ES2355999B1 - Método de demodulación y sincronización en sistemas de banda ultra ancha. - Google Patents

Abstract

Procedimiento de demodulación en un receptor de una pluralidad de símbolos b{sub,k} comprendidos en una señal recibida y(t), teniendo dicho receptor conocimiento de un vector de secuencia de salto de tiempo c de la señal transmitida, comprendiendo dicho procedimiento la etapa de: generar una pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia a partir de la señal recibida y(t). También comprende las etapas de: a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia y dicho vector de secuencia de salto de tiempo c, aplicar una etapa de estimación basta para identificar el inicio de un primer símbolo completo **FIGURA 01** en un intervalo de adquisición; aplicar una etapa de estimación fina del retardo de tiempo **FIGURA 02** de cada símbolo b{sub,k}, donde k denota el símbolo k-ésimo, buscando un máximo relativo en el que una distribución de energía de señal supera un determinado umbral P{sub,th}; a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo **FIGURA 03** de cada símbolo b{sub,k}, demodular **FIGURA 04** dichos símbolos b{sub,k}. Dispositivo y programa informático.

Description

Método de demodulación y sincronización en sistemas de banda ultra ancha.

Campo de la invención

La presente invención se refiere a sistemas de banda ultra ancha (UWB) y, más particularmente, a técnicas de sincronización y demodulación en sistemas de banda ultra ancha (UWB).

Estado de la técnica

La tecnología de comunicación UWB se ha visto motivada por algunas características atractivas: robustez en la propagación multitrayectoria, baja probabilidad de intercepción, alta resolución en aplicaciones de localización, alta tasa de transmisión en corto alcance, baja potencia y reducida complejidad. No obstante, para aprovechar estas características, se necesitan una sincronización y una estimación de canal precisos, siendo los dos desafíos principales en sistemas UWB.

El canal UWB se caracteriza por ser muy rico en componentes multitrayectoria. La solución convencional para explotar la diversidad multitrayectoria en canales de comunicación inalámbricos se proporciona por el receptor Rake

(G. C. M. Z. Win y N. R. Sollenberger, “Performance of rake recepción in dense multipath channels: Implications of spreading bandwidth and selection diversity order”, IEEE J. Selected Areas Commun., vol. 18, no. 8, págs. 15161525, agosto de 2000) que para canales UWB puede explotar la rica diversidad multitrayectoria a expensas de una elevada complejidad debido al gran número de indicadores necesarios para capturar una parte importante de la energía de señal. La estimación de la amplitud y el retardo de las trayectorias de canal requieren una carga computacional muy elevada. Además, la fluctuación de temporización y la estimación de canal imperfecta perjudican considerablemente el rendimiento del receptor Rake, tal como informó A. D. Vicenzo Lottici y U. Mengali en “Channel estimation for ultra-wideband communications”, IEEE J. Selected Areas Commun., vol. 20, no. 9, págs. 1638-1645, diciembre de 2003.

Se han propuesto en la bibliografía receptores no coherentes que no requieren estimación de canal. R. T. Hoctory

H. W. Tomlinson, en “Delay-hopped transmitted-reference rf communications”, IEEE International Conference on Ultra-Wideband, Baltimore, MD, mayo de 2002, págs. 265-269, han propuesto un algoritmo de referencia transmitida (TR) basado en la correlación de una señal recibida con un pulso de referencia enviado antes de cada pulso de datos. El principal inconveniente de este planteamiento es la ineficacia de energía y la reducción de la tasa de transmisión. El demodulador diferencial (DD) propuesto por J. R. F. M. Ho et al.en“A differential detector for an ultra-wideband communications system”, Asilomar Conference on Signals, Systems y Computers, Birmingham, AL, págs. 1896-1900, correlaciona formas de onda de información recibida adyacente de símbolos codificados de manera diferencial, evitando el gasto de energía en el pulso de referencia empleado en los esquemas TR. Ambos planteamientos, referencia transmitida y demodulador diferencial, evitan la estimación de canal pero requieren sincronización de temporización y dan lugar a una degradación del rendimiento importante cuando la temporización es imperfecta.

Un demodulador no coherente diferente basado en plantillas sucias (del inglés, dirty templates) se ha propuesto por

Y. Lang y G. B. Giannakis en “Timing ultra wideband signals with dirty templates”, IEEE Trans. Commun., vol. 53, no. 11, págs. 1951-1963, noviembre de 2005. En este caso, se desconocen tanto la temporización como el canal. Sin embargo, el algoritmo necesita una fase de inicialización que supone el conocimiento de los dos primeros símbolos, lo que significa que la demodulación no puede realizarse a ciegas en cualquier momento.

La solicitud de patente internacional WO 2008/034466 A1 da a conocer un procedimiento para estimar el tiempo de llegada de una señal recibida para aplicaciones de telemetría. Esta estimación se lleva a cabo en el dominio de la frecuencia. En el documento WO 2008/034466 A1 no se lleva a cabo sincronización de símbolos.

Recientemente, en la bibliografía han aparecido varios planteamientos para sincronización de temporización UWB para resolver la sincronización. El sincronizador de probabilidad máxima dado a conocer por A. D. Vicenzo Lottici y U. Mengali en “Channel estimation for ultra-wideband communications”, IEEE J. Selected Areas Commun., vol. 20, no. 9, págs. 1638-1645, diciembre 2003, implica una alta tasa de muestreo y asume el conocimiento de la forma de onda recibida en el receptor. Esta asunción puede no ser realista debido a que el pulso transmitido puede verse gravemente distorsionado por la antena y por el canal.

La estimación de temporización con ayuda de datos (DA) y sin ayuda de datos (NDA) basada en plantillas sucias

(Y. Lang y G. B. Giannakis en “Timing ultra wideband signáis with dirty templates”, IEEE Trans. Commun., vol. 53, no. 11, págs. 1951-1963, noviembre 2005) no requiere conocimiento de forma de onda. Sin embargo, el algoritmo NDA propuesto requiere un gran número de símbolos para una estimación precisa del retardo de tiempo incluso para una relación señal a ruido alta. Dos estrategias DA basadas en procedimientos de mínimos cuadrados se ha presentado por C. Carbonelli y U. Mengali, en “Synchonization atgorithms for uwb signals”, IEEE Trans. Commun., vol. 54, no. 2, págs. 329-338, febrero 2006, que estiman conjuntamente el canal y el retardo de tiempo requiriendo una alta tasa de muestreo.

J. López-Salcedo y G. Vázquez analizan en “Waveform-independent frame-timing adquisition foruwb signals”, IEEE Trans. Signal Processing, vol. 55, no. 1, págs. 279-289, enero 2007 el problema de la estimación de temporización bajo el criterio de probabilidad máxima incondicional. Este procedimiento no requiere ningún conocimiento previo ni de los símbolos transmitidos (NDA) ni de la forma de onda recibida. Los principales inconvenientes de esta propuesta son la gran complejidad y la considerable longitud del intervalo de observación requerido para la adquisición.

Sumario de la invención

Es por tanto un objetivo de la presente invención proporcionar un procedimiento de sincronización y demodulación de una señal transmitida a través de un sistema UWB que resuelve los inconvenientes de los procedimientos de la técnica anterior. En particular, el procedimiento de la invención resuelve la sincronización y la demodulación de datos a ciegas, sin necesidad de estimación de canal o secuencia de entrenamiento transmitida. El procedimiento se basa en un planteamiento en el dominio de la frecuencia, que permite una tasa de muestreo por debajo del límite Nyquist.

En particular, es un objetivo de la presente invención un procedimiento de demodulación en un receptor de una pluralidad de símbolos comprendidos en una señal recibida, teniendo dicho receptor conocimiento de un vector de secuencia de salto de tiempo (en inglés, time hopping sequence vector) de la señal transmitida, comprendiendo dicho procedimiento la etapa de: generar una pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia a partir de la señal recibida. El procedimiento comprende también las etapas de: a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia y de dicho vector de secuencia de salto de tiempo, aplicar una fase de estimación basta (en inglés, coarse) para identificar el inicio de un primer símbolo completo en un intervalo de adquisición; aplicar una fase de estimación fina (en inglés, fine) del retardo de tiempo de cada símbolo, buscando un máximo relativo en el que una distribución de energía de señal supera un determinado umbral; a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo de cada símbolo, demodular dichos símbolos.

Preferiblemente, el procedimiento comprende además: a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo de cada símbolo, de dicha estimación basta y de dicha demodulación de símbolos, identificar con resolución fina el inicio de un primer símbolo completo en un intervalo de adquisición. Esta identificación se lleva a cabo preferentemente de

acuerdo con la expresión:

Preferiblemente, dichos símbolos están modulados según un esquema modulado de posición de pulsos.

En una realización particular, la estimación del inicio de un primer símbolo completo en dicho intervalo de adquisición se lleva a cabo a partir de al menos el intervalo de modulación de posición de pulsos y de la identificación de un orden de trama en un intervalo de adquisición. Preferentemente, esta estimación del inicio de un primer símbolo

completo adopta la siguiente expresión:

donde α1 representa la

posición de un primer valor de energía de señal, Nc representa el número de elementos de código por intervalo de trama, cu representa un elemento del vector de secuencia de salto de tiempo, valor que denota la posición temporal de la señal dentro de una trama y Nf representa el número total de valores máximos de la energía de señal igual al número de tramas por símbolo.

Preferiblemente, la estimación de dicha primera trama en un intervalo de adquisición υ se obtiene de la siguiente manera:

donde Δα =[α2-α1 ... αj-αj−1 ... αNf-αNf−1] es un vector que denota

la distancia relativa entre dichos Nf picos de los valores de energía máxima estimados, Nδ =Tc/Tδ es el número de intervalos de modulación PPM por cada chip o elemento de código y Δρc es una matriz circulante en la que ρc(n) denota el número de chips o elementos de código entre dos monociclos consecutivos

Preferiblemente, la energía a cada intervalo de modulación PPM se obtiene a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia de la siguiente manera:

para i = 1, ..., NδNcNf donde las muestras en el dominio de la frecuencia de la señal recibida en

el intervalo Tδ de modulación PPM i-ésimo se definen como:

, para n = 1, ..., Kδ donde

n denota las muestras

de frecuencia y m denota las muestras temporales.

En una realización particular, dicha fase de estimación fina del retardo de tiempo de cada símbolo comprende las etapas de: estimar una matriz de correlación a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia y de dicha estimación del inicio de un primer símbolo completo en un intervalo de adquisición; a partir de dicha matriz de correlación, calcular un perfil de retardo de potencia definido como la distribución de energía de señal con respecto a retardos de propagación; hallar un valor de retardo en el que dicha distribución de energía de señal supere un determinado umbral, representando dicho valor la estimación fina de retardo de tiempo.

Preferentemente, dicha etapa de demodular dichos símbolos a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo comprende las etapas de: definir un símbolo demodulado diferencial como:

y demodular dichos símbolos según la siguiente expresión:

Preferentemente, la señal recibida es una señal de banda ultra ancha y, más preferentemente, una señal de banda ultra ancha de radio por impulsos.

Otro objetivo de la presente invención es proporcionar un dispositivo para demodular una pluralidad de símbolos comprendidos en una señal, teniendo dicho dispositivo conocimiento de un vector de secuencia de salto de tiempo de la señal transmitida, comprendiendo dicho dispositivo: medios para generar una pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia a partir de la señal recibida; a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia y de dicho vector de secuencia de salto de tiempo, medios para aplicar una fase de estimación basta para identificar el inicio de un primer símbolo completo en un intervalo de adquisición; medios para aplicar una etapa de estimación fina del retardo de tiempo de cada símbolo, buscando un máximo relativo en el que una distribución de energía de señal supera un determinado umbral; a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo de cada símbolo, medios para demodular dichos símbolos.

La invención también se refiere a un receptor que comprende al menos un dispositivo como el anteriormente mencionado. Preferiblemente, dicho receptor es un receptor de banda ultra ancha de radio por impulsos.

Finalmente, otro objetivo de la presente invención es proporcionar un medio de código de programa informático adaptado para realizar las etapas del procedimiento anteriormente mencionado cuando dicho programa se ejecuta en un ordenador, un procesador de señal digital, un array de puerta de campo programable, un circuito integrado específico de la aplicación, un microprocesador, un microcontrolador, o cualquier otra forma de hardware programable.

Las ventajas de la invención propuesta resultarán evidentes con la descripción siguiente.

Breve descripción de los dibujos

Para completar la descripción y con el fin de proporcionar un mejor entendimiento de la invención, se proporciona un conjunto de dibujos. Dichos dibujos forman una parte integral de la descripción e ilustran una realización preferida de la invención, que no deberían interpretarse como restrictivos del alcance de la invención, sino como un ejemplo de cómo puede realizarse la invención. Los dibujos comprenden las siguientes figuras:

La figura 1 muestra un diagrama de bloques general de un esquema de transmisión IR-UWB y una estructura de receptor propuesta según la invención.

La figura 2A muestra un diagrama de bloques de un receptor de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) según una realización de la presente invención.

La figura 2B muestra un diagrama de bloques de un receptor de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) según una realización de la presente invención.

La figura 3 muestra un diagrama de bloques de un receptor 20 de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) según una realización preferida de la presente invención.

La figura 4 muestra un ejemplo de una implementación particular del receptor según la realización preferida de la presente invención.

La figura 5A muestra un diagrama de bloques de la sección digital de un receptor según una realización de la presente invención.

La figura 5B muestra un diagrama de bloques de la sección digital de un receptor según una realización de la presente invención.

Las figuras 6A1 y 6A2 muestran esquemas respectivos de estimación basta y fina según una realización de la presente invención.

Las figuras 6B1 y 6B2 muestran esquemas respectivos de estimación basta y fina según una realización de la presente invención.

La figura 7 muestra una representación en el tiempo de los símbolos recibidos según la presente invención.

La figura 8 muestra las cantidades que definen variables de tiempo con respecto al inicio de la adquisición de señal según una realización de la presente invención.

La figura 9 ilustra las tres etapas principales para conseguir la sincronización final según una realización de la presente invención.

Descripción detallada de la invención

Definiciones

En el contexto de la presente invención, el término “aproximadamente” y los términos de su familia (tales como “aproximado”, “aproximación”, etc.) deben entenderse como valores indicativos o formas muy próximas a las que acompañan al término anteriormente mencionado. Es decir, debe aceptarse una desviación dentro de límites razonables de un valor exacto o forma, debido a que el experto en la técnica entenderá que tal desviación de los valores o formas indicados es inevitable debido a imprecisiones de medición, etc. Lo mismo se aplica al término “casi”.

Además, los términos “basto” (en inglés, coarse) y “fino” (en inglés, fine) deben entenderse de la siguiente manera: “Basto” se refiere a una primera etapa de sincronización principalmente para identificar el inicio de un símbolo. La resolución de esta etapa de sincronización basta es del orden de la duración de chip o de elemento de código. En contraste, “fino” (o “preciso”) se refiere a una etapa de sincronización principalmente para determinar el inicio de un símbolo con una precisión esperada del orden de la duración de pulso monociclo (normalmente la duración de chip o elemento de código es varios órdenes de magnitud superior a la duración de pulso monociclo). Esta segunda etapa de sincronización es la que explota la alta resolución temporal de una señal UWB.

En este texto, el término “comprende” y sus derivaciones (tales como “comprendiendo”, etc.) no deben entenderse en un sentido excluyente, es decir, estos términos no deben interpretarse como excluyentes de la posibilidad de que lo que se describe y define pueda incluir elementos, etapas adicionales, etc.

Modelo de señal

Aunque esta invención no se limita a la estructura particular de señales de banda ultra ancha (UWB) de radio por impulsos (en inglés, impulse radio) (IR), a continuación se presenta un modelo de señal de señales IR-UWB.

Considérese un sistema IR-UWB en el que la transmisión de un símbolo de información se implementa normalmente por la repetición de Nf pulsos de muy corta duración, normalmente de aproximadamente 100 picosegundos. La señal transmitida se expresa como:

donde se supone una modulación por posición de pulso (en inglés, Pulse Position Modulation) (PPM), siendo {bk} los símbolos de información que adoptan valores {0, 1} con la misma probabilidad. p(t) se refiere a la forma de onda de pulso individual, que es normalmente un monociclo gaussiano o uno de sus derivados de duración Tp.Tsym =Nf xTf es la duración de símbolo, donde Tf >>Tp es el periodo de pulso de repetición también denominado periodo de trama, yNf es el número de tramas por cada símbolo, Tc es el periodo de chip o de elemento de código, Tδ es el intervalo de modulación PPM, Nc es el número de chips o elementos de código por cada trama y {cj} es la secuencia de salto de tiempo (en inglés, time hopping sequence) que adopta valores enteros en {0, 1, ..., Nc-1} y aj = ±1 denota una secuencia de polarización normalmente utilizada para conformación de espectro. Sin perder la generalidad se supone en lo sucesivo aj =1 ∀ j.

El modelo de canal considerado se da mediante la expresión general para el canal de propagación de desvanecimiento multitrayectoria de la siguiente manera:

Sin perder generalidad, se supone se supone τ0 <τ1 <... <τM−1, siendo τ0 el TOA (tiempo de llegada) que va a estimarse.

La señal recibida es entonces la suma de múltiples réplicas retardadas y atenuadas de la forma de onda de pulso recibida ˜p(t) que incluye el filtro de recepción:

Se supone que el pulso recibido desde cada trayectoria m-ésima presenta la misma forma de onda pero experimenta un coeficiente de desvanecimiento, hm, y un retardo de tiempo, τm, diferentes. El ruido ν(t) aditivo se modela como una gaussiana de media cero circularmente simétrica con varianza N0. Dado el bajo coeficiente de utilización de las señales UWB se supone que la señal recibida no tiene interferencia entre símbolos (ISI).

La señal asociada al j-ésimo pulso transmitido correspondiente al símbolo k-ésimo, en el dominio de la frecuencia se obtiene:

con

˜

P(t)= F{˜p(t)} y V(w)= F{v(t)} denotan mediante F{} la transformada de Fourier. Muestreando (4) en wn =w0n para n = 0, 1, ..., N-1 siendo w0=2π/N y reorganizando las muestras en el dominio de la frecuencia Ykj [n] en el vector Yk ∈ CNx1 se obtiene:

j

donde la matriz Skj es una matriz diagonal cuyas componentes son las muestras de muestras de frecuencia de Skj (w) y la matriz Eτ ∈ CNxN contiene los vectores de signatura o firma de retardo (componentes harmónicas) asociados con cada señal retardada que llega (trayectorias),

Los coeficientes de desvanecimiento de canal están dispuestos en el vector h ∈ RM+1 y las muestras de ruido en el vector V ∈ CNx1, donde R denota un valor real y C denota un valor complejo.

La presente invención resuelve la sincronización y demodulación de datos a ciegas, sin la necesidad de estimación de canal o secuencia de entrenamiento transmitida. Como se describirá posteriormente, la estrategia se basa en un primer bloque que realiza estimación de energía que sólo requiere el conocimiento por el receptor de la secuencia de salto de tiempo, seguida de un algoritmo de estimación de tiempo de llegada de alta resolución y baja complejidad basado en el dado a conocer en la solicitud de patente internacional WO 2008/034466, que proporciona sincronización de temporización fina, a partir de la que puede conseguirse demodulación de datos.

Un diagrama de bloques general del esquema de transmisión IR-UWB y la estructura de receptor propuesta se representa en la figura 1. Muestra un primer bloque 1 para generar una forma de onda p(t) de pulso gaussiano, seguido por un segundo bloque 2 que construye la serie de pulsos a partir de una pluralidad de símbolos de información {bk}. Esta serie de pulsos consiste en el pulso p(t), transmitido de manera repetida en los instantes de tiempo determinados por la secuencia TH (de salto de tiempo) y el valor del símbolo transmitido {bk} según la modulación PPM. La señal s(t) transmitida se construye de este modo. A continuación, se ilustra un bloque 3 que representa el canal, seguido por un sumador 4 previsto para sumar el ruido aditivo v(t). La señal resultante r(t), una vez filtrada en el bloque 5, representa la señal recibida y(t). En particular, el bloque 5 es un filtro paso banda que tiene un ancho de banda B (Hz). A continuación, la señal filtrada se muestrea y[n] a una frecuencia de muestreo fs= 2B, después de lo cual se aplica una transformada de Fourier discreta en el bloque 6. El resultado de esta transformada de Fourier Y[w] se dirige a un bloque 7 para sincronización basta y a un bloque 8 para sincronización fina y demodulación. La estimación basta 7 se utiliza también como entrada del bloque 8 para estimación fina y demodulación.

Con el fin de describir el algoritmo de sincronización y demodulación conjunta, el receptor preferiblemente supone una tasa de muestreo Nyquist ideal, seguida por un módulo DFT. Sin embargo, como alternativa, existen implementaciones que pueden reducir los altos requisitos de la tasa de muestreo asociados con las señales UWB, utilizando por ejemplo un receptor de banco de filtros como recoge, por ejemplo, A. Mollfulleda et al.en“QUETZAL: Qualified ultra-wideband testbed for reduced data-rates y location”, Tridencom, Barcelona, España, 1-3 de marzo de 2006.

Descripción del receptor

La figura 2-A muestra un diagrama de bloques de un receptor 10 de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) según la presente invención. El receptor 10 comprende una antena de recepción 11 seguida por un amplificador, normalmente un amplificador de ruido bajo (LNA) 12 de banda ancha. Después de dicho amplificador 12, está ubicado un extremo frontal 13 (en inglés, front end) de radiofrecuencia (RF), seguido por una unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 19. El extremo frontal 13 de radiofrecuencia (RF) proporciona a la unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 12 un conjunto de muestras en el dominio de la frecuencia (Y(0), Y(1) ..., Y(K-1)).

Puesto que uno de los objetivos de la presente invención es un procedimiento de sincronización y demodulación de una señal recibida transmitida a través de un medio inalámbrico, basándose en un receptor que proporciona muestras directas de la señal recibida en el dominio de la frecuencia, puede utilizarse cualquier extremo frontal 13 de radiofrecuencia (RF) que pueda proporcionar a la unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 19 un conjunto de muestras en el dominio de la frecuencia (Y(0), Y(1), ..., Y(K-1)).

Si el extremo frontal de RF proporciona una señal en el dominio del tiempo, es necesaria una etapa intermedia que realice la transformada de Fourier discreta de tal señal. En la figura 2-B se muestra un diagrama de bloques de un receptor 10’ de este tipo, en el que el número de referencia 15 se refiere a cualquier extremo frontal de RF que proporcione una señal digital en el dominio del tiempo y el número de referencia 16 se refiere a un bloque digital que realiza la transformada de Fourier discreta.

La figura 3 muestra un diagrama de bloques de un receptor 20 de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) según una realización preferida de la presente invención. El receptor 20 FDS de la figura 3 muestrea, a la tasa Nyquist, la señal sólo en las bandas de frecuencia de interés. Un receptor en el dominio del tiempo debe muestrear toda la señal a la tasa Nyquist, lo que da como resultado una tasa de muestreo global más alta. Por tanto, esta realización preferida requiere frecuencias de reloj de muestreo más bajas que los receptores de muestreo en el dominio del tiempo (TDS). De manera similar al receptor 10 ó 10’, el receptor 20 comprende una antena de recepción 21, un amplificador, normalmente un amplificador de bajo ruido (LNA) 22 de banda ancha, seguido por un extremo frontal 23 de radiofrecuencia (RF) que, a su vez, va seguido por una unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 29.

En esta realización preferida de la presente invención, el extremo frontal 23 de RF comprende un divisor de potencia (PS) 220, un banco de filtros 25-1, 25-2, ..., 25-N y una etapa de conversión de analógico a digital (ADC) 28-1, 28-2, ..., 28-N. El divisor de potencia 220 divide la señal recibida en N ramas. Cada una de dichas ramas se introduce en uno de los filtros paso banda 25-1, 25-2, ..., 25-N del banco de filtros, que entrega la señal filtrada en la correspondiente subbanda. Como resultado, el banco de filtros descompone la señal recibida en N bandas de frecuencia espaciadas de manera igual, casi ortogonales que representan las componentes espectrales de la señal recibida. La descomposición en el dominio de la frecuencia se basa en la transformada de Fourier de tiempo corto discreta (STFT), que puede descomponer una señal ortogonalmente.

La STFT discreta de una señal x(t) se define como:

donde γn,m(t) son las funciones de base de STFT. Normalmente, las funciones de base de STFT consisten en una función ventana trasladada tanto en tiempo como en frecuencia. Eligiendo apropiadamente la función ventana y los intervalos de traslación, puede obtenerse un conjunto de bandas de frecuencia ortogonales. En la implementación de receptor descrita, γn,m(t) corresponde al enésimo filtro de banda, retardado m veces el periodo de muestreo. Para obtener los coeficientes STFT(n,m), se debe muestrear cada salida de filtro a intervalos de tiempo espaciados m veces el periodo de muestreo. Esta operación se realiza mediante la etapa de conversión de analógico a digital (ADC) 281, 28-2, ..., 28-N, que muestrea las componentes espectrales medidas entregadas por el banco de filtros 25-1, 25-2, ..., 25-N.

Finalmente, una unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 29 realiza detección de señal, sincronización y ecualización de canal en el dominio de la frecuencia.

El receptor puede diseñarse con cualquier número de filtros en el banco de filtros 25-1, 25-2, ..., 25-N, siempre que una implementación física sea posible. El número de filtros en el banco de filtros determina la dimensión del vector de entrada de sincronizador y demodulador, puesto que determina la dimensión del vector S, que se presentará más tarde en esta descripción. Además, puesto que el ancho de banda de señal es constante, el número de filtros determina el ancho de banda de filtro, que a su vez determina la tasa de muestreo de las etapas de ADC 28-1, 28-2, ..., 28-N. No obstante, la tasa de muestreo global a la que el receptor 20 opera permanece constante, puesto que viene dada por la suma de las tasas de muestreo de todas las etapas 28-1, 28-2, ..., 28-N de ADC.

En un sistema con un ancho de banda de señal de W, el espaciamiento Δf de frecuencia entre los N filtros 25-1, 252, ..., 25-N viene dado por:

Cada filtro 25-1, 25-2, ..., 25-N mide una componente espectral en banda durante un intervalo de Ta =1/Δf (periodo de muestreo). La etapa de conversión de ADC 28-1, 28-2, ..., 28-N muestrea las salidas de filtro a una tasa Fm =1/Ta (frecuencia de muestreo) para evitar plegado espectral (en inglés, aliasing) en el dominio del tiempo. Las muestras de observación después de la operación de conversión de ADC son las N componentes espectrales de la señal recibida, que están agrupadas en un vector S=[S(0) ... S(N-1)]T de tamaño 1 x N, y en el que “T” denota “matriz traspuesta”. Dada la simetría de la transformada de Fourier de tiempo discreta de la señal y(t), se forma una respuesta de frecuencia de longitud K estimada añadiendo a la observación muestras de frecuencia de vector S con ellas mismas en orden inverso y rellenando con ceros en las posiciones de extremo y central, según lo siguiente:

donde S’=[S(N-1) ... S(0)]T. El número mínimo de componentes espectrales medidas en el planteamiento de muestreo en el dominio de la frecuencia (FDS) viene dado por:

Como se explicó anteriormente, puede utilizarse cualquier extremo frontal de radiofrecuencia (RF) 13, 23, que pueda proporcionar a la unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 19, 29 un conjunto de muestras en el dominio de la frecuencia. Sin embargo, utilizar un extremo frontal 23 de RF basándose en una fase analógica que comprende un banco de filtros 25-1, 25-2, ..., 25-N como el que acaba de proponerse (figura 2) proporciona la ventaja de incurrir en menor complejidad de implementación, puesto que las etapas de conversión de ADC 28-1, 28-2, ..., 28-N necesitan una frecuencia de muestreo más baja. Una segunda ventaja de este planteamiento se encuentra en el hecho de que este extremo frontal de RF proporciona directamente las muestras de frecuencia que se necesitan posteriormente, sin requerir una conversión de tiempo a frecuencia.

A modo de ejemplo, que no debe considerarse como una limitación de la presente invención, la figura 4 muestra una posible implementación del receptor 30 según esta realización preferida, que puede muestrear una señal de banda ultra ancha de radio por impulsos (IR UWB). El receptor 30 comprende una antena de recepción 31, un amplificador de bajo ruido 32 de banda ancha y un extremo frontal 33 de RF. Este extremo frontal 33 de RF comprende un divisor de potencia PS 320, una segunda etapa de amplificador 34-1, 34-2..... 34-4, un banco de filtros paso banda 35-1, 352, ..., 35-4, una etapa de conversión descendente para señales en fase y en cuadratura 36-1, 36-2, ..., 36-4, una tercera etapa de amplificador 37-1, 37-2, ..., 37-4, que comprende amplificadores de ganancia variable (VGA) con entrada de control automático de ganancia (AGC) y una etapa de conversión de analógico a digital (ADC) 38-1, 38-2..... 38

4. La unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) que sigue a la etapa de conversión de ADC no se representa en la figura 4. El receptor 30 puede implementar una STFT discreta casi ortogonal, como se definió anteriormente. Los coeficientes de STFT discreta se obtienen muestreando periódicamente la salida de cada filtro. Los cuatro filtros paso banda mostrados 35-1, 35-2, ..., 35-4 están diseñados con una respuesta de frecuencia a modo gaussiano, en la que cada filtro tiene un ancho de banda de aproximadamente 500 MHz aproximadamente centrado en las siguientes frecuencias f0,f1=f0+1 GHz f2=f1+1 GHz, y f3=f2+1 GHz. Como resultado, la base es casi ortogonal y por tanto no requiere sincronización de fase de todos los filtros, lo que es difícil de obtener en la práctica. También a modo de ejemplo, la tasa de muestreo de la etapa de conversión de ADC puede elegirse para que sea una muestra de 1 Giga por segundo, es decir la tasa Nyquist. La unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) procesa los 4 canales para reconstruir la señal recibida e implementa los algoritmos de sincronización y demodulación, tal como se explicará posteriormente en esta descripción.

Descripción de la sección digital del receptor

Las figuras 5-A y 5-B muestran un diagrama de bloques de una posible implementación de la unidad de procesamiento de señal digital (DSPU) 19, 29 del receptor 10, 10’, 20, 30. La única diferencia entre la DSPU 19 (figura 5-A) y la DSPU 29 (figura 5-B) es que la primera 19 corresponde a un receptor 10, 10’ cuyo extremo frontal 13 RF proporciona en su salida un conjunto de K muestras en el dominio de la frecuencia (Y(0), Y(1), ..., Y(K-1)), mientras que la segunda 29 corresponde a un receptor 20, 30 cuyo extremo frontal 23, 33 RF proporciona en su salida un conjunto de N muestras en el dominio de la frecuencia (S(0), S(1), ..., S(N-1)), donde K>2N (véase la ecuación (6)). En otras palabras, la DSPU 29 (figura 5-B) aprovecha un extremo frontal 23, 33 de radio frecuencia que incurre en una menor complejidad de implementación que el otro 13, como ya se explicó. La DSPU 19, 29 comprende los siguientes bloques funcionales representados en las figuras 5-A y 5-B:

-

medios (40a, 40a’) para realizar una sincronización basta (en inglés, coarse synchronization);

-

medios (40b, 40b’) para realizar una sincronización fina (en inglés, fine synchronization) después de haberse llevado a cabo una sincronización basta;

-

un generador de secuencia de salto de tiempo (TH) 70, que obtiene la secuencia de salto de tiempo empleada para modular los pulsos transmitidos;

-

medios 80 para implementar algoritmos de demodulación y descodificación para obtener los bits de información de la salida del bloque 40b de sincronización fina.

En la siguiente sección, se describe detalladamente el procedimiento de sincronización y demodulación de una señal y(t) recibida según la presente invención.

Como ya se explicó, dependiendo de la arquitectura del extremo frontal RF 13 23 33, se obtiene un conjunto reducido de muestras (S(0), S(1), ..., S(N-1)) (figuras 3, 4) o se obtiene un conjunto completo de K muestras (Y(0), Y(1), ..., Y(K-1).

Según una realización de la presente invención, representada en la figura 5-A, se forma un vector Y directamente a partir de las K muestras entregadas desde el extremo frontal 13 de radio frecuencia. Como se muestra en la figura 5-A, este vector Y es la entrada de los bloques 40a y 40b, que son respectivamente los bloques responsables de la estimación basta y fina. El bloque 40a está detallado en la figura 6-A-1 (bloques 41a, 42a). El bloque 41a se encarga de calcular la energía por intervalo de elemento de código (o intervalo de chip) y da entrega como salida Eδ,i. Para identificar el número de trama al que corresponde el primer pico adquirido, es necesario conocer todas las Eδ,i: i=1, ..., NδNcNf. El bloque 42a se encarga de calcular la separación (en número de intervalos Tδ) entre picos y compara esa separación con cada una de las filas de la matriz correspondiente. El bloque 40b se detalla en la figura 6-A-2 (bloques 43b, 44b, 45b).

Según otra realización de la presente invención, en la que el extremo frontal de radio frecuencia 23 33 proporciona un conjunto de muestras (S(0), S(1), ..., S(N-1)) reducido (figuras 3, 4), un vector S=[S(0) ... S(N-1)} es la entrada de los bloques 40a’ y 40b’ (figura 5-B). El bloque 40a’ se detalla en la figura 6-B-1 (bloques 39a, 41a’, 42a’), que difiere de la figura 6-A-1 en que el bloque 39 es necesario para crear un vector Y (formado por K elementos). De forma similar, el bloque 40b’ está detallado en la figura 6-B-2 (bloques 39b, 43b’, 44b’, 45b’). En una realización particular, el vector Y comprende 2N+1 elementos: Las salidas de los N ADC 28-1, ..., 28-N; 38-1, ..., 38-N forman un vector S=[S(0) ... S(N-1)]. Si se crea un vector S’, tal como S’=[S(N-1) ... S(0)], entonces el vector Y: Y=[S 0 S’]T comprende K=2N+1 elementos, siendo K el tamaño de la FFT. Rellenando con ceros puede aumentarse el tamaño de la DFT, obteniéndose así un valor de K superior.

El vector Y corresponde a la salida del bloque 6 en la figura 1.

A continuación, se describe la etapa de estimación basta (bloque 7 en la figura 1):

La estimación basta (o sincronización basta) bloque 7 (figura 1) identifica el inicio del primer símbolo completo dentro del intervalo de adquisición (también denominado intervalo de observación). La adquisición es el conjunto de muestras que se procesan en cada instante de tiempo. Puesto que la presente invención no tiene en cuenta ninguna sincronización previa, las muestras adquiridas no empiezan al inicio de cada símbolo y, por lo tanto, es necesario identificar el inicio del primer símbolo completo. Esto se hace descartando muestras anteriores. Se define el vector de secuencia de salto de tiempo como

c =[c0 c1 ... CNf−1]

Antes de la estimación de energía de señal, se define una matriz, cuyos elementos son el retardo de elemento de código (o chip) relativo entre monociclos en cada trama dentro de un símbolo. La figura 7 muestra una representación temporal de dos símbolos recibidos “0” “1”. Con el fin de facilitar la ilustración, los parámetros de señal adoptan valores bajos. En particular, la figura 7 muestra en línea continua la representación temporal de una señal 2-PPM UWB para dos símbolos consecutivos de valores “0” y “1”, respectivamente, para Nf=2, Nc=3yTδ =Tc/2. El pulso de monociclo dibujado en líneas discontinuas representa la posición relativa del pulso cuando los datos adoptan el valor “0” con respecto al pulso transmitido para datos de valor “1”. Se destaca que, para facilitar la representación, se ha ilustrado un ejemplo particular que muestra una modulación 2-PPM. Sin embargo, podría utilizarse alternativamente cualquier otra modulación de orden superior (tal como 4-PPM). Obsérvese que en una modulación 4-PPM, un símbolo corresponde a dos bits. El número de elementos de código (o chips) entre dos monociclos consecutivos puede denotarse como ρ(n)=Nc -cn−1 +cn.

Entonces puede definirse la matriz circulante Δρc como,

La primera trama en el intervalo de adquisición se denota como υ y τ0 denota el inicio del primer símbolo completo en el intervalo de observación, siendo 0 ≤ τ0 ≤ Tsym. Esto se representa en la figura 8. En particular, la figura 8 muestra las cantidades que definen variables de tiempo con respecto al inicio de la adquisición de señal. La señal recibida representada en línea continua pretende representar las múltiples réplicas recibidas atenuadas y retardadas de cada pulso transmitido a través de un canal multitrayectoria. τ0 es el retardo de tiempo real que ha de estimarse para lograr la sincronización. ˆτ0c es el retardo de tiempo estimado de forma basta que determina el inicio del primer símbolo completo; ˜τ es el tiempo de llegada estimado de la primera trayectoria en relación a ˆτc0 yˆτf0 es la estimación refinada

o fina del retardo de tiempo desde el inicio de la adquisición hasta el inicio del primer símbolo completo emitido por la fase de sincronización fina. Denominaremos y[m]=y(mTs)a la señal recibida de tiempo discreto, donde Ts es el periodo de muestreo.

Las muestras en el dominio de la frecuencia de la señal recibida en el intervalo Tδ de modulación PPM i-ésimo se definen como,

Reorganizando las muestras Yδ,i[n] en el vector Yδ,i ∈ Ckδx1, siendo

la energía en cada el intervalo

de modulación PPM se obtiene como:

Siendo Nδ =Tc/Tδ el número de intervalos de modulación PPM por cada elemento de código (o chip) y Nc el número de elementos de código (o chips) por cada intervalo de trama. El algoritmo halla entonces la posición de los Nf valores máximos de la energía de señal, α =[α1 ... αNf], que corresponden a la posición de los pulsos de monociclo en el símbolo con una resolución temporal igual al desplazamiento Tδ de tiempo PPM. Por tanto, la distancia relativa entre los Nf picos de los valores de energía máximos estimados forma el siguiente vector,

La estimación del número υ de trama que corresponde al primer pulso detectado se lleva a cabo hallando la secuencia de salto de tiempo desplazada más próxima a la estimada Δα. Más específicamente, el algoritmo halla qué j-ésima fila de la matriz Δρc circulante, denotada como Δρc, minimiza:

A partir de la υ estimada, la estimación TOA basta puede identificarse como:

para una modulación 2-PPM con Tδ=Tc/2, Nδ=2.

Como se mencionó anteriormente, τ0 denota el inicio del primer símbolo completo en el intervalo de observación (o intervalo de adquisición).

Una vez completada la etapa de la estimación basta (bloque 7 en la figura 1), se realiza una etapa adicional de estimación fina o sincronización fina (bloque 8 en la figura 1) para obtener la sincronización y la demodulación. Esta etapa de estimación fina se describe a continuación:

Una vez estimado de manera basta el inicio del símbolo, se realiza conjuntamente una estimación fina del retardo de tiempo y una demodulación no coherente ciega, símbolo por símbolo.

La figura 9 ilustra de forma general las tres etapas principales para lograr la sincronización final: 1) una etapa de estimar la energía por cada chip o elemento de código (esta etapa forma parte de la sincronización basta); una etapa de detectar una primera trayectoria; y 3) la sincronización final. En particular, la figura 9 muestra los valores de energía por cada elemento de código o chip calculados en la etapa de sincronización basta, como en (9), valores de energía que están representados por la altura de los rectángulos; el número de intervalos de modulación PPM entre los valores de energía superiores (Δα) y la estimación del retardo de tiempo asociado a la primera trayectoria (punto opaco) lo que lleva a la sincronización de señales estimando el inicio del símbolo. La posición temporal de los pulsos recibidos de forma ideal se muestra en líneas discontinuas.

La estimación fina del retardo de tiempo (también denominada sincronización de temporización o de timing)yla demodulación comprenden las siguientes etapas:

a) Estimación de la matriz de correlación a partir de las muestras en el dominio de la frecuencia correspondientes al símbolo k-ésimo, promediando las señales de trama adecuadamente dispuestas en el símbolo:

donde la matriz Yk=[Yk1 ... Yk ... Yk ] contiene vectores de columna cuyos elementos son las muestras DFT de la

j Nf

señal de observación en un periodo de trama,

donde

es el número de muestras en el periodo de trama y ˆmkj es la primera muestra asociada al

pulso j-ésimo transmitido correspondiente al símbolo k-ésimo,

Como puede observarse, esta estimación de la matriz de correlación ya se describió en el documento WO 2008/ 034466 A1. La principal diferencia es que en la presente invención, la matriz de correlación se estima a partir de la sincronización basta previamente realizada, representada por mˆkj .

El desplazamiento Tδ de tiempo de modulación PPM se resta porque el inicio del símbolo, ˆτc0, se ha estimado indistintamente para bk =0obk =1.

b) Cálculo del perfil de retardo de potencia definido como la distribución de energía de señal con respecto a retardos de propagación, a partir de Rk. En particular, el perfil de retardo de potencia se obtiene calculando la siguiente forma cuadrática para diferentes valores de τ:

El denominado pseudo-periodograma, Pk(τ), explicado detalladamente en el documento WO 2008/034466 A1, permite una implementación de poca complejidad mediante una transformada de Fourier rápida (FFT) aplicada a los siguientes coeficientes:

donde R˜n es la suma de los enésimos elementos diagonales de la matriz de correlación Rky Rk(i, j) denota el ele

mento de fila i-ésima, columna j-ésima de Rk. Entonces,

donde FFTL()

denota una operación de FFT de longitud L.

c) Estimación del tiempo de llegada (o retardo de tiempo) ˜τk asociado a cada símbolo bk. En otras palabras, se estima el tiempo en el que se recibe el primer pulso asociado a un determinado símbolo bk, con respecto al inicio de la referencia temporal. Esto se hace buscando el primer valor “pico” (un pico se define como un máximo relativo en el perfil de retardo de potencia) que supera un umbral dado, Pth, en el pseudo-periodograma:

donde Pth puede definirse como la potencia de ruido obtenida a partir de la energía calculada en el proceso de estimación basta.

Esta estimación del tiempo de llegada ya se ha descrito en el documento WO 2008/034466 A1.

d) Demodulación de símbolo. El símbolo k-ésimo puede sincronizarse y demodularse conjuntamente, directamente a partir de la estimación ˜τk, de retardo de tiempo, sin conocimiento alguno de la respuesta de impulso de canal y sin necesidad de una secuencia de datos de entrenamiento. El modo de proceder es el siguiente: dependiendo del valor del primer símbolo b0, empleado para estimar el inicio del símbolo ˆτ0c, los retardos estimados adoptan valores:

Así, es necesario resolver la ambigüedad provocada por la falta de conocimiento del valor de los datos. El algoritmo propuesto define un símbolo demodulado diferencial ˆak como:

Los símbolos demodulados son entonces:

Por tanto se obtienen los símbolos demodulados. Obviamente, la invención no se limita a estas definiciones concretas del símbolo demodulado diferencial y de símbolo demodulado, sino que otras alternativas son posibles.

e) Sincronización fina. La estimación o sincronización fina del retardo de tiempo se obtiene directamente de la aplicación de una decisión directa a los datos demodulados. Más específicamente:

En resumen, la presente invención proporciona un procedimiento de poca complejidad para la sincronización y demodulación de una señal transmitida a través de un sistema inalámbrico. El procedimiento se basa en un planteamiento en el dominio de la frecuencia, que permite tasas de muestreo por debajo del límite Nyquist mientras se logra una gran precisión (al centímetro, depende de la implementación) de telemetría.

La invención no está limitada obviamente a las realizaciones específicas descritas en el presente documento, sino que también abarca cualquier variación que pueda considerarse por cualquier experto en la técnica (por ejemplo, en lo que respecta a la elección de componentes, configuración, etc.), dentro del alcance general de la invención tal como se define en las reivindicaciones adjuntas.

Claims (17)

1. REIVINDICACIONES

   1. Un procedimiento de demodulación en un receptor de una pluralidad de símbolos bk comprendidos en una señal recibida y(t), teniendo dicho receptor conocimiento de un vector de secuencia de salto de tiempo c de la señal transmitida, comprendiendo dicho procedimiento la etapa de:

   -

   generar una pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia a partir de la señal recibida y(t);

   estando el procedimiento caracterizado por que comprende las etapas de:

   -

   a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia y de dicho vector de secuencia de salto de tiempo c, aplicar una etapa de estimación basta para identificar el inicio de un primer símbolo completo ˆτ0c enun intervalo de adquisición;

   -

   aplicar una etapa de estimación fina del retardo de tiempo ˜τk de cada símbolo bk, donde k denota el símbolo k-ésimo, buscando un máximo relativo en el que una distribución de energía de señal supera un determinado umbral Pth;

   -

   a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo ˜τk de cada símbolo bk, demodular bˆk dichos símbolos bk.

2. 2. El procedimiento según la reivindicación 1, que comprende además una etapa de:

   -

   a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo ˜τk de cada símbolo bk, de dicha estimación basta ˆτc0 yde dicha demodulación de símbolo bˆk, identificar con resolución fina el principio ˆτf0 de un primer símbolo completo en un intervalo de adquisición.

3. 3. El procedimiento según la reivindicación 2, en el que dicha etapa de identificación con resolución fina ˆτf0 se

   lleva a cabo de acuerdo con la siguiente expresión: ˆτ0f =ˆτ0c +˜τk -bˆkTδ -Tδ, donde Tδ es el intervalo de modulación de posición de pulsos.

4. 4.

   El procedimiento según cualquier reivindicación anterior, en el que dichos símbolos están modulados según un esquema modulado de posición de pulsos.

5. 5.

   El procedimiento según la reivindicación 4, en el que dicha estimación del inicio de un primer símbolo completo τˆ0c en dicho intervalo de adquisición se lleva a cabo a partir de al menos el intervalo de modulación de posición de pulsos Tδ y de la identificación de un orden de trama en un intervalo de adquisición υ.

6. 6. El procedimiento según la reivindicación 5, en el que dicha estimación del inicio de un primer símbolo completo adopta la siguiente expresión:

   τˆ0c

   en la que α1 representa la posición de un primer valor de energía de señal, Nc representa el número de elementos de código o chips por cada intervalo de trama, cυ representa un elemento del vector c de secuencia de salto de tiempo, valor que denota la posición temporal de la señal dentro de una trama y Nf representa el número total de valores máximos de la energía de señal igual al número de tramas por cada símbolo.
7. 7. El procedimiento según la reivindicación 6, en el que la estimación de dicha primera trama en un intervalo de adquisición υ se obtiene de la siguiente manera:

   donde Δα =[α2-α1 ... αj-αj−1 ... αNf-αNf−1] es un vector que denota la distancia relativa entre dichos Nf picos de los valores de energía máxima estimados, Nδ =Tc/Tδ es el número de intervalos de modulación PPM por elemento de código o chip y Δρc es una matriz circulante en la que ρc(n) denota el número de elementos de código o chips entre dos monociclos consecutivos:
8. 8. El procedimiento según la reivindicación 7, en el que dicha energía a cada intervalo de modulación PPM se obtiene a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia de la siguiente manera:

   donde las muestras en el dominio de la frecuencia de la señal recibida en el intervalo Tδ de modulación PPM i-ésimo se definen como:

   donde

   n denota las muestras de frecuencia y m denota las muestras temporales.
9. 9. El procedimiento según cualquier reivindicación anterior, en el que dicha fase de estimación fina del retardo de tiempo ˜τk de cada símbolo bk comprende las etapas de:

   -

   estimar una matriz de correlación Rk a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia y de dicha estimación del inicio de un primer símbolo completo ˆτc0 en un intervalo de adquisición;

   -

   a partir de dicha matriz Rk de correlación, calcular un perfil de retardo de potencia definido como la distribución de energía de señal con respecto a retardos de propagación;

   -

   hallar un valor de retardo ˜τk en el que dicha distribución de energía de señal supere un determinado umbral Pth, representando dicho valor de retardo la estimación fina de retardo de tiempo.

10. 10. El procedimiento según cualquier reivindicación anterior, en el que dicha etapa de demodular dichos símbolos bk a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo ˜τk comprende las etapas de:

    -

    definir un símbolo demodulado diferencial ˆak como:

    -

    y demodular dichos símbolos según la siguiente expresión:

11. 11. El procedimiento según cualquier reivindicación anterior, en el que dicha señal recibida y(t) es una señal de banda ultra ancha.

12. 12.

    El procedimiento según la reivindicación 11, en el que dicha señal de banda ultra ancha es una señal de banda ultra ancha de radio por impulsos.

13. 13.

    Un dispositivo para demodular una pluralidad de símbolos bk comprendidos en una señal recibida y(t), teniendo dicho dispositivo conocimiento de un vector de secuencia de salto de tiempo c de una señal transmitida, comprendiendo dicho dispositivo:

    -

    medios para generar una pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia a partir de la señal recibida y(t);

    caracterizándose el dispositivo por que comprende:

    -

    a partir de dicha pluralidad de muestras en el dominio de la frecuencia y de dicho vector de secuencia de salto de tiempo c, medios para aplicar una etapa de estimación basta para identificar el inicio de un primer símbolo completo τˆc0 en un intervalo de adquisición;

    -

    medios para aplicar una etapa de estimación fina del retardo de tiempo ˜τk de cada símbolo bk, donde k denota el símbolo k-ésimo, buscando un máximo relativo en el que una distribución de energía de señal supera un determinado umbral Pth;

    -

    a partir de dicha estimación fina del retardo de tiempo ˜τk de cada símbolo bk, medios para demodular dichos símbolos bk.

14. 14. Un receptor (10, 10’, 20, 30) que comprende al menos un dispositivo según la reivindicación 13.

15. 15.

    Un receptor (10, 10’, 20, 30) según la reivindicación 14, en el que dicho receptor es un receptor de banda ultra ancha de radio por impulsos.

16. 16.

    Programa informático que comprende medios de código de programa informático adaptados para realizar las etapas del procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 12 cuando dicho programa se ejecuta en un ordenador, un procesador de señal digital, un array de puerta de campo programable, un circuito integrado específico de la aplicación, un microprocesador, un microcontrolador, o cualquier otra forma de hardware programable.

    OFICINA ESPAÑOLA DE PATENTES Y MARCAS

    N.º solicitud: 200802567

    ESPAÑA

    Fecha de presentación de la solicitud: 08.09.2008

    Fecha de prioridad:

    INFORME SOBRE EL ESTADO DE LA TECNICA

    51 Int. Cl. : H04B1/69 (01.01.2011)

    DOCUMENTOS RELEVANTES

    Categoría

    Documentos citados Reivindicaciones afectadas

    A

    WO 2008034466 A1 (FUNDACIO PRIVADA CT TECNOLOGIC et al.) 27.03.2008, todo el documento. 1-16

    A

    MONICA NAVARRO et al. &quot;Low Complexity Frequency Domain TOA Estimation for IR-UWB Communications&quot;. Vehicular Technology Conference, 2006. VTC 2006-Fall. 2006 IEEE 64th, IEEE, PI, NJ, USA, 1 septiembre 2001 (01.09.2001), páginas: 1-5 XP031051163 ISBN 978-1-4244-0062-1; ISBN 1-4244-0062-7. 1-16

    A

    MOLLFULLEDA A et al. &quot;QUETZAL: Qualified Ultra-wideband Testbed For Reduced Data-rates And Location&quot;. Testbeds and Research Infrastructures for the Development of Networks and Communities, 2006. TRIDENTCOM 2006. 2nd International Conference on Barcelona, Spain Marzo 1-3, 2006, Piscataway, NJ, USA, IEEE, Piscataway, NJ, USA, 1 marzo 2006 (01.03.2006), páginas:185-191 XP010924304 ISBN 978-1-4244-0106-2; ISBN 1-4244-0106-2. 1-16

    Categoría de los documentos citados X: de particular relevancia Y: de particular relevancia combinado con otro/s de la misma categoría A: refleja el estado de la técnica O: referido a divulgación no escrita P: publicado entre la fecha de prioridad y la de presentación de la solicitud E: documento anterior, pero publicado después de la fecha de presentación de la solicitud

    El presente informe ha sido realizado • para todas las reivindicaciones • para las reivindicaciones nº:

    Fecha de realización del informe 09.03.2011

    Examinador J. Botella Maldonado Página 1/4

    INFORME DEL ESTADO DE LA TÉCNICA

    Nº de solicitud: 200802567

    Documentación mínima buscada (sistema de clasificación seguido de los símbolos de clasificación) H04B Bases de datos electrónicas consultadas durante la búsqueda (nombre de la base de datos y, si es posible, términos de

    búsqueda utilizados) INVENES, EPODOC, WPI, NPL, XPESP, XPAIP, XPI3E, INSPEC.

    Informe del Estado de la Técnica Página 2/4

    OPINIÓN ESCRITA

    Nº de solicitud: 200802567

    Fecha de Realización de la Opinión Escrita: 09.03.2011

    Declaración

    Novedad (Art. 6.1 LP 11/1986)

    Reivindicaciones Reivindicaciones 1-16 SI NO

    Actividad inventiva (Art. 8.1 LP11/1986)

    Reivindicaciones Reivindicaciones 1-16 SI NO

    Se considera que la solicitud cumple con el requisito de aplicación industrial. Este requisito fue evaluado durante la fase de examen formal y técnico de la solicitud (Artículo 31.2 Ley 11/1986).

    Base de la Opinión.-

    La presente opinión se ha realizado sobre la base de la solicitud de patente tal y como se publica.

    Informe del Estado de la Técnica Página 3/4

    OPINIÓN ESCRITA

    Nº de solicitud: 200802567

    1. Documentos considerados.-

    A continuación se relacionan los documentos pertenecientes al estado de la técnica tomados en consideración para la realización de esta opinión.

    Documento

    Número Publicación o Identificación Fecha Publicación

    D01

    WO 2008034466 A1 (FUNDACIO PRIVADA CT TECNOLOGIC et al.) 27.03.2008

    D02

    MONICA NAVARRO et al. &quot;Low Complexity Frequency Domain TOA Estimation for IR-UWB Communications&quot;. Vehicular Technology Conference, 2006. VTC 2006-Fall. 2006 IEEE 64th, IEEE, PI, NJ, USA, 1 septiembre 2001 (01.09.2001), páginas: 1-5 XP031051163 ISBN 978-1-4244-0062-1; ISBN 1-4244-0062-7.

    D03

    MOLLFULLEDA A et al. &quot;QUETZAL: Qualified Ultra-wideband Testbed For Reduced Data-rates And Location&quot;. Testbeds and Research Infrastructures for the Development of Networks and Communities, 2006. TRIDENTCOM 2006. 2nd International Conference on Barcelona, Spain Marzo 1-3, 2006, Piscataway, NJ, USA, IEEE, Piscataway, NJ, USA, 1 marzo 2006 (01.03.2006), páginas:185-191 XP010924304 ISBN 978-1-4244-0106-2; ISBN 1-4244-0106-2.

17. 2. Declaración motivada según los artículos 29.6 y 29.7 del Reglamento de ejecución de la Ley 11/1986, de 20 de marzo, de Patentes sobre la novedad y la actividad inventiva; citas y explicaciones en apoyo de esta declaración

    Los documentos más cercanos del estado de la técnica son el D01y el D02. Ambos presentan un método de estimación del ToA mediante muestras en el dominio de la frecuencia de la señal recibida, calculando la distribución de energía de la señal respecto a diferentes tiempos de propagación a partir de una matriz de correlación obtenida de las muestras de la señal. El ToA vendrá representado por el tiempo de propagación para el cual la distribución de energía de la señal, excede un determinado umbral. En relación a los documentos citados, estos sólo muestran el estado general de la técnica, y no se consideran de particular relevancia. Además ninguno de estos documentos, tomados solos o en combinación, revelan la invención definida en las reivindicaciones de la 1ª a la 16ª. Ni hay en ellos sugerencias que dirijan al experto en la materia hacia la invención definida por las citadas reivindicaciones. Así, la invención definida en las reivindicaciones de la 1ª a la 16ª es nueva y se considera que implica actividad inventiva y aplicación industrial.

    Informe del Estado de la Técnica Página 4/4