ES2371342T3 - Convertidor en transferencia directa de energía. - Google Patents

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ES2371342T3 ES04290276T ES04290276T ES2371342T3 ES 2371342 T3 ES2371342 T3 ES 2371342T3 ES 04290276 T ES04290276 T ES 04290276T ES 04290276 T ES04290276 T ES 04290276T ES 2371342 T3 ES2371342 T3 ES 2371342T3
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Almadidi Diallo
Philippe Puisieux
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Abstract

Convertidor en transferencia directa de energía que incluye: - una etapa primaria que incluye al menos un devanado primario de un transformador y al menos un interruptor gobernado que presenta fases de funcionamiento conductoras y no conductoras, - una etapa secundaria que incluye al menos un devanado secundario (10) de dicho transformador y un rectificador síncrono (1) que incluye: o al menos un primer transistor MOSFET (20), llamado interruptor directo, autogobernado y conductor durante las fases conductoras de dicho interruptor gobernado de la etapa primaria, llamadas fases de transferencia directa de la energía, o al menos un segundo transistor MOSFET (30), llamado interruptor de libre circulación, autogobernado y conductor durante las fases no conductoras de dicho interruptor gobernado de la etapa primaria, llamadas fases de libre circulación, - un filtro de salida (5), incluyendo dicho convertidor unos primeros medios autogobernados que, disparados en función de la tensión en bornes de dicho al menos un devanado secundario (10), aplican a dicho segundo transistor MOSFET (30) una correspondiente tensión de control apta para hacer conductor dicho segundo interruptor (30), dichos primeros medios autogobernados incluyen un primer circuito de transferencia de carga (CTC1) controlado directamente por dicha tensión en bornes de dicho devanado secundario (10), para aplicar a dicho segundo interruptor (30) una tensión de control sensiblemente constante y proporcionada por una fuente de tensión auxiliar (VAUX), caracterizado porque dicho al menos un devanado secundario va conectado en paralelo al rectificador síncrono (1), y dicho primer circuito de transferencia de carga (CTC1) incluye: - una red derivadora que comprende un condensador (42) unido en serie con una resistencia (43), estando unida dicha resistencia a un extremo (14) de dicho al menos un devanado secundario (10), detectando dicha red la variación de la tensión inducida por dicho al menos un devanado primario entre los bornes de dicho al menos un devanado secundario (10), - un transistor bipolar (40), llamado transistor de carga, siendo controlada la base de dicho transistor bipolar a través de dicha red, hallándose unido el emisor de dicho transistor bipolar a dicha fuente de tensión auxiliar y hallándose unido el colector de dicho transistor bipolar a la puerta de dicho segundo transistor MOSFET (30).

Description

Convertidor en transferencia directa de energia.
La invenci6n se refiere a un convertidor en transferencia directa de energia de tipo CA/CC o CC/CC, que incluye un rectificador sincrono autogobernado. En la continuaci6n del texto, la expresi6n <rectificador sincrono» designa preferentemente un rectificador sincrono autogobernado, es decir, un rectificador en el que los interruptores de rectificaci6n son gobernados a traves de uno o varios devanados de transformadores.
Son conocidos sistemas de conversi6n en transferencia directa de energia, que comprenden una fuente de tensi6n de entrada y al menos un interruptor primario gobernado, que da alimentaci6n a un transformador cuyo secundario va montado con al menos dos interruptores de potencia que constituyen un rectificador sincrono autogobernado. Dicho rectificador sincrono va montado en cascada con un filtro que suministra una tensi6n continua controlada a una aplicaci6n. En este tipo de cadena de conversi6n, el rectificador tiene como finalidad
suministrar a la aplicaci6n, a traves del filtro, la energia transferida por el transformador en el periodo conductor del interruptor primario, llamado fase de transferencia directa, y
bloquear la transferencia en el periodo no conductor de dicho interruptor primario, siendo alimentada la aplicaci6n mediante la bobina del filtro, a traves de un interruptor de libre circulaci6n tal como un transistor del rectificador, durante este periodo no conductor del interruptor principal primario, llamado fase de libre circulaci6n.
En la figura 1 se representa la parte secundaria 100 de semejante convertidor, del tipo de transferencia directa de energia asimetrica. La rectificaci6n es llamada de limitaci6n activa (<active clamp» en ingles).
La parte 100 incluye:
un devanado secundario 10 de transformador de potencia,
un rectificador sincrono 1 de tipo de transferencia directa,
un filtro de salida LC 5.
El rectificador sincrono 1 incluye dos transistores de potencia secundarios 20 y 30 y sus respectivos elementos de control 21 22 y 31 32, organizados en orden a asegurar la transferencia directa de energia por parte del transistor 20 y la fase de libre circulaci6n realizada por el transistor 30 con las minimas perdidas. Los elementos 21 y 31 son, por ejemplo, un diodo en paralelo con una capacidad y los elementos 22 y 32 son, por ejemplo, diodos Zener.
Esta soluci6n tan s6lo es posible mediante una optimizaci6n de la tensi6n de control de las puertas. El cableado de los elementos de control en autogobernado da tensiones en las puertas de los transistores de potencia cuyas amplitudes dependen directamente de la tensi6n de entrada en bornes del devanado primario, no representado, y por lo tanto, de la tensi6n de salida en bornes del devanado secundario 10. En los sistemas con transferencia directa de energia asimetricos de tipo de limitaci6n activa, las amplitudes de las tensiones de puerta varian en sentido inverso. Por ejemplo, la tensi6n disponible en la puerta del transistor 20, en la fase directa, es maxima para una tensi6n de entrada maxima. A la inversa, cuando la tensi6n de entrada disminuye, la tensi6n disponible en la puerta del transistor 30 aumenta para alcanzar un valor maximo que puede ser inadaptado.
A consecuencia de ello, esta soluci6n plantea un cierto numero de dificultades. Puede ocurrir que, en efecto, la tensi6n maxima de puerta de uno de los dos transistores no sea suficiente para realizar el control. Tal es el caso en particular cuando la tensi6n en bornes del devanado secundario 10 es pequena, del orden de 2 V. Una pequena tensi6n en bornes del devanado secundario puede producirse en particular en el caso de una tensi6n de entrada variable entre los bornes del devanado primario, por ejemplo entre 36 V y 72 V para una tensi6n media de 48 V, o entre 18 V y 36 V para una tensi6n media de 24 V y mas aun para intervalos mas amplios de tensi6n de entrada tales como 18 V 72 V. La tensi6n en bornes del devanado secundario puede ser entonces justo suficiente para controlar el transistor 20 a la fase directa pero insuficiente para controlar el transistor 30 a la fase de libre circulaci6n.
Por el contrario, para intensas tensiones de salida, superiores a 10 V, no es facil encontrar un buen compromiso entre una tensi6n de puerta suficiente en el transistor directo, en todo el intervalo de tensi6n de entrada, y una tensi6n de puerta maxima pero inferior al valor maximo admisible para la puerta del transistor de libre circulaci6n.
Es tambien conocido, con la patente US5430640, un convertidor de energia cuyo conmutador de libre circulaci6n es alimentado desde una fuente de tensi6n auxiliar.
No obstante, esta arquitectura no permite anticipar el cambio de fase en la senal de control y, por tanto, no minimiza las perdidas al maximo. En particular, en determinados casos de utilizaci6n, hay que acudir a un circuito limitador para limitar los picos de tensi6n en los transistores de rectificaci6n sincrona para evitar la avalancha de estos ultimos.
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La presente invenci6n esta orientada a realizar un convertidor en transferencia directa de energia en rectificaci6n sincrona autogobernado, en particular del tipo de limitaci6n activa, que permite suprimir tanto las perdidas de conducci6n, debidas a la inadecuaci6n de las tensiones de control cuando la tensi6n de salida es pequena, como las perdidas de conmutaci6n generadas cuando la tensi6n de salida es elevada, garantizando una tensi6n de control suficiente en la fase de libre circulaci6n y en la fase directa.
La presente invenci6n propone a tal efecto un convertidor en transferencia directa de energia segun la reivindicaci6n
1.
Gracias a la invenci6n, el gobierno del segundo interruptor para pasar a fase de libre circulaci6n es independiente de la tensi6n en bornes del devanado secundario durante la fase de libre circulaci6n. Asi, una variaci6n de la tensi6n de entrada, que, en la fase de libre circulaci6n, acarrearia una bajada de la tensi6n en bornes del devanado secundario, no tiene influencia alguna sobre el gobierno del interruptor secundario de libre circulaci6n.
De manera ventajosa, la fuente de tensi6n auxiliar estara realizada mediante un circuito tan simple como sea posible, pero con la condici6n de que pueda proporcionar una tensi6n conveniente en cualquier caso, segun el contexto de utilizaci6n del convertidor.
Asi, por motivos de compacidad y de coste, generalmente sera preferible que la fuente de tensi6n auxiliar tome su energia del propio convertidor. Esta podria ser tomada a la salida del convertidor, es decir, aguas abajo del filtro de salida.
No obstante, una soluci6n especialmente interesante en el caso en que la tensi6n de salida del convertidor fuera susceptible de pasar a quedar demasiado baja, consiste en que la fuente de tensi6n auxiliar pueda proporcionar una tensi6n sensiblemente igual a la tensi6n del devanado secundario durante la fase directa. Asi, la fuente de tensi6n auxiliar es un circuito proyectado para acumular energia proporcionada por el devanado secundario, bajo una tensi6n sensiblemente igual a la tensi6n de cresta disponible entre sus bornes. Esta disposici6n permite producir una tensi6n superior a la que se obtiene a la salida del convertidor ya que este ultimo no es sino la tensi6n media de la tensi6n presente en bornes del devanado secundario.
Asi, la tensi6n del devanado secundario se elige para optimizar el gobierno del primer interruptor transistor de transferencia directa de energia. La tensi6n de control del segundo interruptor que permite la entrada en fase de libre circulaci6n esta directamente relacionada con la tensi6n de control que permite la entrada en fase de transferencia directa de energia. El convertidor segun la invenci6n permite, por tanto, optimizar el gobierno del primer interruptor sin preocuparse del gobierno del segundo interruptor.
De acuerdo con una segunda variante, al incluir dicho convertidor unos segundos medios autogobernados para aplicar una tensi6n de control que permite hacer conductor dicho primer interruptor en fase directa, esta tensi6n de control es proporcionada por dicha fuente de tensi6n auxiliar por mediaci6n de un segundo circuito de transferencia de carga.
Asi, esta segunda variante permite gobernar los dos interruptores del rectificador mediante una tensi6n de control elegida, por ejemplo, a partir de una tensi6n sensiblemente igual a la tensi6n del devanado secundario durante la fase directa.
De acuerdo con una forma de realizaci6n particular, dicha fuente de tensi6n auxiliar incluye:
una capacidad,
un elemento rectificador unido por su primer extremo en serie con dicha capacidad y por su segundo extremo a un extremo de dicho devanado secundario, realizando dicho elemento rectificador una tensi6n auxiliar sensiblemente igual a la tensi6n del devanado secundario durante la fase directa.
Ventajosamente, entre la base y el emisor de dicho transistor bipolar de carga se halla un diodo montado en antiparalelo.
De manera especialmente ventajosa, el convertidor incluye unos medios para anticipar el corte de dicho segundo interruptor antes del paso a conducci6n de dicho primer interruptor en dicha fase directa.
De acuerdo con una forma de realizaci6n particular, dichos medios para anticipar el corte de dicho segundo interruptor antes de la puesta en conducci6n de dicho primer interruptor en dicha fase directa incluyen:
una red derivadora que comprende un condensador unido en serie a una resistencia, estando unida dicha resistencia a un extremo de dicho devanado secundario, detectando dicha red la variaci6n de la tensi6n inducida por dicho devanado primario entre los bornes de dicho devanado secundario,
un transistor bipolar, llamado transistor de anticipaci6n, siendo controlada la base de dicho transistor bipolar a traves de dicha red derivadora, hallandose unido el emisor de dicho transistor bipolar al drenador de dicho primer
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interruptor y hallandose unido el colector de dicho transistor bipolar a la puerta de dicho segundo interruptor.
Ventajosamente, segun esta ultima forma de realizaci6n particular, entre la base y el emisor de dicho transistor bipolar de anticipaci6n se halla montado un diodo en antiparalelo. Ventajosamente, dicho convertidor incluye unos medios para retardar la puesta en conducci6n de dicho primer
interruptor mientras dicho segundo interruptor este gobernado. De manera ventajosa, dichos medios para retardar la puesta en conducci6n de dicho primer interruptor mientras
dicho segundo interruptor este gobernado incluyen: un transistor MOSFET, llamado transistor de retardo, una resistencia que tiene un primer terminal unido a la puerta de dicho transistor de libre circulaci6n y un
segundo terminal unido a la puerta de dicho transistor de retardo,
una capacidad que tiene un primer terminal unido a la puerta de dicho transistor de retardo y un segundo terminal unido a la fuente de dicho transistor directo. De manera ventajosa, dicha etapa primaria y dicha etapa secundaria estan aisladas galvanicamente. Asi, el circuito conserva un aislamiento galvanico, con gran frecuencia indispensable en este tipo de convertidor por
motivos de seguridad.
Otras caracteristicas y ventajas de la presente invenci6n se pondran de manifiesto en la siguiente descripci6n de formas de realizaci6n de la invenci6n, dadas a titulo ilustrativo y en modo alguno limitativo. En las siguientes figuras: La figura 1 representa esquematicamente la parte secundaria de un convertidor en transferencia directa de energia
segun la tecnica anterior,
la figura 2 representa esquematicamente la parte secundaria de un convertidor en transferencia directa de energia segun una primera forma de realizaci6n de la invenci6n, la figura 3 representa los diagramas de tensi6n en funci6n del tiempo con relaci6n a un convertidor que tiene una
parte secundaria tal como se representa en la figura 2.
La figura 4 representa esquematicamente la parte secundaria de un convertidor en transferencia directa de energia segun una segunda forma de realizaci6n de la invenci6n, la figura 5 representa esquematicamente la parte secundaria de un convertidor en transferencia directa de energia
segun una tercera forma de realizaci6n de la invenci6n. En todas las figuras, los elementos comunes llevan los mismos numeros de referencia. La figura 1 ya ha sido descrita en relaci6n con el estado de la tecnica. La figura 2 representa la parte secundaria 100 de un convertidor en transferencia directa de energia 100 segun una
primera forma de realizaci6n de la invenci6n. N6tese que la parte primaria del convertidor, no representado en el presente caso, esta realizada segun es sabido en virtud de un devanado primario de transformador de potencia conexionado con una fuente de tensi6n de entrada, por medio de elementos de conmutaci6n preferiblemente montados en transferencia directa de energia con limitaci6n activa.
La parte 100 incluye: un devanado secundario 10 de transformador de potencia, un rectificador sincrono 1 de tipo de transferencia directa de energia, un filtro de salida LC 5, unos medios CTC1, llamados primer circuito de transferencia de carga, unos medios CTC2, llamados segundo circuito de transferencia de carga, una fuente de tensi6n auxiliar
VAUX. El rectificador sincrono 1 incluye dos interruptores secundarios que son sendos transistores MOSFET de potencia 20 (MOSFET directo) y 30 (MOSFET de libre circulaci6n) que son respectivamente los encargados de las fases directa y de libre circulaci6n del rectificador 1.
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La puerta del transistor de potencia 20 que se encarga de la transferencia directa de energia es controlada por el devanado de potencia secundario 10 a traves de las impedancias 21 y 22, hallandose unida la impedancia 21 entre la puerta del transistor 20 y el extremo 15 del devanado 10 y hallandose unida la impedancia 22 a la puerta y a la fuente del transistor 20.
Los medios CTC1 y CTC2 son medios de control del transistor MOSFET de libre circulaci6n 30 y seran descritos mas precisamente mas adelante.
El devanado secundario de potencia 10 incluye:
un primer extremo 14 unido a la entrada comun 15 del rectificador 1 y del filtro de salida 5 y a la entrada e15 de los circuitos de transferencia de carga CTC1 y CTC2,
un segundo extremo 12 unido en serie a la entrada 13 del rectificador 1.
Las entradas 15 y 13 de dicho rectificador 1 van unidas respectivamente a los transistores MOSFET 30 y 20 que se encargan de las fases de libre circulaci6n y de transferencia directa de energia.
Las tensiones de la etapa secundaria estan referenciadas con relaci6n a las fuentes de los interruptores de potencia 20 y 30 unidas al punto 0 del rectificador 1. El punto 0 hace por tanto las funciones de masa de la parte secundaria
100.
La fuente de tensi6n auxiliar VAUX, disponible en el punto V60, incluye en serie una resistencia 63, un diodo 62 y una capacidad de carga 60, hallandose este conjunto en serie unido entre el extremo 14 del devanado 10 y la masa del punto 0.
Los medios CTC1 incluyen un transistor 40, llamado transistor de carga, de tipo transistor bipolar PNP de senal; adviertase que el transistor 40 puede ser un transistor MOS de senal de canal P, pero s6lo se describira la realizaci6n de los medios CTC1 con un transistor bipolar de tipo PNP.
El colector del transistor bipolar PNP de senal 40 va unido a la puerta g30 del transistor de libre circulaci6n 30 a traves de una impedancia 31 opcional, equiparandose en la continuaci6n del documento la impedancia 31 a un cortocircuito.
La base del transistor bipolar 40 esta controlada a traves de una red derivadora RC constituida a partir de un condensador 42 en serie con una resistencia 43 unida al extremo comun e15 de los medios CTC1 y CTC2, hallandose unido el propio extremo e15 al extremo 15 del devanado secundario 10 que realiza un gobierno del transistor 40, sincronizado mediante la senal de tensi6n en el punto e15, senalado con V(e15), que permite asegurar la transferencia de carga de la fuente VAUX, disponible en v60 entre los bornes del elemento 60, hacia la puerta del interruptor de potencia 30 durante la fase de libre circulaci6n durante la cual la senal V(e15) es practicamente nula. Esta carga es unidireccional y permanece memorizada en la puerta en la fase de libre circulaci6n. Los medios CTC1 son, por tanto, unos medios para hacer conductor dicho interruptor de libre circulaci6n 30 independientemente de la tensi6n en bornes del devanado secundario 10 durante la fase de libre circulaci6n.
El emisor del transistor bipolar 40 va unido a la fuente de tensi6n continua VAUX obtenida en el presente caso mediante la rectificaci6n de la tensi6n disponible en el extremo 15 del devanado secundario 10, en virtud del elemento rectificador 62 y la resistencia opcional 63. Al elegir la tensi6n VAUX segun se describe, se obtiene una tensi6n de puerta del transistor MOSFET de libre circulaci6n 30 variante en el mismo sentido y equivalente a la disponible en la puerta del transistor MOSFET directo 20 y, consecuentemente, proporcional a la tensi6n de entrada. No obstante, la tensi6n VAUX se puede elegir fija con relaci6n a la tensi6n del devanado secundario 10 durante la fase directa y, por tanto, con relaci6n a la tensi6n de entrada, o variante con la tensi6n de entrada en proporciones aceptables para la puerta controlada.
En la fase directa, la tensi6n V(e15) se hace positiva. El diodo 41 montado en antiparalelo en la base del transistor 40, entre los puntos b40 y v60, capacita una corriente inversa en la red derivadora RC 42 43, con el fin de permitir la sincronizaci6n y la transferencia de carga de la fuente VAUX hacia la puerta del transistor de potencia 30 en la fase de libre circulaci6n.
El circuito CTC2 incluye un transistor bipolar de senal 50, llamado transistor de anticipaci6n, de tipo NPN, que permite anticipar el corte del transistor de libre circulaci6n 30 desde el mismo cambio de pendiente de la tensi6n en bornes del devanado secundario 10. En efecto, el cambio de pendiente es detectado por la red derivadora RC constituida a partir del condensador 52 y de la resistencia 53, siendo montados estos dos elementos en serie y seguidamente conexionados entre la base b50 del transistor 50 y la entrada e15, unida a su vez la entrada e15 al extremo 15 del devanado secundario 10.
El emisor del transistor de anticipaci6n 50 va unido al drenador del transistor de potencia 20 que se encarga de la transferencia directa de energia en la fase directa, hallandose a su vez unido el drenador del transistor de potencia 20 a la entrada 13 del rectificador 1, hallandose a su vez conexionada la entrada 13 en la salida 12 del devanado
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secundario 10. El colector del transistor de anticipaci6n 50 va unido a la puerta g30 del transistor de libre circulaci6n 30 a traves de una impedancia 31 equiparable a un cortocircuito y el colector tambien esta acoplado al del transistor 40 de los medios CTC1 determinantes de la uni6n s33.
En la fase de libre circulaci6n, la tensi6n en bornes del devanado secundario 10 se invierte, la tensi6n V(e15) se hace practicamente nula, el diodo 51 montado en antiparalelo sobre la uni6n base emisor del transistor de anticipaci6n 50, entre los puntos 13 y b50, capacita una corriente inversa por la red derivadora RC 52 53, con el fin de permitir la sincronizaci6n y la anticipaci6n de eliminaci6n de la carga de la puerta del transistor de potencia 30 justo antes de la fase activa de transferencia directa de energia. Los medios CTC2, por tanto, son unos medios para anticipar el corte del interruptor de libre circulaci6n 30 antes de la puesta en conducci6n del interruptor de transferencia de energia directa 20 en la fase directa.
En esta primera realizaci6n, la puerta del transistor de potencia 20 que se encarga de la transferencia directa de energia es controlada por el devanado de potencia secundario 10 e incluye medios conocidos 21 22 de gobierno y de protecci6n en rectificaci6n sincrona autogobernada.
La figura 3 representa los diagramas V(e15), V(g20) y V(g30) de tensi6n en funci6n del tiempo con relaci6n a un convertidor que tiene una parte secundaria tal como se representa en la figura 2.
V(e15) es la senal de tensi6n en los puntos 15 del rectificador 1 confundido con el punto e15 de extremo comun de los medios CTC1 y CTC2 en funci6n del tiempo y referenciado respecto al potencial de las fuentes comunes de los transistores de potencia 20 y 30, unidas a la masa 0 del secundario.
V(g20) y V(g30) son las tensiones de puerta de los transistores 20 y 30 referenciados respecto a las fuentes comunes 0 o masa del secundario.
En la fase de pendiente positiva de la tensi6n de devanado de potencia secundario 10, que precede al escal6n positivo de la senal V(e15), la red derivadora RC 52 53 genera una corriente directa en la base del transistor de senal 50 que pasa a conducir para anular la carga de puerta del transistor MOSFET de potencia 30. El canal del transistor MOSFET 30 se encuentra en corte y la corriente de libre circulaci6n pasa entonces por el diodo parasito del transistor MOSFET 30 o por un diodo externo montado en paralelo. La tensi6n de devanado sigue creciendo y genera una carga positiva en la puerta del transistor MOSFET directo 20 y la resistencia del canal del transistor MOSFET 20 se hace practicamente nula en el escal6n positivo de la senal V(e15). La senal V(e15) es entonces igual a la tensi6n en bornes del devanado de potencia secundario 10.
En el escal6n positivo de la senal V(e15), el transistor de carga 40 esta en corte. El diodo 41 permite generar una corriente llamada negativa en la red derivadora RC 42 43, con el fin de permitir la sincronizaci6n de la transferencia de carga de la alimentaci6n auxiliar VAUX disponible en v60 hacia la puerta del transistor MOSFET 30 en la siguiente fase, llamada de libre circulaci6n; esta corriente por el diodo 41 y la corriente disponible en el diodo de alimentaci6n 62 cargan el condensador 60 de alimentaci6n auxiliar VAUX a una tensi6n cercana a la tensi6n de devanado disponible, en g20, en la puerta del transistor MOSFET directo 20.
La fase directa termina con un cambio de pendiente iniciado por el circuito de control primario. La pendiente negativa que se deriva, entre los bornes del devanado 10 y en V(e15), provoca a traves del diodo 51 una corriente inversa por la red derivadora RC 52 53 que compensa la corriente positiva inducida en la anterior fase de pendiente positiva. El transistor de anticipaci6n 50 pasa a corte, capacitando con ello la transferencia de carga de VAUX hacia la puerta del transistor de potencia 30 a traves del transistor de carga 40 tan pronto como la tensi6n disponible en V(e15) capacita una polarizaci6n directa de su base, ello en virtud de la red derivadora RC 42 43 atravesada por la corriente de base del transistor 40, en oposici6n a la corriente por el diodo 41 en la anterior fase. La carga de puerta disponible en g30, de este modo, es practicamente igual a la que habia disponible en g20; esta sera mantenida durante todo el escal6n en el que la senal V(e15) es practicamente nula, es decir, la fase de libre circulaci6n.
La fase de libre circulaci6n acaba en un cambio de pendiente sobre la tensi6n en bornes del devanado de potencia 10 iniciado por el circuito de control primario. La pendiente positiva que se deriva anticipa el corte del transistor de potencia 30 generando, en la base del transistor de anticipaci6n 50, una corriente directa por la red RC 52 53, segun se describe al comienzo de ciclo.
Asi, los dos transistores MOSFET 20 y 30 son controlados por una tensi6n de puerta practicamente identica y variante en el mismo sentido que la tensi6n de entrada cuya imagen en la etapa secundaria es la senal V(e15) disponible en el devanado 10 durante la fase directa.
La figura 4 representa esquematicamente la parte secundaria 100 de un convertidor en transferencia directa de energia segun una segunda forma de realizaci6n de la invenci6n.
Esta parte secundaria 100 es identica a la representada en la figura 2, con la diferencia de que incluye otros dos circuitos de transferencia de carga CTC1d y CTC2d con el fin de realizar el control de la puerta del transistor directo 20 que depende unicamente de la fuente de tensi6n VAUX.
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El circuito CTC1d esta realizado de manera identica al circuito CTC1 e incluye: un transistor bipolar 40d, una resistencia 42d, una capacidad 42d, un diodo 41d.
El circuito CTC2d incluye: un transistor MOSFET 50d, llamado transistor de retardo, una capacidad 52d, una resistencia 53d, un diodo 51d.
El circuito CTC1d funciona de manera identica al circuito CTC1 y es el encargado de la carga de la puerta del
transistor directo 20. La resistencia 53d tiene un primer terminal unido a la puerta del transistor de libre circulaci6n 30 a traves de la resistencia 31 y un segundo terminal unido a la puerta del transistor de retardo 50d.
La capacidad 52d tiene un primer terminal unido a la puerta del transistor de retardo 50d y un segundo terminal
unido a la fuente del transistor directo 20. En lo referente al circuito CTC2d, el diodo 51d es el encargado de la descarga de la puerta del transistor directo 20. El transistor MOSFET 50d, la capacidad 52d asociados a la resistencia 53d retardan la subida de la carga de la puerta del transistor 20 mientras haya una carga presente en la puerta del transistor 30.
La figura 5 representa esquematicamente la parte secundaria 100 de un convertidor en transferencia directa de
energia segun una tercera forma de realizaci6n de la invenci6n. La parte secundaria 100 incluye en el presente caso dos devanados de potencia 10 y 10b conexionados en contrafase sobre los transistores de rectificaci6n 20 y 30 y, de este modo, realiza una rectificaci6n sincrona asimetrica llamada <doble alternancia» con limitaci6n activa. Los circuitos CTC1, CTC2, CTC1d y CTC2d estan realizados de manera identica a los circuitos representados en la figura 4, pero las senales de sincronizaci6n de estos circuitos cambian, ya que la senal disponible en el punto 15, punto comun de ambos devanados 10 y 10b, es practicamente continua.
Asi, la senal de sincronizaci6n de los circuitos CTC1 y CTC2 es tomada en el punto 13b que une el drenador del transistor 30 al extremo 14b del devanado 10b.
Igualmente, el elemento de ayuda al corte 51d del transistor 20 va acoplado al punto 13b. Al igual que para las figuras 2 y 4, los circuitos de transferencia de carga CTC1, CTC2 y CTC1d estan sincronizados por las senales variables de devanado del transformador. Los circuitos CTC1 y CTC1d se encargan de un control de la puerta de cada uno de los transistores 20 y 30 proporcional a la tensi6n de entrada. Adviertase nuevamente que esta tensi6n de control tambien puede ser independiente de la tensi6n de entrada si se toma una tensi6n VAUX independiente.
Por supuesto, la invenci6n no se limita a las formas de realizaci6n que acaban de ser descritas. En particular, los transistores llamados de carga y de anticipaci6n se han descrito como transistores bipolares, pero puede tratarse asimismo de transistores MOSFET de senal.
E04290276 08-11-2011

Claims (11)

  1. REIVINDICACIONES
    1. Convertidor en transferencia directa de energia que incluye:
    una etapa primaria que incluye al menos un devanado primario de un transformador y al menos un interruptor gobernado que presenta fases de funcionamiento conductoras y no conductoras,
    una etapa secundaria que incluye al menos un devanado secundario (10) de dicho transformador y un rectificador sincrono (1) que incluye:
    o al menos un primer transistor MOSFET (20), llamado interruptor directo, autogobernado y conductor durante las fases conductoras de dicho interruptor gobernado de la etapa primaria, llamadas fases de transferencia directa de la energia,
    o al menos un segundo transistor MOSFET (30), llamado interruptor de libre circulaci6n, autogobernado y conductor durante las fases no conductoras de dicho interruptor gobernado de la etapa primaria, llamadas fases de libre circulaci6n,
    un filtro de salida (5),
    incluyendo dicho convertidor unos primeros medios autogobernados que, disparados en funci6n de la tensi6n en bornes de dicho al menos un devanado secundario (10), aplican a dicho segundo transistor MOSFET (30) una correspondiente tensi6n de control apta para hacer conductor dicho segundo interruptor (30),
    dichos primeros medios autogobernados incluyen un primer circuito de transferencia de carga (CTC1) controlado directamente por dicha tensi6n en bornes de dicho devanado secundario (10), para aplicar a dicho segundo interruptor (30) una tensi6n de control sensiblemente constante y proporcionada por una fuente de tensi6n auxiliar (VAUX), caracterizado porque dicho al menos un devanado secundario va conectado en paralelo al rectificador sincrono (1), y dicho primer circuito de transferencia de carga (CTC1) incluye:
    una red derivadora que comprende un condensador (42) unido en serie con una resistencia (43), estando unida dicha resistencia a un extremo (14) de dicho al menos un devanado secundario (10), detectando dicha red la variaci6n de la tensi6n inducida por dicho al menos un devanado primario entre los bornes de dicho al menos un devanado secundario (10),
    un transistor bipolar (40), llamado transistor de carga, siendo controlada la base de dicho transistor bipolar a traves de dicha red, hallandose unido el emisor de dicho transistor bipolar a dicha fuente de tensi6n auxiliar y hallandose unido el colector de dicho transistor bipolar a la puerta de dicho segundo transistor MOSFET (30).
  2. 2.
    Convertidor segun la reivindicaci6n 1, caracterizado porque dicha fuente de tensi6n auxiliar (VAUX) proporciona una tensi6n (V60) sensiblemente igual a la tensi6n de dicho, al menos un, devanado secundario (10), durante la fase directa.
  3. 3.
    Convertidor segun la reivindicaci6n 2, caracterizado porque dicha fuente de tensi6n auxiliar (VAUX) incluye:
    una capacidad (60),
    un elemento rectificador (62) unido por su primer extremo en serie con dicha capacidad (60) y por su segundo extremo a un extremo (15) de dicho al menos un devanado secundario, realizando dicho elemento rectificador una tensi6n auxiliar sensiblemente igual a la tensi6n de dicho al menos un devanado secundario (10) durante la fase directa.
  4. 4.
    Convertidor segun una de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque la tensi6n de control de dicho primer transistor MOSFET (20) se obtiene a partir de la tensi6n en bornes de dicho al menos un devanado secundario (10).
  5. 5.
    Convertidor segun una de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque, al incluir dicho convertidor unos segundos medios autogobernados para aplicar una tensi6n de control que permite hacer conductor dicho primer transistor MOSFET (20) en fase directa, esta tensi6n de control es proporcionada por dicha fuente de tensi6n auxiliar (VAUX) por mediaci6n de un segundo circuito de transferencia de carga (CTC1d).
  6. 6.
    Convertidor segun la reivindicaci6n 5, caracterizado porque entre la base y el emisor de dicho transistor bipolar de carga (40) se halla un diodo (41) montado en antiparalelo.
  7. 7.
    Convertidor segun una de las reivindicaciones 1 a 6, caracterizado porque incluye unos medios (CTC2) para anticipar el corte de dicho segundo transistor MOSFET (30) antes del paso a conducci6n de dicho primer transistor MOSFET (20) en dicha fase directa.
  8. 8. Convertidor segun la reivindicaci6n 7, caracterizado porque dichos medios (CTC2) para anticipar el corte de dicho segundo transistor MOSFET (30) antes del paso a conducci6n de dicho primer transistor MOSFET (20) en dicha fase directa incluyen:
    una red derivadora que comprende un condensador (52) unido en serie con una resistencia (53), estando unida dicha resistencia a un extremo (14) de dicho al menos un devanado secundario (10), detectando dicha red la variaci6n de la tensi6n inducida por dicho devanado primario entre los bornes de dicho devanado secundario (10),
    un transistor bipolar (50), llamado transistor de anticipaci6n, siendo controlada la base de dicho transistor bipolar a traves de dicha red derivadora, hallandose unido el emisor de dicho transistor bipolar al drenador de dicho primer interruptor y hallandose unido el colector de dicho transistor bipolar a la puerta de dicho segundo interruptor.
    �. Convertidor segun la reivindicaci6n 8, caracterizado porque entre la base y el emisor de dicho transistor bipolar de anticipaci6n se halla un diodo (51) montado en antiparalelo.
  9. 10. Convertidor segun la reivindicaci6n 4, caracterizado porque dicho segundo circuito de transferencia de carga (CTC1d) incluye:
    una red derivadora que comprende un condensador (42d) unido en serie a una resistencia (43d), estando unida dicha resistencia a un extremo de dicho al menos un devanado secundario (10), detectando dicha red la variaci6n de la tensi6n inducida por dicho al menos un devanado primario entre los bornes de dicho al menos un devanado secundario (10),
    un transistor bipolar (40d), llamado transistor de carga, siendo controlada la base de dicho transistor bipolar a traves de dicha red, hallandose unido el emisor de dicho transistor bipolar a dicha fuente de tensi6n auxiliar (VAUX) y hallandose unido el colector de dicho transistor bipolara la puerta de dicho primer transistor MOSFET (20).
  10. 11.
    Convertidor segun una de las reivindicaciones 1 a 10, caracterizado�porque incluye unos medios (CTC2d) para retardar el paso a conducci6n de dicho primer transistor MOSFET (20) mientras dicho segundo transistor MOSFET (30) este gobernado.
  11. 12.
    Convertidor segun la reivindicaci6n 11, caracterizado�porque dichos medios (CTC2d) para retardar el paso a conducci6n de dicho primer transistor MOSFET (20) mientras dicho segundo transistor MOSFET (30) este gobernado incluyen:
    un transistor MOSFET (50d), llamado transistor de retardo,
    una resistencia (53d) que tiene un primer terminal unido a la puerta de dicho transistor de libre circulaci6n
    (30) y un segundo terminal unido a la puerta de dicho transistor de retardo (50d),
    una capacidad (52d) que tiene un primer terminal unido a la puerta de dicho transistor de retardo (50d) y un segundo terminal unido a la fuente de dicho primer transistor MOSFET (20).
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