ES2344783T3 - Procedimiento de control de la potencia de transmision para señales de polarizacion ortogonal. - Google Patents

Abstract

Procedimiento de ajuste de la potencia de transmisión para un radioenlace con visibilidad directa sobre cocanales por polarización cruzada sometidos a la atenuación causada por la lluvia, caracterizada porque: se fija un valor de diferencia positivo óptimo (ΔPOPT) entre los logaritmos de las potencias de transmisión de las señales polarizadas horizontal (H) y verticalmente (V); dicha diferencia óptima (ΔPOPT) se calcula en orden a tener igual probabilidad de indisponibilidad del enlace para las dos señales de polarización cruzada (H, V), dada la longitud del enlace, la zona de lluvia y el umbral correspondiente para la relación seña/ruido mas interferencia.

Description

Procedimiento de control de la potencia de transmisión para señales de polarización ortogonal.

Campo de la invención

La presente invención se refiere al campo de radioenlaces con visibilidad directa, o punto a punto o punto a multipunto, y más en concreto a un procedimiento de ajuste de la potencia óptima y a un sistema de un radioenlace con visibilidad directa con señales sobre cocanales de polarización cruzada. La invención optimiza el funcionamiento del enlace mediante una compensación entre el tiempo mínimo de interrupción debido a la atenuación causada por la lluvia y la distancia máxima cubierta por el enlace.

Estado de la técnica

Para sistemas de radio en bandas por encima de 10 GHz, la lluvia es el principal factor de limitación para el funcionamiento de radioenlaces con visibilidad directa. La lluvia es responsable de dos debilitaciones: 1) la atenuación directa y 2) la despolarización de la señal transmitida. Si el sistema de radio usa un sólo tipo de polarización de canal (Horizontal o Vertical), se denomina "sistema de Modelo Alterno" (o sistema "AP"). En este caso sólo debe de considerarse la atenuación directa. Si el sistema de radio utiliza tanto polarizaciones Horizontales como Verticales y la misma frecuencia, para doblar la capacidad del canal disponible, se denomina sistema "Cocanal" (o sistema "CC"). En este último caso, aparte de la atenuación directa también se debe de considerar una atenuación adicional debida al fenómeno de la despolarización, porque la señal transmitida en cada una de las dos polarizaciones ortogonales interfiere con la otra. Puesto que la presente invención se refiere a los sistemas CC, se deben de considerar ambos fenómenos. Para los propósitos de planificación, se deben de utilizar los modelos de propagación. Se suelen recomendar los modelos de propagación descritos en el siguiente estándar ITU-R P 530: "Datos de propagación y métodos de predicción necesarios para el diseño de sistemas terrenales con visibilidad directa", ("Propagation Data and Prediction Methods Required for the Design of Terrestrial Standard Line-of-Sight Systems"). De acuerdo con el documento mencionado anteriormente, cuando la banda de frecuencias de radio cae sobre 10 GHz el funcionamiento global debido a la propagación de radio se rige por la lluvia. Dado que la lluvia es un fenómeno variable en el espacio y en el tiempo, es necesario hacer uso de las distribuciones estadísticas para prever la atenuación directa y la despolarización. Por ejemplo, podemos evaluar la "atenuación específica" \gamma debida a la lluvia que excedió el 0.01% de todo el tiempo (el equivalente a 50 min./año) a partir de esta fórmula:

1

donde:

\bullet

R es la intensidad de la precipitación expresada en mm/h excedida del 0.01% del tiempo en el peor mes del año, y se define para todas los lugares del globo en el siguiente estándar Rec. ITU-R P 837: "Características de la precipitación para establecer modelos de propagación" ("Characteristics of precipitation for propagation modelling"); y

\bullet

K y \alpha son los coeficientes que dependen de la frecuencia y de polarizaciones horizontales H y verticales V; se tabulan en el estándar siguiente Rec. ITU-R P 838: "Modelo de la atenuación específica debida a la lluvia para los métodos de predicción", ("Specific Attenuation Model for rain for use in prediction methods").

Desde (Eq. 1) las atenuaciones totales directas que exceden del 0,01% del tiempo, y para un enlace dado de longitud L [km], se calculan así:

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donde L_{eff} es la longitud eficaz de enlace, que se define en el Rec. ITU-R P 530 como función de L, y es por lo general inferior que L teniendo en cuenta el hecho de que la lluvia no está presente con uniformidad a lo largo del tramo entero.

Esta fórmula se indica en el Rec. ITU-R P 530 para calcular la atenuación directa excedida por un por ciento del tiempo p diferente a partir de 0.01%:

3

donde B, C y D son coeficientes, que dependen de la posición geográfica del tramo. Como un ejemplo en la fig. 1 se muestran las dos atenuaciones directas excedidas por el 0.01% del tiempo, tanto para la polarización H como V como función de la distancia D [km]; se suponen los parámetros siguientes:

\bullet

Radiofrecuencia = 18 GHz;

\bullet

R_{0 . 01%} = 42 mm/h (que corresponden al valor medio para Italia en la zona de lluvia K).

Como puede verse en la fig. 1, la atenuación para la polarización H es mayor que para la polarización V.

Como la atenuación, también la despolarización se tiene que caracterizar por distribuciones estadísticas. El parámetro que caracteriza el fenómeno de la despolarización se denomina XPD. Se define como la proporción, después del mecanismo de despolarización, entre la señal copolar recibida, y la señal de polarización cruzada) recibida en la polarización ortogonal. Pero la lluvia no es el único mecanismo que causa la despolarización, también deben de ser consideradas las antenas del transmisor y del receptor. La antena del transmisor, por ejemplo, introduce una despolarización XPD_{TX}, lo que significa que si la potencia W_{v} se transmite utilizando la polarización V (en lo sucesivo el símbolo en "minúscula" w indica la potencia en la unidad lineal, mientras que la "mayúscula" indica la unidad dB), una parte V_{H} de esta potencia caerá en la polarización ortogonal, y:

4

Existe una atenuación similar XPD_{RX} para la antena de recepción.

El modelo de propagación recomendado en ITU-R- P 530 establece que la despolarización causada por la lluvia XPD_{Rain} puede ser evaluada a partir de la atenuación directa, con esta fórmula:

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donde CPA (atenuación copolar) es la atenuación de la polarización transmitida tanto H como V y los coeficientes U y \Psi dependen de la frecuencia. Como consecuencia de la (Ec. 5) son posibles dos despolarizaciones distintas XPD debido a la lluvia, a saber: XPD_{Rain}H y un XPD_{Rain}V, pero la diferencia entre ellas no es muy significativa debido a la variabilidad de los parámetros U y \Psi, como se comenta en el párrafo 4.2.1 del Rec. ITU-R P 530-8. Así a continuación tiene que ser considerado el peor caso para el parámetro XPD_{Rain}. Hay que tener en cuenta todos los mecanismos de despolarización: a saber, la lluvia más el efecto de las antenas, se puede calcular la interferencia cross-polar (total Cross Polar Isolation) (XPI). El XPI se define como la proporción, en el receptor, entre la potencia recibida en una polarización y esta recibida sobre la misma polarización debida a la transmisión sobre el canal ortogonal. Hay dos valores XPI para las dos polarizaciones H y V, respectivamente definidas como:

6

donde W_{RX}(H \rightarrow H) es la potencia transmitida en la polarización H y recibida sobre H, y así sucesivamente para los otros términos. Lo que sigue (Ec. 7) es un desarrollo detallado de la (Ec. 6) en forma logarítmica:

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7

donde los parámetros tienen el siguiente significado:

\bullet

P_{TX}V = potencia transmitida en la polarización vertical;

\bullet

P_{TX}H = potencia transmitida en la polarización horizontal;

\bullet

XPD_{Rain^{v}} = XPD debido a la lluvia (véase la Ec. 5);

\bullet

XPD_{Rain^{H}} = XPD debido a la lluvia (véase la Ec. 5);

\bullet

XPD_{Tx} = XDP de la antena de transmisión;

\bullet

XPD_{RX} = XDP de la antena receptora;

\bullet

A_{Rain}V = atenuación debida a la lluvia para la polarización vertical (véase también la fig. 1);

\bullet

A_{Rain}H = atenuación debida a la lluvia para la polarización horizontal (véase también la fig. 1).

En la figura 2 se muestran las dos curvas de XPI_{H} y XPI_{V} excediendo para el 0,01% del tiempo versus la distancia D [km], con estos parámetros:

Radio Frecuencia = 18 GHz;

\bullet

R_{0 . 01%} = 42 mm/h;

\bullet

XPD_{TX} = 33 dB;

\bullet

XPD_{RX} = 33 dB;

\bullet

P_{TX}H = 18 dBm;

\bullet

P_{TX}V = 18 dBm.

Como se puede ver en la figura 2 la curva de XPI_{H} está siempre debajo de la curva de XPI_{V} y la diferencia se incrementa con el aumento de la distancia mucho más que la diferencia debido a la atenuación directa de la figura 1. Esto quiere decir que durante el fenómeno de lluvias la polarización H sufre no sólo una atenuación directa más grande que la V, sino también una interferencia por polarización cruzada más grande. Para planificar un radioenlace usando un sistema de cocanal de polarización cruzada, es necesario hacer un balance entre "margen de desvanecimiento" (FM) y un "Margen Requerido para la Lluvia" (RM). El "margen de desvanecimiento" se define como:

8

está previsto como un margen de potencia válido en condiciones de no desvanecimiento (el denominado "aire limpio"); G_{TX} y G_{RX} son las ganancias de la antena de transmisión y de recepción, respectivamente; mientras que P_{TX} es la potencia de la transmisión (H o V); PRX_{TH} es el umbral RX; y A_{FS} es la atenuación debida al espacio libre (pérdida de trayecto).

Para definir el "margen requerido para la lluvia" es necesario tener en cuenta tanto la atenuación directa como la despolarización; esta última produce una interferencia proveniente de la polarización ortogonal que degrada el umbral de potencia en el receptor. El "margen requerido para la lluvia" puede definirse como:

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donde A_{Rain}H/V son las atenuaciones debido a la lluvia (ver también la Ec. 3), y (S/N)_{th} es la relación señal/ruido en el BER correspondiente al umbral del receptor. Hay que tener en cuenta que el "margen requerido para la lluvia" debe de ser entendido como el "margen requerido" calculado para una probabilidad determinada (por ejemplo, el 0,01% del tiempo total). Si se considera una región más lluviosa y/o una menor probabilidad, el "margen requerido" aumentará.

En la fig. 3 se muestra un ejemplo de equilibrio del margen. Se han calculado el "Margen de desvanecimiento" y "el margen requerido para la lluvia" versus la distancia D [km], suponiendo los parámetros indicados en la LEYENDA, típicos para el sistema de radio con formato 32TCM (Trellis Code Modulation).

Con referencia a la fig. 3, cuando una curva del RM se cruza con la curva de FM se alcanza la longitud máxima con la polarización relevante. Las distancias de 10.67 kilómetros para la polarización H y 21.04 kilómetros para la polarización V se indican respectivamente en la figura. La longitud máxima posible para el radioenlace del cocanal se debe de calcular como el mínimo entre las distancias obtenidas con las dos polarizaciones, de modo que 10.67 kilómetros es la distancia máxima para el radioenlace. Es evidente el impedimento introducido por la reducción del parámetro XPI debido a la interferencia proveniente de la polarización ortogonal durante la lluvia. Como una contramedida conocida un dispositivo supresor de interferencia polar cruzada XPIC (Cross Polar Interferente Canceller) se emplea por lo general en los sistemas CC. El estándar internacional IEC 60835-2-11, 1996, Parte 2: "Medición sobre sistemas de radioenlace terrestres", ("Measurement on terrestrial radio-relay systems"), Sección 11, describe la arquitectura de un supresor de interferencia polar cruzada (XPIC) y su impacto sobre el funcionamiento del sistema.

En la fig. 4 se ilustra el diagrama de bloques principal de un sistema CC con XPIC. Con referencia a la fig. 4 se representan dos estaciones indicadas como ESTACIÓN-A y ESTACIÓN-B conectadas por enlaces de radio de canales separados en frecuencias FDD (Frequency Division Duplexing) sobre cocanal polar cruzado. La primera ESTACIÓN-A transmite en frecuencia f1 y recibe en frecuencia F2, mientras que la segunda ESTACIÓN-B transmite en frecuencia F2 y recibe en frecuencia f1. Se utiliza por cada estación una sola antena con alimentadores ortogonales. Los dos alimentadores están conectados con los circuladores respectivos. Estos dispositivos de tres puertos pueden mantener separada en dos puertos la señal de transmisión y de recepción, el otro esta conectado con el alimentador común. Las dos estaciones A y B incluyen una primera sección de transmisión-recepción conectada al circulador H y una segunda sección de transmisión-recepción conectado al circulador V. Cada sección H/V incluye un transmisor y un receptor. En cuanto a la ESTACIÓN-A, la sección H incluye un receptor REC-H-A, equipado con un dispositivo XPIC, y un transmisor TRANS-H-A, la sección V incluye un receptor REC-V-A, equipado con un dispositivo XPIC, y un transmisor TRANS-V-A. Con respecto a la ESTACIÓN B: la sección H comprende un receptor REC-H-B, equipado con un dispositivo XPIC, y un transmisor TRANS-H-B, la sección en V comprende un receptor REC-V-B, equipado con un dispositivo XPIC, y un transmisor TRANS V-B. Dentro de las dos estaciones A y B la pareja de transmisores se sincronizan por una señal OLTX, y la pareja de receptores por una señal OLRX, ambas actuando sobre los osciladores locales respectivos. Con D1a y D2a se indican las señales de transmisión en banda base de la ESTACIÓN A, respectivamente horizontal o verticalmente polarizadas. Asimismo, D1b y D2b indican las señales de transmisión en banda de base de la ESTACIÓN B, respectivamente horizontal o verticalmente polarizadas. Las señales D1a, D2a y D1b, D2b se indican además como señales de recepción de las estaciones de destino B y A, respectivamente. Para el objetivo de describir la conexión de los dispositivos XPIC, las estructuras de los receptores se detallan con referencia sólo a la ESTACIÓN B. El diagrama de bloques de la ESTACIÓN B muestra el detalle de los dos receptores REC-H-B y REC-V-B, incluyendo una sección frontal FRT-H y FRT-V seguidos por un demodulador respectivo DEMOD-H y DEMOD-V. Cada frontal FRT-H y FRT-V incluyen un oscilador local (LO) para la conversión RF/IF. Los dos osciladores locales se controlan por la señal de sincronización OLRX suministrada por un circuito de recuperación de la portadora del bucle de enganche de fase PLL (Phase-Locked Loop), (no mostrado) guiado por los datos de entrada RX. La descripción de los dos receptores es similar, por lo que se considera sólo el REC-H-B. El demodulador DEMOD-H incluyen dos etapas de conversión de frecuencia IF/BB, una primera está conectada con el frontal FRT-H y una segunda está conectada con el frontal FRT-V. Los dos etapas IF/BB reciben las dos señales de frecuencia intermedia, ya sea el IF en el trayecto H directo o el IF_{x} que viene desde el trayecto V ortogonal, y los convierte a la banda base BB para el tratamiento sucesivo. Un oscilador controlado por tensión VCO único (Voltage Controlled Oscillator) se usa para la conversión de banda base. El VCO se controla por un circuito de recuperación de la sincronización de símbolo, no mostrado en la fig. 4 para los convertidores A/D y D/A. La salida IF de la etapa IF/BB directa esta conectada a una primera entrada de un sumador digital. La salida IF_{x} de la etapa IF/BB transversal esta conectada a la entrada de un dispositivo XPIC, que proporciona una señal de corrección (-) en la segunda entrada del sumador digital. La señal de salida del sumador digital alcanza la entrada de un bloque igualador adaptable temporizador ATDE (Adaptive Time Delay Equaliser) que produce una señal D1a igualadora del tiempo y correctora de la interferencia polar cruzada. La operación del dispositivo XPIC se controla de una manera conocida por un bloque CTRL que recibe tanto las señales D1a como D2a polarizadas ortogonal presentes en la salida de la ESTACIÓN B. Dejando T como el símbolo de tiempo, el dispositivo XPIC es, por ejemplo, un filtro FIR adaptativo espaciado T/2 que estima la interferencia por polarización cruzada para el objetivo de sustraerlo de la señal útil.

Para los sistemas CC equipados con dispositivos XPIC, como el sistema representado en la fig. 4, es posible definir un factor de mejora de polarización cruzada (XIF) como la diferencia XPI entre el funcionamiento con y sin el XPIC en el REC y S/N especificados. Cuando el dispositivo XPIC está equipado, un incremento del XPI es una mejora que se puede evaluar con:

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Para ver un ejemplo, se toma en cuenta el enlace considerado en la fig. 3 pero con un sistema CC equipado con los dispositivos XPIC, asumiendo el valor de XIF = 20 dB. La mejora resultante en el equilibrio entre el margen de desvanecimiento FM y el margen requerido para la lluvia RM se muestra en la fig. 5, donde las mejoras introducidas por el dispositivo XPIC son evidentes a simple vista. De hecho, la longitud del enlace se ha incrementado de 10.67 a 16.47 km. Puesto que los valores XPI_{H} son bajos (ver la fig. 2), la polarización H toma más ventaja del dispositivo XPIC que mitiga la interferencia de la polarización ortogonal.

El dispositivo XPIC es la contramedida ideal contra la interferencia de la polarización ortogonal. Esto es lo único posible cuando el formato de modulación empleado en el sistema CC es más complejo, por ejemplo, que 32TCM; porque en este caso el sistema es demasiado sensible a las interferencias de la polarización ortogonal. Para explicar este punto hay que considerar que, en general, una señal interferente, caracterizada por un valor dado de C/I [dB], causa una degradación DEG [dB] del umbral receptor expresado por:

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Por lo general puede ser tolerada una degradación inferior que 1 dB. Desde la (Ec.11) que supone DEG = 1 dB, resulta que C/I puede ser como máximo 7 dB sobre el (S/N)_{th} para tolerar los defectos. De ello se deduce que, para evitar defectos de valor C/I [dB] debe satisfacerse esta desigualdad:

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En un radioenlace que emplea un sistema CC, y antenas caracterizadas por valores de XPD: XPD_{TX} y XPD_{RX}, para cada canal (V y H), el valor de C/I [dB] se da por:

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donde XPD_{TOT} es el XPD total resultante de los valores XPD de las dos antenas. Por ejemplo si las dos antenas tienen XPD_{TX} = 33 DB y XPD_{RX} = 33 DB, entonces el XPD_{TOT} = 30 dB (véase la fig. 2 en el punto D = 0 km.). Puesto que los formatos complejos de la modulación implican elevados valores de (S/N)_{th}, entonces la (Ec. 12) implica que el XPD garantizado de las antenas, no puede ser suficiente para obtener un valor de C/I suficientemente alto. Por lo tanto, para este formato de modulación es necesario el dispositivo XPIC. Típicamente un valor de (S/N)_{th} = 20 dB se puede considerar como el límite superior (para el formato de la modulación) que hace necesario el dispositivo XPIC.

Es necesario enfatizar que los requisitos principales para un sistema de cocanal equipado con dispositivos XPIC son:

\bullet

en el receptor, es necesario sincronizar el oscilador local (algunos sistemas sincronizan también la sección del transmisor),

\bullet

para alimentar los dispositivos XPIC, es necesario diseñar dos secciones adicionales IF_{x} en los trayectos ortogonales y conectarlos entonces a las unidades del demodulador. Cada sección IF_{x} incluirá subunidades como: convertidor de frecuencia de la banda base, convertidor A/D, y una sección XPIC basada en el filtro adaptativo transversal espaciado T/2 usado para conducir la señal ortogonal para cancelar la interferencia de polarización cruzada. Estas subunidades pesan sobre el precio, el espacio, y el consumo eléctrico también cuando su funcionalidad no se usa. Además si la unidad de recepción/transmisión es exterior, será constante la conexión para la sincronización del oscilador local.

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El sistema de cocanal de la fig. 4 se completa por lo general con la incorporación de un control automático de la potencia de la transmisión (Automatic Transmisión Power Control) (ATPC), como el representado en la fig. 6a. Con referencia a la fig. 6a, los dos bucles independientes para controlar el par de transmisores relevantes se muestran sólo para la ESTACIÓN-A. Cada uno de los dos transmisores TRANS-H-A y TRANS-V-A incluye un amplificador de potencia variable RF y un circuito de control de ganancia. Los dos circuitos de control de ganancia se indican respectivamente como CONTR-H-A y CONTR-V-A, respectivamente. Actúan sobre la recepción de las respectivas señales de control de potencia PC_COM_H_A y PC_COM_V_A que vienen de los circuitos de control dual CONTR-H-B y CONTR-V-B que pertenecen a los receptores correspondientes REC-H-B y REC-V-B dentro de la ESTACIÓN-B. La transmisión de las señales PC_COM_H_A y PC_COM_V_A puede aprovechar ventajosamente de dos canales de radio de retorno. Un diodo detector de envolvente dentro de los dos receptores REC-H-A y REC-V-A dentro de la ESTACIÓN-B se utiliza para detectar la atenuación de la señal de recepción RX en las trayectorias respectivas H y V. La información sobre la atenuación se transfiere a los circuitos de control CONTR-H-B y CONTR-V-B. Estos circuitos calculan los pasos incrementales de potencia, ya sean positivos o negativos, y generan dos comandos de control de potencia PC_COM_H_A y PC_COM_V_A para los dos transmisores TRANS-H-A y TRANS-V-A dentro de la ESTACIÓN-A. Los dos comandos de control de potencia PC_COM_H_A y PC_COM_V_A son traducidos por los dos circuitos CONTR-H-A y CONTR V-A en tensiones de control de ganancia para el control automático de ganancia AGCS (Automatic Gain Control) de los dos amplificadores de potencia de transmisión RF.

En la operación, la funcionalidad ATPC de la fig. 6a controla automáticamente en un esquema de bucle cerrado la potencia de transmisión en el canal H/V pertinente con el fin de contrarrestar todas las causas de atenuación típicas de un radioenlace de visibilidad directa, por ejemplo, la lluvia y los trayectos múltiples. Un control rápido de potencia de bucle cerrado es necesario para compensar el desvanecimiento selectivo por trayectos múltiples, mientras el desvanecimiento por lluvia es un fenómeno más lento, frecuente sobre 10 GHz. La presente invención está comprendida sólo en el desvanecimiento por lluvias. La funcionalidad ATPC permite la misma disponibilidad obtenida por transmisión de la potencia máxima, pero, al mismo tiempo, limitando la potencia de transmisión durante las condiciones de aire limpio reduciendo así la interferencia producida a otros enlaces y ahorrando potencia. El sistema de cocanal de la fig. 6a, y más en general, todos los sistemas de radio equipados con ATPC, en condición de aire limpio transmiten generalmente en la potencia mínima P_{MIN}, porque la potencia recibida es bastante fuerte. Cuando hay una condición de desvanecimiento y la potencia recibida cae por debajo de un umbral dado (P_{TH}{}^{ATPC}), el bucle ATPC instruye vía los comandos de control de poder al transmisor relevante para aumentar la potencia transmitida para conservar la potencia recibida tan constante como sea posible y próxima al umbral dado (P_{TH}{}^{ATPC}).

Con referencia a la fig. 6b, las dos potencias de transmisión se pueden aumentar por lo que alcanzan por separado la energía máxima P_{MAX}. La diferencia: (P_{MAX}-P_{MIN}) es la "zona ATPC". Durante el desvanecimiento por lluvias la potencia recibida en la polarización H, es inferior entonces que la recibida en la polarización V, y disminuye más rápidamente al aumentar la lluvia. Así pues, aumentando la lluvia, el resultado de los dos ATPCs independientes es que la potencia del transmisor H se aumenta más rápidamente que la potencia del transmisor V. Este comportamiento se destaca por diferentes vertientes de las curvas H/V. Así que hay que tener en cuenta que la ATPC introduce automáticamente una diferencia positiva \DeltaP_{ATPC} entre las potencias de transmisión P_{TX}H y P_{TX}V con el fin de manejar de manera óptima las condiciones de aire limpio y de lluvia iniciales. Sin embargo, cuando aumenta la intensidad de la lluvia sobre el punto de saturación ATPC para la señal H, las dos polarizaciones no son más óptimamente manejadas para esta longitud determinada del enlace. La razón se debe principalmente al efecto lateral de las interferencias de polarización cruzada del canal V sobre el canal H, que además es el más penalizado, no se aumenta más la potencia por el ATPC más allá de la saturación.

Aunque limitado para contrarrestar el único desvanecimiento Rayleigh y no lloviendo, en la patente US 5,392,459 (en nombre de la corporación NEC) divulgan un "Control de potencia en un sistema de transmision en microndas aumentando la potencia de las dos ondas polarizadas horizontal y vertical"; lo que se podría confundir erróneamente, a primera vista, con la materia de la invención descrita más adelante. La Fig. 7a (reproducido) muestra el sistema de control ATPC de la citada invención aplicada a un sistema XPIC como el de la fig. 4. En comparación con la técnica anterior de la fig. 6a, se puede notar que un control ATPC único se adopta en el sistema de la fig. 7a, en vez de los dos independientes para los dos canales ortogonales. Esto está en perfecta consonancia con la materia de la invención NEC's donde: "Los poderes transmitidos de las ondas polarizadas del canal de frecuencia del objeto se aumentan simultáneamente en la misma entidad, cuando se detecta al menos una inserción del nivel de la señal de recepción de una de los dos ondas polarizadas del canal de frecuencia del objeto". El objetivo es el de evitar la interferencia de polarización cruzada de otra manera debido al aumento de tan sólo una señal polarizada. Con referencia a la fig. 7a, la ESTACIÓN- A incluye un único bloque de control de potencia CONTR-TX conectado a los dos amplificadores variables de potencia RF de los dos transmisores TRANS-H-A y TRANS-V-A. El bloque CONTR-TX recibe un comando de control de potencia PC_COM de un bloque de control de potencia CONTR-RX incluido en la ESTACIÓN B. Cada uno de los dos receptores REC-H-B y REC-V-B incluyen: "un primer detector de nivel (el diodo superior) para detectar la intensidad de la recepción de una microonda del canal de frecuencia del objeto, y un segundo detector de nivel (el diodo inferior precedido por un filtro de ranura que detiene la señal del canal de frecuencia del objeto), para detectar la intensidad de la recepción de otro canal de frecuencia adyacente al canal de frecuencia del objeto. Todos los detectores de nivel expiden sus mediciones de potencia al bloque común CONTR-RX".

La siguiente fig. 7b intenta ilustrar el comportamiento del sistema de control de potencia de la fig. 7a, en particular del bloque CONTR-RX. Como el sistema de control de potencia de la fig. 7a es bastante rápido para contrarrestar el desvanecimiento de Rayleigh, también puede ser sensible para contrarrestar el desvanecimiento por lluvia si el caso lo requiere. Con referencia a la fig. 7b, en caso de que la atenuación por lluvia conduzca por debajo del umbral al canal H más penalizado, las dos potencias de transmisión P_{TX}H y P_{TX}V (logarítmicas) se aumentan igualmente de un \DeltaP que aumenta linealmente con la tasa de la lluvia. Un correspondiente \DeltaP por consiguiente aparece entre las potencias de recepción P_{TX}V y P_{TX}H durante todo el ámbito de control de potencia y permanece en la región de saturación. El espacio \DeltaP en la potencia de recepción es suficiente para considerar no óptimo el tratamiento de la atenuación por lluvia, ya sea dentro o fuera del margen de control. El aumento igual de las potencias de transmisión H y V para prevenir interferencias por polarización cruzada debido al desvanecimiento de Rayleigh genera como consecuencia una sobrepotencia del canal V a parte del rigurosamente necesario para contrarrestar el desvanecimiento por lluvia. Además del hecho de que la sobrepotencia es costosa, el inconveniente principal es una disminución considerable del aislamiento por polarización cruzada (XPI) y un empeoramiento del funcionamiento del enlace con la atenuación por lluvia.

Aproximación al problema técnico

De los resultados numéricos, provenientes del modelo de propagación descrito por el Rec. UIT-R P 530, es evidente que la polarización H es más desventajosa que la polarización V. Esto puede verse tanto en términos de atenuación (véase la fig. 1) como en términos de interferencia de una polarización sobre la otra (véase la fig. 2). Ya que el funcionamiento total del enlace con un Sistema CC se gobierna desde el caso mas desfavorable entre las dos polarizaciones, de esto resulta que el funcionamiento del sistema entero sufre la penalización sobre el canal H, también si la otra polarización trabaja bien (véase el equilibrio del margen de la fig. 3). Como la atenuación directa está afectada, la polarización H siempre será perjudicada también en presencia del dispositivo XPIC, pero, como la interferencia de la polarización ortogonal está afectada, si el formato de la modulación no es demasiado complejo (por ejemplo 32TCM o menos) y la caída de la banda de radiofrecuencia en la gama para la cual el funcionamiento total debido a la propagación de radio se gobierna por la lluvia (encima de 10 GHz), es posible buscar una alternativa más conveniente que el dispositivo XPIC y sin las desventajas del método descrito en la patente NEC's. Además, son preferibles para formatos de modulación más complejos sin dispositivos XPIC incómodos, o en mejores funcionamientos alternativos que el mismo XPIC.

Objetos de la invención

El objeto principal de la presente invención consiste en vencer las desventajas ya mencionadas de la técnica conocida debido a la atenuación por lluvias e indicar un método y un sistema óptimos de ajuste de la potencia de transmisión para un radioenlace de visibilidad directa que emplea señales por cocanales con polarización cruzada.

El objeto adicional de la invención es el de controlar dinámicamente el ajuste de potencia óptimo en un bucle cerrado ATPC.

Resumen y ventajas de la invención

Para alcanzar dichos objetivos, se reivindica un procedimiento de ajuste de la potencia de transmisión para un radioenlace de visibilidad directa que emplea señales por cocanales con polarización cruzada, según lo divulgado en las reivindicaciones relevantes del procedimiento.

También se reivindica un sistema de ajuste de la potencia en un radioenlace de visibilidad directa por cocanales con polarización cruzada de acuerdo con dicho procedimiento, según lo divulgado en las reivindicaciones relevantes del sistema.

La idea original consiste en mejorar el funcionamiento del radioenlace introduciendo una diferencia positiva óptima de \DeltaP = P_{TX}H-P_{TX}V, expresada en dB, entre la potencia usada en el canal H y la usada en el canal V. Esta operación permite principalmente mejorar el XPI_{H} del factor \DeltaP [DB] (véase la Ec. 7), que es el parámetro que mide la interferencia de la polarización ortogonal (véase la fig. 2). Por supuesto, el XPI_{v} consecuentemente se ha reducido del mismo factor \DeltaP [dB], pero para este parámetro existe suficiente margen para hacerlo. Hay que considerar como ejemplo el equilibrio entre FM y RM mostrado en la fig. 8, donde se ha utilizado un valor de \DeltaP = 3 dB. Como se puede ver comparando los resultados con los de la fig. 3, se obtiene un aumento de la longitud total del tramo, pasando de 10.67 a 13.37 km., obteniendo así una mejora de cerca del 30%. Hay que observar que la distancia que resulta de la polarización V es de 18.05 Km., y así hay todavía margen para mejorar además el límite para \DeltaP, desde luego hasta que se alcance igualar la distancia sobre ambas polarizaciones. Esto quiere decir que dado un objetivo fijo para el funcionamiento en términos de indisponibilidad del tramo (por lo general un valor dado es el 0.01% del tiempo correspondiente a una indisponibilidad menor de 50 min./año), es posible planificar un radioenlace sobre una distancia más larga. La pregunta es factible desde otro punto de vista: dando la distancia del enlace, es posible reducir la indisponibilidad [min./año] del enlace con la introducción de un \DeltaP entre las potencias en dos polarizaciones. Por supuesto para cada situación habrá un \DeltaP óptimo que permite mejorar el funcionamiento de la polarización H sin también penalizar a V. Este \DeltaP óptimo dependerá de todos los parámetros implicados en el enlace, y tiene que ser evaluado para cada situación.

Sin el \DeltaP la indisponibilidad del canal H es mayor que la del canal V. Si un \DeltaP > 0 se introduce entre los canales H y V, la primera indisponibilidad reduce y la otra aumenta, de modo que para un \DeltaP dado los canales H y V tendrán igual indisponibilidad. Este valor \DeltaP se puede definir como "\DeltaP óptimo": es decir, para una determinada longitud de enlace el \DeltaP óptimo es aquel para el cual existe la misma indisponibilidad para las polarizaciones H y V. Un ejemplo relevante de un equilibrio del margen entre FM y RM en un radioenlace de 18 km., con un \DeltaP óptimo = 5,8 dB se muestra en la Fig. 9 (los otros parámetros del sistema de radio y de las antenas son los de la anterior fig. 8). Con un \DeltaP_{OPT} de 5,8 dB existe una indisponibilidad de 0,0144% (correspondiente a 76 min./año), tanto para la polarización H como V y una distancia máxima de D_{MAX} = 18 km., que es la misma para los dos canales H y V, que resulta del equilibrio FM y RM.

El óptimo \DeltaP se puede mantener constante durante todo el tiempo de transmisión (ya sea en "aire limpio" o durante las condiciones de lluvia) o se modifica de forma dinámica de acuerdo con una realización de la invención dirigida a los sistemas de radio con ATPC. EL ATPC se puede incorporar para destacar el ajuste de potencia o sobre el lado de transmisión o de recepción, indiferentemente. Diversamente de los sistemas convencionales ATPC, que saturan las potencias de transmisión de ambas polarizaciones ortogonales para el aumento grande de la intensidad de la lluvia (véase la fig. 6b), el ATPC de la presente invención sostiene el \DeltaP óptimo dentro de la zona de saturación del control de potencia de la señal de polarización horizontal (véase la fig. 14 y la fig. 16). Esto permite conservar los niveles de potencia de ambas señales de recepción H y V próximas una a la otra, incluso dentro de la zona de saturación del ATPC, como es necesario para un manejo óptimo de la atenuación por lluvia capaz de proporcionar el funcionamiento satisfactorio del enlace. El ATPC de la presente invención se diferencia totalmente de los divulgadas en la patente NEC's en el que no se implementa un \DeltaP entre los poderes de transmisión H y V, de modo que entre las señales de recepción aparece un \DeltaP incapaz.

Breve descripción de los dibujos

Las características de la presente invención que se han considerado nuevas, se exponen con particularidad en las reivindicaciones anexas. La invención, juntos con los objetos y las ventajas adicionales del mismo, se puede entender con referencia a la siguiente descripción detallada de una realización del mismo, conjuntamente con los dibujos de acompañamiento, dados para puramente no limitar los objetivos explicativos y en los que:

- La fig. 1, descrita ya, muestra dos curvas de atenuación H y V con intensidad de lluvia fija;

- La fig. 2, descrita ya, muestra dos curvas de interferencia por polarización cruzada (XPI) con intensidad de lluvia fija y la despolarización por polarización cruzada dada XPD_{TX} y XPD_{RX};

- La fig. 3, descrita ya, muestra las curvas de margen de desvanecimiento (FM) y del margen requerido para la lluvia (RM) para las polarizaciones H y V, adoptando una serie de parámetros del sistema dados y sin el dispositivo XPIC;

- La fig. 4, descrita ya, muestra un sistema de transmisión por cocanal con polarización cruzada según la técnica anterior equipada con dispositivos XPIC;

- La fig. 5, descrita ya, muestra algunas de las curvas FM y RM que ilustran la mejora de equilibrio debido al dispositivo XPIC en lo que concierne al equilibrio de la fig. 3;

- La fig. 6a, descrita ya, muestra la arquitectura de la circuitería de un sistema convencional ATPC que está equipado con el sistema de transmisión de la fig. 4;

- La fig. 6b, descrita ya, muestra los diagramas de potencia de transmisión y de recepción versus la tasa de lluvia del sistema ATPC de la fig. 6a;

- La fig. 7a, descrita ya, muestra la arquitectura de la circuitería de un sistema ATPC de acuerdo con la patente americana citada;

- La fig. 7b, descrita ya, muestra los diagramas de potencia de transmisión y de recepción posibles versus la tasa de lluvia del sistema de ATPC de la fig. 7a;

- La fig. 8, descrita ya, muestra algunas curvas FM y RM de acuerdo con la presente invención que ilustran la mejora del equilibrio debido a un \DeltaP fijo de 3 dB entre las potencias de transmisión H y V con respecto al equilibrio de la fig. 3;

- La fig. 9, descrito ya, se diferencia de la anterior fig. 8 por otra mejora del equilibrio debido al valor óptimo de \DeltaP;

- La fig. 10, muestra una implementación de la circuitería para ajustar un \DeltaP óptimo de una manera estática, de acuerdo con una realización preferente de la presente invención;

- La fig. 11, muestra algunas curvas que ilustran el \DeltaP óptimo estático y la indisponibilidad consecuente del enlace versus la distancia entre las antenas;

- La fig. 12, muestra las curvas de la relación de señal ruido más interferencia versus intensidad de lluvia V y H de las polarizaciones obtenidas con la implementación de la circuitería de la fig. 10;

- La fig. 13 muestra una implementación de la circuitería de acuerdo con una primera variante de la invención para ATPC con el control en el lado de la transmisión;

- La fig. 14 muestra los diagramas de potencia de transmisión y de recepción versus la intensidad de lluvia obtenida con la implementación de la circuitería de la anterior fig. 13;

- La fig. 15 muestra una implementación de la circuitería de acuerdo con una segunda variante de la invención para ATPC con el control en el lado de la recepción;

- La fig. 16 muestra los diagramas de potencia de transmisión y recepción versus la intensidad de lluvia obtenida con la implementación de la circuitería de la anterior fig. 15;

- La fig. 17 muestra las curvas de las potencias de recepción H y V versus la intensidad de lluvia con ATPC ideal;

- La fig. 18 muestra las curvas de las potencias de transmisión V y H versus la intensidad de lluvias con el ATPC ideal en el lado de la recepción;

- La fig. 19 muestra las curvas de la relación de señal ruido más interferencia versus la intensidad de lluvia de polarizaciones V y H con el ATPC ideal;

- La fig. 20 muestra las curvas de las potencias de transmisión V y H versus la intensidad de lluvia con el ATPC no ideal en el lado de la transmisión (más ideal por comparación);

- La fig. 21 muestra las curvas de las potencias de recepción V y H versus la intensidad de lluvia con el ATPC no ideal en el lado de la transmisión; y

- La fig. 22 muestra las curvas de la relación señal ruido más interferencia versus la intensidad de lluvia de las polarizaciones V y H con el ATPC no ideal en el lado de la transmisión.

Descripción detallada de algunas realizaciones preferentes de la invención

Conviene distinguir dos clases de sistemas de radio, de acuerdo con el hecho de que utilicen, o no, el control automático de la potencia de la transmisión ATPC (Automatic Transmission Power Control). En la fig. 10 se describe un sistema de ajuste de potencia "estático" (sin ATPC) de acuerdo con una realización preferente de la invención. El sistema de ajuste de potencia de la fig. 10 ofrece el mejor rendimiento posible en términos de indisponibilidad de un sistema de cocanal sin XPIC, aunque sea posible el empleo del XPIC para modulaciones a alto nivel y además aumentar el rendimiento total.

Con referencia a la fig. 10, se muestra una representación parcial de la ESTACIÓN-A (fig. 4) incluyendo los dos transmisores TRANS-H-A y TRANS-V-A y un bloque funcional denominado CONTROL LOGIC. Los dos transmisores incluyen un amplificador de potencia RF de ganancia variable y un diodo detector de envolvente D-H y D-V, según el H, la notación V, para detectar el nivel de la señal de transmisión relevante. El bloque de control lógica recibe un valor \DeltaP óptimo (expresado en dB), junto con los voltajes que representan los dos detectores de envolvente en los canales H y V, y calcula dos señales de control para regular la ganancia de los dos amplificadores de potencia RF en orden Lo mantenido constante, e igual al \DeltaP óptimo, la diferencia entre las potencias de transmisión (expresadas en dB) en los canales H y V.

En la operación, el \DeltaP óptimo "estático" se calcula por adelantado (fuera de línea) durante la planificación del enlace, y sucesivamente se mantiene constante durante todo el tiempo de la transmisión. La limitación del valor \DeltaP óptimo indicado en la Ec. 16 considera las condiciones de lluvia y de "aire limpio". Con el fin de determinar la ley para el \DeltaP óptimo "estático" es necesario considerar que en condiciones de "aire limpio", el valor asignado a \DeltaP no puede ser demasiado grande, de lo contrario la interferencia del canal H en V debería de ser demasiado fuerte. Como se dijo anteriormente, la potencia sobre el canal V debe de ser el dB del \DeltaP siempre inferior que en el canal H, con esto se reducen por consiguiente el XPI_{V} en el canal V (definido como el C/I, cuando la señal de interferencia es esa sobre el canal H). Entonces desde la (Ec. 12) es válida la siguiente desigualdad:

14

donde XPD_{TOT}{}^{ANT} es el XPD total debido a las dos antenas (de transmisor y de receptor), y corresponde al XPI para ambas polarizaciones, en condiciones de "aire limpio". Por lo tanto, el valor máximo siguiente para \DeltaP se puede definir en función de las dos antenas características y del umbral del receptor:

15

Esta claro que, si se utilizan las antenas con mejor XPD, el \DeltaP_{MAX} aumentará consecuentemente. Después de definir el \DeltaP_{OPT} y \DeltaP_{MAX} el en condiciones de "aire limpio", y para los parámetros dados de las dos antenas y del sistema, se puede calcular una curva del \DeltaP_{OPT} versus la distancia D [km]; el resultado se muestra en la fig. 11, obtenido con los parámetros indicados en la LEYENDA. Con referencia a la fig. 11 se señalan las siguientes curvas:

\bullet

\DeltaP_{OPT} versus distancia D [km];

\bullet

\DeltaP\DeltaP_{MAX} para "condiciones de aire limpio" = 7 DB (tal como resulta de los valores XPD de las antenas, y del umbral del receptor);

\bullet

indisponibilidad versus distancia D [km], sin algún \DeltaP entre las potencias de transmisión;

\bullet

indisponibilidad versus distancia D [km], con el \DeltaP óptimo (\DeltaP_{OPT}).

\vskip1.000000\baselineskip

Como se muestra en la fig. 11, suponiendo distancias inferiores que 7.5 [km], el \DeltaP_{OPT} es superior que \DeltaP_{MAX}, de otra manera es inferior. Ésta no es la regla; esto depende de los datos asumidos para el radioenlace. Por ejemplo si tenemos en cuenta una zona más lluviosa(con la intensidad de lluvia superior a 42 mm/h) los valores del \Delta_{OPT} aumentarán. En general, son posibles tres casos:

1.

La curva de \Delta_{OPT} versus D está siempre por debajo de.

2.

La curva de \Delta_{OPT} versus D está siempre por encima de.

3.

La curva de \Delta_{OPT} versus D cruza el en sólo un cierto valor.

\vskip1.000000\baselineskip

Sobre las bases de los casos posibles, podemos definir una curva para representar el \DeltaP_{NO\_ATPC} = \DeltaP' de la siguiente manera:

16

Después de haber calculado el \DeltaP_{OPT} versus distancia D [km], se sabe que por termino medio, para esa zona geográfica, el valor de \DeltaP_{OPT} así introducido, permite optimizar el tiempo de interrupción en las dos polarizaciones. Sin embargo, la manera para usar este valor depende del sistema de radio que consideremos.

Una vez que \DeltaP_{OPT} se pone en la circuitería de la fig. 10, la proporción s/(n+i) versus intensidad de lluvia se puede evaluar para las dos polarizaciones. Como ejemplo, considerando las curvas de la fig. 12 calculadas usando los parámetros indicados en la LEYENDA. El valor de \DeltaP_{OPT} = 6.6 dB es el resultado de la optimización sobre una distancia D = 10 km (véase la fig. 11). Obsérvese que una indisponibilidad de 20 min/año corresponde al \DeltaP_{OPT}, y este valor se utiliza para calcular las atenuaciones directas y las despolarizaciones debidas a la lluvia. Obsérvese también que las dos curvas de la fig. 12 se cruzan sólo con intensidad de lluvia = 42 mm/h, que es el valor de la intensidad de la lluvia que corresponde al punto de indisponibilidad destino en el balance del enlace; y el cociente correspondiente s/(n+i) es de 16 dB, que es el umbral BER para el sistema de radio. Esto sugiere una manera de calcular el \DeltaP_{OPT} basado en igualar la proporción s/(n+i) de ambas señales de recepción con polarización cruzada con los parámetros destino.

Otra realización preferente de la invención abarca sistemas con ATPC; los objetivos de esta funcionalidad se han descrito en la introducción. Entonces, para aprovechar totalmente las ventajas del \DeltaP óptimo aún en sistemas ATPC, los parámetros del ATPC serán puestos de tal manera que obtengan el siguiente comportamiento para una determinada distancia:

\bullet

en aire limpio los dos canales tienen la misma potencia (mínima);

\bullet

en el desvanecimiento máximo, seria deseable que el ATPC adaptara el sistema en las mismas condiciones óptimas de un sistema sin ATPC y por lo tanto esto tendría que unirse al \DeltaP_{OPT} (el \DeltaP_{MAX} que sólo se usa en los sistemas sin ATPC para hacer frente a la interferencia de aire limpio y por lo tanto no se aplicará a los sistemas ATPC). La ecuación siguiente, donde \DeltaP_{OPT} es el valor calculado como anteriormente (ver la fig. 11) para una distancia dada, se aplica a la zona de lluvias y los parámetros de la ganancia del sistema.

17

Esto se puede hacer de varios modos. La aproximación más directa es unir la potencia máxima transmitida del canal V en el sistema ATPC para estar \DeltaP_{OPT} por debajo de la potencia del canal H (así previene el canal V para aumentar su potencia al máximo). Otro camino es el de actuar en el receptor para controlar la potencia recibida de los canales H y V para que sea el mismo. Esta segunda aproximación da resultados ligeramente diferentes pero los funcionamientos son muy similares. La aproximación más sencilla corresponde a una primera variante de la invención incorporada para ATPC, como se muestra en la fig. 13, mientras que la segunda aproximación corresponde a una segunda variante mostrada en la fig. 15.

Con referencia a la fig. 13 (primera variante), muestra una representación parcial de la ESTACIÓN-A y de la ESTACIÓN-B de la fig. 4. La representación parcial de la ESTACIÓN-A incluye los dos transmisores TRANS-H-A y TRANS-V-A y un bloque de control único denominado CONTR-TX. Los dos transmisores de cada uno incluyen un amplificador de potencia RF de ganancia variable. La representación parcial de la ESTACIÓN-B incluye a los dos receptores REC-H-B y REC-V-B, cada uno de ellos incluye un diodo detector de envolvente seguido por un bloque de control. Los dos diodos están etiquetados como DH y DV, y los bloques de control se denominan CONTR-RX-H y CONTR-RX-V (de acuerdo con la notación H, V), éste último genera dos comandos respectivos PW-COM-H y PW -COM-V, que incluyen las correcciones enviadas al bloque CONTR-TX dentro de la ESTACIÓN-A (a través de dos canales de radio de retorno) para controlar el nivel de potencia de las señales de transmisión H y V. Los dos comandos PW-COM-H y PW-COM-V se generan de forma independiente uno del otro, como en ATPC convencional, mediante la comparación de los envolventes detectados con el umbral ATPC. El bloque de control CONTR-TX recibe los dos comandos PW-COM-H y PW-COM-V y el valor óptimo \DeltaP_{OPT} (calculado con antelación), filtra las correcciones recibidas, y genera dos señales de control para regular el AGCs de los dos amplificadores de potencia RF, con el fin de funcionar como las curvas P_{TX}H y P_{TX}V versus intensidad de lluvia indicada en la fig. 14.

Con referencia a la fig. 15 (segunda variante), muestra una representación parcial de la ESTACIÓN-A y de la ESTACIÓN-B de la fig. 4. La representación parcial de la ESTACIÓN-A incluye los dos transmisores TRANS-H-A y TRANS-V-A. Los dos transmisores incluyen un amplificador de potencia RF de ganancia variable y un bloque de control. Por consiguiente, los dos bloques de control se denominan CONTR-TX-H y CONTR-TX-V. La representación parcial de la ESTACIÓN-B incluye a los dos receptores REC-H-B y REC-V-B y a un bloque de control único denominado CONTR-RX. Los dos receptores incluyen cada uno un diodo detector de envolvente para detectar el nivel de potencia de la señal de recepción. Los dos diodos están etiquetados D-H y D-V (de acuerdo con la notación de H, V). Los envolventes detectados se envían al bloque de control CONTR-RX, que calcula en correspondencia dos comandos de control de potencia PC_COM_H y PC_COM_V dirigidos (vía dos canales de radio de retorno) a los bloques de control CONTR-TX-H y CONTR-TX-V, respectivamente. El bloque de control CONTR-RX calcula instante por instante la diferencia entre cada envolvente detectado. Las diferencias se filtran y se traducen en comandos de control de potencia PC_COM_H y PC_COM_V convenientes para identificar las potencias de recepción en los canales H y V, según lo indicado por las curvas P_{RX}H y P_{RX}V versus intensidad de lluvia de la fig. 16. Los dos bloques CONTR-TX-H y CONTR-TX-V actúan sobre el AGCs de los dos amplificadores de potencia RF, de conformidad con los comandos de control de potencia recibidos, con el fin de obtener las curvas P_{RX}H y P_{RX}V versus intensidad de lluvia indicada en la fig. 16. Por supuesto es posible, aunque probablemente inútil, distribuir la función de filtración entre el transmisor y el receptor.

La descripción continúa con algunos argumentos sobre un "Ideal ATPC" desarrollado para una mejor comprensión de las dos variantes ATPC realmente implementadas; las figuras sucesivas apoyar estos argumentos.

Considerando un radioenlace de longitud D [km] y una intensidad de lluvia R [mm/h], y no considerando la limitación impuesta por el \DeltaP_{MAX} con la condición de aire limpio, el valor \DeltaP_{OPT} es tal que si se aplica a las potencias transmitidas, de este modo: P_{TX}H = P_{TX}V + \DeltaP_{opt}, entonces las dos señales transmitidas en las dos polarizaciones alcanzan el umbral BER con la misma probabilidad de indisponibilidad U [%]. Por lo tanto, la primera solicitud para el mecanismo ATPC podría ser que cuando el radioenlace alcanza el umbral BER para la intensidad de lluvia dada R (función de la zona de lluvia y de indisponibilidad de destino), después la diferencia entre las potencias transmitidas sería exactamente \DeltaP_{OPT}. Sin embargo, tenemos que considerar también el comportamiento del ATPC cuando la intensidad de la lluvia se incrementa de 0 a R. Para hacer esto, podemos definir como "ATPC ideal" el que, para cada valor de la intensidad de lluvia de 0 a R, optimiza el s/(n+i) haciendo iguales los dos
cocientes:

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18

\newpage

donde:

19

Esta condición iguala (y optimiza) el funcionamiento de las canales H y V, instante tras instante, durante el proceso de desvanecimiento de la lluvia, cuando la intensidad de lluvia alcanza el valor objetivo R, estas dos tasas son iguales y son los (S/N)_{th} [dB]. Se sabe que la atenuación directa H es superior que la de la V (ver figura 1), así que para describir el comportamiento del "ATPC ideal", se asume en primer lugar que un ATPC estándar trabaja para controlar la potencia recibida de la polarización H, con estos parámetros: P_{th}{}^{ATPC} = -72 dBm; PT_{MAX}{}^{ATPC} = 18 dBm. Entonces la potencia ideal recibida para la polarización V se ha calculado después de la (Ec. 18). Como se puede observar en la fig. 17, con los parámetros indicados en la LEYENDA, las dos potencias recibidas P_{RX}H y P_{RX}V están muy próximas entre sí para todos los valores de la intensidad de lluvia (la diferencia máxima se puede evaluar como menos de 0,5 dB). Esto también implica condiciones de interferencia iguales en los dos canales H y V. En la fig. 18 se muestran las dos potencias de transmisión P_{RX}H y P_{RX}V versus la intensidad de lluvia para el ATPC ideal, que se ha calculado a partir de las potencias de recepción detectadas. Es importante tener en cuenta que la condición ideal requeriría que P_{MIN} del canal V sea inferior de 8 dBm, así solicitando una zona de ATPC, mayor que la actual. En la fig. 19 se muestra la proporción s/(n+i) versus intensidad de lluvia correspondiente al ATPC ideal; la proporción desde luego, es la misma para las dos polarizaciones.

Un esquema posible muy próximo al "ATPC ideal" es el de la segunda variante mostrada en la fig. 15. La única excepción entre la fig. 18 y 16, por lo que se refiere a las curvas P_{RX}H y P_{RX}V, se representa por la potencia de transmisión mínima P_{MIN}. En la implementación real de las dos variantes hay una potencia mínima P_{MIN} = 8 dBm (así como una potencia de transmisión máxima P_{MAX} = 18 dBm) y el canal V nunca iría debajo de P_{MIN}. La desviación de la idealidad visible en la fig. 15 no es relevante, porque ocurre en área de desvanecimiento de lluvia baja donde la proporción s/(n + i) está lejos del umbral, de modo que el comportamiento no ideal no tiene ningunas consecuencias en el funcionamiento. Aparte de esto, el comportamiento de la realización de la circuitería de la fig. 15 se encuentra muy cerca del ideal en la intensidad de lluvia superior a 30 mm/h.

Otra posible aplicación es la de la primera variante mostrada en la fig. 13. El bloque de control CONTR-TX opera en el canal H como de costumbre y satura el canal V con una potencia máxima \DeltaP_{OPT} [dB] por debajo de la potencia máxima P_{MAX} del canal H. Por lo tanto un comportamiento no ideal se presenta como se muestra en la fig. 20 en frecuencias de lluvia por encima de 35 mm/h. Hay siempre un comportamiento no ideal debido al P_{MIN}, como en la segunda variante, que no es particularmente importante en este contexto. El comportamiento específico de la potencia de la transmisión real P_{TX}V por lo tanto se define como sigue con respecto al comportamiento ideal:

\bullet

P_{TX}V ideal < P_{MIN}: P_{TX}V = P min;

\bullet

P_{MIN} < P_{TX}V ideal < P_{TX}H_{MAX} - \DeltaP_{OPT}: P_{TX}V = P_{TX}V ideal;

\bullet

Ideal > P_{TX}H_{MAX} - \DeltaP_{OPT}: P_{TX}V = P_{TX}H_{MAX} - \DeltaP_{OPT}.

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En la fig. 21 se relatan las curvas de las potencias de recepción P_{RX}V y P_{RX}V versus intensidad de lluvia relevante en la primera variante. En la fig. 22 se divulgan las curvas de las proporciones s/(n+1) de H y V versus intensidad de lluvia relevante en la primera variante.

Claims (15)

1. Procedimiento de ajuste de la potencia de transmisión para un radioenlace con visibilidad directa sobre cocanales por polarización cruzada sometidos a la atenuación causada por la lluvia,

caracterizada porque:

se fija un valor de diferencia positivo óptimo (\DeltaP_{OPT}) entre los logaritmos de las potencias de transmisión de las señales polarizadas horizontal (H) y verticalmente (V); dicha diferencia óptima (\DeltaP_{OPT}) se calcula en orden a tener igual probabilidad de indisponibilidad del enlace para las dos señales de polarización cruzada (H, V), dada la longitud del enlace, la zona de lluvia y el umbral correspondiente para la relación seña/ruido mas interferencia.

2. Procedimiento según la reivindicación anterior,

caracterizado porque,

dicha diferencia positiva óptima (\DeltaP_{OPT}) se limita de tal modo que sea igual o inferior a un valor de diferencia máximo (\DeltaP_{MAX}) calculado por una condición de aire limpio.

3. Procedimiento según la reivindicación 1 o 2,

caracterizado porque,

dicha longitud dada de enlace es una longitud máxima (D_{MAX}) calculada de manera forzada para ser igual a los equilibrios entre el margen de protección contra los desvanecimientos (FM) y el margen requerido para la lluvia (RM) frente a la longitud de enlace de las señales polarizadas horizontal y verticalmente (H, V).

4. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores,

caracterizado porque,

dicho valor de diferencia positiva óptimo (\DeltaP_{OPT}) se calcula por adelantado y se mantiene durante todo el tiempo de la transmisión.

5. Procedimiento según la reivindicación 1,

caracterizada porque,

dicho valor de diferencia positivo óptimo (\DeltaP_{OPT}) se fija conjuntamente con un control de potencia en bucle cerrado que actúa sobre las dos señales de transmisión de polarización cruzada (H, V).

6. Procedimiento según la reivindicación anterior,

caracterizado porque,

se fija una potencia de transmisión mínima (PMin) compatible con la potencia de transmisión máxima (PMax) y la anchura de la zona de control de potencia para las dos señales de polarización cruzada (H, V).

7. Procedimiento según la reivindicación 5 o 6,

caracterizado en que,

el nivel de potencia de la señal de transmisión con polarización vertical (P_{TX}V) se mantiene constante cuando la suma de ésta con dicha diferencia positiva óptima (\DeltaP_{OPT}) calculada por adelantado alcanza la potencia máxima (P_{MAX}) permitida para la señal de transmisión con polarización horizontal (P_{TX}H).

8. Procedimiento según la reivindicación 5 o 6,

caracterizado en que,

dicho valor de diferencia positivo óptimo (\DeltaP_{OPT}) se obtiene igualando las relación de señal ruido mas interferencia de las dos señales de recepción con polarización cruzada (H, V).

9. Un sistema de ajuste de la potencia de transmisión para un radioenlace de visibilidad directa sobre cocanales por polarización cruzada sometidos a atenuación debido a la lluvia,

\newpage

caracterizado porque:

incluye medios de control (CONTROL LOGIC, CONTR-TX, CONTR-RX-H, CONTR-RX-V, CONTR-RX, CONTR-TX-H, CONTR-TX-V) para fijar un valor de diferencia positiva óptima (\DeltaP_{OPT}) entre los logaritmos de la potencia de transmisión de las señales polarizadas horizontal (H) y vertical (V) con el fin de tener una probabilidad igual de indisponibilidad del enlace para las dos señales con polarización cruzada (H, V), dada la longitud del enlace, las zonas de lluvia, y el umbral correspondiente para la relación de señal ruido mas interferencia.

10. Sistema según la reivindicación anterior,

caracterizada porque,

dichos medios de control (CONTROL LOGIC) se colocan en la estación de transmisión (ESTACIÓN-A) para la recepción de las medidas de los niveles de potencia de transmisión (P_{TX}H, P_{TX}V) de las señales polarizadas horizontal (H) y vertical (V) a la salida de los medios de detección pertinentes (D-H, D-V), y además recibir el valor de dicha diferencia positiva óptima (\DeltaP_{OPT}) que se calcula por adelantado, y generando en correspondencia dos órdenes de control de ganancia dirigidos a los transmisores de las señales de polarización cruzadas (TRANS-H-A, TRANS-V-A) para alcanzar dicha diferencia óptima (\DeltaP_{OPT}) y mantenerla constante durante todo el tiempo de transmisión.

11. Sistema según la reivindicación 9,

caracterizado en que,

dichos medios de control (CONTR-TX; CONTR-RX-H, CONTR-RX-V) se subdividen en dos partes, una primera (CONTR-RX-H, CONTR-RX-V) colocada en la estación de recepción (STATION-B) y una segunda (CONTR-TX) en la estación de transmisión (STATION-A) con el fin de realizar un control de potencia en bucle cerrado que tiene una gama de potencia dinámica dada:

-

los primeros medios de control (CONTR-RX-H, CONTR-RX-V) se disponen para recibir las medidas de los niveles de potencia de recepción (P_{TX}H, P_{TX}V) de las señales de polarización horizontal (H) y vertical (V) a la salida de los medios de detección pertinentes (D-H, D-V) y seguir las diferencias entre cada medida y un umbral de potencia intermediario, con el fin de generar correcciones pertinentes (PW-COM-H, PW-COM-V) a las potencias de transmisión;

-

los segundos medios de control (CONTR-TX) se disponen para controlar dinámicamente el nivel de potencia de las señales de transmisión con polarización cruzada (P_{TX}H, P_{TX}V) en la recepción de dichas correcciones (PW-COM-H, PW-COM-V) y dicho valor óptimo de la diferencia positiva (\DeltaP_{OPT}) que se calcula por adelantado.

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12. El sistema según la reivindicación 11,

caracterizado porque,

el segundo medio de control (CONTR-TX), esta además dispuesto para mantener el nivel de potencia de la señal de transmisión con polarización vertical (P_{TX}V) cuando la suma de la misma con dicho valor óptimo de la diferencia positiva (\DeltaP_{OPT}) alcanza la potencia máxima (P_{MAX}) permitida a la señal de transmisión con polarización horizontal (P_{TX}H).

13. El sistema según la reivindicación 11 o 12,

caracterizado porque,

dicho segundo medio de control (CONTR-TX) incluye un medio de filtrado para la promediación en el tiempo de dichas correcciones (PW-COM-H, PW-COM-V).

14. Sistema según la reivindicación 9,

caracterizado porque,

dichos medios de control (CONTR-RX, CONTR-TX-H, CONTR-TX-V) se subdividen en dos partes; una primera (CONTR-RX) colocada en la estación de recepción (STATION-B) y una segunda (CONTR-TX-H, CONTR-TX-V) en la estación transmisora (STATION-A) con el fin de realizar un control de potencia en bucle cerrado que tiene una gama de potencia dinámica dada:

-

el primer medio de control (CONTR-RX) esta dispuesto para recibir las medidas de los niveles de potencia de recepción (P_{TX}H, P_{TX}V) de las señales de polarización horizontal (H) y vertical (V) a la salida de los medios de detección pertinentes (D-H, D-V) y generar comandos de control de potencia respectivos (PC-COM-H, PC-COM-V) incluyendo correcciones pertinentes de las potencias de transmisión correspondientes (P_{TX}H, P_{TX}V) para igualar dinámicamente los niveles de potencia de recepción (P_{TX}H, P_{TX}V);

-

los segundos medios de control (CONTR-TX-H, CONTR-TX-V) están dispuestos para actuar en la ganancia de los dos transmisores (TRANS-H-A, TRANS-V-A) de las señales de polarización cruzada (H, V) en función de dichos comandos de control de potencia (PC-COM-H, PC-COM-V).

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15. Sistema según la reivindicación 13,

caracterizado porque,

dicho primer medio de control (CONTR-RX) incluye medios de filtrado para hacer la medición del tiempo de dichos comandos de control de potencia (PC-COM-H, PC-COM-V).