ES2311241T3 - Mitigacion de fase de vias multiples. - Google Patents
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Abstract
Un método para mitigar el efecto de un error inducido por transmisión a través de vías múltiples en un sistema de navegación global por satélite (GNSS), que comprende las operaciones de: recibir una señal compuesta (314) que incluye una señal (316) de vía directa de banda limitada (figura 3) y al menos una señal (318) de vías múltiples de banda limitada (figura 3), en el que la señal (316) de vía directa de banda limitada y la señal (318) de vías múltiples de banda limitada están moduladas con inversiones de fase periódicas; medir la señal compuesta (314) en función del tiempo durante un intervalo de tiempo que tiene al menos una de las inversiones de fase periódicas; determinar un error Phi epsilon de fase entre la señal compuesta (314) y la señal (316) de vía directa debido a la señal (318) de vías múltiples; y corregir el error Phi epsilon de fase; caracterizado porque un retardo delta de la señal (318) de vías múltiples con relación a la señal (316) de vía directa es sustancialmente menor que un tiempo de respuesta de filtro para una entrada escalón correspondiente al filtro utilizado para limitar la banda de la señal (316) de vía directa y la señal (318) de vías múltiples; y porque el procedimiento incluye la determinación del error Phi epsilon de fase, de acuerdo con una señal compuesta (314) medida en función del tiempo y una característica de filtro predeterminada correspondiente a uno o más filtros en el sistema de navegación global por satélite (GNSS) que se utilizan para limitar la banda de la señal (316) de vía directa y la señal (318) de vías múltiples, incluyendo desviaciones de determinación entre una trayectoria (710) medida de la señal compuesta (314) durante una transición de código y una trayectoria de señal estimada de la señal de vía directa que corresponde a la misma transición de código y que se calcula de acuerdo con la característica de filtro predeterminada.
Description
Mitigación de fase de vías múltiples.
El presente invento se refiere en general a un
sistema de navegación global por satélite (GNSS), y más
específicamente a un sistema y a un método para mitigar un error
inducido por vías de transmisión múltiples en un sistema de
navegación global por satélite (GNSS).
Los receptores incluidos en sistemas de
navegación global por satélite, tales como el sistema de
posicionamiento global (GPS), utilizan medidas de alcance que están
basadas en señales de alcance visual procedentes de satélites. El
receptor mide el tiempo de llegada de una o más señales de radio.
Esta medida de tiempo de llegada incluye una medida de tiempo
basada en una porción codificada de adquisición básica de una señal,
denominada señal de pseudo alcance, y una medida de fase basada en
una señal portadora de banda L, que incluye una señal L1 a 1,57542
GHz, una señal L2 a 1,22760 GHz y una señal L5 de 1,17645 GHZ (esta
última a incorporar en breve). Idealmente estas medidas se basan
solamente en las señales de alcance visual directo. Las señales
reales recibidas por el receptor, sin embargo, son una combinación
de las señales de alcance visual directo y una o más señales
reflejadas secundarias. Estas señales secundarias, conocidas como
señales de propagación a través de vías múltiples, son reflejadas
por cualquier número de estructuras que incluyen edificios, equipos
y el suelo.
La figura 1 ilustra una señal compuesta en un
sistema 100 de navegación global por satélite (GNSS). Un dispositivo
110 recibe una señal 114 de vía de propagación directa y una señal
única 116 de vías de propagación múltiples reflejadas por el objeto
112. La longitud de vía de transmisión de la señal 116 de vías de
propagación múltiples es mayor que la de la señal 114 de vía de
propagación directa. Como consecuencia, la señal 116 de vías de
propagación múltiples es una réplica ligeramente retardada de la
señal 114 de vía de propagación directa con una amplitud
típicamente menor. La figura 2 ilustra un diagrama 200 de fasores de
las señales recibidas por el dispositivo 110 (figura 1) que
incluyen una componente I 212 en fase y una componente Q 210 en
cuadratura (con relación a una señal de referencia interna en el
dispositivo 110 de la figura 1). La componente Q 210 en cuadratura
tiene una relación de fase de 90º con la componente I 212 en fase.
La señal 114 de vía de propagación directa (figura 1) tiene una
amplitud A_{d} 214 y una fase \theta_{d} 218. La señal 116 de
vías de propagación múltiples (figura 1) tiene una amplitud A_{m}
216 y una fase \theta_{m} 220. Puesto que la señal 116 de vías
de propagación múltiples (figura 1) llega en un instante diferente
al de la señal 114 de vía de propagación directa (figura 1), la
fase \theta_{d} 218 y la fase \theta_{m} 220 son
diferentes.
Las señales de vías múltiples, tales como la
señal 116 de vías de propagación múltiples (figura 1), dan lugar a
una distorsión en la señal portadora de banda L también conocida
como distorsión por vías múltiples de fase. La figura 3 ilustra la
magnitud 310 en función del tiempo 312 para señales con distorsión
300 por vías múltiples de transmisión en fase. Una señal compuesta
314 recibida por el dispositivo 110 (figura 1) es la suma de la
señal senoidal 316 de vía directa y una señal 318 de vías múltiples
retardada, típicamente de amplitud inferior. La señal senoidal 316
de vía directa y la señal 318 de vías múltiples están codificadas de
tal modo que cada una sufre una inversión de fase de 180º en un
flanco del chip de codificación. Obsérvese que la inversión de fase
es conocida también como transición de código. La frecuencia de
transición de código (conocida también como frecuencia de aparición
de flancos en el chip de codificación) es un submúltiplo de la
frecuencia portadora de banda L. Por ejemplo, en el sistema GPS el
submúltiplo es 154 y 120 para las señales L1 y L2 de código P,
respectivamente. La frecuencia de chip de codificación es 1,023 MHz
para el código de adquisición básico (o código CA). En muchos
sistemas de navegación global por satélite están codificadas señales
con transiciones de código utilizando un código de modulación
bifásico, sistema en el que la fase de la señal portadora está
avanzada o retardada 90º. La fase diferente de la señal 318 de vías
múltiples da lugar a una distorsión apreciable en la señal
compuesta 314 durante el intervalo 320 de tiempo. Existen también,
sin embargo, efectos en otros intervalos de tiempo. Por ejemplo, en
esta ilustración, un paso 324 por cero de la señal compuesta 314
está retardado, es decir desplazado hacia la derecha con respecto al
cruce 322 por cero de la señal senoidal 316 de vía directa. En
general, las señales de vías múltiples pueden dar lugar a cruces por
cero de la señal compuesta 314 que están retardados o avanzados.
Este avance o retardo de fase aparente da lugar a un error de
fase
El documento WO 96/37789 describe una técnica
para hacer mínimo o eliminar el efecto de las señales de vías
múltiples en señales de código pseudo aleatorias (PRN) generadas en
el procesamiento del receptor, tales como las que aparecen en un
receptor de sistema de posicionamiento global (GPS). Se propone una
técnica de seguimiento de código mejorada en presencia de señales
de vías múltiples muestreando el código recibido con una ventana de
mitigación de vías múltiples (MMW) que da lugar a una función de
código de error que reduce o elimina los efectos de la transmisión
a través de vías múltiples. De acuerdo con el documento WO 96/37789,
la transición de código para la señal procedente de vías múltiples
deberá producirse después del retardo originado por filtrado
pasabanda de la señal. El método descrito incorpora la respuesta del
filtro en la medida del error de fase, por cuanto se mide la señal
compuesta después del respectivo retardo de la respuesta del
filtro.
Se describe un sistema y un método para mitigar
un error inducido por transmisión a través de vías múltiples en un
sistema de navegación global por satélite (GNSS). En una realización
del método, se recibe una señal compuesta. La señal compuesta
incluye una señal de vía directa de banda limitada y al menos una
señal de vías múltiples de banda limitada, que están cada una
moduladas con inversiones de fase periódicas. La señal compuesta se
mide en función del tiempo durante un intervalo de tiempo que tiene
al menos una de las inversiones de fase periódicas. Se determina un
error \varphi_{\varepsilon} de fase entre la señal compuesta y
la señal de vía directa debido a las señales de vías múltiples. El
error \varphi_{\varepsilon} de fase en un cálculo de navegación
es corregido. El retardo \delta de tiempo de la señal de vías
múltiples con relación a la señal de vía directa es sustancialmente
menor que el tiempo de respuesta a escalón del filtro
correspondiente al filtro utilizado para limitar la banda de la
señal de vía directa y la señal de vías múltiples. El error
\varphi_{\varepsilon} de fase se determina de acuerdo con la
señal compuesta medida en función del tiempo y de una
característica de filtro predeterminada correspondiente a uno o más
filtros en el sistema de navegación global por satélite (GNSS) que
se utilizan para limitar la banda de la señal de vía directa y de la
señal de vías múltiples, incluyendo la determinación de
desviaciones entre una trayectoria de la señal medida de la señal
compuesta durante una transición de código y una trayectoria de
señal estimada de la señal de vía directa que corresponde a la
misma transición de código y que se calcula de acuerdo con la
característica de filtro predeterminada.
En algunas realizaciones del método la
característica de filtro es una respuesta a escalón del filtro, una
respuesta impulsional del filtro u otra función de transferencia
compleja del filtro.
En algunas realizaciones del método, un retardo
\delta de tiempo de la señal de vías múltiples con respecto a la
señal de vía directa es sustancialmente inferior a un tiempo de
respuesta de filtro para una entrada escalón correspondiente al
filtro utilizado para limitar la banda de la señal de vía directa y
la señal de vías múltiples.
En algunas realizaciones del método, se
determina un error temporal \Deltat correspondiente a la
diferencia entre un tiempo de inversión de fase real, que incluye
el efecto de la señal de vías múltiples, y un tiempo de inversión
de fase sin el efecto de la señal de vías múltiples, y se corrige un
pseudo alcance para un error correspondiente al error temporal
\Deltat.
En una realización del sistema, un dispositivo
que mitiga el efecto de un error inducido por transmisión a través
de vías múltiples en un sistema de navegación global por satélite
(GNSS), incluye un receptor que recibe una señal compuesta. La
señal compuesta incluye una señal de vía directa de banda limitada y
al menos una señal de vías múltiples de banda limitada, cada una de
las cuales está modulada con inversiones de fase periódicas. El
dispositivo incluye adicionalmente un mecanismo de medida, que
muestrea la señal compuesta en función del tiempo durante un
intervalo de tiempo que comprende al menos una de las inversiones de
fase periódicas, un procesador y una memoria. La memoria incluye al
menos un módulo de programa que es ejecutado por el procesador,
cuyo módulo de programa (al menos uno) contiene instrucciones para
determinar un error \varphi_{\varepsilon} de fase entre la
señal compuesta y la señal de vía directa debido a la señal de vías
múltiples de acuerdo con la señal compuesta medida en función del
tiempo y la característica de filtro predeterminada utilizada para
limitar la banda de la señal de vía directa y la señal de vías
múltiples. El dispositivo está configurado para corregir el error
\varphi_{\varepsilon} de fase en un cálculo de navegación.
En algunas realizaciones del sistema, la
característica de filtro es una respuesta de filtro para una entrada
escalón, una respuesta impulsional de filtro, o una función de
transferencia compleja de filtro.
En algunas realizaciones del sistema, el módulo
de programa (al menos uno) contiene adicionalmente instrucciones
para determinar un error temporal \Deltat, correspondiendo el
error temporal \Deltat a una diferencia entre un tiempo de
inversión de fase real, que incluye el efecto de la señal de vías
múltiples, y un tiempo de inversión de fase sin el efecto de la
señal de vías múltiples, y corregir un error en el pseudo alcance
correspondiente al error temporal \Deltat.
Se crean variantes adicionales en las
realizaciones del método y el sistema.
Se pondrán de manifiesto más fácilmente objetos
y características específicas del invento por la siguiente
descripción detallada y reivindicaciones asociadas, todo ello en
combinación con los dibujos.
La figura 1 es un diagrama que ilustra un
sistema de navegación global por satélite (GNSS) con una señal de
vía directa y una señal de vías múltiples.
La figura 2 ilustra un diagrama de fasores de
las componentes en fase y en cuadratura de la señal de vía directa
y la señal de vías múltiples.
La figura 3 ilustra la distorsión de fase debida
a la propagación por vías múltiples de una señal compuesta.
La figura 4A ilustra un vector seguido en un
dispositivo del sistema de navegación global por satélite
(GNSS).
La figura 4B ilustra un vector seguido en el
dispositivo después de haber sufrido inversión de fase la señal de
vía directa.
La figura 4C ilustra un vector seguido en el
dispositivo después de haber sufrido inversión de fase la señal de
vía directa y la señal de vías múltiples.
La figura 5 ilustra una respuesta de filtro para
una entrada escalón y el error de seguimiento de receptor provocado
por las vías múltiples.
La figura 6 ilustra la respuesta de filtro para
una entrada escalón para la señal de vía directa, la señal de vías
múltiples y la señal compuesta.
La figura 7 ilustra un vector seguido durante la
inversión de fase de una señal de vía directa y una señal de vías
múltiples con limitación de banda.
La figura 8 es un diagrama de bloques de los
circuitos electrónicos de entrada de señal original en un
dispositivo típico para utilización en el sistema de navegación
global por satélite (GNSS).
La figura 9 es un diagrama de bloques del
procesamiento de señal realizado en el dispositivo típico para ser
utilizado en el sistema de navegación global por satélite
(GNSS).
La figura 10 ilustra acumuladores que muestrean
la respuesta de filtro para una entrada escalón.
La figura 11 es un diagrama de bloques que
ilustra los componentes del dispositivo típico para ser utilizado
en el sistema de navegación global por satélite (GNSS).
La figura 12 es un diagrama de bloques que
ilustra un primer procedimiento en una técnica para determinar un
error inducido por transmisión a través de vías múltiples.
La figura 13 es un diagrama de bloques que
ilustra un segundo procedimiento en la técnica para determinar el
error inducido por transmisión a través de vías múltiples.
Números de referencia idénticos se refieren a
partes correspondientes en todas las diversas vistas de los
dibujos.
Con referencia a la figura 3, la señal compuesta
314 tiene una forma complicada, pero predecible, durante el
intervalo 320 de tiempo entre el flanco de chip de código para la
señal 316 de vía directa y el flanco de chip de código para la
señal 318 de vías múltiples. Las características observables de la
señal compuesta 314 recibida durante el intervalo 320 de tiempo se
utilizan en un sistema y un método para determinar y mitigar uno o
más errores inducidos por transmisión a través de vías
múltiples.
Se utiliza un sistema de posicionamiento global
(GPS) para ilustrar el sistema y el método. El sistema y el método,
sin embargo, no están limitados al sistema de posicionamiento global
(GPS). Pueden ser utilizados en otros sistemas de navegación global
por satélite que incluyen, sin carácter limitativo, el sistema
global de navegación por satélite en órbita (GLONASS), el sistema
de posicionamiento GALILEO, el sistema de navegación
geoestacionario de cobertura europea (EGNOS), el sistema de aumento
de prestaciones de gran cobertura (WAAS), el sistema de aumento de
transporte multifuncional basado en satélites (MSAS), y un sistema
cuasi zenital de satélites (QZSS).
En el sistema de posicionamiento global (GPS),
la señal portadora de banda L está codificada utilizando un código
de ruido pseudo aleatorio de amplio espectro con una modulación
bifásica. El procesamiento de señal básico realizado por el
dispositivo 110 (figura 1) en la señal compuesta 314 es un proceso
de bucle de seguimiento que adapta a una fase de una señal de
réplica creada por el dispositivo 110 (figura 1) con una fase de la
señal compuesta 314 recibida de al menos un satélite. La
sincronización utilizada para crear la señal de réplica proporciona
la medida de pseudo alcance de código básico y la medida de fase de
la señal portadora efectuada por el dispositivo 110 (figura 1). El
proceso de seguimiento del dispositivo 110 (figura 1) no puede
distinguir fácilmente entre la señal 316 de vía directa y la señal
318 de vías múltiples, de modo que sigue a la señal compuesta 314.
La figura 4A es una ilustración del proceso 400_1 de bucle de
seguimiento, en el que un vector seguido en relación con la
amplitud A_{d+m} 410 es el vector suma de la amplitud A_{d} 214
y la amplitud A_{m} 216 de la señal de vías múltiples. La
amplitud A_{d+m} 410 de la señal compuesta, y de este modo la
señal de réplica utilizada en la medida de fase, tiene un error
\varphi_{\varepsilon} 412_1 de fase con relación a la amplitud
214 de la señal de vía directa. La figura 4A ilustra también la
diferencia \varphi_{m} de fase (414_1) entre la amplitud 214 de
la señal de vía directa y la amplitud 216 de la señal de vías
múltiples, y la fase \varphi_{3rd} 416_1, que es igual a 180º,
equivalente a \pi radianes, menos la suma de
\varphi_{\varepsilon} 412_1 y \varphi_{m} 414_1. La figura
4A corresponde a instantes anteriores al intervalo 320 de tiempo
(figura 3).
Con referencia a la figura 3, el comportamiento
de la señal compuesta 314 durante el intervalo 320 de tiempo cuando
el flanco de chip de código comienza en la señal 316 de vía directa
y finaliza en la señal 318 de vías múltiples, es observable por el
dispositivo 110 (figura 1). Puesto que la señal 318 de vías
múltiples está retardada con respecto a la señal 316 de vía
directa, se producen transiciones de código de la señal portadora
correspondientes al flanco de chip de código en un instante
posterior en la señal 318 de vías múltiples. En las figuras 4B y 4C
se ilustra una primera solución para mitigar errores inducidos por
transmisión a través de vías múltiples, utilizando esta
característica.
Con referencia a la figura 4B, debido a un
retardo \delta de la señal 116 de vías de propagación múltiples
(figura 1) con respecto a la señal 114 de vía de propagación directa
(figura 1), se produce una inversión de fase para la señal 316 de
vía directa (figura 3) en el dispositivo 110 (figura 1) antes de la
señal 318 de vías múltiples (figura 3). Esto da lugar a una fase
diferente (no representada) para la señal compuesta 314 (figura 3),
y a nuevos valores para el error \Phi_{\varepsilon} 412_2 y una
diferencia \Phi_{m} 414_2 en el proceso 400_2. La figura 4B
corresponde a instantes durante el intervalo 320 de tiempo (figura
3).
Con referencia a la figura 4C, después de
producirse la inversión de fase para la señal 318 de vías múltiples
(figura 3), existirá una fase original (no representada) para la
señal compuesta 314 (figura 3), y el error \Phi_{\varepsilon}
412_1 y la diferencia \Phi_{m} 414_1 de fase en el proceso 400_3
de seguimiento retornarán a los valores que se obtienen en el
proceso 400_1 de seguimiento. La figura 4C corresponde a instantes
posteriores al intervalo 320 de tiempo (figura 3).
Midiendo la fase de la señal compuesta 314
(figura 3) en la figura 4B, después de la transición de código de
la señal 316 de vía directa (figura 3) pero antes de la transición
de código de la señal 318 de vías múltiples (figura 3), puede
calcularse el error \Phi_{\varepsilon} 412_1 de fase en el
proceso 400_1 de seguimiento. Con referencia a la figura 3, la
primera técnica, sin embargo, supone que las transiciones de código
tanto en la señal 316 de vía directa como en la señal 318 de vías
múltiples se producen instantáneamente. Esta suposición no es
correcta debido al filtrado realizado en el dispositivo 110 (figura
1), y a la presencia de uno o más satélites, que limitan la banda
de la señal 316 de vía directa y la señal 318 de vías múltiples. La
primera técnica es, por consiguiente, solamente adecuada para
corregir los errores inducidos por transmisión a través de vías
múltiples cuando el retardo \delta es suficientemente grande para
permitir la transición de código filtrada de la señal 316 de vía
directa para conseguir la estabilización antes de que la transición
de chip de código filtrada de la señal 318 de vías múltiples
comience a realizar la transición. Esto limita la aplicación de la
primera técnica a retardos de vías múltiples más largos.
Desafortunadamente, las señales de vías múltiples que producen los
errores de fase a más largo plazo en el proceso de seguimiento, tal
como el proceso 400_1 de seguimiento, que conducen a su vez a
desviaciones en la medida de fase, usualmente tienen retardos muchos
más cortos que los correspondientes a tiempo de respuesta de filtro
para una entrada escalón de los uno o más filtros incluidos en el
dispositivo 110 (figura 1) y/o uno o más satélites.
Las limitaciones de la primera técnica pueden
comprenderse adicionalmente comparando la respuesta de filtro para
una entrada escalón de un filtro pasa banda que es típica de los
sistemas de navegación global por satélite (GNSS) con una respuesta
de filtro para una entrada escalón instantánea, tal como se ha
supuesto en la técnica existente. La figura 5 ilustra la magnitud
510 en función del tiempo (512) de una respuesta 514 a escalón de
filtro instantánea y una respuesta 516 a escalón de filtro de un
filtro de Butterworth de seis polos con un ancho de banda
equivalente de 30 MHz a la frecuencia intermedia. Obsérvese que
existe un error \Deltat 520 de tiempo entre un instante t_{1}
522 correspondiente al paso por cero en la respuesta 516 a escalón
de filtro y un instante 518 correspondiente a la respuesta 514 a
escalón de filtro instantánea ideal. Con el retardo inherente a
cualquier respuesta de filtro eliminado del diagrama, el error
\Deltat 520 de tiempo ilustra un error de seguimiento de código
originado por las vías múltiples de código. Algunos diseños
sofisticados que utilizan correladores, tales como los que utilizan
una corrección de doble delta, reducen este error pero no lo
eliminan.
Un ancho de banda de 30 MHz es grande para
receptores incluidos en sistemas de navegación global por satélite
(GNSS) de alta precisión actuales, pero los anchos de banda de esta
magnitud están siendo más usuales a medida que aumentan las
velocidades de procesamiento de señal, en parte para conseguir una
mayor observabilidad de las señales de vías múltiples.
Adicionalmente, este ancho de banda es típico de los anchos de banda
de señal soportados por los satélites modernos en los sistemas de
navegación global por satélite (GNSS). Algunos filtros típicos con
un ancho de banda de 30 MHz tienen un tiempo de respuesta de filtro
para una entrada escalón de casi 50 ns, correspondiente a las
transiciones de inversión de fase, y no alcanzan la estabilización
durante casi 150 ns. Otros filtros tienen un tiempo de respuesta de
filtro para una entrada escalón de casi 40 ns correspondiente a la
transición de inversión de fase, y el estado estable no se obtiene
durante casi 200 ns (es decir, el tiempo de respuesta de filtro
para una entrada escalón correspondiente al filtro está comprendido
entre 40 ns y 200 ns, y más en general es menor o igual a 200 ns).
Otros filtros tienen un ancho de banda de 10 MHz y un tiempo de
respuesta de filtro para una entrada escalón menor que 1 \mus. Los
procesos 400 de seguimiento ilustrados en las figuras
4A-4C son solamente un modelo razonable cuando el
retardo \delta de tiempo es mayor que aproximadamente 50 ns, lo
cual requiere que la diferencia en la longitud de la vía de
transmisión de la señal 114 de vía de propagación directa (figura 1)
y la señal 116 de vías de propagación múltiples (figura 1) sea al
menos de 12 m..
Las consecuencias de la respuesta de filtro para
una entrada escalón para las señales de vía directa, de vías
múltiples y compuesta se ilustran en la figura 6 que incluye la
respuesta 610 de filtro instantánea de vía directa, la respuesta
612 de filtro instantánea de vías múltiples, la respuesta 614 a
escalón de filtro de vía directa, la respuesta 616 a escalón de
filtro de vías múltiples, y la respuesta 618 a escalón de filtro
para la señal compuesta. Obsérvese que además de la respuesta de
filtro para una entrada escalón, tal como la respuesta 516 a
escalón de filtro (figura 5), las características de los filtros, en
receptores tales como el dispositivo 110 (figura 1) y/o con uno o
más satélites, pueden también caracterizarse en base a una respuesta
impulsional de filtro o a una función de transferencia compleja de
filtro.
La figura 7 ilustra un proceso 700 de
seguimiento para seguir una señal 116 de vías de propagación
múltiples (figura 1) que tiene una diferencia en la longitud de vía
menor que 12 m durante las transiciones de chip de código para la
señal 316 de vía directa (figura 3) y la señal 318 de vías múltiples
(figura 3). En esta ilustración, la señal 316 de vía directa
(figura 3) y la señal 318 de vías múltiples (figura 3) se limitan
en ancho de banda utilizando un filtro que tiene una respuesta de
filtro para una entrada escalón tal como la respuesta 516 a escalón
de filtro (figura 5). Las componentes I 212 y Q 210 del proceso 700
de seguimiento durante las transiciones de chip de código siguen la
trayectoria 710 en vez de las transiciones instantáneas
representadas en las figuras 4A-4C. Obsérvese que la
trayectoria 710 muestra que un vector que representa la amplitud
A_{m} 216 (figura 2) inicia la transición de código antes que un
vector que representa que la señal 214 de vía directa (figura 2)
haya concluido su transición de código. Como se describe
posteriormente, siguiendo una trayectoria 710 medida durante las
transiciones de código en la señal 114 de vía de propagación
directa (figura 1) y en la señal 116 de vías de propagación
múltiples (figura 1) de acuerdo con al menos una característica de
filtro predeterminada, tal como la respuesta 516 a escalón de filtro
(figura 5), pueden determinarse y mitigarse uno o más errores
inducidos por transmisión a través de vías múltiples.
En la figura 8 se representa un diagrama de
bloques de una etapa 800 de entrada típica de un receptor en un
dispositivo, tal como el dispositivo 110 (figura 1). Una antena 810
recibe una señal de uno o más satélites. En algunas realizaciones,
la antena 810 está equipada con un amplificador incorporado. La
señal se pasa a través de un filtro 812 de gran ancho de banda para
excluir las interferencias fuera de banda. Después del filtrado, la
señal consiste en una señal portadora de banda L que ha sido
dispersada a través de un ancho de banda de 10 MHz o mayor mediante
un código de pseudo ruido aleatorio de espectro disperso embebido.
El contenido total de información de la señal está determinado por
el ancho de banda del satélite. En una realización, este ancho de
banda es un poco inferior a 30 MHz.
La señal de banda L es convertida
descendentemente a continuación en una frecuencia intermedia o de
banda base en el mezclador 814 mezclándola con una señal generada
por el mecanismo generador 816 basado en un oscilador 818 de
referencia, y es filtrada por un filtro pasa banda 820. La operación
de conversión descendente se incluye típicamente, pero no se
requiere, porque es mucho más fácil muestrear y filtrar señales a
frecuencias de unos pocos centenares de MHz o inferiores, que
trabajar con señales a las frecuencias de señal portadora
transmitidas en la banda L de 1 a 2 GHz. El ancho de banda del
filtro pasa banda 820 debe ser al menos igual al ancho de banda de
la señal de satélite (por ejemplo, 30 MHz) o se perderá una parte
del contenido de información de la señal de satélite. En
particular, los detalles de las transiciones de código se degradan
si el ancho de banda del filtro pasa banda 820 es menor que el
ancho de banda del satélite, que para los satélites de sistema de
posicionamiento global (GPS) más recientes es aproximadamente de 30
MHz.
El generador 826 de señales en cuadratura y los
mezcladores 822_1 y 822_2 generan componentes I en fase y Q en
cuadratura de las señales filtradas. En algunas realizaciones, el
generador 826 de señales en cuadratura y los mezcladores 822
proporcionan también una conversión descendente final de las señales
a la banda base. Las señales I y Q en fase y en cuadratura se
convierten de analógico a digital mediante convertidores 828 y 830
de analógico a digital. En algunas realizaciones, las señales I y Q
en fase y en cuadratura son limitadas drásticamente o recortadas.
Las muestras digitales son procesadas por un procesador 832 de
señal.
Obsérvese que en algunas realizaciones se
utilizan conversiones de analógico a digital de varios bits con el
fin de limitar las pérdidas por procesamiento de señal.
Adicionalmente, los convertidores 828 y 830 de analógico a digital
pueden tener aperturas de muestreo muy estrechas de modo que la
temporización de las muestras se conoce con precisión. Los
convertidores de gran apertura producen muestras que corresponden al
valor medio de la señal analógica en el período de apertura, lo
cual equivalentemente atenúa el contenido en alta frecuencia de la
señal que es muestreada. Adicionalmente, la frecuencia de muestreo
de los convertidores 828 y 830 de analógico a digital debe superar
los requerimientos de Nyquist en base al ancho de banda de
información de las señales. Puesto que las señales de satélite
tienen un ancho de banda de información del orden de 30 MHz, el
receptor debe realizar medidas complejas (en fase I y en cuadratura
Q) con una frecuencia igual o mayor que 30 MHz, o bien hacer
medidas reales (con un solo convertidor de analógico a digital) a
una frecuencia que es al menos dos veces mayor que el ancho de
banda de información. En una realización a modo de ejemplo del
dispositivo 110 (figura 1), las medidas complejas se realizan a una
frecuencia de 40 MHz.
La figura 9 es un diagrama de bloques de un
procesador 900 de señal adecuado para ser utilizado como procesador
832 de señal en la figura 8. La figura 9 ilustra un solo canal
receptor. En algunos receptores, existen de 10 a 50 canales
idénticos muy próximos para recibir señales de satélites diferentes.
Obsérvese que con el fin de realizar las funciones de procesamiento
de señal que se describen posteriormente, el receptor debe ser
capaz ya de hacer un seguimiento coherente de las señales
procedentes de uno o más satélites. En particular, debe existir la
posibilidad de bloqueo de portadora, técnica en la cual una señal
Doppler derivada de una señal de referencia en un bucle de
seguimiento de portadora (no representado) en el receptor coincide
con la señal Doppler de la señal portadora, y la posibilidad de
bloqueo de código en base a un bucle de seguimiento de código (no
representado) en el receptor, lo que permite la recuperación del
máximo de la potencia de señal en un código de pseudo ruido
aleatorio de espectro disperso.
El procesador 900 de señal recibe muestras I y Q
en fase y en cuadratura de la etapa 800 de entrada del receptor.
Las muestras 910 se mezclan en mezcladores 920 y 932 con una réplica
de la señal portadora y la señal de código. En algunas
realizaciones, la operación de mezcla en los mezcladores 920 y 932
puede realizarse en orden inverso o puede combinarse en un solo
paso de mezcla. La mezcla en el mezclador 920 consiste en una
rotación compleja de las muestras 910 en fase I y en cuadratura Q
en un ángulo correspondiente a la fase de la réplica de la señal
portadora. El ángulo es generado por una salida 912 del bucle de
seguimiento de portadora que controla un mecanismo 914 de
generación de frecuencia portadora. Un sumador 916 y un bloque 918
de suma de fase de la señal portadora generan una suma digital
variable correspondiente a la fase. La rotación puede ser realizada
sobre las muestras 910 a la frecuencia del chip de código. Esta
rotación elimina de las muestras 910 cualquier efecto Doppler y
cualquier rotación restante fase restante a la frecuencia
intermedia. En algunas realizaciones, la rotación tiene lugar con
rapidez suficiente para eliminar satisfactoriamente de las muestras
910, es decir sin pérdida de instrumentación medible, cualquier
señal Doppler y/o cualquier rotación de fase restante a la
frecuencia intermedia. El bucle de seguimiento de portadora, que
controla la fase y frecuencia de la réplica de la señal portadora
por realimentación, puede implementarse en un circuito integrado de
aplicación específica (ASIC), por programa o por una combinación de
un circuito integrado de aplicación específica y programas. Si la
fase y frecuencia de la réplica de la señal portadora son correctas,
los resultados de la rotación son muestras sin efecto Doppler y de
banda base verdadera.
La operación de mezcla en el mezclador 932
elimina de las muestras el código de pseudo ruido aleatorio de
espectro disperso. La fase y temporización del código están
controladas por realimentación desde el bucle de seguimiento de
portadora que puede implementarse en un circuito integrado de
aplicación específica, por programa o mediante una combinación de
un circuito integrado de aplicación específica y programas. La
salida 922 del bucle de seguimiento de portadora controla un
mecanismo 924 de generación de frecuencia de código. El sumador 926
y el bloque 928 de suma de fase de la señal de código generan una
suma digital en curso. Una salida del bloque 928 de suma de fase de
la señal de código controla un mecanismo 930 de generación de
código. Para modulación bifásica, una salida del mecanismo 930 de
generación de código es \pm 1 en correspondencia con el cifrado
binario de desplazamiento de fase. La salida del mecanismo 930 de
generación de código puede cambiar de signo solamente a la
frecuencia de repetición de los flancos del chip de código.
Si la fase y frecuencia de la réplica de la
señal de código son correctas, el código se elimina de las muestras
y se dice que las muestras están correlacionadas. Las muestras
agrupadas resultantes representan muestras constantes sin efecto
Doppler (término de continua) que pueden integrarse en el tiempo.
Las muestras correlacionadas con éxito pueden sumarse durante
intervalos aumentados para mejorar la relación señal/ruido de las
medidas. Si la temporización de la réplica de la señal de código
tiene un error menor que un período de chip de código (para el
código de adquisición sin precisión, por ejemplo, el período de chip
de código es aproximadamente de 1 microsegundo, que corresponde a
la inversa de la frecuencia del chip de código), las sucesivas
muestras son descorrelacionadas, y la integración a lo largo del
tiempo produce un resultado más pequeño que las muestras
correlacionadas con éxito. Si la temporización de la réplica de la
señal de código tiene un error mayor que un período de chip de
código, las sucesivas muestras son descorrelacionadas, y la
integración a lo largo del tiempo produce un resultado medio casi
nulo.
Las muestras de la señal de satélite pueden
categorizarse de acuerdo con la fase del mecanismo 914 de generación
de frecuencia portadora y del mecanismo 924 de generación de
frecuencia de código. Típicamente, el bucle de seguimiento de
portadora utiliza todas las muestras porque se obtiene así la mejor
relación señal/ruido. Por otra parte, el bucle de seguimiento de
portadora utiliza típicamente un subconjunto de las muestras,
dependiendo del discriminador de error que se utilice, tal como un
discriminador de doble delta, un correlador estroboscópico o un
correlador de amplitud de impulso. En algunas realizaciones, con el
fin de obtener el mejor rechazo al efecto de vías múltiples,
solamente se utilizan las porciones de las muestras medidas
correspondientes a las transiciones de código próximas a los
flancos del chip de código. Por ejemplo, el bucle de seguimiento de
código puede estar configurado para sumar solamente las muestras que
tienen una fracción de fase de código comprendida entre 0,75 y 0,25
períodos del chip de código (entre 0,75 y 1 y entre 0,0 y 0,25). En
este ejemplo, las muestras que tienen fases comprendidas entre 0,25
y 0,75 (mayores que 0,25 y menores que 0,75) son descartadas por el
bucle de seguimiento de código.
Las muestras de señal de satélite (diferentes de
las que son descartadas) son dirigidas a una serie de acumuladores.
Los bloques 936 y 942 comprueban la fase del bloque 928 de suma de
fase de código y permiten que el integrador correspondiente integre
una muestra particular (por ejemplo, uno de los integradores 934 y
940 que tienen salidas 938 y 944). Aún cuando se muestran en la
figura 9 dos acumuladores, pueden estar dispuestos acumuladores
adicionales. Típicamente, para un canal receptor dado, están
dispuestos entre 8 y 32 acumulares, cada uno de los cuales se
utiliza para acumular muestras de señal de satélite para un margen
de fases correspondiente a ese acumulador. En una realización a
modo de ejemplo, existen 16 acumuladores. La utilización de varios
acumuladores por canal permite el seguimiento de la trayectoria de
transición, tal como una trayectoria 710 (figura 7).
Adicionalmente, puede utilizarse un número mayor de acumuladores
para aumentar la tasa de búsqueda de códigos durante la adquisición
de señal.
La figura 10 proporciona una ilustración de las
muestras integradas 1020 correspondientes a 16 acumuladores con
relación a la respuesta 1010 a escalón de filtro. Las muestras
integradas 1020 son generadas integrando selectivamente muestras I
y Q en fase y en cuadratura que tienen la fase adecuada con relación
a los flancos del chip de código.
Los receptores pueden categorizarse en base al
número de integradores utilizados por los receptores para integrar
muestras que están categorizadas en base a su posición con respecto
a los flancos del chip de código. Los receptores típicamente toman
un número de muestras por período de chip de código casi exactamente
entero. A cada muestra se asigna un número de muestra, y el
receptor integra independientemente las respectivas muestras para
cada número de muestra, a través de transiciones múltiples. Por
ejemplo, si el receptor tiene cuatro pares de muestras I y Q en
fase y en cuadratura por cada período de chip de código, consigue
una correlación de chip de más o menos un cuarto numerando las
muestras 1 a 4 con relación al flanco de chip de código y sumando
dos subconjuntos de las muestras. Un primer subconjunto incluye
solamente la muestra 4, la que aparece justamente antes del flanco
de chip de código. Un segundo subconjunto incluye la muestra 1, la
que se produce justamente antes del flanco de chip de código.
Los intervalos entre las muestras integradas
1020 pueden ser de 5 ns o menos. Se requiere un muestreo complejo y
una tasa de procesamiento de datos de al menos 200 MHz si se utiliza
la técnica de muestreo descrita anteriormente para crear tales
subconjuntos de muestreo estrechos. Tal frecuencia de muestreo alta
es muy costosa de implementar en lo que se refiere al consumo de
potencia, coste de componentes y dificultad de implementación. Sin
embargo, proporciona una alta relación señal/ruido porque existe al
menos una muestra para cada acumulador procedente de cada
transición de código.
En algunas realizaciones, puede utilizarse una
técnica alternativa para conseguir los mismos resultados con
frecuencias de muestreo mucho más bajas. En estas realizaciones, la
frecuencia de muestreo puede ser tan baja como 30 MHz, la velocidad
más baja permitida por el límite de Nyquist. Esta técnica utiliza
una frecuencia de muestreo que no es un múltiplo entero de la
frecuencia de funcionamiento del chip de código. Por consiguiente,
la temporización de las muestras con respecto a la transición de
código cambia con cada transición de código. Con referencia a la
figura 8, en estas realizaciones el oscilador 818 de referencia está
desviado intencionadamente con respecto a la frecuencia de señal
portadora procedente del satélite o satélites, típicamente en
40-100 ppm (con una gran dependencia de la
temperatura del oscilador 818 de referencia). Esto corresponde a
60-150 KHz para L1 (1 ppm es igual 1,57542 KHz en
L1) e imita el efecto de un desplazamiento Doppler residual en las
muestras generadas por los convertidores 828 y 830 de analógico a
digital. Esta desviación asegura que la temporización de las
transiciones de código variarán lentamente con respecto a un
instante de muestreo. Esto asegura que las muestras de las
transiciones de código se distribuyen uniformemente a través de
varios acumuladores en el canal durante un período de tiempo.
Con referencia a la figura 9, la fase del bloque
928 de suma de fase de la señal de código para la réplica de la
señal de código se utiliza para determinar el integrador, tal como
el integrador 934, que recibe la muestra para una transición de
código dada. Todo lo que se requiere para proporcionar muestras
separadas con precisión es una comprobación correspondientemente
precisa de la fase de la réplica de la señal de código. Puesto que
una separación temporal de las muestras es mayor que un intervalo de
tiempo entre cada uno de los acumuladores, solamente se asigna una
muestra a una fracción de los acumuladores para cada transición de
código. En realidad, en algunas realizaciones, solamente se asigna
una muestra a un acumulador para cada transición de código. Sin
embargo, con la cobertura de muchos períodos de chip de código, cada
acumulador recibe muchas muestras. Esta técnica tiene una
desventaja relativa con respecto a la optimización de la relación
señal/ruido porque solamente una fracción de los acumuladores
recibe una muestra para cada transición de código. Puesto que un
tiempo de correlación de señales de vías múltiples que tienen una
diferencia de longitud de vía menor que 12 m es muy largo, la
integración pude continuar durante períodos más largos con el fin de
conseguir una relación señal/ruido requerida. Son suficientes
tiempos de integración de 100 ms a varios segundos, y son mucho más
cortos que el tiempo de correlación de las señales de vías múltiples
que tienen una diferencia de longitud de vía menor que 12 m.
Si la forma exacta de la trayectoria 710 (figura
7) puede observarse, el efecto de los errores inducidos por
transmisión a través de vías múltiples puede determinarse y
eliminarse. Como se muestra en la figura 6, la interferencia de
vías múltiples tiene varios efectos observables sobre la respuesta
618 a escalón de filtro para la señal compuesta, que incluye un
aumento de amplitud, un aumento en el tiempo de respuesta de la
característica de filtro, tal como una duración temporal de una
respuesta a escalón, y un error \Deltat 520 (figura 5) entre el
inicio de la inversión de fase y el paso por cero.
El concepto básico del sistema y el método es
que la trayectoria 710 (figura 7) y uno o más de los errores
inducidos por transmisión a través de vías múltiples pueden
modelarse observando las desviaciones entre la señal compuesta
observada, tal como la señal compuesta 314 (figura 3) y una señal
directa calculada utilizando una característica de filtro
predeterminada, tal como la respuesta 516 a escalón de filtro
(figura 5). En algunas realizaciones la característica de filtro
predeterminada se determina en un procedimiento de calibración. En
otras realizaciones, el procedimiento de calibración puede
repetirse, por ejemplo, si existe un cambio en la temperatura de
funcionamiento. En algunas realizaciones, la característica de
filtro predeterminada puede estar basada en el filtro supuesto del
satélite o el receptor. La característica de filtro predeterminada
no necesita ser una réplica perfecta de la característica del filtro
real. En vez de ello, necesita ser suficientemente similar para
permitir mitigar sustancialmente uno o más errores inducidos por
transmisión a través de vías múltiples.
Las observaciones requeridas son ilustradas por
las muestras integradas 1020 en la figura 10. Aunque la figura 10
representa las observaciones como muestras de una dimensión
(reales), las muestras de la transición de código pueden tomarse
como muestras bidimensionales (complejas), que presentan tanto una
amplitud, tal como la amplitud A_{d+m} 410 de la señal compuesta
(figura 4A), como una fase (no representada) de la señal compuesta.
Si la forma de una curva de error puede calcularse, la amplitud
A_{m} 216 (figura 2), la fase \theta_{m} 220 (figura 2) y el
retardo temporal \delta de la señal 116 de vías de propagación
múltiples (figura 1) correspondientes a la diferencia de longitud
de vía de transmisión, pueden determinarse y corregirse
sustancialmente. Haciendo esto, puede estimarse con fiabilidad el
error \Phi_{\varepsilon} 412_1 (figura 4A) de fase inducido por
la señal 116 de vías de propagación múltiples (figura 1) y puede
mitigarse el error de fase inducido por transmisión a través de
vías múltiples. Se describe a continuación un método de análisis de
señal (denominado algunas veces algoritmo en la presente memoria)
que estima el error \Phi_{\varepsilon} 412_1 (figura 4A) de
fase en base al modelo de la trayectoria 710 (figura 7).
Este método de análisis de señal estima los
parámetros que definen la trayectoria 710 (figura 7), permitiendo
que sea modelada dicha trayectoria. En la siguiente descripción del
algoritmo, se utilizan dos índices de tiempo. Un índice j
representa el tiempo real o tiempo de iteración de un conjunto de
datos. El análisis de señal se repite cada vez que se hace un
conjunto completo e independiente de medidas (después de integrar a
lo largo de muchos ciclos de transición de código). El tiempo de
iteración se escoge de modo que sea suficientemente largo para
proporcionar una relación señal/ruido suficiente para una estimación
robusta y de modo que sea suficientemente corto para que puedan
observarse cambios en la señal 116 de vías de propagación múltiples
(figura 1). Como se ha observado anteriormente puesto que la
interferencia de transmisión a través de vías múltiples con una
diferencia de longitud de vía corta, es decir inferior a 12 m, varía
lentamente con el tiempo, se producen tiempos de correlación de
vías múltiples del orden de varios centenares de segundos, y son
típicas tasas de iteración comprendidas entre 100 ms y unos pocos
segundos. Un índice k representa un retardo temporal de una muestra
de datos específica dentro del conjunto de datos relativos al
instante 518 t_{0} (figura 5) de respuesta instantánea a escalón
correspondiente a una transición de código ideal. Con referencia a
la figura 10, cuando k es igual a 0, se hace referencia a los datos
muestreados más a la izquierda de las muestras integradas 1020.
Cuando k es igual a 1, la muestra de datos corresponde al siguiente
punto a la derecha, etc, a través de la respuesta 1010 a escalón de
filtro.
El método de análisis de señal estima los
siguientes parámetros:
- \bullet
- la amplitud de la señal A_{d} 214 de vía directa (figura 2);
- \bullet
- la amplitud A_{m} 216 (figura 2) de la señal de vías múltiples;
- \bullet
- el error \Phi_{\varepsilon} 412_1 (figura 4A) de fase;
- \bullet
- la diferencia \Phi_{m} 414_1 de fase (figura 4A); y
- \bullet
- el retardo \delta de tiempo.
\vskip1.000000\baselineskip
El método de análisis de señal utiliza las
siguientes entradas:
- \bullet
- una respuesta SR(t) a escalón de filtro predeterminada, donde t es el tiempo;
- \bullet
- la amplitud A_{d+m} 410 de la señal compuesta (figura 4A), medida utilizando un bucle de seguimiento de señal estacionario (no representado); y
- \bullet
- las medidas de banda base en fase I(t) y en cuadratura Q(t) tomadas en múltiples instantes durante las transiciones de código.
\vskip1.000000\baselineskip
Para una transición de código dada, I(t)
y Q(t) pueden expresarse como
| I(t)=A_{d}.SR(t).cos(\Phi_{\varepsilon})+A_{m}.SR(t-\delta).cos(\Phi_{3rd}) | ||
| (1) | ||
| Q(t)=A_{d}.SR(t).sen(\Phi_{\varepsilon})-A_{m}.SR(t-\delta).sen(\Phi_{3rd}) |
\vskip1.000000\baselineskip
donde \Phi_{3rd} es la fase
\Phi_{3rd} 416_1 dada
por
\Phi_{3rd}=\pi-(\Phi_{\varepsilon}+\Phi_{m})
Puesto que el método de análisis de señal estima
un número de magnitudes interrelacionadas, tiene dos procedimientos.
Un primer procedimiento estima la fase \Phi_{3rd} 416_1 (figura
4A) y el error \Deltat 520 de tiempo (figura 5). Obsérvese que el
error \Deltat 520 de tiempo (figura 5) corresponde también al
error en la temporización de código reconstruida en el receptor. El
método de análisis de señal determina una alineación temporal
correcta de la transición de código y el instante medido de la
transición, representado por la temporización de las muestras
I(t) y Q(t). La alineación temporal correcta es
importante puesto que un segundo procedimiento depende
sensiblemente del instante t_{0} 518 (figura 5) correspondiente a
la respuesta 514 a escalón de filtro instantánea (figura 5) y al
inicio de la trayectoria 710 (figura 7). El segundo procedimiento
estima los parámetros restantes. El primer procedimiento del
algoritmo se describe en primer lugar a continuación.
La trayectoria 710 de transición (figura 7) es
una representación gráfica de I(t) en función de Q(t)
en el intervalo de una transición de código en la señal 114 de vía
de propagación directa (figura 1), seguida muy cerca en el tiempo
por la misma transición de código de la señal 116 de vías de
propagación múltiples retardada (figura 1). La respuesta de filtro
para una entrada escalón, tl como la respuesta 1010 a escalón de
filtro (figura 10) de un filtro situado indistintamente en el
receptor o en un satélite define, la forma de estas transiciones de
código, Como se muestra en la figura 5, las transiciones de código
son función del tiempo. Como se ha observado anteriormente, sin
embargo, no es necesario que la respuesta de filtro para una entrada
escalón predeterminada sea una réplica perfecta de la
característica de filtro real. Obsérvese que es proporcionada por
el bucle de seguimiento de código una estimación inicial para el
instante t_{0} 518 correspondiente a la respuesta instantánea
ideal (no representada) de filtro para una entrada escalón. La
estimación del error \Deltat 520 de tiempo determinada en el
primer procedimiento del método de análisis de señal es una
estimación precisa de cualquier error residual de seguimiento de
código inducido por transmisión a través de vías múltiples en la
estimación inicial del instante t_{0} 518 y, por tanto, una medida
de pseudo alcance. Los parámetros determinados en esta técnica
pueden utilizarse, por consiguiente, para corregir este error
residual inducido por transmisión a través de vías múltiples en los
cálculos de navegación de pseudo alcance, así como el error
\Phi_{\varepsilon} 412_1 de fase (figura 4A). Modificando la
ecuación 1, puede generarse una ecuación que permite la
identificación del error \Deltat 520 de tiempo. Definiendo
x=A_{d+m}.SR(t_{0})-I(t_{1})
e
y=Q(t_{I})
donde el instante t_{0} 518 es la
estimación inicial proporcionada por el bucle de seguimiento de
código y t_{1} 522 es el intervalo real de la transición de
código incluyendo el efecto de la señal 116 de vías de propagación
múltiples (figura 1). Utilizando I(t) y Q(t) de la
ecuación 1, se
obtiene
Sustituyendo en base a la relación
trigonométrica (figura 4A)
se obtiene el
resultado
\vskip1.000000\baselineskip
Multiplicando x(t_{1}) por la
expresión
se
obtiene
\vskip1.000000\baselineskip
Restando la primera ecuación de la segunda y
reordenando se obtiene
\vskip1.000000\baselineskip
Con referencia a la figura 4A, obsérvese que
Sustituyendo esta relación en la ecuación
precedente, se obtiene
\vskip1.000000\baselineskip
Simplificando, se obtiene
\vskip1.000000\baselineskip
Una simplificación adicional da lugar a
\vskip1.000000\baselineskip
Esta ecuación puede reexpresarse como
\vskip1.000000\baselineskip
Para pequeños valores del error \Deltat 520 de
tiempo (igual al tiempo t_{I} 522 menos el tiempo t_{Q}
518)
La última ecuación para y(t) puede
reescribirse en forma de matriz para las n muestras I y Q de entrada
en cada conjunto de datos correspondiente a los a a n
acumuladores del receptor
La ecuación matricial 3 puede resolverse por
diversos procedimientos, pero el más simple es un proceso de ajuste
por mínimos cuadrados. Los resultados de este último cálculo de
mínimos cuadrados son los parámetros de una línea recta con una
pendiente tg (\Phi_{3rd}) con un punto de intersección con el
eje de ordenadas cuya distancia al origen es proporcional al error
\Deltat 520 de tiempo. En el primer procedimiento, se utilizan
las ecuaciones 2 y 3 para formar un estimador para el error
\Deltat 520 de tiempo, que se utiliza para actualizar
iterativamente el tiempo t_{Q} 518 haciéndolo igual al tiempo
t_{I} 522 y con \Deltat sustancialmente igual a 0, es decir el
punto de intersección y de la línea tiene ordenada 0. La
estimación de la pendiente se utiliza para formar un valor estimado
de la fase \Phi_{3rd} 416_1 (figura 4A). Específicamente, la
estimación de orden j de la pendiente se actualiza de acuerdo con la
expresión
donde \kappa es la inversa de una
ganancia de bucle. Los valores típicos de la ganancia de bucle están
comprendidos entre 10 y 1000. La ganancia de bucle puede variar a
medida que el primer procedimiento converge hacia una solución. Un
criterio de convergencia adecuado es que un cambio en la pendiente
estimada durante una iteración sea menor que 10^{-4}. El valor
estimado de orden j del tiempo t_{Q} 518 (figura 5) viene dado
por
\vskip1.000000\baselineskip
El valor estimado de la fase \Phi_{3rd}
416_1 (figura 4A) está dado por
\vskip1.000000\baselineskip
Inicialmente, el valor estimado de la pendiente
se utiliza en las iteraciones independientemente para permitir que
la estimación de la pendiente converja antes de actualizar el tiempo
t_{Q} 518. Cuando el tiempo t_{Q} 518 es igual al tiempo
t_{I} 522, la ecuación 3 se reduce a
Por consiguiente, cuando la solución para la
ecuación matricial 3 produce un punto de intersección de ordenada
igual a 0, los datos x e y de entrada de la ecuación 2 se ajustan a
una línea recta con una pendiente tg(\Phi_{3rd}) puesto
que el conjunto de datos está definido por la línea recta de la
ecuación 4.
La figura 12 es un diagrama de flujo del primer
procedimiento 1200 en el método de análisis de señal. I(t) y
Q(t) se aplican como entradas en la operación 1210.
x(t) e y(t) se calculan en la operación 1212 y se
determinan las estimaciones (bloque 1214) para el error \Deltat
520 de tiempo y para tg (\Phi_{3rd}). Si la pendiente no ha
convergido (1216), las operaciones se repiten. Si la pendiente ha
convergido en la operación 1216, la estimación para el tiempo
t_{Q} 518 se actualiza en 1218, la fase \Phi_{3rd} 416_1
(figura 4A) se presenta como salida en la operación 1220 y las
demás operaciones se repiten. Se describe ahora el segundo
procedimiento en el método de análisis de señal.
Después de establecerse la temporización
correcta y obtenerse una estimación inicial de la fase
\Phi_{3rd} 416_1 (figura 4A), se estiman los parámetros
restantes que describen la trayectoria 710 (figura 7). El método de
análisis de señal estima en primer lugar las componentes I de los
parámetros y a continuación las componentes Q de los mismos. En
realizaciones alternativas, el método de análisis de señal puede
estimar en primer lugar los parámetros de las componentes Q y a
continuación los parámetros de las componentes I. En otras
realizaciones aun adicionales, pueden estimarse concurrentemente
los parámetros de las componentes I y los parámetros de las
componentes Q. La amplitud de la señal 214 de vía directa (figura 2)
se estima a partir de las dos componentes
A_{d}.cos(\Phi_{\varepsilon}) y
A_{d}.sen(\Phi_{\varepsilon}). La amplitud de la
amplitud A_{m} 216 (figura 2) se estima a partir de dos
componentes A_{m}.cos(\Phi_{3rd}) y
A_{m}.sen(\Phi_{3rd}) utilizando el valor estimado de
la fase \Phi_{3rd} 416_1 (figura 4A) del primer procedimiento.
El retardo \delta se estima independientemente utilizando un
desarrollo en serie de Taylor, que genera un término lineal en
\delta.
Las magnitudes estimadas en el segundo
procedimiento son
\newpage
Reescribiendo la ecuación 1 en function de las
cantidades estimadas, se obtiene
donde el subíndice jk indica la
muestra de datos de orden k en la iteración j. Se forman a
continuación ecuaciones de medida tomando la diferencia entre una
estimación I(t) y Q(t) y las muestras de datos I y Q
tomadas del
receptor.
\vskip1.000000\baselineskip
Se utiliza un desarrollo en serie de Taylor
alrededor de la estimación del retardo \delta para linealizar
estas ecuaciones. Definiendo
\vskip1.000000\baselineskip
y utilizando solamente los
subíndices del tiempo (la iteración del conjunto de datos es j y la
muestra dentro de la iteración del conjunto de datos es k) y
modificando el símbolo t, se
obtiene
\vskip1.000000\baselineskip
Los desarrollos en serie de Taylor pueden
reescribirse en forma matricial para el conjunto de datos
muestreados I y Q de entrada como
y
\vskip1.000000\baselineskip
Las ecuaciones 5a y 5b se resuelven a
continuación independientemente. Estas ecuaciones matriciales pueden
resolverse de varios modos, pero el más simple consiste en utilizar
un proceso de ajuste por mínimos cuadrados. Si la matriz está
sobredeterminada, el proceso de ajuste por mínimos cuadrados
determina una matriz pseudoinversa. Las soluciones de las
ecuaciones 5a y 5b son las estimaciones de dos vectores de error
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Los valores estimados de las componentes de la
trayectoria de transición se actualizan utilizando estas
estimaciones de error de acuerdo con las expresiones
donde \kappa es una inversa de
una ganancia de bucle. Los valores típicos de la ganancia de bucle
están comprendidos entre 10 y 1000. La ganancia de bucle puede
variar a medida que el segundo procedimiento converge hacia una
solución. Obsérvese que en algunas realizaciones un valor de
\kappa en una o más de las ecuaciones precedentes puede ser
diferente del valor o valores de \kappa en las otras
ecuaciones.
La figura 13 es un diagrama de flujo del segundo
procedimiento 1300. En la operación 1310, se inicializan las
estimaciones de A_{I} y A_{Q}, la amplitud A_{m} 216 (figura
2) y el retardo \delta. Las estimaciones para I(t) y
Q(t) se determinan en la operación 1312. Los valores
I(t) y Q(t) medidos se aplican como entradas al
bloque 1314. En la operación 1316 se calculan x e y para las
muestras I y para las muestras Q. Los valores \DeltaA_{I},
\DeltaA_{m} y \Delta\delta se calculan en 1318. Los valores
\DeltaA_{Q}, \DeltaA_{m} y \Delta\delta se calculan en
1320. Los valores estimados para A_{I}, A_{Q}, para la amplitud
A_{m} 216 (figura 2) y para el retardo \delta se actualizan en
1322. Las operaciones se repiten a continuación hasta que el
segundo procedimiento converge (1300). Un criterio de convergencia
adecuado es que un cambio en los parámetros estimados durante una
iteración sea menor que 10^{-4}. Se estiman entonces los
parámetros restantes en 1324.
A partir de las cantidades calculadas por el
primer procedimiento y el segundo procedimiento, pueden determinarse
estimaciones para todos los parámetros que describen la trayectoria
710 (figura 7). El primer procedimiento proporciona el error
\Deltat 520 de tiempo y la fase \Phi_{3rd} 416_1 (figura 4A).
En el segundo procedimiento se determinan estimaciones para el
retardo \delta y la amplitud A_{m} 216 (figura 2) de la señal
procedente de vías múltiples. Las estimaciones para los parámetros
restantes pueden determinarse a partir de estos parámetros. En
particular
La estimación para el error
\Phi_{\varepsilon} 412_1 de fase (figura 4A) permite corregir en
un cálculo de navegación el error inducido por transmisión a través
de vías múltiples asociado con este parámetro. El cálculo de
navegación puede incluir la determinación de la posición, cualquier
derivada de la posición y/o combinaciones de la posición y una o
más derivadas de ella. La simulación de una realización del método
de análisis de señal se muestra eficaz en la eliminación de hasta
el 95% del error inducido por transmisión a través de vías
múltiples para diferencias de longitud de vía tan pequeñas como 1
m.
Las ilustraciones y realizaciones a modo de
ejemplo del sistema y método para mitigar uno o más errores
inducidos por transmisión a través de vías múltiples pueden
utilizarse para una o más señales de transmisión de vías múltiples.
Si existe más de una señal de vías múltiples presente, los
parámetros estimados corresponderán a una suma vectorial de las
señales procedentes de vías múltiples. El sistema y el método pueden
también ser utilizados para una pluralidad de características de
filtros de receptor o satélite si las características de estos
filtros son conocidas. Si los filtros tienen unas características de
filtro suficientemente similares, en algunas realizaciones puede
realizarse una característica de filtro media para implementar el
sistema y el método.
Aún cuando el sistema y el método descritos
anteriormente son también útiles para mitigar uno o más errores
inducidos por transmisión a través de vías múltiples para
diferencias en la longitud de vía mayores que 12 m, existen algunos
retos adicionales asociados con tales señales de transmisión a
través de vías múltiples. En particular, tales señales de
transmisión a través de vías múltiples tienen un tiempo de
correlación mas corto. En las realizaciones que utilizan una
frecuencia de muestreo más baja e integran en el tiempo para
obtener una relación señal/ruido suficiente, esto puede ser
problemático. En estas realizaciones, pueden utilizarse el sistema
y el método en combinación con otras técnicas para mitigar el error
inducido por transmisión a través de vías múltiples, tales como una
corrección de doble delta, un correlador estroboscópico y un
correlador de apertura de impulso. La técnica de corrección de
doble delta, y otras técnicas para mitigar errores inducidos por
transmisión a través de vías múltiples, son muy adecuadas para ser
utilizadas en combinación con este sistema y método. En particular,
el sistema y método descritos anteriormente mitigan los errores de
fase asociados con señales de transmisión a través de vías
múltiples que no son eliminados por estas otras técnicas que mitigan
el error inducido por transmisión a través de vías múltiples, y
también estiman los errores residuales de pseudo alcance inducidos
por la transmisión a través de vías múltiples. Adicionalmente, estas
otras técnicas para mitigar errores inducidos por transmisión a
través de vías múltiples y el sistema y método descritos
anteriormente no interfieren entre sí.
El sistema y método pueden aplicarse para
mitigar errores inducidos por transmisión a través de vías múltiples
en la temporización de la reconstrucción en el receptor del código
CA, tal como ocurre en el caso de un error de pseudo alcance. En
particular, el error \Deltat 520 de tiempo (figura 5) puede
determinarse sin determinar el error \Phi_{\varepsilon} 412_1
de fase (figura 4A) implementando solamente el primer procedimiento
en el método de análisis de señal. En tales realizaciones, un ancho
de banda de filtro adecuado es del orden de 10 MHz y el tiempo de
respuesta de filtro para una entrada escalón deberá ser
sustancialmente inferior a 1 \mus, que es el período del código
CA.
El sistema y método para mitigar los errores de
fase asociados con señales de vías múltiples de corto alcance
pueden ser implementados en varias configuraciones. La línea de
división entre procesamiento analógico, circuitos digitales y
procesamiento de señal por programa es arbitraria, y varía
enormemente de un receptor a otro. Frecuentemente, una gran parte
del procesamiento de señal en receptores se implementa en un
circuito integrado de aplicación específica. Otras configuraciones
utilizan una combinación de un circuito integrado de aplicación
específica y un programa ejecutado por uno o más procesadores. La
tendencia ha sido implementar cada vez más secciones del receptor
por programa. Algunos receptores, incluyendo los que no son de
tiempo real, han sido implementados totalmente por programa.
Adicionalmente, algunos receptores han implementado todo el
procesamiento de señal con circuitos analógicos.
En algunas realizaciones del sistema, las
operaciones realizadas a una escala de tiempo de 33 ns (30 MHz) o
menos son implementadas utilizando circuitos analógicos. Las
operaciones realizadas con una escala de tiempo comprendida entre
33 ns y 1 ms son implementadas utilizando un circuito integrado de
aplicación específica. Las operaciones restantes, tales como
integraciones en acumuladores a escalas de tiempo más largas, se
implementan utilizando programas ejecutados por uno o más
procesadores, tales como un microprocesador.
La figura 11 ilustra una realización de un
dispositivo 1110 en el sistema de navegación global por satélite
(GNSS) para mitigar uno o más errores inducidos por transmisión a
través de vías múltiples. El dispositivo 1110 incluye:
- \bullet
- un circuito 1112 de entrada de señal original, tal como el circuito 800 de entrada de señal original (figura 8);
- \bullet
- un procesador 1114 de señal, tal como el procesador 900 de señal (figura 9);
- \bullet
- un procesador 1116;
- \bullet
- una memoria 1118, que puede incluir una memoria de acceso aleatorio de alta velocidad y puede incluir también una memoria no volátil, tal como la asociada a uno o más dispositivos de almacenamiento en disco magnético, una memoria de solo lectura programable eléctricamente borrable (EEPROM) y/o una memoria de solo lectura programable eléctricamente borrable de transferencia rápida, incluyendo adicionalmente la memoria:
- \bullet
-
\vtcortauna
- \bullet
-
\vtcortauna
- \bullet
-
\vtcortauna
En algunas realizaciones pueden estar dispuestos
más de un procesador 1116. Como se ha observado anteriormente, en
otras realizaciones, el dispositivo 1110 puede incluir un circuito
integrado de aplicación específica, y alguna o toda la
funcionalidad del módulo 1124 de programa (al menos uno) ejecutado
por el procesador 1116 puede estar implementada en el circuito
integrado de aplicación específica.
La anterior descripción, para fines de
explicación, ha utilizado una nomenclatura específica para facilitar
la comprensión general del invento. Sin embargo, será evidente para
los expertos en la técnica que los detalles específicos no se
requieren para poner en práctica el invento. Las realizaciones se
han escogido y descrito con el fin de explicar mejor los principios
del invento y sus aplicaciones prácticas, para permitir así que
otros expertos en la técnica utilicen idóneamente el invento y las
diversas realizaciones con diversas modificaciones como sea
adecuado para el uso particular contemplado. De este modo, no se
pretende que la descripción precedente sea exhaustiva o limitar el
invento a las formas concretas expuestas. Son posibles muchas
modificaciones y variantes teniendo en cuenta lo expuesto
anteriormente.
Se pretende que el ámbito del invento esté
definido por las siguientes reivindicaciones.
Claims (31)
1. Un método para mitigar el efecto de un error
inducido por transmisión a través de vías múltiples en un sistema
de navegación global por satélite (GNSS), que comprende las
operaciones de: recibir una señal compuesta (314) que incluye una
señal (316) de vía directa de banda limitada (figura 3) y al menos
una señal (318) de vías múltiples de banda limitada (figura 3), en
el que la señal (316) de vía directa de banda limitada y la señal
(318) de vías múltiples de banda limitada están moduladas con
inversiones de fase periódicas; medir la señal compuesta (314) en
función del tiempo durante un intervalo de tiempo que tiene al menos
una de las inversiones de fase periódicas; determinar un error
\Phi_{\varepsilon} de fase entre la señal compuesta (314) y la
señal (316) de vía directa debido a la señal (318) de vías
múltiples; y corregir el error \Phi_{\varepsilon} de fase;
caracterizado porque un retardo \delta de la señal (318) de
vías múltiples con relación a la señal (316) de vía directa es
sustancialmente menor que un tiempo de respuesta de filtro para una
entrada escalón correspondiente al filtro utilizado para limitar la
banda de la señal (316) de vía directa y la señal (318) de vías
múltiples; y porque el procedimiento incluye la determinación del
error \Phi_{\varepsilon} de fase, de acuerdo con una señal
compuesta (314) medida en función del tiempo y una característica de
filtro predeterminada correspondiente a uno o más filtros en el
sistema de navegación global por satélite (GNSS) que se utilizan
para limitar la banda de la señal (316) de vía directa y la señal
(318) de vías múltiples, incluyendo desviaciones de determinación
entre una trayectoria (710) medida de la señal compuesta (314)
durante una transición de código y una trayectoria de señal
estimada de la señal de vía directa que corresponde a la misma
transición de código y que se calcula de acuerdo con la
característica de filtro predeterminada.
2. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, que comprende adicionalmente la operación de determinar un
error \Deltat de tiempo, correspondiendo el error \Deltat de
tiempo a una diferencia entre un tiempo de inversión de fase real,
que incluye el efecto de la señal (318) de vías múltiples, y un
tiempo de inversión de fase sin el efecto de la señal (318) de vías
múltiples, y corregir un error en un pseudo alcance correspondiente
al error \Deltat de tiempo.
3. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, en el que el tiempo de respuesta de filtro para una entrada
escalón correspondiente al filtro es igual o menor que 200 ns.
4. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, en el que el tiempo de respuesta de filtro para una entrada
escalón correspondiente al filtro es igual o menor que 1 \mus.
5. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, en el que el tiempo de respuesta de filtro para una entrada
escalón correspondiente al filtro está comprendido entre 40 ns y 200
ns.
6. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, en el que la determinación del error \Phi_{\varepsilon} de
fase responde a errores de fase correspondientes a un retardo
\delta de la señal (318) de vías múltiples con relación a la
señal (316) de vía directa que es más corto que un tiempo de
respuesta de filtro para una entrada escalón correspondiente al
filtro utilizado para limitar la banda de la señal (316) de vía
directa y la señal (318) de vías múltiples.
7. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, en el que la determinación del error \Phi_{\varepsilon} de
fase responde a errores de fase correspondientes a un retardo
\delta de la señal (318) de vías múltiples con relación a la
señal (316) de vía directa que es más corto que la duración de una
inversión de fase respectiva de la señal (316) de vía directa.
8. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, en el que la determinación del error \Phi_{\varepsilon} de
fase responde a errores de fase correspondientes a un retardo
\delta de la señal (318) de vías múltiples con relación a la
señal (316) de vía directa, que es igual o menor que 50 ns.
9. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, en el que la determinación del error \Phi_{\varepsilon} de
fase responde a errores de fase correspondientes a un retardo
\delta de la señal (318) de vías múltiples con relación a la
señal (316) de vía directa que es igual o menor que 150 ns.
10. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, que comprende adicionalmente la operación de mitigar un error
inducido por transmisión a través de vías múltiples utilizando una
técnica seleccionada del grupo consistente en una corrección de
doble delta, un correlador estroboscópico y un correlador de
apertura de impulso.
11. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, que comprende la determinación de una amplitud (214) de la
señal (316) de vía directa, una amplitud (216) de la señal (318) de
vías múltiples, una diferencia \Phi_{m} de fase entre la señal
(316) de vía directa y la señal (318) de vías múltiples, y un
retardo \delta de la señal (318) de vías múltiples con relación a
la señal (316) de vía directa de acuerdo con una respuesta de
filtro para una entrada escalón, una amplitud (410) de la señal
compuesta (314) y la señal compuesta (314) medida en función del
tiempo.
12. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, que comprende adicionalmente la determinación de una diferencia
\Phi_{m} de fase entre la señal (316) de vía directa y la señal
(318) de vías múltiples de acuerdo con una respuesta de filtro para
una entrada escalón, una amplitud medida de la señal compuesta (314)
y la señal compuesta (314) medida en función del tiempo.
\newpage
13. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, en el que el primer procedimiento determina un primer conjunto
de parámetros que incluyen un error \Deltat de tiempo,
correspondiendo el error \Deltat de tiempo a una diferencia entre
un tiempo de inversión de fase real, que incluye el efecto de la
señal (318) de vías múltiples y un tiempo de inversión de fase sin
el efecto de la señal (318) de vías múltiples, una fase
\Phi_{3rd} igual a 180º menos la suma del error
\varphi_{\varepsilon} de fase, y una diferencia \Phi_{m} de
fase entre la señal (316) de vía directa y la señal (318) de vías
múltiples.
14. Un método de acuerdo con la reivindicación
13ª, en el que el primer conjunto de parámetros se determina
utilizando un proceso de ajuste por mínimos cuadrados.
15. Un método de acuerdo con la reivindicación
13ª, en el que un segundo procedimiento determina un segundo
conjunto de parámetros que incluyen una amplitud de la señal (316)
de vía directa, una amplitud de la señal (318) de vías múltiples, y
el error \Phi_{\varepsilon} de fase a partir del cual puede
determinarse la diferencia \Phi_{m} de fase utilizando la fase
\Phi_{3rd}.
16. Un método de acuerdo con la reivindicación
15ª, en el que el segundo conjunto de parámetros se determina
mediante un proceso de ajuste por mínimos cuadrados.
17. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, que comprende adicionalmente la realización de una calibración
para determinar las características de filtro predeterminadas, en
base a un filtro supuesto en un satélite del sistema de
satélites.
18. Un método de acuerdo con la reivindicación
1ª, que incluye la estimación de parámetros de la señal (316) de
vía directa y la señal (318) de vías múltiples de acuerdo con la
característica de filtro predeterminada del uno o más filtros
incluidos en el sistema de navegación global por satélite (GNSS) y
la señal compuesta (314).
19. Un dispositivo (110) que mitiga el efecto de
un error inducido por transmisión a través de vías múltiples en un
sistema de navegación global por satélite (GNSS), que comprende: un
receptor que recibe una señal compuesta (314), que incluye una
señal (316) de vía directa de banda limitada y al menos una señal
(318) de vías múltiples de banda limitada, en el que la señal (316)
de vía directa y la señal (318) de vías múltiples están moduladas
con inversiones de fase periódicas; un mecanismo de medida que
muestrea la señal compuesta (314) en función del tiempo durante un
intervalo de tiempo que tiene al menos una de las inversiones de
fase periódicas; un procesador (832); y una memoria (1118) que
incluye al menos un módulo de programa que es ejecutado por el
procesador (832) de señal, conteniendo el módulo de programa (al
menos uno) instrucciones para: determinar el error
\Phi_{\varepsilon} de fase entre la señal compuesta (314) y la
señal (316) de vía directa debido a la señal (318) de vías
múltiples y corregir el error \Phi_{\varepsilon} de fase;
caracterizado porque un retardo \delta de la señal (318)
de vías múltiples con relación a la señal (316) de vía directa es
sustancialmente menor que un tiempo de respuesta de filtro para una
entrada escalón correspondiente al filtro utilizado para limitar la
banda de la señal (316) de vía directa y la señal (318) de vías
múltiples; y la operación de determinación incluye determinar el
error \Phi_{\varepsilon} de fase de acuerdo con la señal
compuesta (314) medida en función del tiempo y la característica de
filtro predeterminada correspondiente a uno o más de los filtros
del sistema de navegación global por satélite (GNSS) que se utilizan
para limitar la banda de la señal (316) de vía directa y la señal
(318) de vías múltiples, incluyendo la determinación de
desviaciones entre una trayectoria (710) de señal medida de la señal
compuesta (314) durante una transición de código y una trayectoria
de señal estimada de la señal (316) de vía directa que corresponde a
la misma transición de código que se calcula de acuerdo con la
característica de filtro
predeterminada.
predeterminada.
20. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 19ª, en el que el mecanismo de medida puede hacerse
funcionar para muestrear la señal compuesta (314), mientras que el
dispositivo 110 está sincronizado con una señal portadora y una
señal de código.
21. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 19ª, conteniendo el módulo de programa (al menos
uno) adicionalmente instrucciones para determinar un error \Deltat
de tiempo, correspondiendo el error \Deltat de tiempo a una
diferencia entre un tiempo de inversión de fase real, que incluye el
efecto de la señal (318) de vías múltiples, y un tiempo de
inversión de fase sin el efecto de la señal (318) de vías múltiples,
y corregir un error en un pseudo alcance que corresponde al error
\Deltat de tiempo.
22. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 21ª, en el que el tiempo de respuesta de filtro para
una entrada escalón correspondiente al filtro es igual o menor que
200 ns.
23. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 21ª, en el que el tiempo de respuesta de filtro para
una entrada escalón correspondiente al filtro es igual o menor que 1
\mus.
24. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 21ª, en el que el tiempo de respuesta de filtro para
una entrada escalón correspondiente al filtro esta comprendida entre
40 y 200 ns.
25. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 21ª, conteniendo adicionalmente el módulo de programa
(al menos uno) instrucciones para mitigar un error inducido por
transmisión a través de vías múltiples utilizando una técnica
seleccionada del grupo consistente en una corrección de doble delta,
un correlador estroboscópico y un correlador de apertura de
impulso.
26. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 21ª, conteniendo adicionalmente el módulo de programa
(al menos uno) instrucciones para determinar una amplitud de la
señal (316) de vía directa, una amplitud de la señal (318) de vías
múltiples, una diferencia \Phi_{m} de fase entre la señal (316)
de vía directa y la señal (318) de vías múltiples, y un retardo
\delta de la señal (318) de vías múltiples con relación a la
señal (316) de vía directa de acuerdo con una respuesta de filtro
para una entrada escalón correspondiente al filtro, una amplitud
medida de la señal compuesta (314) y la señal compuesta (314) medida
en función del tiempo.
27. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 21ª, conteniendo adicionalmente el módulo de programa
(al menos uno) instrucciones para determinar una diferencia
\Phi_{m} de fase entre la señal (316) de vía directa y la señal
(318) de vías múltiples de acuerdo con una respuesta de filtro para
una entrada escalón, una amplitud medida de la señal compuesta
(314), y la señal compuesta (314) medida en función del tiempo.
28. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 21ª, conteniendo adicionalmente el módulo de programa
(al menos uno) instrucciones para un primer procedimiento que
determina un primer conjunto de parámetros que incluye un error
\Deltat de tiempo, correspondiendo el error \Deltat de tiempo a
una diferencia entre un tiempo de inversión de fase real, que
incluye el efecto de la señal (318) de vías múltiples, y un tiempo
de inversión de fase que no incluye el efecto de la señal (318) de
vías múltiples, y una fase \Phi_{3rd} igual a 180º menos la
suma del error \Phi_{\varepsilon} de fase y la diferencia
\Phi_{m} de fase entre la señal (316) de vía directa y la señal
(318) de vías múltiples, una amplitud de la señal (318) de vías
múltiples y el error \varphi_{\varepsilon} de fase a partir del
cual puede determinarse la diferencia \Phi_{m} de fase
utilizando la fase \Phi_{3rd}.
29. Un dispositivo (110) de acuerdo con la
reivindicación 21ª, en el que el módulo de programa (al menos uno)
contiene adicionalmente instrucciones para un segundo procedimiento
que determina un segundo conjunto de parámetros que incluye una
amplitud de la señal (316) de vía directa, una amplitud de la señal
(318) de vías múltiples y el error \Phi_{\varepsilon} de fase a
partir del cual puede determinarse la diferencia \Phi_{m} de
fase utilizando la fase \Phi_{3rd}.
30. Un dispositivo de acuerdo con la
reivindicación 19ª, en el que módulo de programa comprende
adicionalmente instrucciones para realizar una calibración para
determinar la característica de filtro predeterminada, en base a un
filtro supuesto en un satélite del sistema de satélites.
31. Un dispositivo de acuerdo con la
reivindicación 19ª, en el que el módulo de programa comprende
adicionalmente instrucciones para estimar parámetros de la señal
(316) de vía directa y la señal (318) de vías múltiples de acuerdo
con la característica de filtro predeterminada del uno o más filtros
en el sistema de navegación global por satélite (GNSS) y la señal
compuesta (314).
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Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7917798B2 (en) | 2005-10-04 | 2011-03-29 | Hypres, Inc. | Superconducting digital phase rotator |
| JP5249525B2 (ja) * | 2007-05-28 | 2013-07-31 | 本田技研工業株式会社 | 車両操作支援装置 |
| EP2003467B1 (en) * | 2007-06-13 | 2014-02-12 | Astrium GmbH | Integrated positioning solution for global navigation satellite systems |
| JP2009139093A (ja) | 2007-12-03 | 2009-06-25 | Seiko Epson Corp | マルチパス信号判定方法、信号適否判定方法、測位演算方法、プログラム及びマルチパス信号判定回路 |
| US7800530B2 (en) * | 2007-12-07 | 2010-09-21 | Andrew, Llc | Method and system for providing assistance data for A-GPS location of handsets in wireless networks |
| JP5125493B2 (ja) * | 2007-12-26 | 2013-01-23 | セイコーエプソン株式会社 | マルチパス信号判定方法、プログラム及びマルチパス信号判定装置 |
| US8594244B2 (en) * | 2009-04-06 | 2013-11-26 | Mediatek Inc. | Data signal phase reversal correction method and system implementing the same |
| US8700051B2 (en) * | 2009-05-22 | 2014-04-15 | Qualcomm Incorporated | Positioning of a wireless device served by a femto cell |
| US8224261B2 (en) * | 2009-08-24 | 2012-07-17 | Arvind Vijay Keerthi | Creation of a beam using antennas |
| KR100971773B1 (ko) * | 2009-11-13 | 2010-07-21 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 전자 정보 수신기의 신호 식별 방법 |
| CN101807940B (zh) * | 2010-01-22 | 2013-03-27 | 北京航空航天大学 | 一种gnss接收系统的抗多径干扰装置及其方法 |
| RU2474838C1 (ru) * | 2011-08-19 | 2013-02-10 | Открытое акционерное общество "Российская корпорация ракетно-космического приборостроения и информационных систем" (ОАО "Российские космические системы") | Электронное устройство оперативного восстановления измерений псевдодальности |
| TWI474634B (zh) * | 2011-10-31 | 2015-02-21 | 國立交通大學 | 碼相位擷取裝置及方法 |
| KR102065666B1 (ko) | 2012-12-12 | 2020-02-11 | 삼성전자 주식회사 | 위성 항법 시스템의 신호 추적 방법, 신호 추적 장치 및 이를 포함하는 위성신호 수신기 |
| US9036682B2 (en) * | 2013-05-03 | 2015-05-19 | Deere & Company | Phase multi-path mitigation |
| CN104181558A (zh) * | 2013-05-24 | 2014-12-03 | 凹凸电子（武汉）有限公司 | Gps接收机及判断gps接收机跟踪环路状态的方法 |
| JP6326767B2 (ja) * | 2013-11-11 | 2018-05-23 | セイコーエプソン株式会社 | 測位用衛星信号受信方法、測位用衛星信号受信装置及び電子機器 |
| FR3013922B1 (fr) * | 2013-11-22 | 2016-01-15 | Thales Sa | Dispositif d'emission et de reception par satellite a fort taux d'attenuation des multi-trajets, repeteur et satellite equipes d'un tel dispositif |
| GB201400729D0 (en) * | 2014-01-16 | 2014-03-05 | Qinetiq Ltd | A processor for a radio receiver |
| US9906285B2 (en) * | 2015-05-26 | 2018-02-27 | Maxlinear, Inc. | Method and system for hybrid radio frequency digital beamforming |
| RU2723108C1 (ru) * | 2019-11-19 | 2020-06-08 | Акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Способ передачи сигналов с модуляцией фазовым сдвигом по каналу связи с многолучевым распространением |
| US12016257B2 (en) | 2020-02-19 | 2024-06-25 | Sabanto, Inc. | Methods for detecting and clearing debris from planter gauge wheels, closing wheels and seed tubes |
| US11569856B2 (en) * | 2020-12-07 | 2023-01-31 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Method and apparatus for receiving periodic band-limited signal |
| US12000935B2 (en) * | 2021-12-06 | 2024-06-04 | Novatel Inc. | Systems, media, and methods for processing an integrated signal having a plurality of signal components with arbitrary power allocation |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6023489A (en) | 1995-05-24 | 2000-02-08 | Leica Geosystems Inc. | Method and apparatus for code synchronization in a global positioning system receiver |
| AU729697B2 (en) * | 1996-04-25 | 2001-02-08 | Sirf Technology, Inc. | Spread spectrum receiver with multi-bit correlator |
| US5963601A (en) * | 1996-05-20 | 1999-10-05 | Trimble Navigation Limited | Variable suppression of multipath signal effects |
| US5963582A (en) * | 1996-05-24 | 1999-10-05 | Leica Geosystems Inc. | Mitigation of multipath effects in global positioning system receivers |
| US6031881A (en) * | 1996-09-19 | 2000-02-29 | Weill; Lawrence | Method for mitigating multipath effects in radio ranging systems |
| US6603801B1 (en) * | 1998-01-16 | 2003-08-05 | Intersil Americas Inc. | Spread spectrum transceiver for use in wireless local area network and having multipath mitigation |
| US6898415B2 (en) * | 2001-01-16 | 2005-05-24 | Aeroscout, Inc. | System and method for reducing multipath distortion in wireless distance measurement systems |
| CN1180562C (zh) * | 2001-11-01 | 2004-12-15 | 华为技术有限公司 | 一种基于时间-频率分集的接收方法 |
| FR2832885B1 (fr) * | 2001-11-23 | 2006-09-01 | Thales Sa | Procede d'elimination dans un recepteur de faisceaux incidents resultant de trajets multiples, et dispositif de mise en oeuvre |
| US6744404B1 (en) * | 2003-07-09 | 2004-06-01 | Csi Wireless Inc. | Unbiased code phase estimator for mitigating multipath in GPS |
-
2004
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