ES2295399T3 - Sistema y procedimiento de medicion de impedancia bioelectrica en presencia de interferencias. - Google Patents

Abstract

Un procedimiento para medir la impedancia bioeléctrica en un sistema de medición de biopotencial que incluye al menos dos electrodos (20a, 20b), comprendiendo dicho procedimiento las etapas de: medición de la impedancia bioeléctrica mediante la medición de un voltaje a la frecuencia de una señal de impedancia; cálculo del voltaje de ruido mediante la medición de un voltaje a una frecuencia discreta cercana a la frecuencia de dicha señal de impedancia; y determinación de la validez de la medición de la impedancia bioeléctrica mediante la comparación de dicha impedancia bioeléctrica medida frente a un valor umbral de impedancia de relación señal/ruido.

Description

Sistema y procedimiento de medición de impedancia bioeléctrica en presencia de interferencias.

Referencia cruzada a la solicitud relacionada

La presente solicitud reivindica la prioridad bajo la 35 U.S.C. 119(e) sobre la solicitud provisional de EE.UU. con nº de serie 60/303531.

Antecedentes de la invención

Los monitores de biopotencial del paciente usan típicamente electrodos de superficie para realizar mediciones de potenciales bioeléctricos como, por ejemplo, de electrocardiograma (ECG) o electroencefalograma (EEG). La exactitud de estas mediciones está limitada por la eficacia de la conexión del electrodo al paciente. La resistencia del sistema de electrodos al flujo de corrientes eléctricas, conocida como impedancia eléctrica, caracteriza la eficacia de la conexión. Típicamente, cuanto mayor sea la impedancia, más baja será la exactitud de la medición. Varios mecanismos pueden contribuir a una exactitud inferior.

Las señales procedentes de electrodos con altas impedancias están expuestas al ruido térmico (o el denominado ruido de Johnson), voltajes que aumentan con la raíz cuadrada del valor de la impedancia. Además, los electrodos de biopotencial tienden a tener ruidos en el voltaje que exceden a los predichos por Johnson. Además, el rendimiento de los sistemas amplificadores que realizan mediciones a través de electrodos de biopotencial tiende a degradarse a impedancias del electrodo más altas. El deterioro se caracteriza por un bajo rechazo en el modo común, lo cual tiende a aumentar la contaminación de la señal bioeléctrica por fuentes de ruido tales como el movimiento del paciente y el equipo electrónico que pueda estar usándose en el paciente o alrededor del mismo. Estas fuentes de ruido predominan particularmente en el quirófano y pueden incluir equipos tales como las unidades electroquirúrgicas (ESU), bombas de derivación cardiopulmonar (DCP), sierras quirúrgicas impulsadas por un motor eléctrico, dispositivos de láser y otras fuentes.

A menudo, se desea medir impedancias de electrodo continuamente en tiempo real, mientras se monitoriza a un paciente. Para hacer esto, se inyecta típicamente una corriente eléctrica muy pequeña a través de los electrodos y se mide el voltaje resultante, estableciéndose de ese modo la impedancia usando la ley de Ohm. Esta corriente puede inyectarse usando fuentes de CC o CA. A menudo no resulta posible separar el voltaje debido a la impedancia del electrodo de los voltajes artificiales que surgen a raíz de las interferencias. Las interferencias tienden a aumentar el voltaje medido y, por tanto, la impedancia aparente medida, haciendo que el sistema de medición del biopotencial detecte erróneamente impedancias más altas que las presentes en realidad. A menudo, tales sistemas de monitorización poseen unos límites umbral de impedancia máxima que pueden programarse para impedir su funcionamiento cuando detectan impedancias que superan estos límites. Esto resulta particularmente cierto para sistemas que realizan mediciones de voltajes muy pequeños, tales como el EEG. Tales sistemas requieren impedancias de electrodo muy bajas. Por lo tanto, resulta deseable desarrollar un sistema que sea muy robusto en presencia de estas fuentes de ruido contaminante, permitiendo, por tanto, unas mediciones precisas.

El documento US 5.025.784 (Shao y col.) describe un aparato y un procedimiento para detectar y procesar una reografía de impedancia para eliminar de la reografía de impedancia la interferencia producida por la respiración usando una interpolación lineal y un promedio de superposición en fase.

El documento US 4.424.816 (Callahan y col.) describe los circuitos de ensayo del dispositivo de monitorización neurológica para monitorizar selectivamente la impedancia de las trayectorias de la corriente en el cuero cabelludo de un paciente, simultáneamente con la monitorización de ondas cerebrales.

El documento WO 95/35060 (Auckland Uniservices Limited) describe un monitor de impedancia para su uso en la monitorización de la inflamación intracelular en cerebros de mamíferos.

El documento WO 00/79255 (Universidad de Queensland) describe un procedimiento y un dispositivo para medir el edema en los tejidos, basándose en la medición de la impedancia bioeléctrica a un único voltaje de baja frecuencia.

El documento JP10014898 (Sekisui Chemical Co Ltd) describe otro dispositivo de medición de la impedancia bioeléctrica de la técnica anterior.

Resumen de la invención

Por consiguiente, se proporciona un sistema y un procedimiento para medir la impedancia bioeléctrica en tiempo real en presencia de interferencias y ruido. Se inyecta una pequeña corriente eléctrica en un sistema de electrodos de biopotencial y se ensaya la medición de la impedancia para comprobar la contaminación por una interferencia eléctrica y otras fuentes de ruido. La impedancia se mide continuamente a la frecuencia de la señal de impedancia. La invención se define en las reivindicaciones adjuntas.

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Estas y otras características y funciones de la presente invención se entenderán más completamente tras la siguiente descripción detallada, que debe leerse a la luz de los dibujos adjuntos.

Breve descripción de los dibujos

La fig. 1 es un diagrama de bloques del sistema de medición de EEG de la presente invención.

La fig. 2 es un diagrama de circuitos de un circuito de medición de impedancia de electrodo usado en el sistema de medición del EEG de la figura 1.

La fig. 3 es un diagrama de circuitos de un circuito de reloj usado en el sistema de medición del EEG de la figura 1.

La fig. 4 es un diagrama de circuitos del circuito de fuente de corriente de ensayo de impedancia usado en el circuito de reloj que se muestra en la figura 3.

Las figs. 5(a) a 5(c) son gráficas de las transformadas rápidas de Fourier del ensayo de impedancia generadas por el sistema de medición del EEG de la figura 1.

La fig. 6 es un diagrama de flujo del proceso de medición de biopotencial de ensayo de impedancia usado en el sistema de medición del EEG de la figura 1.

Descripción detallada de las formas de realización preferidas

En referencia a la figura 1, el sistema de medición de EEG de la presente invención se muestra conectado a un paciente 10. El paciente 10 está conectado a través de al menos dos electrodos 20a, 20b a un circuito de medición de impedancia 50 a través de cables de electricidad 40. La salida 55 del circuito de medición de impedancia 50 que contiene la señal de medición de impedancia se envía a un procesador de señales digitales 80. El circuito de medición de impedancia 50 excita los electrodos 20(a), 20(b) mediante la inyección de una pequeña corriente I_{30} en uno de los electrodos 20a. La corriente I_{30} pasa a través del paciente 10 y sale por el otro electrodo 20b y vuelve al circuito de medición de impedancia 50. Esta corriente debe limitarse a menos de 10 microamperios para mantener la seguridad del paciente. En una forma de realización preferida, la señal es de aproximadamente 1 nanoamperio. A este nivel de corriente, el voltaje resultante, de acuerdo con la ley de Ohm, V=IR es aproximadamente de 1 microvoltio por kiloohmio. El uso de esta corriente de excitación muy baja facilita que el voltaje resultante se mantenga muy bajo en comparación con la señal de biopotencial que se está midiendo. En el caso del EEG, tales voltajes varían entre cientos de microvoltios hasta menos de 1 microvoltio. En la forma de realización preferida, la corriente de excitación está a una frecuencia justo por encima de la banda de EEG que nos interesa, o 128 Hz.

Haciendo referencia ahora a la figura 2, las impedancias de los dos electrodos 20a, 20b se denominan en la presente descripción Zp y Zm. Unas fuentes de corriente iguales y opuestas 110, 115 inyectan corriente en los cables del electrodo 20a, 20b de tal forma que la corriente sale de la fuente de corriente superior 110, fluye a través del paciente 10 y vuelve a la fuente de corriente inferior 115. El amplificador de instrumentación 60 posee una impedancia muy alta (en una forma de realización preferida, de aproximadamente 50 megaohmios), y, por tanto, a través del mismo sólo pasa una corriente insignificante. El voltaje producido entre las entradas del amplificador de instrumentación 60 es igual al valor de la corriente multiplicado por las impedancias combinadas Zp, Zm de los dos electrodos del paciente 10. Este voltaje se amplifica mediante el amplificador de instrumentación 60 y se envía a un convertidor analógico a digital 70. Allí, la señal se digitaliza a una frecuencia de muestreo que al menos supera dos veces la frecuencia de la corriente de excitación. En una forma de realización preferida, el convertidor analógico a digital 70 funciona a una frecuencia de muestreo mucho más alta, lo cual requiere el uso de un convertidor analógico a digital con sobremuestreo. La señal digitalizada resultante se remite al procesador de señales digitales 80 para efectuar los cálculos. En una forma de realización preferida, los cálculos consisten en una transformada de Fourier según se describe más adelante.

La figura 3 ilustra la sincronización de la frecuencia de las fuentes de corriente de excitación 110, 115 con la frecuencia de muestreo del convertidor analógico a digital 70 y el reloj principal 130 del procesador de señales digitales 80.

La frecuencia del reloj 130 se reduce mediante el divisor 200, que envía un tren de impulsos a las fuentes de corriente 110, 115, que genera una corriente a una frecuencia que es exactamente la frecuencia del reloj dividida por 2^{14} o una parte de 16.384 del reloj 130. En una forma de realización preferida, la frecuencia del reloj es 2,097152 megahercios, lo que da lugar a una corriente de señal que es de 128 Hz. La frecuencia del reloj 130 también se reduce mediante el divisor 75, que envía un tren de impulsos al convertidor analógico a digital 70, que digitaliza la señal de medición de la impedancia obtenida desde el amplificador de instrumentación 50. En una forma de realización preferida, la digitalización tiene lugar a 16.384 veces por segundo, o a una frecuencia de 1/2^{7} o un 128avo de la frecuencia del reloj. Por lo tanto, el convertidor analógico a digital 70 está enviando al procesador de señales digitales 80 una versión digitalizada de las señales de ensayo de impedancia a una frecuencia de 16.384 muestras por segundo. El divisor 75 también envía un tren de impulsos al procesador de señales digitales 80 en la forma de realización preferida a 16.384 Hz, de nuevo, un 128avo de la frecuencia fundamental de la señal de reloj de 2,097152 megahercios. Esto permite que el procesador de señales digitales 80 funcione a una frecuencia que sea un divisor par del reloj del sistema 130, y que sea exactamente sincrónica con la frecuencia de excitación de la corriente en los electrodos 20a, 20b. La ventaja de esta técnica consiste en que se hace que la señal procesada resultante sea exactamente sincrónica con el reloj del procesador 130, lo cual permite que el procesador 80 ejecute una forma de detección sincrónica. Las ventajas de este enfoque consisten en que la detección puede realizarse a lo largo de un ancho de banda muy estrecho (el ancho de un bin en la transformada discreta de Fourier TDF), filtrando así el ruido en la mayor parte de las frecuencias y dando lugar a una medición más precisa. Otra ventaja se logra debido a que el estímulo de ensayo de impedancia (la corriente de excitación) y la detección (TDF) siempre están sincronizados; de este modo, no se necesitan ajustes para hacer que cada circuito coincida con el reloj del otro.

Las fuentes de corriente de excitación de la señal de impedancia se ilustran en la figura 4. El reloj 130 envía al divisor 200 un tren de impulsos con una frecuencia de 2,0917152 megahercios. El divisor 200 divide el tren de impulsos del reloj por 2^{14}, o 16.384, para proporcionar una señal de reloj de 128 Hz. La señal digital procedente del divisor 200 se envía al conmutador 210, que se abre y se cierra a esta frecuencia de 128 Hz. Éste conecta y desconecta los +5 voltios a la resistencia R1 a 128 Hz. Cuando se conectan los +5 voltios a la resistencia R1 mediante el conmutador 210, la corriente fluye hacia delante a través de R1 y llega al condensador C1, haciendo que éste acumule voltaje en la salida del amplificador operativo 230. Cuando se abre el conmutador 210, cesa la corriente que atraviesa la resistencia R1 y el condensador C1. La carga contenida en el condensador C1 se libera ahora, a través de la resistencia R2, en la fuente de alimentación de -5 voltios. La forma de onda resultante en la salida del amplificador operativo 230 es una onda triangular a una frecuencia de repetición de 128 Hz. La resistencia R3 es necesaria para mantener la polarización hacia el amplificador operativo 230. Esta forma de onda triangular se invierte mediante el circuito del amplificador operativo constituido por el amplificador operativo 220 y la red de resistencias R5 y R4, produciendo una forma de onda en la salida del amplificador operativo 220 que es idéntica, pero cuya amplitud es de signo opuesto a la que se registra en la salida del amplificador operativo 230. Los voltajes resultantes en las salidas de los amplificadores operativos 230 y 220 se aplican a las resistencias R6 y R7, respectivamente. Estas resistencias tienen un valor mucho mayor que las impedancias Zp y Zm que se están midiendo. En la forma de realización preferida son de 4,7 megaohmios, mucho mayores que las impedancias Zp y Zm, que son típicamente de 0 a 100 kiloohmios. El alto valor de las resistencias R6 y R7 garantiza que la corriente de excitación procedente de los circuitos de la fuente de corriente 110, 115 sea en gran medida independiente de los valores de las impedancias Zp y Zm. La corriente que fluye a través de las resistencias R6 y R7 también pasa a través de los condensadores C2 y C3. Estos condensadores sirven para bloquear cualquier corriente directa no deseada y también sirven para aumentar aún más la impedancia de salida aparente de las fuentes de corriente. Las corrientes resultantes fluyen a través de los electrodos 20a, 20b, de nuevo tal como se ilustra en la figura 2, produciendo un voltaje que es proporcional a la impedancia combinada de Zp y Zm, que aparece en el amplificador de instrumentación 60. De este modo, el voltaje en la salida del amplificador de instrumentación 60 es proporcional a las impedancias de los electrodos Zp y Zm.

Haciendo referencia ahora a las figuras 5(a) a 5(c), un programa de procesamiento de señales digitales ejecutado en el procesador de señales digitales 80 ejecuta una transformada rápida de Fourier con la señal digitalizada. En las figuras 5(a) a 5(c), la transformada de Fourier se traza expresando voltaje frente a frecuencia. En la figura 5(a), el ruido de fondo es relativamente bajo, y la señal de impedancia se puede ver fácilmente como un pico que surge del resto de la señal a una frecuencia F_{0}, que en la forma de realización preferida es igual 128 Hz, tal como se ha descrito. En este caso, su valor verdadero se ve relativamente libre de los efectos del ruido de fondo. La figura 5(b) ilustra un caso en el que la señal de impedancia se está empezando a oscurecer por las interferencias y el ruido de fondo. En lo que respecta a la transformada rápida de Fourier de la señal digitalizada, el ruido de banda ancha posee el efecto de elevar el voltaje en todo el rango de frecuencias. Esto hace que el valor verdadero se vea más afectado por el ruido de fondo. En la figura 5(c), la señal de impedancia está completamente oscurecida por el ruido de fondo, lo que impide la medición de su valor verdadero. Es decir, el valor de la transformada de Fourier en la frecuencia de excitación no es ya princi-
palmente una función del valor de la impedancia, sino que se trata más bien de una función del ruido de fondo.

El procesador de señales digitales 80 mide la impedancia del electrodo midiendo la amplitud del voltaje de la señal de impedancia y multiplicándola por un factor de escala para convertir el voltaje en una impedancia en ohmios. En las figuras 5(b) y 5(c), se puede observar que, en presencia de ruido, esta estrategia puede dar lugar a casos en los que la medición de la impedancia derivada no sea únicamente una función de la impedancia, sino más bien una función de las interferencias y el ruido existentes en el resto de la señal. En la presente invención, el sistema discierne esta situación midiendo el nivel de voltaje a una frecuencia F_{1} muy próxima a la frecuencia de la impedancia F_{0}. El procesador de señales digitales examina entonces la diferencia entre el voltaje a la frecuencia de la señal de impedancia F_{0} y el voltaje de la señal de ruido a una frecuencia F_{1}. Si el voltaje a la frecuencia F_{0} es mayor que el voltaje a la frecuencia F_{1}, se dice que la medición de la impedancia posee una relación señal/ruido positiva. Si el voltaje a la frecuencia F_{1} es mayor que el voltaje a la frecuencia F_{0}, se dice que la medición de la impedancia posee una relación señal/ruido negativa. Si la relación señal/ruido es negativa, o positiva pero inferior a un umbral, la medición se considera contaminada por las interferencias y el ruido de fondo.

El procesador de señales digitales 80 puede usar alternativamente otros procedimientos para calcular el voltaje a las frecuencias F_{0} y F_{1}. Por ejemplo, el procesamiento de señales digitales puede ejecutar una transformada discreta de Fourier (TDF) o usar otros procedimientos conocidos por los expertos en la materia. También se pueden usar filtros para medir la amplitud de la potencia de la señal a las frecuencias F_{0} y F_{1}. Se pueden aplicar tales filtros en los circuitos o como filtros digitales en un ordenador o un circuito integrado de procesamiento de señales digitales dedicado. Además, se puede usar un amplio intervalo de señales de potencial a las frecuencias F_{0} y F_{1}.

Haciendo referencia a la figura 6, se describe el proceso aplicado por el procesador de señales digitales 80 para medir la impedancia bioeléctrica. Este proceso también puede ejecutarse mediante cualquier otro tipo de procesador o combinación de procesadores. Las señales digitalizadas que contienen las señales de medición de la impedancia y el EEG, así como las interferencias y el ruido de fondo, se introducen en el procesador de señales digitales. La medición de la impedancia se realiza en la etapa 201, tal como se describe anteriormente, midiendo el voltaje a la frecuencia de excitación F_{0}, que es de 128 Hz en una forma de realización preferida. La medición de la impedancia está constituida por el voltaje de la impedancia real producido por la corriente de excitación, más la contribución del ruido. La impedancia aparente será la raíz de la suma de los cuadrados de la impedancia real más la contribución del ruido.

La medición del ruido se realiza en la etapa 202 midiendo el voltaje a una frecuencia F_{1} o a un conjunto de frecuencias muy próximas a la frecuencia de medición de la impedancia. Si se usa un conjunto de frecuencias, se usa una función de agregación para combinar los voltajes de cada una de las múltiples frecuencias. Tal función de agregación puede ser una media, mediana, máximo, mínimo u otra función matemática semejante muy conocida en la técnica. Además, se pueden ponderar los voltajes a cada una de las múltiples frecuencias para aumentar la contribución de ciertas frecuencias por encima de otras. En la forma de realización preferida, la medición del ruido es el valor eficaz (raíz cuadrática media o RMS) del voltaje de la señal en el intervalo de frecuencias de 70 a 110 Hz. Esto resulta ventajoso, ya que el valor eficaz del voltaje se puede usar en cualquier otro lugar del sistema de EEG para detectar la presencia de señales de electromiograma (EMG), reduciendo la cantidad de cálculos necesarios del procesador de señales digitales 80. La medición del biopotencial 203, en una forma de realización preferida, es el EEG. En una forma de realización preferida, la señal de EEG se usa para calcular la profundidad del nivel de conciencia de un paciente sometido a anestesia usando la monitorización del índice biespectral.

El valor de impedancia medido 210 se divide por el valor del ruido medido 212 en la etapa 205 para formar la relación señal/ruido de la impedancia (SNR) 209. La señal de biopotencial continuada es un factor que contribuye al ruido en el proceso de medición de la impedancia.

El valor de impedancia medido 210 se compara con un umbral límite en la etapa 204. En una forma de realización preferida, el umbral límite es 15 kiloohmios. Si el valor de impedancia medido 210 es menor o igual al umbral, entonces se sabe que la impedancia real es inferior al umbral independientemente del ruido de fondo, y en la etapa 207 se permite la medición del biopotencial 203. Si el valor de impedancia medido 210 es mayor que el umbral límite, según se determine en la etapa 204, entonces la impedancia real puede ser o no mayor que el umbral. En este caso, la relación señal/ruido de la impedancia 209 se ensaya comparándola con el umbral de SNR en la etapa 206 para determinar si el ruido de fondo ha incrementado la impedancia medida hasta un valor mayor que el valor real de la impedancia. Si la SNR de la impedancia es mayor que el umbral de SNR, se considera que la medición de la impedancia no se ha visto contaminada por el ruido. En este caso, la medición del biopotencial se bloquea en la etapa 208, ya que se considera que la impedancia es demasiado elevada para realizar una medición precisa del biopotencial. En el caso de una SNR de la impedancia menor o igual que el umbral de SNR, la medición de la impedancia no se considera válida y la medición del biopotencial continúa permitiéndose en la etapa 207.

La medición de la impedancia tiene mayor propensión a resultar contaminada por el ruido cuando la impedancia real se acerca al umbral límite. Éste es el intervalo para el que la más pequeña cantidad de ruido puede hacer que una impedancia aceptable parezca ser inaceptablemente alta. En la forma de realización preferida, el valor del umbral de SNR se ajusta de forma que una impedancia real que esté aproximadamente un 15% por debajo del umbral de impedancia no se vea sometida a una contaminación por ruido que dé lugar al bloqueo de la medición del biopotencial. Por ejemplo, en la forma de realización preferida, el umbral de SNR se establece de forma que una impedancia real de 13 kiloohmios no parezca mayor que el límite de impedancia de 15 kiloohmios en presencia de ruido. Así, el límite de voltaje de ruido se establece mediante la siguiente ecuación:

voltaje de ruido máximo = \surd ((15 kiloohmios * 1 nanoamperio)^{2} - (13 kiloohmios * 1 nanoamperio)^{2}) = 7,5 microvoltios

El umbral de SNR es entonces:

SNR = 20 * log ((13 kiloohmios * 1 nanoamperio)/7,5 microvoltios) = 4,8 decibelios.

Aunque la anterior invención se ha descrito haciendo referencia a sus formas de realización preferidas, a los expertos en la materia se les ocurrirán diversas alteraciones y modificaciones. Todas esas alteraciones y modificaciones quedarán incluidas dentro del alcance de las reivindicaciones adjuntas.

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Referencias citadas en la descripción

La presente lista de referencias citadas por el solicitante tiene el único fin de servir de ayuda al lector. No forma parte del documento de patente europea. Aunque se ha prestado la mayor atención al recopilar las referencias, no se pueden excluir errores u omisiones, y la EPO niega toda responsabilidad a este respecto.

Documentos de patente citados en la descripción

\bullet US 303531 P [0001]

\bullet WO 9535060 A [0007]

\bullet US 5025784 A, Shao [0005]

\bullet WO 0079255 A [0008]

\bullet US 303531 P, Callahan [0006]

\bullet JP 10014898 B [0009].

Claims (9)

1. Un procedimiento para medir la impedancia bioeléctrica en un sistema de medición de biopotencial que incluye al menos dos electrodos (20a, 20b), comprendiendo dicho procedimiento las etapas de:

medición de la impedancia bioeléctrica mediante la medición de un voltaje a la frecuencia de una señal de impedancia;

cálculo del voltaje de ruido mediante la medición de un voltaje a una frecuencia discreta cercana a la frecuencia de dicha señal de impedancia; y

determinación de la validez de la medición de la impedancia bioeléctrica mediante la comparación de dicha impedancia bioeléctrica medida frente a un valor umbral de impedancia de relación señal/ruido.

2. El procedimiento para medir la impedancia bioeléctrica de la reivindicación 1, en el que dicho voltaje de ruido de la medición de la impedancia bioeléctrica se calcula mediante la medición de voltajes a varias frecuencias discretas en una banda próxima a la frecuencia de la señal de impedancia, la agregación de dichos voltajes en cada una de dichas frecuencias discretas y el uso de un valor de voltaje agregado como valor estimado de dicho voltaje de ruido.

3. El procedimiento para medir la impedancia bioeléctrica de la reivindicación 1, que además comprende la etapa de habilitación de dicho sistema para medir la impedancia del biopotencial si una impedancia bioeléctrica anterior medida no supera dicho valor umbral de relación señal/ruido de la impedancia.

4. El procedimiento para medir la impedancia bioeléctrica de la reivindicación 1, que además comprende la etapa de habilitación de dicho sistema para medir la impedancia del biopotencial si una impedancia bioeléctrica anterior medida supera dicho umbral de relación señal/ruido de la impedancia y la relación señal/ruido de la impedancia medida no supera el umbral de relación señal/ruido de la impedancia.

5. El procedimiento para medir la impedancia bioeléctrica de la reivindicación 1, que además comprende la etapa de inhabilitación de dicho sistema para medir la impedancia del biopotencial si una impedancia bioeléctrica anterior medida supera el umbral de impedancia y la relación señal/ruido de la impedancia medida supera el umbral de relación señal/ruido de la impedancia.

6. Un sistema para medir la impedancia bioeléctrica en un sistema de medición de biopotencial que incluye al menos dos electrodos (20a, 20b), comprendiendo dicho sistema:

una primera fuente de corriente (110) para inyectar una primera corriente en uno de los al menos dos electrodos;

una segunda fuente de corriente (115) para inyectar una segunda corriente en el segundo de los al menos dos electrodos, siendo dicha segunda corriente igual a dicha primera corriente y teniendo una polaridad opuesta a dicha primera corriente;

un amplificador de instrumentación (60) que posee una alta impedancia de entrada, amplificando dicho amplificador una señal de impedancia producida por dichas primera y segunda corrientes;

un procesador (80) adaptado para determinar si dicha señal de impedancia está contaminada por el ruido usando el procedimiento de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5.

7. El sistema para medir la impedancia bioeléctrica de la reivindicación 6, que además comprende:

un convertidor analógico a digital (70) conectado a dicho amplificador de instrumentación (60) para convertir dicha señal de impedancia procedente de dicho amplificador de instrumentación en una señal de impedancia digital; y

un reloj (130) conectado a dichas primera y segunda fuentes de corriente y a dicho convertidor analógico a digital para sincronizar la frecuencia de inyección de dichas primera y segunda corrientes con una frecuencia de muestreo de dicho convertidor analógico a digital.

8. El sistema para medir la impedancia bioeléctrica de la reivindicación 7, que además comprende:

un primer divisor (200) para enviar un primer tren de impulsos a dicha primera fuente de corriente y a dicha segunda fuente de corriente para hacer que dicha primera fuente de corriente y dicha segunda fuente de corriente generen una corriente a una frecuencia seleccionada; y

un segundo divisor para enviar un segundo tren de impulsos a dicho convertidor analógico a digital y a dicho procesador para hacer que dicho procesador funcione de forma sincrónica con dicha primera fuente de corriente y dicha segunda fuente de corriente.

9. El sistema para medir la impedancia bioeléctrica de la reivindicación 6, en el que dicho procesador calcula una relación señal/ruido de la impedancia, compara dicha señal de impedancia con un umbral límite de impedancia, y, si dicha señal de impedancia es mayor que dicho umbral límite de impedancia, compara dicha relación señal/ruido de la impedancia con una relación señal/ruido umbral para determinar si el ruido de fondo ha incrementado dicha señal de impedancia.