ES2249829T3 - Sistema de iluminacion de baja tension. - Google Patents
Sistema de iluminacion de baja tension.Info
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Abstract
Un sistema de iluminación de baja tensión (10), comprendiendo un par de terminales (11, 12) para conectar a una fuente (13) de tensión c.a. de baja frecuencia, un conversor de frecuencia (16) acoplado a la fuente de tensión de c.a. para convertir la tensión de c.a. de baja frecuencia en tensión c.a. de alta frecuencia, y un transformador de salida (17) acoplado a una salida del conversor de frecuencia para convertir a baja tensión c.a de alta frecuencia,. Un rectificador síncrono (18) se acopla a un secundario del transformador de salida para convertir la baja tensión c.a. de alta frecuencia a una tensión c.c. de una magnitud nominalmente baja, y se conectan un par de conductores (19, 20) nominalmente a la tensión c.c. de magnitud nominalmente baja para conectar lámparas de baja tensión a la misma. Opcionalmente, el transformador de salida es de diseño planar (50) y el circuito de protección frente a sobrecargas integrado (55) es sensible a una caída en la impedancia de salida a través de los conductores correspondiente con una sobrecarga para interrumpir la alimentación al mismo.
Description
Sistema de iluminación de baja tensión.
Esta invención se refiere a fuentes de
alimentación de corriente para iluminación de baja tensión.
Debido a la preponderancia de las lámparas
halógenas, la iluminación de baja tensión está aumentando su
popularidad ya que ofrece la ventaja de pequeñas lámparas de luz
brillante junto con aumento de la seguridad, en caso de contacto con
los terminales de suministro. En particular, el uso de una tensión
baja conduce por sí misma a sistemas de iluminación por cable y por
carriles con uso de lámparas halógenas u otras de baja tensión, que
pueden ser desplazadas a lo largo de unos carriles fijos montados en
el techo, de modo que puedan ser dirigidas hacia aquellos lugares
en los que se requiere más iluminación.
Se conocen en la técnica varias propuestas de
iluminación de baja tensión. La mayor parte de ellas emplean un
transformador para transformar el suministro eléctrico de tensión
alta (típicamente de 110 o 220 V) en una tensión baja, del orden de
12 V. Dado que el tamaño del transformador depende de su régimen de
potencia, dichos transformadores son necesariamente voluminosos.
Por ello, es conocido en la técnica de la iluminación por CA
invertir la tensión del suministro eléctrico entrante con el uso de
un rectificador convencional y un circuito troceador, para obtener
una fuente de tensión de CA pulsatoria con una frecuencia alta, del
orden de 30 KHz. El uso de frecuencia alta permite que el tamaño
del transformador se reduzca notablemente.
En una disposición conocida, un transformador
central proporciona potencia con una tensión baja (típicamente de
12 V) a un sistema de carril o cable al que pueden ser conectadas
directamente lámparas de baja tensión. Sin embargo, se ha
comprobado que dicha propuesta, aunque atractiva, está sometida a la
desventaja de que a una frecuencia alta, los carriles actúan como
una línea de transmisión, irradiando energía, Este problema resulta
exacerbado a medida que aumenta la longitud del carril, cuando se
aumenta el hueco entre los conductores, y cuando se aumenta el
flujo de corriente. Dichas desventajas serían evitadas claramente
con el empleo de una fuente de tensión de CC baja para alimentar
los carriles, pero esto presenta sus propios problemas, en
particular relativos a la eficiencia de la
rectificación.
rectificación.
La forma convencional de producir tensión de CC a
partir de fuente de tensión de CA entrante es rectificar la tensión
de CA con el uso de un rectificador pasivo que emplee diodos
rectificadores bipolares convencionales. Tales diodos están hechos
típicamente de silicio, y tienen una tensión de polarización directa
de 0,7 V. Por tanto, la potencia disipada por cada diodo
rectificador durante el semiciclo que conduce es igual al producto
de la tensión de polarización directa de 0,7 V multiplicada por la
corriente que pasa por el diodo. En una disposición típica para
excitar una serie de lámparas halógenas de baja tensión que tengan
un consumo de corriente combinado de 25 A, la pérdida de potencia a
través de cada diodo rectificador ascendería así a 17,50 W, lo que
combinado con las pérdidas en el circuito troceador y en el
transformador reductor es inaceptable.
A este respecto ha de hacerse notar que una
rectificación ineficiente de la salida no sólo aumenta los costes
operativos, sino que da por resultado también una disipación de
calor que requiere que el tamaño físico de la fuente de alimentación
se aumente. Esto va, por supuesto, en contra de la verdadera razón
del uso de la alta frecuencia en primer lugar, es decir, la
reducción del tamaño de la fuente de alimentación. Por tanto, el
procedimiento convencional de la rectificación, que es aplicado
ampliamente en otros sistemas, no es adecuado para la iluminación
halógena debido al uso de tensiones bajas, y por tanto de
corrientes altas, y la necesidad de mantener las pérdidas de
potencia bajas, de modo que sea posible un tamaño físico
pequeño.
En una disposición conocida, la potencia de baja
tensión es aplicada a dos conductores sin aislar en forma de cables
o carriles rígidos, a los que están unidas las lámparas. Dicha
disposición está sujeta al peligro de que un corto eléctricamente
conductivo, en particular un hilo delgado, que sea aplicado
accidentalmente entre los dos conductores, pueda conducir
corrientes potencialmente grandes. El caldeo resultante del hilo
constituye un peligro de incendio. Esta situación se manifiesta por
sí misma como un aumento en la corriente, que puede ser detectada
mediante el uso de un fusible, que se funde cuando el efecto de
caldeo del flujo de corriente es superior a un umbral permitido,
mediante un dispositivo electrónico sensible al calor, o mediante un
elemento sensible a la corriente más complicado, que responde más
directamente al flujo de corriente. Por ejemplo, la patente de
EE.UU. núm. 5.523.653 describe un aparato de iluminación de baja
tensión conectado a un transformador reductor de aislamiento. El
aparato está protegido contra condiciones de cortocircuito
limitadas o máximas mediante la comprobación de la corriente
secundaria del transformador reductor, hasta que se detecta una
falta, en cuyo momento el circuito protector desactiva el primario
del transformador.
El documento DE 37 35 989, publicado el 3 de Mayo
de 1989 a nombre de Berne-Electronic GmbH, describe
la conmutación de una fuente de alimentación para una lámpara
halógena de baja tensión, con un circuito de supresión de
interferencias de radio que cuenta con un rectificador que
suministra tensión a una entrada de tensión de CC, con dos
conmutadores semiconductores en contrafase acoplados por medio de
las bobinas del transformador, y que constituyen un generador de
alta frecuencia, y un elemento de conmutación que depende de la
tensión acoplado a la entrada de tensión de CC, para disparar el
conmutador semiconductor.
El problema técnico al que se refiere este
documento es configurar la conmutación de la fuente de alimentación
de modo que se garantice un grado máximo de supresión de
interferencia de radio. El circuito de supresión de interferencia de
radio contiene dos bobinas de autoinducción de núcleo de varilla, y
los parámetros de los dos conmutadores semiconductores son tan
idénticos como resulta posible.
El documento DE 41 12 676 publicado el 19 de
Diciembre de 1991 a nombre de Asea Brown Boveri AG describe una
fuente de alimentación para niveles de baja tensión que tiene un
lado primario de carga de energía, un lado secundario de emisión de
energía, y un transformación de conmutación de alta frecuencia. Dos
conmutadores SRSC en configuración de contrafase están dispuestos en
el lado secundario. Cada conmutador SRSC incluye un elemento de
núcleo saturable conectado en serie a un conmutador rectificador
sincrónico que comprende un par de transistores MOSFETs de potencia
(transistor de efecto de campo de metal-óxido semiconductor), que
son conectados y desconectados sincrónicamente con la tensión
secundaria del transformador. El núcleo saturable constituye un
límite superior para una corriente de cortocircuito. Detrás de los
conmutadores SRSC en configuración de contrafase hay un diodo de
marcha libre y un filtro LC. Los al menos dos conmutadores SRSC
trabajan en contrafase y ambos se hallan en estado conectado a la
vez durante un intervalo de tiempo dado.
En dicho circuito se requiere un elemento de
núcleo saturable separado por cada transistor MOSFET en el
rectificador sincrónico. La característica esencial de este
circuito reside en permitir que tenga lugar un cortocircuito, pero
enviar un límite superior para la corriente del cortocircuito por
medio del elemento de núcleo saturable. La inductancia de la bobina
secundaria de un transformador de alta frecuencia puede ser hecha
así tan baja como resulte posible ya que no será utilizada más como
limitador de corriente. No obstante, la inductancia inferior acorta
el tiempo de comunicación, y reduce así las pérdidas relacionadas
con la comunicación.
La expresión "tiempo de conmutación" se
refiere al tiempo muerto necesario para disparar un transistor
MOSFET inicialmente no conductor, después de que un MOSFET
inicialmente conductor es desconectado. Se explica que la unidad de
puerta trabaja de modo que cuando transpira, como resultado de las
señales de tensión detectadas, y por ejemplo el primer conmutador
SRSC está desconectado y la tensión a ese SRSC tiene una
continuidad neutral positiva, aquél debe ser conectado. Debido al
elemento de núcleo saturable esto sucede con un cierto retardo. Tan
pronto como la tensión hacia el núcleo saturable se hace negativa
(y fluye una corriente negativa en el elemento de núcleo saturable),
el transistor MOSFET de este conmutador SRSC es desconectado de
nuevo.
Por tanto, el núcleo saturable introduce un
retardo de tiempo mínimo entre la conmutación a desconexión de un
transistor MOSFET y la conmutación a conexión del otro MOSFET.
Durante este retardo de tiempo ("tiempo muerto") ningún
transistor MOSFET conduce, lo que resulta indeseable.
Ninguna de estas soluciones es totalmente
satisfactoria, ya que ninguna trabaja instantáneamente cuando el
régimen de potencia de la carga conectada al suministro es superior
al régimen de potencia del propio suministro. Específicamente, aun
en el caso más complicado cuando la propia corriente es comprobada,
dado que la tensión de suministro es alterna, la corriente debe
subir desde cero hasta el umbral de peligro antes de que pueda
trabajar el elemento protector. Aún en este breve intervalo de
tiempo durante el ciclo de 50/60 Hz, el corto eléctricamente
conductivo puede alcanzar temperaturas peligrosas.
Por tanto, un objeto de la invención es
proporcionar un sistema de iluminación de baja tensión destinado a
resolver las desventajas asociadas a los sistema de iluminación de
baja tensión propuestos hasta ahora.
De acuerdo con la invención se proporciona un
sistema de iluminación de baja tensión que comprende:
- unos terminales de conexión para conectar a una
fuente de tensión de CA de baja frecuencia;
- un convertidor de frecuencia acoplado a la
fuente de tensión de CA, para convertir dicha tensión de CA de baja
frecuencia en tensión de CA de frecuencia alta, modula por una
curva envolvente de baja frecuencia rectificada de onda
completa;
- un transformador reductor acoplado a una salida
del convertidor de frecuencia para conversión a CA de baja tensión
y alta frecuencia;
- un rectificador sincrónico acoplado al
secundario del transformador reductor, para convertir la CA de
tensión baja y de alta frecuencia en una tensión de CC nominalmente
de baja magnitud; y
- un par de conductores conectados a dicha
tensión de CC nominalmente de baja magnitud, para conectar a ella
lámparas de baja tensión;
y en el que:
- el rectificador sincrónico incluye al menos dos
transistores MOSFET;
- el transformador reductor está acoplado a una
salida del convertidor de frecuencia para excitar dichos
transistores MOSFET de modo que se produzca una frecuencia alta
rectificada, impulsos de baja tensión modulados por una curva
envolvente de frecuencia baja rectificada de onda completa; y
- una unidad de almacenamiento residual está
dispuesta con respecto a cada transistor MOSFET para almacenar la
carga cuando el MOSFET respectivo esté desconectado, de modo que se
refuerce la tensión de puerta a fuente de él cuando el respectivo
MOSFET esté conectado, con objeto de que el respectivo MOSFET
permanezca conectado durante un período de tiempo prolongado, con
lo que se reduce el tiempo muerto en cada extremo del semiciclo de
CA rectificado entre un MOSFET desconectado y un MOSFET
complementario conectado.
Las lámparas de baja tensión puede ser conectadas
directamente a una salida del rectificador sincrónico.
Alternativamente, pueden estar conectados a él un par de carriles
conductores de CC de baja tensión, separados entre sí, para conexión
a ellos de las lámparas de baja tensión. Debido al hecho de que la
tensión a través de los conductores de carril es de CC, no hay
límite para la separación entre los conductores que afecte a los
sistemas de iluminación por carril de CA.
Preferiblemente, los componentes del sistema de
iluminación de acuerdo con la invención están dispuestos en
módulos, de modo que cada módulo sea compatible con componentes
complementarios hechos por otros fabricantes. Esta disposición en
módulos aumenta la versatilidad de la invención.
De acuerdo con una realización preferida, la
fuente de alimentación incluye un elemento protector que responde
directamente a la impedancia de la carga a través del suministro,
de modo que se interrumpa dicho suministro inmediatamente cuando la
impedancia de la carga supere un umbral establecido. Dicho elemento
de protección está diseñado para trabajar en cualquier punto del
ciclo de CA, evitando así las desventajas de los procedimientos
convencionales.
Con objeto de comprender la invención y ver como
la misma puede ser llevada a la práctica, seguidamente se
describirá una realización preferida, sólo como ejemplo no
limitador, y con referencia a los dibujos que se acompañan, en los
que:
- la fig. 1 es diagrama de bloques que muestra
los principales componentes funcionales de un sistema de iluminación
de CC de baja tensión, de acuerdo con la invención;
- la fig. 2 es un diagrama esquemático del
circuito de un rectificador sincrónico, para uso con el sistema
mostrado funcionalmente en la fig. 1;
- las figs. 3a a 3d son representaciones
esquemáticas de varias formas de onda de tensión asociadas al
rectificador sincrónico mostrado en la fig. 2;
- la fig. 4 es una representación pictórica de un
transformador plano para uso con el sistema mostrado en la fig. 1;
y
- la fig. 5 es un diagrama de circuito
esquemático de un circuito de protección para uso con el sistema
mostrado funcionalmente en la fig. 1, y que responde a la
impedancia de carga a través del suministro para evitar la
sobrecarga.
La fig. 1 muestra un sistema de iluminación de
baja tensión designado en general con 10, que comprende un par de
terminales de entrada 11 y 12 (que constituyen los medios de
conexión) para conexión a una fuente de tensión de CA 13 de baja
frecuencia, que se muestra en línea de trazos ya que por sí misma
no es parte de la invención. La fuente de tensión de CA 13 es una
derivación de un sistema de suministro eléctrico convencional con
una tensión de 220/110 V, y una frecuencia de suministro de 50/60
Hz. Un rectificador convencional 14 está acoplado por medio de los
terminales 11 y 12 a la fuente de tensión de CA 13, para convertir
la tensión de CA de baja frecuencia en CC, que es enviada luego a
un inversor 15 que contiene un circuito troceador convencional para
conversión a CA de alta frecuencia de 30 KHz. El rectificador 14 en
combinación con el inversor 15 constituyen así unos medios 16 de
conversión de frecuencia, para convertir la tensión de CA de baja
frecuencia en tensión de CA de alta frecuencia.
Un transformador reductor 17 está acoplado a una
salida de los medios 16 de conversión de frecuencia, para convertir
la tensión de suministro de 220/110 V de alta frecuencia en una
señal de CA de baja tensión, con una tensión típicamente de 12 V.
El transformador reductor 17 es puesto en práctica preferiblemente
con el uso de un núcleo de ferrita toroidal, y el arrollamiento de
salida es materializado preferiblemente con el uso de un hilo litz
(mazo de hilos aislados muy finos) con objeto de reducir al mínimo
las pérdidas por reducción de la corriente de fuga debido al hueco
de aire entre los arrollamientos primario y secundario, y por
reducción de las pérdidas debido al efecto pelicular y al efecto de
proximidad. Alternativamente, puede ser utilizada una alta
frecuencia, y el transformador de salida puede ser puesto en
práctica con el uso de un transformador plano como se describe más
adelante. Aunque esta tensión de CA es capaz de alimentar lámparas
halógenas de baja tensión conectadas a un par de conductores
acoplados directamente al transformador reductor 17, esto no es
deseable debido a que dichos conductores pueden comportarse como
una línea de transmisión a alta frecuencia, de lo que resulta una
pérdida de energía significativa. Esto se manifiesta
particularmente en el caso de que los conductores estén
configurados como carriles separados, con o sin aislante, tal como
se utilizan en sistemas de iluminación por cable, en los que la
separación de los conductores aumenta el efecto de línea de
transmisión.
Para evitar la desventaja asociada a grandes
corriente de alta frecuencia, la señal de alta frecuencia es
rectificada con el uso de un rectificador sincrónico 18 acoplado a
un arrollamiento secundario (no mostrado) del transformador reductor
17, para la CA de baja tensión en CC de baja tensión. Un par de
conductores 19 y 20 están conectados a la CC de baja tensión, para
su conexión a ellos de las lámparas de baja tensión (no
mostradas).
Son conocidos per se los sistemas de
iluminación por carriles, por lo que no es necesario describir en
detalle los componentes mostrados funcionalmente en la fig. 1. En
cambio, y con referencia a las figs. 2 y 3, se describirán ahora
aquellas características específicas para la presente invención y
que ofrecen una actuación mejorada con respecto a otros
sistemas.
La fig. 2 es un diagrama esquemático de un
circuito del rectificador sincrónico 18 mostrado funcionalmente en
la fig. 1. El transformador reductor 17 tiene un arrollamiento
primario sencillo 25 con régimen de 120 V de CA a 30 KHz, y un
arrollamiento secundario 26 que tiene una toma central conectada a
un carril 27 de tensión cero, y en cada lado de él hay dos tomas
conectadas a los respectivos carriles de primera y segunda tensión
28a, 29a, y 28b, 29b, cada uno de los cuales presenta una diferencia
de tensión de 12 V de CA a 30 kHz. El circuito es simétrico, por lo
que sólo la mitad superior será descrita para el semiciclo positivo
de la tensión de CA, cuando la conexión del arrollamiento superior
(mostrado en línea de trazos) sea positiva. En este caso, la primera
tensión del carril 28a de tensión varía entre cero y
aproximadamente +17 V (correspondiente a +12 V (rms) (raíz
cuadrática media o valor eficaz), mientras que la segunda tensión en
el carril 29b de tensión varía entre cero y +24 V (rms). Con
independencia de la tensión instantánea de los dos carriles de
tensión 28a y 29a, existe una diferencia de tensión entre ellos de
polaridad constante, y una magnitud de rms igual a 12 V.
Conectado a través de los carriles de la primera
y segunda tensión 28a y 29a hay un filtro que comprende una
resistencia 30 y un condensador 31, para filtrar los componentes de
alta frecuencia. Conectado a la unión de la resistencia 30 y el
condensador 31 hay un condensador 32 con un régimen de 100 nF, que
está conectado al cátodo de un diodo rectificador 33 cuyo ánodo
está conectado al carril 28a de la primera tensión a través de una
resistencia 34 limitadora de corriente. Durante el semiciclo
positivo, el carril 28a de la primera tensión está a +12 V (rms) y
el carril de la segunda tensión está a +24 V (rms). En
consecuencia, el diodo rectificador 33 está polarizado a la inversa
y no conduce, con lo que se evita la descarga del condensador 32 a
través de la resistencia 34. No obstante, durante el semiciclo
negativo el carril 28a de la primera tensión está a -12 V (rms) y
el carril de la segunda tensión está a -24 V (rms). En consecuencia,
el diodo rectificador 33 está entonces en polarización directa y
conduce corriente, con lo que se carga el condensador 32. Por
tanto, durante los sucesivos semiciclos negativos, el condensador 32
acumula carga.
Conectada a través del diodo rectificador 33
conectado en serie y de la resistencia 34 hay una resistencia 35 y
un par de diodos Zener 36 y 37 conectados de modo adosado y con
régimen de 15 V, que aseguran que durante ambos semiciclos positivo
y negativo, la diferencia de tensión de salida a su través nunca
exceda los 15 V. El ánodo del diodo Zener superior 36 está
conectado al terminal de puerta de un transistor MOSFET 38, cuyo
terminal de fuente está conectado al carril 28a de primera tensión,
y cuyo terminal de drenaje está conectado a la salida 39 de CC de
12 V del rectificador sincrónico en paralelo con el terminal de
drenaje del transistor MOSFET 40 complementario en la mitad
inferior del circuito.
Seguidamente será explicado el funcionamiento del
circuito con referencia a las formas de onda de la tensión, que se
muestran esquemáticamente en las figs. 3a a 3d de los dibujos. La
fig 3a muestra la forma de onda de la tensión a la entrada al
transformador reductor 17 a través del arrollamiento primario 25. Ha
de hacerse notar que la tensión a través del arrollamiento primario
25 corresponde a un impulso de onda cuadrada de 30 KHz modulado por
una curva envolvente rectificada de onda completa de 100 Hz.
Durante el semiciclo positivo, la tensión de alimentación al
terminal de puerta del transistor MOSFET 38 es aproximadamente de
24 V (rms) menos alguna caída de tensión a través de la resistencia
30. La tensión de alimentación al terminal de fuente del transistor
MOSFET 38 es nominalmente de 12 V (rms), igual a la tensión de
suministro del carril 28a de primera tensión. En consecuencia
existe una diferencia de tensión de +12 V (rms) entre los
terminales de puerta y de fuente del MOSFET 38, que por lo tanto
conduce corriente. De manera similar, existe una diferencia de
tensión de -12 V (rms) entre los terminales de puerta y de fuente
del MOSFET 40 en la mitad inferior del circuito, que es por tanto
interrumpida. Durante el semiciclo negativo la situación se
invierte, y el MOSFET superior 38 es interrumpido, mientras que el
MOSFET inferior 40 conduce, y su drenaje sigue proporcionando la
salida deseada de 12 V de CC.
En la fig. 3b, la línea continua muestra las
formas de onda de la tensión sobre el carril superior 28a de la
primera tensión, mientras que línea de trazos muestra la situación
complementaria que prevalece sobre el carril inferior 28b de la
primera tensión, cuya tensión está en antifase con la tensión del
carril superior 28a de la primera tensión. En ambos casos se
ilustra una muestra de tensión instantánea y se entiende que
justamente al cruzar la tensión el arrollamiento primario 25 del
transformador reductor 17 hay un impulso de frecuencia alta
modulado de 100 Hz, como también ocurre con la tensión a través de
los respectivos arrollamientos secundarios del transformador
reductor 17, con un impulso modulado de 30 Hz, que tiene una
frecuencia fundamental de 100 Hz. Por tanto, las tensiones
instantáneas absolutas a través de los carriles 28a y 28b varían
entre cero y \pm 17 V (12 V rms).
La fig. 3c es una muestra instantánea de la
tensión que aparece en la salida 39 del rectificador sincrónico,
que muestra los sucesivos impulsos de onda cuadrada nominales
derivados alternativamente de los MOSFETs superior e inferior 38 y
40. La fig. 3d muestra la forma de onda de tensión real que aparece
a través de la salida 39 del rectificador sincrónico, que comprende
impulsos rectificados de 30 KHz (es decir, a una frecuencia de 60
Khz) modulados por una curva envolvente rectificada de onda completa
de 100 Hz. Cada impulso tiene un ciclo de servicio de
aproximadamente 16 \mus, con un tiempo muerto de varios
microsegundos en cada extremo del semiciclo rectificado de CA,
debido al tiempo entre la desconexión de un MOSFET y la conexión
del MOSFET complementario. Si es necesario, el componente de alta
frecuencia puede ser suprimido con el uso de un filtro 41 de paso
bajo conectado entre la salida 39 del rectificador sincrónico y el
carril 27 de tensión cero. Igualmente (aunque por lo general no es
necesario cuando sólo se conectan lámparas al sistema), la
ondulación de frecuencia baja de 100 Hz puede ser alisada de manera
conocida por medio de un condensador 42 conectado también a través
de los carriles de salida.
Seguidamente se describirá la función del
condensador 32. Sin este condensador puede haber un considerable
tiempo muerto, durante el cual ambos transistores MOSFETS 38 y 40
están desconectados en torno al tiempo de cruce cero de la fuente de
potencia de baja frecuencia (lo que ocurre típicamente a una
frecuencia de 100 Hz). Esto se deriva del hecho de que para que
cualquiera de los MOSFETs conduzca, debe existir una puerta para la
tensión de fuente V_{GS} de al menos 8 V (suponiendo una tensión
de constricción de aproximadamente 4 V). Esto significa que en
circunstancias normales, un MOSFET permanecerá conectado sólo
mientras la diferencia de tensión a través de los respectivos
carriles de tensión primero y segundo es superior a 8 V.
No obstante, en el circuito mostrado en la fig.
2, el condensador 32 permite que el MOSFET continúe conduciendo
aunque la diferencia de tensión a través de los respectivos
carriles de tensión primera y segunda descienda por debajo de 8 V,
con tal de que la V_{GS} no caiga por debajo de aproximadamente 5
V. Esta reducción en el tiempo muerto entre la conmutación de los
MOSFETs 38 y 40 es ocasionada debido a que durante el semiciclo
negativo, cuando un MOSFET está desconectado, el condensador 32 en
la correspondiente mitad del circuito resulta cargado, como antes
se ha expuesto, y mantiene su carga debido a que el diodo 33 es
polarizado a la inversa durante el subsiguiente semiciclo positivo,
cuando el MOSFET está conectado. Por tanto, cuando V_{GS}
desciende por debajo de 8 V, el condensador 32 se descarga a través
del MOSFET, que permanece así conectado hasta que el condensador 32
se descarga completamente. El condensador 32 constituye así un
medio de almacenamiento residual para almacenar la carga durante el
tiempo en que el MOSFET está desconectado, de modo que se refuerce
la tensión de puerta a fuente durante el semiciclo positivo, cuando
la diferencia de tensión a través de los carriles de tensión
superior e inferior resulta demasiado baja para conectar el MOSFET,
con lo que se prolonga la proporción del ciclo de 100 Hz durante el
cual los MOSFETs son capaces de conectarse.
Ha de hacerse notar que la salida del
rectificador sincrónico 18 no es CC pura, sino que tiene
superpuesta a ella unos armónicos de CA con frecuencias
fundamentales del doble de la frecuencia de suministro, y el doble
de la frecuencia del inversor, respectivamente, así como otros
armónicos más débiles. Dado que la fuente de alimentación está
destinada a su conexión a lámparas de baja tensión, no hay necesidad
de filtrar este componente armónico. No obstante, si se desea,
pueden ser proporcionados componentes adicionales dentro del
rectificador sincrónico, para alterar la forma de onda de la tensión
de salida. Se entiende por tanto que dentro del contexto de la
invención y de las reivindicaciones adjuntas, la expresión
"tensión de CC nominalmente de baja magnitud" está destinada a
referirse a una tensión de CC nominalmente de baja magnitud (es
decir, en comparación con la tensión de suministro) y de baja
frecuencia, en comparación con la frecuencia muy alta (30 KHz)
asociada al transformador reductor 17. Dicho en otros términos, el
objeto del rectificador sincrónico 18 es hacer que la tensión de
salida sea de frecuencia suficientemente baja para evitar la
radiación de la línea de transmisión asociada a frecuencias muy
altas; mientras que se permite aún el uso de frecuencia muy alta en
la etapa de conversión de tensión, de modo que se reduzca el
volumen del transformador reductor 17.
Cuando el transistor MOSFET 38 conduce, su
impedancia de salida es nominalmente de 4 m\Omega, mientras que
cuando está desconectado su impedancia de salida es del orden de
varios megaohmios. La potencia disipada a través del MOSFET 38,
suponiendo una corriente de salida de 25 A, es igual a I^{2}R, es
decir, 625 * 4 * 10^{-3} = 2,5 W. Frente a esto, si un diodo
rectificador que tenga una tensión de polarización directa de 0,7 V,
o un transistor de unión bipolar convencional con una tensión de
base-emisor V_{BE} igual a 0,7 V, fuesen
empleados en la salida del transformador sincrónico 18, entonces la
pérdida de potencia sería igual a 25 * 0,7 = 15,5 W. Por tanto,
resulta claro que el uso de un rectificador activo que emplee
MOSFETs da por resultado una eficiencia mucho más alta. Este
aumento en la eficiencia es particularmente importante cuando es
empleada una fuente de tensión baja, debido a que cuanto más baja
es la tensión de suministro más significativa es la tensión de
polarización de la unión de un rectificador convencional o un
transistor de unión bipolar. Dicho de otro modo, cuanto más baja es
la tensión de suministro mayor es la pérdida de potencia fraccional
a través de la unión, y mayor es la ventaja del uso de un MOSFET,
como se describe.
Debe apreciarse que en el circuito antes
descrito, los MOSFETs conmutan el terminal de salida positivo. Por
tanto, es necesario un carril de 24 V para conmutar el MOSFET dado
que la tensión de puerta debe ser aproximadamente 10 V más positiva
que la tensión de fuente, con objeto de conmutar dicho MOSFET. Esto
requiere que el transformador cuente con unas tomas de salida fijas.
Alternativamente, los MOSFETs pueden ser conectados al terminal de
salida negativo, lo que requiere así sólo tres tomas de salida, de
12 V (rms), 0 V, y 12 V (rms) con fase negativa en el transformador,
eliminándose las tomas 26 y 27. Para la puesta en práctica de dicho
circuito, la fuente y el drenaje de cada uno de los dos MOSFETs es
invertida, y los carriles 29A y 28B, e igualmente los 29B y 28A,
son
unificados.
unificados.
Se ha explicado que una razón principal para
pasar de la baja frecuencia de 50/60 Hz asociada al alimentador de
suministro eléctrico a CA de alta frecuencia de 30 KHz, es la
disminución del tamaño del transformador reductor, con lo que esto
resulta facilitado. Esta disminución se logra debido a que a altas
frecuencias, el núcleo del transformador puede ser reemplazado por
un núcleo de ferrita miniaturizado, que puede ser alojado
fácilmente en un rebaje del techo relativamente superficial.
La fig. 4 es una representación pictórica que
muestra una vista despiezada de un transformador plano 50 que puede
ser utilizado para efectuar la transformación reductora asociada al
transformador reductor 17, con tal de que las salidas del inversor
presenten una frecuencia sustancialmente superior a 30 KHz, y
preferiblemente del orden de varios cientos de KHz. Los
arrollamientos del transformador plano 50 están construidos sobre un
conjunto de placa de circuito impreso de capas múltiples con el uso
de tiras de cobre 51 de bajo grosor, e incluyen unos arrollamientos
52 en bastidor de conductores para disminuir la influencia de los
efectos peliculares y de proximidad, con lo que se permite el
empleo de frecuencias más altas. Detalles completos de
transformadores planos adecuados para uso con el sistema de
iluminación 10 de baja tensión se proporcionan en la patente de
EE.UU. núm. 5.010.314. El uso de dichas frecuencias y de
transformadores planos no ha sido considerada hasta hora en
sistemas de iluminación, debido al hecho de que no es costumbre
rectificar la salida de fuentes de alimentación para iluminación, y
sin rectificación, el uso de dichas altas frecuencias es
inaceptable. No obstante, las ventajas ofrecidas mediante el uso de
un transformador plano de acuerdo con la invención, en particular
los costes de fabricación más económicos, significan que dicho uso
resulta ventajoso aunque el rectificador sea un puente de diodo
pasivo, a pesar de las grandes pérdidas de calor de tal
rectificador.
La fig. 5 es un diagrama de circuito esquemático
de un circuito de protección 55 para uso con el sistema mostrado
funcionalmente en la fig. 1, y que responde a la impedancia de
carga a través del suministro, para evitar la sobrecarga. El
circuito de protección 55 incluye un comparador 56 que tiene
aplicada a una entrada 57 de no inversión (que constituye una
primera entrada del comparador) una función de tensión de
suministro asociada al sistema de iluminación, y que tiene aplicada
a una entrada 58 de no inversión (que constituye una segunda
entrada del comparador) una función de flujo de corriente asociado
al sistema de iluminación. A tal fin, hay conectado a través del
suministro un divisor de tensión que comprende un par de
resistencias R y r, cuya unión común está conectada a la entrada 57
de inversión del comparador 56. De igual modo, la corriente de
salida es aplicada a través de una resistencia sensora R_{sense},
de modo que la tensión a través de dicha resistencia sensora
R_{sense} es una función de la corriente de suministro I.
Una salida 59 del comparador 56 va desde un nivel
lógico BAJO (que constituye un primer estado) a un nivel lógico
ALTO (que constituye un segundo estado), cuando una función
predeterminada de la impedancia a través de los conductores cae por
debajo de un umbral predeterminado R'. Específicamente, la salida 59
del comparador 56 va de BAJO a ALTO si:
I\cdot
R_{sense}>V\cdot\left(\frac{r}{R +
r}\right)
\frac{R_{sense}(R +
r)}{r}>\frac{V}{I}
\frac{R_{sense}(R +
r)}{r}>R'
Un dispositivo de interrupción de circuito (no
mostrado) está acoplado de modo sensible a la salida 59 del
comparador 56, para interrumpir el envío de potencia al par de
conductores si la impedancia desciende por debajo del umbral
predeterminado R'. Una resistencia 60 de realimentación (que
constituye un circuito de enganche) está conectada entre la salida
59 del comparador 56 y la entrada 58 de no inversión del comparador
56, para mantener la salida 59 del comparador 56 ALTA, con
independencia de una elevación subsiguiente en la impedancia a
través de los conductores. Una lámpara indicadora 61 está conectada
entre la salida 59 del comparador 56 y TIERRA a través de una
resistencia 62 de limitación de corriente. La lámpara indicadora 61
constituye un medio indicador que responde al descenso de la
impedancia a través de los conductores por debajo de un umbral
predeterminado, para indicar un estado activo del circuito de
protección, durante el cual es interrumpida la potencia hacia los
conductores. Claramente se aprecia que además de, o en lugar de la
lámpara 61, puede ser proporcionada cualquiera otra alarma audible
y/o visual para indicar una condición defectuosa a través de los
conductores.
Se apreciará que una lógica inversa puede ser
aplicada de modo que la función de corriente sea proporcionada a la
entrada de inversión 57, y la función de tensión sea proporcionada
a la entrada de no inversión 58, en cuyo caso el dispositivo de
interrupción es accionado cuando la salida 59 del comparador 56 pasa
de ALTA a BAJA.
\newpage
El comparador 56 constituye así una impedancia
que mide el circuito, que puede ser incorporada dentro de los
medios 16 de conversión de frecuencia. preferiblemente entre el
rectificador 14 y el inversor 15, o en cualquier otro emplazamiento
dentro del sistema.
En cualquier caso, el circuito de protección 55
trabaja para interrumpir la potencia tan pronto como un
cortocircuito o una caso similar se cruza en la salida de la fuente
de alimentación, con independencia de si la caída resultante en la
impedancia de salida es detectada en el ciclo de corriente alterna.
Lo expuesto está en contraste con los circuitos de protección
propuestos hasta ahora, que responden directamente a la detección de
una sobrecorriente, y por tanto de trabajan hacia el comienzo del
ciclo de CA, cuando la magnitud de la forma de onda de la corriente
es demasiado baja para constituir una sobrecorriente, aunque el
valor de pico de la forma de onda sea en verdad peligrosamente
alto.
Como se muestra, cuando las lámparas son hechas
trabajar a la mitad de su valor de potencia total, como por ejemplo
cuando se emplea luz amortiguada, la resistencia de los filamentos
de las lámparas desciende debido a la temperatura inferior de
funcionamiento. Por tanto, si el sistema de iluminación ha de ser
utilizado en conjunción con dispositivos amortiguadores de luz,
entonces para asegurar que la impedancia ofrecida por las lámparas
a través de los conductores no hace que el circuito de protección
corte el suministro de potencia, es necesario que el umbral
predeterminado R' sea menor que la impedancia del sistema con carga
máxima y amortiguación completa.
A menos que se adopten acciones para compensar la
variación en la impedancia de la lámpara debido a cambios en la
tensión de trabajo, es ofrecida una protección menos efectiva en
funcionamiento a tensión máxima que en funcionamiento a tensión
reducida. Por tanto, es preferible hacer que el umbral R' sea
variable en base al valor instantáneo de la tensión en la lámpara,
de modo que un dispositivo amortiguador sea empleado aquí para
reducir la tensión de la lámpara, y una protección máxima será
ofrecida para todos los ajustes del dispositivo amortiguador. A tal
fin, el valor de cualquiera de los parámetros R, r, y R_{sense}
pueden ser hechos dependientes de la tensión de la lámpara que
aparece a través de los conductores. Esto puede ser hecho
continuamente mediante el uso de una resistencia de tensión
controlada adecuada, tal como por ejemplo una FET accionada en la
zona antes de la constricción, donde la tensión V_{DS} de drenaje
a la fuente es pequeña. Alternativamente, puede proporcionarse un
control separado por medio de un banco de resistencias de igual
valor conectadas en paralelo, que son conmutadas selectivamente en
circuito de acuerdo con la tensión de la lámpara.
Para proporcionar la selección requerida, cada
una de las resistencias puede ser conectada en serie al
correspondiente MOSFET, cuyos terminales de puerta son excitados
por un respectivo comparador de umbral que tiene un umbral
correspondiente a una tensión preestablecida diferente. Con dichos
medios, el correspondiente comparador de umbral efectúa la
habilitación o inhabilitación de las resistencias, lo que permite
variar la resistencia del banco de ellas como se precise. El número
de niveles de resistencia diferentes así seleccionable es, por
supuesto, igual a 2^{N}, siendo N el número de resistencias del
banco de ellas.
Se apreciará que el circuito 55 de protección de
sobrecarga es capaz de una aplicación más general a cualquier
fuente de alimentación en la que se requiera una protección
inmediata contra sobrecarga en el caso de una repentina caída en la
impedancia de salida debida a un cortocircuito o caso similar a
través de la salida de la fuente de alimentación.
En la realización preferida, el rectificador
sincrónico es un rectificador de semionda que utiliza sólo dos
transistores MOSFET, lo que requiere así un transformador de toma
central. Alternativamente, puede ser utilizado un rectificador de
puente completo que emplee cuatro MOSFETs, lo que evita así la
necesidad de un transformador con toma central.
Se apreciará también que el sistema de
iluminación puede estar contenido dentro de un alojamiento común,
que cuente con unas patillas u otro medio de sujeción, para fijar
dicho alojamiento a una superficie de apoyo. Alternativamente, el
rectificador sincrónico puede estar dispuesto en un módulo separado
físicamente con respecto a los medios de conversión de frecuencia y
los medios transformadores. Dicho procedimiento modular proporciona
la posibilidad de conectar una lámpara de baja tensión a una fuente
de CA de baja tensión y alta frecuencia existente, tal como el
denominado transformador electrónico a través de un módulo
rectificador sincrónico.
Claims (18)
1. Un sistema de iluminación (10) de baja
tensión, que comprende:
- terminales de conexión (11, 12) para la
conexión a una fuente (13) de tensión de CA de baja frecuencia;
- un convertidor de frecuencia (16) acoplado a la
fuente de tensión de CA para convertir la tensión de CA de baja
frecuencia en tensión de CA de alta frecuencia, modulada por una
curva envolvente de baja frecuencia rectificada de onda
completa;
- un transformador reductor (17) acoplado a una
salida del convertidor de frecuencia, para convertir a alta
frecuencia la CA de tensión baja;
- un rectificador sincrónico (18) acoplado a un
secundario del transformador reductor (17), para convertir la CA de
tensión baja y frecuencia alta en CC de tensión nominalmente de
magnitud baja; y
- un par de conductores (19, 20) conectados a
dicha CC de tensión nominalmente de magnitud baja;
caracterizado porque:
- el rectificador sincrónico (18) incluye al
menos dos transistores MOSFET (38, 40);
- el transformador reductor (17) está acoplado a
una salida del convertidor de frecuencia, para excitar dichos
MOSFETs de modo que se produzcan impulsos de tensión baja y de
frecuencia alta rectificados mediante una curva envolvente de
frecuencia baja rectificada de onda completa; y
- medios de almacenamiento residual (32)
dispuestos con respecto a cada MOSFET, para almacenar carga cuando
el respectivo MOSFET está desconectado, de modo que se refuerce su
tensión de puerta a fuente cuando el respectivo MOSFET es
conectado, con objeto de que dicho respectivo MOSFET permanezca
conectado durante un período de tiempo prolongado, con lo que se
reduce el tiempo muerto en cada extremo del semiciclo de CA
rectificado entre un MOSFET desconectado y un MOSFET complementario
conectado.
2. El sistema de iluminación de acuerdo con la
reivindicación 1, en el que:
- el rectificador sincrónico (18) incluye un par
de transistores MOSFET (38, 40), y el transformador reductor (17)
incluye una toma central para excitar los MOSFETs.
3. El sistema de iluminación de acuerdo con las
reivindicaciones 1 o 2, en el que los MOSFETs tienen una impedancia
de salida nominal del orden de 4 m\Omega cuando conducen, y una
impedancia de salida del orden de varios megaohmios cuando se
desconectan.
4. El sistema de iluminación de acuerdo con una
cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, en el que:
- -
- la frecuencia alta es del orden de varios cientos de KHz, y
- -
- el transformador reductor es un transformador plano (50).
5. El sistema de iluminación de acuerdo con una
cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4, en el que el convertidor
de frecuencia incluye un inversor de puente completo (15).
6. El sistema de iluminación de acuerdo con una
cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el que los
impulsos de baja tensión y alta frecuencia son impulsos de onda
cuadrada.
7. El sistema de iluminación de acuerdo con una
cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el que el
rectificador sincrónico está separado físicamente del convertidor
de frecuencia y del transformador reductor.
8. El sistema de iluminación de acuerdo con una
cualquiera de las reivindicaciones precedentes, que incluye además
una unidad de alisamiento (42) acoplada entre la CC de baja tensión
y los conductores, para retirar los componentes de tensión de alta
frecuencia de la CC de baja tensión.
9. El sistema de iluminación de acuerdo con una
cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8, que incluye además un
circuito de protección (55) que a su vez incluye una unidad de
medición de impedancia que comprende:
- un circuito comparador (60) que tiene aplicada
a una primera entrada (57) de él una función de suministro de
tensión asociada al sistema de iluminación, y que tiene aplicada a
una segunda entrada (58) de él una función de flujo de corriente
asociada al sistema de iluminación, de modo que una salida del
comparador va desde un primer estado a un segundo estado cuando una
función predeterminada de la impedancia a través de los conductores
cae por debajo de dicho umbral predeterminado.
10. Un sistema de iluminación de acuerdo con la
reivindicación 9, que incluye además un circuito de enganche que
comprende una resistencia de realimentación (60) conectada entre la
salida del circuito comparador y la entrada de no inversión del
circuito comparador.
11. El sistema de iluminación de acuerdo con una
cualquiera de las reivindicaciones 1 a 10, en el que el circuito de
protección (55) incluye una unidad de medición de impedancia
asociada al convertidor de frecuencia, para medir una impedancia de
salida de la fuente de tensión de CA.
12. El sistema de iluminación de acuerdo con una
cualquiera de las reivindicaciones 1 a 11, en el que el circuito de
protección incluye además una unidad de indicación (61) acoplada
para respuesta a la unidad de medición de impedancia, para
proporcionar una indicación de si dicha impedancia cae por debajo
del citado umbral predeterminado.
13. El sistema de iluminación de acuerdo con una
cualquiera de las reivindicaciones 1 a 12, en el que el umbral
predeterminado es una función de la tensión de lámpara.
14. El sistema de iluminación de acuerdo con las
reivindicaciones 9 o 10, en el que el circuito de protección
incluye además una unidad de interrupción del circuito que responde
a una función de la tensión a través de un par de conductores que
caen por debajo de un umbral predeterminado, para interrumpir la
potencia a dicho par de conductores, con lo que dicha potencia es
interrumpida hacia el comienzo del ciclo de CA cuando la magnitud
de la forma de onda de la corriente es todavía demasiado baja para
constituir una sobrecorriente, aunque el valor de pico de la forma
de onda sea peligrosamente alto.
15. El sistema de iluminación de acuerdo con las
reivindicaciones 9, 10, o 14, que incluye medios de compensación
para compensar la variación en la impedancia de la lámpara debido a
un cambio en la tensión de trabajo.
16. El sistema de iluminación de acuerdo con la
reivindicación 15, en el que los medios de compensación incluyen un
divisor de tensión que comprende un par de resistencias (R, r) que
tienen una unión común conectada a la entrada de inversión del
circuito comparador (60), y una resistencia de referencia
(R_{SENSE}) acoplada a la entrada de no inversión del circuito
comparador (60), y en el que al menos una de dichas resistencias
(R, r, R_{SENSE}) depende del valor instantáneo de la tensión de
lámpara.
17. El sistema de iluminación de acuerdo con la
reivindicación 16, en el que al menos una de dichas resistencias
(R, r, R_{SENSE}) es una resistencia de tensión controlada tal
como una FET que trabaja en la zona antes de la constricción, donde
la tensión V_{DS} del drenaje a la fuente es pequeña.
18. El sistema de iluminación de acuerdo con la
reivindicación 16, en el que los medios compensadores incluyen un
control separado proporcionado por un banco de resistencias de igual
valor conectadas en paralelo, que son selectivamente conmutadas en
circuito de acuerdo con la tensión de lámpara, y cada una de las
resistencias está conectada en serie con un correspondiente MOSFET,
cuyos terminales de puerta son excitados por un respectivo
comparador de umbral que tiene un umbral correspondiente a una
tensión preestablecida diferente, con lo que el correspondiente
comparador de umbral efectúa la habilitación o inhabilitación de
las resistencias, permitiendo que la resistencia del banco de ellas
sea variada como se precise.
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