ES2395460B2 - Método y dispositivo de transformación de corriente continua en corriente alterna - Google Patents

Abstract

Método y dispositivo de transformación de corriente continua en corriente alterna.#La presente invención es un método de transformación que permite transformar corriente continua en alterna con un nivel de aprovechamiento de la continua de entrada elevado y baja distorsión armónica total (DAT). El dispositivo que permite llevar a cabo este método también es objeto de la invención.#El campo de aplicación de la invención, principalmente cuando se aplica para obtener corriente trifásica, es el de las fuentes de alimentación de lo que se denomina sistemas embarcados, como puede ser en aviones, barcos y especialmente ferrocarriles. Un segundo campo de aplicación es el de control de motores trifásicos.

Description

MÉTODO Y DISPOSITIVO DE TRANSFORMACIÓN DE CORRIENTE CONTINUA EN CORRIENTE ALTERNA

S

OBJETO DE LA INVENCIÓN

10

La presente invención es un método de transformación que permite transformar corriente continua en alterna con un nivel de aprovechamiento de la continua de entrada elevado y baja distorsión armónica total (DAT). El dispositivo que permite llevar a cabo este método también es objeto de la invención.

15

El campo de aplicación de la invención, principalmente cuando se aplica para obtener corriente trifásica, es el de las fuentes de alimentación de lo que se denomina sistemas embarcados, como puede ser en aviones, barcos y especial-mente ferrocarriles. Un segundo campo de aplicación es el de control de motores trifásicos.

20

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN

25

La transformación de corriente continua en corriente alterna es un pro-blema ya resuelto en el estado de la técnica por ejemplo por medio de inversores que generan un tren de pulsos que, una vez filtrados haciendo uso de inductancias y condensadores, da lugar a una señal sinusoidal.

30

En el caso de requerir una salida de corriente alterna trifásica, el dispo-sitivo dispone de tres líneas de salida, cada una con su inversor individual, de tal modo que las salidas se generan con un desfase de 120º entre sí. La agrupación de inversores individuales se denomina simplemente inversor y se entiende que este inversor tiene una salida trifásica.

35

El modo de establecer los momentos en los que el inversor lleva a cabo los cambios de corte a conducción o viceversa para la generación de pulsos está gobernado por un dispositivo de control. Habitualmente, los instantes de cambio

están precalculados y almacenados en una tabla en unos medios de almacenamien-

to del dispositivo de control de modo que este dispositivo de control únicamente

determina a lo largo del tiempo el instante en el que el inversor debe actuar y da la

señal correspondiente al inversor.

S

Para generar un tren de pulsos de anchura variable que tras ser filtrada

se obtenga una señal sinusoidal se generan dos funciones distintas, una función

que corresponde a una onda portadora dependiente del tiempo y de una determi-

nada frecuencia fe; y, una función que corresponde a una onda moduladora tam-

10

bién dependiente del tiempo y de frecuencia /o, coincidente con la frecuencia obje-

tivo de la corriente alterna.

La onda portadora habitualmente es triangular. La onda moduladora,

cuando se superpone a la onda portadora, da lugar a un conjunto de puntos de

15

corte. En los puntos donde produciéndose la intersección entre las dos ondas, la

onda moduladora pasa a ser mayor que la portadora se establece la conducción de

los dispositivos de una rama del inversor. En los dispositivos que ocupan la otra

rama, se establece el corte en vez de la conducción, resultando sus señales de acti-

vación complementarias.

20

Con esta estrategia se establecen los instantes de tiempo donde los

medios de control deben gobernar los cambios en el inversor. La generación de

estas ondas puede llevarse a cabo en los medios de control. No obstante, lo habi-

tual es precalcular los instantes de tiempo y una vez calculados almacenarlos en

25

unos medios de almacenamiento dispuestos en los medios de control para ser utili-

zados posteriormente cuando inversor y medios de control se encuentran en modo

operativo. Las tablas que contienen los instantes de cambio del inversor solo nece-

sitan almacenar los valores de un periodo y repetir el patrón para cada periodo de

tiempo.

30

El objetivo es obtener una señal de salida lo más cercana a una señal si-

nusoidal. Si la señal muestra algún tipo de desviación respecto de una señal sinu-

soidal, en la representación en el espacio frecuencial de esta señal se muestran

componentes de amplitud no nulas en frecuencias distintas a la fundamental. Estas

35

componentes imponen el parámetro conocido como distorsión armónica. Tanto en

los sistemas embarcados como en el control de motores, una distorsión armónica total (DAT) elevada de la tensión o de la corriente de salida del convertidor puede ocasionar fallos en las cargas a las cuales se suministra energía. El efecto técnico de esta distorsión armónica es la reducción de la vida útil o bien el sobrecalentamien-too la vibración en los motores. De hecho, en todas las aplicaciones en las que se debe alimentar una serie de cargas, la guía práctica del IEEE (IEEE estándar 519) establece el valor de la DAT por debajo del 10% con el fin de evitar daños futuros a las cargas. La DAT se define como:

DAT = .jl.r;:=2(lfn,rms)2 v1,rms

10 Uno de los problemas con los que se encuentran estos dispositivos de transformación de corriente continua en alterna es el de las fluctuaciones del nivel de tensión de la línea de alimentación continua. En los sistemas ferroviarios con alimentación en corriente continua (CC) desde la catenaria, la norma EN-50163,

15 establece que la tensión de la catenaria puede variar desde un 70% de su valor nominal hasta un 120%. Este amplio rango de variación de la tensión de alimenta-ción del equipo exige una gran capacidad de regulación por parte del mismo. Por lo tanto, incluso para el mínimo valor de tensión de entrada se debe poder propor-cionar la tensión o corriente de salida nominal. Esto conlleva tener que disponer en

20 el equipo de un gran aprovechamiento del bus de corriente continua. Una forma de aumentar el aprovechamiento del bus de continua es mediante la técnica denomi-nada quot;sobremodulaciónquot; del inversor (que se explica a continuación), no obstante, en el campo de aplicación citado suele descartarse el uso de esta técnica porque aparecen armónicos de baja frecuencia sobre los que no se tiene control aumen-

25 tanda por ello la DAT tanto de la tensión como de la corriente.

Para mantener la potencia de salida cuando desciende la tensión de la línea de alimentación es necesario incrementar el área de los pulsos que dan lugar por integración, a la señal de salida alterna.

Si la onda moduladora supera en amplitud a la onda portadora deja de producirse intersección alguna entre ambas y el tren de pulsos muestra un pulso de anchura mucho más grande. El efecto técnico de este cambio es la obtención de una señal de salida con un mayor valor eficaz. Esta técnica es la mencionada so-bremodulación, que permite por ejemplo compensar la caída de la tensión en la línea de alimentación continua. No obstante esta técnica tiene varios efectos nega-tivos, los intervalos de tiempo en los que sí existe intersección entre la onda porta-dora y la onda moduladora ya no cubren todo el periodo de la onda moduladora y por lo tanto el control sobre la forma de la onda de salida también es menor; y, la señal de salida incrementa su distorsión armónica.

En el caso de generar una salida trifásica existe por ejemplo un método para tratar de reducir este inconveniente sumando a la señal moduladora un tercer armónico.

Este tercer armónico incrementa la pendiente de la onda moduladora en los flancos de la onda y achata el máximo en la parte central. Al achatarse el máximo, se tiene un cierto margen donde la onda moduladora sigue teniendo pun-tos de corte con la onda portadora y por lo tanto generando un mayor número de puntos de cambio en el inversor.

La introducción de un tercer armónico no introduce a la salida una ma-yor distorsión puesto que al ser la salida trifásica se produce un efecto compensa-torio entre las tres fases.

No obstante, esta técnica tiene un límite. Si se sigue aumentando la amplitud de la señal moduladora, aunque esté achatada en el extremo (máximo o mínimo), éste acaba superando la amplitud de la onda portadora.

Se define el índice de modulación M como la relación entre las amplitu-des de la señal de referencia y señal portadora y su expresión adopta distintas for-mas dependiendo del ejemplo de realización. Así, en el caso monofásico, la zona en que el índice de modulación es menor a uno se denomina zona lineal. Si se incre-menta M, la amplitud de la onda moduladora supera a la de la onda portadora y se entra en la zona de sobremodulación. Para el caso trifásico, dependiendo del tipo de modulación se puede conseguir llegar hasta un valor de M=1,15 en la zona lineal sin llegar a la sobremodulación. A partir de ese valor, si se incrementa M se entra

en la zona de sobremodulación.

Se define también m¡, índice de modulación en frecuencia, como la re-

lación de frecuencias entre la onda portadora y la onda moduladora m¡=fc/f0 .

S

Si se representa la DAT frente al índice de modulación M, existe un pri-

mer intervalo que se denomina lineal donde la onda moduladora siempre presenta

intersección con la onda portadora. En este intervalo los valores la DAT suelen en-

contrarse por debajo de los valores admisibles, siendo por lo tanto adecuados. Tras

10

superar la zona lineal se encuentra el rango del índice de modulación M en el que

existe sobremodulación. Mediante sobremodulación, en un estrecho rango del

índice de modulación, la DAT tiene unos valores aceptables, pero en seguida se

eleva a valores inadmisibles.

15

La presente invención establece una estrategia de modulación que re-

duce drásticamente la DAT para valores del índice de modulación M situados en el

rango de sobremodulación (Mgt;1 para el caso monofásico y M gt;1,15 para el caso

trifásico). Esta estrategia consiste en un método de transformación que permite

aumentar el aprovechamiento del bus de corriente continua por parte del inversor,

20

consiguiendo al mismo tiempo reducir la DAT de la tensión (si por ejemplo se utiliza

para construir fuentes de alimentación embarcadas) o DAT de la corriente de salida

(si por ejemplo se utiliza para el control de motores) mediante la correcta modula-

ción del inversor.

25

DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN

Un primer aspecto de la invención es un método de transformación de

corriente continua en corriente alterna. Este método hace uso de un dispositivo

que comprende:

30

• Una línea de alimentación de corriente continua susceptible de sufrir fluctuacio-

nes de tensión.

Esta línea es la línea de entrada a partir de la cual se obtiene la energía para ob-

tener la salida de corriente alterna. Esta línea es susceptible de sufrir fluctua-

ciones, en particular descendiendo por debajo del valor nominal. En estos casos

35

la invención permite un mejor aprovechamiento de la línea de entrada o bus de

entrada para seguir entregando una señal de salida alterna dentro de los valo-

res nominales.

• Un inversor conectado a la línea de alimentación de corriente continua para la

transformación de la señal de corriente continua en una salida según un tren de

S

pulsos para la alimentación de una carga adaptada para operar en tensión o co-

rriente alterna.

El inversor es el dispositivo que lleva a cabo la generación del tren de pulsos. La

entrada del inversor es alimentada con la línea de alimentación de corriente

continua y, siguiendo unas señales de control, el inversor corta o conduce per-

lO

mitiendo pasar la corriente desde la línea de alimentación. Es de destacar que

este dispositivo consume energía en las transiciones de encendido y apagado

así como durante el estado de conducción en el que el dispositivo está encen-

dido.

• Un sistema de control para gobernar la generación de pulsos de disparo del in-

15

versar.

El sistema de control es el que genera la señal de control que determina los ins-

tantes de tiempo en los que el inversor debe realizar los cambios entre corte y

conducción. Es sistema de control es el que define qué forma ha de tener el

tren de pulsos.

20

Haciendo uso de estos componentes, el método de transformación de

corriente continua a corriente alterna de acuerdo a este primer aspecto de la in-

vención comprende las siguientes etapas:

• Establecer un valor umbral para la señal de tensión en la línea de alimentación

de corriente continua por debajo del cual/a tensión de entrada se considera

25

crítica.

La línea de alimentación de corriente continua es susceptible de sufrir fluctua-

ciones de tensión. El método según la invención permite obtener a la salida del

dispositivo de transformación una salida con menor DAT cuando la tensión de

la línea de entrada es baja. La definición de un valor de umbral para la tensión

30

en la línea de alimentación permite establecer el criterio por el que se lleva a

cabo el modo particular de generar el tren de pulsos según la invención que da

lugar a una menor DAT.

• Definir una onda portadora como función dependiente del tiempo de una de-

terminada frecuencia fe, y

35

definir una onda moduladora como función dependiente del tiempo, de frecuen-

cia fundamental fa, coincidente con la frecuencia objetivo de la corriente alter-

na, opcionalmente modificable sumando una función compuesta por frecuen-

cias múltiplo de la frecuencia fundamental fa.

Al igual que en el estado de la técnica se definen dos ondas, la onda portadora y

S

la onda moduladora. La definición de ambas ondas no tiene porqué llevarse a

cabo en el sistema de control aunque esto sea posible. Lo más habitual es que

ambas ondas se definan fuera del sistema de control así como cualquier valor

calculado a partir de estas dos ondas. La forma más habitual de la onda porta-

dora es triangular de tal modo que entre dos valores extremos la variación es

10

lineal.

•

Establecer como instantes de disparo para provocar el corte y la conducción en

el inversor a través del sistema de control/os instantes en los que se produce la

intersección entre la onda portadora y la onda moduladora.

Esta es la forma habitual de calcular los instantes de disparo tanto en corte co-

15

mo en conducción. Por ejemplo, si la intersección de la onda moduladora se

produce en aquellos tramos de la onda portadora en los que ésta segunda es

creciente se determina el instante de corte y si el tramo de la onda portadora

es decreciente se determina el instante de conducción. Es posible establecer el

criterio opuesto. Visto de otro modo, los instantes de conmutación se estable-

20

cen cuando el valor instantáneo de la onda moduladora está por encima o por

debajo del valor instantáneo de la portadora.

•

Generar una secuencia de instantes de disparo en el sistema de control conmu-

tando el inversor.

Los instantes de disparo (a corte o a conducción) son una secuencia de valores

25

que corresponden a los instantes de tiempo donde se produce el disparo. Lo

más eficiente, aunque no es la única forma de establecer estos valores, es con-

siderar estos valores referenciados al origen del periodo de la onda modulado-

ra. De esta forma, si estos valores en un modo particular de realización de la in-

vención se almacenan en una tabla para su uso por parte de los medios de con-

30

trol, solo es necesario a lo sumo almacenar los valores comprendidos en un pe-

riodo.

•

Proveer de una salida en el inversor de acuerdo al tren de pulsos gobernado por

el sistema de control.

Una vez determinados los instantes de disparo, la generación del tren de pulsos

35

se obtiene por la actuación del inversor de acuerdo a la señal de control. En un

ejemplo de realización, este tren de pulsos puede ser filtrado mediante una carga dando lugar a una señal sinusoidal cuya distorsión armónica dependerá de la anchura y separación (caso de tratarse de una técnica de modulación que no opera a frecuencia constante, tal como la eliminación de armónicos) de cada

S pulso que configura el tren de pulsos. En otro ejemplo de realización el tren de pulsos alimenta directamente un motor. La inducción del motor actúa ya como un filtro de la corriente cedida por el inversor al motor y por lo tanto es posible la conexión directa inversor motor sin necesidad de interponer otro filtro entre ellos.

10 Una vez establecido el conjunto de etapas que permiten la transformación de co-rriente continua en corriente alterna, la invención establece el siguiente modo de actuación:

La unidad de control lleva a cabo la generación de una secuencia de instantes de disparo conforme a una onda portadora con una frecuencia superior a fe cuando: 15 • la tensión de la línea de entrada baja por debajo del valor umbral pasando a ser crítico; y,

• el sistema de control opera con una onda moduladora tal que se encuentra en sobremodulación.

La invención cambia el patrón de instantes de disparo de acuerdo a la definición de

20 una onda portadora distinta y de frecuencia superior a fe cuando se dan las dos condiciones indicadas, el descenso de la tensión por debajo de un valor umbral y si además el sistema de control está operando de acuerdo a una onda moduladora tal que se encuentra en sobremodulación.

25 En estas condiciones se ha verificado que el tren de pulsos generado por el inversor resulta con una DAT inferior para índices de modulación elevados y para los cuales, sin aplicar este cambio, la DAT sería muy elevada.

La implementación de un inversor da lugar a un dispositivo con unas

30 importantes pérdidas de potencia asociadas a las transiciones de encendido yapa-gado que se producen durante los cambios (corte o conducción). Cuando se está bajo condiciones de sobremodulación, en la parte central del extremo de la onda moduladora, donde la onda moduladora supera a la onda portadora, existe un pul-so de mayor anchura que en el resto del periodo. El método según la invención

35 hace uso de un mayor número de cambios en los flancos de la onda moduladora

S

donde sí existe posibilidades de modificar los instantes de conmutación ya que en esta zona pueden producirse intersecciones entre la onda moduladora y la onda portadora. El mayor consumo en estos flancos se ve compensado con la no conmu-tación en la parte central donde se favorece la disipación de la energía térmica y por lo tanto el sobrecalentamiento del inversor.

lO

Un segundo aspecto de la invención se refiere a un dispositivo confor-me a la reivindicación 8 para la transformación de corriente continua en corriente alterna y que está adaptado para llevar a cabo un método conforme al primer as-pecto de la invención.

15 20

El sistema de control está adaptado para gobernar al inversor conforme a las intersecciones de una determinada onda portadora y a una determinada onda moduladora. En cualquiera de los casos, teniendo en cuenta la posibilidad de cam-bio de frecuencia en la onda portadora, estas intersecciones bien pueden estar precalculadas y almacenadas en unos medios de almacenamiento listas para ser leídas y utilizadas en cada ciclo de la onda moduladora; o bien pueden calcularse en todo momento mediante una unidad de proceso capaz de ejecutar un programa de ordenador. En este segundo caso los instantes de disparo que la unidad de con-trol provee al inversor se calcularían en tiempo real por la unidad de proceso.

25

Se incorporan por referencia los métodos particulares que resultan de las reivindicaciones dependientes 2 a 7 y que se incorporan por referencia a esta descripción. Igualmente se incorporan por referencia los dispositivos de acuerdo a las reivindicaciones 8 a 13.

DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS

30

Estas y otras características y ventajas de la invención, se pondrán más claramente de manifiesto a partir de la descripción detallada que sigue de las for-mas preferidas de realización, dadas únicamente a título de ejemplo ilustrativo y no limitativo, con referencia a las figuras que se acompañan.

Figura 1

En esta figura se muestra un ejemplo de realización de la invención

representado mediante un esquema eléctrico. El dispositivo mostra-

do está destinado a alimentar un motor de CA (4) trifásico, motor de

corriente alterna,

con reducción de la DAT de la corriente (DA Ti)

aplicada al mismo.

S

Figura 2 En esta figura se muestra un segundo ejemplo de realización de la

invención representado mediante un esquema eléctrico. El dispositi-

vo mostrado está destinado a alimentar una serie de cargas de CA

monofásicas (7) con reducción de la DAT de la tensión (DATv) aplica-

da a las mismas.

10

Figura 3

En esta figura se muestra un tercer ejemplo de realización de la in-

vención representado mediante un esquema eléctrico. El dispositivo

mostrado está destinado a alimentar una serie de cargas de CA trifá-

sicas (9) con reducción de la DAT de la tensión (DATv) aplicada a las

1S

mismas.

Figuras 4a, 4b, 4c y 4d

En estas gráficas se muestra el modo de determinar la generación de

pulsos. Las figuras 4a y 4b muestran las gráficas que representan a

20

las ondas portadora y moduladora en modos distintos así como los

respectivos pulsos generados según el régimen de modulación con-

templado. En la figura 4a se muestra el caso de modulación lineal y

en la figura 4b se muestra el caso de entrada en sobremodulación

con pérdida de pulsos.

Las figuras 4c y 4d muestran el espectro

2S

armónico de la tensión de salida de la línea. En estas dos gráficas, el

eje de ordenadas representa la magnitud del armónico (p.u.) y el eje

de abscisas representa el índice de armónico.

Figuras Sa, Sb, Se y Sd

30

En estas gráficas se muestran la onda portadora y la onda modulado-

ra cuando se incrementa la frecuencia de la primera de acuerdo a un

modo de realización de la invención para determinar la generación

de pulsos. Las figuras Sa y Sb muestran las gráficas que representan

a las ondas portadora y moduladora en un ejemplo de realización

3S

con la nueva técnica de modulación, así como los pulsos generados

según el régimen de modulación contemplado. muestran representados esquemáticamente en esta figura son:

En la figura Sa se muestran las dos ondas tras entrar en sobremodu-

lación con pérdida de pulsos tras haber aplicado un incremento de la

frecuencia de la portadora.

S

En la figura Sb se muestra el mismo ejemplo incrementando el índice

de modulación M y aumentando también la frecuencia de la porta-

dora.

En las figuras Se y Sd se muestra el espectro armónico de la tensión

de salida de la línea dependiendo del índice de modulación M.

10

Figura 6

La figura 6 contiene una gráfica en la que se muestra la DAT de la

corriente inyectada (DATi) para el uso con un motor de CA (4) trifási-

co frente al índice de modulación M según distintas técnicas de mo-

dulación conocidas comparándolas con la técnica de modulación de

1S

la invención, todas a igualdad de filtro

Figura 7

La figura 7 contiene una gráfica en la que se muestra la DAT de la

tensión de salida (DATv) frente al índice de modulación M para el ca-

so monofásico según distintas técnicas de modulación, comparando

20

una técnica de modulación conocida con la técnica de modulación

de la invención, todas a igualdad de filtro.

Figura 8

En esta gráfica se muestra la DAT de la tensión de salida, DATv, fren-

te al índice de modulación M para el caso trifásico según distintas

2S

técnicas de modulación conocidas comparándolas con la técnica de

modulación de la invención, todas a igualdad de filtro.

EXPOSICIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN

30

En la figura 1 se muestra un ejemplo de realización de la invención que

comprende un sistema de generación de corriente alterna trifásica (que se indica

mediante 111 en la línea de entrada al motor) para alimentar un motor de CA (4)

trifásico donde el dispositivo está adaptado para obtener una reducción de la DAT

3S

de la corriente (DATi) aplicada al motor de CA (4). Los distintos elementos que se

•

Una línea de alimentación de corriente continua. En el ejemplo de realización puede ser una línea catenaria (S) de alta tensión. En la práctica estas líneas su-fren muchas fluctuaciones por ejemplo por la presencia de otras cargas que ex-traen energía de la misma, pero también podría ser una línea sin fluctuaciones.

•

Un filtro de entrada LC (1) normalmente utilizado para filtrar la entrada de la línea de alimentación de corriente continua cuya utilidad es la eliminación de picos de tensión o fluctuaciones asociadas a altas frecuencias así como ayudar a la operación segura del equipo junto con los elementos de protección. Este fil-trono sería necesario si se dispone de una corriente continua sin ruido de alta frecuencia y sin variaciones espurias o picos que pudieran dañar al equipo.

•

Un inversor (2) destinado a generar un tren de pulsos. En este ejemplo de reali-zación el inversor (2) es trifásico.

•

Un sistema de control (3) donde en este ejemplo de realización está formado por un sistema de control (3) digital. Este es el dispositivo encargado de generar el patrón de disparo del inversor (2). El sistema de control (3) digital puede es-tar formado por un microprocesador, una FPGA, un DSP, etc.

•

Un motor de CA (4) trifásico; en caso de que la carga sea un motor de CA, éste se conecta directamente al inversor (2).

Debido a la reducción de la DAT de la corriente inyectada al motor de CA (4), las ventajas que se obtienen al aplicar esta técnica de modulación son:

•

Reducción de las pérdidas en el sistema Ya que no solo se mejora la Distorsión Armónica Total de la corriente, DATi, sino también la Distorsión Armónica Pon-derada de la corriente, que está íntimamente relacionada con las pérdidas en los conductores de conexión y del motor.

•

Reducción de pares parásitos en el motor.

•

Aumento del rendimiento del sistema.

•

Reducción de vibraciones.

En la figura 2 se muestra el segundo ejemplo de realización de la inven-ción que comprende un sistema de generación que entrega la corriente generada a un bus de tensión alterna monofásica (la salida monofásica se representa mediante 1en la línea) para alimentar las cargas de CA monofásicas (7). Los distintos elemen-tos que se muestran en esta figura son:

•

Una línea de alimentación de corriente continua.

•

Un filtro de entrada LC (1) normalmente utilizado para filtrar la entrada de la línea de alimentación de corriente continua cuya utilidad es la eliminación de picos de tensión o fluctuaciones asociadas a altas frecuencias. Este filtro no ser-ía necesario si se dispone de una corriente continua sin ruido de alta frecuencia y sin variaciones espurias o picos que pudieran dañar al equipo

•

Un inversor (2) destinado a generar un tren de pulsos. Dicho inversor (2) será monofásico en este ejemplo de realización y alimenta las cargas de CA monofá-sicas (7).

•

Un sistema de control (3) donde en este caso particular también está formado por un sistema de control (3) digital. Este es el dispositivo encargado de generar el patrón de disparo del inversor (2). Este sistema de control (3) digital puede estar formado por un microprocesador, una FPGA, un DSP, etc.

•

Filtro de CA (6) encargado de filtrar las componentes armónicas de alta fre-cuencia de la tensión de salida del inversor (2) y por tanto de conseguir una Dis-torsión Armónica Total (DAT) aceptable en la tensión de salida que alimenta las cargas de CA monofásicas (7).

•

Las ya nombradas cargas de CA monofásicas (7). Éstas son cargas lineales dis-puestas a la salida del filtro de CA (6).

En este ejemplo de realización donde el bus de salida es un bus de CA monofásico, la nueva técnica de modulación consigue mejorar el comportamiento del sistema respecto a la técnica PWM convencional, ya que permite aumentar el índice de modulación en un 8% manteniendo valores de DAT por debajo del10%.

En la figura 3 se muestra un tercer ejemplo de realización de la inven-ción formado por un sistema de generación de corriente alterna trifásica en un bus para alimentar una o más cargas de CA trifásicas (9) llevando a cabo una reducción de la DAT de la tensión (DATv) según el método de la invención.

Los elementos mostrados en la figura son los mismos que en el caso monofásico solo que ahora el bus de corriente alterna es de corriente trifásica así como las cargas que reciben la corriente generada. En esta figura se ha incorporado adicionalmente un transformador de potencia (8) encargado de proporcionarais-!amiento galvánico entre el inversor (2) y las cargas de CA trifásicas (9), así como

para adaptar los niveles de tensión y corriente; este transformador de potencia (8)

podría no incluirse resultando un sistema al que también es aplicable la invención,

y que tendría iguales ventajas que en el caso con transformador. Además se incluye

el filtro de CA (6) que reducirá la DATv de la tensión aplicada a las cargas de CA

S

trifásicas (9).

En los ejemplos de realización, en caso de haber un filtro de entrada LC

(1), debido a la lenta dinámica del filtro de entrada LC (1), el uso de lazos rápidos de

control o filtros activos queda desestimado debido a las restricciones de estabilidad

10

existentes. Por lo tanto, la regulación del convertidor puede considerarse cuasi-

estática y un control adecuado basado en la selección del índice de modulación es

suficiente para obtener un comportamiento satisfactorio.

Como se ha comentado, el índice de modulación M se define de dife-

15

rentes formas en función del ejemplo de realización:

•

Para el primer ejemplo de realización donde no hay transforma-

dor de potencia (8) ni filtro de CA (6) y donde la salida trifásica

alimenta un motor de CA (4) trifásico, el índice de modulación

20

está definido como M={2V1)/Vdc donde Vdc es el valor de la ten-

sión pico en el bus de corriente continua de la que se alimenta

el inversor (2), y V1 es la amplitud de la componente fundamen-

tal de la tensión línea-neutro

de la salida del inversor (2)

V1 =

VaL_RMs ~con VaL_RMs la tensión eficaz de la línea aplicada

25

a la carga.

•

Para el segundo ejemplo de realización, caso monofásico, el

índice de modulación está definido como M=(V1)/VdcG{1} donde

Vdc es el valor de la tensión en el bus de corriente continua de la

que se alimenta el inversor (2), V1 es la amplitud de la compo-

30

nente fundamental de la tensión de salida del inversor (2), y

G{l} la ganancia del filtro de CA (6) para el primer armónico.

Donde vl =

Va_RMS..fl. con Vo_RMS la tensión eficaz aplicada a la

carga.

•

Para el tercer ejemplo de realización, caso trifásico con trans-

35

formador de potencia (8), el índice de modulación está definido

como M={2RtV1)/VdcG{1} donde Rt es la relación de transforma-

ción del transformador de potencia (8) de corriente continua a

alterna, Vdc es el valor de la tensión en el bus de corriente conti-

nua de la que se alimenta el transformador de potencia (8), V1

es la amplitud de la componente fundamental de la tensión fa-

S

se-neutro de la salida del inversor (2) y G{l} es la ganancia del

filtro de CA (6) para el armónico fundamental.

Donde Rt = N1~-gt;, siendo N1 y N2 los números de espiras en el N2 v3

transformador de potencia (8) del primario y secundario respec-

tivamente para el caso de un transformador con conexión trián-

10

gulo estrella, y V1 es igual que para el primer ejemplo de realiza-

., V V J2 CIOn 1 = OL_RMS J'j'

La variación del índice de modulación M es susceptible de ser imple-

mentada por medio de un control de tipo feedforward de la tensión de entrada y

15

un control de tipo feedback de la tensión de salida de CA con el fin de compensar

las caídas de tensión parásitas.

En el nuevo modulador propuesto para el sistema de las figuras 1 y 3

(trifásico) se incrementa el índice de modulación por encima de M=1,15, que es el

20

valor máximo de M proporcionado por las técnicas conocidas de modulación PWM

con inyección de tercer armónico o modulaciones de vector espacial y por otro la-

do, en el nuevo modulador propuesto para el sistema de la figura 2 (monofásico) se

incrementa el índice de modulación por encima de M=1, que es el valor máximo de

M proporcionado por las técnicas conocidas de modulación PWM. Al contrario que

25

en las técnicas citadas, la nueva técnica propuesta consigue entrar en sobremodu-

lación (Mgt;1 para monofásico o Mgt;1,15 para trifásico) pero decrementando la DAT.

La posibilidad de operar en sobremodulación, permite incrementar la capacidad de

regulación.

30

Justo en la frontera entre la zona lineal y la sobremodulación, pero ya

en sobremodulación, los armónicos dominantes son los de la portadora mfc±l. Los

armónicos de baja frecuencia (múltiplos de la moduladora) tienen un valor con mu-

cho menor peso en el valor de la DATi en la figura 1 o en la DATv a la salida del fil-

tro de CA (6) en las figuras 2 y 3.

Como puede observarse en la figura 4, cuando el índice de modulación

M se mueve hacia la sobremodulación (se pasa de la figura 4a a la figura 4b, donde

en el caso monofásico la amplitud de la onda moduladora supera a la de la porta-

dora, por lo que Mgt;1 o en el caso trifásico donde hay un margen en que la onda

S

moduladora supera a la onda portadora sin entrar en sobremodulación y se entra

en sobremodulación para Mgt;1,1S), en el espectro armónico de la tensión de salida

filtrada aparece un pequeño contenido armónico de baja frecuencia que se va in-

crementando al aumentar el índice de modulación M, figuras 4c y 4d, donde el eje

de ordenadas (vertical) muestra la magnitud del armónico (p.u.) frente al eje de

10

abscisas (horizontal) con el índice de armónico. Cabe destacar que existe una cota

superior o límite quot;físicoquot; para el índice de modulación M, que es el contenido

armónico de baja frecuencia de la onda cuadrada, la cual presenta una asíntota en

la DAT (M=1,27).

1S

Por ello si en el momento en que se pasa a sobremodular, se aprovecha

el hecho de que las conmutaciones van a ser menores en número y por tanto las

pérdidas en conmutación van a ser menores, una forma de mantener estas pérdi-

das y no aumentarlas es mantener el número de conmutaciones.

20

Esto se puede realizar incrementando la frecuencia de la portadora (pa-

so de la figura 4 a la figura S). El sistema de control (3) digital, que en modo opera-

tivo gobierna los disparos de generación de pulsos del inversor (2), está adaptado

para operar de acuerdo a un primer conjunto de instantes de disparo conforme a

una primera onda portadora de frecuencia fe y a un segundo conjunto de instantes

2S

de disparo conforme a una segunda onda portadora de frecuencia superior a fe· Por

lo que cuando la tensión de la línea de entrada se encuentra por debajo de un valor

umbral y la relación entre la onda moduladora y la onda portadora que determina

los instantes de disparo se encuentra en sobremodulación, el sistema de control (3)

digital está adaptado para conmutar desde el primer conjunto de instantes de dis-

30

paro al segundo conjunto de instantes de disparo (como se ha comentado, de fre-

cuencia mayor). Se observa que en el espectro armónico, al incrementar la fre-

cuencia de la portadora, el contenido armónico es de más alta frecuencia, como se

puede ver en las figuras Se a Sd, donde el eje de ordenadas (vertical) muestra la

magnitud del armónico (p.u.) frente al eje de abscisas (horizontal) que muestra el

3S

índice de armónico.

El aumento de la frecuencia de la onda portadora lleva consigo un des-

plazamiento hacia las altas frecuencias de los armónicos dominantes y por tanto

será más fácil filtrarlos. Es decir, a igualdad del filtro, la DATv y la DATi se reducen.

S

Debido al aumento de la frecuencia de la onda portadora, los armónicos de las

bandas laterales se desplazan a altas frecuencias, por lo tanto, con el mismo filtro

diseñado para la modulación en zona lineal, la atenuación conseguida es mayor

(ver figura 4 y figura 5). En este sentido, los armónicos introducidos por la portado-

ra se ven reducidos y con ello la DAT.

10

En las figuras 6, 7 y 8 se muestran las gráficas con la DAT de la corrien-

te, DATi, o la DAT del voltaje, DATv, inyectada para los distintos ejemplos de reali-

zación (correspondientes a las figuras 1, 2 y 3, respectivamente) dependiendo de

las técnicas usadas. Se compara la nueva técnica con las técnicas ya existentes. En

15

cada gráfica se distinguen distintas zonas, A, zona de modulación lineal; B, zona de

sobremodulación y la zona que se designa como C, que es la cota superior o límite

quot;físicoquot; de M que es el contenido armónico de baja frecuencia de la onda cuadrada,

la cual presenta una asíntota en la DAT (M=4/n).

20

Se ha definido m¡, índice de modulación en frecuencia, como la relación

de frecuencias entre la onda portadora y la onda moduladora m¡=/c//0 . El valor

preciso de mt no es obvio, ya que los valores que puede tomar son limitados.

Así, mt solo puede tomar valores impares, y además, dependiendo del

25

régimen de funcionamiento de las cargas de CA trifásicas (9) o el motor de CA (4),

existen distintas posibilidades en sistemas trifásicos dependiendo de si mt es múlti-

plo de tres.

Si se está trabajando con sistemas trifásicos y mt es impar y múltiplo de

30

tres, dependiendo del número de cortes objetivo entre las ondas moduladora y

portadora, sólo habrá unos valores de mt para los que en la tensión de salida de la

línea no aparecerán inter-armónicos.

El número de cortes entre la onda moduladora y onda portadora en un

35

periodo debe ser constante, el patrón de disparo presenta simetría de cuarto de

onda y por ser un sistema trifásico equilibrado, sólo es necesario almacenar los

instantes de disparo de un cuarto de periodo, puesto que la simetría se implemen-

ta también por software. Así, la tabla de control deberá contener un patrón de dis-

paro para cada índice de modulación M, es decir, la tabla de control deberá cante-

S

ner los instantes de disparo de la primera rama del inversor (2). Las otras ramas se

obtienen desfasando el patrón de disparo, mediante software, 120º y 240º.

Si se está trabajando con sistemas trifásicos y mt es impar pero no

múltiplo de tres, dependiendo del número de cortes objetivo entre las ondas mo-

lO

duladora y portadora, sólo habrá otros valores impares de mt para los que en la

tensión de salida de la línea no aparecerán inter-armónicos. En este caso se ha eli-

minado la restricción de que mt sea múltiplo de tres, sin embargo, la estrategia de

control debe ser más precisa para evitar la aparición de interarmónicos.

15

La tabla de control, en este caso, debe contener tres patrones de con-

mutación, uno para cada una de las ramas del inversor. En este caso (mt impar pero

no múltiplo de tres), el patrón de disparo posee simetría de media onda, por lo que

sólo es necesario almacenar los instantes de disparo de medio periodo.

20

Así, se observa en la figura 6 una gráfica con DAT (%)de la corriente

DATi inyectada al motor de CA (4) trifásico frente al índice de modulación M de-

pendiendo de las técnicas de modulación usadas a igualdad de filtro.

En esta gráfica se observa que con la técnica conocida como Elimina-

25

ción de Armónicos (EA) se va reduciendo la DAT hasta el límite establecido en

M=1,15. Es decir, la DAT de la corriente DATi en función de M disminuye a medida

que M aumenta. Debido a las limitaciones del sistema de ecuaciones, el índice de

modulación máximo que se puede obtener es de M=1,15, el cual es la frontera de

la zona lineal con la sobremodulación para el caso trifásico.

30

La siguiente técnica conocida y empleada en la gráfica es la sobremodu-

lación mediante modulación por ancho de pulsos (PWM) con inyección de tercer

armónico (PWM3). La evolución de la DAT de la corriente DATi de salida en función

del índice de modulación M, es ligeramente creciente a medida que M aumenta.

35

Una vez se entra en sobremodulación la DAT de la corriente DATi es muy superior

(por lo tanto deja de ser admisible) a la conseguida con la nueva técnica.

Se puede apreciar en la gráfica que con la nueva técnica (NT) se consi-

gue reducir la DAT al incrementar M tras la sobremodulación. En la gráfica se pue-

S

den apreciar las diferencias obtenidas en cuanto a la DATi según el m¡, índice de

modulación en frecuencia, sea o no múltiplo de tres.

La línea intermitente diferencia el caso de m¡ impar y múltiplo de tres y

la línea punteada muestra el caso de la nueva técnica con m¡ impar. Con la nueva

10

técnica, se contempla la solución de sobremodular el inversor para aumentar la

capacidad de regulación del mismo, pero puesto que la pérdida de pulsos hace au-

mentar la DAT de la corriente, DATi, y también hace aumentar las pérdidas del sis-

tema, con la nueva técnica se aumenta la frecuencia de la portadora para evitar

estos problemas.

15

En la figura 7 se muestra una gráfica con la DAT de la tensión de salida,

DATv, frente al índice de modulación M para el caso monofásico dependiendo de

las técnicas usadas a igualdad de filtro.

20

Así, se observa que mediante modulación por ancho de pulsos (PWM)

convencional en régimen de modulación lineal, se va reduciendo la DAT hasta el

límite establecido en M=l. Es decir, la DAT de la tensión de salida en función de M

disminuye a medida que M aumenta. Debido a las limitaciones del sistema de

ecuaciones, el índice de modulación máximo que se puede obtener es de M=1, el

25

cual es la frontera de la zona lineal con la sobremodulación para el caso monofási-

co.

Vemos en la gráfica que con la nueva técnica (NT) se consigue reducir la

DATv al incrementar M tras la sobremodulación. Con la nueva técnica, se contem-

30

pla la solución de sobremodular el inversor para aumentar la capacidad de regula-

ción del mismo, pero puesto que la pérdida de pulsos hace aumentar la DAT de la

tensión de salida DATv y las pérdidas del sistema, se aumenta la frecuencia de la

portadora para evitar estos problemas.

En la figura 8 se muestra la DAT de la tensión DATv de salida frente al

índice de modulación M para el caso trifásico dependiendo de las técnicas usadas a igualdad de filtro.

Así, se observa que con la técnica conocida como Eliminación de Armó-nicos (EA) se va reduciendo la DAT hasta el límite establecido en M=1,15. Es decir, la DAT de la tensión de salida en función de M disminuye a medida que M aumen-ta. Debido a las limitaciones del sistema de ecuaciones, el índice de modulación máximo que se puede obtener es de M=1,15, el cual es la frontera de la zona lineal con la sobremodulación para el caso trifásico, como ya se ha comentado.

La siguiente técnica empleada conocida es la sobremodulación median-te PWM con inyección de tercer armónico (indicada como PWM3 en la gráfica). La evolución de la DAT de la tensión de salida en función del índice de modulación M, es creciente a medida que M aumenta. Una vez se entra en sobremodulación la DAT de la tensión de salida posee un crecimiento exponencial a medida que au-menta el índice de modulación M ocasionado por la pérdida de pulsos y el alto con-tenido armónico de baja frecuencia sobre el que no se tiene control.

Vemos en la gráfica que con la nueva técnica (NT) se consigue reducir la DATv al incrementar M tras la sobremodulación. En la gráfica se pueden apreciar, respecto al tramo ampliado, las diferencias obtenidas en cuanto a la DATv según el m¡, índice de modulación en frecuencia, sea o no múltiplo de tres. La línea intermi-tente diferencia el caso de m¡ impar y múltiplo de tres y la línea punteada muestra el caso de la nueva técnica con m¡ impar. Con la nueva técnica, se contempla la solución de sobremodular el inversor para aumentar la capacidad de regulación del mismo, pero puesto que la pérdida de pulsos hace aumentar la DAT de la tensión de salida y las pérdidas del sistema, se aumenta la frecuencia de la portadora para evitar estos problemas.

Claims (13)

1. REIVINDICACIONES

   1.-Método de transformación de corriente continua en corriente alterna mediante un dispositivo que comprende: 5 • una línea de alimentación de corriente continua susceptible de sufrir fluctuaciones de tensión;

   • un inversor conectado a la línea de alimentación de corriente continua para la

   transformación de la señal de corriente continua en una salida según un tren de

   pulsos para la alimentación de una carga adaptada para operar en tensión o colO rriente alterna; y

   • un sistema de control para gobernar la generación de pulsos de disparo del

   inversor,

   donde el método de transformación comprende las siguientes etapas:

   • establecer un valor umbral para la señal de tensión en la línea de alimentación

   15 de corriente continua por debajo del cual la tensión de entrada se considera crítica,

   •

   definir una onda portadora como función dependiente del tiempo de una determinada frecuencia/c,

   •

   definir una onda moduladora como función dependiente del tiempo, de fre

   20 cuencia fundamental/o, coincidente con la frecuencia objetivo de la corriente alterna, opcionalmente modificable sumando una función compuesta por frecuencias múltiplo de la frecuencia fundamental/o,

   • establecer como instantes de disparo para provocar el corte y la conducción en

   el inversor a través del sistema de control los instantes en los que se produce la 25 intersección entre la onda portadora y la onda moduladora,

   •

   generar una secuencia de instantes de disparo en el sistema de control conmutando el inversor,

   •

   proveer de una salida en el inversor de acuerdo al tren de pulsos gobernado por el sistema de control,

   30 caracterizado porque la unidad de control lleva a cabo la generación de una secuencia nueva de instantes de disparo verificando:

   • que la nueva secuencia de disparos es conforme a una segunda onda portadora con una frecuencia superior a la frecuencia f" manteniendo el número

   de disparos establecido en la primera secuencia de disparos; y, 35 • que el nuevo índice de modulación en frecuencia, definido como la relación

   de frecuencias entre la segunda onda portadora y la onda moduladora, es

   tal que la salida del inversor no contiene inter-armónicos, llevando a cabo esta segunda generación de instantes de disparo cuando:

   •

   la tensión de la línea de entrada baja por debajo del valor umbral pasando a ser crítico; v,

   •

   el sistema de control opera con una onda moduladora tal que se encuentra en sobremodulación.

2. 2.-Método según la reivindicación 1, caracterizado porque la onda portadora es triangular.
3. 3.-Método según la reivindicación 1, caracterizado porque la salida es trifásica.
4. 4.-Método según la reivindicación 3, caracterizado porque cada una de las líneas de la salida trifásica hace uso de una onda portadora común y de su propia onda moduladora.
5. 5.-Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el índice de modulación en frecuencia, m¡, definido como la relación entre la frecuencia portadora /e y la frecuencia moduladora f o, es impar.
6. 6.-Método según la reivindicación anterior, caracterizado porque el incremento de la frecuencia de la onda portadora/ees tal que el índice de modulación en frecuencia m¡, definido como la relación entre la frecuencia portadora / e V la frecuencia moduladora /0, se encuentra en un conjunto finito de valores preestablecidos dependiente del índice de modulación M.
7. 7.-Método según la reivindicación 1 o cualquiera de las reivindicaciones 3 a 6 caracterizado porque la onda moduladora se modifica sumando una función senoidal correspondiente al tercer armónico respecto de la frecuencia fundamental/o.
8. 8.-Dispositivo para la transformación de corriente continua en corriente alterna que comprende:

   •

   una línea de alimentación de corriente continua,

   •

   un inversor conectado a la línea de alimentación de corriente continua para la

   transformación de la señal de corriente continua en una salida según un tren de pulsos para la alimentación de una carga adaptada para operar en tensión o corriente alterna,

   •

   un sistema de control adaptado para actuar sobre el inversor estableciendo los instantes de disparo de dicho inversor conforme a las intersecciones de una determinada onda portadora de frecuencia le y a una determinada onda moduladora de frecuencia lo. coincidente con la frecuencia objetivo de la corriente alterna,

   caracterizado porque el sistema de control, que en modo operativo gobierna los disparos de generación de pulsos del inversor, está adaptado para operar de acuerdo a un primer conjunto de instantes de disparo conforme a una primera onda portadora de frecuencia le y a un segundo conjunto de instantes de disparo conforme a una segunda onda portadora donde:

   la segunda onda portadora es de frecuencia superior ale, la segunda onda portadora mantiene el número de disparos establecido en la primera secuencia de disparos; y, el nuevo índice de modulación en frecuencia, definido como la relación de fre cuencias entre la segunda onda portadora y la onda moduladora, es tal que la salida del inversor no contiene inter-armónicos,

   de tal modo que dicho sistema de control está adaptado para conmutar desde el primer conjunto de instantes de disparo al segundo conjunto de instantes de disparo cuando la tensión de la línea de entrada se encuentra por debajo de un valor umbral y la onda moduladora que determina los instantes de disparo se encuentra en sobremodulación.
9. 9.-Dispositivo según la reivindicación 8 caracterizado porque comprende unos medios de almacenamiento destinados a almacenar el primer conjunto de instantes de disparo, el segundo conjunto de instantes de disparo o ambos conjuntos.
10. 10.-Dispositivo según la reivindicación 8 caracterizado porque comprende una unidad de proceso adaptada para generar funciones correspondientes a la onda portadora de frecuencia!ey a la onda moduladora de frecuencia lo para determinar los instantes de disparo en los puntos de intersección de una con otra.
11. 11.-Dispositivo según la reivindicación 8 caracterizado porque comprende de un filtro de entrada pasa bajo en la línea de alimentación de corriente continua
12. 12.-Dispositivo según la reivindicación 8 caracterizado porque comprende tres inversores gobernados por el mismo sistema de control para la salida trifásica.
13. 13.-Dispositivo según la reivindicación 12 caracterizado porque la salida trifásica está conectada a un motor trifásico.