ES2324517T3 - Generador de señal electrica de frecuencia variable, servomecanismo y medios de calculo de bajo coste. - Google Patents

Abstract

Generador de señal que comprende unos medios de generación de por lo menos una señal de referencia sinusoidal, por lo menos constituido por un calculador lógico (10), por lo menos un conmutador de recorte (50, 51), por lo menos un sensor (70) para extraer por lo menos una señal generada en respuesta a las conmutaciones de dicho por lo menos un conmutador de recorte (50, 51), por lo menos un comparador(es) (30) para establecer una comparación entre dicha por lo menos una señal extraída y dicha por lo menos una señal de referencia sinusoidal, constituyendo el calculador lógico (10) un medio de control de dicho por lo menos un conmutador de recorte (50, 51) dispuesto para entregar a dicho por lo menos un conmutador (50, 51) uno o unos nivel(es) de control (16) que es o son función(es) del o de los resultado(s) de esta comparación o de estas comparación(es), caracterizado porque el calculador lógico (10) comprende una o unas entrada(s) que recibe(n) el o los resultado(s) de la o de las comparación(es) desde este dicho por lo menos un comparador(es) (30), comprendiendo además dicho calculador lógico (10) una entrada para recibir una frecuencia deseada para la señal de referencia sinusoidal, y porque el calculador lógico (10) está programado para actualizar a instantes predeterminados en función de la frecuencia deseada el(los) nivel(es) de control entregado(s) al(a los) conmutador(es) de recorte (50, 51) en función del o de los resultado(s) de comparación(es) recibido(s).

Description

Generador de señal eléctrica de frecuencia variable, servomecanismo y medios de cálculo de bajo coste.

La presente invención se refiere a los generadores de señal eléctrica por recorte de un voltaje continuo.

La generación de una señal eléctrica por recorte de un voltaje continuo es bien conocida bajo la denominación modulación por anchura de impulsos. La frecuencia es generalmente fija aunque puede ser variable en dispositivos tales como los convertidores de frecuencia. Para generar las señales de control del dispositivo de recorte, la mayoría de las veces transistores IGBT, existen tres procedimientos principales.

En el primero, las anchuras de impulsos se sitúan en tablas que son leídas por un calculador. Este procedimiento es rápido en la ejecución aunque poco flexible y necesita espacios de memoria importantes ya que se requiere una tabla para cada combinación de amplitud de la señal y de frecuencia. Este procedimiento se utilizó en los primeros convertidores de frecuencia que no podían disponer de calculadores potentes.

De acuerdo con un segundo procedimiento, un componente especializado fabrica las señales de recorte a partir de la intersección de la señal a realizar y de una señal de dientes de sierra. Este procedimiento es utilizado comúnmente para convertidores de frecuencia sencillos. Tiene dos límites. La función a generar debe ser sencilla. Los servomecanismos para mejorar las prestaciones son externos y difíciles de realizar.

En un tercer procedimiento, un calculador potente determina las anchuras de impulsos a partir de un algoritmo más o menos complejo. Se introducen factores de corrección a partir de mediciones de las señales a generar después de un tratamiento matemático no siempre evidente. La regulación de las señales sobre una magnitud requiere un tratamiento matemático pesado. Este procedimiento eficaz recurre a componentes costosos por ser obligatoriamente muy rápidos. Se utiliza en los convertidores de frecuencia actuales de mayor tamaño.

Este procedimiento se ilustra, por ejemplo, en el documento US nº 5.523.676, en el que un microprocesador realiza el ensamblaje de las funciones necesarias para el control, es decir, la consideración de una señal de referencia, la comparación de esta señal con una señal de retorno que representa la señal generada, y la producción de órdenes de conmutación. En este documento anterior, el microprocesador es necesariamente un microprocesador de gran capacidad, que adolece del inconveniente de ser costoso.

En el documento DE 4337501 se describe un generador de señal similar.

La presente invención pretende proponer un generador de señal eléctrica por recorte de un voltaje continuo, por ejemplo, un convertidor de frecuencia, que sea poco costoso al mismo tiempo que suficientemente eficaz.

Este objetivo se alcanza según la invención gracias a un generador de señal que comprende un generador de por lo menos una señal de referencia constituido por un calculador lógico, por lo menos un conmutador de recorte, por lo menos un sensor para extraer por lo menos una señal generada en respuesta a las conmutaciones de dicho por lo menos un conmutador, por lo menos un comparador para entregar un valor dependiente de la diferencia entre dicha por lo menos una señal extraída y dicha por lo menos una señal de referencia, y un medio de control de dicho por lo menos un conmutador dispuesto para entregar a dicho por lo menos un conmutador un o unos nivel(es) de control que es o son función(es) del o de los resultado(s) de esta comparación o de estas comparaciones, caracterizado porque el calculador lógico comprende una o unas entrada(s) que recibe(n) el o los resultado(s) de la o de las comparación(es), y una o unas salida(s) por la cual o las cuales el calculador entrega un o unos nivel(es) de control al(a los) conmutador(es),
y porque el calculador lógico está programado para actualizar a instantes predeterminados el(los) nivel(es) de control entregado(s) en función del o de los resultado(s) de comparación(es) recibido(s).

Otras características, objetivos y ventajas de la invención se pondrán de manifiesto a partir de la descripción siguiente, haciendo referencia a las figuras adjuntas, en las que:

- la figura 1 representa un primer circuito de acuerdo con la invención;

- la figura 2 es un trazado que representa una curva de intensidad obtenida en una carga situada en la salida del circuito de la figura 1;

- la figura 3 es un trazado que representa la evolución del voltaje y de la intensidad en esta misma carga en función del tiempo, así como la forma de un voltaje recortado suministrado en la entrada de la carga por el circuito de la
figura 1;

- la figura 4 es un trazado que representa la forma de una curva de referencia suministrada por un microcontrolador del circuito de la figura 1 en función de una frecuencia seleccionada para esta curva de referencia;

- la figura 5 representa unas señales de voltaje obtenidas con un circuito según la invención sobre una carga;

- la figura 6 representa un segundo circuito según la invención, con alimentación trifásica;

- la figura 7 representa una curva transmitida por un convertidor digital/analógico del circuito de la figura 6 sobre tres comparadores de este mismo circuito;

- la figura 8 representa un circuito de eliminación de energía eléctrica producida por un motor asíncrono colocado en la salida del circuito de la figura 6 en un modo de frenado de este motor;

- la figura 9 representa una forma ideal de voltaje de control del transistor IGBT;

- la figura 10 representa un circuito de conformación según la invención;

- la figura 11 representa una curva de control de transistor según la técnica anterior;

- la figura 12 un circuito de frenado del motor según la invención;

- la figura 13 representa un generador sin contacto según la invención.

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El circuito de alimentación de la figura 1 comprende un microcontrolador 10 por una de cuyas salidas 12 suministra, por medio de un bus 14, una señal digital denominada en lo sucesivo señal de referencia.

Esta salida 12 transmite de esta señal hacia un convertidor digital/analógico 20, que la convierte en señal analógica y la transmite hacia un comparador analógico 30.

Este comparador 30 recibe, en una segunda entrada, una señal extraída en una carga en la salida del presente circuito de alimentación.

El comparador 30, que tiene su salida conectada al microcontrolador 10, tiene como función indicar a este último el signo de la diferencia entre la señal extraída y la señal de referencia.

El microcontrolador 10 presenta además una salida de control 16 conectada al terminal de control de un transistor 50, situado entre una fuente de corriente continua 60 y el terminal positivo de una carga inductiva 74, en este caso un bucle inductivo de detección de objetos metálicos.

Esta carga también puede ser, tal como se describirá posteriormente, un bucle inductivo destinado a aplicar un campo magnético variable sobre un dispositivo de tipo de alimentación sin contacto.

En este caso se coloca, en paralelo con la carga 74, un diodo de rueda libre 75 que permite que el terminal positivo de la carga se reencuentre con la masa cuando el voltaje de alimentación está en el nivel bajo.

Entre el transistor 50 y la carga 74 se coloca un sensor de intensidad 70, una de cuyas salidas suministra la señal extraída mencionada anteriormente, llevada hacia una entrada del comparador 30.

El microcontrolador 10 controla un recorte del voltaje continuo con el fin de reproducir sobre la carga 74 una señal eléctrica de forma seleccionada, realizando el mismo las dos funciones siguientes:

-

deducir, a partir de la diferencia entre las señales extraída y de referencia, el control a aplicar sobre el conmutador de recorte 50;

-

generar la señal de referencia que se debe encontrar sobre la carga 74.

En el presente caso, la señal extraída en el nivel de la carga 74 es la corriente a través de esta última. El microcontrolador 10 modifica así, mediante el control del conmutador 50, el voltaje instantáneo en la carga 74 para obtener una igualdad entre la corriente instantánea deseada y la extraída en la carga.

De forma más precisa, el microcontrolador 10 aplica en el conmutador 50 un tratamiento sencillo, que consiste en cerrarlo cuando la intensidad extraída está por debajo de la deseada, y en abrirlo cuando la intensidad extraída es superior a la intensidad de referencia.

Las conmutaciones del transistor 50 se realizan por lo tanto únicamente cuando son necesarias. La señal recortada varía así tanto en frecuencia como en ciclo de trabajo.

Tal como se representa en la figura 2, al ser la señal de referencia una sinusoide, las conmutaciones del transistor 50 son menos frecuentes en las partes con pendiente elevada que en las partes con pendiente reducida. Efectivamente, en las partes con pendiente elevada, ocurre a menudo que el conmutador adopta una misma posición cerrada durante varias actualizaciones consecutivas de su estado por el microcontrolador 10, lo cual no se produce en las partes con pendiente reducida, en las que el microcontrolador tiene tendencia a hacer oscilar más fuertemente al conmutador 50 entre sus posiciones abierta y cerrada.

Debido a que el comparador 30 suministra al microcontrolador 10 un resultado de comparación permanentemente en forma de una señal resultado, (en particular puesto que esta comparación se realiza sobre dos señales analógicas), el microcontrolador 10 determina a su vez los instantes en los que extrae un valor de esta señal resultado.

Estos instantes se seleccionan para obtener una conmutación suficientemente rápida para una actualización detallada de la igualdad entre las dos señales de referencia y real, sin sobrepasar la velocidad límite de conmutación del conmutador 50, y en función de la velocidad que pueda ser llevada a la práctica por el microcontrolador 10.

En la curva de la figura 2, es decir, la evolución de la intensidad en la carga 74, también se indica la forma de la señal de voltaje recortada permitida hacia la carga 74 en correspondencia con ciertos sitios de esta curva.

En los máximos de la sinusoide, al ser bastante reducido el desfase debido a la inductancia de la carga 74, el voltaje medio en los terminales de esta última se encuentra también prácticamente en su máximo, presentando así el voltaje recortado un ciclo de trabajo ampliamente en favor de los segmentos de nivel alto.

Por el contrario, en los mínimos de intensidad, el voltaje recortado presenta unos segmentos de nivel bajo más largos que los segmentos de nivel alto.

En la figura 3 se ha representado la evolución de la intensidad y del voltaje sobre la carga 74 en función de un mismo eje de tiempos, resaltando el desfase entre estas dos curvas.

La curva de corriente se corresponde sustancialmente con la curva de referencia debido al servomecanismo de corriente.

En esta figura, se han delimitado dos zonas Z1 y Z2 en referencia a la forma de la curva de corriente. La primera zona Z1 se corresponde con el primer cuarto, ascendente, de la sinusoide de intensidad, y la segunda zona, Z2, al segundo cuarto, descendente después del máximo hacia el punto cero, de esta misma sinusoide de intensidad.

El microcontrolador 10 está programado para efectuar un recuento particular en cada una de estas dos zonas Z1 y Z2.

Así, en el interior de cada zona, el microcontrolador 10 comprueba, a instantes predeterminados y separados regularmente en esta zona, en este caso cada 27 microsegundos, si el conmutador 50 está en su estado cerrado o abierto, en otras palabras, si el voltaje de alimentación está en su nivel alto o bajo.

Al realizar el microcontrolador, en este caso, una actualización del estado de conmutación 50 a intervalos regulares, esta comprobación se puede realizar en estos instantes de actualización.

La identificación del estado del conmutador 50 se realiza en este caso por parte del microcontrolador 10 a partir de la señal recibida del comparador 30, lo cual resulta posible por el hecho de que la próxima actualización del conmutador 50 está directamente en correlación con el resultado instantáneo de la comparación en este instante.

El microcontrolador 10 cuenta por lo tanto el número de veces en las que identificó un estado de conducción del conmutador 50 en los instantes de comprobación separados regularmente en cada zona Z1 y Z2, lo cual representa sustancialmente el ciclo de trabajo medio en cada una de estas zonas.

Está programado además para comparar estos dos valores de recuento. A partir de esta comparación, deduce el desfase entre el voltaje y la intensidad en la carga.

Efectivamente, el número obtenido para cada zona Z1 y Z2 es una indicación del valor del voltaje en la zona. Al estar indexada esta zona en la forma de la curva de intensidad, mediante estos recuentos se establece una medida del desfase entre las dos curvas.

Si las curvas de voltaje y de intensidad estuvieran perfectamente en fase, se entiende que los recuentos sobre Z1 y sobre Z2 se corresponderían respectivamente con la misma forma de curva, simétrica y dependiente opuesta. Los recuentos serían así del mismo tipo.

Por el contrario, cuanto más elevado sea el desfase entre las dos curvas, más diferentes serán las formas que presentarán las curvas de voltaje correspondientes a las zonas Z1 y Z2 de la curva de intensidad, alcanzando por ejemplo una unos valores negativos mientras que la otra permanece ampliamente por encima de cero. Así, cuanto mayor sea el desfase, más diferentes serán los recuentos realizados en las curvas de voltaje en Z1 y Z2.

El microcontrolador efectúa en este caso un cálculo de la relación entre estos dos recuentos para la determinación del desfase.

Esta determinación del desfase se utiliza en este caso para la detección de objetos metálicos por delante de la bobina 70. Efectivamente, la presencia de un objeto metálico modificará la inductancia en los terminales de la bobina 74 y modificará consecuentemente el desfase medido.

De forma más precisa, el desfase depende del tipo de objeto metálico, en particular del tipo metálico y de la forma del objeto. Se prevé el establecimiento, con la ayuda del microcontrolador 10 o de un dispositivo externo conectado al microcontrolador 10, de una búsqueda en una tabla memorizada que proporcione el tipo de objeto en función del desfase medido.

Este desfase puede adoptar la forma de una breve distorsión de la curva de voltaje, que el microcontrolador 10 identifica y distingue con respecto a otras distorsiones de la misma manera, mediante un recuento de estados del conmutador 50 a instantes predeterminados, en una zona limitada basada en la forma de la curva de intensidad.

Para ello se adoptan unas zonas de recuento adaptadas a la distorsión específica para el objeto o el material deseado. Así, si se desea detectar aluminio, se sabe que su presencia delante del bucle 74 provocará una distorsión principalmente en una zona de la curva de voltaje correspondiente a la primera y sexta parte de la curva de intensidad, y es ahí en donde se sitúa una zona de recuento. La elección de la zona, en amplitud y en posición sobre la curva de intensidad, dependerá por lo tanto de forma ventajosa del metal a detectar.

El presente dispositivo somete a servocontrol al bucle de intensidad y detecta distorsiones de voltajes aunque también es posible someter a servocontrol al bucle de voltaje y detectar distorsiones de intensidad. De manera más general, la invención no está limitada a los servomecanismos de intensidad.

El microcontrolador 10 está dispuesto en este caso para generar una sinusoide cuya frecuencia se selecciona transmitiendo hacia el microcontrolador 10, en una entrada no representada en este último, un valor digital representativo de la frecuencia deseada.

El microcontrolador 10 presenta en este caso una memoria en la que se almacena una serie de puntos que constituyen una semi-sinusoide, a la que se le denominará en lo sucesivo semi-sinusoide de partida.

A partir de esta serie de puntos, en este caso 252 puntos, es decir, 252 valores almacenados consecutivamente en la memoria, y a partir del valor de entrada representativo de la frecuencia, el microcontrolador 10 reconstruye una sinusoide de la frecuencia deseada, es decir, la curva de referencia, de acuerdo con el siguiente procedimiento:

El controlador 10 está programado para generar, cada 12 microsegundos, un valor leído en la serie de valores de la semi-sinusoide de partida.

Sin embargo, se prevé que el mismo pase al valor siguiente de la semi-sinusoide de referencia únicamente cuando uno en particular de sus bits está activo en el instante en el que debe generar un valor. A falta de activación de este bit en particular, el microcontrolador emite nuevamente el valor emitido anteriormente, sin pasar al valor siguiente de la serie.

La activación de este bit se materializa cuando un contador del microcontrolador, codificado en 8 bits, supera el valor 256.

El paso al valor siguiente de la serie de memoria se realiza por lo tanto mecánicamente en el microcontrolador 10 mediante la detección del cambio de estado de un bit particular de una serie de bits, de número identificable, reservados para el almacenamiento de un valor de contador.

De acuerdo con el presente procedimiento, se incrementa además el valor del contador en cada ciclo del microcontrolador 10, es decir, cada 17 microsegundos en este caso, en un incremento que es igual al valor entregado en la entrada del microcontrolador 10 como indicación de la frecuencia de la señal de referencia a entregar, es decir, en este caso de la intensidad a entregar.

Por ejemplo, si este valor de entrada es igual a 87, el contador, por ejemplo inicialmente a cero, pasa a los ciclos siguientes a 87 (el microcontrolador 10 obtiene entonces en su salida 12 el mismo valor de la semi-sinusoide que el emitido en el ciclo anterior), a continuación pasa a 174 (todavía el mismo valor hacia la salida 12), seguidamente pasa a 174+87=261, es decir, 256+5, o sea, 5 en almacenamiento módulo 256 (sobre 8 bits): el contador ha superado entonces el valor 256, su bit especial ha sido activado, y el microcontrolador 10 lee entonces el valor siguiente de la semi-sinusoide.

Una vez que se ha leído totalmente la semi-sinusoide, un bit indicador de parte de curva indica que ahora es necesario leer la semi-sinusoide aplicándole un signo negativo.

Así, el microcontrolador obtiene en la salida 12 varias veces el mismo valor, y solamente pasa al valor siguiente una vez que el contador llega a su valor máximo. Al incrementarse el contador en cada ciclo en un incremento seleccionado, el paso del valor máximo del contador será tanto más frecuente cuanto más elevado sea este valor de incremento.

Así, tal como se representa en la figura 4, la sinusoide de referencia está constituida por una serie de escalones cuya ordenada es la de un punto de la sinusoide de referencia, y cuya longitud se corresponde con el número de veces en el que se repite este punto, siendo este número de repeticiones tanto más elevado cuanto más reducido sea el valor indicativo de la frecuencia.

El microcontrolador 10 amplía por lo tanto la longitud de los escalones tanto más cuanto más reducido sea el valor indicativo de frecuencia, siendo por lo tanto, efectivamente, la frecuencia de la curva de referencia tanto mayor cuanto más grande sea el valor indicativo de frecuencia.

Este procedimiento se lleva a la práctica en el microcontrolador 10 con un número de instrucción particularmente reducido. Lleva a la práctica una variación de frecuencia con un número de cálculos y una memoria muy
reducidos.

Se observará que si el valor de incremento seleccionado es elevado, por ejemplo, 250, es posible que el microcontrolador repita únicamente uno o dos puntos en una sinusoide: esta última se extiende por lo tanto en duración por una distorsión localizada en este punto. No obstante, una distorsión de este tipo localizada resulta que no tiene consecuencias nefastas sobre el comportamiento de la carga en la mayoría de las aplicaciones, sino que proporciona por el contrario una puesta en práctica precisa de la frecuencia deseada.

Se observará que si el incremento seleccionado es suficientemente elevado, el microcontrolador 10 cambia de valor leído, en la semi-sinusoide de partida, prácticamente en cada incremento.

Se obtiene entonces una curva de referencia tal como la de la figura 4 a la derecha, sin presentar prácticamente ningún escalón.

El presente procedimiento necesita por lo tanto, para ser llevado a la práctica, únicamente un microcontrolador sencillo, es decir, un reloj, un contador de unos cuantos bits, una memoria en la que se almacena el incremento a aplicar al contador en cada ciclo de reloj, una tabla que comprende un cierto número de puntos de referencia, y un lector de esta memoria que está dispuesto para cambiar de punto en la tabla en cada cambio de estado de un bit determinado del contador.

Cada uno de estos elementos es particularmente sencillo y se encuentra en la mayor parte de microcontroladores actuales de costes más reducidos.

En la figura 6 se ha representado un circuito de alimentación para un motor eléctrico trifásico 74.

Este circuito recupera los elementos esenciales del circuito anterior, en una disposición adaptada para una alimentación trifásica hacia tres ramas, sometiéndose cada rama a un servocontrol de corriente sobre la base de una señal de referencia de entre tres señales periódicas desfasadas entre sí.

Así, el presente circuito comprende tres ramas dotadas cada una de ellas de dos transistores 50 y 51 en serie entre una línea continua al voltaje V y la masa, y los tres terminales del motor 74 están conectados a su red entre los dos transistores 50 de una de las tres ramas.

El presente circuito de alimentación comprende efectivamente en cada rama de conmutación un segundo transistor 51 situado entre un punto de conexión hacia la carga 74 y la masa, y controlado también por el microcontrolador 10, de tal manera que presenta el estado opuesto al del conmutador 50 de la misma rama.

Las conmutaciones de dos transistores 50 y 51 de una misma rama están prácticamente sincronizadas, respetando sin embargo un tiempo muerto entre las conmutaciones correspondientes, tiempo muerto durante el cual los dos transistores 50 y 51 están ambos en bloqueo, para evitar un corto circuito entre la línea de corriente continua y la masa.

Cada rama ve sus dos conmutadores 50 y 51 controlados por el microcontrolador 10 en función de una diferencia entre una señal de referencia y una señal correspondiente a una de las fases, medida en el motor. Para cada una de las tres ramas, el resultado de esta comparación es establecido por uno de entre tres comparadores analógicos 30, correspondiendo el comparador en cuestión a esta rama.

Así, el circuito presenta tres comparadores 30 que reciben cada uno en sus dos entradas, una señal multiplexada de referencia correspondiente a la concatenación de segmentos de tres señales de referencia, correspondientes respectivamente a las tres ramas, generada por el microcontrolador 10 y una señal extraída en una fase del motor 74 por medio de un sensor de corriente 72 situado en serie con el terminal correspondiente a esta fase.

Estos tres comparadores 30 suministran cada uno de ellos un resultado que indica el signo de la diferencia entre las dos señales comparadas.

En función de los resultados leídos regularmente por el microcontrolador 10, este último controla, de la misma manera que la descrita anteriormente, los conmutadores 50, 51 de cada una de las ramas, estando alerta con respecto al tiempo muerto mencionado anteriormente.

El presente microcontrolador 10 ve su salida 12 conectada por un bus de datos a dos convertidores digitales/analógi-
cos 20 y 21 cada uno de los cuales realiza un tratamiento particular.

El presente microcontrolador suministra en su salida 12 una sinusoide de frecuencia variable, según el procedimiento ventajoso descrito anteriormente.

Suministra también al convertidor 20 un valor digital que representa un factor a aplicar a la amplitud de esta sinusoide de referencia antes de transmitirla hacia los comparadores 30.

El convertidor 21 recibe del microcontrolador 10 la sinusoide a la que aplica este factor de amplitud.

El convertidor 21 realiza además un multiplexado particular de esta sinusoide de referencia.

Así, el mismo suministra, a partir de esta última, una señal tal como la presentada en la figura 7, que comprende una serie de segmentos de señales extraídas alternativamente en tres señales idénticas a la curva de referencia, aunque desplazadas entre sí en 120 grados.

Así, la señal suministrada en la salida del convertidor 21 se descompone en intervalos de tiempo, que comprenden cada uno de ellos un segmento de señal tomado alternativamente de cada una de estas tres señales en el instante considerado.

Entre dos intervalos en los que la curva de salida reproduce una misma de las tres sinusoides de referencia, la curva de salida reproduce las otras dos curvas.

Entre estos dos intervalos en los que la curva de salida reproduce una misma de las tres sinusoides, esta misma sinusoide ha progresado desde una duración correspondiente a la fijación de los segmentos de las otras dos sinusoides. La curva de salida retoma así esta tercera sinusoide en el punto en el que se encuentra. La señal de salida del convertidor 21 presenta así la forma de tres sinusoides entrelazadas, y unidas entre ellas en cada extremo de intervalo, por un segmento vertical.

Esta misma curva de salida se transmite permanentemente hacia cada uno de los comparadores 30, de manera que cada comparador 30 entrega en la salida un resultado entrecortado, ya que compara la señal extraída, de forma sucesiva y alternativa, con cada una de las tres sinusoides.

El microcontrolador 10 se programa para que extraiga el resultado de un comparador determinado únicamente en el momento en el que este último compara la señal extraída en su rama con la sinusoide correcta entre las tres, la correspondiente a esta rama.

Dicha sincronización de la extracción en función del intervalo considerado de la señal recibida se lleva a la práctica fácilmente en el microcontrolador 10 debido a que es este último el que a la vez da al convertidor 21 la orden de cambiar de señal de referencia a entregar, y determina el instante de la extracción.

El microcontrolador 10 extrae en cada comparador 30 únicamente el resultado de la comparación con la sinusoide correcta, la que se desea volver a encontrar en la fase del motor correspondiente a este comparador, la de la rama en la que el microcontrolador 10 controla los conmutadores 50 y 51 en función de la comparación
deseada.

El usuario se beneficia por lo tanto de un multiplexado sencillo, y de una comparación en cada conmutación para verificar que la misma es efectivamente necesaria, llevando a la práctica al mismo tiempo un multiplexado eficaz con unos medios de cálculo sencillos y poco costosos.

En la técnica anterior, se han propuesto unos circuitos para generar una intensidad sinusoidal a partir de un voltaje recortado que oscila entre un nivel alto a un voltaje V y un nivel bajo a voltaje nulo.

El valor del voltaje medio en la carga (que alisa la señal) depende por lo tanto directamente del ciclo de trabajo del voltaje en el instante considerado. Así, se obtiene un voltaje igual a V/2 para una duración igual de los segmentos de nivel alto y de los segmentos de nivel bajo del voltaje recortado, y superior o inferior a V/2 según que los segmentos de nivel alto o los segmentos de nivel bajo sean los más largos.

Se obtiene así típicamente una señal periódica en torno al valor medio V/2. La amplitud de la señal obtenida de la cual se desearía que alcanzase V/2, permanece limitada por el hecho de que la carga se ve conectada por uno de sus terminales entre dos conmutadores, uno conectado a la fuente al voltaje V, y el otro a la masa, y de que las conmutaciones sincronizadas de estos dos conmutadores están desplazadas una con respecto a la otra en un tiempo muerto que pretende evitar un cortocircuito entre la fuente a V y la masa.

En el presente dispositivo en el que se somete a servocontrol el recorte sobre la intensidad y en el que las conmutaciones de los conmutadores 50 y 51 son controladas en cada ciclo del microcontrolador 10, en función de una diferencia entre la intensidad esperada y la intensidad real, se observa que el dispositivo aplica un voltaje medio sobre la carga que es un voltaje sinusoidal desplazado hacia el voltaje cero.

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Al cambiar el presente dispositivo el estado de los conmutadores 50 y 51 únicamente cuando es necesario, y al producir dichos cambios únicamente en los intervalos seleccionados, el dispositivo produce el voltaje más bajo de entre los compatibles con la obtención de la intensidad deseada.

Se observa así en este caso, tal como se representa en la figura 5, una sinusoide tangente por su mínimo con el voltaje cero.

Por lo tanto, la curva de voltaje se puede desplazar en su ordenada debido al hecho de que este voltaje es creado por conmutaciones que son cada una de ellas realmente innecesarias y no están predeterminadas en referencia a un ciclo de trabajo centrado.

Esta sinusoide ve aumentar su punto de inflexión cuando la amplitud crece, hasta alcanzar el voltaje medio V/2 cuando la amplitud de esta sinusoide alcanza el valor máximo V/2, lo cual resulta posible en este caso por el hecho de que las conmutaciones de los transistores 50 y 51 se ven muy poco afectadas por los tiempos muertos, apareciendo estos tiempos muertos únicamente en las conmutaciones, que en este caso se consigue que sean lo menos frecuente posible (conmutación solamente en respuesta a una separación de la señal de referencia).

Así, las limitaciones habituales de amplitud se evitan por el hecho de que los tiempos muertos se evitan al máximo, reduciéndose las conmutaciones a las únicas conmutaciones necesarias para la precisión deseada.

Gracias al desplazamiento en ordenada hacia los voltajes bajos, los conmutadores situados entre la fuente de voltaje continuo y la carga están claramente con mayor frecuencia abiertos que cerrados, y por lo tanto son menos frecuentemente recorridos por una corriente, de manera que se calientan menos. De manera más global, el desplazamiento de los voltajes hacia la parte baja permite obtener un mejor rendimiento energético.

El circuito de la figura 6 presenta además, entre cada salida del microcontrolador 10 para el control de un conmutador, y el conmutador asociado, un circuito 80 de amortiguación del control, denominado también en lo sucesivo circuito de control y de aislamiento.

Los transistores utilizados en este caso son IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) cuyo terminal de control se comporta como un condensador.

El voltaje de control de un transistor IGBT se aplica entre su puerta y su emisor. Al poder ser flotante el potencial del emisor, este voltaje procede en general de una alimentación aislada y el control pasa por un circuito especializado que comprende un optoacoplador y un driver (unidad de control).

En la figura 11, se ha representado una evolución del voltaje en los terminales de un transistor IGBT cuando el voltaje de control cae bruscamente. Se distingue en este caso efectivamente la aparición de un sobrevoltaje.

Para evitar el calentamiento del transistor cuando el mismo se utiliza en conmutación, es necesario hacerlo cambiar de estado rápidamente con, sin embargo, una limitación de velocidad en el sentido del bloqueo para evitar el sobrevoltaje.

Un procedimiento sencillo consiste en intercalar una resistencia entre el driver y la puerta del transistor IGBT. Este procedimiento presenta el defecto de aumentar los tiempos de conmutaciones en el sentido de la apertura así como en el sentido del cierre.

El voltaje de control ideal para un transistor IGBT utilizado en conmutación se representa en la curva de la
figura 9.

La pendiente de subida es muy empinada, una primera pendiente de descenso empinada hace bajar el voltaje de control hasta un nivel en el que el transistor se hace resistivo, y una segunda pendiente de descenso más suave bloquea al transistor progresivamente para limitar el sobrevoltaje. Se han propuesto unos conjuntos de transistores para obtener estas tres pendientes aunque esta solución es compleja.

En la invención, estas tres pendientes se realizan mediante un circuito 80 fiable y poco costoso que comprende dos resistencias 81 y 82, un diodo 83 y un condensador 84, representado en la figura 10.

Este circuito presenta, desde la salida de control del microcontrolador hacia el terminal de control del transistor, en este caso el transistor 50, en primer lugar tres ramas paralelas que son portadoras respectivamente de la resistencia 82, el diodo 83 montado en conducción desde el microcontrolador 10 hacia el transistor 50, y el condensador 84. Después de estas tres ramas paralelas, se encuentra en serie una resistencia 81 conectada al transistor 50.

El diodo 83 cortocircuita la resistencia 82 durante la subida, cuya pendiente es fijada por la resistencia 81, y por ello una pendiente rápida.

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En el comienzo del descenso, el condensador 84 hace caer rápidamente el voltaje en la puerta del transistor 50 y a continuación las cargas eléctricas son evacuadas lentamente a través de la resistencia 82 que fija la pendiente del fin de la curva, estando bloqueado el diodo 83.

La posición del punto de inflexión está fijada por la relación entre la capacidad de la puerta del transistor 50 y la del condensador 84. La curva obtenida es próxima a la ideal y ha sido posible obtener experimentalmente unos tiempos de conmutación más cortos que los hallados habitualmente sin un sobrevoltaje importante.

Se observará que en este caso los transistores IGBT 50 y 51 comprenden cada uno de ellos un diodo de rueda libre paralelo.

Se dispone también, entre la línea continua al voltaje V y la masa, en este caso entre dos terminales A y B, el circuito representado en la figura 8.

Este circuito presenta cuatro terminales, de entre los cuales dos terminales aguas abajo con respecto al sentido de alimentación están conectados a los terminales A y B representados en la figura 8, es decir, respectivamente al terminal positivo A de cada uno de los conmutadores 50 de enlace con la línea continua, y a la masa B.

Los otros dos terminales C y D de este circuito están conectados, en parte aguas arriba de este circuito, en la fuente de voltaje continuo y en masa (la fuente de voltaje continuo puede ser, por ejemplo, un rectificador montado en una red de alimentación trifásica).

Este circuito comprende tres ramas destinadas a ser colocadas en paralelo a las ramas de conmutación que son portadoras de los conmutadores 50 y 51.

Dos de estas tres ramas son portadoras respectivamente de un condensador 110 y 120, siendo portadora en serie, la tercera rama, de un transistor 130 y una resistencia 140.

Dos terminales correspondientes de las dos ramas que son portadoras de los condensadores 110 y 120 están conectados por un diodo 150 montado en conducción en el sentido que va desde la fuente hacia las ramas de conmutación.

Estos dos terminales de las dos ramas están conectados también, en paralelo con el diodo 150, por una rama que es portadora en serie de un diodo electroluminiscente 160 y una resistencia 170.

El propio diodo 160 está montado en conducción en el sentido que va desde las ramas de conmutación hacia la fuente de voltaje continuo.

Un diodo zener de protección de este diodo electroluminiscente 160 está colocado en paralelo con este último, con el cual está conectado en el lado de la fuente por una resistencia. Esta última resistencia limita la corriente en el diodo zener. Se puede colocar un condensador suplementario en los terminales del diodo zener para mejorar la estabilidad en los voltajes transitorios.

Gracias a este circuito, cuando el motor eléctrico está en modo de freno, dicho de otra manera cuando el mismo es un generador, que suministra una intensidad hacia la fuente, el diodo 150 se sitúa en bloqueo y en el diodo luminiscente 160 se establece una corriente que sube en dirección de la fuente, en correspondencia con cambios de carga de los dos condensadores 110 y 120. El diodo 160 se ilumina.

Este diodo es en este caso un diodo optoacoplado al microcontrolador 10, que, en respuesta a la iluminación del diodo 160, ordena el cierre del transistor 130 que une los terminales positivos de las ramas de conmutación a la masa haciendo pasar la corriente a través de una resistencia 140.

Esta resistencia 140 elimina así, por efecto Joule, la energía suministrada por el motor. El hecho de que este conmutador 130 de la rama de eliminación sea controlado por el microcontrolador 10 permite controlar la duración de cierre. Así, el microcontrolador, al producirse la detección del modo de freno, cierra el conmutador 130 durante un periodo que supera al instante en el que la corriente retoma el sentido que va desde la fuente hacia el motor.

Se evita así una conmutación de frecuencia demasiado elevada del transistor 130 en el caso de cambios de sentido frecuentes, lo cual deterioraría rápidamente este último.

De forma ventajosa, el microcontrolador 10 comprende, en su salida de control conectada al transistor 130, entre esta salida y este transistor, un circuito de amortiguación 80 similar a los circuitos 80 situados entre el microcontrolador 10 y los conmutadores 50, 51 de alimentación de la carga 74.

Además, de forma ventajosa se coloca la resistencia 140 en el nodo de la fuente con respecto al conmutador 130, y se coloca de forma ventajosa un diodo de rueda libre en paralelo a la resistencia 140, montado en conducción desde el terminal de esta resistencia 140 que está más alejado del terminal de alimentación de voltaje positivo hacia el terminal del voltaje continuo de alimentación.

Este circuito constituye un convertidor de frecuencia que forma un generador trifásico con el cual las variaciones de resistencia rotórica no tienen efecto sobre el par del motor. La rotación es regular incluso para frecuencias tan bajas como 0,25 Hz. El voltaje del bus continuo tiene efecto únicamente sobre la frecuencia máxima.

La presente invención permite la realización de un generador de señales periódicas, económico, puesto que no necesita calculador, y flexible, con un servomecanismo sobre una magnitud externa sencillo por estar integrado.

La señal periódica a generar se memoriza en una tabla interna en un microcontrolador. El microcontrolador envía a un convertidor digital analógico la señal periódica muestreada a un intervalo regular proporcional a la frecuencia deseada.

El voltaje analógico emitido desde este convertidor se aplica a una entrada de un comparador. La segunda entrada de este comparador está conectada a un dispositivo de medición de la señal generada. El microcontrolador lee el resultado de la comparación y activa o mantiene la conmutación si la señal medida es inferior a la esperada. Cuando la señal es superior el microcontrolador detiene o mantiene inactiva la conmutación. La conmutación es por lo tanto de frecuencia y anchura de impulsos variable. Está sometida a un servocontrol con la señal obtenida. Las correcciones de comportamientos son automáticas.

Los circuitos descritos anteriormente se utilizan de forma ventajosa para alimentar un bucle inductivo, constituyendo con este bucle inductivo una fuente de energía sin contacto. Un dispositivo dotado de unos medios para transformar variaciones de campo magnético en una corriente de alimentación acaba extrayendo así esta energía, sin contacto. Los circuitos anteriores son ventajosos para una aplicación de este tipo en el sentido de que permiten llevar a la práctica fácilmente un servomecanismo de corriente, lo cual resulta particularmente ventajoso en estas aplicaciones.

Según unas variantes, las alimentaciones de bajo voltaje de los circuitos de control, microcontrolador, comparadores, por ejemplo, se obtienen directa o indirectamente por recorte del voltaje continuo principal.

Según otras aplicaciones de los circuitos descritos anteriormente, los mismos se pueden utilizar para alimentar un motor de enrollado de productos largos tales como cables o para alimentar un freno de motor del tipo de alimentación por corriente continua de bajo voltaje, alimentándose este freno por recorte del voltaje continuo principal.

En la figura 12 se ha representado un circuito de montaje de un freno de este tipo. Un freno de este tipo está compuesto por una bobina de freno 90, montada entre la fuente de voltaje continuo y la masa, en una rama que es portadora, en serie, de esta bobina 90, un sensor de corriente 91 y un transistor de control 92. El sensor de corriente 91 suministra al microcontrolador 10 una señal indicativa del valor de la corriente que atraviesa la bobina 90, y el microcontrolador 10 controla las conmutaciones del transistor 92 con el fin de obtener la corriente deseada en la bobina 90. Un circuito de este tipo está asociado de forma ventajosa al circuito de la figura 6 para frenar el motor 74 en particular durante un corte o una caída del voltaje de la fuente continua. Se observará también que este circuito comprende un diodo de rueda libre que se extiende desde un punto situado aguas abajo de la bobina y que vuelve sobre la fuente de voltaje continuo, formando así un bucle que engloba a la bobina 90 y al sensor 91.

Este circuito permite así el control del enrollamiento durante la supresión del voltaje de la red. En el caso de un enrollador de cable eléctrico, esto permite proteger el cable durante este tipo de incidente.

Así, se puede mantener el control hasta un voltaje tan bajo como 100V.

Un dispositivo de identificación de productos, descrito anteriormente en el caso de la alimentación de un bucle inductivo, también se puede realizar asociando un generador según la invención a una carga que comprenda dos placas capacitivas.

Un generador según la invención se utiliza asimismo de forma ventajosa para hacer pasar un número de cargas predeterminadas para un depósito por galvanoplastia, o incluso para la carga de baterías.

El generador se utiliza de forma ventajosa cada vez que el mismo hace que se someta a servocontrol una de las dos magnitudes eléctricas intensidad o voltaje, y la medición de la segunda aporta una información útil para el cumplimiento del procedimiento, por ejemplo, la carga de la batería, los depósitos electroquímicos, todo ello particularmente en corriente continua.

El generador se utiliza de forma ventajosa cada vez que el mismo hace que se someta a control una de las tres magnitudes eléctricas intensidad o voltaje o frecuencia, y la medición de una o de las otras magnitudes aporta una información útil para el cumplimiento del procedimiento de corriente periódica, por ejemplo, para la identificación de los metales.

Según una variante representada en la figura 13, el generador alimenta un bucle inductivo 100 de forma alargada destinado a estar acoplado por su campo electromagnético a uno o unos receptores 102 solidarios de móviles 103 que se desplazan en paralelo al bucle inductivo 100 en la dirección de su longitud.

Claims (28)

1. Generador de señal que comprende unos medios de generación de por lo menos una señal de referencia sinusoidal, por lo menos constituido por un calculador lógico (10), por lo menos un conmutador de recorte (50, 51), por lo menos un sensor (70) para extraer por lo menos una señal generada en respuesta a las conmutaciones de dicho por lo menos un conmutador de recorte (50, 51), por lo menos un comparador(es) (30) para establecer una comparación entre dicha por lo menos una señal extraída y dicha por lo menos una señal de referencia sinusoidal, constituyendo el calculador lógico (10) un medio de control de dicho por lo menos un conmutador de recorte (50, 51) dispuesto para entregar a dicho por lo menos un conmutador (50, 51) uno o unos nivel(es) de control (16) que es o son función(es)
del o de los resultado(s) de esta comparación o de estas comparación(es), caracterizado porque el calculador lógico (10) comprende una o unas entrada(s) que recibe(n) el o los resultado(s) de la o de las comparación(es) desde este dicho por lo menos un comparador(es) (30), comprendiendo además dicho calculador lógico (10) una entrada para recibir una frecuencia deseada para la señal de referencia sinusoidal, y porque el calculador lógico (10) está programado para actualizar a instantes predeterminados en función de la frecuencia deseada el(los) nivel(es) de control entregado(s) al(a los) conmutador(es) de recorte (50, 51) en función del o de los resultado(s) de comparación(es)
recibido(s).

2. Generador según la reivindicación 1, caracterizado porque el calculador lógico (10) está programado para actualizar el o los nivel(es) de control entregados a intervalos de tiempo regulares.

3. Generador según la reivindicación 1 ó 2, caracterizado porque el calculador lógico (10) comprende un reloj, unos medios para activar las actualizaciones del estado de un conmutador a instantes indexados en este reloj, porque el calculador comprende unos medios para entregar una serie de valores de referencia, sucesivamente como señal de referencia y porque los medios para entregar sucesivamente los valores de referencia están programados para pasar de un valor de referencia a otro de manera indexada en el mismo reloj en el cual están indexadas las actualizaciones del estado del conmutador.

4. Generador según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el calculador lógico comprende unos medios para entregar una serie de valores de referencia sucesivamente como señal de referencia y porque estos medios están previstos para entregar un valor a intervalos de tiempo regulares.

5. Generador según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el calculador lógico comprende unos medios para entregar regularmente un valor de referencia hacia una salida del calculador, con el fin de formar una señal de referencia, siendo estos medios apropiados para entregar varias veces seguidas un mismo valor, y porque el calculador lógico comprende unos medios para activar un paso de un valor a un valor siguiente como valor de referencia a entregar, estando estos últimos medios previstos para activar dicho paso de manera más o menos frecuente en función de un valor recibido en una entrada del calculador.

6. Generador según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el calculador lógico comprende unos medios para contar el número de apariciones de un estado determinado del conmutador durante un intervalo de tiempo determinado.

7. Generador según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el calculador lógico (10) comprende unos medios para determinar un intervalo de tiempo durante el cual se produce un número de apariciones determinado de un estado determinado del conmutador (50, 51).

8. Generador según la reivindicación 6, caracterizado porque el calculador comprende unos medios para contar un número de apariciones de un estado determinado del conmutador que tienen lugar en un periodo correspondiente a la presencia de una parte predeterminada de la señal de referencia.

9. Generador según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el calculador lógico (10) comprende unos medios para entregar regularmente un valor de referencia hacia una salida del calculador con el fin de formar una señal de referencia, un reloj, una serie de bits en la que se almacena un valor digital, unos medios para incrementar este valor digital de manera regular indexada en el reloj, y unos medios para determinar el incremento a aplicar regularmente en función de un valor recibido en una entrada del calculador lógico, comprendiendo además el calculador unos medios para activar el paso de un valor de referencia a un valor de referencia siguiente como valor de referencia a entregar cada vez que un bit predeterminado de la serie de bits cambia de estado.

10. Generador según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque comprende, en la salida del calculador lógico (10), por lo menos un convertidor digital/analógico (20, 21) y, en la salida de este convertidor (20, 21), un comparador (30) que recibe en su primera entrada la señal de salida de este convertidor (20, 21) y en su segunda entrada, la señal extraída.

11. Generador según la reivindicación anterior, caracterizado porque comprende dos convertidores digital/analó-
gico (20, 21) situados en la salida del calculador lógico (10), uno (20) de los cuales recibe del calculador lógico (10) un valor digital que define una amplitud de curva de referencia, y el otro (21) recibe del calculador lógico (10) una sucesión de puntos que definen una forma de curva de referencia, recibiendo asimismo este otro convertidor (21) digital/analógico, del primer convertidor (20), el valor de la amplitud, que el mismo aplica a la curva antes de transmitirla hacia un comparador (30).

12. Generador según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque comprende varias ramas de alimentación (50, 51) que son portadoras cada una de ellas de por lo menos un conmutador respectivo controlado por el calculador lógico (10), y por lo menos un comparador (30) entre una señal de referencia y una señal extraída en una rama (50, 51) considerada, siendo el resultado de la comparación utilizado por el calculador lógico (10) para controlar el estado del conmutador de la rama considerada.

13. Generador según la reivindicación anterior, caracterizado porque comprende unos medios (10, 20, 21) para generar en dicho por lo menos un comparador (30) una señal que tiene la forma de una serie de intervalos alternados que corresponden a varias señales de referencia correspondientes cada una de ellas a una rama y porque el calculador lógico (10) está previsto para tener en cuenta, para el control de una rama considerada, el resultado de la comparación únicamente para unos intervalos de tiempo en los que el comparador (30) recibe un intervalo de una señal de referencia correspondiente a esta rama (50, 51).

14. Generador según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en combinación con la reivindicación 6, 7 u 8, caracterizado porque la señal conmutada y la señal de referencia representan cada una de ellas una magnitud respectiva de entre el voltaje y la intensidad en una carga (74) situada en la salida del generador y porque comprende unos medios para suministrar, en función del número de apariciones contado durante un intervalo de tiempo determinado de un estado determinado del conmutador (50, 51), o del intervalo de tiempo medido necesario para un número de apariciones determinado de un estado determinado del conmutador, una indicación o una detección de las distorsiones entre la intensidad o el voltaje conmutados por el conmutador (50, 51) y respectivamente el voltaje o la intensidad de referencia.

15. Generador según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el conmutador (50, 51) está previsto para estar situado de forma intermedia entre una fuente de voltaje y la masa, y destinado a estar asociado a una primera carga entre esta fuente de voltaje y la masa, porque el generador comprende un conmutador suplementario (130) entre la fuente y la masa asociado a una carga de disipación, así como un sensor de corriente (160) constituido por un diodo situado para detectar una corriente que sale de dicha primera carga (74) y contraria a la generada por el generador, y unos medios para activar una conmutación del conmutador suplementario (130) a la detección de dicha corriente contraria para hacer circular una corriente en la carga de disipación, comprendiendo estos medios de detección y de activación un calculador lógico (10).

16. Generador según la reivindicación 15, caracterizado porque los medios de detección de dicha corriente contraria comprenden un sensor de corriente (160) que es un diodo con optoacoplamiento, acoplado con el calculador lógico (10).

17. Generador según una de las reivindicaciones 15 ó 16, caracterizado porque el medio de activación es el calculador lógico (10) que está dispuesto para generar la curva de referencia.

18. Generador según cualquiera de las reivindicaciones 15 a 17, caracterizado porque comprende un primer diodo (150) montado en conducción desde una fuente de voltaje hacia el conmutador (50, 51) de alimentación, y porque el sensor de corriente (160) es un diodo emisor situado en paralelo con este primer diodo (150), en el sentido que va desde el conmutador de alimentación (50, 51) hacia la fuente.

19. Generador según cualquiera de las reivindicaciones 15 a 18, caracterizado porque comprende un diodo (150) montado en conducción desde la fuente hacia el conmutador (50, 51), y dos condensadores (110, 120) que tienen cada uno de ellos su primer terminal conectado a un terminal respectivo del diodo (150), y su segundo terminal conectado a la masa.

20. Dispositivo que comprende un motor eléctrico y un generador de alimentación de este motor, caracterizado porque este generador es según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 19.

21. Dispositivo según la reivindicación 20, caracterizado porque comprende un medio de frenado inductivo (90, 91, 92) del motor, y porque el calculador lógico (10) está previsto para controlar este medio de frenado (90, 91, 92) con la ayuda de dicha por lo menos una señal generada en respuesta a las conmutaciones de dicho por lo menos un conmutador.

22. Dispositivo según la reivindicación 21, caracterizado porque dicho por lo menos un sensor es un dispositivo de medición de corriente.

23. Dispositivo según la reivindicación 21 ó 22, en combinación con la reivindicación 6 ó 7, caracterizado porque el calculador comprende unos medios para deducir, a partir de un número de apariciones del estado activo en un intervalo de tiempo determinado o de un intervalo de tiempo necesario para un número determinado de apariciones de un estado activo del freno inductivo, el buen funcionamiento de este freno, y entregar una señal indicadora de este buen funcionamiento.

24. Dispositivo de enrollamiento de productos largos que comprende un motor eléctrico (74) y un generador de alimentación de este motor, caracterizado porque el generador es según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 19.

25. Dispositivo de frenado inductivo que comprende un elemento inductivo y un generador de alimentación de este elemento inductivo, caracterizado porque el generador es según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 19.

26. Dispositivo generador que comprende un generador según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 19, y un bucle inductivo (100) conectado a la salida del generador y destinado a alimentar por campo magnético variable un dispositivo (102, 103) dotado de unos medios generadores de corriente en respuesta a este campo magnético variable.

27. Dispositivo según la reivindicación anterior, caracterizado porque comprende un bucle inductivo (100) de forma alargada destinado a estar acoplado por su campo electromagnético con uno o unos receptores (102) solidarios de móviles (103) que se desplazan en paralelo al bucle inductivo (100) en la dirección de su longitud.

28. Dispositivo de detección de presencia de objetos de un tipo seleccionado, que comprende un bucle inductivo (74), unos medios de alimentación (10, 50, 51) del bucle (74) y unos medios de detección (10) de variación de inductancia en los terminales del bucle (74) en respuesta a la presencia de objetos delante de este bucle (74), estando los medios de alimentación y de detección constituidos por un dispositivo generador según la reivindicación 14.