ES2355999A1 - Método de demodulación y sincronización en sistemas de banda ultra ancha. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento de demodulación en un receptor de una pluralidad de símbolos bk comprendidos en una señal recibida y(t), teniendo dicho receptor conocimiento de un vector de secuencia de salto de tiempo c de la señal transmitida, comprendiendo dicho procedimiento la etapa de: generar una pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia a partir de la señal recibida y(t). También comprende las etapas de: a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia y dicho vector de secuencia de salto de tiempo c, aplicar una etapa de estimación basta para identificar el inicio de un primer símbolo completo **FIGURA 01** en un intervalo de adquisición; aplicar una etapa de estimación fina del retardo de tiempo **FIGURA 02** de cada símbolo bk, donde k denota el símbolo k-ésimo, buscando un máximo relativo en el que una distribución de energía de señal supera un determinado umbral Pth; a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo **FIGURA 03** de cada símbolo bk, demodular **FIGURA 04** dichos símbolos bk. Dispositivo y programa informático.
Description
Método de demodulación y sincronización en
sistemas de banda ultra ancha.
La presente invención se refiere a sistemas de
banda ultra ancha (UWB) y, más particularmente, a técnicas de
sincronización y demodulación en sistemas de banda ultra ancha
(UWB).
La tecnología de comunicación UWB se ha visto
motivada por algunas características atractivas: robustez en la
propagación multitrayectoria, baja probabilidad de intercepción,
alta resolución en aplicaciones de localización, alta tasa de
transmisión en corto alcance, baja potencia y reducida complejidad.
No obstante, para aprovechar estas características, se necesitan una
sincronización y una estimación de canal precisos, siendo los dos
desafíos principales en sistemas UWB.
El canal UWB se caracteriza por ser muy rico en
componentes multitrayectoria. La solución convencional para explotar
la diversidad multitrayectoria en canales de comunicación
inalámbricos se proporciona por el receptor Rake (G. C. M. Z. Win y
N. R. Sollenberger, "Performance of rake recepción in dense
multipath channels: Implications of spreading bandwidth and
selection diversity order", IEEE J. Selected Areas
Commun., vol. 18, no. 8, págs. 1516-1525, agosto
de 2000) que para canales UWB puede explotar la rica diversidad
multitrayectoria a expensas de una elevada complejidad debido al
gran número de indicadores necesarios para capturar una parte
importante de la energía de señal. La estimación de la amplitud y el
retardo de las trayectorias de canal requieren una carga
computacional muy elevada. Además, la fluctuación de temporización y
la estimación de canal imperfecta perjudican considerablemente el
rendimiento del receptor Rake, tal como informó A. D. Vicenzo
Lottici y U. Mengali en "Channel estimation for
ultra-wideband communications", IEEE J.
Selected Areas Commun., vol. 20, no. 9, págs.
1638-1645, diciembre de 2003.
Se han propuesto en la bibliografía receptores
no coherentes que no requieren estimación de canal. R. T. Hoctory H.
W. Tomlinson, en "Delay-hopped
transmitted-reference rf communications",
IEEE International Conference on
Ultra-Wideband, Baltimore, MD, mayo de 2002,
págs. 265-269, han propuesto un algoritmo de
referencia transmitida (TR) basado en la correlación de una señal
recibida con un pulso de referencia enviado antes de cada pulso de
datos. El principal inconveniente de este planteamiento es la
ineficacia de energía y la reducción de la tasa de transmisión. El
demodulador diferencial (DD) propuesto por J. R. F. M. Ho et
al. en "A differential detector for an
ultra-wideband communications system",
Asilomar Conference on Signals, Systems y Computers,
Birmingham, AL, págs. 1896-1900, correlaciona formas
de onda de información recibida adyacente de símbolos codificados de
manera diferencial, evitando el gasto de energía en el pulso de
referencia empleado en los esquemas TR. Ambos planteamientos,
referencia transmitida y demodulador diferencial, evitan la
estimación de canal pero requieren sincronización de temporización y
dan lugar a una degradación del rendimiento importante cuando la
temporización es imperfecta.
Un demodulador no coherente diferente basado en
plantillas sucias (del inglés, dirty templates) se ha
propuesto por Y. Lang y G. B. Giannakis en "Timing ultra
wideband signals with dirty templates", IEEE Trans.
Commun., vol. 53, no. 11, págs. 1951-1963,
noviembre de 2005. En este caso, se desconocen tanto la
temporización como el canal. Sin embargo, el algoritmo necesita una
fase de inicialización que supone el conocimiento de los dos
primeros símbolos, lo que significa que la demodulación no puede
realizarse a ciegas en cualquier momento.
La solicitud de patente internacional WO
2008/034466 A1 da a conocer un procedimiento para estimar el tiempo
de llegada de una señal recibida para aplicaciones de telemetría.
Esta estimación se lleva a cabo en el dominio de la frecuencia. En
el documento WO 2008/034466 A1 no se lleva a cabo sincronización de
símbolos.
Recientemente, en la bibliografía han aparecido
varios planteamientos para sincronización de temporización UWB para
resolver la sincronización. El sincronizador de probabilidad máxima
dado a conocer por A. D. Vicenzo Lottici y U. Mengali en
"Channel estimation for ultra-wideband
communications", IEEE J. Selected Areas Commun., vol.
20, no. 9, págs. 1638-1645, diciembre 2003, implica
una alta tasa de muestreo y asume el conocimiento de la forma de
onda recibida en el receptor. Esta asunción puede no ser realista
debido a que el pulso transmitido puede verse gravemente
distorsionado por la antena y por el canal.
La estimación de temporización con ayuda de
datos (DA) y sin ayuda de datos (NDA) basada en plantillas sucias
(Y. Lang y G. B. Giannakis en "Timing ultra wideband signáis with
dirty templates", IEEE Trans. Commun., vol. 53, no. 11,
págs. 1951-1963, noviembre 2005) no requiere
conocimiento de forma de onda. Sin embargo, el algoritmo NDA
propuesto requiere un gran número de símbolos para una estimación
precisa del retardo de tiempo incluso para una relación señal a
ruido alta. Dos estrategias DA basadas en procedimientos de mínimos
cuadrados se ha presentado por C. Carbonelli y U. Mengali, en
"Synchonization atgorithms for uwb signals", IEEE
Trans. Commun., vol. 54, no. 2, págs. 329-338,
febrero 2006, que estiman conjuntamente el canal y el retardo de
tiempo requiriendo una alta tasa de muestreo.
\newpage
J. López-Salcedo y G. Vázquez
analizan en "Waveform-independent
frame-timing adquisition foruwb signals",
IEEE Trans. Signal Processing, vol. 55, no. 1, págs.
279-289, enero 2007 el problema de la estimación de
temporización bajo el criterio de probabilidad máxima incondicional.
Este procedimiento no requiere ningún conocimiento previo ni de los
símbolos transmitidos (NDA) ni de la forma de onda recibida. Los
principales inconvenientes de esta propuesta son la gran complejidad
y la considerable longitud del intervalo de observación requerido
para la adquisición.
Es por tanto un objetivo de la presente
invención proporcionar un procedimiento de sincronización y
demodulación de una señal transmitida a través de un sistema UWB que
resuelve los inconvenientes de los procedimientos de la técnica
anterior. En particular, el procedimiento de la invención resuelve
la sincronización y la demodulación de datos a ciegas, sin necesidad
de estimación de canal o secuencia de entrenamiento transmitida. El
procedimiento se basa en un planteamiento en el dominio de la
frecuencia, que permite una tasa de muestreo por debajo del límite
Nyquist.
En particular, es un objetivo de la presente
invención un procedimiento de demodulación en un receptor de una
pluralidad de símbolos comprendidos en una señal recibida, teniendo
dicho receptor conocimiento de un vector de secuencia de salto de
tiempo (en inglés, time hopping sequence vector) de la señal
transmitida, comprendiendo dicho procedimiento la etapa de: generar
una pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia a partir
de la señal recibida. El procedimiento comprende también las etapas
de: a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la
frecuencia y de dicho vector de secuencia de salto de tiempo,
aplicar una fase de estimación basta (en inglés, coarse) para
identificar el inicio de un primer símbolo completo en un intervalo
de adquisición; aplicar una fase de estimación fina (en inglés,
fine) del retardo de tiempo de cada símbolo, buscando un
máximo relativo en el que una distribución de energía de señal
supera un determinado umbral; a partir de dicha estimación fina del
retardo de tiempo de cada símbolo, demodular dichos símbolos.
Preferiblemente, el procedimiento comprende
además: a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo de
cada símbolo, de dicha estimación basta y de dicha demodulación de
símbolos, identificar con resolución fina el inicio de un primer
símbolo completo en un intervalo de adquisición. Esta identificación
se lleva a cabo preferentemente de acuerdo con la expresión:
100
Preferiblemente, dichos símbolos están modulados
según un esquema modulado de posición de pulsos.
En una realización particular, la estimación del
inicio de un primer símbolo completo en dicho intervalo de
adquisición se lleva a cabo a partir de al menos el intervalo de
modulación de posición de pulsos y de la identificación de un orden
de trama en un intervalo de adquisición. Preferentemente, esta
estimación del inicio de un primer símbolo completo adopta la
siguiente expresión: 101 donde \alpha_{1}
representa la posición de un primer valor de energía de señal,
N_{c} representa el número de elementos de código por intervalo de
trama, cu representa un elemento del vector de secuencia de salto de
tiempo, valor que denota la posición temporal de la señal dentro de
una trama y N_{f} representa el número total de valores máximos de
la energía de señal igual al número de tramas por símbolo.
Preferiblemente, la estimación de dicha primera
trama en un intervalo de adquisición \upsilon se obtiene de la
siguiente manera:
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
Preferiblemente, la energía a cada intervalo de
modulación PPM se obtiene a partir de dicha pluralidad de muestras
en el dominio de la frecuencia de la siguiente manera:
En una realización particular, dicha fase de
estimación fina del retardo de tiempo de cada símbolo comprende las
etapas de: estimar una matriz de correlación a partir de dicha
pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia y de dicha
estimación del inicio de un primer símbolo completo en un intervalo
de adquisición; a partir de dicha matriz de correlación, calcular un
perfil de retardo de potencia definido como la distribución de
energía de señal con respecto a retardos de propagación; hallar un
valor de retardo en el que dicha distribución de energía de señal
supere un determinado umbral, representando dicho valor la
estimación fina de retardo de tiempo.
Preferentemente, dicha etapa de demodular dichos
símbolos a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo
comprende las etapas de: definir un símbolo demodulado diferencial
como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
y demodular dichos símbolos según
la siguiente
expresión:
\vskip1.000000\baselineskip
Preferentemente, la señal recibida es una señal
de banda ultra ancha y, más preferentemente, una señal de banda
ultra ancha de radio por impulsos.
Otro objetivo de la presente invención es
proporcionar un dispositivo para demodular una pluralidad de
símbolos comprendidos en una señal, teniendo dicho dispositivo
conocimiento de un vector de secuencia de salto de tiempo de la
señal transmitida, comprendiendo dicho dispositivo: medios para
generar una pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia a
partir de la señal recibida; a partir de dicha pluralidad de
muestras en el dominio de la frecuencia y de dicho vector de
secuencia de salto de tiempo, medios para aplicar una fase de
estimación basta para identificar el inicio de un primer símbolo
completo en un intervalo de adquisición; medios para aplicar una
etapa de estimación fina del retardo de tiempo de cada símbolo,
buscando un máximo relativo en el que una distribución de energía de
señal supera un determinado umbral; a partir de dicha estimación
fina del retardo de tiempo de cada símbolo, medios para demodular
dichos símbolos.
La invención también se refiere a un receptor
que comprende al menos un dispositivo como el anteriormente
mencionado. Preferiblemente, dicho receptor es un receptor de banda
ultra ancha de radio por impulsos.
Finalmente, otro objetivo de la presente
invención es proporcionar un medio de código de programa informático
adaptado para realizar las etapas del procedimiento anteriormente
mencionado cuando dicho programa se ejecuta en un ordenador, un
procesador de señal digital, un array de puerta de campo
programable, un circuito integrado específico de la aplicación, un
microprocesador, un microcontrolador, o cualquier otra forma de
hardware programable.
Las ventajas de la invención propuesta
resultarán evidentes con la descripción siguiente.
Para completar la descripción y con el fin de
proporcionar un mejor entendimiento de la invención, se proporciona
un conjunto de dibujos. Dichos dibujos forman una parte integral de
la descripción e ilustran una realización preferida de la invención,
que no deberían interpretarse como restrictivos del alcance de la
invención, sino como un ejemplo de cómo puede realizarse la
invención. Los dibujos comprenden las siguientes figuras:
La figura 1 muestra un diagrama de bloques
general de un esquema de transmisión IR-UWB y una
estructura de receptor propuesta según la invención.
La figura 2A muestra un diagrama de bloques de
un receptor de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) según
una realización de la presente invención.
La figura 2B muestra un diagrama de bloques de
un receptor de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) según
una realización de la presente invención.
La figura 3 muestra un diagrama de bloques de un
receptor 20 de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) según
una realización preferida de la presente invención.
La figura 4 muestra un ejemplo de una
implementación particular del receptor según la realización
preferida de la presente invención.
La figura 5A muestra un diagrama de bloques de
la sección digital de un receptor según una realización de la
presente invención.
La figura 5B muestra un diagrama de bloques de
la sección digital de un receptor según una realización de la
presente invención.
Las figuras 6A1 y 6A2 muestran esquemas
respectivos de estimación basta y fina según una realización de la
presente invención.
Las figuras 6B1 y 6B2 muestran esquemas
respectivos de estimación basta y fina según una realización de la
presente invención.
La figura 7 muestra una representación en el
tiempo de los símbolos recibidos según la presente invención.
La figura 8 muestra las cantidades que definen
variables de tiempo con respecto al inicio de la adquisición de
señal según una realización de la presente invención.
La figura 9 ilustra las tres etapas principales
para conseguir la sincronización final según una realización de la
presente invención.
\vskip1.000000\baselineskip
En el contexto de la presente invención, el
término "aproximadamente" y los términos de su familia (tales
como "aproximado", "aproximación", etc.) deben entenderse
como valores indicativos o formas muy próximas a las que acompañan
al término anteriormente mencionado. Es decir, debe aceptarse una
desviación dentro de límites razonables de un valor exacto o forma,
debido a que el experto en la técnica entenderá que tal desviación
de los valores o formas indicados es inevitable debido a
imprecisiones de medición, etc. Lo mismo se aplica al término
"casi".
Además, los términos "basto" (en inglés,
coarse) y "fino" (en inglés, fine) deben
entenderse de la siguiente manera: "Basto" se refiere a una
primera etapa de sincronización principalmente para identificar el
inicio de un símbolo. La resolución de esta etapa de sincronización
basta es del orden de la duración de chip o de elemento de código.
En contraste, "fino" (o "preciso") se refiere a una etapa
de sincronización principalmente para determinar el inicio de un
símbolo con una precisión esperada del orden de la duración de pulso
monociclo (normalmente la duración de chip o elemento de código es
varios órdenes de magnitud superior a la duración de pulso
monociclo). Esta segunda etapa de sincronización es la que explota
la alta resolución temporal de una señal UWB.
En este texto, el término "comprende" y sus
derivaciones (tales como "comprendiendo", etc.) no deben
entenderse en un sentido excluyente, es decir, estos términos no
deben interpretarse como excluyentes de la posibilidad de que lo que
se describe y define pueda incluir elementos, etapas adicionales,
etc.
\vskip1.000000\baselineskip
Aunque esta invención no se limita a la
estructura particular de señales de banda ultra ancha (UWB) de radio
por impulsos (en inglés, impulse radio) (IR), a continuación
se presenta un modelo de señal de señales
IR-UWB.
Considérese un sistema IR-UWB en
el que la transmisión de un símbolo de información se implementa
normalmente por la repetición de N_{f} pulsos de muy corta
duración, normalmente de aproximadamente 100 picosegundos. La señal
transmitida se expresa como:
donde se supone una modulación por
posición de pulso (en inglés, Pulse Position Modulation)
(PPM), siendo {b_{k}} los símbolos de información que adoptan
valores {0, 1} con la misma probabilidad. p(t) se refiere a
la forma de onda de pulso individual, que es normalmente un
monociclo gaussiano o uno de sus derivados de duración T_{p}.
T_{sym} = N_{f} x T_{f} es la duración de símbolo, donde
T_{f} >> T_{p} es el periodo de pulso de repetición
también denominado periodo de trama, y N_{f} es el número de
tramas por cada símbolo, T_{c} es el periodo de chip o de elemento
de código, T_{\delta} es el intervalo de modulación PPM, N_{c}
es el número de chips o elementos de código por cada trama y
{c_{j}} es la secuencia de salto de tiempo (en inglés, time
hopping sequence) que adopta valores enteros en {0, 1, ...,
N_{c}-1} y a_{j} = \pm1 denota una secuencia
de polarización normalmente utilizada para conformación de espectro.
Sin perder la generalidad se supone en lo sucesivo a_{j} = 1
\forall
j.
\vskip1.000000\baselineskip
El modelo de canal considerado se da mediante la
expresión general para el canal de propagación de desvanecimiento
multitrayectoria de la siguiente manera:
Sin perder generalidad, se supone se supone
\tau_{0} < \tau_{1} < ... <
\tau_{M-1}, siendo \tau_{0} el TOA (tiempo de
llegada) que va a estimarse.
La señal recibida es entonces la suma de
múltiples réplicas retardadas y atenuadas de la forma de onda de
pulso recibida \tilde{p}(t) que incluye el filtro de
recepción:
Se supone que el pulso recibido desde cada
trayectoria m-ésima presenta la misma forma de onda pero experimenta
un coeficiente de desvanecimiento, h_{m}, y un retardo de tiempo,
\tau_{m}, diferentes. El ruido \nu(t) aditivo se modela
como una gaussiana de media cero circularmente simétrica con
varianza N_{0}. Dado el bajo coeficiente de utilización de las
señales UWB se supone que la señal recibida no tiene interferencia
entre símbolos (ISI).
La señal asociada al j-ésimo pulso transmitido
correspondiente al símbolo k-ésimo, en el dominio de la frecuencia
se obtiene:
con
\newpage
\tilde{P}(t)= F{\tilde{p}(t)}
y V(w)= F{v(t)} denotan mediante F{} la transformada
de Fourier. Muestreando (4) en w_{n} = w_{0}n para n = 0, 1,
..., N-1 siendo w_{0}= 2\pi/N y reorganizando
las muestras en el dominio de la frecuencia
Y^{k}_{j}[n] en el vector Y^{k}_{j} \in
C^{Nx1} se obtiene:
donde la matriz
S^{k}_{j} es una matriz diagonal cuyas componentes son
las muestras de muestras de frecuencia de
S^{k}_{j} (w) y la matriz E_{\tau} \in C^{NxN} contiene los vectores de signatura o firma de retardo (componentes harmónicas) asociados con cada señal retardada que llega (trayectorias),
S^{k}_{j} (w) y la matriz E_{\tau} \in C^{NxN} contiene los vectores de signatura o firma de retardo (componentes harmónicas) asociados con cada señal retardada que llega (trayectorias),
Los coeficientes de desvanecimiento de canal
están dispuestos en el vector h \in R^{M+1} y las
muestras de ruido en el vector V \in C^{Nx1},
donde R denota un valor real y C denota un valor complejo.
La presente invención resuelve la sincronización
y demodulación de datos a ciegas, sin la necesidad de estimación de
canal o secuencia de entrenamiento transmitida. Como se describirá
posteriormente, la estrategia se basa en un primer bloque que
realiza estimación de energía que sólo requiere el conocimiento por
el receptor de la secuencia de salto de tiempo, seguida de un
algoritmo de estimación de tiempo de llegada de alta resolución y
baja complejidad basado en el dado a conocer en la solicitud de
patente internacional WO 2008/034466, que proporciona sincronización
de temporización fina, a partir de la que puede conseguirse
demodulación de datos.
Un diagrama de bloques general del esquema de
transmisión IR-UWB y la estructura de receptor
propuesta se representa en la figura 1. Muestra un primer bloque 1
para generar una forma de onda p(t) de pulso gaussiano,
seguido por un segundo bloque 2 que construye la serie de pulsos a
partir de una pluralidad de símbolos de información {b_{k}}. Esta
serie de pulsos consiste en el pulso p(t), transmitido de
manera repetida en los instantes de tiempo determinados por la
secuencia TH (de salto de tiempo) y el valor del símbolo transmitido
{b_{k}} según la modulación PPM. La señal s(t) transmitida
se construye de este modo. A continuación, se ilustra un bloque 3
que representa el canal, seguido por un sumador 4 previsto para
sumar el ruido aditivo v(t). La señal resultante r(t),
una vez filtrada en el bloque 5, representa la señal recibida
y(t). En particular, el bloque 5 es un filtro paso banda que
tiene un ancho de banda B (Hz). A continuación, la señal filtrada se
muestrea y[n] a una frecuencia de muestreo f_{s}= 2B,
después de lo cual se aplica una transformada de Fourier discreta en
el bloque 6. El resultado de esta transformada de Fourier
Y[w] se dirige a un bloque 7 para sincronización basta y a un
bloque 8 para sincronización fina y demodulación. La estimación
basta 7 se utiliza también como entrada del bloque 8 para estimación
fina y demodulación.
Con el fin de describir el algoritmo de
sincronización y demodulación conjunta, el receptor preferiblemente
supone una tasa de muestreo Nyquist ideal, seguida por un módulo
DFT. Sin embargo, como alternativa, existen implementaciones que
pueden reducir los altos requisitos de la tasa de muestreo asociados
con las señales UWB, utilizando por ejemplo un receptor de banco de
filtros como recoge, por ejemplo, A. Mollfulleda et al. en
"QUETZAL: Qualified ultra-wideband testbed for
reduced data-rates y location", Tridencom,
Barcelona, España, 1-3 de marzo de 2006.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 2-A muestra un
diagrama de bloques de un receptor 10 de muestreo en el dominio de
la frecuencia (FDS) según la presente invención. El receptor 10
comprende una antena de recepción 11 seguida por un amplificador,
normalmente un amplificador de ruido bajo (LNA) 12 de banda ancha.
Después de dicho amplificador 12, está ubicado un extremo frontal 13
(en inglés, front end) de radiofrecuencia (RF), seguido por
una unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 19. El extremo
frontal 13 de radiofrecuencia (RF) proporciona a la unidad de
procesamiento de señal digital (DSPU) 12 un conjunto de muestras en
el dominio de la frecuencia (Y(0), Y(1) ...,
Y(K-1)).
Puesto que uno de los objetivos de la presente
invención es un procedimiento de sincronización y demodulación de
una señal recibida transmitida a través de un medio inalámbrico,
basándose en un receptor que proporciona muestras directas de la
señal recibida en el dominio de la frecuencia, puede utilizarse
cualquier extremo frontal 13 de radiofrecuencia (RF) que pueda
proporcionar a la unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 19
un conjunto de muestras en el dominio de la frecuencia (Y(0),
Y(1), ..., Y(K-1)).
Si el extremo frontal de RF proporciona una
señal en el dominio del tiempo, es necesaria una etapa intermedia
que realice la transformada de Fourier discreta de tal señal. En la
figura 2-B se muestra un diagrama de bloques de un
receptor 10' de este tipo, en el que el número de referencia 15 se
refiere a cualquier extremo frontal de RF que proporcione una señal
digital en el dominio del tiempo y el número de referencia 16 se
refiere a un bloque digital que realiza la transformada de Fourier
discreta.
La figura 3 muestra un diagrama de bloques de un
receptor 20 de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) según
una realización preferida de la presente invención. El receptor 20
FDS de la figura 3 muestrea, a la tasa Nyquist, la señal sólo en las
bandas de frecuencia de interés. Un receptor en el dominio del
tiempo debe muestrear toda la señal a la tasa Nyquist, lo que da
como resultado una tasa de muestreo global más alta. Por tanto, esta
realización preferida requiere frecuencias de reloj de muestreo más
bajas que los receptores de muestreo en el dominio del tiempo (TDS).
De manera similar al receptor 10 ó 10', el receptor 20 comprende una
antena de recepción 21, un amplificador, normalmente un amplificador
de bajo ruido (LNA) 22 de banda ancha, seguido por un extremo
frontal 23 de radiofrecuencia (RF) que, a su vez, va seguido por una
unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 29.
En esta realización preferida de la presente
invención, el extremo frontal 23 de RF comprende un divisor de
potencia (PS) 220, un banco de filtros 25-1,
25-2, ..., 25-N y una etapa de
conversión de analógico a digital (ADC) 28-1,
28-2, ..., 28-N. El divisor de
potencia 220 divide la señal recibida en N ramas. Cada una de dichas
ramas se introduce en uno de los filtros paso banda
25-1, 25-2, ...,
25-N del banco de filtros, que entrega la señal
filtrada en la correspondiente subbanda. Como resultado, el banco de
filtros descompone la señal recibida en N bandas de frecuencia
espaciadas de manera igual, casi ortogonales que representan las
componentes espectrales de la señal recibida. La descomposición en
el dominio de la frecuencia se basa en la transformada de Fourier de
tiempo corto discreta (STFT), que puede descomponer una señal
ortogonalmente.
La STFT discreta de una señal x(t) se
define como:
donde \gamma_{n,m}(t) son
las funciones de base de STFT. Normalmente, las funciones de base de
STFT consisten en una función ventana trasladada tanto en tiempo
como en frecuencia. Eligiendo apropiadamente la función ventana y
los intervalos de traslación, puede obtenerse un conjunto de bandas
de frecuencia ortogonales. En la implementación de receptor
descrita, \gamma_{n,m}(t) corresponde al enésimo filtro de
banda, retardado m veces el periodo de muestreo. Para obtener los
coeficientes STFT(n,m), se debe muestrear cada salida
de filtro a intervalos de tiempo espaciados m veces el periodo de
muestreo. Esta operación se realiza mediante la etapa de conversión
de analógico a digital (ADC) 28-1,
28-2, ..., 28-N, que muestrea las
componentes espectrales medidas entregadas por el banco de filtros
25-1, 25-2, ...,
25-N.
Finalmente, una unidad de procesamiento de señal
digital (DSPU) 29 realiza detección de señal, sincronización y
ecualización de canal en el dominio de la frecuencia.
El receptor puede diseñarse con cualquier número
de filtros en el banco de filtros 25-1,
25-2, ..., 25-N, siempre que una
implementación física sea posible. El número de filtros en el banco
de filtros determina la dimensión del vector de entrada de
sincronizador y demodulador, puesto que determina la dimensión del
vector S, que se presentará más tarde en esta descripción. Además,
puesto que el ancho de banda de señal es constante, el número de
filtros determina el ancho de banda de filtro, que a su vez
determina la tasa de muestreo de las etapas de ADC
28-1, 28-2, ...,
28-N. No obstante, la tasa de muestreo global a la
que el receptor 20 opera permanece constante, puesto que viene dada
por la suma de las tasas de muestreo de todas las etapas
28-1, 28-2, ...,
28-N de ADC.
En un sistema con un ancho de banda de señal de
W, el espaciamiento \Deltaf de frecuencia entre los N filtros
25-1, 25-2, ...,
25-N viene dado por:
Cada filtro 25-1,
25-2, ..., 25-N mide una componente
espectral en banda durante un intervalo de T_{a} =
1/\Deltaf (periodo de muestreo). La etapa de conversión de
ADC 28-1, 28-2, ...,
28-N muestrea las salidas de filtro a una tasa
F_{m} = 1/T_{a} (frecuencia de muestreo) para
evitar plegado espectral (en inglés, aliasing) en el dominio
del tiempo. Las muestras de observación después de la operación de
conversión de ADC son las N componentes espectrales de la señal
recibida, que están agrupadas en un vector S=[S(0) ...
S(N-1)]^{T} de tamaño 1 x N, y en el que
"T" denota "matriz traspuesta". Dada la simetría de la
transformada de Fourier de tiempo discreta de la señal y(t),
se forma una respuesta de frecuencia de longitud K estimada
añadiendo a la observación muestras de frecuencia de vector S
con ellas mismas en orden inverso y rellenando con ceros en las
posiciones de extremo y central, según lo siguiente:
donde
S'=[S(N-1) ... S(0)]^{T}. El
número mínimo de componentes espectrales medidas en el planteamiento
de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) viene dado
por:
Como se explicó anteriormente, puede utilizarse
cualquier extremo frontal de radiofrecuencia (RF) 13, 23, que pueda
proporcionar a la unidad de procesamiento de señal digital (DSPU)
19, 29 un conjunto de muestras en el dominio de la frecuencia. Sin
embargo, utilizar un extremo frontal 23 de RF basándose en una fase
analógica que comprende un banco de filtros 25-1,
25-2, ..., 25-N como el que acaba de
proponerse (figura 2) proporciona la ventaja de incurrir en menor
complejidad de implementación, puesto que las etapas de conversión
de ADC 28-1, 28-2, ...,
28-N necesitan una frecuencia de muestreo más baja.
Una segunda ventaja de este planteamiento se encuentra en el hecho
de que este extremo frontal de RF proporciona directamente las
muestras de frecuencia que se necesitan posteriormente, sin requerir
una conversión de tiempo a frecuencia.
A modo de ejemplo, que no debe considerarse como
una limitación de la presente invención, la figura 4 muestra una
posible implementación del receptor 30 según esta realización
preferida, que puede muestrear una señal de banda ultra ancha de
radio por impulsos (IR UWB). El receptor 30 comprende una antena de
recepción 31, un amplificador de bajo ruido 32 de banda ancha y un
extremo frontal 33 de RF. Este extremo frontal 33 de RF comprende un
divisor de potencia PS 320, una segunda etapa de amplificador
34-1, 34-2.....
34-4, un banco de filtros paso banda
35-1, 35-2, ...,
35-4, una etapa de conversión descendente para
señales en fase y en cuadratura 36-1,
36-2, ..., 36-4, una tercera etapa
de amplificador 37-1, 37-2, ...,
37-4, que comprende amplificadores de ganancia
variable (VGA) con entrada de control automático de ganancia (AGC) y
una etapa de conversión de analógico a digital (ADC)
38-1, 38-2.....
38-4. La unidad de procesamiento de señal digital
(DSPU) que sigue a la etapa de conversión de ADC no se representa en
la figura 4. El receptor 30 puede implementar una STFT discreta casi
ortogonal, como se definió anteriormente. Los coeficientes de STFT
discreta se obtienen muestreando periódicamente la salida de cada
filtro. Los cuatro filtros paso banda mostrados
35-1, 35-2, ...,
35-4 están diseñados con una respuesta de frecuencia
a modo gaussiano, en la que cada filtro tiene un ancho de banda de
aproximadamente 500 MHz aproximadamente centrado en las siguientes
frecuencias f_{0}, f_{1}=f_{0}+1 GHz f_{2}=f_{1}+1 GHz, y
f_{3}=f_{2}+1 GHz. Como resultado, la base es casi ortogonal y
por tanto no requiere sincronización de fase de todos los filtros,
lo que es difícil de obtener en la práctica. También a modo de
ejemplo, la tasa de muestreo de la etapa de conversión de ADC puede
elegirse para que sea una muestra de 1 Giga por segundo, es decir la
tasa Nyquist. La unidad de procesamiento de señal digital (DSPU)
procesa los 4 canales para reconstruir la señal recibida e
implementa los algoritmos de sincronización y demodulación, tal como
se explicará posteriormente en esta descripción.
\vskip1.000000\baselineskip
Las figuras 5-A y
5-B muestran un diagrama de bloques de una posible
implementación de la unidad de procesamiento de señal digital (DSPU)
19, 29 del receptor 10, 10', 20, 30. La única diferencia entre la
DSPU 19 (figura 5-A) y la DSPU 29 (figura
5-B) es que la primera 19 corresponde a un receptor
10, 10' cuyo extremo frontal 13 RF proporciona en su salida un
conjunto de K muestras en el dominio de la frecuencia (Y(0),
Y(1), ..., Y(K-1)), mientras que la
segunda 29 corresponde a un receptor 20, 30 cuyo extremo frontal 23,
33 RF proporciona en su salida un conjunto de N muestras en el
dominio de la frecuencia (S(0), S(1), ...,
S(N-1)), donde K>2N (véase la ecuación
(6)). En otras palabras, la DSPU 29 (figura 5-B)
aprovecha un extremo frontal 23, 33 de radio frecuencia que incurre
en una menor complejidad de implementación que el otro 13, como ya
se explicó. La DSPU 19, 29 comprende los siguientes bloques
funcionales representados en las figuras 5-A y
5-B:
- -
- medios (40a, 40a') para realizar una sincronización basta (en inglés, coarse synchronization);
- -
- medios (40b, 40b') para realizar una sincronización fina (en inglés, fine synchronization) después de haberse llevado a cabo una sincronización basta;
- -
- un generador de secuencia de salto de tiempo (TH) 70, que obtiene la secuencia de salto de tiempo empleada para modular los pulsos transmitidos;
- -
- medios 80 para implementar algoritmos de demodulación y descodificación para obtener los bits de información de la salida del bloque 40b de sincronización fina.
\vskip1.000000\baselineskip
En la siguiente sección, se describe
detalladamente el procedimiento de sincronización y demodulación de
una señal y(t) recibida según la presente invención.
Como ya se explicó, dependiendo de la
arquitectura del extremo frontal RF 13 23 33, se obtiene un conjunto
reducido de muestras (S(0), S(1), ...,
S(N-1)) (figuras 3, 4) o se obtiene un
conjunto completo de K muestras (Y(0),
Y(1), ..., Y(K-1).
Y(1), ..., Y(K-1).
Según una realización de la presente invención,
representada en la figura 5-A, se forma un vector Y
directamente a partir de las K muestras entregadas desde el extremo
frontal 13 de radio frecuencia. Como se muestra en la figura
5-A, este vector Y es la entrada de los bloques 40a
y 40b, que son respectivamente los bloques responsables de la
estimación basta y fina. El bloque 40a está detallado en la figura
6-A-1 (bloques 41a, 42a). El bloque
41a se encarga de calcular la energía por intervalo de elemento de
código (o intervalo de chip) y da entrega como salida E_{\delta,
i}. Para identificar el número de trama al que corresponde el
primer pico adquirido, es necesario conocer todas las
E_{\delta,i}: i=1, ..., N_{\delta}N_{c}N_{f}. El bloque 42a
se encarga de calcular la separación (en número de intervalos
T_{\delta}) entre picos y compara esa separación con cada una de
las filas de la matriz correspondiente. El bloque 40b se detalla en
la figura 6-A-2 (bloques 43b, 44b,
45b).
Según otra realización de la presente invención,
en la que el extremo frontal de radio frecuencia 23 33 proporciona
un conjunto de muestras (S(0), S(1), ...,
S(N-1)) reducido (figuras 3, 4), un vector
S=[S(0) ... S(N-1)} es la
entrada de los bloques 40a' y 40b' (figura 5-B). El
bloque 40a' se detalla en la figura
6-B-1 (bloques 39a, 41a', 42a'), que
difiere de la figura 6-A-1 en que el
bloque 39 es necesario para crear un vector Y (formado por K
elementos). De forma similar, el bloque 40b' está detallado en la
figura 6-B-2 (bloques 39b, 43b',
44b', 45b'). En una realización particular, el vector Y comprende
2N+1 elementos: Las salidas de los N ADC 28-1, ...,
28-N; 38-1, ...,
38-N forman un vector S=[S(0) ...
S(N-1)]. Si se crea un vector S', tal
como S'=[S(N-1) ... S(0)],
entonces el vector Y: Y=[S 0 S']^{T} comprende
K=2N+1 elementos, siendo K el tamaño de la FFT. Rellenando con ceros
puede aumentarse el tamaño de la DFT, obteniéndose así un valor de K
superior.
El vector Y corresponde a la salida del
bloque 6 en la figura 1.
A continuación, se describe la etapa de
estimación basta (bloque 7 en la figura 1):
La estimación basta (o sincronización basta)
bloque 7 (figura 1) identifica el inicio del primer símbolo completo
dentro del intervalo de adquisición (también denominado intervalo de
observación). La adquisición es el conjunto de muestras que se
procesan en cada instante de tiempo. Puesto que la presente
invención no tiene en cuenta ninguna sincronización previa, las
muestras adquiridas no empiezan al inicio de cada símbolo y, por lo
tanto, es necesario identificar el inicio del primer símbolo
completo. Esto se hace descartando muestras anteriores. Se define el
vector de secuencia de salto de tiempo como
c =
[c_{0} c_{1} ...
C_{Nf-1}]
Antes de la estimación de energía de señal, se
define una matriz, cuyos elementos son el retardo de elemento de
código (o chip) relativo entre monociclos en cada trama dentro de un
símbolo. La figura 7 muestra una representación temporal de dos
símbolos recibidos "0" "1". Con el fin de facilitar la
ilustración, los parámetros de señal adoptan valores bajos. En
particular, la figura 7 muestra en línea continua la representación
temporal de una señal 2-PPM UWB para dos símbolos
consecutivos de valores "0" y "1", respectivamente, para
N_{f}=2, N_{c}=3 y T_{\delta}=T_{c}/2. El pulso de monociclo
dibujado en líneas discontinuas representa la posición relativa del
pulso cuando los datos adoptan el valor "0" con respecto al
pulso transmitido para datos de valor "1". Se destaca que, para
facilitar la representación, se ha ilustrado un ejemplo particular
que muestra una modulación 2-PPM. Sin embargo,
podría utilizarse alternativamente cualquier otra modulación de
orden superior (tal como 4-PPM). Obsérvese que en
una modulación 4-PPM, un símbolo corresponde a dos
bits. El número de elementos de código (o chips) entre dos
monociclos consecutivos puede denotarse como \rho(n) =
N_{c} - c_{n-1} + c_{n}.
Entonces puede definirse la matriz circulante
\Delta_{\rho c} como,
La primera trama en el intervalo de adquisición
se denota como \upsilon y \tau_{0} denota el inicio del primer
símbolo completo en el intervalo de observación, siendo 0 \leq
\tau_{0} \leq T_{sym}. Esto se representa en la figura
8. En particular, la figura 8 muestra las cantidades que definen
variables de tiempo con respecto al inicio de la adquisición de
señal. La señal recibida representada en línea continua pretende
representar las múltiples réplicas recibidas atenuadas y retardadas
de cada pulso transmitido a través de un canal multitrayectoria.
\tau_{0} es el retardo de tiempo real que ha de estimarse para
lograr la sincronización. \hat{\tau}^{c}_{0} es el retardo de
tiempo estimado de forma basta que determina el inicio del primer
símbolo completo; \tilde{\tau} es el tiempo de llegada estimado de
la primera trayectoria en relación a \hat{\tau}^{c}_{0} y
\hat{\tau}^{f}_{0} es la estimación refinada o fina del retardo
de tiempo desde el inicio de la adquisición hasta el inicio del
primer símbolo completo emitido por la fase de sincronización fina.
Denominaremos y[m] = y (m T_{s}) a la señal recibida
de tiempo discreto, donde T_{s} es el periodo de muestreo.
Las muestras en el dominio de la frecuencia de
la señal recibida en el intervalo T_{\delta} de modulación
PPM i-ésimo se definen como,
Reorganizando las muestras Y_{\delta,
i}[n] en el vector Y_{\delta, i} \in
C^{k\delta x1}, siendo 105 la energía en
cada el intervalo de modulación PPM se obtiene como:
Siendo N_{\delta} = T_{c}/T_{\delta} el
número de intervalos de modulación PPM por cada elemento de código
(o chip) y N_{c} el número de elementos de código (o chips) por
cada intervalo de trama. El algoritmo halla entonces la posición de
los N_{f} valores máximos de la energía de señal, \alpha =
[\alpha_{1} ... \alpha_{Nf}], que corresponden a la posición de
los pulsos de monociclo en el símbolo con una resolución temporal
igual al desplazamiento T_{\delta} de tiempo PPM. Por tanto, la
distancia relativa entre los N_{f} picos de los valores de energía
máximos estimados forma el siguiente vector,
La estimación del número \upsilon de trama que
corresponde al primer pulso detectado se lleva a cabo hallando la
secuencia de salto de tiempo desplazada más próxima a la estimada
\Delta\alpha. Más específicamente, el algoritmo halla qué
j-ésima fila de la matriz \Delta_{\rho _{c}} circulante,
denotada como \Delta_{\rho_{c}}, minimiza:
A partir de la \upsilon estimada, la
estimación TOA basta puede identificarse como:
para una modulación
2-PPM con T_{\delta}=T_{c}/2,
N_{\delta}=2.
\vskip1.000000\baselineskip
Como se mencionó anteriormente, \tau_{0}
denota el inicio del primer símbolo completo en el intervalo de
observación (o intervalo de adquisición).
Una vez completada la etapa de la estimación
basta (bloque 7 en la figura 1), se realiza una etapa adicional de
estimación fina o sincronización fina (bloque 8 en la figura 1) para
obtener la sincronización y la demodulación. Esta etapa de
estimación fina se describe a continuación:
Una vez estimado de manera basta el inicio del
símbolo, se realiza conjuntamente una estimación fina del retardo de
tiempo y una demodulación no coherente ciega, símbolo por
símbolo.
La figura 9 ilustra de forma general las tres
etapas principales para lograr la sincronización final: 1) una etapa
de estimar la energía por cada chip o elemento de código (esta etapa
forma parte de la sincronización basta); una etapa de detectar una
primera trayectoria; y 3) la sincronización final. En particular, la
figura 9 muestra los valores de energía por cada elemento de código
o chip calculados en la etapa de sincronización basta, como en (9),
valores de energía que están representados por la altura de los
rectángulos; el número de intervalos de modulación PPM entre los
valores de energía superiores (\Delta\alpha) y la estimación del
retardo de tiempo asociado a la primera trayectoria (punto opaco) lo
que lleva a la sincronización de señales estimando el inicio del
símbolo. La posición temporal de los pulsos recibidos de forma ideal
se muestra en líneas discontinuas.
La estimación fina del retardo de tiempo
(también denominada sincronización de temporización o de
timing) y la demodulación comprenden las siguientes
etapas:
a) Estimación de la matriz de correlación a
partir de las muestras en el dominio de la frecuencia
correspondientes al símbolo k-ésimo, promediando las señales
de trama adecuadamente dispuestas en el símbolo:
donde la matriz Y_{k} =
[Y_{1}^{k} ... Y^{k}_{j} ... Y_{Nf}^{k}]
contiene vectores de columna cuyos elementos son las muestras DFT de
la señal de observación en un periodo de
trama,
donde 106 es el
número de muestras en el periodo de trama y \hat{m}^{k}_{j} es
la primera muestra asociada al pulso j-ésimo transmitido
correspondiente al símbolo
k-ésimo,
Como puede observarse, esta estimación de la
matriz de correlación ya se describió en el documento WO
2008/
034466 A1. La principal diferencia es que en la presente invención, la matriz de correlación se estima a partir de la sincronización basta previamente realizada, representada por \hat{m}^{k}_{j}.
034466 A1. La principal diferencia es que en la presente invención, la matriz de correlación se estima a partir de la sincronización basta previamente realizada, representada por \hat{m}^{k}_{j}.
El desplazamiento T_{\delta} de tiempo de
modulación PPM se resta porque el inicio del símbolo,
\hat{\tau}^{c}_{0}, se ha estimado indistintamente para b_{k}
= 0 o b_{k} = 1.
\vskip1.000000\baselineskip
b) Cálculo del perfil de retardo de potencia
definido como la distribución de energía de señal con respecto a
retardos de propagación, a partir de R_{k}. En particular,
el perfil de retardo de potencia se obtiene calculando la siguiente
forma cuadrática para diferentes valores de \tau:
El denominado
pseudo-periodograma,
P_{k}(\tau), explicado detalladamente en el
documento WO 2008/034466 A1, permite una implementación de poca
complejidad mediante una transformada de Fourier rápida (FFT)
aplicada a los siguientes coeficientes:
\vskip1.000000\baselineskip
donde \tilde{R}_{n} es la suma
de los enésimos elementos diagonales de la matriz de correlación
R_{k} y R_{k}(i, j) denota el elemento de
fila i-ésima, columna j-ésima de R_{k}.
Entonces, 107 donde FFT_{L}() denota una operación
de FFT de longitud
L.
\vskip1.000000\baselineskip
c) Estimación del tiempo de llegada (o retardo
de tiempo) \tilde{\tau}_{k} asociado a cada símbolo b_{k}. En
otras palabras, se estima el tiempo en el que se recibe el primer
pulso asociado a un determinado símbolo b_{k}, con respecto al
inicio de la referencia temporal. Esto se hace buscando el primer
valor "pico" (un pico se define como un máximo relativo en el
perfil de retardo de potencia) que supera un umbral dado,
P_{th}, en el pseudo-periodograma:
donde P_{th} puede
definirse como la potencia de ruido obtenida a partir de la energía
calculada en el proceso de estimación
basta.
\vskip1.000000\baselineskip
Esta estimación del tiempo de llegada ya se ha
descrito en el documento WO 2008/034466 A1.
\vskip1.000000\baselineskip
d) Demodulación de símbolo. El símbolo
k-ésimo puede sincronizarse y demodularse conjuntamente,
directamente a partir de la estimación \tilde{\tau}_{k}, de
retardo de tiempo, sin conocimiento alguno de la respuesta de
impulso de canal y sin necesidad de una secuencia de datos de
entrenamiento. El modo de proceder es el siguiente: dependiendo del
valor del primer símbolo b_{0}, empleado para estimar el
inicio del símbolo \hat{\tau}^{c}_{0}, los retardos estimados
adoptan valores:
Así, es necesario resolver la ambigüedad
provocada por la falta de conocimiento del valor de los datos. El
algoritmo propuesto define un símbolo demodulado diferencial
\hat{a}_{k} como:
Los símbolos demodulados son entonces:
Por tanto se obtienen los símbolos demodulados.
Obviamente, la invención no se limita a estas definiciones concretas
del símbolo demodulado diferencial y de símbolo demodulado, sino que
otras alternativas son posibles.
\vskip1.000000\baselineskip
e) Sincronización fina. La estimación o
sincronización fina del retardo de tiempo se obtiene directamente de
la aplicación de una decisión directa a los datos demodulados. Más
específicamente:
En resumen, la presente invención proporciona un
procedimiento de poca complejidad para la sincronización y
demodulación de una señal transmitida a través de un sistema
inalámbrico. El procedimiento se basa en un planteamiento en el
dominio de la frecuencia, que permite tasas de muestreo por debajo
del límite Nyquist mientras se logra una gran precisión (al
centímetro, depende de la implementación) de telemetría.
La invención no está limitada obviamente a las
realizaciones específicas descritas en el presente documento, sino
que también abarca cualquier variación que pueda considerarse por
cualquier experto en la técnica (por ejemplo, en lo que respecta a
la elección de componentes, configuración, etc.), dentro del alcance
general de la invención tal como se define en las reivindicaciones
adjuntas.
Claims (16)
1. Un procedimiento de demodulación en un
receptor de una pluralidad de símbolos b_{k} comprendidos en una
señal recibida y(t), teniendo dicho receptor conocimiento de
un vector de secuencia de salto de tiempo c de la señal transmitida,
comprendiendo dicho procedimiento la etapa de:
- generar una pluralidad de muestras en el
dominio de la frecuencia a partir de la señal recibida
y(t);
estando el procedimiento caracterizado
por que comprende las etapas de:
- a partir de dicha pluralidad de muestras en el
dominio de la frecuencia y de dicho vector de secuencia de salto de
tiempo c, aplicar una etapa de estimación basta para
identificar el inicio de un primer símbolo completo
\hat{\tau}^{c}_{0} en un intervalo de adquisición;
- aplicar una etapa de estimación fina del
retardo de tiempo \tilde{\tau}_{k} de cada símbolo b_{k},
donde k denota el símbolo k-ésimo, buscando un máximo relativo en el
que una distribución de energía de señal supera un determinado
umbral P_{th};
- a partir de dicha estimación fina del retardo
de tiempo \tilde{\tau}_{k} de cada símbolo b_{k}, demodular
\hat{b}_{k} dichos símbolos b_{k}.
\vskip1.000000\baselineskip
2. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende además una etapa de:
- a partir de dicha estimación fina del retardo
de tiempo \tilde{\tau}_{k} de cada símbolo b_{k}, de dicha
estimación basta \hat{\tau}^{c}_{0} y de dicha demodulación de
símbolo \hat{b}_{k}, identificar con resolución fina el
principio \hat{\tau}^{f}_{0} de un primer símbolo completo en un
intervalo de adquisición.
\vskip1.000000\baselineskip
3. El procedimiento según la reivindicación 2,
en el que dicha etapa de identificación con resolución fina
\hat{\tau}^{f}_{0} se lleva a cabo de acuerdo con la siguiente
expresión: \hat{\tau}^{f}_{0} = \hat{\tau}^{c}_{0} +
\tilde{\tau}_{k} - \hat{b}_{k}T_{\delta} -
T_{\delta}, donde T_{\delta} es el intervalo de
modulación de posición de pulsos.
4. El procedimiento según cualquier
reivindicación anterior, en el que dichos símbolos están modulados
según un esquema modulado de posición de pulsos.
5. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el que dicha estimación del inicio de un primer símbolo completo
\hat{\tau}^{c}_{0} en dicho intervalo de adquisición se lleva a
cabo a partir de al menos el intervalo de modulación de posición de
pulsos T_{\delta} y de la identificación de un orden de trama en
un intervalo de adquisición \upsilon.
6. El procedimiento según la reivindicación 5,
en el que dicha estimación del inicio de un primer símbolo completo
\hat{\tau}^{c}_{0} adopta la siguiente expresión:
en la que \alpha_{1} representa
la posición de un primer valor de energía de señal, N_{c}
representa el número de elementos de código o chips por cada
intervalo de trama, c_{\upsilon} representa un elemento del vector
c de secuencia de salto de tiempo, valor que denota la
posición temporal de la señal dentro de una trama y N_{f}
representa el número total de valores máximos de la energía de señal
igual al número de tramas por cada
símbolo.
\vskip1.000000\baselineskip
7. El procedimiento según la reivindicación 6,
en el que la estimación de dicha primera trama en un intervalo de
adquisición \upsilon se obtiene de la siguiente manera:
donde \Delta\alpha =
[\alpha_{2}-\alpha_{1} ...
\alpha_{j}-\alpha_{j-1} ...
\alpha_{Nf}-\alpha_{Nf-1}] es un
vector que denota la distancia relativa entre dichos N_{f} picos
de los valores de energía máxima estimados, N_{\delta} =
T_{c}/T_{\delta} es el número de intervalos de modulación PPM
por elemento de código o chip y \Delta_{\rho c} es una matriz
circulante en la que \rho_{c}(n) denota el número de
elementos de código o chips entre dos monociclos
consecutivos:
8. El procedimiento según la reivindicación 7,
en el que dicha energía a cada intervalo de modulación PPM se
obtiene a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la
frecuencia de la siguiente manera:
donde las muestras en el dominio de
la frecuencia de la señal recibida en el intervalo
T_{\delta} de modulación PPM i-ésimo se definen
como:
donde 108 n denota
las muestras de frecuencia y m denota las muestras
temporales.
\vskip1.000000\baselineskip
9. El procedimiento según cualquier
reivindicación anterior, en el que dicha fase de estimación fina del
retardo de tiempo \tilde{\tau}_{k} de cada símbolo b_{k}
comprende las etapas de:
- estimar una matriz de correlación
R_{k} a partir de dicha pluralidad de muestras en el
dominio de la frecuencia y de dicha estimación del inicio de un
primer símbolo completo \hat{\tau}^{c}_{0} en un intervalo de
adquisición;
- a partir de dicha matriz R_{k} de
correlación, calcular un perfil de retardo de potencia definido como
la distribución de energía de señal con respecto a retardos de
propagación;
- hallar un valor de retardo
\tilde{\tau}_{k} en el que dicha distribución de energía de
señal supere un determinado umbral P_{th}, representando dicho
valor de retardo la estimación fina de retardo de tiempo.
\vskip1.000000\baselineskip
10. El procedimiento según cualquier
reivindicación anterior, en el que dicha etapa de demodular dichos
símbolos b_{k} a partir de dicha estimación fina del retardo de
tiempo \tilde{\tau}_{k} comprende las etapas de:
- definir un símbolo demodulado diferencial
\hat{a}_{k} como:
- y demodular dichos símbolos según la siguiente
expresión:
11. El procedimiento según cualquier
reivindicación anterior, en el que dicha señal recibida y(t)
es una señal de banda ultra ancha.
12. El procedimiento según la reivindicación 11,
en el que dicha señal de banda ultra ancha es una señal de banda
ultra ancha de radio por impulsos.
13. Un dispositivo para demodular una pluralidad
de símbolos b_{k} comprendidos en una señal recibida y(t),
teniendo dicho dispositivo conocimiento de un vector de secuencia de
salto de tiempo c de una señal transmitida, comprendiendo
dicho dispositivo:
- medios para generar una pluralidad de muestras
en el dominio de la frecuencia a partir de la señal recibida
y(t);
caracterizándose el dispositivo por que
comprende:
- a partir de dicha pluralidad de muestras en el
dominio de la frecuencia y de dicho vector de secuencia de salto de
tiempo c, medios para aplicar una etapa de estimación basta
para identificar el inicio de un primer símbolo completo
\hat{\tau}^{c}_{0} en un intervalo de adquisición;
- medios para aplicar una etapa de estimación
fina del retardo de tiempo \tilde{\tau}_{k} de cada símbolo
b_{k}, donde k denota el símbolo k-ésimo, buscando un máximo
relativo en el que una distribución de energía de señal supera un
determinado umbral P_{th};
- a partir de dicha estimación fina del retardo
de tiempo \tilde{\tau}_{k} de cada símbolo b_{k}, medios para
demodular dichos símbolos b_{k}.
\vskip1.000000\baselineskip
14. Un receptor (10, 10', 20, 30) que comprende
al menos un dispositivo según la reivindicación 13.
15. Un receptor (10, 10', 20, 30) según la
reivindicación 14, en el que dicho receptor es un receptor de banda
ultra ancha de radio por impulsos.
16. Programa informático que comprende medios de
código de programa informático adaptados para realizar las etapas
del procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 12
cuando dicho programa se ejecuta en un ordenador, un procesador de
señal digital, un array de puerta de campo programable, un circuito
integrado específico de la aplicación, un microprocesador, un
microcontrolador, o cualquier otra forma de hardware
programable.
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200802567A ES2355999B1 (es) | 2008-09-08 | 2008-09-08 | Método de demodulación y sincronización en sistemas de banda ultra ancha. |
| US13/062,870 US8472500B2 (en) | 2008-09-08 | 2008-09-26 | Joint demodulation and synchronization in ultra wideband systems |
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