ES2298081B2 - Tecnica de conmutacion de antena a frecuencia variable para radares de onda continua con una unica antena. - Google Patents
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Abstract
Técnica de conmutación de antena a frecuencia variable para radares de onda continua con una única antena. Se presenta una técnica para operar un radar de onda continua, frecuencia modulada (FMCW en inglés) y alta resolución con una sola antena. La técnica utiliza un sistema de conmutación que intercambia la antena entre transmisión y recepción varias veces por rampa de frecuencia transmitida. Esta técnica conocida como onda continua interrumpida y frecuencia modulada (FMICW en inglés) tiene problemas de alcance. La invención propuesta soluciona ese problema del alcance. Para ello cada rampa es conmutada con una señal de control cuadrada de distinta frecuencia. Esta conmutación genera armónicos indeseados alrededor de cada blanco que están localizados en distintas frecuencias para cada rampa. Aprovechando este hecho se realiza un algoritmo que combina apodización y una minimización sobre un conjunto de señales para eliminar esos armónicos.
Description
Técnica de conmutación de antena a frecuencia
variable para radares de onda continua con una única antena.
La invención se enmarca dentro del sector de los
sistemas radar. Concretamente radares de onda continua, frecuencia
modulada, alta resolución. Los campos de aplicación puede ser
sistemas de teledetección, telemetría, detección de intrusos,
localización de objetivos, vigilancia remota.
Los sistemas radar (Radio Detection and Ranging
en inglés) son capaces de detectar la posición e incluso la
velocidad de blancos alejados mediante la transmisión y recepción
de radiación electromagnética. Dos parámetros importantes que
caracterizan estos sistemas son resolución y alcance.
Se define resolución de un radar a la separación
mínima que deben tener dos blancos para poder ser discriminados
correctamente por el radar. La resolución en distancia es
inversamente proporcional al ancho de banda transmitido.
Para trabajar con sistemas de gran ancho de
banda se deben utilizar frecuencias de portadora elevadas, ya que a
mayor frecuencia el ancho de banda relativo es más pequeño y es más
fácil encontrar dispositivos que funcionen correctamente. En radares
de onda continua y frecuencia modulada (FMCW en inglés) se
transmiten pulsos modulados linealmente en frecuencia. Por ejemplo,
un sistema que emite una rampa de frecuencia de un giga hertzio de
ancho de banda consigue una resolución en distancia de quince
centímetros.
Se define alcance de un radar a la distancia
máxima a la que el sistema es capaz de detectar un blanco por
encima del ruido. El alcance viene determinado por la potencia media
transmitida. A menor frecuencia portadora más sencillo es diseñar y
fabricar dispositivos capaces de manejar potencias altas.
El objetivo es conseguir diseñar sistemas radar
de alcance moderado y alta resolución que además puedan operar con
una sola antena. Las antenas son los elementos de mayor tamaño en
este tipo de sistemas. Los diseños con una sola antena consiguen
reducir significativamente el tamaño y peso del sistema,
convirtiéndolo en apto para aplicaciones que precisan reducido peso
y/o espacio. Además, el precio de las antenas representa un
porcentaje considerable del coste final del sistema, por lo que la
alternativa propuesta lo abarata significativamente.
Una primera aproximación al objetivo apunta al
uso de radares pulsados. Estos sistemas transmiten un pulso durante
un cierto tiempo y luego esperan a recibir sus ecos durante otro
tiempo. De ese modo la misma antena se comparte entre transmisión y
recepción. Los sistemas pulsados tienen problemas de alcance ya que
el sistema sólo está transmitiendo durante un tiempo reducido. Para
poder trabajar con una potencia media adecuada se ven obligados a
utilizar potencias de pico muy elevadas. El problema es que a
frecuencias muy altas no existen dispositivos capaces de manejar
tanta potencia de pico. Esto conlleva al uso de frecuencias
portadoras menores y por consiguiente anchos de banda más pequeños.
Estos inconvenientes obligan a introducir el concepto de onda
continua.
Los sistemas de onda continua resuelven el
problema del alcance ya que consiguen potencias medias altas con
potencias de pico mucho menores al estar transmitiendo durante todo
el tiempo. Esto permite usar frecuencias portadoras más altas y en
consecuencia anchos de banda elevados. Sin embargo, el hecho de
transmitir y recibir al mismo tiempo complica la operación de estos
sistemas con una sola antena.
Para solucionar el problema se han propuesto
esquemas de una sola antena usando circuladores. Esta solución sólo
es válida para sistemas de muy corto alcance ya que el aislamiento
de los circuladores no es lo suficientemente alto y se acopla
excesiva señal del transmisor al receptor, llegando incluso a
saturarlo. Se han propuesto otros esquemas basados en lazos de
cancelación de potencia reflejada (RPC en inglés) que intentan
eliminar la señal acoplada. Véase [Solbach, 2004], [Grajal, 2004] y
[Beasly, 1990]. Sin embargo estos dispositivos sólo funcionan bien
con anchos de banda moderados.
Existe otra alternativa interesante basada en el
uso de un sistema de conmutación. Esta técnica permite compartir
una única antena entre transmisión y recepción, y se conoce como
onda continua interrumpida y frecuencia modulada (FMICW en inglés).
Consiste en conmutar la antena entre transmisión y recepción varias
veces dentro de cada rampa de frecuencia transmitida. Varias
publicaciones y patentes proponen sistemas basados en esta idea
[Pentti, 2003], [Masashi, 2000], [Masayoshi, 2004], [McGregor,
1994] y [Khan, 1991]. La ventaja fundamental es que el aislamiento
de los conmutadores actuales basados en diodos PIN es bastante
superior al que se obtiene con circuladores y/o RPC. En la Fig. 1
se muestra el esquema de bloques de un radar que implementa esta
técnica.
El sistema ya no es de onda continua en sentido
estricto pero bajo ciertas hipótesis es posible recuperar la señal
que se habría recibido de forma continua a partir de la señal que se
ha recibido a trozos.
La señal típica transmitida por un radar FMCW de
alta resolución consiste en una rampa de frecuencias que barre un
ancho de banda B (Hz) en un tiempo T (seg).
donde \omega_{0} (rad/s) es la
pulsación de la portadora y A_{t} (V) la amplitud de la
señal.
La señal que se recibe de un blanco que se
encuentra a una distancia R_{t} (m) del radar es una
versión atenuada y retrasada de la señal transmitida. Esta señal
recibida se mezcla con la señal original transmitida obteniéndose
una señal de batido cuya frecuencia es directamente proporcional a
la distancia a la que se encuentra el blanco:
donde c es la velocidad de
la
luz.
Su espectro corresponde a una delta espectral
situada en frecuencia f_{b}.
La técnica FMICW determinista típica consiste en
usar una señal de control cuadrada con ciclo de trabajo del 50% que
conmuta la antena entre transmisión y recepción. E esquema de
conmutación se puede observar en la Fig. 2.
La señal recibida utilizando este sistema de
ventanas de transmisión y recepción es equivalente a la señal que se
hubiese recibido con el sistema de dos antenas pero modulada por una
onda rectangular. El ciclo de trabajo de esa onda rectangular
moduladora es función de la distancia entre el blanco y el radar, y
de la frecuencia de la onda de control. A partir de ese ciclo de
trabajo se obtiene directamente la sensibilidad del sistema para
cada distancia. La curva de sensibilidad en función de la distancia
se muestra en la Fig. 3.
El criterio para trabajar en una zona de buena
sensibilidad es elegir la frecuencia de conmutación de acuerdo con
la distancia máxima R_{max} que se espera medir [McGregor,
1994].
Por otro lado, el espectro de una señal
rectangular posee infinitas líneas espectrales en múltiplos enteros
de su frecuencia. Por lo que aplicando la propiedad de modulación de
la transformada de Fourier, su convolución en el dominio de la
frecuencia con el espectro de la señal recibida produce deltas
espectrales en las frecuencias:
Se puede conseguir eliminar esas deltas
espectrales que no se corresponden con ningún blanco eligiendo una
frecuencia de conmutación que saque esas deltas espurias fuera de
la zona de interés. Por el criterio de Nyquist la frecuencia de
conmutación debe ser al menos el doble de la máxima frecuencia de
batido esperada. De aquí se obtiene un segundo criterio de elección
de la frecuencia de conmutación:
La combinación de los dos criterios anteriores
(4) y (6) para elegir la frecuencia de conmutación permite obtener
la distancia máxima que puede ser detectada libre de armónicos y
con una buena sensibilidad [McGregor, 1994]:
\vskip1.000000\baselineskip
La ecuación anterior impone un compromiso entre
alcance máximo y ancho de banda transmitido que hace inviable el
uso de la técnica FMICW determinista en la mayoría de sistemas de
alta resolución prácticos. Por ejemplo, para un sistema de alta
resolución que use tiempos de rampa del orden de milisegundos y
anchos de banda del orden de cientos de Mhz, la distancia máxima
que puede detectarse con este esquema de conmutación es del orden
de centenares de metros. Para muchas aplicaciones este alcance no
es suficiente.
Existe una alternativa que funciona sin ese
compromiso entre alcance y ancho de banda. Consiste en conmutar la
antena entre transmisión y recepción de forma pseudo aleatoria
[Khan, 1991]. Se deben usar tiempos de transmisión y recepción de
corta duración. Duraciones que sean diez veces mayores que los
tiempos de subida y bajada consiguen minimizar las periodicidades y
dispersar en banda los armónicos producidos por la conmutación. A
pesar de que se reducen los armónicos espectrales, el nivel de
ruido que se crea con este tipo de conmutación tiene aún un nivel
alto. Esto reduce seriamente el margen dinámico del radar. Se
define margen dinámico como la capacidad del radar para detectar un
blanco débil situado cerca de un blanco potente. Además, el hecho
de que los tiempos de transmisión y recepción sean muy cortos
complica el sistema de conmutación.
En la presente patente se propone una técnica
que extiende el uso de la técnica FMICW a sistemas radar de onda
continua, alta resolución y alcance moderado mediante un algoritmo
no lineal. Este método permite conseguir alcance moderado y alta
resolución a la vez que minimiza el nivel de los armónicos y mejora
el margen dinámico. La técnica usa señales de conmutación cuadradas
con ciclo de trabajo del 50%. Además las frecuencias de conmutación
son bajas, lo cual reduce la complejidad y el precio del sistema de
conmutación.
El diagrama de bloques del sistema físico se
presenta en la Fig. 1. Utilizando el conmutador representado por el
bloque (5) se puede usar una técnica basada en cambios de frecuencia
de conmutación y una minimización posterior que consigue resultados
equivalentes a un sistema con dos antenas.
La técnica propuesta se caracteriza por usar un
sistema de conmutación que intercambia la antena entre receptor y
transmisor varias veces por rampa transmitida usando una señal de
control cuya frecuencia es distinta de rampa a rampa. Además la
técnica propuesta se caracteriza por utilizar un algoritmo de
procesado de señal radar para eliminar los armónicos de la señal,
ecualizando un conjunto de señales recibidas, obteniendo su
contenido espectral y seleccionando el mínimo valor absoluto para
cada celda de distancia.
Explicándolo con más detalle, la idea consiste
en usar una señal de conmutación para la antena con diferente
frecuencia en cada rampa. Al usar frecuencias distintas, los
armónicos espectrales que se generan por la conmutación se
localizarán en distintas frecuencias en cada rampa. Sin embargo,
los blancos, bajo ciertas hipótesis sobre su dinámica, tendrán
siempre la misma frecuencia de batido, por lo que estarán
localizados en la misma frecuencia para todas las rampas.
El primer paso del proceso consiste en ecualizar
la curva de sensibilidad inducida por la conmutación y que se
muestra en la Fig. 3. La ecualización se realiza mediante un
filtrado de la señal recibida. El filtro de ecualización depende de
la frecuencia de conmutación, por lo que variará de rampa a rampa.
Si se trabaja en la zona de frecuencia referenciada como (17) en la
Fig. 3. La respuesta en frecuencia del filtro ecualizador viene dada
por:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
El siguiente paso consiste en realizar una
transformada rápida de Fourier (FFT en inglés). De ese modo se
obtienen y almacenan en memoria los perfiles de distancia de cada
señal recibida. Cada uno de estos perfiles tendrá un número de
celdas de distancia igual al número de puntos con el que se ha
realizado la FFT. En todos los perfiles se habrán detectado los
blancos en las mismas celdas de distancia, sin embargo, los
armónicos se habrán detectado en celdas distintas para cada perfil,
ya que la frecuencia de conmutación cambia rampa a rampa. Mediante
procesado digital de señal se elige el mínimo en valor absoluto
para cada celda de distancia dentro de un conjunto de perfiles
previamente almacenados. Los armónicos que aparecen en distintas
celdas de distancia para cada perfil serán eliminados, mientras que
los blancos, que se detectan siempre en la misma celda de
distancia, permanecen.
La Fig. 4 muestra un esquema del proceso. En
este ejemplo se almacenan dos perfiles de distancia, y sobre ellos
se lleva a cabo el proceso de minimización. Usar un mayor número de
perfiles de distancia en el proceso de minimización reduce la
probabilidad de detectar un armónico como blanco real. Sin embargo,
la posibilidad de que un blanco se haya movido de celda de
distancia crecerá con el número de perfiles usado. Esto reduce el
conjunto de velocidades a las que un blanco puede ser detectado.
Deberá buscarse un compromiso dependiendo de la aplicación concreta.
La utilización de N perfiles de distancia en el proceso de
minimización impone un límite en la máxima velocidad radial de un
blanco hasta la cual puede ser detectado \nu_{t}:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde PRI es el intervalo de
repetición de pulsos del
radar.
Uno de los factores importantes para el correcto
funcionamiento de la técnica es la elección de las frecuencias de
conmutación. Las frecuencias de conmutación deben elegirse en torno
al valor dado por la ecuación 4 para asegurar que el sistema trabaja
en una zona de buena sensibilidad. Además, interesa elegir un
conjunto de frecuencias que tengan un mínimo común múltiplo grande
para evitar que varios armónicos procedentes de un mismo blanco
caigan en la misma celda de distancia en todos los perfiles
almacenados.
El último criterio a tener en cuenta se debe a
las propiedades de la transformada de Fourier. Es sabido que
cualquier señal de energía finita tiene transformada de Fourier. Si
se recibiese la señal de batido de un blanco durante infinito
tiempo, su transformada de Fourier sería una delta espectral de
anchura cero. Sin embargo, cada señal de batido se recibe solamente
durante un tiempo T (s), periodo que dura la emisión y
recepción de cada rampa. Esto equivale a un enventanado de la señal
con una ventana rectangular de duración T (s). La
transformada de Fourier de la ventana rectangular es la conocida
señal sinc.
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Al realizar la transformada de Fourier de la
señal enventanada, y apelando a la propiedad de modulación de dicha
transformada, cada delta del espectro, teóricamente, de anchura
cero, pasa a convertirse en una sinc con un lóbulo principal de
anchura 2/T (Hz). Es decir, en un perfil de distancia cada
blanco y sus armónicos no generarán deltas espectrales de anchura
cero, sino sincs con un lóbulo principal que se extenderá por un
número de celdas equivalente a dos veces la resolución del sistema,
ecuación 1. Esto conlleva a que se deben elegir frecuencias de
conmutación que estén suficientemente separadas entre sí para
intentar evitar que los lóbulos principales de unos armónicos se
solapen con los de otros. Este solapamiento provocaría que tras el
proceso de minimización apareciesen picos espectrales remanentes con
un nivel de potencia alto.
Para encontrar un conjunto de frecuencias
adecuadas se debe resolver un problema de optimización multivariada
sujeto a restricciones. Si se denomina N al número de
perfiles de distancia utilizados en el proceso de minimización, el
número de frecuencias de conmutación a optimizar será también
N. El parámetro a maximizar es la separación mínima entre
los armónicos generados en los N perfiles distintos de
distancia.
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Los valores que pueden tomar las frecuencias de
conmutación teniendo en cuenta la restricción de sensibilidad
son:
\vskip1.000000\baselineskip
Además se deberán tener en cuenta hasta los
armónicos de orden k de cada blanco, para así garantizar un
mínimo común múltiplo suficientemente alto.
Para resolver el problema se ha utilizado un
algoritmo de búsqueda exhaustiva denominado método de rejilla. La
rejilla elegida debe tener una resolución menor o igual a la
resolución en frecuencia de la transformada de Fourier que se
realiza para obtener los perfiles de distancia, es decir:
Los resultados obtenidos con esta optimización
se muestran en el ejemplo de realización.
Una vez comprendido que al algoritmo propuesto
le interesa que los lóbulos principales de los armónicos sean lo
más estrecho posibles, idealmente deltas, también habrá que tener
en cuenta el nivel de lóbulos secundarios. Supóngase que en una
celda de distancia de un perfil hay un armónico y en esa misma
celda pero en otro perfil hay un lóbulo secundario de algún
armónico o de algún blanco. Tras el proceso de minimización
propuesto el nivel de esa celda será el nivel del lóbulo más bajo.
Por tanto interesa que ese lóbulo secundario tenga poca potencia
para minimizar la potencia de ese armónico indeseado. Una solución
es utilizar una variante de la técnica de conmutación caracterizada
por reducir el nivel de armónicos remanentes mediante enventanado
lineal.
Se sabe que el enventanado con una ventana
suavizante disminuye el nivel de lóbulos secundarios (SLR en
inglés) [Harris, 1978]. Sin embargo, también se sabe que aumenta la
anchura del lóbulo principal. Por ello hay que intentar llegar a un
compromiso entre SLR y resolución.
En esta dirección se puede combinar el algoritmo
de minimización propuesto con algún método de apodización no
lineal: Dual apodization, Complex Dual Apodization o Spatially
Variant Apodization (DA, CDA, SVA). Es decir, se puede utilizar otra
variante de la técnica de conmutación caracterizada por reducir el
nivel de armónicos remanentes utilizando técnicas de apodización no
lineales. La más potente y sencilla computacionalmente es SVA. Se
pueden encontrar variantes del método en la literatura
especializada y la idea original fue objeto de patente [Dallaire,
1994]. El método consiste en un proceso de minimización que se
aplica sobre cada perfil de distancia eliminando por completo los
lóbulos secundarios sin afectar al lóbulo principal. SVA consigue
un SLR teóricamente infinito sin perdida de resolución. Además el
coste computacional de la técnica es bajo, equivalente a un
filtrado de cada perfil de distancias con un filtro de respuesta
finita (FIR en inglés) de tres coeficientes.
A continuación se va a realizar una comparativa
entre la técnica FMICW básica, tanto en su versión determinista
como en su versión pseudo aleatoria, frente al algoritmo de cambio
de frecuencias y minimización que se ha propuesto, usando por un
lado ventana de Hanning y por otro SVA.
En la Fig. 5 se muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar FMCW con configuración de dos antenas en un
escenario con cinco reflectores dominantes, situados a unos 6 Km
del radar. Cada uno de los cinco picos espectrales se corresponde
con un reflector distinto. Hay que tener en cuenta que la sección
radar de los distintos reflectores es distinta y cubren un rango de
30 dB. Este perfil servirá de referencia para comparar el
comportamiento de las soluciones con una antena.
En la Fig. 6 se muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar con una sola antena que implementa la técnica
FMICW con una señal de conmutación cuadrada. La frecuencia de
conmutación elegida es 12,5 KHz de acuerdo con la ecuación 4. Se
puede observar como los armónicos generados por la conmutación
enmascaran la detección de todos los reflectores ya que presentan
niveles de potencia similares al de los blancos.
En la Fig. 7 se muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar con una sola antena que implementa la técnica
FMICW con conmutación pseudoaleatoria. La antena conmuta entre
transmisión y recepción cada cierto tiempo
T_{c} (s) que se ha modelado con una función densidad de probabilidad gaussiana truncada con media \mu = 2 \mus y desviación estandar \sigma = 2 \mus.
T_{c} (s) que se ha modelado con una función densidad de probabilidad gaussiana truncada con media \mu = 2 \mus y desviación estandar \sigma = 2 \mus.
\vskip1.000000\baselineskip
Se puede observar como los armónicos espectrales
generados por la conmutación se han esparcido por toda la banda.
Esta dispersión crea un suelo de ruido 18 dB por debajo del blanco
más potente. El margen dinámico es por lo tanto de 18 dB, lo cual
provoca que el blanco más débil con una potencia 30 dB por debajo
del más potente no se pueda detectar.
En la Fig. 8 se muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar con una sola antena que implementa la técnica
FMICW propuesta de cambio de frecuencia y minimización. En este
caso se ha utilizado un enventanado lineal tipo Hanning para reducir
lóbulos secundarios. Se ha realizado la técnica utilizando cuatro
perfiles de distancia. Las frecuencias de conmutación elegidas son
fcl=10625, fc2=15000, fc3=16875 y fc4=18125 Hz.
Se puede observar como la mayoría de los
armónicos espectrales generados por la conmutación han sido
eliminados. El armónico remanente más potente está 28 dB por debajo
del blanco más reflectivo. Esto implica que el margen dinámico es de
28 dB, mejorando en 10 dB sobre el caso de conmutación
pseudoaleatoria. Sin embargo, el blanco más débil aún estaría por
debajo del margen dinámico.
En la Fig. 9 se muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar con una sola antena que implementa la técnica
FMICW propuesta de cambio de frecuencia y minimización. En este
caso se ha utilizado la técnica SVA para reducir lóbulos secundarios
sin alterar el principal. Se ha realizado la técnica utilizando
cuatro perfiles de distancia y las mismas frecuencias de
conmutación que en el caso anterior.
Se puede observar como el número de armónicos
remanentes ha disminuido con respecto al caso anterior. El armónico
remanente más potente está a 48 dB del blanco más potente. Se ha
mejorado el margen dinámico en 20 dB con respecto al caso anterior y
en 30 dB con respecto a la conmutación pseudo aleatoria ya
publicada. Se debe resaltar el gran parecido entre la Fig 5,
utilizada como referencia, y la Fig. 9 con la técnica de cambio de
frecuencia y minimización combinada con apodización SVA.
La Fig. 1 muestra el diagrama de bloques del
radar. El bloque (1) es el generador de señal. Este generador
proporciona una rampa de frecuencia siguiendo la ecuación 2. El
bloque (2) es un amplificador de alta potencia (HPA en inglés)
encargado de amplificar la señal a transmitir. El bloque (3) es un
acopiador que obtiene una muestra de la señal transmitida para su
posterior utilización en el receptor. Es indiferente tomar esta
muestra antes o después de amplificar la señal a transmitir, por lo
tanto este bloque podría ir también antes del HPA. El bloque (5) es
el conmutador. Puede conmutar a la posición (4) conectando la
antena a la cadena transmisora, o puede conmutar a la posición (6)
conectando la antena a la cadena receptora. El bloque (7) es la
antena del radar. El bloque (8) es un amplificador de bajo ruido
(LNA en inglés) su misión es amplificar la señal recibida. El
bloque (9) es un modulador que mezcla la señal recibida con la
señal transmitida para obtener la señal de batido en banda base. El
bloque (10) es un filtro paso bajo cuya banda vendrá determinada
por la máxima frecuencia de batido esperada. El bloque (11) es un
amplificador de la señal en banda base encargado de dar el nivel
necesario a la señal para que excite el máximo número de niveles de
cuantificación del conversor analógico-digital (12)
(ADC en inglés) sin llegar a saturarlo. Por último, el bloque (13)
representa el procesador digital de señal (DSP en inglés) que
calcula los perfiles de distancia y realiza el algoritmo
propuesto.
La Fig. 2 muestra una gráfica de la señal
transmitida, recibida y de conmutación. En el eje de la parte
superior se representan las señales transmitida y recibida. En el
eje de abscisas se representa la variable tiempo, y en el eje de
ordenadas la frecuencia instantánea de las dos señales. El trazo
referenciado como (14) representa la rampa transmitida, el
referenciado como (15) el eco de vuelta de un blanco a distancia
R_{t}. La parte rayada con el trazo (16) es la parte del eco
que realmente es recibida por el radar.
En el eje de la parte inferior se muestra la
señal cuadrada que controla el conmutador. En abscisas se
representa el tiempo y en ordenadas si la antena está conectada al
transmisor o al receptor.
La Fig. 3 representa la curva de sensibilidad
frente a la distancia del blanco. En ordenadas tenemos el ciclo de
trabajo de la onda rectangular que modula un eco recibido a una
cierta distancia. El eje de abscisas representa la distancia a la
que se encuentra el blanco. La elipse marcada como (17) representa
el rango de distancias con mejor sensibilidad del sistema. Es en
esa zona donde interesa trabajar.
La Fig. 4 es una representación gráfica de la
técnica propuesta. A la izquierda se representan dos perfiles de
distancia que han sido obtenidos conmutando la antena con ondas
cuadradas de frecuencias distintas fc1, y fc2. Ambos perfiles tienen
el blanco situado en la misma posición (18). Sin embargo los
armónicos (19) de cada uno han variado su posición. Ambos perfiles
pasan por el bloque (20) que calcula el mínimo en valor absoluto.
De ese modo se obtiene el perfil de distancia de la parte derecha,
en el que únicamente se ha detectado el blanco (18), eliminándose
los armónicos indeseados (19).
Las figuras de la 5 a la 9 comparan los perfiles
de distancias que se obtendrían de un escenario con cinco
reflectores mediante las técnicas FMICW ya existentes, y mediante la
propuesta en esta patente.
La Fig. 5 muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar FMCW con configuración de dos antenas en un
escenario con cinco reflectores dominantes, situados a unos 6 Km
del radar.
La Fig. 6 muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar con una sola antena que implementa la técnica
FMICW con señal de conmutación cuadrada.
La Fig. 7 muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar con una sola antena que implementa la técnica
FMICW con conmutación pseudo aleatoria.
La Fig. 8 muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar con una sola antena que implementa la técnica
FMICW propuesta de cambio de frecuencia y minimización combinada
con enventanado lineal tipo Hanning.
La Fig. 9 muestra el perfil de distancia
obtenido por un radar con una sola antena que implementa la técnica
FMICW propuesta de cambio de frecuencia y minimización combinada
con apodización no lineal SVA.
Se propone un ejemplo de realización de la
técnica que no pretende ser limitativo de su alcance.
En el ejemplo se quiere implementar la técnica
sobre un radar que presenta las siguientes características:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
El radar tendrá un alcance máximo de 6 Km y una
resolución en distancia de 15 cm.
Se sabe que al aumentar el número de perfiles
N, mayor es la eliminación de los armónicos. Se debe elegir
el mayor N posible teniendo en cuenta la máxima velocidad
radial v_{t} que se espera que pueden tener los blancos,
ecuación 9. Ejemplos de esta relación se muestran en la tabla
2.
Se ha realizando una optimización de las
frecuencias de conmutación teniendo en cuenta las siguientes
restricciones:
- k = 20. Se tiene en cuenta hasta el
armónico de orden 20.
- \varepsilon = \frac{c}{8R_{max}} = 6250
\rightarrow 6250 \leq fc_{i} \leq 18750 (Hz). Rango de
frecuencias válidas (ecu. 12).
- \Deltafc_{i} \leq \frac{1}{T} = 625
(Hz). Resolución de la rejilla del método de optimización (ecu.
13).
Optimizando en función de N y
R_{max} se obtiene la siguiente tabla con los conjuntos de
frecuencias de conmutación optimizadas:
Suponiendo que no se esperan blancos con
velocidad mayor a 65 Km/h, se elige N = 4. Las frecuencias
de conmutación quedan como siguen:
Con esas frecuencias se lleva a cabo el
algoritmo explicado anteriormente, y se obtienen los resultados que
se muestran en las Fig. 8 y Fig. 9.
La presente patente tiene como objetivo
conseguir diseñar sistemas radar de alcance moderado y alta
resolución que además puedan operar con una sola antena. En este
tipo de sistemas las antenas son los elementos de mayor tamaño. Los
diseños con una sola antena consiguen reducir significativamente el
tamaño y peso del sistema, convirtiéndolo en apto para aplicaciones
que precisan reducido peso y/o espacio. Además, el precio de las
antenas representa un porcentaje considerable del coste final del
sistema, por lo que la alternativa propuesta lo abarata
significativamente.
Por lo tanto el interés industrial de esta
patente radica en que puede ser usada para miniaturizar sistemas
radar de onda continua ya usados en la industria tales como:
radares de vigilancia superficial, costera o aérea; aplicaciones de
telemetría; sistemas de ayuda a la navegación; automoción.
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Claims (5)
1. Técnica de conmutación de antena a frecuencia
variable para radares de onda continua con una única antena
caracterizada por intercambiar la antena entre receptor y
transmisor varias veces por rampa transmitida usando una señal de
control cuya frecuencia es distinta de rampa a rampa.
2. Técnica de conmutación de antena a frecuencia
variable para radares de onda continua con una única antena según
reivindicación 1 caracterizada por utilizar un algoritmo de
procesado de señal radar para eliminar los armónicos de la señal,
ecualizando un conjunto de señales recibidas, obteniendo su
contenido espectral y seleccionando el mínimo valor absoluto para
cada celda de distancia.
3. Técnica de conmutación de antena a frecuencia
variable para radares de onda continua con una única antena según
reivindicación 1 y 2 caracterizada por utilizar los
siguientes conjuntos de frecuencias de conmutación optimizadas:
Donde c es la velocidad de propagación de
las ondas en el medio (en m/s) y R_{max} es la distancia
máxima a detectar por el radar (en m).
4. Técnica de conmutación de antena a frecuencia
variable para radares de onda continua con una única antena según
reivindicación 1, 2 y 3 caracterizada por reducir el nivel
de armónicos remanentes mediante enventanado lineal.
5. Técnica de conmutación de antena a frecuencia
variable para radares de onda continua con una única antena según
reivindicación 1, 2 y 3 caracterizada por reducir el nivel
de armónicos remanentes utilizando técnicas de apodización no
lineales.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200603117A ES2298081B2 (es) | 2006-12-05 | 2006-12-05 | Tecnica de conmutacion de antena a frecuencia variable para radares de onda continua con una unica antena. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200603117A ES2298081B2 (es) | 2006-12-05 | 2006-12-05 | Tecnica de conmutacion de antena a frecuencia variable para radares de onda continua con una unica antena. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2298081A1 ES2298081A1 (es) | 2008-05-01 |
| ES2298081B2 true ES2298081B2 (es) | 2008-10-16 |
Family
ID=39316126
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| ES200603117A Active ES2298081B2 (es) | 2006-12-05 | 2006-12-05 | Tecnica de conmutacion de antena a frecuencia variable para radares de onda continua con una unica antena. |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| ES (1) | ES2298081B2 (es) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI110965B (fi) * | 2001-11-21 | 2003-04-30 | Vaisala Oyj | Menetelmä taajuusmoduloidun, katkotun jatkuva-aaltotutkasignaalin (FMICW) käyttämiseksi geofysikaalisessa kaukotunnistuksessa |
| FI110966B (fi) * | 2001-11-21 | 2003-04-30 | Vaisala Oyj | Menetelmä taajuusmoduloidun, katkotun jatkuva-aaltotutkasignaalin (FMICW) käsittelemiseksi |
-
2006
- 2006-12-05 ES ES200603117A patent/ES2298081B2/es active Active
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| McGREGOR, J.A.; POULTER, E.M.; SMITH, M.J.. "Switching system for single antenna operation of an S-band FMCW radar" ,Radar, Sonar and Navigation, IEE Proceedings - Volumen 141, Issue 4, Agosto 1994 Páginas: 241-248 [en línea] [recuperado el 01.10.2007]. Recuperado de internet: <URL:http://ieeexplore.ieee.org/iel1/2198/7564/00311842. pdf?tp=&arnumber=311842&isnumber=7564> * |
| SOLOUS, S. "Weighted sequences for HF FMCW sounding", HF Radio Systems and Techniques, Seventh International Conference on (Conf. Publ. No. 441) 7-10 Julio 1997 Páginas: 423-427 [en línea] [recuperado el 01.10.2007]. Recuperado de internet: <URL:http://ieeexplore.ieee.org/iel3/4826/13334/00607626. pdf?tp=&arnumber=607626&isnumber=13334> * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ES2298081A1 (es) | 2008-05-01 |
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