico

La presente invencion se refiere a un metodo para transmitir/recibir senales de difusion y un aparato para transmitir/recibir senales de difusion y, mas particularmente, a un metodo para transmitir/recibir senales de difusion, que puede mejorar la eficiencia de transmision de datos y es compatible con metodos convencionales para transmitir/recibir senales de difusion y un aparato de transmision/recepcion de las mismas.

Antecedentes de la tecnica

Ya que la difusion analogica terminara pronto, se han desarrollado una variedad de tecnologfas para transmitir y recibir senales de difusion digitales. Las senales de difusion digitales pueden transmitir una mayor capacidad de datos de vfdeo/audio que las senales de difusion analogicas y pueden incluir una variedad de datos opcionales ademas de datos de vfdeo/audio.

Un sistema de difusion digital puede proporcionar imagenes de Alta Definicion (HD), sonido multicanal y una variedad de servicios opcionales. No obstante, la eficiencia de transmision de datos para transmision de datos de alta capacidad, la robustez de las redes de transmision y recepcion y la flexibilidad de las redes en consideracion del equipamiento de recepcion movil son problemas que aun se debenan mejorar. El documento WO2009/093809 describe un sistema de difusion digital que emplea tanto codificacion MIMO como MISO para transmision de datos.

Descripcion

Problema tecnico

Un objeto tecnico de una realizacion de la presente invencion es proporcionar un metodo y aparato para recibir senales de difusion, el cual puede mejorar la eficiencia de transmision de datos en un sistema de difusion digital.

Un objeto tecnico adicional de la presente invencion es proporcionar un metodo y aparato para recibir senales de difusion, el cual puede mantener la compatibilidad con un sistema de difusion convencional ademas de lograr los objetos descritos anteriormente.

Solucion tecnica

A fin de resolver los problemas anteriores, se proporciona un receptor de senal de difusion (“BSR”) segun la reivindicacion 5. En un aspecto adicional, se proporciona un metodo de recepcion segun la reivindicacion 1.

Efectos ventajosos

Segun la presente invencion, en un sistema de difusion digital, es posible mejorar la eficiencia de transmision de datos y aumentar la robustez en terminos de transmision y recepcion de senales de difusion, en virtud del suministro de un sistema MIMO.

Ademas, segun la presente invencion, en un sistema de difusion digital, es posible decodificar eficientemente senales de recepcion MIMO usando el procesamiento MIMO de la presente invencion incluso bajo un entorno de difusion diversa.

Ademas, segun la presente invencion, un sistema de difusion que usa MIMO de la presente invencion puede lograr las ventajas descritas anteriormente mientras que mantiene la compatibilidad con un sistema de difusion convencional que no usa MIMO.

Ademas, segun la presente invencion, es posible proporcionar un metodo y aparato para recibir senales de difusion, que puede recibir senales de difusion digitales sin error incluso bajo un entorno de interior o usando equipamiento de recepcion movil.

Descripcion de los dibujos

La Fig. 1 muestra un transmisor de senal de difusion que usa MIMO segun una realizacion de la presente invencion;

La Fig. 2 muestra un receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion;

La Fig. 3 muestra una estructura de trama adicional basada en PLP segun una realizacion de la presente invencion;

La Fig. 4 muestra una estructura de trama adicional basada en FEF segun una realizacion de la presente invencion;

Las Fig. 5 A y B muestran un proceso de generacion de un sfmbolo P1 a fin de percibir una trama adicional segun una realizacion de la presente invencion;

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La Fig. 6 muestra informacion de senalizacion libre de L1 segun una realizacion de la presente invencion;

La Fig. 7 muestra informacion de senalizacion posterior de L1 segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 8 muestra informacion de senalizacion posterior de L1 segun otra realizacion de la presente invencion.

La Fig. 9 muestra un diagrama conceptual de un metodo de transmision de senal de difusion segun una realizacion

de la presente invencion.

La Fig. 10 muestra un diagrama conceptual de un metodo de transmision de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion.

La Fig. 11 muestra una senal de difusion transmitida por un sistema de difusion nacional con un sistema MIMO aplicado usando SVC.

La Fig. 12 muestra un sistema de transmision/recepcion MIMO segun una realizacion del presente sistema.

La Fig. 13 muestra un metodo de transmision/recepcion de datos que usa MIMO por SM en condiciones de canal segun una realizacion del presente sistema.

La Fig. 14 muestra una senal de transmision/recepcion y senal codificada MIMO segun una realizacion del presente sistema.

La Fig. 15 muestra una correlacion de constelacion que usa un GC de un subconjunto como matriz de codificacion MIMO segun una primera realizacion del presente sistema.

La Fig. 16 muestra una relacion entre una distancia euclidiana y una distancia de Hamming en la correlacion de constelacion usando el GC del subconjunto como matriz de codificacion MIMO segun la primera realizacion del presente sistema.

La Fig. 17 muestra una senal de transmision/recepcion y senal codificada MIMO segun una segunda realizacion de la presente invencion.

La Fig. 18 muestra un metodo de codificacion MIMO segun una tercera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 19 muestra una senal de transmision/recepcion y senal codificada MIMO segun una tercera realizacion del presente sistema.

La Fig. 20 muestra una senal de transmision/recepcion y senal codificada MIMO segun una cuarta realizacion del presente sistema.

La Fig. 21 muestra una senal de transmision/recepcion y senal codificada MIMO segun una sexta realizacion del presente sistema.

La Fig. 22 muestra una estructura de un sfmbolo P1 y sfmbolo AP1 segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 23 muestra un modulo de deteccion de sfmbolo P1 segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 24 muestra un modulo de deteccion de sfmbolo AP1 segun una realizacion de la presente invencion.

Las Fig. 25 A y B muestran informacion de senalizacion P1 e informacion de senalizacion de AP1 segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 26 muestra informacion de senalizacion libre de L1 segun otra realizacion de la presente invencion.

La Fig. 27 muestra informacion de senalizacion posterior de L1 segun otra realizacion de la presente invencion.

La Fig. 28 muestra informacion de senalizacion dinamica posterior de L1 segun otra realizacion de la presente invencion.

La Fig. 29 muestra un procesador de entrada de un transmisor/receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 30 muestra un modulo de adaptacion de modo que implementa una pluralidad de PLP como un procesador de entrada segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 31 muestra un modulo de adaptacion de flujo que implementa una pluralidad de PLP como un procesador de entrada segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 32 muestra un codificador BICM segun la primera realizacion de la presente invencion.

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La Fig. 33 muestra un codificador de formador de tramas segun la primera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 34 muestra un generador OFDM segun la primera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 35 muestra un codificador BICM segun la segunda realizacion de la presente invencion.

La Fig. 36 muestra un demodulador OFDM segun la primera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 37 muestra un descorrelacionador de tramas segun la primera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 38 muestra un codificador BICM segun la primera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 39 muestra un codificador BICM segun la segunda realizacion de la presente invencion.

La Fig. 40 muestra un proceso de salida del receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 41 muestra un proceso de salida del receptor de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion.

La Fig. 42 muestra un codificador BICM segun la tercera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 43 muestra un codificador de formador de tramas segun la tercera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 44 muestra un generador OFDM segun la tercera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 45 muestra un codificador BICM segun la cuarta realizacion de la presente invencion.

La Fig. 46 muestra otra realizacion del codificador BICM segun la tercera realizacion de la presente invencion mostrada en la Fig. 45.

La Fig. 47 muestra un generador OFDM segun la cuarta realizacion de la presente invencion.

La Fig. 48 muestra un sistema de transmision/recepcion de senal de difusion segun la cuarta realizacion de la presente invencion.

La Fig. 49 muestra un demodulador OFDM segun la tercera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 50 muestra un descorrelacionador de tramas segun la tercera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 51 muestra un codificador BICM segun la tercera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 52 muestra un demodulador OFDM segun la cuarta realizacion de la presente invencion.

La Fig. 53 muestra un decodificador BICM como una realizacion segun la cuarta realizacion de la presente invencion.

La Fig. 54 muestra un decodificador BICM como otra realizacion segun la cuarta realizacion de la presente invencion.

Las Fig. 55 (a) y (e) muestran un orden de salida de un demultiplexor segun cada tasa de codigo cuando una longitud de bloque LDPC es 16.800 y un formato de modulacion para correlacion de sfmbolos es 256QAM.

La Fig. 56 muestra una relacion de correlacion entre un bit de entrada del multiplexor y un bit de salida de aquel segun un tipo de demultiplexor en la Fig. 55.

Las Fig. 57 (a) y (c) muestran un orden de salida de un demultiplexor como otra realizacion segun cada tasa de codigo cuando una longitud de bloque LDPC es 16.800 y un formato de modulacion para correlacion de sfmbolos es 256QAM.

La Fig. 58 muestra una relacion de correlacion entre una entrada del multiplexor y una salida de aquel segun un tipo de demultiplexor en la Fig. 57.

Las Fig. 59 (a) y (c) muestran un orden de salida de un demultiplexor como otra realizacion segun cada tasa de codigo cuando una longitud de bloque LDPC es 16.800 y un formato de modulacion para correlacion de sfmbolos es 256QAM.

Las Fig. 60 (a) y (c) (a) y (c) muestran un orden de salida de un demultiplexor como una realizacion segun cada tasa de codigo cuando una longitud de bloque LDPC es 16.800 y un formato de modulacion para correlacion de sfmbolos es 64QAM.

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Las Fig. 61 (a), (b) muestran un orden de salida de un demultiplexor como otra realizacion segun cada tasa de codigo cuando una longitud de bloque LDPC es 16.800 y un formato de modulacion para correlacion de sfmbolos es 16QAM.

La Fig. 62 muestra una estructura de multiplexacion de una trama segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 63 muestra una estructura de un receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 64 muestra una estructura de una correlacion de celdas en una trama segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 65 muestra un proceso de intercalado de un intercalador de frecuencia por pares segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 66 muestra un proceso de desintercalado de un desintercalador de frecuencia por pares segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 67 muestra una estructura de correlacion de celdas como una realizacion segun la primera y segunda realizacion de la presente invencion.

La Fig. 68 muestra una estructura de correlacion de celdas como una realizacion segun la tercera y cuarta realizacion de la presente invencion.

La Fig. 69 muestra un metodo de recepcion de senales de difusion segun una realizacion de la presente invencion. Mejor modo

En lo sucesivo, aunque las realizaciones preferidas de la presente invencion se describiran en detalle con referencia a los dibujos anexos y contenidos que se describen con relacion a los dibujos anexos, se tiene que entender que la presente invencion no esta limitada a las realizaciones.

Se han introducido diversas tecnologfas para aumentar la eficiencia de transmision y realizar una comunicacion robusta en un sistema de difusion digital. Una de tales tecnologfas es un metodo de uso de una pluralidad de

antenas en un lado de transmision y un lado de recepcion. Este metodo se puede clasificar en un esquema de

Entrada Unica Salida Unica (SISO) en el cual se realiza la transmision a traves de una unica antena y la recepcion

se realiza a traves de una unica antena, un esquema de Entrada Unica Salida Multiple (SIMO) en el que la

transmision se realiza a traves de una unica antena y la recepcion se realiza a traves de multiples antenas, un esquema de Entrada Multiple Salida Unica (MISO) en el que la transmision se realiza a traves de multiples antenas y la recepcion se realiza a traves de una unica antena y un esquema de Entrada Multiple Salida Multiple (MIMO) en el que la transmision se realiza a traves de multiples antenas y la recepcion se realiza a traves de multiples antenas. Aunque las multiples antenas se pueden ejemplificar por 2 antenas para facilidad de explicacion en la siguiente descripcion, la descripcion de la presente invencion se puede aplicar a sistemas que usan 2 o mas antenas.

El esquema SISO corresponde a un sistema de difusion general que usa 1 antena de transmision y 1 antena de recepcion. El esquema SIMO corresponde a un sistema de difusion que usa 1 antena de transmision y una pluralidad de antenas de recepcion.

El esquema MISO corresponde a un sistema de difusion que usa una pluralidad de antenas de transmision y 1 antena de recepcion para proporcionar diversidad de transmision. Un ejemplo del esquema MISO es un esquema Alamouti. En el esquema MISO, es posible recibir datos a traves de 1 antena sin perdida de rendimiento. Aunque un sistema de recepcion puede recibir los mismos datos a traves de una pluralidad de antenas de recepcion a fin de mejorar el rendimiento, este caso se describira como que pertenece a casos MISO en esta especificacion.

El rendimiento de un sistema que emplea la tecnologfa MIMO depende de las caractensticas de un canal de transmision. La eficiencia de tal sistema es alta, especialmente, cuando el sistema tiene entornos de canal independientes. Es decir, el rendimiento del sistema que emplea la tecnologfa MIMO puede mejorar cuando los canales de todas las antenas que van desde antenas del lado de transmision y antenas del lado de recepcion son canales independientes que no tienen correlacion unos con otros. No obstante, en un entorno de canal en el que las correlaciones entre canales de antenas de transmision y recepcion son muy altas como en un entorno de lmea de vista (LOS), el rendimiento del sistema que emplea la tecnologfa MIMO se puede reducir significativamente o el sistema puede no funcionar.

Ademas, si el esquema MIMO se aplica a un sistema de difusion que usa los esquemas SISO y MISO, es posible aumentar la eficiencia de transmision de datos. No obstante, ademas de los problemas anteriores, hay una necesidad de mantener la compatibilidad para permitir a un receptor que tiene una unica antena recibir servicios. Por consiguiente, la presente invencion sugiere un metodo para resolver tales problemas existentes.

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Ademas, la presente invencion puede proporcionar un transmisor/receptor de senal de difusion y un metodo de transmision y recepcion de difusion para un sistema de difusion terrestre convencional y un sistema que puede transmitir y recibir senales de difusion adicionales (o senales de difusion mejoradas), por ejemplo, las senales de difusion moviles, mientras que comparten una banda de frecuencia de RF con un sistema de difusion terrestre tal como DVB-T2.

Para lograr esto, en la presente invencion, es posible usar un metodo de codificacion de video que tiene escalabilidad en el cual un componente de video basico que tiene calidad de imagen baja aunque es robusto a un entorno de comunicacion y un componente de video extendido que es ligeramente debil a un entorno de comunicacion aunque puede proporcionar una imagen de alta calidad se pueden transmitir de manera distinguible. Aunque la presente invencion se describira con referencia a SVC como un metodo de codificacion de video que tiene escalabilidad, la presente invencion se puede aplicar a cualquier otro metodo de codificacion de video. Una realizacion de la presente invencion se describira en mas detalle con referencia a los dibujos.

Un transmisor y receptor de senal de diffusion de la presente invencion puede realizar procesamiento MISO y procesamiento MIMO sobre una pluralidad de senales que se transmiten y reciben a traves de una pluralidad de antenas. La siguiente es una descripcion de un transmisor y receptor de senal de difusion que realiza procesamiento de senal sobre 2 senales que se transmiten y reciben a traves de 2 antenas.

La FIG. 1 ilustra un transmisor de senal de difusion que usa el esquema MIMO segun una realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 1, el transmisor de senal de difusion segun la presente invencion puede incluir un procesador de entrada 101100, un modulo de procesamiento de entrada 101200, un codificador de Modulacion Codificada con Intercalado de Bit (BICM) 101300, un formador de tramas 101400 y un generador (o transmisor) de Multiplexacion por Division de Frecuencia Ortogonal (OFDM) 101500. El transmisor de senal de difusion segun la presente invencion puede recibir una pluralidad de flujos MPEG-TS o un flujo de Encapsulacion de Flujo General (GSE) (o flujo GS).

El procesador de entrada 101100 puede generar una pluralidad de PLP (conductos de capa ffsica) sobre una base de servicio a fin de dar robustez a una pluralidad de flujos de entrada, es decir, una pluralidad de flujos MPEG-TS o flujos GSE.

Los PLP son unidades de datos que se identifican en la capa ffsica. Espedficamente, un PLP son datos que tienen el mismo atributo de capa ffsica los cuales se procesan en el camino de transmision y se pueden correlacionar de una forma celda por celda en una trama. Ademas, el PLP se puede considerar un canal de Multiplexacion por Division de Tiempo (TDM) de capa ffsica que transporta uno o una pluralidad de servicios. Espedficamente, se transmite un camino a traves del cual se transmite tal servicio o un flujo identificable en la capa ffsica que se transmite a traves del camino se conoce como un PLP.

A partir de entonces, el modulo de procesamiento de entrada 101200 puede generar una trama en Banda Base (BB) que incluye una pluralidad de PLP generados. El modulo BICM 101300 puede anadir redundancia a la trama en BB para corregir un error en un canal de transmision y puede intercalar datos de PLP incluidos en la trama en BB.

El formador de tramas 101400 puede lograr una estructura de trama de transmision correlacionando la pluralidad de PLP a una trama de transmision y anadiendo informacion de senalizacion a la misma. El generador OFDM 101500 puede demodular datos de entrada a partir del formador de tramas segun OFDM para dividir los datos de entrada en una pluralidad de caminos de manera que los datos de entrada se transmitan a traves de una pluralidad de antenas.

La FIG. 2 ilustra un receptor de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 2, el receptor de senal de difusion puede incluir un demodulador OFDM 107100, un analizador sintactico de tramas 107200, un decodificador BICM 107300 y un procesador de salida 107400. El demodulador OFDM 107100 puede convertir las senales recibidas a traves de una pluralidad de antenas de recepcion en senales en el dominio de frecuencia. El analizador sintactico de tramas 107200 puede sacar los PLP para un servicio necesario de entre las senales convertidas. El decodificador BICM 107300 puede corregir un error generado segun un canal de transmision. El procesador de salida 107400 puede realizar los procedimientos necesarios para generar TS o GS de salida. Aqrn, las senales de polaridad dual se pueden introducir como senales de antena de entrada y uno o mas flujos se pueden sacar como los TX o GS.

La FIG. 3 ilustra una estructura de trama adicional basada en PLP segun una realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 3, una trama segun una realizacion de la presente invencion puede incluir un area de preambulo y un area de datos. El area de preambulo puede incluir un sfmbolo P1 y un sfmbolo P2 y el area de datos puede incluir una pluralidad de sfmbolos de datos. El sfmbolo P1 puede transmitir informacion de senalizacion de P1 y el sfmbolo P2 puede transmitir informacion de senalizacion de l1.

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En este caso, un sfmbolo de preambulo se puede asignar adicionalmente al preambulo. Este sfmbolo de preambulo adicional se conoce como un Preambulo Adicional 1 (API). En una realizacion de la presente invencion, uno o mas sfmbolos AP1 se pueden anadir a una trama a fin de mejorar el rendimiento de deteccion de una senal de difusion movil bajo una SNR muy baja o condiciones de desvanecimiento selectivos en tiempo. La informacion de senalizacion de API transmitida a traves del sfmbolo API puede incluir un parametro de transmision adicional.

La informacion de senalizacion de API segun una realizacion de la presente invencion incluye informacion de patron piloto en una trama. Por lo tanto, segun una realizacion de la presente invencion el receptor de senal de difusion no transmite un sfmbolo P2, si la informacion de senalizacion de Li se propaga en sfmbolos de datos del area de datos, la informacion de patron piloto se puede descubrir usando la informacion de senalizacion de API antes de que se decodifique la informacion de senalizacion de Li en el area de datos.

Tambien, si se propaga la informacion de senalizacion de Li en el area de datos de una trama, la informacion de senalizacion de APl puede incluir informacion necesaria para que el receptor de senal de difusion decodifique informacion de senalizacion propagada en una trama del area de datos. Segun la presente invencion, un area de preambulo de una trama incluye un sfmbolo Pi, mas de un sfmbolo API y mas de un sfmbolo P2. Y el area de datos comprende una pluralidad de sfmbolos de datos, tambien conocidos como sfmbolo OFDM de datos. Un sfmbolo P2 es opcional y si se inserta se determina senalizando informacion de senalizacion de API a traves de sfmbolos API segun una realizacion de la presente invencion.

En una realizacion de la presente invencion, un modulo de insercion Pi en el generador OFDM generador OFDM 101500 del transmisor de senal de difusion puede insertar el sfmbolo Pi y el sfmbolo APi en cada sfmbolo. Es decir, el modulo de insercion de Pi puede insertar 2 o mas sfmbolos de preambulo en cada trama. En otra realizacion, un modulo de insercion de APi se puede anadir aguas abajo de (o proximo a) el modulo de insercion de Pi y el modulo de insercion de APi puede insertar el sfmbolo APi. Si se usan 2 o mas sfmbolos de preambulo como en la presente invencion, hay ventajas en que la robustez al desvanecimiento de rafagas que puede ocurrir en un entorno de desvanecimiento movil se aumenta aun mas y tambien se mejora el rendimiento de deteccion de senal.

El sfmbolo Pi puede transmitir informacion de senalizacion de Pi asociada con un parametro de transmision basico y tipo de transmision y un identificador de preambulo correspondiente y el receptor puede detectar la trama usando el sfmbolo Pi. Una pluralidad de sfmbolos P2 se puede proporcionar y puede transportar informacion de senalizacion de Li e informacion de senalizacion tal como un PLP de comando. La informacion de senalizacion de Li puede incluir informacion de senalizacion previa de Li e informacion de senalizacion posterior de Li, el PLP comun puede incluir informacion de red tal como una NIT (Tabla de Informacion de Red) o informacion de PLP e informacion de servicio tal como una SDT (Tabla de Descripcion de Servicio) o una EIT (Tabla de Informacion de Evento). El preambulo de la presente invencion puede incluir solamente el sfmbolo Pi, la informacion de senalizacion previa de Li y la informacion de senalizacion posterior de Li o puede incluir todos del sfmbolo Pi, la informacion de senalizacion previa de Li, la informacion de senalizacion posterior de Li y el PLP comun segun la intencion del disenador. Una pluralidad de sfmbolos de datos situados proximos al sfmbolo Pi puede incluir una pluralidad de PLP. La pluralidad de PLP puede incluir flujos de TS de audio, video y datos e informacion PSI/PI tal como una Tabla de Asociacion de Programa (PAT) y una Tabla de Correlacion de Programa (PMT). En la presente invencion, un PLP que transmite informacion PSI/SI se puede conocer como un PLP base o un PLP de senalizacion. Los PLP pueden incluir un PLP de tipo i que se transmite a traves de un subsegmento por trama y un PLP de tipo 2 que se transmite a traves de dos subsegmentos por trama. La pluralidad de PLP puede transmitir un servicio y tambien puede transmitir componentes de servicio incluidos en un servicio. Cuando los PLP transmiten componentes de servicio, el lado de transmision puede transmitir informacion de senalizacion que indica que los PLP transmiten componentes de servicio.

Ademas, se pueden transmitir datos adicionales (o una senal de difusion mejorada) ademas de datos basicos a traves de un PLP espedfico mientras que se comparte una banda de frecuencia de RF con el sistema de difusion terrestre convencional segun una realizacion de la presente invencion. En este caso, el lado de transmision puede definir un sistema o una senal que se transmite actualmente a traves de informacion de senalizacion del sfmbolo Pi descrito anteriormente. La siguiente descripcion se da con referencia al caso en el que los datos adicionales son datos de video. Es decir, como se muestra en la FIG. 3, un PLP Mi ii2i00 y un PLP (Mi+M2) ii2200 que son PLP de tipo 2 se pueden transmitir mientras que incluyen datos de video adicionales. Ademas, en la presente invencion, una trama que transmite tales datos de video adicionales se puede conocer como una trama adicional y una trama que transmite datos basicos se puede conocer como una trama basica (o trama T2).

Ademas, una trama que puede transmitir no solamente datos adicionales sino tambien datos asociados con un nuevo sistema de difusion diferente del sistema de difusion terrestre convencional se puede conocer como una trama adicional. En este caso, una trama que transmite una difusion terrestre convencional se puede conocer como una trama de difusion terrestre y una trama adicional puede transmitir datos adicionales o datos basicos asociados con el nuevo sistema de difusion.

La FIG. 4 ilustra una estructura de una trama adicional basada en FEF segun una realizacion de la presente invencion.

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Espedficamente, la FIG. 4 muestra el caso en el que se usa una Trama de Extension Futura (FEF) a fin de transmitir datos de video adicionales. En la presente invencion, una trama que transmite datos de v^deo basicos se puede conocer como una trama basica y una FEF que transmite datos de video adicionales se puede conocer como una trama adicional.

La FIG. 4 muestra estructuras de supertramas 11100 y 113200 en cada una de las cuales se multiplexan una trama basica y una trama adicional. Las tramas 113100-1 a 113100-n que no estan sombreadas de entre las tramas incluidas en la supertrama 113100 son tramas basicas y las tramas sombreadas 113120-1 y 113120-2 son tramas adicionales.

La FIG. 4(A) muestra el caso en el que la relacion de tramas basicas a tramas adicionales es N:1. En este caso, el tiempo requerido para que el receptor reciba una siguiente trama adicional 113120-2 despues de recibir una trama adicional 113120-1 puede corresponder a N tramas basicas.

La FIG. 4(B) muestra el caso en el que la relacion de tramas basicas a tramas adicionales es 1:1. En este caso, la proporcion de tramas adicionales en la supertrama 113200 se puede maximizar y por lo tanto las tramas adicionales pueden tener una estructura muy similar a la de las tramas basicas a fin de maximizar la extension de comparticion con las tramas basicas. Ademas, en este caso, el tiempo requerido para que el receptor reciba una siguiente trama adicional 113210-2 despues de recibir una trama adicional 113210-1 corresponde a 1 trama basica 113220 y por lo tanto el periodo de supertrama es mas corto que el de la FIG. 4(A).

Las FIG. 5(A) y 7(B) ilustran un procedimiento de generacion de sfmbolo P1 para identificar tramas adicionales segun una realizacion de la presente invencion.

En el caso en que se transmiten datos de video adicionales a traves de tramas adicionales que se distinguen de las tramas basicas como se muestra en la FIG. 4, hay una necesidad de transmitir informacion de senalizacion adicional para permitir al receptor identificar y procesar una trama adicional. Una trama adicional de la presente invencion puede incluir un sfmbolo P1 para transmitir tal informacion de senalizacion adicional y el sfmbolo P1 se puede conocer como un sfmbolo new_system_P1. Este sfmbolo new_system_P1 puede ser diferente de un sfmbolo P1 que se usa en una trama convencional y se puede proporcionar una pluralidad de sfmbolos new_system_P1. En una realizacion, el sfmbolo new_system_P1 se puede situar antes de un primer sfmbolo P2 en un area de preambulo de la trama.

En la presente invencion, se puede modificar un sfmbolo P1 de una trama convencional y usar para generar la distancia de Hamming minima. La presente invencion sugiere un metodo en el que una distancia de Hamming minima se genera modificando la estructura del sfmbolo P1 de la trama convencional o se genera cambiando el generador de sfmbolos 114100 que genera sfmbolos.

La FIG. 5 (A) muestra la estructura del sfmbolo P1 de la trama convencional. En la presente invencion, la estructura del sfmbolo P1 de la trama convencional mostrada en la FIG. 5(A) se puede modificar para generar una distancia de Hamming minima. En este caso, la distancia de Hamming minima se puede generar cambiando un desplazamiento de frecuencia f_SH por el prefijo y sufijo del sfmbolo P1 convencional o cambiando la longitud (espedficamente, el tamano de T_P1C o T_P1B) del sfmbolo P1. No obstante, en el caso en que la distancia de Hamming minima se genere modificando la estructura de sfmbolo P1, hay una necesidad de modificar apropiadamente los parametros (los tamanos de T_P1C y T_P1B y f_SH) usados en la estructura de sfmbolo P1.

La FIG. 5(B) muestra el generador de sfmbolos P1 que genera sfmbolos P1. En la presente invencion, el generador de sfmbolos P1 mostrado en la FIG. 5(B) se puede modificar para generar una distancia de Hamming minima. En este caso, se puede generar una distancia de Hamming minima usando un metodo que cambia la distribucion de las portadoras activas usadas para un sfmbolo P1 en un modulo de tabla de CDS 114110, un modulo de MSS 114120 y un modulo de estructura C-A-B 114130 incluido en el generador de sfmbolos P1 (por ejemplo, un metodo en el que el modulo de tabla de CDS 114110 usa un Conjunto Complementario de Secuencias (CSS) diferente) o un metodo que cambia un patron para informacion que se transmite a traves de un sfmbolo P1 (por ejemplo, un metodo en el que el modulo de MSS 114120 usa un Conjunto Complementario de Secuencias (CSS) diferente).

Ademas, el sfmbolo AP1 de la presente invencion descrito anteriormente con referencia a la FIG. 3 se puede generar a traves del procedimiento descrito anteriormente con referencia a la FIG. 5.

La FIG. 6 muestra una informacion de senalizacion previa de L1 incluida en una senal transmitida/recibida segun una realizacion de la presente invencion.

Como se describio anteriormente, la informacion de senalizacion de L1 puede incluir informacion de senalizacion de P1, informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. La informacion de senalizacion de P1 (no mostrada) se puede situar anterior a la informacion de senalizacion previa de L1. La informacion de senalizacion de P1 puede incluir un campo S1 y un campo S2. El campo S1 puede incluir identificadores para indicar formatos de una region de preambulo y el campo S2 puede incluir identificadores para indicar informacion lateral.

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La FIG. 6 muestra una realizacion de una tabla incluida en la informacion de senalizacion previa de L1. La informacion de senalizacion previa de L1 puede incluir informacion necesaria para recibir y decodificar la informacion de senalizacion posterior de L1. Se describiran ahora campos incluidos en la tabla. El tamano de cada campo y los tipos de campos que se pueden incluir en la tabla se pueden cambiar.

El campo TYPE tiene 8 bits y puede indicar si el tipo de un flujo de entrada es TS o GS.

El campo BWT_EXT tiene 1 bit y puede indicar la extension de ancho de banda de un sfmbolo OFDM.

El campo S1 tiene 3 bits y puede representar si un sistema de transmision actual es un sistema MISO o un sistema MIMO.

El campo S2 tiene 4 bits y puede indicar un tamano de FFT.

El campo L1_REPETITION_FLAG tiene 1 bit y puede representar una marca de repeticion de una senal de L1.

El campo GUARD_Interval tiene 3 bits y puede indicar el tamano de un intervalo de guarda del sistema de transmision actual.

El campo PAPR tiene 4 bits y puede indicar un esquema de reduccion de PAPR. Como se describio anteriormente, se puede usar un esquema ACE o TR como el esquema de PAPR en la presente invencion.

El campo L1_MOD tiene 4 bits y puede indicar el tipo de modulacion QAM de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo L1_COD tiene 2 bits y puede indicar la tasa de codigo de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo L1_FEC_TYPE tiene 2 bits y puede indicar el tipo de FEC de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo L1_POST_SIZE tiene 18 bits y puede indicar el tamano de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo L1_POST_INFO_SIZE tiene 18 bits y puede indicar el tamano de una region de informacion de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo PILOT_PATTERN tiene 4 bits y puede indicar un patron de insercion de piloto.

El campo TX_ID_AVAILABILITY tiene 8 bits y puede indicar la disponibilidad de identificacion del transmisor en un alcance de celda geografico.

El campo CELL_ID tiene 16 bits y puede indicar un identificador de celda.

El campo NETWORK_ID tiene 16 bits y puede indicar un identificador de red.

El campo SYSTEM_ID tiene 16 bits y puede indicar un identificador de sistema.

El campo NUM_FRAMES tiene 8 bits y puede indicar el numero de tramas de transmision por supertrama.

El campo NUM_DATA_SYMBOLS tiene 12 bits y puede indicar el numero de sfmbolos OFDM por trama de transmision.

El campo REGEN_FLAG tiene 3 bits y puede indicar el numero de regeneraciones de una senal segun un repetidor.

El campo L1_POST_EXTENSION tiene 1 bit y puede indicar la presencia o ausencia de un bloque de extension de la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo NUM_RF tiene 3 bits y puede indicar el numero de bandas de RF para TFS.

El campo CURRENT_RF_IDX tiene 3 bits y puede indicar el mdice de un canal de RF actual.

El campo RESERVED tiene 10 bits y esta reservado para uso posterior.

El campo CRC_32 tiene 32 bits y puede indicar un codigo de extraccion de error CRC de la informacion de senalizacion previa de L1.

La FIG. 7 muestra informacion de senalizacion posterior de L1 incluida en una senal transmitida/recibida segun una realizacion de la presente invencion.

La informacion de senalizacion posterior de L1 puede incluir parametros necesarios para que el receptor codifique datos de PLP.

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La informacion de senalizacion posterior de L1 puede incluir un bloque configurable, un bloque dinamico, un bloque de extension, un bloque de comprobacion de redundancia dclica (CRC) y un bloque de relleno de L1.

El bloque configurable puede incluir informacion aplicada por igual a una trama de transmision y el bloque dinamico puede incluir informacion caractenstica que corresponde a una trama transmitida actualmente.

El bloque de extension se puede usar cuando se extiende la informacion de senalizacion posterior de L1 y el bloque CRC puede incluir informacion usada para correccion de errores de la informacion de senalizacion posterior de L1 y puede tener 32 bits. El bloque de relleno se puede usar para ajustar tamanos de informacion respectivamente incluidos en una pluralidad de bloques de codificacion que son iguales cuando la informacion de senalizacion posterior de L1 se transmite mientras que se divide en los bloques de codificacion y tiene un tamano variable.

La FIG. 7 muestra una tabla incluida en el bloque configurable, que incluye los siguientes campos. El tamano de cada campo y los tipos de campos que se pueden incluir en la tabla son variables.

El campo SUB_SLICES_PER_FRAME tiene un tamano de 15 bits y puede indicar el numero de subsegmentos por trama de transmision.

El campo NUM_PLP tiene un tamano de 8 bits y puede indicar el numero de los PLP.

El campo NUM_AUX tiene un tamano de 4 bits y puede indicar el numero de flujos auxiliares.

El campo AUX_CONFIG_RFU tiene un tamano de 8 bits y es una region reservada.

Los siguientes campos se incluyen en “por bucle” (o bucle de frecuencia) para ser repetidos en base al numero de RF (campo NUM_RF 1) del presente sistema. El campo NUM_REF se puede senalar a traves de informacion de senalizacion previa de L1.

El campo RF_IDX tiene un tamano de 3 bits y puede indicar un mdice de canal de RF.

El campo FREQUENCY tiene un tamano de 32 bits y puede indicar una frecuencia de canal de RF.

Los siguientes campos se usan solamente cuando el LSB del campo S2 es 1, es decir, cuando S2='xxx1'.

El campo FEF_TYPE tiene un tamano de 4 bits y se puede usar para indicar una trama de extension futura (FEF).

El campo FEF_LENGTH tiene un tamano de 22 bits y puede indicar la longitud de una FEF.

El campo FEF_INTERVAL tiene un tamano de 8 bits y puede indicar la duracion de un intervalo de FEF.

Los siguientes campos se incluyen en “por bucle” (o bucle PLP) para ser repetidos en base al numero de PLP en la

supertrama (campo NUM_PLP 1).

El campo PLP_ID tiene un tamano de 8 bits y se puede usar para identificar un PLP.

El campo PLP_TYPE tiene un tamano de 3 bits y puede indicar si un PLP actual es un PLP comun o un PLP que

incluye datos normales.

El campo PLP_PAYLOAD_TYPE tiene un tamano de 5 bits y puede indicar un tipo de carga util de PLP. Es decir, PLP PAYLOAD puede incluir datos GFPS, GCS, GSE, TS, IP percibidos por PLP_PAYLOAD_TYPE.

La marca FF_FLAG tiene un tamano de 1 bit y puede indicar una marca de frecuencia fija.

El campo FIRST_RF_IDX tiene un tamano de 3 bits y puede indicar el mdice del primer canal de RF para TFS.

El campo FIRST_FRAME_IDX tiene un tamano de 8 bits y puede indicar el mdice de la primera trama de un PLP actual en una supertrama.

El campo PLP_GROUP_ID tiene un tamano de 8 bits y se puede usar para identificar un grupo de PLP. Un grupo de PLP se puede conocer como un conducto de capa de enlace (LLP) y el campo PLP_GROUP_ID se llama campo LLP_ID en una realizacion de la presente invencion.

El campo PLP_COD tiene un tamano de 3 bits y puede indicar una tasa de codigo de un PLP.

El campo PLP_MOD tiene un tamano de 3 bits y puede indicar un tipo de QAM de un PLP.

El campo PLP_ROTATION tiene un tamano de 1 bit y puede indicar una marca de rotacion de constelacion de un PLP.

El campo PLP_FEC_TYPE tiene un tamano de 2 bits y puede indicar el tipo de FEC de un PLP.

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El campo PLP_NUM_BLOCKS_MAX tiene un tamano de 10 bits y puede indicar un numero maximo de PLP de bloques FEC.

El campo FRAME_INTERVAL tiene un tamano de 8 bits y puede indicar un intervalo de una trama de transmision.

El campo TIME_IL_LENGTH tiene un tamano de 8 bits y puede indicar una profundidad de intercalado de sfmbolos (o de intercalado de tiempo).

El campo TIME_IL_TYPE tiene un tamano de 1 bit y puede indicar un tipo de intercalado de sfmbolos (o de intercalado de tiempo).

El campo IM_BAND_B_FLAG tiene un tamano de 1 bit y puede indicar una marca de senalizacion en banda.

El campo RESERVED_1 tiene un tamano de 16 bits y se usa en el bucle de PLP en el futuro.

El campo RESERVED_2 tiene un tamano de 32 bits y se usa en el bloque configurable en el futuro.

Los siguientes campos se incluyen en un bucle de flujo auxiliar.

El campo AUX_RFU tiene un tamano de 32 bits y se llama “por bucle” para ser repetido en base al numero de subflujo (campo NUM_AUX 1). Es decir, es un campo a ser usado en el bucle de subflujo.

La FIG. 8 muestra informacion de senalizacion posterior de L1 incluida en una senal transmitida/recibida segun otra realizacion de la presente invencion.

La tabla incluida en un bloque dinamico mostrado en la FIG. 8 incluye los parametros necesarios para que el receptor decodifique PLP y especialmente incluye informacion con respecto a la trama actual. La tabla mostrada en la Fig. 8 puede senalar a en banda para implementar eficientemente la segmentacion en el receptor.

Una tabla mostrada en la FIG. 8 se incluye en el bloque dinamico e incluye los siguientes campos. El tamano de cada campo y los tipos de campos que se pueden incluir en la tabla son variables.

El campo FRAME_IDX tiene un tamano de 8 bits y puede indicar un mdice de trama en una supertrama.

El campo SUB_SLICE_INTERVAL tiene un tamano de 22 bits y puede indicar un intervalo de subsegmento.

El campo TYPE_2_START tiene un tamano de 22 bits y puede indicar una posicion de inicio de los PLP de un intercalador de sfmbolos sobre una pluralidad de tramas. El campo L1_CHANGe_COUNTER tiene un tamano de 8 bits y puede indicar un cambio en la senalizacion de L1.

El campo START_RF_IDX tiene un tamano de 3 bits y puede indicar un mdice de canal de RF de inicio para TFS.

El campo RESERVED_1 tiene un tamano de 8 bits y es un campo reservado.

Es un campo llamado “por bucle” para ser repetido tantas veces como el numero de PLP en la supertrama (VALOR DE CAMPO NUM_PLP -1).

El campo PLP_ID tiene un tamano de 8 bits y se puede usar para identificar cada PLP.

El campo PLP_START tiene un tamano de 22 bits y puede indicar una direccion de inicio de PLP en una trama.

El campo PLP_NUM_BLOCKS tiene un tamano de 10 bits y puede indicar el numero de PLP de bloques FEC.

El campo RESERVED_2 tiene un tamano de 8 bits y se puede usar en el bucle de PLP en el futuro.

El campo RESERVED_3 tiene un tamano de 8 bits y se puede usar en el bloque dinamico en el futuro.

El siguiente campo se incluye en el bucle de flujo auxiliar.

El campo AUX_RFU tiene un tamano de 48 bits y se puede usar en el bucle de flujo auxiliar en el futuro.

Ademas, la presente invencion propone un sistema MIMO que usa codificacion de video escalable (SVC). SVC es un metodo de codificacion de video desarrollado para hacer frente a una variedad de terminales y entornos de comunicacion y variaciones en los terminales y entornos de comunicacion. SVC puede codificar un video jerarquicamente de manera que la definicion deseada se genera y transmite datos de video adicionales que tienen una capa base desde la que se pueden restaurar datos de video acerca de una imagen que tiene definicion basica y una capa de mejora desde la cual se puede restaurar una imagen que tiene mayor definicion. Por consiguiente, un receptor puede adquirir la imagen de definicion basica recibiendo y decodificando solamente los datos de video de la capa base u obtener la imagen de mayor definicion decodificando los datos de video de la capa base y los datos de video de la capa de mejora segun caractensticas de la misma. En la siguiente descripcion, la capa base puede

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incluir datos de video que corresponden a la capa base y la capa de mejora puede incluir datos de v^deo que corresponden a la capa de mejora. A continuacion, los datos de video pueden no ser un objetivo de SVC, la capa base puede incluir datos capaces de proporcionar un servicio fundamental que incluye vfdeo/audio/datos basicos que corresponden a la capa base y la capa de mejora puede incluir datos capaces de proporcionar un servicio mayor que incluye mayor vfdeo/audio/datos que corresponden a la capa de mejora.

La presente invencion propone un metodo de transmision de la capa base de SVC a traves de un camino a traves del cual se pueden recibir senales segun SISO o MISO usando SVC y transmitir la capa de mejora de SVC a traves de un camino a traves del cual se pueden recibir senales segun MIMO en el sistema de difusion de la presente invencion. Es decir, la presente invencion proporciona un metodo por el cual un receptor que tiene una unica antena adquiere una imagen con definicion basica recibiendo la capa base usando SISO o MISO y un receptor que tiene una pluralidad de antenas adquiere una imagen con mayor definicion recibiendo la capa base y la capa de mejora usando MIMO.

Se dara una descripcion de un metodo de transmision de los datos de difusion MIMO que incluye la capa base y la capa de mejora en asociacion con tramas de difusion terrestre para transmitir senales de difusion terrestre.

(1) Metodo de transmision de datos de difusion MIMO usando un PLP predeterminado

Es posible transmitir los datos de difusion MIMO incluidos en un PLP predeterminado mientras que se distingue el PLP predeterminado de un PLP que incluye datos de difusion terrestre. En este caso, el PLP predeterminado se usa para transmitir los datos de difusion MIMO y se puede transmitir adicionalmente informacion de senalizacion para describir el PLP predeterminado para evitar un error en el sistema de recepcion convencional. A continuacion, el PLP predeterminado que incluye los datos de difusion MIMO se puede conocer como un PLP de difusion MIMO y el PLP que incluye los datos de difusion terrestre se puede conocer como un PLP de difusion terrestre.

Como los datos de difusion MIMO no se pueden implementar en un receptor de difusion terrestre, es necesario tener informacion adicional de senalizacion para distinguir un PLP terrestre y PLP de difusion MIMO. En este caso, la senalizacion puede usar un campo reservado en la informacion de senalizacion de L1 del sistema de difusion terrestre. Cuando se usa una pluralidad de antenas para transmitir datos de difusion MIMO en el lado de transmision, los datos de difusion terrestre se pueden transmitir por MISO. La presente invencion, a fin de percibir PLP, utiliza informacion de senalizacion posterior de L1.

(2) Metodo de transmision de datos de difusion MIMO usando una trama predeterminada

Es posible incluir los datos de difusion MIMO generados como se describio anteriormente en una trama predeterminada y transmitir la trama predeterminada incluyendo los datos de difusion MIMO mientras que se distingue la trama predeterminada de una trama de difusion terrestre. En este caso, la trama predeterminada se usa para transmitir los datos de difusion MIMO y se puede transmitir adicionalmente informacion de senalizacion para describir la trama predeterminada para evitar un error en el sistema de recepcion convencional.

La Fig. 9 muestra un diagrama conceptual para un metodo de transmision de senales de difusion.

Como se muestra en la Fig. 9, se pueden transmitir distintivamente datos de difusion terrestre y datos de difusion MIMO en unidades de trama. La longitud de FEF de una trama de difusion MIMO (FEF) se puede asignar entre medias de tramas de difusion terrestre en un intervalo de FEF. En este caso, los datos de sistema MIMO pueden coexistir en una banda de frecuencia dentro del sistema de difusion terrestre y se puede evitar un malfuncionamiento por el receptor de senal de difusion que percibe una trama a traves de senalizacion de L1 e ignorando las tramas de difusion MIMO. En ese caso, el sistema MIMO puede usar algo del caudal mediante los parametros relacionados con la FEF tal como FEF_TYPR, FEF_LENGTH, FEF_INTERVAL definidos por la informacion de senalizacion posterior de L1.

(3) Metodo de transmision de PLP de difusion MIMO usando la trama de difusion terrestre y la trama de difusion MIMO

Los PLP que incluyen datos de difusion MIMO se pueden transmitir a traves de una trama de difusion terrestre y una trama de difusion MIMO. Dado que un PLP de difusion MIMO puede estar presente en la trama de difusion terrestre (o trama basica), distinguida de las realizaciones mencionadas anteriormente, es necesario senalar la relacion entre los PLP conectados presentes en la trama de difusion terrestre y la trama de difusion MIMO. Para lograr esto, la trama de difusion MIMo tambien puede incluir informacion de senalizacion de L1 y se puede transmitir informacion acerca del PLP de difusion MIMO presente en la trama de difusion junto con informacion de senalizacion de L1 de la trama de difusion terrestre.

Los datos de PLP de difusion MIMO en diferentes tramas se conectan usando campos de PLP que incluyen informacion de senalizacion posterior de L1. Segun una realizacion de la presente invencion, el sistema de recepcion incluye como informacion de senalizacion posterior de L1 informacion de PLP_ID, informacion de PLP+TYPE, informacion de PLP_PAYLOAD_TYPE, informacion de PLP_GROUP_ID, usa esa informacion para comprobar la

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conexion PLP entre datos de PLP de difusion MIMO. Entonces adquiere servicios decodificando continuamente datos de PLP de difusion MIMO deseados.

Se puede transmitir un PLP de difusion terrestre en las tramas de difusion terrestre como un modo prefijado y como se menciono tambien se puede transmitir un nuevo modo para soportar el sistema MIMO. Segun una realizacion de la presente invencion, se puede transmitir el PLP de difusion MIMO en las tramas de difusion terrestre como una capa base mediante un metodo MISO o SISO y se puede transmitir un PLP de difusion MIMO en tramas de difusion MIMO como una capa de mejora mediante el metodo MIMO.

La Fig. 10 muestra un diagrama conceptual para un metodo de transmision de senal de difusion segun otra realizacion de la presente invencion.

La Fig. 10 indica, como se muestra en el metodo 3, la transmision de las senales de difusion del sistema de difusion MIMO en un sistema de difusion terrestre. Los servicios de difusion MIMO (servicio de difusion MIMO 1~n) codifican cada codificador SVC (18010, 18020) a traves de una capa base y una capa de mejora. El modulo de programador y BICM (Codificacion y Modulacion con Intercalado de Bit) (18030) asigna las capas base de los servicios de difusion MIMO con las tramas de difusion terrestre y las capas de mejora con codificadores MIMO (18040, 18050). Las capas de mejora se codifican por cada codificador MIMO (18040, 18050) y transmiten a la trama de difusion MIMO del sistema de difusion MIMo. Las capas base se transmiten en las tramas de difusion terrestre y en ese caso, se soporta SISO o MISO por el sistema de difusion terrestre.

En cuanto a las senales de difusion que incluyen las tramas de difusion terrestre y las tramas de difusion MIMO, como se menciono en el metodo 1 y 3, se crea informacion de senalizacion y el receptor de difusion terrestre percibe un PLP de difusion terrestre en las tramas de difusion terrestre. De esta manera, el receptor puede adquirir los servicios de difusion terrestre sin malfuncionamiento. Tambien, el receptor de difusion MIMO puede adquirir y proporcionar el servicio de difusion MIMO que corresponde a la capa base solamente por la trama de difusion terrestre. Se puede adquirir y proporcionar el servicio de difusion MIMO que corresponde a la capa base y la capa de mejora adquiriendo el PLP de difusion MIMO de la trama de difusion terrestre y la trama de difusion MIMO de la trama de difusion MIMO.

El PLP de difusion MIMO en la trama de difusion terrestre se puede transmitir solamente por MISO/MIMO. En ese caso, el PLP de difusion MIMO, como demanda el sistema, puede incluir una tasa de codigo de un nuevo codigo de correccion de errores y un nuevo modo de intercalado de tiempo y puede transmitir solamente a una capa base.

El PLP de difusion MIMO de la trama de difusion MIMO incluye el PLP de los metodos SISO, MISO y MIMO. En ese caso, el PLP de los metodos SISO/MISO o una capa base en una portadora se puede transmitir y un PLP del metodo MIMO o la portadora puede transmitir la capa de mejora. La tasa de PLP de los metodos SISO/MISO o portadora y PLP del metodo MIMO o portadora se puede variar de 0 a 100%. La tasa se puede determinar para cada trama en consecuencia.

La Fig. 11 muestra senales de difusion transmitidas por un sistema de difusion que se aplica por un sistema MIMO usando un SVC.

La Fig. 11 muestra una senal de difusion que asigna datos terrestres y datos de difusion MIMO a una trama o PLP usando el SVC y generando una capa base o de mejora.

La Fig. 11 A muestra una senal de difusion transmitida por un sistema de difusion que se aplica por un sistema de transmision MIMO usando el SVC.

El sistema de difusion en la Fig. 11 A transmite senales de difusion incluyendo una trama de difusion terrestre y una trama de difusion MIMO. El PLP de difusion MIMO en la Fig. 11 A puede existir en una trama de difusion terrestre o una trama de difusion MIMO. El PLP de difusion MIMO en la trama de difusion terrestre como una capa base se puede transmitir por el metodo SISO o MISO y el PLP de difusion MIMO en la trama de difusion MIMO como una capa de mejora se puede transmitir por el metodo SISO, MISO o MIMO.

La Fig. 11 B muestra una senal de difusion que se aplica por un sistema de transmision MIMO usando un SVC.

En la Fig. 11 B, el sistema de difusion transmite senales de difusion que incluyen la trama de difusion terrestre y la trama de difusion MIMO. El PLP de difusion MIMO en la Fig. 11 B solamente existe en la trama de difusion MIMo. En ese caso, el PLP de difusion MIMO incluye un PLP con una capa base y un PLP con una capa de mejora. El PLP con la capa base se puede transmitir por el metodo SISO o MISO y el PLP con la capa de mejora se puede transmitir por el metodo SISO, MISO o MIMO. La tasa del PLP con capa base y del PLP con capa de mejora se puede variar de 0 al 100%.

La Fig. 11 C muestra una senal de difusion transmitida por un sistema de difusion que se aplica por un sistema de transmision MIMO usando un SVC.

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El sistema de difusion de la Fig. 11 C transmite senales de difusion que incluyen tramas de difusion terrestre y tramas de difusion MIMO. Los datos de difusion MIMO existen solamente en la trama de difusion MIMO. Pero, en contraposicion de la Fig. 11 B, una capa base y una capa de mejora no se transmiten por el PLP sino por portadoras.

Se introducen diversas tecnologfas para mejorar la eficiencia de transmision y realizar una comunicacion robusta en un sistema de difusion digital. Una de las tecnologfas es un metodo de uso de una pluralidad de antenas en un lado de transmision o un lado de recepcion. Este metodo se puede dividir en SISO (Entrada Unica Salida Unica), SIMO (Entrada Unica Salida Multiple), MISO (Entrada Multiple Salida Unica) y MIMO (Entrada Multiple Salida Multiple). Aunque se describen multiples antenas como dos antenas a continuacion, la presente invencion es aplicable a sistemas que usan dos o mas antenas.

SISO es un sistema de difusion normal que usa una unica antena de transmision y una unica antena de recepcion. SIMO es un sistema de difusion que usa una unica antena de transmision y multiples antenas de recepcion.

MISO es un sistema de difusion que proporciona diversidad de transmision usando una pluralidad de antenas de transmision y una pluralidad de antenas de recepcion. Un ejemplo de MISO es el esquema Alamouti. MISO puede recibir datos usando una unica antena sin perdida de rendimiento. Aunque un sistema de recepcion puede recibir los mismos datos a traves de una pluralidad de antenas de recepcion para realizar mejora de rendimiento, esto se incluye en MISO en la especificacion.

MIMO es un sistema de difusion que proporciona diversidad de transmision/recepcion y alta eficiencia de transmision usando una pluralidad de antenas de transmision y una pluralidad de antenas de recepcion. MIMO puede procesar senales de manera diferente en las dimensiones temporal y espacial y transmitir una pluralidad de flujos de datos a traves de caminos paralelos simultaneamente operando en la misma banda de frecuencia para lograr diversidad y alta eficiencia de transmision.

En una realizacion, MIMO puede usar esquemas de multiplexacion espacial (SM) y de codigo Golden (GC), los cuales se describiran en detalle.

Un esquema de modulacion en transmision de senal de difusion se puede representar como M-QAM (Modulacion de Amplitud en Cuadratura) en la siguiente descripcion. Es decir, BPSK (Modulacion por Desplazamiento de Fase Binaria) se puede representar por 2-QAM cuando M es 2 y QPSK (Modulacion por Desplazamiento de Fase en Cuadratura) se puede representar por 4-QAM cuando M es 4. M puede indicar el numero de sfmbolos usados para modulacion.

Se dara una descripcion de un caso en el que un sistema MIMO transmite dos senales de difusion usando dos antenas de transmision y recibe dos senales de difusion usando dos antenas de recepcion como ejemplo.

La FIG. 12 ilustra sistemas de transmision y recepcion MIMO segun una realizacion de la presente invencion.

Como se muestra en la FIG. 12, el sistema de transmision MIMO incluye un generador de senal de entrada 201010, un codificador MIMO 201020, una primera antena de transmision 201030 y una segunda antena de transmision 201040. A continuacion, el generador de senal de entrada 201010 se puede conocer como un divisor y el codificador MIMO 201020 se puede conocer como un procesador MIMO.

El sistema de recepcion MIMO puede incluir una primera antena de recepcion 201050, una segunda antena de recepcion 201060, un decodificador MIMO 201070 y un generador de senal de salida 201080. A continuacion, el generador de senal de salida 201080 se puede conocer como un fusionador y el decodificador MIMO 101070 se puede conocer como un detector de ML.

En el sistema de transmision MIMO, el generador de senal de entrada 201010 genera una pluralidad de senales de entrada para transmision a traves de una pluralidad de antenas. A continuacion, el generador de senal de entrada 201010 se puede conocer como un divisor. Espedficamente, el generador de senal de entrada 201010 puede dividir una senal de entrada para transmision en 2 senales de entrada y sacar la primera senal de entrada S1 y la segunda senal de entrada S2 para transmision MIMO.

El codificador MIMO 201020 puede realizar codificacion MIMO sobre la pluralidad de senales de entrada S1 y S2 y sacar una primera senal de transmision St1 y una segunda senal de transmision St2 para transmision MIMO y las senales de transmision de salida se pueden transmitir a traves de una primera antena 201030 y una segunda antena 201040 a traves de procedimientos de procesamiento y modulacion de senal requeridos. La codificacion MIMO 201020 puede realizar codificacion de una forma por sfmbolo. El esquema de SM o el esquema de GC se pueden usar como el metodo de codificacion MIMO. A continuacion, el codificador MIMO se puede conocer como un procesador MIMO. Espedficamente, el codificador MIMO puede procesar una pluralidad de senales de entrada segun una matriz MIMO y un valor de parametro de la matriz MIMO los cuales se describen mas adelante.

El generador de senal de entrada 201010 es un elemento que saca una pluralidad de senales de entrada para codificacion MIMO y tambien puede ser un elemento tal como un demultiplexor o un formador de tramas

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dependiendo del sistema de transmision. El generador de senal de entrada 201010 tambien se puede incluir en el codificador MIMO 201020 de manera que el codificador MIMO 201020 genera una pluralidad de senales de entrada y realiza codificacion sobre la pluralidad de senales de entrada. El codificador MIMO 201020 puede ser un dispositivo que realiza codificacion MIMO o procesamiento MIMO sobre una pluralidad de senales y saca las senales codificadas o procesadas para adquirir ganancia de diversidad y ganancia de multiplexacion del sistema de transmision.

Dado que el procesamiento de senal se debena realizar sobre una pluralidad de senales de entrada despues del generador de senal de entrada 201010, se puede proporcionar una pluralidad de dispositivos cerca del generador de senal de entrada 201010 para procesar senales en paralelo o se puede proporcionar un dispositivo que incluye una memoria para procesar secuencialmente senales o para procesar simultaneamente senales en paralelo.

El sistema de recepcion MIMO recibe una primera senal de recepcion Sr1 y una segunda senal de recepcion Sr2 usando una primera antena de recepcion 201050 y una segunda antena de recepcion 201060. El decodificador MIMO 201070 entonces procesa la primera senal de recepcion y la segunda senal de recepcion y saca una primera senal de salida y una segunda senal de salida. El decodificador MIMO 201070 procesa la primera senal de recepcion y la segunda senal de recepcion segun el metodo de codificacion MIMO usado por el codificador MIMO 201020. Como un detector de ML, el decodificador MIMO 201070 saca una primera senal de salida y una segunda senal de salida usando informacion con respecto al entorno de canal, senales de recepcion y la matriz MIMO usada por el codificador MIMO en el sistema de transmision. En una realizacion, cuando se realiza deteccion de ML, la primera senal de salida y la segunda senal de salida pueden incluir informacion de probabilidad de bits mas que valores de bits y tambien se pueden convertir en valores de bits a traves de decodificacion FEC.

El decodificador MIMO del sistema de recepcion MIMO procesa la primera senal de recepcion y la segunda senal de recepcion segun el tipo de QAM de la primera senal de entrada y la segunda senal de entrada procesadas en el sistema de transmision MIMO. Dado que la primera senal de recepcion y la segunda senal de recepcion recibidas por el sistema de recepcion MIMO son senales que se han transmitido despues de ser generadas realizando codificacion MIMO sobre la primera senal de entrada y la segunda senal de entrada del mismo tipo de QAM o diferentes tipos de QAM, el sistema de recepcion MIMO puede determinar una combinacion de tipos de QAM de las senales de recepcion para realizar decodificacion MIMo sobre las senales de recepcion. Por consiguiente, el sistema de transmision MIMO puede transmitir informacion que identifica el tipo de QAM de cada senal de transmision en la senal de transmision y la informacion de identificacion de tipo de QAM se puede incluir en una parte de preambulo de la senal de transmision. El sistema de recepcion MIMO puede determinar la combinacion de los tipos de QAM de las senales de recepcion a partir de la informacion de identificacion de tipo de QAM de las senales de transmision y realizar decodificacion MIMo sobre las senales de recepcion en base a la determinacion.

La siguiente es una descripcion de un codificador MIMO y un metodo de codificacion MIMO que tiene complejidad de sistema baja, eficiencia de transmision de datos alta y rendimiento de reconstruccion (o restauracion) de senal alto en diversos entornos de canal segun una realizacion de la presente invencion.

El esquema de SM es un metodo en el que los datos se transmiten simultaneamente a traves de una pluralidad de antenas sin codificacion MIMO. En este caso, el receptor puede adquirir informacion a partir de los datos que se reciben simultaneamente a traves de una pluralidad de antenas de recepcion. El esquema de SM tiene una ventaja en que la complejidad de un decodificador de Maxima Verosimilitud (ML) que el receptor usa para realizar reconstruccion (o restauracion) de senal es relativamente baja dado que el decodificador solamente necesita comprobar una combinacion de senales recibidas. No obstante, el esquema de SM tiene una desventaja en que no se puede lograr diversidad de transmision en el lado de transmision. En el caso del esquema de SM, el codificador MIMo pasa por alto una pluralidad de senales de entrada. A continuacion, tal proceso de desviacion se puede conocer como codificacion MIMO.

El esquema de GC es un metodo en el que se transmiten datos a traves de una pluralidad de antenas despues de que los datos se codifican segun una regla predeterminada (por ejemplo, segun un metodo de codificacion que usa codigo Golden). Cuando el numero de las antenas es 2, se adquiere diversidad de transmision en el lado de transmision dado que la codificacion se realiza usando una matriz 2x2. No obstante, hay una desventaja en que la complejidad del decodificador de ML del receptor es alta dado que el decodificador de ML necesita comprobar 4 combinaciones de senal.

El esquema de GC tiene una ventaja en que es posible realizar una comunicacion mas robusta que usando el esquema de SM dado que se logra diversidad de transmision. No obstante, tal comparacion se ha hecho cuando solamente se usan el esquema de GC y el esquema de SM para procesamiento de datos para transmision de datos y, si se transmiten datos usando codificacion de datos adicional (que tambien se puede conocer como codificacion exterior), la diversidad de transmision del esquema de GC puede dejar de producir ganancia adicional. Este fallo ocurre facilmente especialmente cuando tal codificacion exterior tiene una distancia de Hamming minima grande. Por ejemplo, la diversidad de transmision del esquema de GC puede dejar de producir ganancia adicional comparado con el esquema de SM cuando se transmiten datos despues de ser codificados anadiendo redundancia para correccion de errores usando un codigo de Comprobacion de Paridad de Baja Densidad (LDPC) que tiene una

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distancia de Hamming minima grande. En este caso, puede ser ventajoso para el sistema de difusion usar el esquema de SM que tiene baja complejidad.

La FIG. 13 ilustra un metodo de transmision y recepcion de datos segun transmision MIMO del esquema de SM en un entorno de canal segun una realizacion de la presente invencion.

El sistema de transmision MIMO puede transmitir una senal de entrada 1 (S1) y una senal de entrada 2 (S2) respectivamente a traves de la antena de transmision 1 y la antena de transmision 2 segun el esquema de SM. La FIG. 27 ilustra una realizacion en la que el lado de transmision transmite un sfmbolo modulado segun 4-QAM.

La antena de transmision 1 recibe una senal a traves de dos caminos. En el entorno de canal de la FIG. 27, la senal recibida de la antena de recepcion 1 es S1*hn + S2h21 y la senal recibida de la antena de recepcion 2 es S1*h-i2 + S2h22. El lado de recepcion puede adquirir S1 y S2 a traves de estimacion de canal para reconstruir datos.

Este es un escenario en el que los caminos de transmision y recepcion son independientes uno de otro. A continuacion, tal entorno se conoce como que no esta correlacionado. Por otra parte, los canales de los caminos de transmision y recepcion pueden tener una correlacion muy alta unos con otros como en un entorno de Lmea de Vista (LOS), que se conoce como que esta completamente correlacionado en la siguiente descripcion.

En el caso en que los canales esten completamente correlacionados en MIMO, cada canal se puede representar por una matriz 2x2 cuyos elementos son todos 1 (es decir, h-n = h-i2 = h21 = hto =1) como se muestra en la FIG. 13. Aqrn, la antena de recepcion 1 y la antena de recepcion 2 reciben la misma senal de recepcion (S1+S2). Es decir, si las senales transmitidas a traves de 2 antenas de transmision pasan a traves del mismo canal y se reciben por 2 antenas de recepcion, una senal de recepcion recibida por el receptor, es decir, datos anadidos (o combinados) a traves del canal, no pueden expresar ambos sfmbolos S1 y S2. Como se muestra en la FIG. 13, en el entorno de canal completamente correlacionado, el receptor no puede recibir un sfmbolo 16-QAM, en el cual se combinan la senal S1 representada por un sfmbolo 4-QAM y la senal S2 representada por un sfmbolo 4-QAM y el receptor no puede separar y reconstruir las senales S1 y S2 dado que el receptor recibe una senal combinada S1+S2

representada por 9 sfmbolos como se muestra en el lado derecho de la FIG. 13.

A continuacion, una senal recibida que ha pasado a traves de canales completamente correlacionados se puede representar por una senal que corresponde a la suma de senales transmitidas por el sistema de transmision. Es decir, el metodo de codificacion MIMo se describira ahora con la suposicion de que, cuando el sistema de transmision que tiene dos antenas transmite una primera senal de transmision y una segunda senal de transmision, una senal recibida que ha pasado a traves de los canales completamente correlacionados corresponde a la suma de la primera y la segunda senales de transmision.

En este caso, el receptor no puede reconstruir una senal recibida segun MIMO usando el esquema de SM incluso cuando el receptor esta en un entorno de SNR muy alta. En el caso de un sistema de comunicacion, la

comunicacion se realiza generalmente en dos sentidos y por lo tanto tal entorno de canal se puede senalar al

transmisor a traves de un canal de realimentacion establecido entre el transmisor y el receptor para permitir al transmisor cambiar el metodo de transmision. No obstante, en el caso de un sistema de difusion, puede ser diffcil realizar comunicacion bidireccional a traves de un canal de realimentacion y un transmisor cubre un gran numero de receptores y un gran alcance y por lo tanto puede ser diffcil tratar con varios cambios de entorno de canal. Por consiguiente, si se usa el esquema de SM en tal entorno de canal completamente correlacionado, el receptor no puede recibir servicios y es diffcil de tratar con tal entorno, aumentando costes, a menos que se reduzca la cobertura de la red de difusion.

La siguiente es una descripcion de un metodo para tratar con el caso en el que la correlacion entre los canales MIMO es 1, es decir, el caso en el que los canales estan en un entorno de canal completamente correlacionado.

La presente invencion sugiere que un sistema MIMO sea disenado de manera que las senales recibidas a traves de canales MIMO satisfagan las siguientes condiciones para tratar con el caso en el que los canales MIMO estan completamente correlacionados.

1) Una senal recibida debena ser capaz de representar ambas senales originales S1 y S2. Es decir, las coordenadas de una constelacion recibidas por el receptor debenan ser capaces de representar umvocamente las secuencias de S1 y S2.

2) Una distancia euclidiana minima de una senal recibida se debena aumentar para reducir la tasa de error de sfmbolo.

3) Una distancia de Hamming caractenstica de una senal recibida debena ser buena para reducir la tasa de error de bit.

En primer lugar, la presente invencion sugiere un metodo de codificacion MIMO que usa una matriz de codificacion MIMo que incluye un factor de codificacion “a” como se expresa en la siguiente Expresion 1 para satisfacer tales requerimientos.

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[Expresion 1]

1 a

a -1

Cuando un codificador MIMO codifica las senales de entrada S1 y S2 usando una matriz de codificacion MIMO como se muestra en la Expresion 1, la senal de recepcion 1 (Rx1) y la senal de recepcion 2 (Rx2) recibidas por la antena 1 y la antena 2 se calculan como se expresa en la siguiente Expresion 2. La senal de recepcion 1 (Rx1) y la senal de recepcion 2 (Rx2) se calculan como se expresa en la ultima lmea de la Expresion 2, especialmente, cuando los canales MIMO estan completamente correlacionados.

[Expresion 2]

Rxx =hvi (51 + aS2) + h2t {aSl - 52) Rx-i = hu(Sl + a52)+/^(a51 - 52)

Si kyX — h2y hx2 " %2 ~

R = Rxx =Rxt = h{(a +1)51 + fe-l)52}

En primer lugar, cuando los canales MIMO no estan correlacionados, la senal de recepcion 1 (Rx1) se calcula como Rx1 = h-i1(S1+a*S2)+ h21(a*S1 - S2) y la recepcion de senal 2 (Rx2) se calcula como Rx2 = h-i2(S1+a*S2)+ h22(a*S1 - S2). De esta manera, dado que las senales S1 y S2 tienen la misma potencia, es posible usar la ganancia del sistema MIMO junto con el esquema de SM. Cuando los canales MIMO estan completamente correlacionados, se adquieren las senales de recepcion (R=Rx1=Rx2) expresadas por R = h{ (a+1) S1 + (a-1) S2} y por lo tanto es posible separar y adquirir las senales S1 y S2 y las senales S1 y S2 se designan de manera que ambas tengan diferente potencia y por lo tanto es posible asegurar la robustez en consecuencia.

Es decir, el codificador MIMO puede codificar las senales de entrada S1 y S2 de manera que las senales de entrada S1 y S2 tienen diferentes potencias segun el factor de codificacion “a” y tambien se reciben con diferentes distribuciones incluso en canales completamente correlacionados. Por ejemplo, las senales de entrada S1 y S2 se pueden codificar de manera que ambas tienen diferentes potencias y las senales codificadas entonces se pueden transmitir usando constelaciones que tienen diferentes distancias euclidianas a traves de normalizacion para permitir al receptor separar y reconstruir las senales de entrada incluso cuando las senales han pasado a traves de canales completamente correlacionados.

La matriz de codificacion MIMO descrita anteriormente se puede representar segun la Expresion 3 teniendo en consideracion un factor de normalizacion.

[Expresion 3]

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f 1 a \

V'l+ffl2 . __a________—1 ;

V v'l 4 rt* v'l-l-a2 -

cost} sent) sen cost)

La codificacion MIMO del codificador MIMO que usa la matriz de codificacion MIMO (o matriz de rotacion) mostrada en la Expresion 3 se puede considerar como que rota las senales de entrada en un angulo arbitrario de 0 que se puede representar por el factor de codificacion a, separando los componentes coseno y seno (o componentes real e imaginario) de las senales rotadas, asignando signos positivo y negativo (+/-) a los componentes separados y transmitiendo los componentes separados a traves de diferentes antenas. Por ejemplo, el codificador MIMo puede codificar las senales de entrada S1 y S2 de manera que el componente coseno de la senal de entrada S1 y el componente seno de la senal de entrada S2 se transmiten a traves de una antena de transmision y el componente seno de la senal de entrada S1 y el componente coseno de la senal de entrada S2 al cual se une un signo negativo se transmiten a traves de otra antena de transmision. El angulo, en el que se rotan las senales de entrada, cambia segun el cambio del valor del factor de codificacion “a” y las distribuciones de potencia de las senales de entrada S1 y S2 llegan a ser diferentes segun el valor del factor y el angulo. Dado que la diferencia de distribucion de potencia se puede representar por una distancia entre las coordenadas de sfmbolo en las constelaciones, las senales de entrada codificadas se pueden representar por diferentes constelaciones incluso cuando las senales de entrada se reciben por el lado de recepcion a traves de canales completamente correlacionados de manera que es posible identificar y separar las senales, permitiendo por ello la reconstruccion de las senales de entrada originales.

Espedficamente, las distancias euclidianas de las senales de transmision cambian segun cambian las distribuciones de potencia, las senales de transmision recibidas por el lado de recepcion se pueden representar por constelaciones identificables que tienen diferentes distancias euclidianas de manera que es posible reconstruir las senales incluso

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cuando las senales han pasado a traves de un canal completamente correlacionado. Es decir, el codificador MIMO puede codificar la senal de entrada S1 y la senal de entrada S2 en senales que tienen diferentes distancias euclidianas segun el valor “a” y el lado de recepcion puede recibir y reconstruir las senales codificadas y transmitidas usando constelaciones identificables.

La codificacion MIMO de las senales de entrada que usan la matriz de codificacion MIMO descrita anteriormente se puede representar segun la Expresion 4.

[Expresion 4]

Xi\ 1 (1 a

En la Expresion 4, S1 y S2 representan respectivamente s^bolos QAM normalizados de constelaciones correlacionadas por correlacionadores de sfmbolos en caminos MIMO de las senales de entrada S1 y S2. X1 y X2 indican respectivamente sfmbolos codificados MIMO. Es decir, el codificador MIMO puede aplicar la matriz como se representa por la Expresion 4 a la primera senal de entrada que incluye los sfmbolos que corresponden a S1 y la segunda senal de entrada que incluye los sfmbolos que corresponden a S2 para sacar una primera senal de transmision que incluye los sfmbolos que corresponden a X1 y una segunda senal de transmision que incluye los sfmbolos que corresponden a X2.

El codificador MIMO puede realizar codificacion sobre las senales de entrada usando la matriz de codificacion MIMO descrita anteriormente mientras que se ajusta adicionalmente el factor de codificacion “a”. Es decir, es posible ajustar y optimizar el factor de codificacion “a” teniendo en consideracion el rendimiento de reconstruccion de datos adicionales del sistema de transmision y recepcion MIMO.

1. Primera realizacion: metodo de codificacion MIMO que optimiza el factor de codificacion “a” teniendo en consideracion las distancias euclidianas (en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado)

Es posible calcular el valor del factor de codificacion “a” teniendo en consideracion la distancia euclidiana mientras que se usa la matriz de codificacion MIMO. En un sistema MIMO que tiene dos antenas de transmision y dos antenas de recepcion, cuando la senal de transmision St1 es un sfmbolo M-QAM y la senal de transmision St2 es un sfmbolo N-QAM, una senal St1+St2 que se recibe por el lado de recepcion a traves de un canal MIMO completamente correlacionado es una senal (M*N)-QAM.

La FIG. 14 ilustra senales de entrada y senales de transmision y recepcion cuando se ha realizado un metodo de codificacion MIMO segun una realizacion de la presente invencion.

En la realizacion de la FIG. 14, una senal de entrada S1 tiene una constelacion 205010 como un sfmbolo 4-QAM y una senal de entrada S2 tiene una constelacion 205020 como un sfmbolo 4-QAM. Cuando la senal de entrada S1 y la senal de entrada S2 se codifican MIMO usando la matriz de codificacion MIMO, las senales de transmision codificadas St1 y St2 transmitidas a traves de la antena 1 (Tx1) y la antena 2 (Tx2) son sfmbolos 16-QAM y tienen una constelacion 205030 y una constelacion 205040 como se muestra en la FIG. 14.

La primera realizacion de la presente invencion sugiere un metodo para optimizar el valor “a” de manera que los sfmbolos tengan la misma distancia euclidiana en una constelacion 205050 de un sfmbolo de una senal de recepcion que ha pasado a traves de un canal completamente correlacionado como se muestra en la FIG. 14. En la FIG. 14, la constelacion 205050 de la senal de recepcion es una constelacion obtenida ajustando la distancia euclidiana usando el valor “a” como se expresa en la siguiente Expresion 5. Es decir, en el caso en el que las senales de entrada se codifiquen usando la matriz MIMO, es posible calcular o fijar el valor del factor de codificacion “a” de manera que los sfmbolos de recepcion tengan las mismas distancias euclidianas en una constelacion de una senal de recepcion que ha pasado a traves de un canal completamente correlacionado y codificar las senales de entrada usando el valor calculado o fijado “a” del factor de codificacion. Tal valor “a” se puede representar por la Expresion 5 para cada combinacion de esquema de modulacion.

[Expresion 5]

En la realizacion de la FIG. 14, la constelacion 205050 de los sfmbolos de recepcion corresponde a una constelacion en la que el valor “a” se ha fijado a 3 y las senales de entrada se han codificado MIMO a traves de una combinacion de 4-QAM y 4-QAM (es decir, QPSK+QPSK). Es decir, la distribucion y constelacion de los sfmbolos de transmision

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y recepcion cambian segun los esquemas de modulacion de las senales de recepcion y una combinacion de los esquemas de modulacion y la distancia euclidiana cambia segun la distribucion y constelacion de los sfmbolos y por lo tanto el valor “a” para optimizar la distancia euclidiana tambien puede cambiar por consiguiente. La Expresion 5 tambien muestra un valor de factor de codificacion “a” para optimizar la distancia euclidiana calculada cuando las senales de transmision y recepcion son una combinacion de 4-QAM y 16-QAM (es decir, QPSK+16-QAM) y un valor de factor de codificacion “a” calculado cuando las senales de transmision y recepcion son una combinacion de 16- QAM y 16-QAM (es decir, 16-QAM+16-QAM).

En otras palabras, en la primera realizacion, el valor “a” se fija de manera que la constelacion de una senal obtenida sumando la primera y segunda senales de transmision que se obtienen codificando MIMO la primera y segunda senales de entrada 4-QAM, por ejemplo, es identica a la constelacion de una senal 16-QAM.

En otra realizacion de la presente invencion, un subconjunto de GC se puede usar como una matriz de codificacion MIMO cuando se realiza codificacion MIMO. En este caso, la matriz de codificacion MIMO se representa por la Expresion 6.

[Expresion 6]

a ad ia i&§

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El uso de la matriz de codificacion de la Expresion 6 presenta mejor rendimiento que la primera realizacion de la presente invencion.

La FIG. 15 ilustra una constelacion cuando se usa un subconjunto de GC como una matriz de codificacion MIMO y una constelacion cuando se aplica la primera realizacion.

La constelacion de la FIG. 15 es una constelacion en el caso en que una senal de entrada de tipo 16-QAM S1 y una senal de entrada de tipo 16-QAM S2 se codifican MIMO usando una matriz de codificacion MIMO y las senales transmitidas a traves de 2 antenas de transmision se reciben por un receptor a traves de un canal completamente correlacionado. La parte izquierda de la FIG. 15 muestra una constelacion de recepcion cuando se usa un subconjunto de GC y la parte derecha muestra una constelacion de recepcion cuando se usa la primera realizacion.

La FIG. 16 ilustra una relacion entre la distancia euclidiana y la distancia de Hamming en una constelacion cuando se usa un subconjunto de GC como una matriz de codificacion MIMO y en una constelacion cuando se usa la primera realizacion.

La izquierda muestra la constelacion cuando se usa el subconjunto de GC y la derecha muestra la constelacion cuando se usa la primera realizacion.

La razon de por que el rendimiento de SNR de la primera realizacion es menor que aquel cuando se usa el subconjunto de GC aunque la distancia euclidiana minima de la primera realizacion sea mayor que cuando se usa el subconjunto de GC esta asociada con la relacion entre la distancia euclidiana y la distancia de Hamming.

Las distribuciones de distancia de Hamming cuando se aplica la primera realizacion y cuando se usa el subconjunto de GC son similares y no tienen correlacion gray. No obstante, se puede ver a partir de la FIG. 34 que la distancia euclidiana de un par de lmeas verdes y un par de lmeas negras que tienen una distancia de Hamming mayor cuando se usa el subconjunto de GC es mayor que aquella cuando se aplica la primera realizacion. Es decir, aunque las distancias euclidianas internas de constelaciones 16-QAM 4 por 4 que estan distribuidas sobre 16 areas en la constelacion total son similares en ambos casos, la distancia euclidiana entre las constelaciones 16-QAM 4 por 4 cuando se usa el subconjunto de GC es mayor, compensando por ello la diferencia de rendimiento de la distancia de Hamming.

Debido a tales caractensticas, el caso de uso del subconjunto de GC presenta mayor rendimiento BER que el caso de la primera realizacion aunque la distancia euclidiana minima cuando se usa el subconjunto de GC es menor que cuando se aplica la primera realizacion. Por consiguiente, a continuacion, la presente invencion sugiere un metodo de codificacion MIMO que tiene mayor rendimiento SNR o rendimiento BER.

2. Segunda realizacion: metodo de codificacion MIMO que tiene en consideracion la correlacion gray ademas de la distancia euclidiana

La segunda realizacion sugiere un metodo de codificacion MIMO en el que se fija un valor de factor de codificacion “a” para optimizar la distancia euclidiana, similar a la primera realizacion y se realiza codificacion MIMO de manera que una senal de recepcion que ha pasado a traves de un canal completamente correlacionado tenga una correlacion gray (o forma de correlacion gray).

En el metodo de codificacion MIMO de la segunda realizacion, en el lado de recepcion, los signos de las partes real e imaginaria de la senal de entrada S2 entre las senales de entrada S1 y S2 se pueden cambiar segun un valor de la senal de entrada S1 de manera que cada senal llega a ser una senal de correlacion gray. Los valores de los datos incluidos en la senal de entrada S2 se pueden cambiar usando un metodo representado por la siguiente Expresion 5 7.

Es decir, el codificador MIMO puede realizar codificacion MIMO despues de cambiar los signos de la senal de entrada S2 segun el valor de la senal de entrada S1 mientras que se usa el mismo factor de codificacion MIMO que se usa en la primera realizacion. En otras palabras, el signo de la senal de entrada S2 se puede determinar segun el signo de la senal de entrada S1 y entonces se puede aplicar la matriz de codificacion MIMO a la primera y segunda 10 senales de entrada S1 y S2 para sacar la primera y segunda senales de transmision, como se describio anteriormente.

[Expresion 7]

S1 = bobi...bN-i, N=log2M, M=tamano de QAM de S1 real(S1) = bob2.bN-2 15 imag(S1) = bib3...bN-i

para i = 1...N-1 si = sq = 1

si i = mdice de real (S1) y bi= 1 si = - si

20 si i = mdice de imag (S1) y bi= 1

sq = - sq fin para

S2 = si • real (S2) + i • sq • imag(S2)

La FIG. 17 ilustra senales de entrada y senales de transmision y recepcion cuando un metodo de codificacion MIMO 25 se ha realizado segun la segunda realizacion de la presente invencion.

Si los valores de bits asignados a las partes real e imaginaria de la senal de entrada S1 212010 entre las senales de entrada S1 y S2 212010 y 212020 se someten a una funcion XOR como en la Expresion 7 y los signos de las partes real e imaginaria se determinan segun el valor sometido a una funcion XOR y la senal de transmision 1 202030 y la senal de transmision 2 212040 se transmiten respectivamente a traves de la antena 1 y la antena 2, entonces los 30 sfmbolos de recepcion de una senal de recepcion 212050, que se recibe por el receptor a traves de un canal completamente correlacionado, tienen una forma de correlacion gray de manera que la distancia de Hamming entre sfmbolos adyacentes en la constelacion no excede de 2 como se muestra en la FIG. 17.

Dado que una senal (M*N)-QAM recibida por el receptor tiene una distancia euclidiana minima y una forma de correlacion gray, la segunda realizacion puede lograr el mismo rendimiento que el esquema SIMO incluso en un 35 entorno de canal MIMO completamente correlacionado. No obstante, cuando las senales S1 y S2 se adquieren decodificando la senal de recepcion en el decodificador de ML, se puede aumentar la complejidad dado que el valor de S2 depende del valor de S1 y el rendimiento se puede degradar debido a la correlacion entre senales de entrada en un canal MIMO no correlacionado.

3. Tercera realizacion: metodo de codificacion MIMO que fija el factor de codificacion MIMO teniendo en 40 consideracion la distancia de Hamming ademas de la distancia euclidiana

La tercera realizacion sugiere un metodo en el que se realiza codificacion MIMO fijando un valor de factor de codificacion “a” para optimizar la distancia euclidiana teniendo en consideracion la distancia de Hamming de una senal de recepcion mas que permitir a la constelacion entera de la senal de recepcion tener una distancia euclidiana como en la primera realizacion.

45 La FIG. 18 ilustra un metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion.

La FIG. 18 ilustra una relacion entre el valor de un factor de codificacion “a” de una matriz de codificacion MIMO y una distancia de Hamming en una constelacion de una senal de recepcion recibida a traves de un canal MIMO completamente correlacionado. En la tercera realizacion, una distancia de Hamming del intervalo D_E1 es menor que una distancia de Hamming del intervalo D_E2 en la constelacion de la senal de recepcion y por lo tanto la 50 distancia euclidiana se ajusta para compensar la diferencia de distancia de Hamming manteniendo la diferencia de

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potencia entre el intervalo D_E1 y el intervalo D_E2 de manera que la potencia del intervalo D_E1 es dos veces la potencia del intervalo D_E2. Es decir, la distancia euclidiana se ajusta para compensar la diferencia de rendimiento de reconstruccion debida a la diferencia de distancia de Hamming usando la diferencia de potencia.

En el ejemplo de la FIG. 18, la distancia de Hamming del intervalo D_E2 es dos veces mayor que la del intervalo D_E1. Es decir, la distancia euclidiana entre sfmbolos adyacentes en un intervalo, cuya distancia de Hamming es dos veces mayor que otro intervalo dado que el numero de bits del mismo es dos veces mayor que el otro intervalo, se puede aumentar para aumentar la potencia del intervalo, compensando por ello la degradacion de rendimiento debida a la diferencia de distancia de Hamming cuando se reconstruye una senal de recepcion. En primer lugar, se determina una distancia euclidiana relativa de una senal de recepcion en la que se combinan 2 senales de transmision St1 y St2 recibidas por el receptor como se muestra en la FIG. 18. Se puede ver a partir de la Expresion 1 anterior que la distancia euclidiana minima de un sfmbolo 16-QAM cuya potencia se reduce es 2(a-1) y la distancia euclidiana minima de un sfmbolo 16-QAM cuya potencia se aumenta es 2(a+1) (dado que una senal de recepcion se expresa como R = h{(a+1)S1 + (a-1)S2}). Se puede ver a partir de la FIG. 18 que D_E1 es igual a la distancia euclidiana de sfmbolos 16-QAM cuya potencia se ha reducido. Tambien se puede ver a partir de la FIG. 18 que D_E2 es dos veces una distancia obtenida sustrayendo 3/2 de la distancia euclidiana de sfmbolos 16-QAM cuya potencia se ha reducido desde 1/2 de la distancia euclidiana de sfmbolos 16-QAM cuya potencia se ha aumentado. Esto se puede representar por la Expresion 8.

[Expresion 8]

VIz>£| = Dr;

-1)' * 2«a * i) — 3(a — 1))

Vl + 4

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Es decir, el codificador MIMO realiza codificacion MIMO sobre las senales de entrada distribuyendo diferentes potencias a las senales de entrada usando la matriz MIMO de manera que las senales tienen diferentes distancias euclidianas. En este caso, el codificador MIMO puede realizar codificacion MIMO calculando y fijando el valor de factor de codificacion “a” de manera que las senales de entrada con potencia distribuida tengan distancias euclidianas para compensar una diferencia de distancia de Hamming segun la tercera realizacion.

La FIG. 19 ilustra senales de entrada y senales de transmision y recepcion cuando se ha realizado un metodo de codificacion MIMO segun la tercera realizacion de la presente invencion.

En el ejemplo de la FIG. 19, cuando se codifican MIMO una senal de entrada S1 (214010) y una senal de entrada S2 (214020) segun la tercera realizacion, las senales de transmision codificadas tienen las constelaciones (214030) y (214040). Cuando las senales de transmision se transmiten a traves de un canal MIMO, una senal de recepcion recibida por el receptor tiene una constelacion 214050. Se puede ver a partir de la constelacion de la senal de recepcion 214050 que la distancia euclidiana se ha ajustado segun la distancia de Hamming.

En el ejemplo descrito anteriormente con referencia a las FIG. 18 y 19, el valor “a” se calcula cuando la senal de entrada S1 es una senal 16-QAM y la senal de entrada S2 es tambien una senal 16-QAM. El valor “a” de un esquema de modulacion diferente se puede calcular como se muestra en la Expresion 8 usando el mismo principio.

[Expresion 9]

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Aqrn, se asume que, en el caso de MIMO QPSK+16-QAM, los valores sugeridos anteriormente se obtienen cuando la potencia de las senales de entrada S1 y S2 se ha normalizado a 1 despues de que las senales de entrada S1 y S2 se modulen QAM a traves de QPSK y 16-QAM, respectivamente, en el correlacionador de sfmbolos. Cuando la potencia no se ha normalizado, el valor “a” se puede modificar en consecuencia.

Ademas, en el caso de QPSK+16-QAM, se puede usar un valor de 4,0 distinto de los valores sugeridos anteriormente como el valor “a”. La razon para esto es que la senal combinada puede representar todas las senales de entrada S1 y S2 incluso cuando el esquema de SM se aplica en un entorno de canal completamente correlacionado. En este caso, se puede usar un valor de 4,0 o un valor cercano a 4,0 en lugar del valor calculado usando la Expresion 9 a fin de compensar una tasa de codigo alta del codigo exterior.

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Cuando la segunda realizacion y la tercera realizacion se comparan con referencia a las descripciones y graficos anteriores, se puede ver que la segunda realizacion presenta el mismo rendimiento que SIMO en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado y por lo tanto no sufre ninguna perdida de rendimiento, resolviendo por ello los problemas del esquema MIMO en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado. No obstante, en la segunda realizacion, las senales de entrada S1 y S2 no son independientes una de otra debido a la codificacion MIMO de manera que la senal S2 cambia segun la senal S1, causando por ello degradacion de rendimiento en un canal no correlacionado. Por consiguiente, se puede usar deteccion de ML iterativa a fin de resolver el problema de que los errores de recepcion y decodificacion de la senal S1 se reflejen en la senal S2, causando un error de decodificacion adicional de la senal S2.

En el metodo de deteccion de ML iterativa, se incluye un codigo exterior en un bucle iterativo y un error de deteccion de la senal S1 se reduce usando un valor de probabilidad a posteriori suave de la senal Si sacado de un puerto exterior como un valor de probabilidad a priori del detector de ML, reduciendo por ello la probabilidad de aplicacion del error de deteccion de la senal Si para deteccion de la senal S2. Este metodo permite al metodo de codificacion MIMO de la segunda realizacion presentar un rendimiento del sistema SIMO en un entorno de canal MIMO completamente correlacionado y presenta un rendimiento del sistema SIMO en un entorno de canal MIMO no correlacionado.

En el metodo de codificacion MIMO de la tercera realizacion, una senal de recepcion recibida a traves de un canal MIMO completamente correlacionado se disena teniendo en consideracion tanto la distancia de Hamming como la distancia euclidiana. Por consiguiente, el metodo de codificacion MIMO de la tercera realizacion no solamente tiene mejor rendimiento en un canal MIMO completamente correlacionado sino que tampoco tiene ninguna perdida de rendimiento comparado con el esquema de SM en un canal MIMO no correlacionado de manera que es posible usar ambas ganancias de transmision y recepcion MIMO. En este caso, hay una ventaja en la implementacion del receptor dado que el receptor tiene una complejidad similar al esquema de SM.

El desequilibrio de potencia puede ocurrir entre senales que se transmiten a traves de caminos de comunicacion respectivos cuando se realiza transmision y recepcion MIMO. Es decir, se pueden recibir senales transmitidas a traves de una pluralidad de antenas de transmision por un receptor con diferentes potencias. En el peor caso, solamente se puede recibir por el receptor una senal transmitida por una antena de transmision. La siguiente es una descripcion de un metodo de codificacion MIMO que puede minimizar la degradacion de rendimiento en tal situacion de desequilibrio de potencia. Especialmente, un metodo de codificacion MIMO en el que se realiza codificacion MIMO teniendo en consideracion adicionalmente una situacion de desequilibrio de potencia mientras que usa la matriz de codificacion de la presente invencion que tiene un factor de codificacion como se describio anteriormente.

4. Cuarta realizacion: metodo de codificacion MIMO para minimizar el valor de factor de codificacion “a” teniendo en consideracion la distancia euclidiana de la senal de transmision

El valor “a” se puede calcular teniendo en consideracion la distancia euclidiana de la senal de transmision mientras que usa la matriz de codificacion MIMO descrita anteriormente. En un sistema MIMO que tiene 2 antenas de transmision y 2 antenas de recepcion, cuando una senal de entrada Si es un sfmbolo M-QAM y una senal de entrada S2 es un sfmbolo N-QAM, una senal S1+S2 recibida por un lado de recepcion a traves de un canal MIMO completamente correlacionado es una senal (M*N)-QAM.

La FIG. 20 ilustra senales de entrada y senales de transmision y recepcion cuando un metodo de codificacion MIMO se ha realizado segun la cuarta realizacion de la presente invencion.

En la realizacion de la FIG. 20, la senal de entrada Si tiene una constelacion 221010 como un sfmbolo 16-QAM y la senal de entrada S2 tiene una constelacion 221020 como un sfmbolo 16-QAM. Si la senal de entrada Si y la senal de salida S2 se codifican MIMO usando la matriz de codificacion MIMO, las senales de transmision codificadas Sti y St2 transmitidas a traves de la antena 1 (Txi) y la antena 2 (Tx2) son sfmbolos 256-QAM y las constelaciones de las senales de transmision codificadas no tienen distancia euclidiana minima. Aunque el valor “a” se puede determinar optimizando la distancia euclidiana con referencia a la senal de recepcion como se describio anteriormente en la primera realizacion, esto puede degradar el rendimiento de decodificacion en una situacion de desequilibrio de potencia. Por consiguiente, si la distancia euclidiana se optimiza con referencia a las senales de transmision desde el lado de transmision, es posible minimizar la degradacion de rendimiento que ocurre en una situacion de desequilibrio de potencia en el lado de recepcion. El valor “a” para optimizar la distancia euclidiana con referencia a las senales de transmision se pueden representar por la Expresion 10.

[Expresion 9]

QPSK + QPSK 16QAM+16QAM

Cuando se usa el valor “a” determinado segun la Expresion 10, es decir, cuando el valor “a” se fija a 4 y se realiza codificacion MIMO usando lo mismo que en el ejemplo de la FIG. 20, las senales de transmision Sti y St2 tienen una

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constelacion 221030 y una constelacion 221040, respectivamente. A partir de las constelaciones 221030 y 221040 de las senales de transmision St1 y St2, se puede ver que la distancia euclidiana se distribuye uniformemente. Por consiguiente, se puede entender que, cuando se usa el metodo de codificacion MIMO de la cuarta realizacion, es posible minimizar la degradacion de rendimiento de recepcion dado que se ha optimizado la distancia euclidiana de las senales de transmision recibidas en una situacion de desequilibrio de potencia.

No obstante, un valor diferente necesita ser usado cuando los tipos de sfmbolos de las senales de entrada son diferentes como en el metodo de transmision QPSK+16-QAM. La razon para esto es que, cuando los esquemas de modulacion de las senales de entrada usadas para transmision MIMO son diferentes, ocurre un problema de solucion de compromiso de manera que, si se usa el valor optimizado “a” para una antena de transmision, entonces se transmite una senal que tiene un rendimiento relativamente bajo a traves de otra antena de transmision.

2. Quinta realizacion: metodo de codificacion MIMO teniendo en consideracion la correlacion gray ademas de la distancia euclidiana de la senal de transmision

La quinta realizacion sugiere un metodo de codificacion MIMO en el que se fija un valor de factor de codificacion “a” para optimizar la distancia euclidiana de la senal de transmision, similar a la cuarta realizacion y la codificacion MIMO se realiza de manera que una senal de transmision que ha pasado a traves de un canal completamente correlacionado tiene una correlacion gray (o forma de correlacion gray) en una situacion de desequilibrio de potencia.

En el metodo de codificacion MIMO de la quinta realizacion, los signos de las partes real e imaginaria de la senal de entrada S2 entre las senales de entrada S1 y S2 se pueden cambiar segun un valor de la senal de entrada S1 de manera que cada senal de transmision llega a ser una senal de correlacion gray. Similar a la segunda realizacion, los valores de datos incluidos en la senal de entrada S2 se pueden cambiar usando un metodo representado por la Expresion 6 descrita anteriormente.

Los valores de bits asignados a las partes real e imaginaria de la senal de entrada S1 entre las senales de entrada S1 y S2 se puede someter a una funcion XOR como en la Expresion 6 y los signos de las partes real e imaginaria se pueden determinar segun el valor sometido a la funcion XOR y la senal de transmision 1 y la senal de transmision 2 que tienen una forma de correlacion gray entonces se pueden transmitir respectivamente a traves de la antena 1 y la antena 2.

Dado que una senal (M*N)-QAM transmitida por el lado de transmision tiene una distancia euclidiana minima y una correlacion de gray, la quinta realizacion puede lograr el mismo rendimiento que el esquema SIMO incluso en una situacion de desequilibrio de potencia. No obstante, cuando se adquieren las senales S1 y S2 decodificando la senal de recepcion en el decodificador de ML, se puede aumentar la complejidad dado que el valor de S2 depende del valor de S1.

3. Sexta realizacion: metodo de codificacion MIMO teniendo en consideracion la distancia de Hamming ademas de la distancia euclidiana de la senal de transmision

En la sexta realizacion, se fija un valor de factor de codificacion “a” para optimizar la distancia euclidiana teniendo en consideracion la distancia de Hamming de una senal de transmision mas que permitir a la constelacion entera de la senal de transmision tener una distancia euclidiana como en la cuarta realizacion. Espedficamente, es posible disenar una matriz de codificacion de manera que el cuadrado de la distancia euclidiana entre los puntos de constelacion adyacentes cuando la distancia de Hamming entre los puntos de constelacion adyacentes es 2 sea dos veces el cuadrado de la distancia euclidiana entre los puntos cuando la distancia de Hamming es 1. Es decir, la distancia euclidiana se ajusta de manera que una diferencia de rendimiento de reconstruccion debida a una diferencia de distancia de Hamming se puede compensar usando una diferencia de potencia.

Asumiendo que la senal de transmision tiene una constelacion mostrada en la FIG. 18, una distancia de Hamming de intervalo D_E1 es 1/2 de una distancia de Hamming del intervalo D_E2 y por lo tanto la distancia euclidiana se puede ajustar para compensar la diferencia de distancia de Hamming manteniendo la diferencia de potencia entre el intervalo D_E1 y el intervalo D_E2 de manera que la potencia del intervalo D_E1 sea dos veces la potencia del intervalo D_E2. Es decir, la distancia de Hamming del intervalo D_E2 es dos veces mayor que la del intervalo D_E1. Espedficamente, la distancia euclidiana entre sfmbolos adyacentes en un intervalo, cuya distancia de Hamming sea dos veces mayor que otro intervalo dado que el numero de bits del mismo es dos veces mayor que el otro intervalo, se puede aumentar para aumentar la potencia del intervalo, compensando por ello la degradacion de rendimiento debida a la diferencia de distancia de Hamming cuando se reconstruye una senal de recepcion.

Se dara una descripcion del metodo de ajuste del valor “a” en mas detalle.

Por ejemplo, en una senal de transmision, dado que una distancia de Hamming en una seccion entre sfmbolos internos que representan una primera senal de entrada en constelaciones corresponde a la mitad de una distancia de Hamming en una seccion entre sfmbolos entre constelaciones que representan la primera senal de entrada, la distancia euclidiana se puede ajustar de manera que la diferencia de distancia de Hamming se compensa manteniendo la potencia de la seccion interna dos veces la de una seccion colindante. En otras palabras, la seccion

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colindante tiene una distancia de Hamming de dos veces la de la seccion interna. Es dedr, en sfmbolos colindantes, el numero de bits diferentes en un s^bolo es dos veces el numero de bits diferentes en el otro. La distancia euclidiana se puede aumentar de manera que la seccion que tiene una distancia de Hamming doble tenga mayor potencia para compensar el deterioro de rendimiento debido a una diferencia de distancia de Hamming cuando se restaura una senal recibida. En otras palabras, es posible compensar una diferencia de rendimiento de restauracion causada por una diferencia de distancia de Hamming con una diferencia de potencia ajustando la distancia euclidiana.

Las distancias euclidianas relativas para las senales St1 y St2 transmitidas desde un transmisor se detectan en constelaciones. Se puede determinar a partir de la ecuacion 2 mencionada anteriormente que una distancia euclidiana minima de un sfmbolo 16-QAM que tiene potencia decreciente es (a-1) y una distancia euclidiana de un sfmbolo 16-QAM que tiene potencia creciente es (a+1) (debido a que una senal transmitida se representa como R=h {a+1} S1 + (a-1) S2}). El valor “a” se puede obtener usando las condiciones anteriores, que se pueden representar por la Expresion 11.

[Expresion 7]

JV2 + l . para QPSK + QPSK.

“ ~1y2+3 , para 16Q AM - • 6 Q A.V1

La FIG. 21 ilustra senales de entrada y senales de transmision sobre las cuales se ha realizado un metodo de codificacion MIMO segun una tercera realizacion de la presente invencion.

En la realizacion de la FIG. 21, una senal de entrada S1 corresponde a sfmbolos 16-QAM y tiene una constelacion 222010, mientras que una senal de entrada S2 corresponde a sfmbolos 16-QAM y tiene una constelacion 222020. Cuando la senal de entrada S1 y la senal de entrada S2 se codifican usando una matriz de codificacion MIMO que incluye un conjunto de parametros de codificacion segun la tercera realizacion, las senales de transmision codificadas St1 y St2, que se transmiten a traves de la antena 1 (Tx1) y la antena 2 (Tx2), llegan a ser sfmbolos 256- QAM y respectivamente tienen las constelaciones 208030 y 208040 que tienen distancias euclidianas que tienen en cuenta la distancia de Hamming. Ademas, las senales de transmision tienen distribuciones de sfmbolos que tienen las distancias euclidianas teniendo en cuenta la distancia de Hamming y por lo tanto se puede minimizar la perdida de rendimiento incluso cuando un receptor recibe y decodifica solamente una de las senales de transmision en una situacion de desequilibrio de potencia.

No obstante, cuando las senales de entrada tienen diferentes tipos de sfmbolos como en un metodo de transmision QPSK+16-QAM, es necesario usar diferentes valores 'a'. Esto es debido a que, si se usa un valor 'a' optimizado para una de las antenas de transmision, se puede transmitir una senal que tiene menor calidad a traves de la otra antena de transmision cuando se emplean diferentes esquemas de modulacion para las senales de entrada usadas para transmision MIMO, es decir, se puede generar una solucion de compromiso.

La Fig. 22 ilustra una estructura ejemplar de un sfmbolo P1 y una estructura ejemplar de un sfmbolo AP1 segun una realizacion de la presente invencion.

El sfmbolo P1 se genera teniendo cada una de una parte delantera y una parte final de un sfmbolo eficaz (o valido) copiada, teniendo un desplazamiento de frecuencia realizado de tanto como +fsh y teniendo las copias desplazadas en frecuencia colocadas respectivamente en una parte delantera (C) y una parte final (B) del sfmbolo eficaz (A). En la presente invencion, la parte C se conocera como un prefijo y la parte B se conocera como un sufijo. Mas espedficamente, el sfmbolo P1 se configura de una parte de prefijo, una parte de sfmbolo eficaz y una parte de sufijo.

De la misma manera, el sfmbolo AP1 se genera teniendo cada una de una parte delantera y una parte final de un sfmbolo eficaz (o valido) copiada, teniendo un desplazamiento de frecuencia realizado de tanto como -fsh y teniendo las copias desplazadas en frecuencia colocadas respectivamente en una parte delantera (F) y una parte final (E) del sfmbolo eficaz (D). En la presente invencion, la parte F se conocera como un prefijo y la parte E se conocera como un sufijo. Mas espedficamente, el sfmbolo AP1 se configura de una parte de prefijo, una parte de sfmbolo eficaz y una parte de sufijo.

En la presente memoria, los dos valores de desplazamiento de frecuencia +fsh, - fsh, que se usan en el sfmbolo P1 y el sfmbolo AP1, pueden tener el mismo valor absoluto pero se dan signos opuestos. Mas espedficamente, el desplazamiento de frecuencia se realiza en direcciones opuestas. Y, las longitudes C y F, que se copian en la parte delantera del sfmbolo eficaz, se pueden fijar para tener diferentes valores. Y, las longitudes B y E, que se copian en la parte final del sfmbolo eficaz, se pueden fijar para tener diferentes valores. Alternativamente, las longitudes C y F se pueden fijar para tener diferentes valores y las longitudes B y E se pueden fijar para tener el mismo valor o viceversa. Segun otra realizacion de la presente invencion, se puede determinar de manera diferente una longitud de sfmbolo eficaz del sfmbolo P1 y una longitud de sfmbolo eficaz del sfmbolo AP1. Y, segun aun otra realizacion de la presente invencion, se puede usar un CSS (Conjunto Complementario de Secuencias) para seleccion de tono y se puede aleatorizar por AP1 una aleatorizacion de datos dentro del AP1.

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Segun la realizacion de la presente invencion, las longitudes de C y F, que se copian en la parte delantera del sfmbolo eficaz (o valido), se pueden fijar para tener diferentes valores y las longitudes de B y E, que se copian en la parte final del sfmbolo eficaz (o valido), tambien se pueden fijar para tener diferentes valores.

Las longitudes C, B, F, E segun la presente invencion se pueden obtener usando la Ecuacion 12 mostrada mas adelante.

[Expresion 12]

Longitud de C (Tc) = {Longitud de A (Ta) / 2 + 30}

Longitud de B (Tb) = {Longitud de A (Ta) / 2 - 30}

Longitud de E (Tf) = {Longitud de D (Td) / 2 + 15}

Longitud de E (Te) = {Longitud de D (Td) / 2 -15}

Como se muestra en la Ecuacion 12, el sfmbolo P1 y el sfmbolo AP1 tienen el mismo valor de desplazamiento de frecuencia. No obstante, se dan signos opuestos a cada uno del sfmbolo P1 y del sfmbolo AP1. Adicionalmente, a fin de determinar las longitudes de C y B, la presente invencion determina un valor de desplazamiento que se anade a o sustrae de un valor que corresponde a la longitud de A (Ta) / 2. Y, a fin de determinar las longitudes de F y E, la presente invencion determina un valor de desplazamiento que se anade a o se sustrae de un valor que corresponde a la longitud de D (Td) / 2. En la presente memoria, cada uno de los valores de desplazamiento se ajusta de manera diferente. Segun una realizacion de la presente invencion, el valor de desplazamiento del sfmbolo P1 se fija a 30 y el valor de desplazamiento del sfmbolo AP1 se fija a 15. No obstante, los valores dados en los ejemplos descritos anteriormente son meramente ejemplares. Y, por lo tanto, sera evidente que los valores correspondientes pueden ser variados o cambiados facilmente por un experto en la tecnica. Por lo tanto, la presente invencion no estara limitada solamente a los valores presentados en la presente memoria.

Segun la presente invencion, generando un sfmbolo AP1 y un sfmbolo AP1 para configurar la estructura mostrada en la Fig. 22 e insertando los sfmbolos generados a cada trama de senal, el sfmbolo P1 no degrada el rendimiento de deteccion del sfmbolo AP1 y, por el contrario, el sfmbolo AP1 no degrada el rendimiento de deteccion del sfmbolo P1. Adicionalmente, el rendimiento de deteccion del sfmbolo P1 es casi identico al rendimiento de deteccion del sfmbolo AP1. Ademas, configurando los sfmbolos de manera que el sfmbolo P1 y el sfmbolo AP1 tengan estructuras de sfmbolos similares, se puede reducir el nivel de complejidad del receptor.

En este punto, el sfmbolo P1 y el sfmbolo AP1 se pueden transmitir consecutivamente o cada uno de los sfmbolos se puede asignar a diferentes posiciones dentro de la trama de senal y entonces se puede transmitir. Y, en caso de que el sfmbolo P1 y el sfmbolo AP1 esten cada uno asignado a una posicion diferente dentro de la trama de senal, para ser transmitido, se puede obtener un efecto de diversidad de tiempo alta con respecto al sfmbolo de preambulo. Segun la realizacion de la presente invencion, el sfmbolo P1 y el sfmbolo AP1 se transmiten consecutivamente. En ese caso, el sfmbolo AP1, segun la Fig. 3, transmite informacion necesaria para decodificar informacion de senalizacion propagada en un patron piloto o una trama de un area de datos. Se puede generar en la Fig. 5.

La Fig. 23 ilustra una estructura ejemplar de un detector de sfmbolo P1 segun una realizacion de la presente invencion. El detector de sfmbolo P1 se puede incluir en el demodulador OFDM (107100) explicado en la Fig. 2.

En la presente memoria, el detector de sfmbolo P1 tambien se puede conocer como un detector de preambulo C-A- B. El detector de sfmbolo P1 puede incluir un desplazador descendente (307101), un 1er conjugador (307103) y un 2° retardador (307106).

— J?*/ SH‘

g

El desplazador descendente (307101) realiza una modulacion inversa multiplicando por la senal de

entrada. Cuando se realiza una modulacion inversa por el desplazador descendente (307101), la senal que se desplaza en frecuencia e introduce se recupera a la senal original. La senal modulada inversa se puede sacar a un 1er retardador (307102) y un 2° conjugador (307107).

El 1er retardador (307102) retarda la senal modulada inversa en una longitud de la parte C (Tc) y entonces saca la senal retardada al 1er conjugador (307103). El 1er conjugador (307103) realiza la conjugacion compleja sobre la senal, que se retarda en una longitud de parte C (Tc). Entonces, el 1er conjugador (307103) multiplica la senal de entrada por la senal conjugada compleja, sacando por ello la senal procesada a un 1er filtro (307104). El 1er filtro

(307104) usa un filtro de media movil que tiene una longitud de Tr=Ta, para extraer (o eliminar) cualquier elemento de modulacion restante de manera excesiva e innecesaria, sacando por ello la senal procesada al 3er retardador

(307105) . El 3er retardador (307105) retarda la senal filtrada en una longitud de la parte A (es decir, el sfmbolo eficaz (o valido)) (Ta), para sacar la senal retardada a un multiplicador (307109).

El 2° retardador (307106) retarda la senal de entrada en una longitud de la parte B (Tb) y entonces saca la senal retardada al 2° conjugador (307107). El 2° conjugador (307107) realiza la conjugacion compleja sobre la senal, la

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cual se retarda en una longitud de la parte B (Tb). Entonces, el 2° conjugador (307107) multiplica la senal conjugada compleja por una senal modulada inversa, sacando por ello la senal procesada a un 2° filtro (307108). El 2° filtro

(307108) usa un filtro de media movil que tiene una longitud de Tr=Ta, para extraer (o eliminar) cualquier elemento de modulacion restante de manera excesiva e innecesaria, sacando por ello la senal procesada al multiplicador

(307109) .

El multiplicador (307109) multiplica la salida del 2° filtro (307109) por una senal, que se retarda en una longitud de la parte A (Ta). De esta manera, el sfmbolo P1 se puede detectar a partir de cada trama de senal de la senal de difusion recibida.

En la presente memoria, la longitud de la parte C (Tc) y la longitud de la parte B (Tb) se pueden obtener aplicando la Ecuacion 12 mostrada mas adelante.

La Fig. 24 ilustra una ilustra una estructura ejemplar de un detector de sfmbolo AP1 segun una realizacion de la presente invencion. El detector de sfmbolo AP1 se puede incluir en el demodulador OFDM (107100) explicado en la Fig. 2.

En la presente memoria, el detector de sfmbolo AP1 tambien se puede conocer como un detector de preambulo F-D- E. El detector de sfmbolo AP1 puede incluir un desplazador descendente (308101), un 1er conjugador (308103) y un 2° retardador (308106). El detector de sfmbolo AP1 puede recibir una senal introducida al receptor de senal de difusion o una senal sacada desde el detector de sfmbolo P1 explicado en la FIG. 23.

El desplazador ascendente (308101) realiza una modulacion inversa multiplicando 6 por la senal de

entrada. Cuando se realiza una modulacion inversa por el desplazador ascendente (308101), la senal que se desplaza en frecuencia e introduce se recupera a la senal original. Mas espedficamente, el desplazador ascendente (308101) de la Fig. 47 tiene la misma estructura que el desplazador descendente (307101) del detector de sfmbolo P1 (306601). No obstante, la direccion de frecuencia de cada proceso de modulacion inverso es completamente opuesta una a otra. La senal que se modula inversa por el desplazador ascendente (308101) se puede sacar a un 1er retardador (308102) y un 2° conjugador (308107).

El 1er retardador (308102) retarda la senal modulada inversa en una longitud de la parte F (Tf) y entonces saca la senal retardada al 1er conjugador (308103). El 1er conjugador (308103) realiza la conjugacion compleja sobre la senal, que se retarda en una longitud de la parte F (Tf). Entonces, el 1er conjugador (308103) multiplica la senal de entrada por la senal conjugada compleja, sacando por ello la senal procesada a un 1er filtro (308104). El 1er filtro

(308104) usa un filtro de media movil que tiene una longitud de Tr=Td, para extraer (o eliminar) cualquier elemento de modulacion restante de manera excesiva e innecesaria, sacando por ello la senal procesada a un 3er retardador

(308105) . El 3er retardador (308105) retarda la senal filtrada en una longitud de la parte D (es decir, el sfmbolo eficaz (o valido)) (Td), para sacar la senal retardada a un multiplicador (308109).

El 2° retardador (308106) retarda la senal de entrada en una longitud de la parte E (Te) y entonces saca la senal retardada a un 2° conjugador (308107). El 2° conjugador (308107) realiza una conjugacion compleja sobre la senal, la cual se retarda en una longitud de la parte E (Te). Entonces, el 2° conjugador (308107) multiplica la senal conjugada compleja por una senal modulada inversa, sacando por ello la senal procesada a un 2° filtro (308108). El 2° filtro (308108) usa un filtro de media movil que tiene una longitud de Tr=Td, para extraer (o eliminar) cualquier elemento de modulacion restante de manera excesiva e innecesaria, sacando por ello la senal procesada al multiplicador (308109).

El multiplicador (308109) multiplica la salida del 2° filtro (308109) por una senal, que se retarda en una longitud de la parte D (Td). De esta manera, el sfmbolo AP1 se puede detectar a partir de cada trama de senal de la senal de difusion recibida. En la presente memoria, la longitud de la parte F (Tf) y la longitud de la parte E (Te) se pueden obtener aplicando la Ecuacion 12 mostrada anteriormente.

Como se muestra en la Fig. 3, una trama segun una realizacion de la presente invencion comprende un area de preambulo y un area de datos. El area de preambulo comprende un P1 y P2 y puede haber una pluralidad de sfmbolos de datos en el area de datos. Tambien, segun pretenda el disenador, puede haber un AP1 en el area de preambulo.

Entonces, la informacion de senalizacion de P1 se transmite por el sfmbolo P1, la informacion de senalizacion de AP1 se transmite por el sfmbolo AP1 y la informacion de senalizacion previa de L1 y posterior de L1 se transmite por el sfmbolo P2.

Las Fig. 25 A y B muestran informacion de senalizacion de P1 e informacion de senalizacion de AP1 segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 25 A muestra un diagrama de tabla que tiene informacion de senalizacion de P1 segun una realizacion de la presente invencion.

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Como se muestra en la Fig. 25 A, la informacion de senalizacion de P1 incluye un campo S1 y un campo S2. La descripcion adicional es como sigue.

El campo S1 tiene un tamano de 3 bits e indica un formato de preambulo y tipo P2.

El campo S2 tiene un tamano de 4 bits y puede tener un campo S2 1 y 2.

El campo 1 de campo S2 tiene un tamano de 3 bits e indica informacion parcial acerca de la informacion de tamano de FFT e intervalo gma (GI). El tamano de FFT indica el numero de subportadoras para comprender un sfmbolo OFDM y el tamano de GI indica la relacion de GI en un sfmbolo OFDM. De esta manera, la longitud de un sfmbolo OFDM se puede variar dependiendo del tamano de FFT y GI.

El campo 2 de campo S2 tiene un tamano de 1 bit e indica si el preambulo de la trama es del mismo tipo.

La Fig. 25 B muestra una tabla que tiene informacion de senalizacion de API segun una realizacion de la presente

invencion.

Como se muestra en la Fig. 25 B, la informacion de senalizacion de API incluye un campo PILOT_PATTERN y un campo L1_PRE_SPREAD_LENGTH. La descripcion adicional es como sigue.

El campo PILOT_PATTERN tiene un tamano de 4 bits e indica un patron piloto de la trama. Segun una realizacion de la presente invencion, cuando la informacion de patron piloto se transmite a traves del sfmbolo API, el sfmbolo P2 no se transmite. Incluso cuando la informacion de senalizacion de L1 se propaga en los sfmbolos de datos en el area de datos, el receptor puede descubrir el patron piloto antes de decodificar la informacion de senalizacion de L1 del area de datos.

El campo L1_PRE_SPREAD_LENGTH tiene un tamano de 3 bits e indica la longitud de un intervalo de propagacion en el area de datos para la informacion de senalizacion previa de L1. Es decir, indica el numero de sfmbolos de datos en el area de datos que tiene el intervalo de propagacion para la informacion de senalizacion previa de L1.

Segun la presente invencion, el intervalo de propagacion para informacion de senalizacion previa de L1 se llama intervalo de propagacion previo de L1. Si el valor del campo L1_PRE_SPREAD_LENGTH es “000”, significa que la informacion de senalizacion de L1 en un area de datos de una trama no se propaga.

Los campos que tienen informacion de senalizacion P1 e informacion de senalizacion de API y se ilustran ellos mismos para una mejor comprension de la presente invencion y cada campo e informacion se puede variar segun pretenda el disenador.

La Fig. 26 muestra otra realizacion de la presente invencion para informacion de senalizacion previa de L1. Como se muestra en la Fig. 6, la informacion de senalizacion previa de L1 incluye informacion necesaria para decodificar senalizacion posterior de L1.

La informacion de senalizacion previa de L1 mostrada en la Fig. 26 se muestra como una realizacion de la Fig. 6 y se omite una descripcion para los mismos campos que en la Fig. 6.

A continuacion, solamente se describen los campos que no se ilustran en la Fig. 6. El tamano y tabla de cada campo se puede anadir o modificar segun pretenda el disenador.

El campo NUM_T2_FRAMES tiene un tamano de 8 bits e indica el numero de tramas para el sistema de difusion terrestre en la supertrama. El receptor determina una estructura de la supertrama por el campo. La trama se usa para calcular informacion necesaria para saltar una trama que puede transmitir datos adicionales o datos acerca de un nuevo sistema de difusion distinto de los sistemas de difusion existentes.

El campo L1_POST_SPREAD_LENGTH tiene un tamano de 12 bits e indica la longitud de un intervalo de propagacion en el area de datos para la informacion de senalizacion posterior de L1. Es decir, indica el numero de sfmbolos de datos que tiene el intervalo de propagacion para la informacion de senalizacion posterior de L1. En la presente invencion, el intervalo de propagacion para la informacion de senalizacion posterior de L1 se llama intervalo de propagacion posterior de L1. Si el valor del campo L1_POST_SPREAD_LENGTH es todo 0, no se propaga la informacion de senalizacion posterior de L1.

El campo NUM_MISO_SYMBOLS tiene un tamano de 12 bits e indica el numero de sfmbolos MISO en los sfmbolos de datos de la trama actual.

El campo MIMO_SYMBOL_INTERVAL tiene un tamano de 12 bits e indica el numero de sfmbolos MIMO entre dos partes de sfmbolo MIMO.

El campo MIMO_SYMBOL_LENGTH tiene un tamano de 12 bits e indica el numero de sfmbolos MIMO en una parte de sfmbolo MIMO.

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La Fig. 27 muestra otra realizacion de informacion de senalizacion posterior de L1.

Como se muestra en la Fig. 7, la informacion de senalizacion posterior de L1 comprende un bloque configurable, un bloque dinamico, un bloque de extension, un bloque de Comprobacion de Redundancia Cfclica (CRC) y un bloque de relleno de L1.

Una tabla mostrada en la Fig. 27 es parte del bloque configurable y se omite una descripcion de los mismos campos que en la Fig. 7.

A continuacion, solamente se describen los campos que no se ilustran en la Fig. 7.

El tamano y la tabla de cada campo se pueden anadir o modificar segun pretenda el disenador.

Los campos incluidos en el bucle de frecuencia son como sigue.

El campo NEXT_NGH_SUPERFRAME tiene un tamano de 8 bits e indica el numero de supertramas entre la trama actual y la siguiente trama NGH.

Los campos incluidos en el bucle de PLP son como sigue.

El campo PLP_PROFILE tiene un tamano de 2 bits e indica el perfil del flujo incluido en el PLP actual. Es decir, el campo PLP_PROFILE puede indicar si el PLP actual es un PLP de una capa base o un PLP de una capa de mejora.

El campo PLP_MIMO_TYPE tiene un tamano de 2 bits y determina si el PLP actual es el tipo MIMO o MISO.

Como una realizacion, el valor del campo PLP_MOD se determina combinando con el campo PLP_MIMO_TYPE. Si el valor del campo PLP_MIMO_TYPE indica el tipo MISO, el campo PLP_MOD se usa para volver a correlacionar sfmbolos. Si el valor del campo PLP_MIMO_TYPE indica el tipo MIMO, el campo PLP_MOD se puede interpretar como un tamano de constelacion que tiene un efecto de espectro generado despues de indicar MIMO.

La Fig. 28 muestra otra realizacion de informacion de senalizacion dinamica posterior de L1.

Una tabla mostrada en la Fig. 28 es una parte del bloque dinamico y se omite una descripcion de los mismos campos que en la Fig. 8.

A continuacion, solamente se describen los campos que no se ilustran en la Fig. 8. El tamano y tabla de cada campo se puede anadir o modificar segun pretenda el disenador.

El campo NEXT_NGH_FRAME tiene un tamano de 8 bits y se usa solamente cuando el LSB del campo S2 es 1, es decir, cuando S2 es “xxxl”. El campo NEXT_NGH_SUPERFRAME indica el numero de tramas FEF o tramas entre la primera trama y la siguiente en una supertrama que tiene tramas de transmision adicionales. NEXT_NGH_FRAME y NEXT_NGH_SUPERFRAME se usan para calcular la cantidad necesaria para saltar a la siguiente trama. Es decir, el campo NEXT_NGH_FRAME y el campo NEXT_NGH_SUPERFRAME tienen solamente FEF o muchas tramas normales mezcladas. Cuando no se usan todas las tramas FEF para tramas adicionales, se proporcionara un mecanismo de salto eficaz. Especialmente, el receptor puede realizar salto en la siguiente trama adicional sin decodificar informacion de senalizacion de P1 en todas las tramas en la supertrama.

Una realizacion del transmisor de senal de difusion o receptor para procesamiento MIMO es como sigue.

El transmisor de senal de difusion comprende, como se muestra en la Fig. 1, un procesador de entrada 101200, un codificador BICM 101300, un formador de tramas 101400 y un generador OFDM 101500. Tambien, el receptor de senal de difusion, que se muestra en la Fig. 2, comprende un demodulador OFDM 107100, un descorrelacionador de tramas 107200, un decodificador BICM 107300 y un procesador de salida 1073400.

El procesador de entrada 101200 del transmisor de senal de difusion ejecuta una codificacion FEC para transmitir datos en una forma de bloque. El codificador BICM 101300 realiza codificacion para corregir errores. El formador de tramas 101400 realiza correlacion de datos en una trama y el generador OFDM 101500 realiza demodulacion OFDM en los datos correlacionados de tramas en unidades de sfmbolo y transmite los datos. Los dispositivos en el receptor de senal de difusion pueden realizar un funcionamiento inverso que corresponde a los dispositivos homologos en el transmisor.

La presente invencion sugiere un transmisor o receptor de senal de difusion que aplica independientemente procesamiento MISO o MIMO para cada PLP a partir de una pluralidad de entradas de PLP. Segun la presente invencion, la presente invencion puede ajustar eficazmente la calidad de servicio (QOS) o servicios a partir del PLP en una capa ffsica.

Cuatro realizaciones para realizar procesamiento MISO/MIMO en una pluralidad de senales desde el transmisor y receptor a traves de una pluralidad de antenas son como sigue.

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Una primera realizacion es acerca de un transmisor de senal de difusion o un receptor correspondiente

independientemente de realizar procesamiento MISO o MIMO para cada entrada de datos de PLP durante un proceso de codificacion BICM.

Una segunda realizacion es acerca de otro transmisor de senal de difusion o un receptor correspondiente independientemente de realizar procesamiento MISO o MIMO para cada entrada de datos de PLP durante un proceso de codificacion BICM.

Una tercera realizacion es acerca de un transmisor de senal de difusion o un receptor correspondiente

independientemente de realizar procesamiento MISO o MIMO para cada entrada de datos de PLP correlacionados

durante un proceso de generacion OFDM.

Una cuarta realizacion es acerca de un transmisor de senal de difusion o un receptor correspondiente

independientemente de realizar procesamiento MISO o MIMO para cada entrada de datos de PLP durante un proceso de codificacion BICM, en donde un generador OFDM realiza procesamiento MISO en datos de PLP MISO e informacion de senalizacion de L1.

En mas detalle, el codificador BICM del transmisor de senal de difusion segun la primera realizacion realiza codificacion MISO o codificacion MIMO en datos de PLP despues de correlacion de constelacion, intercalado de celdas e intercalado de tiempo. Tambien, el decodificador BICM del transmisor de senal de difusion segun la primera realizacion puede invertir el proceso entero.

Segun la segunda realizacion, el codificador BICM del transmisor de senal de difusion segun la segunda realizacion realiza codificacion MISO o codificacion MIMO en datos de PLP despues de correlacion de constelacion y entonces realiza intercalado de celdas e intercalado de tiempo. Tambien, el codificador BICM del transmisor de senal de difusion segun la segunda realizacion puede invertir el proceso entero.

Segun la tercera realizacion, el generador OFDM del transmisor de senal de difusion realiza codificacion MISO o MIMO en datos de PLP transmitidos desde un formador de tramas.

Segun la cuarta realizacion, el codificador BICM del transmisor de senal de difusion segun la cuarta realizacion realiza codificacion MISO o codificacion MIMO en datos de PLP despues de intercalado de tiempo o correlacion de constelacion. Tambien, el generador OFDM del transmisor de senal de difusion realiza codificacion MISO en datos de PLP MISO para procesamiento MISO e informacion de senalizacion de L1. El decodificador BICM del receptor de senal de difusion y el demodulador OFDM del transmisor de senal de difusion segun la cuarta realizacion pueden invertir el proceso entero.

Un transmisor/receptor de senal de difusion segun cada realizacion es como sigue. El transmisor/receptor de senal de difusion puede realizar procesamiento MIMO para una pluralidad de senales a traves de una pluralidad de antenas. El transmisor/receptor de senal de difusion con dos senales por dos antenas se describe mas adelante.

La Fig. 29 y la Fig. 30 muestran un proceso de entrada que el transmisor de senal de difusion comprende en comun. Una descripcion adicional es como sigue.

La Fig. 29 muestra un procesador de entrada del transmisor de senal de difusion segun una realizacion.

El proceso de entrada 101200 en la Fig. 1 se muestra como una realizacion en la Fig. 29 que realiza solamente un PLP. El procesador de entrada en la Fig. 29 comprende un modulo de adaptacion de modo 601100 y un modulo de adaptacion de flujo 601200. El modulo de adaptacion de modo 601100 ademas comprende un modulo de interfaz de entrada 601110, un codificador CRC-8 601120 y un modulo de insercion de cabecera en BB 601130, en donde un modulo de adaptacion de flujo 1020 comprende un modulo de insercion de relleno 601210 y un aleatorizador en BB 601220.

El modulo de interfaz de entrada 601110 en el procesador de entrada que realiza un PLP unico realiza correlacion distinguiendo el flujo de bit de entrada en una unidad logica para realizar codificacion FEC (BCH/LDPC) al final del codificador BICM. El codificador CRC-9 601120 realiza codificacion CRC en el flujo de bits correlacionado y un modulo de insercion de cabecera en BB 1050 inserta una cabecera en BB en el campo de datos. En este caso, la cabecera en BB incluye informacion de todo tipo de adaptacion (TS/GS/IP), informacion de longitud de paquete de usuario y longitud de campo de datos.

Tambien, si los datos de entrada no tienen una trama en BB para codificar FEF, el bloque de adaptacion de flujo 601200 genera una unidad de insercion de relleno y una Secuencia Binaria Seudoaleatoria (PRBS) e incluye un aleatorizador en BB 601220 que aleatoriza datos calculados por la PRBS y XOR. Tal movimiento por el aleatorizador en BB 601220 puede disminuir por ultimo la Relacion de Potencia Pico a Media de la senal modulada OFDM.

La Fig. 30 muestra un modulo de adaptacion de modo como un procesador de entrada del transmisor de senal de difusion que realiza una pluralidad de PLP. El modulo de adaptacion de modo en la Fig. 30 comprende una pluralidad de modulos de interfaz de entrada 602100 que realizan adaptacion de modo para cada PLP en paralelo,

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un sincronizador de flujo de entrada 602200, un modulo de retardo de compensacion 602300, un modulo de borrado de paquetes nulos 602400, un codificador CRC-0 602500 y una unidad de insercion de cabecera en BB 602600. La descripcion del modulo de interfaz de entrada 602100, el codificador de CRC-8 602500 y la unidad de insercion de cabecera en BB 602600 ilustrada en la Fig. 19 se omite.

El sincronizador de flujo de entrada 602200 inserta informacion de temporizacion necesaria para restaurar informacion de referencia de reloj de flujo de entrada (ISCR), flujo de transporte (TS) o flujo generico (GS). El modulo de retardo de compensacion 602300 sincroniza un grupo de PLP basado en la informacion de temporizacion.

El modulo de borrado de paquetes nulos (602400) borra un paquete nulo que se transmite innecesariamente e inserta el numero de paquetes nulos borrados en base a la posicion borrada.

La Fig. 31 muestra un modulo de adaptacion de flujo como un procesador de entrada del transmisor de senal de difusion realizando una pluralidad de pLp.

El modulo de adaptacion de flujo en la Fig. 31 recibe los datos en unidades de PLP desde la adaptacion de modo en la Fig. 30.

El programador 603100 realiza programacion para el sistema de transmision MIMO que usa una pluralidad de antenas que incluyen polaridad dual y genera parametros para un demultiplexor, un intercalador de celdas, un intercalador de tiempo. Tambien, el programador 603100 transmite informacion de senalizacion dinamica de L1 para la trama actual ademas de senalizacion en banda y realiza correlacion de celdas en base a la programacion.

Una pluralidad de un modulo de retardo de 1 trama 603200 que ejecuta una pluralidad de PLP retarda una trama de manera que la informacion de programacion de la siguiente trama para senalizacion en banda se puede incluir en la trama actual. Una pluralidad de modulos de senalizacion en banda/insercion de relleno inserta informacion de senalizacion dinamica de L1 a los datos retardados. Tambien, si hay cualquier espacio para relleno, el modulo de senalizacion en banda/insercion de relleno 603300 inserta bits de relleno e informacion de senalizacion en banda en el area de relleno. Y, el aleatorizador en BB 603400 genera una secuencia binaria seudoaleatoria (PRBS) como se muestra en la Fig. 29 y aleatoriza los datos calculando la PRBS con XOR.

El modulo de adaptacion de flujo en la Fig. 31 genera informacion de senalizacion de L1 transmitida por el sfmbolo de preambulo de la trama o el sfmbolo de datos propagado. Tal informacion de senalizacion de L1 incluye informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. La informacion de senalizacion previa de L1 incluye parametros necesarios para realizar la informacion de senalizacion posterior de L1 e informacion de senalizacion de L1 estatica y la informacion de senalizacion posterior de L1 incluye la informacion de senalizacion de L1 estatica y la informacion de senalizacion de L1 dinamica. El generador de senalizacion de L1 603500 puede transmitir la informacion de senalizacion previa de L1 generada y la informacion de senalizacion posterior de L1. La informacion de senalizacion previa de L1 transmitida y la informacion de senalizacion posterior de L1 se aleatoriza por cada aleatorizador en BB 603600, 603700. Tambien, segun otra realizacion, el generador de senalizacion de L1 603500 transmite informacion de senalizacion de L1 que tiene informacion de senalizacion previa de L1 y de senalizacion posterior de L1 y aleatoriza la informacion de senalizacion de L1 transmitida por un aleatorizador en BB.

La Fig. 32 y la Fig. 34 muestran un bloque de estructura de un transmisor de senal de difusion segun una realizacion. Una descripcion adicional es como sigue.

La Fig. 32 muestra un codificador BICM segun una primera realizacion de la presente invencion.

El codificador BICM mostrado en la Fig. 32 es una realizacion del codificador BICM 101300 en la Fig. 1.

El codificador BICM segun la primera realizacion realiza intercalado de bits en una pluralidad de datos de PLP despues de realizar procesamiento de entrada, informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1 y codificacion para corregir errores.

Tambien, el codificador BICM realiza independientemente codificacion MISO y MIMO en datos de PLP. Es decir, el codificador BICM en la Fig. 32 incluye un primer bloque de codificacion BICM 604100 que realiza codificacion MISO en datos de PLP, un segundo bloque de codificacion BICM 604200 que realiza codificacion MIMO en datos de PLP y un tercer bloque de codificacion BICM 604300 que realiza codificacion MIMO en informacion de senalizacion. No obstante, como la informacion de senalizacion incluye informacion necesaria para restaurar datos de PLP en una trama desde el receptor, se requiere mas robustez entre el transmisor y el receptor comparado con datos de PLP. De esta manera, una realizacion de la presente invencion es el proceso MISO que realiza la informacion de senalizacion.

La descripcion del proceso de realizacion de datos para cada bloque es como sigue.

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En primer lugar, el primer bloque de codificacion BICM 604100 incluye un codificador BICM 604100, un codificador de FEC (Correccion de Errores sin Canal de Retorno) 604110, un intercalador de bits 604120, un primer demultiplexor 604130, un correlacionador de constelacion 604140, un intercalador de celdas 604150, un intercalador de tiempo 604160 y un codificador MISO 604170.

El codificador FEC 604110 realiza codificacion BCH y codificacion LDPC en datos de PLP despues de realizar procesamiento de entrada con redundancia para corregir errores de canal desde el receptor. El intercalador de bits 604120 prepara para tener robustez para errores de rafaga realizando intercalado de bits en datos de PLP codificados FEC por cada unidad de bloque FEC. En ese caso, el intercalador de bits puede realizar intercalado de bits usando dos unidades de bloque FEC. Cuando se usan dos bloques FEC, se pueden generar un par de unidades de celda a partir de dos bloques FEC diferentes en el formador de tramas. De esta manera, el receptor de senal de difusion puede mejorar la recepcion asegurando la diversidad de bloques FEC.

Un primer demultiplexor 604130 puede realizar demultiplexacion en los datos de PLP intercalados con bits en una unidad de bloque FEC. En ese caso, el primer demultiplexor 604130 usa dos bloques FEC y realiza demultiplexacion. Cuando se usan los dos bloques, se pueden generar pares de celdas en el formador de tramas a partir de diferentes bloques FEC. De esta manera, el receptor puede mejorar la recepcion asegurando la diversidad de bloques FEC.

El correlacionador de constelacion 604140 realiza correlacion en los datos de PLP de bits demultiplexados en unidades de sfmbolos. En ese caso, el correlacionador de constelacion 604140 puede rotar un cierto angulo que depende del tipo de modulacion. Los correlacionadores de constelacion rotados se pueden expresar en fase I (En fase) y fase Q (Cuadratura de fase) y los correlacionadores de constelacion pueden retardar solamente la fase Q en un cierto valor. Entonces, el correlacionador de constelacion 604140 realiza una nueva correlacion en el elemento en fase con el elemento de fase Q retardado.

El intercalador de celdas 604150 realiza un intercalado en los datos vueltos a correlacionar en unidades de celdas y el intercalador de tiempo 604160 realiza intercalado en los datos de PLP de celdas intercaladas en unidades de tiempo.

En ese caso, el intercalador de tiempo 604160 usa dos bloques FEC para intercalado. A traves de este proceso, como se generan pares de celdas a partir de dos bloques FEC diferentes, el receptor puede mejorar la recepcion asegurando la diversidad de bloques FEC.

El codificador MISO 604170 realiza codificacion MISO usando una matriz de codificacion MISO en los datos de PLP intercalados en tiempo y transmite datos de PLP MISO a traves de dos rutas (STx_k, STx_k+1). La presente invencion incluye un OSTBC (Codigo de Bloque de Espacio-Tiempo Ortogonal)/OSFBC (Codigo de Bloque de Espacio Frecuencia Ortogonal/codigo Alamouti) como una realizacion de un metodo de codificacion MISO.

El segundo bloque de codificacion BICM 604200 incluye un codificador FEC 604210, un intercalador de bits 604220, un segundo demultiplexor 604230, un primer correlacionador de constelacion 604240-1 y un segundo correlacionador de constelacion 604240-2, un primer intercalador de celdas 604250-1 y un segundo intercalador 604250-2 y un primer intercalador de tiempo 604260-1 y un segundo intercalador de celdas 604260-2 y un codificador MIMO 604270. El codificador FEC 604210 y el intercalador de bits 604220 pueden realizar la misma funcion que el codificador FEC 604110 y el intercalador de bits 604120 del metodo MISO.

El segundo demultiplexor 604230 puede transmitir los datos de PLP demultiplexando a dos rutas necesarias para transmision MIMO ademas de realizar la misma funcion que el primer demultiplexor 604130 del metodo MISO. En ese caso, el caracter de la transmision de datos para cada ruta puede ser diferente. De esta manera, el segundo demultiplexor puede asignar aleatoriamente los datos de PLP de bits intercalados en cada ruta.

El primer correlacionador de constelacion 604240-1 y el segundo correlacionador de constelacion 604240-2 pueden operar la misma funcion que el correlacionador de constelacion (604140) del metodo MISO.

El primer intercalador de celdas (604250-1) y el segundo intercalador de celdas (604250-2) pueden realizar intercalado de celdas solamente en una mitad de los datos de PLP en uno de los bloques FEC a partir de las rutas. De esta manera, el primer intercalador 603260-1 y el segundo intercalador 603260-2 pueden operar igual que el intercalador de celdas 604150. Tambien, a fin de ejecutar datos de una pluralidad de rutas, como el primer intercalador de celdas 604250-1 y el segundo intercalador de celdas 604250-2 no estan asignados a memoria adicional, hay una ventaja de realizar intercalado de celdas usando la memoria del intercalador de celdas 604150. El primer intercalador de tiempo 603260-1 y el segundo intercalador de tiempo 603260-2 pueden operar igual que el intercalador de tiempo 603260 del metodo MISO. En ese caso, el primer intercalador de tiempo 603260-1 y el segundo intercalador de tiempo 603260-2 pueden realizar el mismo intercalado de tiempo o un intercalado de tiempo diferente.

El codificador MIMO 604270 realiza codificacion MIMO en los datos de PLP de bits intercalados mediante el uso la matriz de codificacion MIMO y transmite datos de PLP MIMO a dos rutas (STx_m, STx_m+1).

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La matriz de codificacion MIMO de la presente invencion incluye una multiplexacion espacial, un codigo Golden (GC), un codigo de diversidad completa de tasa completa y un codigo de dispersion lineal. Tambien, el codificador MIMO 604170 realiza codificacion MIMO usando una matriz de codificacion MIMO segun la primera y sexta realizacion de la presente invencion en la Fig. 14 y la Fig. 21.

La informacion de senalizacion de L1 incluye informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. Se puede realizar independientemente codificacion MISO en la informacion de senalizacion previa de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1.

De esta manera, el tercer bloque de codificacion BICM 604300 incluye un primer bloque de codificacion 604400 que ejecuta la informacion de senalizacion previa de L1 y el segundo bloque de codificacion 604500 que ejecuta la informacion de senalizacion posterior de L1.

El primer bloque de codificacion 604400 incluye un codificador FEC 604470, un correlacionador de constelacion 604420, un intercalador de celdas 604430, un intercalador de tiempo 604560 y un codificador MISO 604570.

La informacion de senalizacion previa de L1 incluye informacion necesaria para decodificar informacion de senalizacion posterior de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1 incluye informacion necesaria para restaurar datos transmitidos desde el receptor.

Es decir, el receptor necesita decodificar la informacion de senalizacion previa de L1 rapida y correctamente para decodificar la informacion de senalizacion de L1 y los datos. De esta manera, el receptor de la presente invencion no realiza intercalado de bits y demultiplexacion para la informacion de senalizacion previa de L1 a fin de realizar la decodificacion rapida.

La descripcion del primer bloque de codificacion 604500 y el segundo bloque de codificacion 604600 se omite debido a que realizan la misma funcion que el primer bloque BICM 604100.

Como resultado, para ejecutar la informacion de senalizacion previa de L1, el primer bloque de codificacion 604400 realiza codificacion MISO en la informacion de senalizacion previa de L1 y transmite los datos libres de senalizacion a dos rutas (STx_pre, STx_pre+1). Tambien, para ejecutar informacion de senalizacion posterior de L1 el segundo bloque de codificacion 604500 realiza codificacion MISO en la informacion de senalizacion posterior de L1 y transmite los datos de senalizacion posterior de L1 a dos rutas (STx_post, STx_post+1).

La Fig. 33 muestra un formador de tramas segun una primera realizacion.

El formador de tramas mostrado en la Fig. 33 es una realizacion del formador de tramas 101400 mostrado en la Fig. 1.

El primer bloque de codificacion BICM 604100 transmite datos de PLP MISO a dos rutas (STx_k, STx_k+1) y el segundo bloque de codificacion BICM (604200) transmite datos de PLP MIMO a dos rutas (STx_m, STx_m+1). Tambien, el tercer bloque de codificacion BICM (604300) transmite la informacion de senalizacion previa de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1 a dos rutas (STx_pre, STx_pre_1 y STx_post, STx_post+1).

Cada dato se introduce en el formador de tramas. En ese caso, como se muestra en la Fig. 33, el formador de tramas incluye una primera ruta que recibe los datos codificados BICM desde STx_0 a STx_post y una segunda ruta que recibe los datos codificados BICM a partir de STx_0+1 a STx_post+1. Los datos recibidos en la primera ruta se transmiten a traves de una primera antena (Tx_1) y los datos en la segunda ruta se transmiten a traves de una segunda antena (Tx_2).

Como se muestra en la Fig. 33, el formador de tramas segun la primera realizacion incluye un primer bloque de formacion de tramas 605100 que ejecuta los datos a partir de la primera ruta y un segundo bloque de formacion de tramas 605200 que ejecuta los datos a partir de la segunda ruta. El primer bloque de formacion de tramas 605100 incluye un primer compensador de retardo 604110, un primer correlacionador de celdas por pares 605120 y un primer intercalador de frecuencia por pares 605300-1 y un segundo bloque de formacion de tramas 605200 incluye un segundo compensador de retardo 605100-2 que ejecuta los datos a partir de la segunda ruta, un segundo correlacionador de celdas por pares 605200-2 y un segundo intercalador de frecuencia por pares 605300-2.

El primer correlacionador de celdas por pares 605120 y el primer intercalador de frecuencia por pares 605130 o el segundo correlacionador de celdas por pares 605120 y el segundo intercalador de frecuencia por pares 605310 operan independientemente excepto las mismas funciones en la primera y la segunda rutas respectivamente.

Un metodo de realizacion de datos en el primer bloque de formacion de tramas 605100 y el segundo bloque de formacion de tramas 605200.

El primer compensador de retardo 605110 y el segundo compensador de retardo 605110 pueden compensar los datos de senalizacion previa de L1 o los datos de senalizacion posterior de L1 para el retardo en la primera trama y por el codificador BICM 604300. La informacion de senalizacion de L1 puede incluir informacion no solamente en la trama actual sino tambien en la siguiente trama. De esta manera, durante el procesamiento de entrada, la

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informacion de senalizacion de L1 se puede retardar una trama en contraposicion a los datos de PLP introducidos en la trama actual. A traves de este proceso, una trama de la informacion de senalizacion de L1 tiene informacion a traves de la actual y las siguientes tramas.

El primer correlacionador de celdas por pares 605120 y el segundo correlacionador de celdas por pares 605220 pueden realizar correlacion en los datos de PLP y los datos de senalizacion de L1 en unidades de sfmbolos en unidades de celdas en una trama en la subportadora de los sfmbolos OFDM.

En ese caso, los datos de PLP incluyen un DATOS de PLP comun, unos datos de PLP codificados MISO/MIMO y un modulo de procesador de subsegmento 605120-1~2 realiza correlacion de tramas en los datos de PLP en unidades de celdas para el efecto de diversidad.

Tambien, el primer correlacionador de celdas por pares 605120 y el segundo correlacionador de celdas por pares 605220 pueden realizar correlacion de tramas en dos celdas introducidas consecutivas en pares.

Para el rendimiento de restauracion mejor de las senales MISO, se debena asegurar coherencia entre canales de transmision MSI cuando se realiza codificacion MISO. De esta manera, a fin de asegurar coherencia, el primer correlacionador de celdas por pares 605120 y el segundo correlacionador de celdas por pares 605220 emparejan celdas generadas a partir del mismo PLP y realizan modulacion OFDM en las celdas emparejadas. Entonces se maximizara la coherencia entre los canales. En otras palabras, segun una realizacion de la presente invencion, como el codificador MISO se coloca en la parte delantera del codificador BICM, la estructura de las tramas es en pares considerando tal proceso de codificacion MISO.

Como se menciono anteriormente, cuando se realiza intercalado de bits o intercalado de tiempo por el intercalador de bits 604120 y el intercalador de tiempo 604160 usando dos bloques FEC, se pueden generar dos celdas emparejadas a partir de dos bloques FEC diferentes. Ya que el receptor asegura diversidad, se puede obtener mayor recepcion. El primer intercalador de frecuencia por pares 605130 y el segundo intercalador de frecuencia por pares 605230 realizan intercalado de frecuencia en los datos en unidades de celdas desde cada ruta y transmiten los datos intercalados de frecuencia al generador OFDM a traves de cada ruta.

En ese caso, el primer intercalador de frecuencia por pares 605130 y el segundo intercalador de frecuencia por pares 605230 emparejan dos celdas consecutivas en unidades de intercalado y entonces realizan intercalado de frecuencia. Esto es para maximizar la coherencia entre canales.

La Fig. 34 muestra un generador OFDM segun una primera realizacion.

El generador OFDM en la Fig. 34 es una realizacion de la OFDM mostrada en la Fig. 1.

La presente invencion transmite senales de difusion por el metodo MISO/MIMO a traves de dos antenas. El generador OFDM en la Fig. 34 recibe y demodula las senales de difusion a traves de una primera y una segunda ruta. Entonces transmite las senales a dos antenas (Tx1, Tx2).

Un primer bloque de generacion OFDM 606800 modula las senales de difusion a traves de la primera antena (Tx1) y un segundo bloque de generacion OFDM 606900 modula las senales de difusion a traves de la segunda antena (Tx2).

Si la correlacion de canal entre la primera y segunda antenas es grande, las senales transmitidas pueden aplicar polaridad dependiendo de la correlacion de canal. En la presente invencion, tal metodo se llama MIMO de multiplexacion de polaridad. La primera antena se llama “antena vertical” y la segunda antena se llama “antena horizontal”. El primer bloque de generacion OFDM 606100 realiza modulacion OFDM en senales de difusion a traves de la primera antena (Tx1) y el segundo transmisor 606900 realiza modulacion OFDM en las senales de difusion a partir de la primera ruta y transmite las senales a la segunda antena (Tx2).

Los modulos que incluyen el primer bloque de generacion OFDM 606800 y el segundo bloque de generacion OFDM 606900 son como sigue.

El primer bloque de generacion OFDM 606800 incluye un modulo de insercion de piloto 606100-1, un modulo de IFFT 606200-1, un modulo de PAPR 606300-1, un modulo de insercion de GI 606400-1, un modulo de insercion de sfmbolo P1 606500-1, un modulo de insercion de sfmbolo AP1 606600-1 y un DAC 606700-1, en donde los modulos en la primera unidad de transmision 606800 operan las mismas funciones.

El segundo bloque de generacion OFDM 606900 incluye un modulo de insercion de piloto 606100-2, un modulo de IFFT 606200-2, un modulo de PAPR 606300-2, un modulo de insercion de GI 606400-2, un modulo de insercion de sfmbolo P1 606500-2, un modulo de insercion de sfmbolo AP1 606600-2 y un DAC 606700-2, en donde los modulos en la primera unidad de transmision 606800 operan las mismas funciones.

De esta manera, los modulos en el primer bloque de generacion OFDM 606800 se ilustraran en mas detalle. El modulo de insercion de piloto inserta un piloto del patron piloto predeterminado en una trama y lo transmite al

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modulo de IFFT 606200-1. La informacion de patron piloto se transmite con informacion de senalizacion de API o informacion de senalizacion de L1.

El modulo de IFFT 606200-1 realiza un algoritmo de IFFT en las senales y las transmite al modulo de PAPR 6063001.

El modulo de PAPR 606300-1 reduce la PAPR de las senales en un dominio de tiempo y las transmite al modulo de insercion de GI 606400-1. Tambien, la realimentacion sobre informacion necesaria basada en el algoritmo de reduccion de PAPR se da al modulo de insercion de piloto 606100-1.

El modulo de insercion de GI 606400-1 copia el final del sfmbolo OFDM eficaz, inserta intervalos de guarda en un prefijo cfclico a cada sfmbolo OFDM y los transmite al modulo de insercion de sfmbolo P1 606500-1. La informacion de Gi se puede transmitir a traves de la informacion de senalizacion de P1 o informacion de senalizacion previa de L1.

Los sfmbolos P1 y AP1 se insertan en cada trama del modulo de insercion de P1 en el generador OFDM. Es decir, el modulo de insercion de P1 puede insertar mas de dos sfmbolos de preambulo en cada trama. Cuando se usan mas de dos sfmbolos de preambulo, se fortalecera mas el desvanecimiento de rafagas que puede ocurrir en las condiciones de desvanecimiento movil y se mejorara el rendimiento de deteccion de senal.

El modulo de insercion de sfmbolo P1 606500-1 inserta un sfmbolo P1 en el comienzo de cada trama y lo transmite al modulo de insercion de sfmbolo AP1 606600-1.

El modulo de insercion de sfmbolo AP1 606600-1 inserta un sfmbolo AP1 al final del sfmbolo P1 y lo transmite al DAC 606700-1.

El DAC 606700-1 convierte la trama de senal que tiene el sfmbolo P1 a una senal analogica y la transmite a la antena de transmision (Tx1).

Segun la segunda realizacion de la presente invencion, un bloque de estructura de un transmisor de senal de difusion se ilustra como sigue.

La Fig. 35 muestra un codificador BICM segun la segunda realizacion.

El codificador BICM mostrado en la Fig. 35 es una realizacion del codificador BICM 101300 en la Fig. 1.

El codificador BICM segun la segunda realizacion realiza intercalado de bits en una pluralidad de datos de PLP despues de realizar procesamiento de entrada, informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1 y codificacion para corregir errores.

Tambien, el codificador BICM realiza independientemente codificacion MISO y MIMO en datos de PLP.

El codificador BICM en la Fig. 35 incluye un primer bloque de codificacion BICM 607100 que realiza codificacion MISO en datos de PLP, un segundo bloque de codificacion BICM 607200 que realiza codificacion MIMO en datos de PLP y un tercer bloque de codificacion BICM 607300 que realiza codificacion MIMO en informacion de senalizacion.

Como los bloques de codificacion BICM en la Fig. 35 operan igual que los bloques de codificacion BICM en la Fig. 32, se omite una descripcion adicional de ellos. No obstante, los bloques de codificacion BICM del codificador MISO 607120, 6074320-1~2 y el codificador MIMO 607320 se colocan al final del correlacionador de constelacion 607110, 6071210-1~2, 607310-1~2, que es distinguible de los bloques de codificacion BICM segun la primera realizacion.

Los datos de PLP y la informacion de senalizacion se realizan en unidades de sfmbolos despues de la correlacion de constelacion. De esta manera, el intercalador de celdas, intercalador de tiempo, codificador MISO y codificador MIMO en el bloque de codificacion BICM segun la primera realizacion en la Fig. 32 y el bloque de codificacion BICM segun la segunda realizacion en la Fig. 35 pueden realizar los datos introducidos en unidades de sfmbolos. Tambien, el receptor de senal de difusion realiza el proceso inverso para los datos recibidos. Tambien, el decodificador MISO, decodificador MIMO y desintercalador de tiempo y desintercalador de celdas del receptor de senal de difusion pueden realizar los datos de entrada en unidades de sfmbolos.

No obstante, el decodificador BICM segun la primera realizacion realiza primero MISO/MIMO y entonces saca los datos en unidades de bits. Es debido a que los datos de salida del decodificador MISO/MIMO pueden la probabilidad de informacion de unidades de bits. De esta manera, aunque el codificador BICM puede realizar desintercalado de tiempo o desintercalado de celdas, se requiere informacion acerca de las unidades de sfmbolos debido a que los datos de salida se imputaran en unidades de bits. Por lo tanto, la complejidad de la memoria del receptor de senal de difusion aumentara debido a que debena almacenar informacion acerca de la correlacion de sfmbolos de los bits de entrada durante el proceso de desintercalado.

Como se muestra en la Fig. 35, en el codificador BICM segun la segunda realizacion I el codificador MISO 607100, 607300, 607400 y el codificador MIMO 607200 se situan al final del correlacionador de constelacion. De esta

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manera, el decodificador BICM puede realizar decodificacion MISO/MIMO despues del desintercalado de tiempo y desintercalado de celdas en unidades de sfmbolos. De esta manera, la complejidad de la memoria se reducira comparada con el receptor de senal de difusion segun la primera realizacion.

Como el formador de tramas y el generador OFDM segun la segunda realizacion en la Fig. 33 y la Fig. 34 operan igual que el formador de tramas y el generador OFDM segun la primera realizacion, se omite la descripcion adicional.

La Fig. 36 y la Fig. 38 muestran un bloque de estructura del receptor de senal de difusion segun la primera realizacion.

La Fig. 36 muestra un demodulador OFDM segun la primera realizacion de la presente invencion.

La Fig. 36 muestra un dibujo del demodulador OFDM segun la primera realizacion.

El modulador OFDM mostrado en la Fig. 36 es una realizacion del demodulador OFDM 107100 ilustrado en la Fig. 2.

Segun una realizacion de la presente invencion, la presente invencion requiere dos antenas, Rx1 y Rx2, para recibir senales transmitidas por MlMO/MISO. El demodulador OFDM mostrado en la Fig. 36 puede realizar demodulacion OFDM a traves de las antenas Rx1 y Rx2.

Un bloque que demodula senales transmitidas a traves de una primera antena (Rx1) se llama un primer bloque de demodulacion OFDM 610100 y un bloque que demodula senales transmitidas a traves de una segunda antena (Rx2) se llama un segundo bloque de demodulacion OFDM 610200.

Ademas, la presente invencion puede utilizar multiplexacion de polaridad MIMO segun una realizacion de la presente invencion. El primer bloque de demodulacion OFDM 610100 realiza demodulacion OFDM en las senales de difusion transmitidas a traves de la primera antena (Rx1) y saca las senales mediante un descorrelacionador de tramas a una primera ruta y el segundo bloque de demodulacion 610200 realiza demodulacion OFDM en las senales de difusion transmitidas a traves de la segunda antena (Rx2) y saca las senales mediante un descorrelacionador de tramas a una segunda ruta.

Tambien, la OFDM segun la primera realizacion en la Fig. 36 puede realizar el proceso inverso del generador OFDM segun la primera realizacion. Los modulos que incluyen el primer bloque de demodulacion OFDM 610100 y el segundo bloque de demodulacion OFDM son como sigue.

El primer bloque de demodulacion OFDM 610100 incluye un sintonizador 610110, un ADC 610120, un modulo de deteccion de sfmbolo P1 610130, un modulo de deteccion de sfmbolo AP1 610140, un modulo de sincronizacion 610150, un modulo de cancelacion de GI 610160, un modulo de FFT 610170 y un modulo de estimacion de canal 610180.

El segundo bloque de demodulacion OFDM 610200 comprende un sintonizador 610210, un ADC 610220, un modulo de deteccion de sfmbolo P1 610230, un modulo de deteccion de sfmbolo AP1 610240, un modulo de sincronizacion 610250, un modulo de cancelacion de GI 610260, un modulo de FFT 610270 y un modulo de deteccion de canal 610280 y opera igual que el primer bloque de demodulacion OFDM 610100.

De esta manera, se ilustraran aun mas los modulos en el primer bloque de demodulacion OFDM 610100.

El sintonizador 610110 recibe senales de difusion seleccionando una gama de frecuencia y las transmite al ADC 610120 compensando el tamano de la senal.

El ADC 610120 convierte senales de difusion analogicas en senales digitales y las transmite al modulo de deteccion de sfmbolo P1 610130.

El modulo de deteccion de sfmbolo P1 610130 extrae sfmbolos P1 en la informacion de senalizacion de P1 y decodifica la informacion de senalizacion de P1. Tambien, el modulo de deteccion de sfmbolo P1 610130 transmite la informacion de senalizacion de P1 decodificada al modulo de sincronizacion 610150 y un controlador de sistema (no mostrado en el dibujo). El controlador del sistema determina que trama tiene la senal recibida usando la informacion de senalizacion de P1 decodificada y controla otros dispositivos.

El modulo de deteccion de sfmbolo AP1 610140 extrae sfmbolos AP1 en la informacion de senalizacion de AP1 y decodifica la informacion de senalizacion de AP1. Tambien, el modulo de deteccion de sfmbolo AP1 610140 transmite la informacion de senalizacion de AP1 decodificada al modulo de sincronizacion 610150 y un controlador de sistema (no mostrado en el dibujo). El controlador de sistema determina la informacion de patron piloto en la trama actual y la informacion de intervalo de propagacion previa de L1 usando la informacion de senalizacion de AP1 decodificada.

El modulo de sincronizacion 610150 realiza sincronizacion de tiempo y frecuencia usando la informacion de senalizacion de P1 decodificada y la informacion de senalizacion de AP1.

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El modulo de cancelacion de GI 610160 borra los intervalos de guarda incluidos en las senales sincronizadas y las transmite al modulo de FFT 610170.

El modulo de FFT 610170 convierte las senales desde el dominio de tiempo al dominio de frecuencia realizando un algoritmo de FFT.

El modulo de deteccion de canal 610180 detecta un canal de transmision desde la antena de transmision a la antena de recepcion usando senales piloto que tienen las senales convertidas. Entonces, el modulo de deteccion de canal 610180 puede realizar adicionalmente ecualizacion para cada uno de los datos recibidos. Las senales que se convierten en el dominio de frecuencia se introduciran en el descorrelacionador de tramas.

La Fig. 37 muestra un descorrelacionador de tramas segun la primera realizacion de la presente invencion.

El descorrelacionador de tramas en la Fig. 37 es una realizacion del descorrelacionador de tramas 107200 en la Fig. 2.

El descorrelacionador de tramas segun la primera realizacion incluye el primer bloque de descorrelacion de tramas 611100 que ejecuta datos desde una primera ruta y un segundo bloque de descorrelacion de tramas 611200 que ejecuta datos desde una segunda ruta. El primer bloque de descorrelacion de tramas 611100 incluye un primer desintercalador de frecuencia por pares 611110 y un primer descorrelacionador de celdas por pares 611120 y el segundo bloque de descorrelacion 611200 incluye un segundo desintercalador de frecuencia por pares 611210 y un segundo descorrelacionador de celdas por pares 611220.

Tambien, el primer desintercalador de frecuencia por pares 61110 y el primer desintercalador de celdas por pares 611120 o el segundo desintercalador de frecuencia por pares 611210 y el segundo desintercalador de celdas por pares 611220 pueden operar independientemente e igual a traves de una primera ruta y una segunda ruta respectivamente.

Tambien, el descorrelacionador de tramas segun la primera realizacion puede realizar el proceso inverso del formador de tramas segun la primera realizacion en la Fig. 33.

Un metodo de realizacion de datos por bloques incluidos en el primer bloque de descorrelacion de formador de tramas 611100 y el segundo bloque de descorrelacion de formador de tramas 611200 es como sigue.

El primer desintercalador de frecuencia por pares 611110 y el segundo desintercalador de frecuencia por pares 611210 realizan desintercalado en datos en el dominio de frecuencia a traves de la primera y segunda rutas en unidades de celdas en ese caso, el primer desintercalador de frecuencia por pares 611110 y el segundo desintercalador de frecuencia 611210 emparejan dos celdas consecutivas en unidades de desintercalado y realizan desintercalado de frecuencia. El proceso de desintercalado se puede realizar en una direccion inversa del proceso de intercalado en la unidad de transmision. Los datos desintercalados en frecuencia se transmitiran en el orden original.

El primer descorrelacionador de celdas por pares 611120 y el segundo descorrelacionador de celdas por pares 611220 pueden extraer datos de PLP comun, datos de PLP e informacion de senalizacion de L1 en unidades de celdas a partir de los datos desintercalados. Los datos de PLP extrafdos incluyen datos de PLP MISO para el metodo MISO y datos de PLP MIMO para el metodo MIMO y los datos de senalizacion de L1 extrafdos incluyen informacion necesaria para la actual y las siguientes tramas. Tambien, si el transmisor realiza subsegmentacion en los datos de PLP, el primer y el segundo descorrelacionadores de celdas por pares 611120, 611220 pueden fusionar los datos de PLP segmentados y generarlos en un flujo.

Tambien, el primer descorrelacionador de celdas por partes 611120 y el segundo descorrelacionador de celdas por pares 611220 pueden emparejar dos celdas consecutivas.

Los datos transmitidos a traves de la primera ruta se introducen al decodificador BICM por la ruta desde SRx_0 a SRx_post y datos transmitidos a traves de la segunda ruta se introducen al decodificador BICM por la ruta desde SRx_0+1 a SRx_post+1.

La Fig. 38 muestra un decodificador BICM segun la primera realizacion.

El decodificador BICM en la Fig. 38 es una realizacion del decodificador BICM 107300 mostrado en la Fig. 2.

El decodificador BICM segun la primera realizacion recibe datos desde la primera ruta a traves de SRx_0 a SRx_post por un descorrelacionador de tramas y datos desde la segunda ruta a traves de SRx_0+1 a SRx_post+1 y realiza decodificacion BICM.

Tambien, el decodificador BICM segun la primera realizacion realiza independientemente codificacion MISO/MIMO en cada uno de los datos.

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Es decir, el decodificador BICM en la Fig. 38 incluye un primer bloque de decodificacion BICM 612100 que realiza

datos de PLP MISO a partir de SRx_k y SRx_k+1, un segundo bloque de decodificacion BICM 612200 que realiza

datos de PLP MIMO a partir de SRx_m y SRx_m+1 y un tercer bloque de decodificacion BICM 612300 que realiza

codificacion MISO en la informacion de senalizacion de L1 a partir de SRx_pre, SRx_pre+1, SRx_post, SRx_post+1.

Tambien, el decodificador BICM en la Fig. 32 puede realizar el proceso inverso del codificador BICM.

Se ilustra el metodo de realizacion de datos para cada bloque.

En primer lugar, el primer bloque de decodificacion BICM 612100 incluye un decodificador MISO 612110, un desintercalador de tiempo 6122120, un desintercalador de celdas 612130, un descorrelacionador de constelacion 612140, un primer demultiplexor 612150, un desintercalador de bits 612160 y un decodificador FEC 612170.

El decodificador MISO 612110 puede realizar decodificacion MISO en datos de PLP MISO. El decodificador MISO 612110 puede realizar cuatro funciones.

En primer lugar, si los modulos de estimacion de canal 610800-1~2 incluidos en el demodulador OFDM no realizan ecualizacion de canal, el decodificador MISO 612110 aplica el efecto de la deteccion de canal con respecto a cada punto de referencia transmisible y calcula un valor de LLR. Por lo tanto, tendra el mismo efecto.

En segundo lugar, el decodificador MISO 612110 realiza las siguientes funciones en base al rendimiento del correlacionador de constelacion 604140. Si el codificador BICM del transmisor de senal de difusion rota el correlacionador de constelacion con un cierto angulo y retarda el elemento de fase Q de la constelacion en un cierto valor, el decodificador MISO 612110 retarda el elemento de fase I de la constelacion en un cierto valor y calcula un valor LLR 2D en base al angulo de rotacion.

Si el correlacionador de constelacion 604140 no rota la constelacion y no retarda la fase Q de la constelacion en un cierto valor, el decodificador MISO 612110 puede calcular el valor LLR 2D en base a la QAM normal.

En tercer lugar, el decodificador MISO 612110 selecciona una matriz de decodificacion para realizar el proceso inverso en base a la matriz de codificacion usada por el codificador MISO 604170.

En cuarto lugar, el decodificador MISO 612440 puede combinar senales introducidas desde dos antenas. El metodo de combinacion de senal incluye una combinacion de relacion maxima, combinacion de igual ganancia y combinacion selectiva y obtiene el efecto de diversidad maximizando la SNR de las senales combinadas.

El decodificador MISO 612110 realiza decodificacion MISO en la senal combinada y combina las senales combinadas decodificadas MISO.

El desintercalador de tiempo 6122120 restaura los datos decodificados MISO en un dominio de tiempo y el desintercalador de celdas 612130 realiza desintercalado en los datos desintercalados en tiempo en unidades de celdas.

El descorrelacionador de constelacion 612140 puede realizar las siguientes funciones en base al rendimiento del decodificador MISO 612110.

En primer lugar, si el decodificador MISO 612110 no transmite el valor de LLR directamente y solamente realiza decodificacion MISO, el descorrelacionador de constelacion 612140 puede calcular el valor de LLR. En mas detalle, si el descorrelacionador de constelacion 604140 en el codificador BICM realiza rotacion de constelacion o retardo de elemento de fase Q, el descorrelacionador de constelacion 612140 retarda el elemento de LLR de fase I y calcula el valor de LLR. Si el descorrelacionador de constelacion 604140 no realiza la rotacion de constelacion y el retardo de elemento de fase Q, el descorrelacionador de constelacion 612140 puede calcular el valor de LLR en base a la QAM normal.

El calculo del valor de LLR incluye calcular LLR 2-D y calcular LLR 1-D. Cuando se calcula la LLR 1-D, la complejidad del calculo de LLR se puede reducir ejecutando o bien una de una primera ruta o bien una segunda.

El primer multiplexor 612150 restaura datos descorrelacionados en flujo de bits.

El intercalador de bits 612160 realiza desintercalado en el flujo de bits, decodificacion FEC en los datos desintercalados y saca los datos de PLP MISO corrigiendo errores en los canales de transmision.

El segundo bloque de decodificacion BICM 612200 incluye un decodificador MIMO 612210, un primer desintercalador de tiempo 612220-0 y un segundo desintercalador de tiempo 612220-1, un primer desintercalador de celdas 612230-0 y un segundo desintercalador de celdas 612230-1, un primer descorrelacionador de constelacion 612240-0 y un segundo descorrelacionador de constelacion 612240-1, un segundo multiplexor 612250, un intercalador de bits 612260 y un decodificador FEC 612270.

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El decodificador MIMO 612210 realiza en datos de PLP MIMO a partir de SRx_m y SRx_m+1. El decodificador MIMO 612210 puede realizar las cuatro funciones del decodificador MISO 612110 excepto para la cuarta funcion en la que van a ser combinadas las senales. Entonces, el decodificador MIMO 612210 realiza decodificacion usando la matriz de codificacion MIMO de la primera y sexta realizacion.

El primer desintercalador de tiempo 612220-0 y el segundo desintercalador de tiempo 612220-1 realizan desintercalado en los datos decodificados MIMO en unidades de celda. En ese caso, el primer desintercalador de celdas 612230-0 y el segundo desintercalador 612230-1 realizan desintercalado de celdas solamente en una mitad de los datos de celdas en un bloque FEC. Como resultado, el desintercalado de celdas por el primer y segundo desintercalador de celdas 612230-0, 612230-1 tiene el mismo efecto que el desintercalado por el desintercalador de celdas 612130 usando un bloque FEC.

El primer descorrelacionador de constelacion 612240-0, el segundo descorrelacionador de constelacion 612240-1, el segundo demultiplexor 612250, intercalador de bits 612260 y decodificador FEC 612270 operan igual que aquellos segun el primer bloque de decodificacion BICM 612100.

El tercer bloque de decodificacion BICM 612300 incluye un primer bloque de decodificacion 612400 que realiza datos de senalizacion previa de L1 y un segundo bloque de decodificacion 612500 que realiza datos de senalizacion posterior de L1. El primer bloque de decodificacion 612400 incluye un decodificador MISO 612410, un desintercalador de tiempo 612420, un desintercalador de celdas 612430, un descorrelacionador de constelacion 612440 y un decodificador FEC 612450 y el segundo bloque de decodificacion 612500 incluye un decodificador MISO 612510, un desintercalador de tiempo 612520, un desintercalador de celdas 612530, un descorrelacionador de constelacion 612540, un multiplexor 612550, un desintercalador de bits 612560 y un decodificador FEC 612570.

Como el primer bloque de decodificacion 612400 y el segundo bloque de decodificacion 612500 tienen las mismas funciones, se omite la descripcion del primer bloque de decodificacion BICM 612100.

Como resultado, el primer bloque de decodificacion BICM 612400 saca los datos de PLP MISO decodificados BICM a un procesador de salida y el segundo bloque de decodificacion BICM 612200 transmite los datos de PLP MIMO decodificados al procesador de salida.

El primer bloque de decodificacion 612400 en el tercer bloque de decodificacion BICM 612300 realiza decodificacion MISO en datos de senalizacion previa de L1 y transmite los datos. Tambien, el segundo bloque de decodificacion 612500 en el tercer bloque de decodificacion BICM realiza decodificacion MISO en datos de senalizacion posterior de L1 y transmite una informacion de senalizacion posterior de L1.

Un bloque de estructura del receptor de senal de difusion segun la segunda realizacion se describe mas adelante. Un demodulador OFDM y descorrelacionador de tramas segun la segunda realizacion en la Fig. 36 y la Fig. 37 opera igual que aquellos segun la primera realizacion. Se omite una descripcion adicional.

La Fig. 39 muestra un decodificador BICM segun la segunda realizacion.

El decodificador BICM en la Fig. 39 es una realizacion del decodificador BICM 107300 en la Fig. 2.

El decodificador BICM segun la segunda realizacion recibe datos transmitidos desde una primera ruta a una ruta de entre SRx_0 a SRx_post y datos transmitidos desde una segunda ruta a una ruta de entre SRx_0+1 a SRx_post+1 y realiza decodificacion BICM. Tambien, el decodificador BICM segun la segunda realizacion puede aplicar independientemente el proceso MISO/MIMO.

Es decir, el decodificador BICM en la Fig. 39 incluye un primer bloque de decodificacion BICM 615100 que realiza codificacion MISO en datos de PLP MISO desde SRx_k y SRx_k+1, un segundo bloque de decodificacion BICM 615200 que realiza en datos de PLP MIMO desde SRx_post y SRx_post+1 y un tercer bloque de decodificacion BICM que realiza codificacion MISO en datos de senalizacion de L1 desde SRx_pre, SRx_pre+1, SRx_post y SRx_m+1.

Tambien, el tercer bloque de decodificacion BICM 615300 incluye un primer bloque de decodificacion 615400 que realiza los datos de senalizacion previa de L1 y un segundo bloque de decodificacion 615500 que realiza datos de senalizacion posterior de L1. Tambien, el decodificador BICM segun la segunda realizacion puede realizar el proceso inverso del codificador BICM.

Como el decodificador BICM opera igual que el codificador BICM, se omite una explicacion adicional.

Los bloques de decodificacion segun la segunda realizacion en la Fig. 39 operan igual que los bloques de decodificacion segun la primera realizacion en la Fig. 38. Por lo tanto, se omite una descripcion adicional. No obstante, la unica diferencia es que en el decodificador BICM el decodificador MISO 615110, 615410, 615510 y el decodificador MIMO 615310 se situan al final del desintercalador de celdas.

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Como se muestra en la Fig. 35, la complejidad de la memoria del receptor se puede reducir debido a que el decodificador BICM realiza decodificacion MISO/MIMO despues de desintercalado de tiempo y desintercalado de celdas en unidades de sfmbolo.

Como resultado, el primer bloque de decodificacion BICM 615100 transmite los datos de PLP MISO decodificados BICM a un procesador de salida y el segundo bloque de decodificacion BICM 615200 transmite los datos de PLP MIMO decodificados BICM al procesador de salida. Tambien, el primer bloque de decodificacion 615400 en el tercer bloque de decodificacion BICM 615300 realiza decodificacion MISO en datos de senalizacion previa de L1 y saca la informacion de senalizacion previa de L1. Tambien, el segundo bloque de decodificacion 615500 en el tercer bloque de decodificacion BICM 615300 realiza decodificacion MISO en datos de senalizacion posterior de L1 y transmite los datos.

La Fig. 40 y la Fig. 41 muestran una realizacion de un procesador de salida incluido el receptor de senal de difusion segun cada realizacion. La siguiente es una descripcion espedfica del procesador de salida segun una realizacion de la presente invencion.

La Fig. 40 muestra un procesador de salida del receptor de senal de difusion segun una realizacion.

El procesador de salida en la Fig. 40 es una realizacion del procesador de salida 107400 en la Fig. 2.

El procesador de salida en la Fig. 40 en contraposicion a un procesador de entrada que realiza un unico PLP en la Fig. 29 realiza el proceso inverso de el e incluye un desaleatorizador en BB 616100, un modulo de extraccion de relleno 616200, un decodificador de CRC-8 616300 y un procesador de tramas en BB 616400. El procesador de salida realiza el proceso inverso del procesador de entrada recibiendo un flujo de bits desde el decodificador BICM.

El desaleatorizador en BB 616100 recibe un flujo de bit, realiza un algoritmo XOR con la misma cadena de bits que la PRBS procesada por el aleatorizador en BB y lo saca. El modulo de extraccion de relleno 616200 extrae, si es necesario, los bits de relleno insertados en el modulo de insercion de relleno. El decodificador CRC-8 616300 realiza decodificacion CRC en el flujo de bits y el procesador de tramas en BB 616400 decodifica informacion en la cabecera de trama en BB y restaura el TS o gS usando la informacion decodificada.

La Fig. 41 muestra otra realizacion de un procesador de salida.

El procesador de salida en la Fig. 41 en contraposicion al procesador de entrada en la Fig. 30 y la Fig. 31 que realiza una pluralidad de PLP realiza el proceso inverso de el. El procesador de salida incluye una pluralidad de bloques para una pluralidad de PLP. Los bloques son como sigue. El procesador de salida incluye un desaleatorizador en BB 617100, 617400-1, 617400-2 y un modulo de extraccion de relleno 617120, un decodificador CRC-8 617130, un procesador de tramas en BB 617140, un almacenador temporal de desfluctuacion 617150, un modulo de insercion de paquetes nulos 617160, un modulo de regeneracion de reloj de TS 617170, un decodificador de senalizacion en banda 617180, un modulo de recombinacion de TS 617300 y un decodificador de senalizacion de L1 617410. Se omiten los mismos bloques que en la Fig. 40.

El procesamiento de una pluralidad de PLP se puede mostrar como decodificacion de datos de PLP con respecto a un PLP comun o decodificacion de componentes de servicio como servicio de video escalable o una pluralidad de servicios a la vez. El desaleatorizador en BB 617110, el modulo de extraccion de relleno 617120, el decodificador CRC-8 617130 y el procesador de tramas en BB 617140 operan igual que los de la Fig. 40.

El almacenador temporal de desfluctuacion 617150 compensa un retardo insertado temporalmente para la sincronizacion de una pluralidad de PLP basada en parametros de Tiempo Hasta la Salida (TTO). El modulo de insercion de paquetes nulos 617160 restaura el paquete nulo borrado en base a la informacion de Paquete Nulo Borrado (DNP). El modulo de regeneracion de reloj de TS restaura la sincronizacion de tiempo detallada del paquete sacado en base a informacion de Referencia de Tiempo de Flujo de Entrada. El modulo de recombinacion de TS 617300 recibe el PLP comun restaurado y datos de PLP relacionados y transmite el TS, IP o GS originales. Los parametros TTO, informacion de DNP e informacion de ICSR se obtienen por el procesador de tramas en BB y puede transmitir los datos a cada bloque o un controlador de sistema.

El decodificador de senalizacion en banda 617200 restaura la informacion de senalizacion en banda a traves del campo de bit de relleno de datos de PLP y la transmite.

Como para la informacion de senalizacion de L1, los desaleatorizadores en BB 617400-1, 617400-2 realizan desaleatorizacion en los datos de informacion de senalizacion previa de L1 correspondiente y la informacion de senalizacion posterior de L1 y el decodificador de senalizacion de L1 6174100 decodifica los datos desaleatorizados y restaura la informacion de senalizacion de L1. La informacion de senalizacion de L1 restaurada incluye informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. Tambien se transmitira al controlador de sistema y proporciona parametros para decodificacion BICM, descorrelacion de tramas y demodulacion OFDM. La informacion de senalizacion de L1 se puede introducir como un desaleatorizador en BB y sera desaleatorizada.

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La Fig. 42 y la Fig. 45 muestran un bloque estructural de un transmisor de senal de difusion segun una tercera realizacion.

La Fig. 42 muestra un codificador BICM segun la tercera realizacion.

El codificador BICM en la Fig. 43 es una realizacion del codificador BICM 101300 en la Fig. 29.

El codificador BICM segun la tercera realizacion de la presente invencion realiza intercalado de bits en una pluralidad de los datos de PLP procesados de entrada, la informacion de senalizacion previa de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1 y codificacion para corregir errores como se describe en la Fig. 32.

El generador OFDM segun la tercera realizacion de la presente invencion realiza codificacion MISO/MIMO en los datos de PLP codificados MIMO/MISO y la informacion de senalizacion de L1.

Como se muestra en la Fig. 42, el codificador BICM incluye un primer bloque de codificacion BICM 618100 que realiza codificacion MISO en datos de PLP MISO, un segundo bloque de codificacion BICM 618200 que realiza codificacion MIMO en datos de PLP MIMO y un tercer bloque de codificacion BICM 618300 que realiza codificacion MISO en informacion de senalizacion. El bloque de codificacion BICM segun la tercera realizacion opera igual que el bloque de codificacion BICM segun la primera realizacion. No obstante, la unica diferencia es que el bloque de codificacion BICM segun la tercera realizacion no incluye el codificador MISO/MIMO.

Como resultado, el primer bloque de codificacion BICM 618100 transmite los datos de PLP MISO intercalados en tiempo desde una ruta (Tx_k) y los transmite a un formador de tramas. El segundo bloque de codificacion BICM (618200) transmite los datos de PLP MIMO intercalados en tiempo desde una ruta (STx_m) y los transmite a un formador de tramas. Y, el tercer bloque de codificacion BICM (618300) incluye el primer bloque de codificacion 618400 que realiza informacion de senalizacion previa de L1 y el segundo bloque de codificacion 618500 que realiza informacion de senalizacion posterior de L1, en donde el primer bloque de codificacion 618400 transmite los datos de senalizacion previa de L1 intercalados en tiempo y el segundo bloque de codificacion 618500 transmite los datos de senalizacion posterior de L1 intercalados en tiempo.

La Fig. 43 muestra un formador de tramas segun una tercera realizacion.

El formador de tramas en la Fig. 43 es una realizacion del formador de tramas 101400 en la Fig. 1.

Como se muestra en la Fig. 43, los datos de PLP MISO intercalados en tiempo transmitidos desde el codificador BICM, 2 datos de PLP MIMO, 2 datos de senalizacion previa de L1 de datos de PLP MIMO y datos de senalizacion posterior de L1 se pueden introducir al formador de tramas.

En ese caso, el formador de tramas recibe los datos de PLP MISO, datos de PLP MIMO, datos de senalizacion previa de L1 y datos de senalizacion posterior de L1 de la primera ruta y los datos de PLP MIMO de una segunda ruta. Los datos de la primera ruta se pueden transmitir a traves de una primera antena (Tx_1) y los datos de la segunda ruta se pueden transmitir a traves de una segunda antena (Tx_2).

El formador de tramas segun la tercera realizacion incluye un primer bloque de formacion de tramas 619100 que realiza datos de la primera ruta y un segundo bloque de formacion de tramas 619200 que realiza datos de la segunda ruta. El primer bloque de formacion de tramas 619100 incluye un primer compensador de retardo 619110, un primer correlacionador de celdas 619120 y un primer intercalador de frecuencia 619300-1 y un segundo bloque de formacion de tramas 619200 incluye un segundo correlacionador de celdas 619210 y un segundo intercalador de frecuencia 619220 para realizar datos de la segunda ruta.

El primer correlacionador de celdas 619120 y el primer intercalador de frecuencia 619130, el segundo correlacionador de celdas 619120 y el segundo intercalador de frecuencia 619310 pueden operar independientemente para cada ruta.

Un metodo de procesamiento de datos en el primer bloque formador de tramas 619100 y el segundo bloque formador de tramas 619200 se describe mas adelante.

El compensador de retardo 619110 compensa un retardo en la primera trama y un retardo causado por la codificacion del tercer bloque de codificacion BICM 619300. Como la informacion de senalizacion de L1 puede incluir informacion de la trama actual y la siguiente trama, durante el procesamiento de entrada, la informacion de senalizacion de L1 se puede retardar una trama en contraposicion a los datos de PLP. A traves de este proceso, la informacion de senalizacion de L1 que tiene la informacion de la trama actual y la siguiente se puede transmitir al mismo tiempo.

El primer correlacionador de celdas 619120 y el segundo correlacionador de celdas 619210 realizan correlacion de los datos de PLP y los datos de senalizacion de L1 en unidades de sfmbolos en unidades de celdas en una subportadora del sfmbolo OFDM.

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Tambien, el primer correlacionador de celdas 619120 y el segundo correlacionador de celdas 619210 realizan correlacion de los datos de PLP MISO y los datos de PLP MIMO en unidades de s^bolos en unidades de celdas en una subportadora del s^bolo OFDM. Segun la tercera realizacion, despues del intercalado de frecuencia, es decir, despues de la codificacion MISO/MIMO en el proceso de generacion OFDM, se puede hacer codificacion MIMO/MISO en unidades de s^bolos OFDM. Si las celdas de datos de PLP MISO y celdas de datos de PLP MIMO se correlacionan en el mismo sfmbolo OFDM, el generador OFDM no puede realizar codificacion MISO/MIMO independientemente. De esta manera, el primer correlacionador de celdas 619120 y el segundo correlacionador de celdas 619210 no correlacionan los datos de PLP MISO/MIMO en el mismo sfmbolo OFDM.

Los datos de PLP desde el primer correlacionador de celdas 619120 y el segundo correlacionador de celdas 619210 incluyen DATOS de PLP comun, los datos de PLP codificados MISO/MIMO y los modulos de procesador de subsegmento 619120-1, 619210-1 realizan correlacion de tramas en los datos de PLP en unidades de celdas para el efecto de diversidad.

Tambien, a fin de simplificar el sistema de transmision, el primer y segundo correlacionadores de celdas 619120, 619210 operan igual.

Pero, a pesar de los datos de PLP MISO, los datos de senalizacion previa y posterior de L1 se transmiten desde la primera ruta solamente, los datos de PLP MIMO pueden ser de la primera y la segunda rutas. Por lo tanto, dependiendo de los datos introducidos, el rendimiento del correlacionador de celdas es diferente.

Una descripcion mas detallada es como sigue.

En primer lugar, el primer correlacionador de celdas 619120 y el segundo correlacionador de celdas 619210 reciben los mismos datos de PLP MISO de la primera ruta y los mismos datos de senalizacion previa y posterior de L1 desde el compensador de retardo 619110. En ese caso, el primer correlacionador de celdas 619120 y el segundo correlacionador de celdas 619210 realizan correlacion en los datos introducidos a ser asignados en una subportadora del sfmbolo OFDM.

En segundo lugar, entre el primer correlacionador de celdas 619120 y el segundo correlacionador de celdas 619210, el primer correlacionador de celdas 619120 solamente recibe los datos de PLP MISO y los datos de senalizacion previa y posterior de L1 compensados retardados. En ese caso, el segundo correlacionador de celdas 619210 realiza correlacion solamente para el PLP MIMO.

El primer intercalador de frecuencia 619130 y el segundo intercalador de frecuencia 619220 realizan intercalado de frecuencia en los datos introducidos por unidades de celdas y transmiten los datos al generador OFDM.

En ese caso, el primer intercalador de frecuencia 619130 y el segundo intercalador de frecuencia 619220 realizan intercalado de frecuencia en el sfmbolo OFDM en unidades de intercalado. Tambien, si el segundo correlacionador de celdas 619210 recibe datos de PLP MIMO solamente, el segundo intercalador de frecuencia tambien realiza intercalado en datos de PLP MIMO solamente.

La Fig. 44 muestra un generador OFDM segun una tercera realizacion.

El generador OFDM en la Fig. 44 es una realizacion del generador OFDM 101500 en la Fig. 1

La presente invencion transmite senales de difusion por el metodo MISO/MIMO a traves de dos antenas. El generador OFDM en la Fig. 44 recibe y demodula las senales de difusion intercaladas en frecuencia a traves de una primera y segunda ruta. Entonces transmite las senales a dos antenas (Tx1, Tx2).

Un primer bloque de generacion OFDM 620200 modula las senales de difusion a traves de la primera antena (Tx1) y un segundo bloque de generacion OFDM 620300 modula las senales de difusion a traves de la segunda antena (Tx2). En la presente invencion, tal metodo se llama multiplexacion de polaridad MIMO.

Como se muestra en la Fig. 44, el primer generador OFDM incluye un codificador MISO/MIMO 620100, un primer bloque de generacion OFDM 620200 y un segundo bloque de generacion OFDM 620300. El primer bloque OFDM 620200 incluye un modulo de insercion de piloto, un modulo de IFFT, un modulo de PAPR, un modulo de insercion de GI, un modulo de insercion de sfmbolo P1, un modulo de insercion de sfmbolo AP1 y un DAC 606700-2, en donde los modulos en la primera unidad de transmision 620200 operan las mismas funciones.

Como el primer bloque de generacion OFDM 620200 y el segundo bloque de generacion OFDM 620300 en el generador OFDM segun la tercera invencion de la presente invencion operan igual que el generador OFDM segun la primera realizacion en la Fig. 34, se omite una descripcion adicional. Pero, el generador OFDM segun la tercera realizacion incluye un codificador MIMO/MISO 620100 en contraposicion al generador OFDM segun la primera realizacion. A este respecto, una ilustracion adicional es como sigue.

Si los datos de entrada son datos de PLP MISO o datos de senalizacion previa y posterior de L1 de la primera y segunda rutas, el codificador MIMO/MISO 603100 realiza codificacion MISO en los datos en unidades de sfmbolos OFDM usando una matriz de codificacion MISO y los transmite al primer y segundo bloques de generacion 620200,

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620300. En ese caso, los datos de entrada se transmiten desde cualquiera de la primera o segunda ruta. Segun una realizacion, la matriz de codificacion MISO puede incluir un OSTBC (Codigo de Bloque Espacio-Tiempo Ortogonal)/OSFBC (Codigo de Bloque Espacio Frecuencia Ortogonal/codigo Alamouti).

Si los datos de la primera y segunda rutas son datos de PLP MIMO, el codificador MIMO/MISO 620100 realiza codificacion MIMO en los datos en las unidades de sfmbolos OFDM usando una matriz de codificacion MIMO y los transmite al primer y segundo bloques de generacion OFDM 620200, 620300. La matriz de codificacion MIMO de la presente invencion incluye una multiplexacion espacial, un codigo Golden (GC), un codigo de diversidad completa tasa completa y un codigo de dispersion lineal. Tambien, el codificador MIMO realiza codificacion MIMO usando una matriz de codificacion MIMO segun la primera y sexta realizacion de la presente invencion en la Fig. 14 y la Fig. 21.

La Fig. 45 y la Fig. 47 muestran un bloque estructural del sistema de transmision segun la cuarta realizacion. Una descripcion adicional es como sigue.

La Fig. 45 muestra un codificador BICM segun la cuarta realizacion.

El codificador BICM en la Fig. 45 es una realizacion del codificador BICM 101300 en la Fig. 1.

El codificador BICM segun la cuarta realizacion realiza intercalado de bits en una pluralidad de datos de PLP despues de realizar procesamiento de entrada, informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1 y codificar para corregir errores.

Aunque la tercera y la cuarta realizaciones son casi la misma, la cuarta realizacion realiza codificacion MIMO en datos de PLP MIMo. Es decir, el codificador BICM segun la cuarta realizacion incluye un primer bloque de codificacion BICM 621100 que realiza codificacion MISO en datos PLP, un segundo bloque de codificacion BICM 621200 que realiza codificacion MIMO en datos de PLP y un tercer bloque de codificacion BICM 621300 que realiza codificacion MISO en informacion de senalizacion, en donde el tercer bloque de codificacion BICM 621300 incluye un primer bloque de codificacion 621400 que realiza informacion de senalizacion previa de L1 y un segundo bloque de codificacion 621500 que realiza informacion de senalizacion posterior de L1.

Como se muestra en la Fig. 45, el primer y tercer bloques de codificacion BICM 621100, 621300 segun la cuarta realizacion son los mismos que los bloques de codificacion BICM segun la tercera realizacion en la Fig. 42. Por lo tanto, se omite una descripcion adicional. No obstante, el segundo bloque de codificacion BICM 621200 incluye un codificador MIMO 621210 en contraposicion a la tercera realizacion. Una ilustracion adicional es como sigue. Excepto para el codificador MIMO 621210, los bloques en el segundo bloque de codificacion BICM 621200 operan igual que los bloques segun la tercera realizacion en la Fig. 42. De esta manera, se omite una descripcion adicional.

El segundo bloque de codificacion 621200 realiza codificacion FEC e intercalado de bits en los datos de PLP MIMO y los transmite al segundo demultiplexor 621210.

El segundo demultiplexor 621210 crea dos rutas de entrada para codificacion MIMO y se pueden variar segun pretenda el disenador. Tambien, los datos de PLP MIMO transmitidos a traves de dos rutas de entrada pueden tener o no los mismos caracteres de transmision.

Si los caracteres de transmision de los dos datos de PLP MIMO son diferentes, el segundo demultiplexor 621210 puede asignar aleatoriamente las palabras de bits de los datos de PLP MIMO incluidas en un bloque FEC en cada ruta de entrada.

Tambien, si los tipos de modulacion QAM de los dos datos de PLP MIMO son los mismos, pueden no ser usados un segundo correlacionador de constelacion 621220-2, un segundo intercalador de celdas 621230-2 y un segundo intercalador de tiempo 621240-2 en el area de puntos en la Fig. 45. En ese caso, un primer correlacionador de constelacion 621220-1, un primer intercalador de celdas 621230-1 y un primer intercalador de tiempo 621240-1 pueden transmitir los dos datos de entrada a un codificador MIMO 621250.

Como el codificador MIMO 621210 opera igual que el codificador MISO/MIMO 620100 segun la tercera realizacion en la Fig. 44, se omite una descripcion adicional.

Como resultado, el primer bloque de codificacion BICM 621100 transmite datos de PLP MISO desde una ruta (STx_k) a un formador de tramas y el segundo bloque de codificacion BICM (621200) transmite datos de PLP MIMO desde dos rutas (STx_m, STx_m+1) al formador de tramas. Tambien, el tercer bloque de codificacion BICM (621300) transmite la informacion de senalizacion previa de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1 desde dos rutas (STx_pre, STx_pre_1 y STx_post, STx_post+1) al formador de tramas.

La Fig. 46 muestra otra realizacion del codificador BICM segun la cuarta realizacion en la Fig. 47.

Como se muestra en la Fig. 46, el codificador BICM incluye un primer bloque de codificacion BICM 622100, un segundo bloque de codificacion BICM 622200 y un tercer bloque de codificacion BICM 622300.

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Aunque los bloques aqu son casi los mismos que los bloques en el codificador BICM segun la segunda realizacion en la Fig. 45, un codificador MIMO 622220 en un segundo bloque de codificacion BICM 622200 se situa cerca de un primer correlacionador de constelacion 622210-1 y un segundo correlacionador de constelacion 622210-1 en contraposicion a la Fig. 45.

Los datos de PLP y los datos de senalizacion se pueden realizar en unidades de sfmbolos despues de una correlacion de constelacion. De esta manera, el segundo bloque de codificacion BICM 622200 en la Fig. 46 realiza intercalado de celdas, intercalado de tiempo y codificacion MIMO en los datos de PLP MIMO en unidades de sfmbolos OFDM. En ese caso, el receptor de senal de difusion realiza el proceso inverso. Es decir, el decodificador MIMO, intercalador de tiempo y desintercalador de celdas del receptor de senal de difusion pueden realizar los datos recibidos en unidades de sfmbolos.

No obstante, el decodificador BICM del receptor de senal de difusion que corresponde al codificador BICM en la Fig. 45 realiza decodificacion MIMO en los datos de PLP MIMO primero y luego transmite los datos decodificados MIMO en unidades de bits. Aunque el decodificador BICM puede realizar desintercalado de tiempo o desintercalado de celdas, se requiere informacion acerca de las unidades de sfmbolos debido a que los datos de salida se imputaran en unidades de bits.

Por lo tanto, la complejidad de la memoria del receptor de senal de difusion aumentara debido a que debena almacenar informacion acerca de la correlacion de sfmbolos de los bits introducidos durante el proceso de desintercalado.

Como se muestra en la Fig. 46, en el codificador BICM segun la segunda realizacion, el codificador MIMO 622220 se situa al final del primer correlacionador de constelacion 622210-1 y el segundo correlacionador de constelacion 622210-2. De esta manera, el decodificador BICM puede realizar decodificacion MIMO despues del desintercalado de tiempo y desintercalado de celdas en unidades de sfmbolos.

En ese caso, dado que los datos decodificados MIMO en unidades de bits van a traves del proceso de descorrelacion de constelacion, no se necesita informacion de correlacion de sfmbolos. De esta manera, la complejidad de la memoria se reducira comparada con el receptor de senal de difusion segun la primera realizacion.

Como resultado, un primer bloque de codificacion BICM 622100 transmite los datos de PLP MISO intercalados en tiempo desde una ruta (STx_k) y los transmite a un formador de tramas. El segundo bloque de codificacion BICM (605200) transmite los datos de PLP MIMO desde dos rutas (STx_m, STx_m+1) y los transmite a un formador de tramas.

Un formador de tramas segun una cuarta realizacion opera igual que el formador de tramas segun la tercera realizacion en la Fig. 43.

La Fig. 47 muestra un generador OFDM segun la cuarta realizacion.

El generador OFDM en la Fig. 47 es una realizacion del generador OFDM 101500 en la Fig. 1.

La presente invencion transmite senales de difusion por el metodo MISO/MIMO a traves de dos antenas. El generador OFDM en la Fig. 47 recibe los datos de PLP MIMO codificados MIMO, los datos de PLP MISO intercalados en frecuencia y los datos de senalizacion de L1, realiza codificacion MISO solamente en los datos de PLP MISO y datos de senalizacion de L1, demodula el resto y los transmite a dos antenas (Tx1, Tx2).

Un primer bloque de generacion OFDM 620200 modula las senales de difusion a traves de la primera antena (Tx1) y un segundo bloque de generacion OFDM 620300 modula las senales de difusion a traves de la segunda antena (Tx2). En la presente invencion, tal metodo se llama multiplexacion de polaridad MIMO.

Como se muestra en la Fig. 47, el generador OFDM segun la cuarta realizacion incluye un codificador MISO 624100, un primer bloque de generacion OFDM 624200 y un segundo bloque de generacion OFDM 624300. El primer bloque de generacion OFDM 624200 y el segundo bloque de generacion OFDM 624300 realizan las mismas funciones que los bloques segun la tercera realizacion en la Fig. 44. De esta manera, se omite una descripcion adicional. Pero, el generador OFDM segun la cuarta realizacion incluye un codificador MISO 624100 en contraposicion al generador OFDM segun la tercera realizacion. A este respecto, una ilustracion adicional es como sigue.

El codificador MISO 624100 realiza codificacion MISO en los datos de PLP MISO intercalados en frecuencia, datos de senalizacion previa de L1 y datos de senalizacion posterior de L1. El codificador MISO 624100 opera igual que el codificador MIMO/MISO 620100 en la Fig. 44. Ademas, si se introducen los datos de PLP MIMO codificados MIMO, se puede desviar y el codificador MISO puede realizar codificacion MISO en los datos de PLP MIMO codificados MIMO.

La Fig. 48 muestra un sistema de transmision/recepcion de senal de difusion segun la cuarta realizacion.

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Como se muestra en la Fig. 48, segun la cuarta realizacion, una primera Estacion Base Transceptora (BTS) 625100 y una segunda BTS 625200 transmiten senales de difusion por dos antenas. Las senales de difusion de cada BTS se pueden generar mediante codificacion MIMO.

Un receptor 625120 de una primera celda de red de difusion 625110 recibe las senales de difusion MIMO desde la primera BTS 625100 y un receptor 625220 de una segunda celda de red de difusion 625210 recibe las senales de difusion MIMO desde la segunda BTS 625220. De esta manera, los receptores 625120, 625220 aseguran diversidad y alto rendimiento de recepcion.

Pero como para un receptor 625300 lejos de la primera BTS 625100 y la segunda BTS 625200 puede ocurrir la degradacion del rendimiento de recepcion. Un area donde ocurre se llama una zona de sombra.

De esta manera, como se muestra en la Fig. 47, si el codificador MISO 624100 realiza codificacion MISO en un PLP codificado MIMO, las senales de difusion de la primera y la segunda BTS 625100, 625200 se realizan codificando MISO y MIMO, ocurrira una ganancia MIMO y MISO. En ese caso, como el receptor 625300 dentro de la zona de sombra recibe las senales decodificadas MISO, se puede compensar la degradacion del rendimiento de recepcion.

La Fig. 49 y la Fig. 51 muestran un bloque estructural de un receptor de senal de difusion segun la tercera realizacion.

La Fig. 49 muestra un demodulador OFDM segun la tercera realizacion.

Como se muestra en la Fig. 49, el demodulador OFDM es otra realizacion del demodulador OFDM 107100 en la Fig. 2.

Segun una realizacion de la presente invencion, la presente invencion requiere dos antenas, Rx1 y Rx2. El demodulador OFDM mostrado en la Fig. 49 puede realizar demodulacion OFDM a traves de las antenas Rx1 y Rx2.

Un bloque que demodula las senales transmitidas a traves de una primera antena (Rx1) se llama un primer bloque de demodulacion OFDM 626100 y un bloque que demodula las senales transmitidas a traves de una segunda antena (Rx2) se llama un segundo bloque de demodulacion OFDM 626200.

Ademas, la presente invencion puede utilizar multiplexacion de polaridad MIMO segun una realizacion de la presente invencion. El primer bloque de demodulacion OFDM 626100 realiza demodulacion OFDM en las senales de difusion transmitidas a traves de la primera antena (Rx1) y saca las senales a un decodificador MISO/MIMO 626300 y el segundo bloque de demodulacion 626200 realiza demodulacion OFDM en las senales de difusion transmitidas a traves de la segunda antena (Rx2) y saca las senales a un decodificador MISO/MIMO 626300.

Tambien, como se muestra en la Fig. 49, el demodulador OFDM de la tercera realizacion puede realizar el proceso inverso del generador OFDM de la tercera realizacion.

Segun la tercera realizacion, el demodulador OFDM incluye un primer bloque de demodulacion OFDM 626100, un segundo bloque de demodulacion OFDM 626200 y un decodificador MiSo/MIMO 626300. El primer bloque de demodulacion OFDM 626100 comprende un sintonizador, un ADC, un modulo de deteccion de sfmbolo P1, un modulo de deteccion de sfmbolo AP1, un modulo de sincronizacion, un modulo de cancelacion de GI, un modulo de FFT y un modulo de deteccion de canal y opera igual que el primer bloque de demodulacion OFDM 626100.

El primer bloque de demodulacion OFDM 626100 y el segundo bloque de demodulacion OFDM 626200 en el demodulador OFDM de la tercera realizacion operan igual que el demodulador OFDM de la primera realizacion en la Fig. 36. De esta manera, se omite una ilustracion adicional. Pero dado que el demodulador OFDM de la tercera realizacion incluye un decodificador MIMO/MISO 626300, una descripcion adicional es como sigue.

Cuando el decodificador MIMO/MISO 626300 realiza decodificacion MISO en datos de PLP MISO y datos de senalizacion de L1, hay cuatro funciones.

En primer lugar, si los modulos de estimacion de canal, incluidos en una primera unidad de recepcion 626100 y una segunda unidad de recepcion 626200, no realizan ecualizacion de canal, el decodificador MISO/MlMO 626300 aplica el efecto de la deteccion de canal con respecto a cada punto de referencia transmisible y calcula un valor de LLR. Por lo tanto, tendra el mismo efecto.

En segundo lugar, el decodificador MIMO/MISO 626300 realiza las siguientes funciones en base al rendimiento del correlacionador de constelacion en el codificador BICM segun la tercera realizacion en la Fig. 42. Si el codificador BICM del transmisor de senal de difusion rota el correlacionador de constelacion con un cierto angulo y retarda el elemento de fase Q de la constelacion en un cierto valor, el decodificador MIMO/MISO 626110 retarda el elemento de fase I de la constelacion en un cierto valor y calcula un valor LLR 2D en base al angulo de rotacion.

Si el correlacionador de constelacion no rota la constelacion y no retarda la fase Q de la constelacion en un cierto valor, el decodificador MIMO/MISO 626110 puede calcular el valor de LLR 2D en base a la QAM normal.

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En tercer lugar, el decodificador MIMO/MISO 626110 selecciona una matriz de decodificacion para realizar el proceso inverso en base a la matriz de codificacion usada por el codificador MIMO/MISO 620100 en el generador OFDM en la Fig. 20.

En cuarto lugar, el decodificador MIMO/MISO 626300 puede combinar datos de PLP MISO introducidos desde dos antenas. El metodo de combinacion de senal incluye combinacion de relacion maxima, combinacion de igual ganancia y combinacion selectiva y obtiene el efecto de diversidad maximizando la SNR de las senales combinadas.

El decodificador MIMO/MISO 626300 realiza decodificacion MISO en la senal combinada y combina las senales combinadas decodificadas MISO.

El decodificador MIMO/MISO 626300 realiza decodificacion MIMO en datos de PLP MIMO de una primera y una segunda rutas. En ese caso, puede realizar la decodificacion MISO pero no la ultima funcion. Es decir, las senales de combinacion no se pueden realizar.

La Fig. 50 muestra un descorrelacionador de tramas segun la tercera realizacion.

El descorrelacionador de tramas en la Fig. 50 es otra realizacion del formador de tramas 101400 en la Fig. 1.

Como se muestra en la Fig. 50, el descorrelacionador de tramas incluye un primer bloque de descorrelacion de tramas 627100 que realiza datos de una primera ruta y un segundo bloque de descorrelacion de tramas 627200 que realiza datos de una segunda ruta.

El primer bloque de descorrelacion de tramas 627100 incluye un primer desintercalador de frecuencia 627110, un primer descorrelacionador de celdas 627120, un primer combinador 627130-1, un segundo combinador 627130-2 y un tercer combinador 627130-3 y el segundo bloque de descorrelacion de tramas 627200 incluye un segundo desintercalador de frecuencia 627210 y un segundo descorrelacionador de celdas 627220.

Tambien, el primer desintercalador de frecuencia 627110 y el primer descorrelacionador de celdas 627120 o el primer desintercalador de frecuencia 627210 y el segundo descorrelacionador de celdas 627220 pueden operar independientemente e igual a traves de una primera ruta y una segunda ruta respectivamente.

Tambien, el descorrelacionador de tramas segun la tercera realizacion puede realizar el proceso inverso del formador de tramas segun la tercera realizacion en la Fig. 43.

Un metodo de procesamiento de datos por bloques incluido en el primer bloque de descorrelacion de formador de tramas 627100 y en el segundo bloque de descorrelacion de formador de tramas 627200 es como sigue.

El primer desintercalador de frecuencia 627110 y el segundo desintercalador de frecuencia 627210 realizan desintercalado en datos en el dominio de frecuencia a traves de la primera y segunda rutas en unidades de celdas.

Los datos de PLP extrafdos incluyen los datos de PLP MISO decodificados MISO y datos de PLP MIMO decodificados MIMO y los datos de senalizacion de L1 extrafdos incluyen informacion necesaria para la actual y las siguientes tramas. Tambien, si el transmisor realiza subsegmentacion en los datos de PLP, el primer procesador de subsegmentos 627120-1, 627220-1 del primer y el segundo descorrelacionadores de celdas 627120, 627220 pueden fusionar los datos de PLP segmentados y generarlos en un flujo.

El primer combinador 627130-1 puede combinar los datos de PLP MISO decodificados MISO si no combina los datos de PLP MISO en el decodificador MIMO/MISO 626300.

El segundo combinador 627130-2 y el tercer combinador 627130-3 pueden operar igual que el primer combinador pero trata con datos de senalizacion previa y posterior de L1.

Como se muestra en la Fig. 50, los datos extrafdos a traves de la primera ruta, los datos de PLP MISO, los datos de PLP MIMO y los datos de senalizacion se introducen al decodificador BICM a traves de SRx_k a SRx_post y los datos de PlP MIMO se introducen al decodificador BICM a traves de SRx_m+1 a SRx_n+1.

La Fig. 51 muestra un decodificador BICM segun la tercera realizacion.

El decodificador BICM en la Fig. 51 es otra realizacion del decodificador BICM 107300 en la Fig. 2.

El decodificador BICM segun la tercera realizacion recibe datos transmitidos por un descorrelacionador de tramas de la primera ruta a traves de SRx_k a SRx_post y datos de la segunda ruta a traves de SRx_m+1 a SRx_n+1, realiza decodificacion BICM y transmite los datos a un procesador de salida.

El decodificador BICM segun la primera realizacion realiza independientemente codificacion BICM en los datos de PLP MISO, datos de PLP MIMO y datos de senalizacion.

Como se muestra en la Fig. 51, el decodificador BICM segun la tercera realizacion incluye un primer bloque de decodificacion BICM 628100 que realiza los datos de PLP MISO decodificados MISO a partir de SRx_k, un segundo

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bloque de decodificacion BICM 628200 que realiza los datos de PLP MIMO decodificados MIMO a partir de SRx_m y SRx_m+1 y un tercer bloque de decodificacion BICM 628300 que realiza los datos de senalizacion de L1 codificados MISO a partir de SRx_pre, SRx_post. Tambien, el tercer bloque de decodificacion BICM 628300 incluye un primer bloque de decodificacion 628400 que realiza datos de senalizacion previa de L1 y un segundo bloque de decodificacion 628500 que realiza datos de senalizacion posterior de L1.

Tambien, como el decodificador BICM segun la tercera realizacion en la Fig. 51 opera igual que los bloques de codificacion BICM segun la primera realizacion en la Fig. 38, se omite una ilustracion adicional. No obstante, la unica diferencia es que los bloques de decodificacion BICM segun la tercera realizacion no incluyen decodificadores MISO/MIMO.

Tambien, el decodificador BICM segun la tercera realizacion realiza el proceso inverso de los bloques de codificacion BICM segun la primera realizacion.

Como resultado, el primer bloque de decodificacion BICM 628100 saca los datos de PLP MISO decodificados BICM a un procesador de salida y el segundo bloque de decodificacion BICM 628200 transmite los datos de PLP MIMO decodificados BICM al procesador de salida. El primer bloque de decodificacion 628400 y el segundo bloque de decodificacion 628500 en el tercer bloque de decodificacion BICM 6285300 transmite la informacion de senalizacion previa y posterior de L1 decodificada BICM.

La Fig. 52 y la Fig. 54 muestran un bloque estructural de un receptor de senal de difusion segun la cuarta realizacion.

La Fig. 52 muestra un demodulador OFDM segun la cuarta realizacion.

El demodulador OFDM en la Fig. 52 es otra realizacion del demodulador OFDM 107100 en la Fig. 2.

Segun una realizacion de la presente invencion, la presente invencion requiere dos antenas, Rx1 y Rx2. El demodulador OFDM mostrado en la Fig. 52 puede realizar demodulacion OFDM a traves de las antenas Rx1 y Rx2.

Un bloque que demodula senales transmitidas a traves de una primera antena (Rx1) se llama un primer bloque de demodulacion OFDM 629100 y un bloque que demodula senales transmitidas a traves de una segunda antena (Rx2) se llama un segundo bloque de demodulacion OFDM 629200.

Ademas, la presente invencion puede utilizar multiplexacion de polaridad MIMO segun una realizacion de la presente invencion. De esta manera, el demodulador OFDM incluye un primer bloque de demodulacion OFDM 629100, un segundo bloque de demodulacion OFDM 629200 y un codificador MISO 629300. El primer bloque de demodulacion OFDM 629100 realiza demodulacion OFDM en las senales de difusion transmitidas desde una primera ruta a traves de la primera antena (Rx1) y saca las senales al decodificador MISO 629300 y el segundo bloque de demodulacion 629200 realiza demodulacion OFDM en las senales de difusion transmitidas a traves de la segunda antena (Rx2) y saca las senales al decodificador MISO 629300.

Tambien, la OFDM segun la cuarta realizacion en la Fig. 47 puede realizar el proceso inverso del generador OFDM segun la cuarta realizacion.

El primer bloque de demodulacion OFDM 629100 incluye un sintonizador, un ADC, un modulo de deteccion de sfmbolo P1, un modulo de deteccion de sfmbolo AP1, un modulo de sincronizacion, un modulo de cancelacion de GI, un modulo de FFT y un modulo de estimacion de canal. El segundo bloque de demodulacion OFDM 629200 comprende lo mismo.

El primer bloque de demodulacion OFDM 629100 segun la cuarta realizacion y los bloques incluidos en el segundo bloque de demodulacion OFDM 629200 operan igual que el primer bloque de demodulacion OFDM 626100 y el segundo bloque de demodulacion OFDM 626200. De esta manera, se omite una descripcion adicional.

Tambien, el decodificador MISO 629300 opera igual que el decodificador MISO/MIMO 626300 segun la tercera realizacion en la Fig. 49.

El descorrelacionador de tramas segun la cuarta realizacion opera igual que el descorrelacionador de tramas en la Fig. 50.

La Fig. 53 muestra un decodificador BICM segun la cuarta realizacion.

El decodificador BICM en la Fig. 53 es una realizacion del decodificador BICM 107300 en la Fig. 2.

El decodificador BICM segun la cuarta realizacion recibe los datos transmitidos desde una primera ruta desde SRx_0 a SRx_post y los datos transmitidos desde una segunda ruta desde SRx_0+1 a SRx_post+1, realiza decodificacion BICM y transmite los datos al procesador de salida.

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Tambien, el decodificador BICM segun la cuarta realizacion puede realizar independientemente decodificacion BICM en los datos de PLP MISO y los datos de senalizacion de Li de la primera y segunda ruta y realiza decodificacion MIMO y BICM en los datos de PLP MIMO.

De esta manera, el decodificador BICM en la Fig. 53 incluye un primer bloque de decodificacion BICM 631100 que realiza codificacion MISO en datos de PLP MISO desde SRx_k, un segundo bloque de decodificacion BICM 631200 que realiza en datos PLP MIMO desde SRx_pre y SRx_post y un tercer bloque de decodificacion BICM 631300.

Tambien, el tercer bloque de decodificacion BICM incluye un primer bloque de decodificacion 631400 que realiza datos de senalizacion de L1 y un segundo bloque de decodificacion 631500 que realiza datos de senalizacion posterior de L1.

Tambien, el decodificador BICM segun la cuarta realizacion puede realizar el proceso inverso del codificador BICM segun la cuarta realizacion en la Fig. 45.

Como el primer bloque de decodificacion BICM 631100 segun la cuarta realizacion en la Fig. 53 y el tercer bloque de decodificacion 631300 operan igual que los bloques de decodificacion BICM segun la tercera realizacion en la Fig. 51, se omite una descripcion adicional. Pero, la unica diferencia es que el bloque de decodificacion BICM 631200 incluye el decodificador MIMO 631210 en contraposicion al segundo bloque de decodificacion BICM 628200. El segundo bloque de decodificacion BICM se ilustrara aun mas. Solamente se ilustrara el rendimiento del segundo bloque de decodificacion BICM 631200. No obstante, como los bloques en el segundo bloque de decodificacion BICM 631200 operan igual que el segundo bloque de decodificacion BICM 628200 segun la tercera realizacion, se omite una descripcion adicional.

El decodificador MIMO 631210 puede operar igual que el decodificador MIMO/MISO 626300 segun la tercera realizacion en la Fig. 49. En ese caso, el caracter de transmision de datos de PLP MIMO de una primera y una segunda ruta puede ser o no el mismo.

Tambien, si los ordenes de modulacion de los dos datos de PLP MIMO son los mismos, no se pueden usar un segundo correlacionador de constelacion 631220-2, un segundo intercalador de celdas 6312302 y un segundo intercalador de tiempo 631240-2 en el area de puntos en la Fig. 53. De esta manera, dos de los datos de PLP MIMO se fusionaran en una entrada en el primer desintercalador de tiempo 631200-1, el primer desintercalador de celdas 631300-1, el primer descorrelacionador de constelacion 631400-1 y entonces se introduciran al segundo multiplexor 631500.

Como resultado, el primer bloque de decodificacion BICM 631100 transmite los datos de PLP MISO decodificados BICM y el segundo bloque de decodificacion BICM 631200 transmite datos de PLP MIMO al procesador de salida. Tambien, un primer bloque de decodificacion 631400 y un segundo bloque de decodificacion 631500 en el tercer bloque de decodificacion BICM 631300 transmiten la informacion de senalizacion previa de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1 decodificadas BICM.

La Fig. 54 muestra un decodificador BICM segun la cuarta realizacion.

Como se muestra en la Fig. 54, el decodificador BICM incluye un primer bloque de decodificacion BICM 632100 que realiza los datos de PLP MISO desde SRx_k, un segundo bloque de decodificacion BICM 632200 que realiza datos de PLP MIMO a partir de SRx_m y SRx_m+1 y un tercer bloque de decodificacion BICM 621300 que realiza los datos de senalizacion de L1 decodificados MISO a partir de SRx_pre y SRx_post.

Tambien, el decodificador BICM segun la cuarta realizacion puede realizar el proceso inverso del codificador BICM segun la cuarta realizacion en la Fig. 46.

Aunque el bloque de decodificacion BICM segun la cuarta realizacion en la Fig. 54 y el bloque de decodificacion BICM segun la cuarta realizacion en la Fig. 53 operan igual, el decodificador MIMO 632220 en el segundo bloque de decodificacion BICM 632200 se situa al final del primer y el segundo desintercalador de celdas 632210-1, 632210-2.

La complejidad de la memoria del receptor de senal de difusion se reducira debido a que la decodificacion MIMO/MISO se realiza despues del desintercalado de tiempo y desintercalado de celdas en unidades de sfmbolos.

El proposito de la presente invencion es proporcionar un transmisor/receptor de difusion o un metodo de transmision/recepcion de senal de difusion que optimiza el rendimiento cuando se aplica una tasa de codigo menor de LDPC a un sistema de difusion o de comunicacion.

Un demultiplexor en el codificador BICM como una realizacion es como sigue.

El proposito del demultiplexor es demultiplexar datos del transmisor y del receptor para optimizar el rendimiento cuando se correlaciona la palabra de codigo LDPC de la tasa de codigo menor en unidades de sfmbolos.

El demultiplexor distribuye adecuadamente la fiabilidad causada por la codificacion LDPC para optimizar el rendimiento de correccion de errores para LDPC. La codificacion LDPC es un codigo de correccion de errores lineal

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para transmitir informacion minimizando la probabilidad de perdida de informacion. Los bloques LDPC se expresan como parametros tales como N y K. Aqm, N indica una longitud de bloque y K indica un numero de bits de informacion codificados en uno de los bloques LDPC. La cantidad de datos a ser transmitidos en un bloque LDPC se basa en el tamano de la paridad LDPC y la tasa de codigo.

Las tasas de codigo para la presente invencion son 1/4, 2/5, 3/5, 1/2, 4/5, 1/3, 2/3, 3/4 y 5/6. Y la longitud de bloque LDPC es 16.200 bits o 16k bits, y 64.800 bits o 64k bits.

Es decir, un bit de palabra de codigo LDPC desde un codificador FEC se introducira en un intercalador de bits y el intercalador de bits realiza intercalado en los bits de palabra de codigo LDPC en el bloque LDPC y los transmite a un demultiplexor. El demultiplexor divide el flujo de bits de palabra de codigo LDPC intercalado con bits en un numero de flujos de bits. Por ejemplo, si la longitud de bloque LDPC es 16.800 y un formato de modulacion usado para correlacion de sfmbolos es QPSK, 16QAM, 64qAm y 256QAM, lo dividira en 2, 8, 12 y 8 flujos de bits respectivamente. Es decir, si la longitud del bloque LDPC es 16.800 y el formato de modulacion es QPSK, el numero de los subflujos es 2, si el formato de modulacion es 16QAM, el numero de los subflujos es 8, si el formato de modulacion es 64QAM, el numero de subflujos es 12 y si el formato de modulacion es 256QAM, el numero de los subflujos es 8.

Un orden de salida en el demultiplexor se puede variar en base a condiciones predeterminadas o la distribucion de fiabilidad. Es decir, cuando el grupo de bits correspondiente se correlaciona en sfmbolos QAM, el orden de bits transmitido desde el demultiplexor vana en base a la distribucion de fiabilidad.

Las Fig. 55 (a) y (e) muestran un orden de salida de un demultiplexor basado en cada tasa de codigo cuando la longitud de bloque LDPC es 16.800 y el formato de modulacion es 256QAM. Si el formato de modulacion es 256QAM, las unidades de 8 bits se correlacionan en un sfmbolo.

Cuando la Fig. 55 (a) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/4. El metodo demultiplexor en la Fig. 55 (a) se llama Tipo 1-1 de 256QAM. Es decir, para el tipo 1-1, cuando los bits de entrada intercalados de bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 5, 3, 2, 7, 1, 6, 4, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera C, B, B, D,

A, D, C, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC. A, B, C y D indican la fiabilidad cuando los bits en el grupo correspondiente se correlacionan en sfmbolos QAM. Aqm, la jerarqma de fiabilidad es desde A a D, A que es la mas alta y D que es la mas baja.

La Fig. 55 (b) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 2/5 y 3/5. El metodo demultiplexor en la Fig. 2 (b) se llama Tipo 1-2 de 256QAM. Es decir, para el tipo 1-2, cuando los bits de entrada intercalados de bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 5, 1, 0, 7, 3, 6, 4, 2. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera C, A, A, D,

B, D, C, B desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

La Fig. 55 (c) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/2. El metodo demultiplexor en la Fig. 2 (c) se llama Tipo 1-3 de 256QAM. Es decir, para el tipo 1-3, cuando los bits de entrada intercalados en bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 7, 3, 1, 6, 5, 2, 4, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera D, B, A, D,

C, B, C, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

La Fig. 55 (d) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 4/5. El metodo demultiplexor en la Fig. 2 (d) se llama Tipo 1-4 de 256QAM. Es decir, para el tipo 1-4, cuando los bits de entrada intercalados con bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 3, 2, 1, 5, 7, 6, 4, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera B, B, A, C,

D, D, C, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

La Fig. 55 (e) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/3, 2/3, 3/4 y 5/6. El metodo demultiplexor en la Fig. 2 (e) se llama Tipo 1-5 de 256QAM. Es decir, para el tipo 1-5, cuando los bits de entrada intercalados de bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 7, 3, 1, 5, 2, 6, 4, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera D, B, A, C, B, D, C, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

La Fig. 56 muestra una realizacion de correlacion de bits de entrada y bits de salida de un demultiplexor en base al tipo de demultiplexor en la Fig. 55.

Como para 256QAM, se correlacionan 8 bits en un sfmbolo QAM. b0, b2, b4 y b6 determina un signo y tamano de una parte de numero real y b1, b3, b5 y b7 determinan un signo y tamano de una parte imaginaria. Es decir, b0 y b1 determinan un signo de la parte de numero real e imaginario y b2, b3, b4, b5, b6 y b7 determinan un tamano de la parte de numero real e imaginario. Dado que es mas facil determinar el signo de los sfmbolos convertidos que el tamano de ellos, b0 y b1 situados en el MSB tienen la mas alta fiabilidad y b6 y b7 situados en el LSB tienen la mas baja fiabilidad.

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Si el demultiplexor opera con el tipo 1-1 de 256QAM, mediante la redistribucion de bits del demultiplexor, el ultimo bit (V7) de un subflujo en el correlacionador de sfmbolos se asignara en el bit de signo (b0, 0) del numero real, el quinto bit (v4) en el bit de signo (b1, 0) del numero imaginario. Y el tercer, septimo y sexto bit (v2, v6, v5) se asignaran en los bits de tamano (b1, 0, b4, 0, b6, 0), respectivamente y el segundo, primer, cuarto bit (v1, v0, v3) en los bits de tamano (b3, 0, b5, 0, b7, 0) de la parte de numero imaginario.

En cuanto al ultimo tipo, es decir, el tipo 1-2 y el tipo 1-5 tienen el mismo metodo de correlacion que el tipo 1-1. De esta manera, se omite una descripcion adicional.

Las Fig. 57 (a) y (c) muestran un orden de salida de un demultiplexor basado en la tasa de codigo cuando la longitud de bloque LDPC es 16.800 y el formato de modulacion es 256QAM.

La Fig. 57 (a) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/4, 1/3 y 3/5. El metodo demultiplexor en la Fig. 57 (a) se llama Tipo 2-1 de 256QAM. Es decir, para el tipo 2-1, cuando los bits de entrada intercalados en bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 5, 1, 3, 7, 0, 6, 4, 2. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera C, A, B, D,

A, D, C, B desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

La Fig. 57 (b) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/2, 2/3 y 4/5. El metodo demultiplexor en la Fig. 57 (B) se llama Tipo 2-2 de 256QAM. Es decir, para el tipo 2-2, cuando los bits de entrada intercalados en bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 7, 3, 1, 6, 2, 5, 4, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera D, B, A, D,

B, C, C, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

La Fig. 57 (c) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4 y 5/6. El metodo demultiplexor en la Fig. 57 (c) se llama Tipo 2-3 de 256QAM. Es decir, para el tipo 2-3, cuando los bits de entrada intercalados en bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 7, 3, 1, 5, 2, 6, 4, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera D, B, A, C, B, D, C, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

La Fig. 57, cuando la tasa de codigo es 1/4 o 1/3, se puede usar el tipo 2-1 o el tipo 2-3 del multiplexor. Tambien, cuando la tasa de codigo es 2/3 o 4/5, se puede usar el tipo 2-2 o 2-3 del demultiplexor.

Si como se muestra en la Fig. 57 se realiza la distribucion de fiabilidad, la complejidad del sistema se reducira debido a que el numero de multiplexores se puede reducir comparado con la Fig. 55.

La Fig. 58 muestra una relacion de correlacion de bits de entrada y salida del demultiplexor.

Si el demultiplexor opera con tipo 2-1 de 256QAM, mediante redistribucion de bits del demultiplexor, el quinto bit (v4) de un subflujo en el correlacionador de sfmbolos se asignara en el bit de signo (b0, 0) de la parte del numero real, el segundo bit (v1) en el bit de signo (b1, 0) del numero imaginario. Y el octavo, septimo y sexto bit (v7, v6, v5) se asignaran en los bits de tamano (b2, 0, b4, 0, b6, 0), respectivamente y el tercer, primer, cuarto bit (v2, v0, v3) en los bits de tamano (b3, 0, b5, 0, b7, 0) de la parte del numero imaginario.

En cuanto al ultimo tipo, es decir, el tipo 2-2 y el tipo 2-3 tienen el mismo metodo de correlacion que el tipo 2-1. De esta manera, se omite una descripcion adicional.

Las Fig. 59 (a) y (c) muestran un orden de salida de un demultiplexor basado en la tasa de codigo cuando la longitud de bloque LDPC es 16.800 y el formato de modulacion es 256QAM.

La Fig. 59 (a) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 2/5 y 3/5. El metodo demultiplexor en la Fig. 59 (a) se llama Tipo 3-1 de 256QAM. Es decir, para el tipo 3-1, cuando los bits de entrada intercalados en bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 5, 1, 0, 7, 3, 6, 4, 2. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera C, A, A, D,

B, D, C, B desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

La Fig. 59 (b) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/2. El metodo demultiplexor en la Fig. 59 (b) se llama Tipo 3-2 de 256QAM. Es decir, para el tipo 3-2, cuando los bits de entrada intercalados de bits se introducen en el orden de 0, 1,2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 7, 3, 1, 6, 5, 2, 4, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera D, B, A, D,

C, B, C, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

La Fig. 59 (c) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4 y 5/6. El metodo demultiplexor en la Fig. 59 (c) se llama Tipo 3-3 de 256QAM. El tipo 3-3 opera igual que el tipo 2-3. De esta manera, el tipo 3-3 se llama tambien tipo 2-3.

Como se muestra en la Fig. 59 se realiza la distribucion de fiabilidad, la complejidad del sistema se reducira debido a que el numero de multiplexores se puede reducir comparado con la Fig. 2.

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Las Fig. 60 (a) y (c) muestran un orden de salida de un demultiplexor basado en cada tasa de codigo cuando la longitud de bloque LDPC es 16.800 y el formato de modulacion es 256QAM. Si el formato de modulacion es 256QAM, se correlacionan unidades de 6 bits en un sfmbolo.

En cuanto a la Fig. 60 (a) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 2/5 y 3/5. El metodo demultiplexor en la Fig. 60 (a) se llama Tipo 2-1 de 64QAM. Es decir, para el tipo 2-1, cuando los bits de entrada intercalados en bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, el demultiplexor sacara 5, 6, 1, 7, 9, 11, 3, 8, 10, 4, 2, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera C, A, A, A, B, C, B, B, C, C, B, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC. Aqu la jerarqma de la fiabilidad es desde A a D, A que es la mas alta y D que es la mas baja.

En cuanto a la Fig. 60 (b) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/2. El metodo demultiplexor en la Fig. 60 (b) se llama Tipo 2-2 de 64QAM. Es decir, para el tipo 2-2, cuando los bits de entrada intercalados de bits se introducen en el orden de 0, 1,2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, el demultiplexor sacara 5, 11, 7, 1, 8, 10, 4, 9, 6, 2, 3, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera C, C, A, A, B, C, C, B, A, B, B, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

En cuanto a la Fig. 60 (c) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4 y 5/6. El metodo demultiplexor en la Fig. 60 (c) se llama Tipo 2-3 de 64QAM. Es decir, para el tipo 2-3, cuando los bits de entrada intercalados de bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, el demultiplexor sacara 11, 7, 3, 10, 6, 2, 9, 5, 1, 8, 4, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera C, A, B, C, A, B, B, C, A, B, C, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

Las Fig. 61 (a) y (b) muestran un orden de salida de un demultiplexor basado en la tasa de codigo cuando la longitud de bloque LDPC es 16.800 y el formato de modulacion es 16qAm.

En cuanto a la Fig. 61 (a) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/2. El metodo demultiplexor en la Fig. 61 (a) se llama Tipo 2-2 de 16QAM. Es decir, para el tipo 2-2, cuando los bits de entrada intercalados de bits se introducen en el orden de 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 3, 1, 5, 7, 6, 4, 2, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera B, A, A, B, B, A, B, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

En cuanto a la Fig. 61 (b) muestra un orden de salida de un demultiplexor cuando la tasa de codigo es 1/4, 1/3, 2/5, 3/5, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6. El metodo demultiplexor en la Fig. 61 (b) se llama Tipo 2-3 de 16QAM. Es decir, para el tipo 23, cuando los bits de entrada intercalados de bits se introducen en el orden de 0, 1,2, 3, 4, 5, 6, 7, el demultiplexor sacara 7, 1, 4, 2, 5, 3, 6, 0. Se correlacionara en sfmbolos al igual que en el demultiplexor. En ese caso, la distribucion de fiabilidad sera B, A, A, B, A, B, B, A desde el primer bit al ultimo bit de la palabra de codigo LDPC.

Como se mostro anteriormente, el tipo de demultiplexor se puede variar en base al metodo de correlacion de sfmbolos y la tasa de codigo de codigos de correccion de errores. En otras palabras, se puede usar un tipo diferente de demultiplexor en base al metodo de correlacion de sfmbolos, la tasa de codigo y la distribucion de fiabilidad.

Y el mismo efecto se obtendra conmutando las posiciones de bits de la misma fiabilidad. De esta manera, si se satisface la distribucion de fiabilidad en la Fig. 55 y la Fig. 61, se incluira en el demultiplexor de la presente invencion con independencia del tipo de bits.

La nueva disposicion de bits se realiza en base al formato de modulacion y la tasa de codigo del demultiplexor y la correlacion de sfmbolos se realiza en base al formato de modulacion en el correlacionador de sfmbolos. Entonces, la senal transmitida obtendra la disposicion original de la palabra de codigo LDPC desde el multiplexor del receptor y se transmite al decodificador LDPC.

Haciendolo asf, nuevos servicios bajo una tasa de codigo menor tales como un servicio movil y un servicio en interior donde la recepcion es debil tendran el rendimiento de correccion de errores optimizado de LDPC. Es decir, como se muestra en la Fig. 55 y la Fig. 61, distribuyendo la fiabilidad, redistribuyendo bits y correlacionando sfmbolos, se aseguran las partes en comun del sistema de difusion/comunicaciones existente y se obtiene una mejora de la robustez.

La Fig. 62 y la Fig. 63 muestran una realizacion de una estructura de multiplexacion entre una trama adicional y una trama de difusion terrestre existente que transmite un nuevo y distinguible servicio de difusion y una estructura de un receptor que corresponde a la multiplexacion.

La Fig. 62 muestra una estructura de multiplexacion para una trama segun la presente invencion.

Cuando una banda de RF se usa para transmitir senales, una trama puede incluir una capa base o una capa de mejora. Tambien, la trama de la presente invencion puede incluir una trama de difusion terrestre o una trama adicional. La trama de difusion terrestre incluye datos que tienen una capa base de un nuevo y distinguible servicio

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de difusion y la trama adicional incluye al menos uno de los datos que tienen la capa base del nuevo y distinguible servicio de difusion y datos que corresponden a la capa de mejora.

Como se muestra en la Fig. 62, hay cinco realizaciones de una estructura de multiplexacion de una trama de difusion terrestre y una trama de transmision adicional que tiene una capa base y una capa de mejora.

En la Fig. 62, los bloques coloreados indican tramas de difusion terrestre y el resto indican tramas adicionales. El eje x de la trama indica un dominio de tiempo en el que las tramas de difusion terrestre y las tramas adicionales se asignan de una forma regular. B en cada bloque indica una capa base de un servicio de difusion y E indica una capa de mejora.

Se ilustran ademas mas adelante una estructura de trama, un tamano de almacenador temporal, tiempo de zapeo y parametros de transmision.

Una primera realizacion:

Como se muestra en la Fig. 62 (1), la primera realizacion muestra una estructura de multiplexacion que incluye una trama de difusion terrestre que tiene una capa base de un nuevo servicio de difusion y una trama adicional que tiene una mejora del mismo servicio. En ese caso, la multiplexacion se realiza procesando dos tramas de difusion terrestre 633110, 633120 y una trama adicional 633130 en una unidad de multiplexacion 633100. De esta manera, el receptor recibe la trama de difusion terrestre 633110 que tiene una capa base primero y despues de dos tramas mas recibe la trama adicional 633130 que tiene una capa de mejora.

Es decir, cuando se transmiten unas imagenes de alta calidad, el tamano del almacenador temporal puede ser 2 tramas como maximo debido a que el receptor recibe la trama de difusion terrestre que tiene una capa base 633110 o 633120 primero y luego recibe la trama adicional que tiene una capa de mejora 633130.

Tambien, cuando la trama de difusion terrestre que tiene una capa base 633120 segun la primera realizacion, puede llevar un tiempo de zapeo para una trama recibir la trama de difusion terrestre que tiene la capa base del mismo servicio de difusion.

Tambien, ya que la trama de difusion terrestre 633110, 633120 y 633140 incluye una capa base de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion, los parametros de transmision de la trama de difusion terrestre pueden incluir informacion necesaria para recibir el servicio de difusion del nuevo sistema de difusion desde el receptor. De esta manera, se debenan modificar los parametros de transmision de la trama de difusion terrestre.

En ese caso, los parametros de transmision que se muestran en la Fig. 3 pueden ser un sfmbolo P1, informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. O puede ser nueva informacion de senalizacion.

Segunda realizacion:

Como se muestra en la Fig. 62 (2), una estructura de multiplexacion es la misma que la de la primera realizacion. No obstante, la unica diferencia es que se procesan una trama adicional 633220 y dos tramas de difusion terrestre 633230, 633240 en una unidad de multiplexacion 633200.

En ese caso, el receptor recibe la trama adicional 633220 que tiene una capa de mejora primero y luego recibe la trama 633230 que tiene una capa base. Es decir, aunque la trama adicional 633220 se recibe primero, se puede recibir inmediatamente la trama 633230, 633240 que tiene la capa de mejora. De esta manera, para imagenes de alta calidad, puede llevar una trama para el tamano del almacenador temporal.

Tambien, cuando la trama de difusion terrestre que tiene una capa base 633210 segun la primera realizacion, puede llevar un tiempo de zapeo para una trama recibir la trama de difusion terrestre que tiene la capa base del mismo servicio de difusion.

Tambien, ya que las tramas de difusion terrestre 633210, 633220 y 633240 incluyen una capa base de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion, los parametros de transmision de la trama de difusion terrestre pueden incluir informacion necesaria para recibir el servicio de difusion del nuevo sistema de difusion desde el receptor. En ese caso, los parametros de transmision que se muestran en la Fig. 3 pueden ser un sfmbolo P1, informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. O puede ser nueva informacion de senalizacion.

Una tercera realizacion:

Como se muestra en la Fig. 62 (3), la tercera realizacion muestra una estructura de multiplexacion que incluye una trama de difusion terrestre que tiene una capa base de un nuevo servicio de difusion y una trama adicional que tiene una mejora del mismo servicio.

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En ese caso, la multiplexacion se realiza procesando dos tramas de difusion terrestre 633320, 633330 y una trama adicional 633310 en una unidad de multiplexacion 633300. De esta manera, el receptor recibe una capa base y una capa de mejora a traves de la trama adicional 633310 al mismo tiempo y luego una capa base a traves de la trama existente 633320, 633330. Es decir, cuando se transmiten unas imagenes de alta calidad, el tamano del almacenador temporal puede ser 2 tramas como maximo debido a que el receptor recibe la trama adicional 633340 que tiene la capa base y la trama adicional.

Tambien, cuando se recibe la trama adicional 633310 que tiene una capa base de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion, el tiempo de zapeo puede ser mas corto que aquel en la primera y segunda realizaciones debido a que la trama 633320 tiene una capa base del mismo servicio de difusion.

Tambien, como si fuera la primera y la segunda realizaciones, ya que las tramas de difusion terrestre 6013210, 633330 incluyen una capa base de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion, los parametros de transmision de la trama de difusion terrestre pueden incluir informacion necesaria para recibir el servicio de difusion del nuevo sistema de difusion desde el receptor. En ese caso, los parametros de transmision que se muestran en la Fig. 3 pueden ser un sfmbolo P1, informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. O puede ser nueva informacion de senalizacion.

Una cuarta realizacion:

Como se muestra en la Fig. 62 (4), la cuarta realizacion y la tercera realizacion de la estructura de multiplexacion son la misma. No obstante, la unica diferencia es que una capa base y una capa de mejora de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion se procesan en una trama adicional.

En ese caso, la multiplexacion se realiza procesando dos tramas de difusion terrestre 633420, 633430 y una trama adicional 633410 en una unidad de multiplexacion 633400.

De esta manera, el receptor recibe una capa base y una capa de mejora a traves de la trama adicional 633410 al mismo tiempo y despues de dos tramas se recibe la trama adicional 633440 que tiene una capa base y una capa de mejora del mismo servicio de difusion. Es decir, cuando se transmiten unas imagenes de alta calidad, un tamano de almacenador temporal puede ser solamente una trama como maximo debido a que el receptor recibe la unica trama adicional 633410, 633440 que tiene la capa base y la trama adicional y no necesita recibir las tramas de difusion terrestre 633420, 633430.

Tambien, segun la cuarta realizacion, cuando se recibe un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion, se transmite una capa base del servicio de difusion solamente a traves de la trama adicional 633410. De esta manera, puede llevar dos tramas del tiempo de zapeo transmitir la trama adicional 633440 que tiene una capa base del mismo servicio de difusion.

Tambien, segun la cuarta realizacion, ya que las tramas adicionales 6334100, 633440 incluyen una capa base de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion, los parametros de transmision de la trama de difusion terrestre no necesitan incluir informacion necesaria para recibir el servicio de difusion del nuevo sistema de difusion desde el receptor. De esta manera, no se requieren los parametros de transmision de las tramas de difusion terrestre.

La quinta realizacion:

Como se muestra en la Fig. 62 (5), la cuarta realizacion y la quinta realizacion de la estructura de multiplexacion son la misma. No obstante, la unica diferencia es que una capa base y una capa de mejora de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion se procesan en diferentes tramas adicionales.

En ese caso, la multiplexacion se realiza procesando dos tramas de difusion terrestre 633520, 633530 y una primera trama adicional 633510 y una segunda trama adicional 633540 en una unidad de multiplexacion 633500.

De esta manera, el receptor recibe la primera capa adicional 633510 que tiene una capa base de un servicio de difusion y despues de dos tramas la segunda capa adicional 633540 que tiene una capa de mejora del mismo servicio. Es decir, cuando se transmiten unas imagenes de alta calidad, un tamano de almacenador temporal puede ser solamente una trama como maximo debido a que el receptor solamente recibe la primera y la segunda tramas adicionales 633510, 633540 y no necesita recibir las tramas de difusion terrestre 633420, 633430. Tambien, segun la quinta realizacion, cuando se recibe un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion, se transmite una capa base del servicio de difusion solamente a traves de la trama adicional 633510. De esta manera, puede llevar cinco tramas del tiempo de zapeo transmitir la trama adicional del mismo servicio de difusion.

Tambien, segun la quinta realizacion, ya que la primera y la segunda tramas adicionales 633510, 633540 incluyen una capa base de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion, los parametros de transmision de la trama de difusion terrestre no necesitan incluir informacion necesaria para recibir el servicio de difusion del nuevo sistema de difusion desde el receptor. De esta manera, no se requieren los parametros de transmision de las tramas de difusion terrestre existentes.

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La Fig. 63 muestra una estructura de un receptor de senal de difusion segun la presente invencion.

En la Fig. 63, se ilustran tres tipos del receptor que procesa las senales de difusion de la estructura de multiplexacion en la Fig. 62.

Un primer receptor:

Como se muestra en la Fig. 63 (1), se usa un primer receptor 634100 para la estructura de multiplexacion segun la primera y segunda realizacion en la Fig. 62.

El primer receptor 634100 incluye una primera unidad de recepcion 634110-1, una segunda unidad de recepcion 634110-2, un primer almacenador temporal 634120-1, un segundo almacenador temporal 634120-2 y un multiplexor 602130.

La primera unidad de recepcion 634110-1 recibe tramas de difusion terrestre y las transmite al primer almacenador temporal 634120-1 y la segunda unidad de recepcion 634110-2 recibe tramas adicionales y las transmite al segundo almacenador temporal 634120-2.

Segun la estructura de multiplexacion de la primera y la segunda realizaciones en la Fig. 62, una capa base de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion se incluye en las tramas y una mejora del mismo servicio se incluye en tramas adicionales.

De esta manera, el primer almacenador temporal 634120-1 realiza almacenamiento temporal para la capa base del servicio de difusion del nuevo sistema de difusion y el segundo almacenador temporal 634120-2 realiza almacenamiento temporal para la capa de mejora del servicio de difusion del nuevo sistema de difusion.

Entonces, el multiplexor 634130 restaura un flujo de servicio de difusion realizando multiplexacion en la capa base y de mejora almacenadas temporalmente.

Un segundo receptor:

Como se muestra en la Fig. 63 (2), se usa un segundo receptor 634200 para la estructura de multiplexacion segun la tercera realizacion en la Fig. 62.

El segundo receptor 634200 incluye una primera unidad de recepcion 634210-1, una segunda unidad de recepcion 634210-2, un primer almacenador temporal 634220-1, un segundo almacenador temporal 634220-2 y un multiplexor 602230.

La primera unidad de recepcion 634210-1 recibe tramas de difusion terrestre y las transmite al primer almacenador temporal 634220-1 y la segunda unidad de recepcion 634210-2 recibe tramas adicionales y las transmite al segundo almacenador temporal 634220-2.

Segun la estructura de multiplexacion de la tercera realizacion en la Fig. 62, una trama adicional incluye una capa base de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion y una mejora del mismo servicio y una trama de difusion terrestre incluye una capa base del mismo servicio.

De esta manera, el primer almacenador temporal 634220-1 realiza almacenamiento temporal para la trama de difusion terrestre que tiene la capa base del servicio de difusion del nuevo sistema de difusion y el segundo almacenador temporal 634220-2 realiza almacenamiento temporal para la trama adicional que tiene la capa de mejora y la capa base del servicio de difusion del nuevo sistema de difusion.

Entonces, el multiplexor 634230 restaura un flujo de servicio de difusion realizando multiplexacion en la capa base y de mejora almacenadas temporalmente.

Un tercer receptor:

Como se muestra en la Fig. 63 (3), se usa un segundo receptor 634300 para la estructura de multiplexacion segun la cuarta y quinta realizacion en la Fig. 62.

El segundo receptor 634300 incluye una unidad de recepcion 634310, un almacenador temporal 634320 y un multiplexor 602330.

Segun la estructura de multiplexacion de la cuarta y la quinta realizaciones en la Fig. 62, una capa base de un servicio de difusion de un nuevo sistema de difusion y una capa de mejora se incluyen en una trama adicional, el receptor ni recibe tramas de difusion terrestre ni realiza almacenamiento temporal.

De esta manera, el receptor 634310 recibe una trama adicional y la transmite al almacenador temporal 634320 y el almacenador temporal 634320 realiza almacenamiento temporal en la capa base y la capa de mejora del servicio de difusion del nuevo sistema de difusion.

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Entonces, el multiplexor 634330 restaura un flujo de servicio de difusion realizando multiplexacion en la capa base y de mejora almacenadas temporalmente.

A continuacion, cuando los correlacionadores de celdas por pares 605120, 605220 segun una primera y una segunda realizaciones mostradas en la Fig. 33 emparejan datos de PLP y datos de senalizacion de L1 y realizan correlacion de celdas en sfmbolos OFDM, se describe una estructura de correlacion de celdas en una trama. Tambien, segun la primera y segunda realizaciones en la Fig. 37, se describe el rendimiento de unos descorrelacionadores de celdas por pares 611120, 611220 que corresponden a los correlacionadores de celdas. Como se menciono, cuando un sistema de transmision/recepcion de senal de difusion que usa tal estructura de tramas restaura las senales MISO, se maximizara la coherencia entre canales recibidos desde diferentes antenas.

La Fig. 64 muestra una estructura de correlacion de celdas de una trama segun la presente invencion.

La trama incluye un area de sfmbolo P1 635100, un area de sfmbolo P2 635200 y un area de sfmbolo de datos 635300. Aunque no se muestra en el dibujo, la trama puede incluir un sfmbolo AP1. El eje vertical de la trama indica un dominio de frecuencia y el eje horizontal indica un dominio de tiempo. Una descripcion adicional de las areas es como sigue.

Como se muestra en la Fig. 3, el area de sfmbolo P1 635100 se situa al principio de la informacion de senalizacion de P1.

El area de sfmbolo P2 635200 se situa justo al lado del sfmbolo P1 y transmite datos de senalizacion previa de L1 y datos de PLP de tipo 1. El area de sfmbolo P2 635200 incluye una pluralidad de los sfmbolos P2 y una pluralidad de los sfmbolos P2 tienen el mismo tamano de FFT e intervalo de guarda que el sfmbolo de datos. Tambien, el numero de los sfmbolos P2 se determina por el tamano de FFT.

Segun la presente invencion, el area de sfmbolo P1 635100 y el area de sfmbolo P2 635200 se llaman preambulo. Tambien, el area de sfmbolo P1 635100, el area de sfmbolo P2 635200 y el area de datos de PLP comun se pueden llamar preambulo y se pueden variar segun pretenda el disenador.

El area de sfmbolo de datos 635300 se puede situar proxima al area de sfmbolo P2 635200 en la trama y puede incluir una pluralidad de los sfmbolos de datos. Una pluralidad de los sfmbolos de datos puede transmitir datos de senalizacion posterior de L1, datos de PLP de tipo 1, datos de PLP de tipo 2, datos de subtrama y ficticios. De esta manera, los datos de PLP de tipo 1 se pueden transmitir a traves del area de sfmbolo P2 635200 y el area de sfmbolo de datos 635300 y los datos de PLP de tipo 2 se pueden transmitir a traves del area de sfmbolo de datos 635300.

Como se muestra en la Fig. 33, segun la primera y la segunda realizaciones, el correlacionador de celdas por pares realiza correlacion a traves de una pluralidad de rutas en los datos de PLP y los datos de senalizacion de L1 en una subportadora del sfmbolo OFDM en unidades de celda.

En ese caso, el correlacionador de celdas por pares empareja dos celdas consecutivas y realiza correlacion en una unidad de correlacion.

En mas detalle, mostrado en la Fig. 64, las dos celdas consecutivas 635210 que tienen los datos de senalizacion previa de L1 realizan correlacion en una unidad de correlacion en el sfmbolo P2 635240. Tambien, las dos celdas consecutivas que tienen los datos de PLP de tipo 1 se pueden correlacionar en una unidad de correlacion en el sfmbolo P2 635210.

Tambien, como si fueran los sfmbolos de datos 635310 en el area de sfmbolo de datos 635300, los datos de senalizacion posterior de L1 se pueden correlacionar propagados a fin de obtener diversidad en el area de frecuencia. En ese caso, las dos celdas consecutivas 635311 que tienen los datos de senalizacion posterior de L1 se pueden correlacionar en una unidad de correlacion en el sfmbolo de datos 635310. Un metodo de correlacion del correlacionador de celdas por pares segun la presente invencion es un metodo de propagacion de datos de senalizacion posterior de L1 y no afecta al otro.

De esta manera, a fin de que el correlacionador de celdas por pares correlacione dos celdas consecutivas en pares, el numero de celdas en una trama debe ser un numero par. En ese caso, el correlacionador de celdas por pares correlaciona un numero par de celdas que es mayor o igual que dos en una unidad de correlacion y el transmisor de senal de difusion transmite la informacion de senalizacion relacionada.

Por otra parte, el descorrelacionador de celdas por pares segun la primera y la segunda realizaciones en la Fig. 37 puede recibir las tramas en la Fig. 64, procesar y detectar las dos celdas consecutivas 635210 en una unidad de descorrelacion que transmite los datos de senalizacion previa de L1 desde el area de sfmbolo P2. La informacion de senalizacion detectada se transmite a un decodificador de senalizacion.

Tambien, el descorrelacionador de celdas por pares procesa y detecta PLP las dos celdas consecutivas 635212 que transmiten datos de PLP que tienen el servicio seleccionado por el usuario y entonces lo transmite al decodificador.

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Un proceso de intercalado de frecuencia en unidades de celda en los intercaladores de frecuencia por pares 605130, 605230 segun la primera y la segunda realizaciones de la presente invencion. Tambien, se describe el rendimiento de los desintercaladores de frecuencia por pares 611110, 611210 en el receptor segun la primera y la segunda realizaciones.

La Fig. 65 muestra un proceso de intercalado por un intercalador de frecuencia por pares.

Como se muestra en la Fig. 65, el intercalador de frecuencia por pares 636100 es otra realizacion del intercalador de frecuencia por pares 605130, 605230 segun la primera y la segunda realizaciones en la Fig. 33.

El intercalador de frecuencia por pares 636100 realiza intercalado de frecuencia en los datos correlacionados en la trama en unidades de celdas y transmite los datos a un generador OFDM. El eje horizontal de la trama en la Fig. 65 indica un dominio de frecuencia y el intercalador de frecuencia por pares 636100 tiene un tamano de modo de FFT de 1K.

En ese caso, el intercalador de frecuencia por pares 636100 realiza intercalado de frecuencia en dos celdas consecutivas en una unidad de intercalado. En ese caso, el intercalador de frecuencia por pares 636100 realiza intercalado de frecuencia en un numero par, mayor o igual que dos, de celdas consecutivas en una unidad de intercalado y transmite la informacion de senalizacion relacionada.

El proceso de intercalado se ilustra aun mas.

Como se muestra en la Fig. 65, si las dos celdas consecutivas 636200 correlacionadas en una trama por el correlacionador de celdas por pares se transmiten al intercalador de frecuencia por pares 636100, el intercalador de frecuencia por pares 636100 puede realizar intercalado en las dos celdas consecutivas 636200 en unidades de intercalado. De esta manera, las dos celdas consecutivas 636200 pueden conmutar posiciones solamente en pares en la trama.

Si otras dos celdas consecutivas 636300, 636400, 636500, 636600 se introducen e intercalan por el intercalador de frecuencia por pares 636100, tambien pueden conmutar posiciones solamente en pares.

De esta manera, como dos celdas consecutivas en una unidad de intercalado transmiten los mismos datos de PLP, se puede maximizar la coherencia entre canales de la unidad de recepcion. No obstante, las dos celdas consecutivas 636200, 636300, 636400, 636500, 636600 en pares se muestran en la Fig. 65.

La Fig. 66 muestra un proceso de desintercalado por el desintercalador de frecuencia por pares segun la presente invencion.

El desintercalador de frecuencia por pares 637100 en la Fig. 66 es una realizacion del desintercalador de frecuencia por pares 61110, 611210 segun la primera y la segunda realizaciones.

El desintercalador de frecuencia por pares 637100 realiza desintercalado de frecuencia en los datos correlacionados en la trama en unidades de celdas y transmite los datos a un descorrelacionador de celdas. El eje horizontal de la trama en la Fig. 65 indica un dominio de frecuencia y el desintercalador de frecuencia por pares 637100 tiene un tamano de modo de FFT de 1K.

El desintercalador de frecuencia por pares 637100 en la Fig. 66 realiza el proceso inverso del desintercalador de frecuencia por pares 636100 en la Fig. 65.

De esta manera, si las dos celdas consecutivas 637200 correlacionadas en una trama por el correlacionador de celdas por pares se transmiten al desintercalador de frecuencia por pares 637100, el desintercalador de frecuencia por pares 637100 puede realizar desintercalado en las dos celdas consecutivas 637200 en unidades de desintercalado. De esta manera, las dos celdas consecutivas 636200 pueden conmutar de vuelta a las posiciones originales solamente en pares en la trama.

En ese caso, el desintercalador de frecuencia por pares 637100 realiza desintercalado de frecuencia en un numero par, igual o mayor que dos, de celdas consecutivas en una unidad de desintercalado que usa la informacion de senalizacion.

La Fig. 67 muestra una estructura de correlacion de celdas en una trama segun la primera y la segunda realizaciones.

Como se muestra en la Fig. 32 y la Fig. 35, el codificador BICM segun la primera y la segunda realizaciones realiza independientemente codificacion MISO/MIMO en datos de PLP. Como se muestra en la Fig. 33, el correlacionador de celdas segun la primera y la segunda realizaciones realiza correlacion en una subportadora de los sfmbolos OFDM en unidades de celdas en los datos de PLP MISO codificados MISO/MIMO, los datos de senalizacion de L1 y datos de PLP MIMO codificados MIMO. En ese caso, las dos celdas consecutivas en pares se pueden correlacionar segun pretenda el disenador.

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Se describe una estructura de correlacion de celdas en una trama.

La trama incluye un area de sfmbolo P1 638100, un area de sfmbolo API 638200, un area de sfmbolo P2 638300 y un area de sfmbolo de datos 638400. El eje vertical de la trama indica un dominio de frecuencia y el eje horizontal indica un dominio de tiempo.

El area de sfmbolo P1 638100 se situa en el comienzo de la trama y transmite informacion de senalizacion de P1.

El area de s^bolo API 638200 se situa justo a continuacion del sfmbolo P1 638100 y transmite informacion de senalizacion de AP1. Es decir, el sfmbolo P1 y el sfmbolo AP1 pueden ser transmitidos continuamente en la trama y pueden no ser transmitidos continuamente en una trama.

El area de sfmbolo P2 638300 se puede situar a continuacion del area de sfmbolo AP1 638200 en la trama y transmite los datos de senalizacion de L1 codificados MISO.

La informacion de senalizacion de L1 incluye informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1. La informacion de senalizacion previa de L1 incluye los parametros necesarios para decodificar la informacion de senalizacion posterior de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1 incluye informacion necesaria para restaurar datos transmitidos desde la unidad de transmision en la unidad de recepcion. El area de sfmbolo P2 638200 incluye una pluralidad de sfmbolos P2 y una pluralidad de los sfmbolos P2 tienen el mismo tamano de FFT e intervalo de guarda que el sfmbolo de datos. Tambien, el numero de los sfmbolos P2 se determina por el tamano de FFT.

Segun la presente invencion, el area de sfmbolo P1 638100 y el area de sfmbolo P2 638200 se llaman preambulo.

El area de sfmbolo de datos 638400 puede transmitir datos de PLP y datos de senalizacion posterior de L1 y se puede situar cerca del area de sfmbolo P2 638300. Tambien, el area de sfmbolo de datos 638400 incluye un area de PLP comun 638500, un area de senalizacion de L1 638600, un area de PLP MISO 638700 y un area de PLP MIMO 638800. Cada area se ilustra ademas mas adelante.

El area de PLP comun 638500 transmite los datos de PLP comun codificados MISO. Los datos de PLP comun son los mismos que los de la Fig. 3. De esta manera, se omite una descripcion adicional.

El area de senalizacion de L1 638600 transmite datos de senalizacion de L1 codificados MISO. En ese caso, los datos de senalizacion de L1 pueden incluir informacion para la trama actual y la siguiente trama y se pueden propagar, correlacionados en sfmbolos OFDM en el area de datos 638400. De esta manera, se puede obtener diversidad de tiempo completa en el dominio de tiempo.

El area de PLP MISO 638700 transmite datos de PLP MISO codificados MISO. El area de PLP MISO 638700 incluye un primer area de PLP MISO 638710 que transmite datos de PLP MISO de tipo 1 en un subsegmento por trama, un segundo area de PLP MISO 638720 que transmite datos de PLP MISO de tipo 2, subflujo y datos ficticios en una pluralidad de subsegmentos.

El area de PLP MIMO 638800 transmite datos de PLP MIMO codificados MIMO. El area de PLP MIMO 638800 incluye un primer area de PLP MIMO 638810 que transmite datos de PLP MIMO de tipo 1 en un subsegmento por trama y un segundo area de PLP MIMO 638820 que transmite datos de PLP MIMO de tipo 2, subflujo y datos ficticios a una pluralidad de subsegmentos.

De esta manera, en el dominio del tiempo de la trama en la presente invencion, como los datos de PLP MISO y los datos de PLP MIMO se propagan todos en los sfmbolos OFDM en el area de sfmbolos de datos 638400 y se transmiten, se puede recibir una ganancia de diversidad de tiempo con respecto a la trama entera.

No obstante, en el dominio de frecuencia de la trama en la presente invencion, como los datos de PLP MISO y los datos de PLP MIMO se transmiten a traves del area de pLp MIMO 638700 y el area de PLP MIMO 63800 en el sfmbolo OFDM, se puede obtener una ganancia de diversidad de frecuencia limitada en el dominio de frecuencia.

El rendimiento del receptor de senal de difusion en la trama se ilustra mas adelante.

Como se muestra en la Fig. 37, el descorrelacionador de celdas detecta informacion de senalizacion de L1 acerca de la trama actual desde el area de sfmbolo P2 638300, la informacion de senalizacion de L1 acerca de la siguiente trama que se recibira desde el area de senalizacion de L1 638600 del area de sfmbolo de datos 638400 y la transmite al decodificador BICM.

Tambien, el descorrelacionador de celdas detecta datos de PLP que tienen los datos de servicio seleccionados por el usuario y los transmite al decodificador BICM. En ese caso, si es necesario, los datos de PLP comun se pueden extraer desde el area de PLP comun 638500 y se transmiten al decodificador BICM.

La Fig. 68 muestra otra realizacion de la estructura de correlacion de celdas segun la tercera y la cuarta realizaciones.

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Como se muestra en la Fig. 44, el generador OFDM segun la tercera realizacion realiza codificacion MISO en los datos de PLP MISO y datos de senalizacion de L1 y codificacion MIMO en los datos de PLP MIMO.

Como se muestra en la Fig. 45 y 46, el codificador BICM segun la cuarta realizacion realiza codificacion MIMO en los datos de PLP MIMO y como se muestra en la Fig. 47, el generador OFDM realiza codificacion MISO en datos de PLP MISO y datos de senalizacion de L1.

De esta manera, el correlacionador de celdas realiza correlacion en una subportadora de los sfmbolos OFDM en unidades de celdas en datos de PLP MISO, datos de senalizacion para codificacion MISO segun la tercera realizacion y datos de PLP MISO y datos de senalizacion de L1, datos de PLP MIMO para codificacion MIMO. Tambien, como el generador OFDm realiza codificacion MISO/MIMO en las unidades de sfmbolo OFDM, el correlacionador de celdas no correlaciona datos de PLP MISO y datos de PLP MIMO en un sfmbolo OFDM.

Como se muestra en la Fig. 67, la trama segun la presente invencion incluye un area de sfmbolo P1 640100, un area de sfmbolo API 640200, un area de sfmbolo P2 640300 y un area de sfmbolo de datos 640400. El eje vertical de la trama indica un dominio de frecuencia y el eje horizontal indica un dominio de tiempo. Las mismas areas que en la Fig. 63 se omiten.

El area de sfmbolo de datos 640400 incluye un area de PLP MISO y un area de PLP MIMO.

El area de PLP MISO transmite datos para procesamiento MISO. Es decir, se pueden transmitir datos de senalizacion de L1, datos de PLP comun y datos de PLP MISO. El area de PLP MISO 640510 incluye unas segundas areas de PLP MISO 640520-1~2 una pluralidad de unas terceras areas de PLP MISO 640530-1~3.

Una primera area de PLP MISO 640510 transmite datos de senalizacion de L1 para codificacion MISO y datos de PLP comun. Tambien, la primera area de PLP MISO 640510 realiza correlacion de una forma regular con el area de PLP MIMO correlacionada.

Una pluralidad de las segundas areas de PLP MISO 6405210-1~2 puede transmitir datos de PLP MISO de tipo 1 en un subsegmento por trama y las segundas areas de PLP MISO 640520-1~2 realizan correlacion de una forma regular con el area de PLP MIMO.

Una pluralidad de las terceras areas de PLP MISO 640530-1~3 transmite datos de senalizacion de L1 para codificacion MISO y datos de PLP MISO de tipo 2, si es necesario, subflujo y datos ficticios a una pluralidad de subsegmentos. Las terceras areas de PLP MISO 640530-1~2 realizan correlacion de una forma regular con el area de PLP MIMO.

El area de PLP MIMO transmite datos de PLP MIMO para procesamiento MIMO segun la tercera realizacion y los datos de PLP MIMO para procesamiento MIMO segun la cuarta realizacion. El area de PLP MIMO incluye una pluralidad de las primeras areas 640610-1~3 y una pluralidad de las segundas areas de PLP MIMO 640620-1~2.

Una pluralidad de las primeras areas de PLP MIMO 640610-1~3 transmite datos de PLP MISO de tipo 1 en un subsegmento por trama. En ese caso, una pluralidad de las primeras areas de PLP MIMO 640610-1~3 se correlacionan con el area de PLP MISO en intervalos regulares en la trama.

Una pluralidad de las segundas areas de PLP MIMO 640620-1~2 transmite datos de PLP MISO de tipo 2 en una pluralidad de subsegmentos por trama y, si es necesario, transmite flujos auxiliares y datos ficticios. En ese caso, una pluralidad de las segundas areas de PLP MIMO 640620-1~2 se correlaciona con el area de PLP MISO en intervalos regulares en la trama.

De esta manera, en el dominio de frecuencia de la trama en la presente invencion, como los datos para procesamiento MISO y datos para procesamiento MIMO se transmiten todos al area de PLP MISO o al area de PLP MIMO a traves de celdas de frecuencia, se puede obtener una ganancia de diversidad de frecuencia completa en el dominio de frecuencia.

De esta manera, en el dominio de tiempo de la trama en la presente invencion, como los datos de PLP MISO y los datos de PLP MIMO se transmiten en los intervalos regulares, no estan mezcladas el area de PLP MISO y el area de PLP MIMO. De esta manera, se puede recibir una ganancia de mas diversidad de tiempo comparada con una situacion en la que las areas simplemente estan aisladas.

En ese caso, la distancia entre las areas de PLP MISO se determina por el numero de sfmbolos OFDM y la informacion relacionada se puede transmitir al receptor a traves de datos de senalizacion de L1.

A continuacion, se ilustra el rendimiento de tramas de recepcion por un receptor de senal de difusion.

Como se muestra en la Fig. 51, segun la tercera y cuarta realizaciones, el descorrelacionador de celdas detecta informacion de senalizacion de L1 acerca de la trama actual desde el area de sfmbolo P2 640300, informacion de senalizacion de L1 acerca de la siguiente trama que se recibira desde el area de PLP MISO del area de sfmbolos de datos 640400 y la transmite al decodificador BIcM.

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Tambien, el descorrelacionador de celdas detecta datos de PLP que tienen los datos de servicio seleccionados por el usuario a partir del area de sfmbolos de datos 640400 y los transmite al decodificador BICM. En ese caso, los datos de PLP relacionados se pueden extraer usando informacion acerca de las areas de PLP MISO y del PLP MIMO en la informacion de senalizacion de L1. Tambien, se pueden extraer los datos de PLP comun del area de PLP comun 640510-2 y transmitirlos con los datos de PLP relacionados al decodificador BICM.

A continuacion, se vuelve a ilustrar un metodo de recepcion por un receptor de senal de difusion. En otras palabras, el rendimiento del transmisor de senal de difusion en la Fig. 2, Fig. 50 y Fig. 52-54.

A continuacion, los datos de PLP incluyen datos de PLP para proceso MIMO y datos de PLP para proceso MISO. Y la informacion de senalizacion incluye informacion ilustrada en la Fig. 6, Fig. 8, Fig. 25 y Fig. 28. Tambien, las siguientes senales de difusion incluyen tramas de las estructuras.

La Fig. 69 muestra un metodo de recepcion de senal de difusion segun una realizacion de la presente invencion.

El BSR realiza decodificacion MISO en las senales de difusion recibidas y transmite informacion de senalizacion incluida en las senales de difusion. S72010.

Las senales de difusion recibidas por el BSR segun una realizacion de la presente invencion, puede incluir una pluralidad de tramas. Como se muestra en la Fig. 3, segun una realizacion de la presente invencion, la trama puede tener un area de preambulo y un area de datos. El area de preambulo puede tener un sfmbolo P1 y un sfmbolo P2 y el area de datos puede tener una pluralidad de los sfmbolos de datos. En ese caso, la presente invencion puede asignar un sfmbolo de Preambulo Adicional (API). Segun pretenda el disenador, puede haber una pluralidad de sfmbolos API.

Por consiguiente, el area de preambulo de la trama puede tener un sfmbolo P1, mas de un sfmbolo API y mas de un sfmbolo P2. Ademas, el area de datos puede tener una pluralidad del sfmbolo de datos, tambien conocido como sfmbolo OFDM de datos. El sfmbolo P2 es opcional y si el sfmbolo P2 tiene que ser insertado se determina por la informacion de senalizacion de API en el sfmbolo API transmitido.

El sfmbolo P1 puede transportar un tipo de transmision y parametros de transmision basicos y el receptor puede detectar una trama usando el sfmbolo P1. Puede haber mas de un sfmbolo P2 y el sfmbolo P2 puede transportar informacion de senalizacion de L1 e informacion de senalizacion de PLP comun. La informacion de senalizacion de L1 puede tener informacion de senalizacion previa de L1 e informacion de senalizacion posterior de L1 y la informacion de senalizacion de PLP comun puede tener una Tabla de Informacion de Red (NIT), informacion de PLP, Tabla de Descripcion de Servicio (SDT) y Tabla de Informacion de Evento (EIT). Una pluralidad de los sfmbolos de datos situados al final del sfmbolo P2 puede tener una pluralidad de los datos de PLP.

El BSR recopila informacion de senalizacion mediante demodulacion OFDM, decodificacion MISO, analisis sintactico de tramas y decodificacion BICM. Como se muestra en la Fig. 6 y la Fig. 7, la informacion de senalizacion previa de L1 incluye informacion necesaria para recibir y decodificar informacion de senalizacion posterior de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1 incluye parametros necesarios para codificar los datos de PLP recibidos. Los datos de PLP indican datos perceptibles en una capa ffsica y el BSR puede realizar selectivamente datos de PLP que tienen servicios deseados usando la informacion de senalizacion previa de L1 y la informacion de senalizacion posterior de L1.

El BSR realiza demodulacion OFDM en datos de PLP en senales de difusion usando informacion de senalizacion. S72020.

El BSR que se ilustra en la Fig. 52 utiliza un modulador OFDM para realizar modulacion en datos de PLP. Si los datos de PLP se realizan como tipo MISO o tipo MIMO, el BSR puede recibir las senales por una pluralidad de antenas. El BSR realiza demodulacion OFDM en datos a traves de una primera antena por un primer bloque de demodulacion OFDM y datos a traves de una segunda antena por un segundo bloque de demodulacion OFDM.

El BSR realiza decodificacion MISO en datos de PLP usando informacion de senalizacion. S72030.

El BSR realiza decodificacion MISO en datos de PLP como se muestra en la Fig. 52. Usando la informacion de senalizacion, realiza decodificacion MISO que depende de si los datos de PLP son datos de tipo MIMO/MOSO.

El BSR realiza analisis sintactico de tramas mediante descorrelacion de celdas de los datos de PLP y la informacion de senalizacion. S72040.

El BSR realiza analisis sintactico de tramas mediante descorrelacion de celdas de los datos de PLP usando un descorrelacionador de tramas como se muestra en la Fig. 50. El BSR realiza analisis sintactico de tramas en datos de PLP en un primer bloque de demodulacion OFDM a traves de una primera ruta usando un primer bloque de descorrelacion de tramas y en datos de PLP en un segundo bloque de demodulacion OFDM a traves de una segunda ruta usando un segundo bloque de descorrelacion de tramas. Y, el descorrelacionador de tramas determina si los datos son datos de tipo MIMO/MISO y transmite los datos en consecuencia.

El BSR realiza desintercalado de bit y decodificacion FEC en datos de PLP usando informacion de senalizacion. S72050.

El BSR, como se muestra en la Fig. 53 y la Fig. 54, realiza intercalado de bit y decodificacion FEC en datos de PLP usando un decodificador BICM. Y el BSR puede realizar decodificacion MIMo ademas usando la informacion de 5 senalizacion si los datos de PLP son datos de tipo MIMO. Es decir, el BSR usa un primer bloque de decodificacion BICM para realizar decodificacion BICM en los datos de PLP de tipo MISO y un segundo bloque de decodificacion BICM para realizar decodificacion BICM en los datos de PLP de tipo MIMO. El BSR puede realizar una matriz MIMO mostrada en la Fig. 12 y la Fig. 21 cuando se realiza decodificacion MIMO.

Cuando se realiza decodificacion BICM, usando un decodificador BICM mostrado en la Fig. 53, el segundo bloque 10 de decodificacion BICM realiza decodificacion MIMO en datos de PLP primero y realiza desintercalado de tiempo y desintercalado de celdas. En ese caso, si los datos de PLP decodificados MIMO se transmiten en unidades de bit, la complejidad de la memoria puede aumentar debido a que el desintercalador de tiempo y el desintercalador de celdas debenan realizar los datos en unidades de sfmbolo. Si se usa un decodificador BICM mostrado en la Fig. 54, el segundo bloque de decodificacion BICM realiza desintercalado de tiempo y desintercalado de celdas en datos de 15 PLP primero y realiza decodificacion MIMO. En ese caso, la complejidad de la memoria disminuira debido a que el desintercalador de tiempo y el desintercalador de celdas pueden realizar los datos de PLP en unidades de sfmbolo.

Modos para la invencion

Los detalles acerca de los modos para la presente invencion se han descrito en el mejor modo anterior.

Aplicabilidad industrial

20 Como se describio anteriormente, la presente invencion se puede aplicar entera o parcialmente a sistemas de difusion digital.

Claims (7)

1. 5

   10

   15

   20

   25

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   REIVINDICACIONES

   1. Un metodo para recibir senales de difusion, el metodo que comprende:

   recibir al menos dos senales de difusion y demodular las senales de difusion recibidas por el metodo de Multiplexacion por Division de Frecuencia Ortogonal, OFDM;

   desintercalar en frecuencia cada una de las senales de difusion demoduladas por un par de celdas consecutivas en cada una de las senales de difusion demoduladas;

   analizar sintacticamente al menos dos tramas de senal de cada una de las senales de difusion desintercaladas en frecuencia, para sacar datos de Conductos de Capa Ffsica, PLP, en donde la trama de senal incluye un preambulo y sfmbolos de datos, en donde los sfmbolos de datos incluyen los datos de los PLP;

   decodificar informacion de senalizacion para senalizar los datos de los PLP, procesando MISO, Multiples Entradas Salida Unica, la informacion de senalizacion; y

   decodificar los datos de los PLP, en donde la decodificacion de los datos de los PLP comprende; desintercalar en tiempo datos de al menos uno de los PLP,

   desintercalar en celdas los datos desintercalados en tiempo de al menos uno de los PLP,

   procesar con Multiples Entradas Multiples Salidas, MIMO, los datos desintercalados en celdas del al menos uno de los PLP, para sacar dos senales de salida y

   descorrelacionar con Modulacion de Amplitud en Cuadratura, QAM las dos senales de salida; en donde la decodificacion de los datos de los PLP ademas incluye procesar MISO datos de los otros PLP.
2. 2. El metodo de la reivindicacion 1, en donde el procesamiento MIMO se realiza usando una matriz de decodificacion MIMO que tiene coeficientes de decodificacion MIMO espedficos, en donde los coeficientes de decodificacion MIMO espedficos se definen dependiendo de una pluralidad de modos de QAM.
3. 3. El metodo de la reivindicacion 1, en donde la informacion de senalizacion indica informacion de longitud de desintercalado de tiempo.
4. 4. El metodo de la reivindicacion 1, en donde la decodificacion de los datos de los PLP ademas incluye:

   desintercalar en tiempo los datos procesados MISO de los otros PLP; descorrelacionar en celdas los datos desintercalados en tiempo de los otros PLP, descorrelacionar QAM los datos desintercalados en celdas de los otros PLP; y multiplexar los datos descorrelacionados QAM de los otros PLP.
5. 5. Un aparato para recibir senales de difusion, el aparato que comprende:

   medios (107100) que reciben al menos dos senales de difusion y que demodulan las senales de difusion recibidas por el metodo de Multiplexacion por Division de Frecuencia Ortogonal, OFDM;

   medios (611110) que desintercalan en frecuencia cada una de las senales de difusion demoduladas por un par de celdas consecutivas en cada una de las senales de difusion demoduladas;

   medios (107200) que analizan sintacticamente al menos dos tramas de senal de cada una de las senales de difusion desintercaladas en frecuencia, para sacar datos de Conductos de Capa Ffsica, PLP, en donde la trama de senal incluye un preambulo y sfmbolos de datos, en donde los sfmbolos de datos incluyen los datos de los PLP;

   medios (615300) que decodifican informacion de senalizacion para senalizar los datos de los PLP, procesando MISO, Multiples Entradas Salida Unica, la informacion de senalizacion;

   medios (615200) que decodifican datos de al menos uno de los PLP, en donde los medios (615200) comprenden:

   medios (612220-0, 612220-1) que desintercalan en tiempo los datos de al menos uno de los PLP,

   medios (612230-0, 612230-1) que desintercalan en celdas los datos desintercalados en tiempo de al menos uno de los PLP,

   medios (615210) que procesan con Multiples Entradas Multiples Salidas, MIMO, los datos desintercalados en celdas del al menos uno de los PLP, para sacar dos senales de salida y

   medios (612240-0, 612240-1) que descorrelacionan con Modulacion de Amplitud en Cuadratura, QAM, las dos senales de salida; y

   5 medios (615100) que procesan MISO datos de los otros PLP.
6. 6. El aparato de la reivindicacion 5, en donde los medios (615210) realizan procesamiento MIMO usando una matriz de decodificacion MIMO que tiene coeficientes de decodificacion MIMO espedficos, en donde los coeficientes de decodificacion MIMO espedficos se definen dependiendo de una pluralidad de modos de QAM.
7. 7. El aparato de la reivindicacion 5, en donde la informacion de senalizacion indica informacion de longitud de 10 desintercalado de tiempo.