ES2269334T3 - Sistema y procedimiento de recepcion de conversion directa, especialmente un sistema de recepcion gps con filtrado de paso alto. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento de tratamiento de señales de radio moduladas que se centran a una frecuencia portadora en un receptor de conversión directa, extendiendo la modulación una banda lateral por encima y por debajo de la frecuencia portadora, comprendiendo el procedimiento las etapas siguientes: - mezclar una señal de frecuencia del oscilador local con dichas señales de radio recibidas para generar señales de frecuencia de banda de base (I, Q); - fijar dicha señal de frecuencia del oscilador local a la frecuencia portadora más una frecuencia desplazada; - eliminar componentes de corriente continua CC de perturbación generados de dichas señales banda de base centradas a la frecuencia cero; caracterizado porque dicha frecuencia desplazada se fija para ser igual o aproximadamente igual a la diferencia entre la frecuencia portadora y una frecuencia nula, estando centrada dicha frecuencia nula en una muesca de dicha banda lateral, centrando de este modo dicha muesca a la frecuencia cero de dichas señales de banda de base a través de la mezcla.
Description
Sistema y procedimiento de recepción de
conversión directa, especialmente un sistema de recepción GPS con
filtrado de paso alto.
La presente invención se refiere generalmente a
receptores de radio de conversión directa y a procedimientos de
conversión directa, especialmente para señales de la portadora
moduladas en fase que transmiten información digital. La invención
también se refiere a la supresión de desplazamientos de corriente
continua (CC) generados en los receptores.
En la modulación digital, la señal de modulación
es digital, contiene un flujo de bits de "unos" y "ceros"
y se mezcla en un modulador con una señal de la portadora para la
transmisión. Los esquemas de modulación básicos son modulación por
desplazamiento de amplitud (ASK), modulación por desplazamiento de
frecuencia (FSK) y modulación por desplazamiento de fase (PSK). En
la modulación PSK, las señales que representan los estados "1"
y "0" presentan una diferencia en fase. En la modulación por
desplazamiento de fase binaria (BPSK), la fase presenta dos estados
diferentes. En la modulación por desplazamiento de fase cuaternaria
(QPSK), la fase presenta cuatro estados diferentes. En la
modulación digital, los cambios en la forma de onda de señal
modulada dispersan la potencia de la señal a una gama de frecuencia
ancha. El espectro de la señal comprende normalmente un lóbulo
principal ancho a una frecuencia portadora. El lóbulo principal
presenta lóbulos laterales más pequeños alrededor del mismo en una
escala de frecuencia. Antes de la modulación, en una corriente
continua (CC) o banda de base, el espectro es justamente una mitad
de ésta y la frecuencia portadora representa una frecuencia cero (0
Hz). Los lóbulos están separados por muescas, es decir, puntos nulos
situados en múltiplos de la velocidad de transmisión de datos (que
incluyen el múltiplo de 1), es decir, la velocidad de transmisión de
bits (bits por segundo) desde la frecuencia portadora.
Los receptores de conversión directa, es decir
los receptores IF cero se conocen en la técnica. En un receptor IF
cero (IF, frecuencia intermedia) las señales recibidas se mezclan
con una salida de un oscilador de conversión descendente para
trasladar la señal recibida a la banda de base. Un oscilador de
conversión descendente es un oscilador local que genera una señal
en la frecuencia portadora. La señal de entrada modulada en fase se
divide en dos bifurcaciones y la frecuencia del oscilador local se
mezcla con las dos bifurcaciones (la otra con una diferencia de
fase de 90º). La señal mezclada de salida en una bifurcación sin
desplazamiento de fase es la señal en fase (I) y la otra que
presenta una diferencia en fase de 90º es la señal en cuadratura
(Q). Los filtros complejos o de paso bajo están previstos para
eliminar productos de suma no deseados provocados por las no
linealidades del mezclador de la mezcla. Las señales I/Q se
preamplifican en caso necesario y se introducen en conversores
analógicos a digitales (ADC) para el tratamiento de señales. Una
señal remodulada se calcula a partir de las señales I y Q empleando
un sistema de procesador (DSP, digital signal processing,
tratamiento de señal digital). Las señales I y Q también exhiben
desplazamientos CC.
En los receptores de conversión directa, la
señal de la portadora pura da lugar a una señal CC en la salida del
mezclador. Otras señales no deseadas en la entrada del mezclador dan
lugar a productos de mezcla, cuyo espectro está situado alrededor
de la CC. Otras fuentes de desplazamiento CC incluyen la
sincronización de un oscilador local a una frecuencia portadora y
los desplazamientos CC en amplificadores y otros elementos de
circuito del receptor debido a la temperatura, edad, cruce, etc. La
ganancia alta del sistema de circuitos de banda de base del
receptor amplifica los desplazamientos CC hasta el punto de que el
intervalo operativo del sistema de circuitos se supera. A menudo,
el desplazamiento CC se compensa utilizando un sistema de circuitos
de anulación CC que mide el desplazamiento antes de la recepción y
lo anula mediante un voltaje que se carga en un condensador grande.
Los transmisores de nivel alto, que interfieren en la recepción de
una señal en una señal de transmisión de nivel más bajo, e inician
o detienen su transmisión durante la recepción de un dispositivo de
espectro ensanchado, modifican el desplazamiento CC y por tanto
provocan un mal funcionamiento en el receptor. La compensación de
desplazamiento CC debería estar activa durante la recepción real de
espectro ensanchado, lo que, por otro lado, da como resultado un
sis-
tema de circuitos de compensación más complicado.
tema de circuitos de compensación más complicado.
Los voltajes de desplazamiento CC presentan un
gran intervalo dinámico cuando se comparan con un espectro de señal
útil, dando como resultado una saturación del amplificador o
problemas con la conversión analógico-digital. Un
procedimiento para bloquear los desplazamientos CC es acoplar CA la
salida del mezclador con un gran condensador de acoplamiento para
generar una muesca estrecha a una frecuencia CC. Los condensadores
grandes se emplean para facilitar el uso de frecuencias angulares
muy bajas cercanas a la frecuencia cero. La parte de la señal
modulada centrada alrededor de la frecuencia portadora se pierde
también, de modo que se provoca una distorsión en la demodulación,
dado que las frecuencias de muesca CC contienen información.
Los condensadores grandes necesitan una
capacidad de accionamiento de corriente elevada que consume mucha
potencia y emplean mucho espacio en placas de circuito impreso
(PCB).
La patente US nº 6.160.858 describe un receptor
GPS para tratar señales moduladas en fase. El documento GB 2347284
A describe un receptor de conversión directa que presenta un
desplazamiento de frecuencia pequeño.
Un objetivo de la presente invención es
proporcionar un procedimiento en un receptor de conversión directa
para tratar señales de radio recibidas que se modulan y se centran a
una frecuencia portadora tal como se expone en el preámbulo de la
reivindicación 1. Según la invención reivindicada, este objetivo se
consigue mediante un procedimiento caracterizado por lo que se
presenta en la parte caracterizadora de la reivindicación 1.
Otro objetivo de la presente invención es
proporcionar un receptor de conversión directa para tratar señales
de radio moduladas que se centran a una frecuencia portadora tal
como se expone en el preámbulo de la reivindicación 5. Según la
invención reivindicada, este objetivo se consigue mediante un
receptor de conversión directa caracterizado por lo que se presenta
en la parte caracterizadora de la reivindicación 5.
Especialmente, un receptor de conversión directa
GPS se proporciona para tratar señales de radio moduladas en fase
que se centran a una frecuencia portadora para recibir información
digital.
Con la invención se consiguen ventajas
considerables. Se preserva una parte de la señal modulada centrada
alrededor de la frecuencia portadora y la información no se pierde.
Se facilita el uso de otros condensadores distintos a los grandes,
dado que una muesca generada por el acoplamiento CA se sitúa en
muescas o puntos nulos del espectro de señal. Por consiguiente, la
energía de modulación perdida debido al acoplamiento CA es
considerablemente más baja comparado con el caso en el que el
acoplamiento CA está en el centro de un lóbulo del
espectro.
espectro.
Según la presente invención, un oscilador local
utilizado exhibe un desplazamiento de frecuencia desde la
frecuencia portadora de la señal recibida. En receptores de la
técnica anterior, se empleaban circuitos de control complicados
para sintonizar la frecuencia del oscilador local de la forma más
precisa posible a la frecuencia portadora. En la presente
invención, un receptor de conversión directa incluye el acoplamiento
CA y la frecuencia desplazada es tal que el espectro de frecuencia
de la señal modulada se mueve en consecuencia para alinear la
muesca CC en una muesca de espectro, es decir, la frecuencia del
oscilador local es igual a o aproximadamente un punto nulo del
espectro de señal modulada permitiendo fluctuaciones y diferencias
pequeñas necesarias. Por tanto, los requisitos para el acoplamiento
CA son más sencillos de cumplir, la cantidad de energía e
información perdida se minimiza y se reduce la distorsión de la
señal modulada.
Una ventaja de la presente invención es que los
filtros de paso alto (por ejemplo, un filtro de primer orden que
comprende un condensador en serie y que corresponde al acoplamiento
CA) en bifurcaciones I y Q del receptor están eliminando energía de
los desplazamientos que no contienen ninguna cantidad de potencia de
modulación, o significativa. El tamaño del condensador está
determinado por un punto de cruce de frecuencia deseada (cantidad
de reducción de potencia contra frecuencia nula). Cuanto más alto
sea el valor del condensador, más baja será la frecuencia de paso
alto. La reducción de potencia aumenta a frecuencias inferiores a
una frecuencia angular de filtrado que es igual a o ligeramente más
alta que la frecuencia nula.
En particular, la presente invención se emplea
en sistemas de espectro ensanchado tales como GPS (sistema de
posicionamiento global) que utilizan técnicas CDMA. CDMA (acceso
múltiple por división de código) es un procedimiento conocido de
reutilización de frecuencias en el que muchos transmisores utilizan
la misma frecuencia pero cada uno presenta un código único. La
señal transmitida se dispersa por una banda de frecuencia mucho más
ancha que el ancho de banda mínimo necesario para transmitir la
información que está enviándose. En el GPS esto se realiza mediante
modulación con un código seudo-aleatorio. En la
comunicación digital GPS, el tiempo de transición para bits
individuales se denomina velocidad de chip, que para la portadora
GPS es de 1,023 MHz.
En la presente invención, el desplazamiento del
oscilador local está fijado en múltiplos de 1,023 MHz (primer cero
a 1,023 Hz, segundo cero a 2,046, etc.) igualando a los ceros
espectrales de una señal modulada bifásica.
A continuación, la presente invención se
describirá más detalladamente con referencia a los dibujos adjuntos,
en los que
la figura 1 muestra un ejemplo del espectro de
señal GPS modulada mostrado en una frecuencia de banda de base,
y
la figura 2 muestra un diagrama de bloques de un
receptor de conversión directa según la presente invención.
La figura 1 muestra la parte más significativa
de un espectro de señal GPS modulada a una frecuencia de banda de
base con un lóbulo principal y unos lóbulos laterales que forman en
su totalidad la banda lateral aplicable a ambos lados de la
frecuencia portadora. La escala de frecuenta horizontal está
normalizada para corresponder a la velocidad de chip (inversa al
tiempo de duración de bit) para mostrar la señal que atraviesa
puntos nulo periódicamente y las muescas espectrales (es decir,
puntos cero) en los múltiplos de la velocidad de chip. La
diferencia entre las muescas y la frecuencia cero normalizada
corresponde al desplazamiento de frecuencia del oscilador local (la
frecuencia desplazada es igual a o aproximadamente la frecuencia del
oscilador local menos la frecuencia de la señal de la portadora).
La muesca CC provocada por el acoplamiento CA también se muestra en
línea discontinua. La escala de densidad de potencia vertical en
decibelios (dB) está normalizada para corresponder al lóbulo
principal. En la presente invención, debido a la frecuencia
desplazada, el espectro de señal se mueve a la derecha y una muesca
a la izquierda del lóbulo principal está alineada con la frecuencia
central. El receptor comprende un filtrado complejo o paso de banda
en bifurcaciones I y Q para suprimir adicionalmente productos de
mezcla no deseados y canales adyacentes. El filtrado complejo
presenta una respuesta no simétrica alrededor de la frecuencia cero
y realizan una anchura de banda de ruido mejor.
La figura 2 muestra las partes esenciales del
receptor de conversión directa 1 (es decir, el receptor de IF cero)
en la medida necesaria para entender la invención. Una selección más
detallada de los componentes y subsistemas basados en esta
descripción resulta clara para un experto en la materia. Los medios
para recibir y dividir señales de radio comprenden, por ejemplo,
una antena 2, un amplificador 3 y un divisor 4). La señal de radio
entrante (RF, radio-frecuencia), que se recibe
utilizando la antena 2 y se preamplifica normalmente en el
amplificador 3, se divide en una primera componente y una segunda
componente (normalmente utilizando el divisor de señales 4). La
primera componente se alimenta a unos primeros medios de mezcla 5 en
los que la primera parte de la señal se mezcla con una señal
presente en una primera salida 6 de un oscilador 7 local. Como
resultado de esto, se genera una señal en fase I en la salida del
mezclador 5. Los productos de mezcla no deseados y también los
desplazamientos CC se separan en medios de filtrado formados por un
acoplamiento CA 8 y un primer filtro 9, por ejemplo. La señal
filtrada se alimenta a un amplificador de señal 10 y después a un
conversor analógico-digital 11. La señal se alimenta
adicionalmente a un sistema 12 de procesador que contiene otros
montajes de circuito y bloques, para la demodulación y el
tratamiento adicional. Normalmente, el oscilador 7 se regula, por
ejemplo, para seleccionar la frecuencia desplazada mediante el
sistema 12 de procesador.
La segunda componente se alimenta a unos
segundos medios de mezcla 13 en los que la segunda parte de la señal
se mezcla con una señal presente en una segunda salida 14 del
oscilador 7 local. La señal en la segunda salida 14 está desplazada
en fase 90º con respecto a la señal en la primera salida 6. Como
resultado de esto se genera la señal en cuadratura Q en la salida
del mezclador 13. Los productos de mezcla no deseados y también los
desplazamientos CC se separan en un acoplamiento CA 15 y un segundo
filtro 16. La señal filtrada se alimenta a un amplificador de señal
17 y después a un segundo conversor
analógico-digital 18. La señal se alimenta
adicionalmente a un sistema 12 de procesador.
El receptor de conversión directa forma parte de
un sistema de receptor dedicado, por ejemplo y específicamente, a
la recepción GPS y al tratamiento de información. Los componentes
adicionales del receptor GPS se eligen según las especificaciones
deseadas de manera conocida por un experto en la materia.
La invención no está limitada a los ejemplos
anteriormente descritos o a los dibujos que muestran unos ejemplos
de una forma de realización, sino que puede modificarse dentro del
alcance de las reivindicaciones adjuntas.
Claims (11)
1. Procedimiento de tratamiento de señales de
radio moduladas que se centran a una frecuencia portadora en un
receptor de conversión directa, extendiendo la modulación una banda
lateral por encima y por debajo de la frecuencia portadora,
comprendiendo el procedimiento las etapas siguientes:
- mezclar una señal de frecuencia del oscilador
local con dichas señales de radio recibidas para generar señales de
frecuencia de banda de base (I, Q);
- fijar dicha señal de frecuencia del oscilador
local a la frecuencia portadora más una frecuencia desplazada;
- eliminar componentes de corriente continua CC
de perturbación generados de dichas señales banda de base centradas
a la frecuencia cero;
caracterizado porque dicha frecuencia
desplazada se fija para ser igual o aproximadamente igual a la
diferencia entre la frecuencia portadora y una frecuencia nula,
estando centrada dicha frecuencia nula en una muesca de dicha banda
lateral, centrando de este modo dicha muesca a la frecuencia cero de
dichas señales de banda de base a través de la mezcla.
2. Procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque el procedimiento comprende
adicionalmente las etapas siguientes:
- -
- recibir y dividir dichas señales de radio en una primera salida de señal (4) y una segunda salida de señal (4);
- -
- generar dicha frecuencia del oscilador local en una primera salida de frecuencia (6) y una segunda salida de frecuencia (14); presentando dicha segunda salida de frecuencia un desplazamiento de fase comparado con dicha primera salida;
- -
- mezclar dicha primera salida de señal y dicha primera salida de frecuencia para generar dichas señales en fase (I) de frecuencia de banda de base;
- -
- mezclar dicha segunda salida de señal y dicha segunda salida de frecuencia para generar dichas señales en cuadratura de fase (Q) de frecuencia de banda de base;
- -
- eliminar dichas señales en fase (I) centradas a la frecuencia cero; y
- -
- eliminar dichas señales en cuadratura (Q) centradas a la frecuencia cero.
3. Procedimiento según la reivindicación 2,
caracterizado porque el procedimiento comprende además las
etapas de filtrado de paso alto de dicha señal en fase para producir
una muesca a la frecuencia cero de dicha señal en fase; y el
filtrado de paso alto de dicha señal en cuadratura para producir una
muesca a la frecuencia cero de dicha señal en cuadratura.
4. Procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque dicha señal de
radio es una señal GPS modulada en fase y dicha frecuencia
desplazada es igual o aproximadamente igual a la velocidad de chip
o un múltiplo de la misma para centrar dicha frecuencia del
oscilador local en una muesca de dicha banda lateral.
5. Receptor de conversión directa para el
tratamiento de señales de radio moduladas que están centradas a una
frecuencia portadora, extendiendo la modulación una banda lateral
por encima y por debajo de dicha frecuencia portadora,
comprendiendo el receptor (1):
- -
- unos medios (4) para recibir y dividir dichas señales, presentando dichos medios una primera salida de señal y una segunda salida de señal;
- -
- unos medios de oscilador local (7) sintonizados a una frecuencia de oscilador local y presentando una primera salida de frecuencia (6) y una segunda salida de frecuencia (14), presentando dicha segunda salida de frecuencia un desplazamiento de fase comparado con dicha primera salida, fijándose dicha frecuencia de oscilador local igual a la frecuencia portadora más una frecuencia desplazada;
- -
- unos primeros medios de mezcla (5) acoplados a dicha primera salida de señal y a la primera salida de frecuencia para generar señales en fase (I) de frecuencia de banda de base;
- -
- unos segundos medios de mezcla (13) acoplados a dicha segunda salida de señal y a la segunda salida de frecuencia para generar señales en cuadratura de fase (Q) de frecuencia de banda de base;
- -
- unos primeros medios de filtrado (8) para suprimir dichas señales en fase centradas a la frecuencia cero;
- -
- unos segundos medios de filtrado (15) para suprimir dichas señales en cuadratura centradas a la frecuencia cero;
caracterizado porque dicha frecuencia
desplazada es igual a la diferencia entre la frecuencia portadora y
una frecuencia nula, estando centrada dicha frecuencia nula en una
muesca de dicha banda lateral, para centrar dicha muesca a la
frecuencia cero de dichas señales de banda de base a través de la
mezcla.
6. Receptor de conversión directa según la
reivindicación 5, caracterizado porque para la selección del
canal dicho receptor comprende asimismo unos terceros medios de
filtrado (9) para la supresión de dichas señales en fase que son
mayores que una frecuencia angular fijada; y unos cuartos medios de
filtrado (16) para la supresión de dicha señales en cuadratura que
son mayores que una frecuencia angular fijada.
7. Receptor de conversión directa según la
reivindicación 5 ó 6, caracterizado porque dichos primeros
medios de filtrado comprenden unos primeros medios de acoplamiento
CA para producir una muesca a la frecuencia cero de dicha señal en
fase; y dichos segundos medios de filtrado comprenden unos segundos
medios de acoplamiento CA para producir una muesca a la frecuencia
cero de dicha señal en cuadratura.
8. Receptor de conversión directa según
cualquiera de las reivindicaciones 5 a 7, caracterizado
porque dichos primer y segundo medios de filtrado comprenden cada
uno un filtro de paso alto acoplado a la salida de un
mezclador.
9. Receptor de conversión directa según
cualquiera de las reivindicaciones 5 a 8, caracterizado
porque dicho receptor comprende asimismo un sistema de procesador
para demodular (12) y tratar dichas señales en fase y en cuadratura
y controlar dicha frecuencia de oscilador local.
10. Receptor de conversión directa según la
reivindicación 5, caracterizado porque dicho receptor es un
receptor de conversión directa GPS para tratar señales de radio
moduladas en fase y para recibir información digital, en el que
dicha segunda salida de frecuencia presenta un desplazamiento de
fase de 90º comparado con dicha primera salida, y en el que dicha
frecuencia desplazada es igual a o aproximadamente la velocidad de
chip o un múltiplo de la misma para centrar dicha frecuencia de
oscilador local en una muesca de dicha banda lateral.
11. Receptor de conversión directa según la
reivindicación 10, caracterizado porque dichos primeros
medios de filtrado comprenden unos primeros medios de filtrado de
paso alto para producir una muesca a la frecuencia cero de dicha
señal en fase; y dichos segundos medios de filtrado comprenden unos
segundos medios de filtrado de paso alto para producir una muesca a
la frecuencia cero de dicha señal en cuadratura.
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