EP4635065A1 - Aktives störfilter - Google Patents

Aktives störfilter

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Publication number
EP4635065A1
EP4635065A1 EP24718037.5A EP24718037A EP4635065A1 EP 4635065 A1 EP4635065 A1 EP 4635065A1 EP 24718037 A EP24718037 A EP 24718037A EP 4635065 A1 EP4635065 A1 EP 4635065A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit
amplifier
sensor
input
filter
Prior art date
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Pending
Application number
EP24718037.5A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Stefan Hänsel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Publication of EP4635065A1 publication Critical patent/EP4635065A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from DC input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from DC input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters

Definitions

  • Active interference filter in feedback topology for reducing interference signals in an electronic circuit, comprising a sensor circuit, an amplifier and a coupling circuit.
  • EMC interference generated by converters and switching power supplies must be attenuated so that standards for electromagnetic compatibility can be met.
  • the attenuation can be carried out using passive components. However, these are typically heavy and large.
  • An alternative to purely passive filters are active EMC filters (AEF).
  • Active filters use active components such as operational amplifiers, and thus the interference is actively suppressed using suitable wiring.
  • Operational amplifiers usually have a very large open-loop gain (open amplification), which is reduced using external wiring and adapted to the required amplification in the circuit.
  • the necessary amplification is usually in the range of up to a maximum of 20 dB and the external circuit, which is implemented as feedback, is spatially very close to the operational amplifier, resulting in short run times and low parasitic inductances.
  • very high amplifications > 60 dB are advantageous and the output of the operational amplifier is fed back via the passive filter of the surrounding circuit. This results in significantly longer run times and higher inductances than in the purely external circuit of the operational amplifier. This increases the stability reserve. 202305052 2 at high frequencies is significantly reduced and instabilities can occur. In order to avoid this, operational amplifiers can be used which are not fast by themselves and are therefore no longer active at high frequencies.
  • the object of the invention is to provide an active interference filter in feedback topology in which oscillations, i.e. instabilities, are avoided, particularly for high frequencies above 1 MHz. This object is achieved by an active interference filter with the features specified in claim 1.
  • the active interference filter according to the invention in feedback topology for reducing interference signals in an electronic circuit comprises a sensor circuit for detecting an electrical interference signal in a line of the circuit.
  • It also comprises an amplifier circuit with an amplifier, the sensor circuit being coupled to a first input of the amplifier, and a coupling circuit for coupling an output signal of the amplifier circuit that reduces the interference signal into the line.
  • the amplifier is connected with a mixed feedback.
  • the amplification of the amplifier can advantageously be increased at high frequencies by connecting it with a mixed feedback. 202305052 3 frequencies can be limited, in other words its bandwidth can be restricted.
  • the reduction in gain compared to open gain is determined by the choice of resistors used in the amplifier circuitry and can therefore be adjusted so that oscillations can be avoided, particularly at high frequencies above 1 MHz.
  • the amplifier output is expediently connected to a first input of the amplifier via a first feedback resistor and to a second input of the amplifier via a second feedback resistor.
  • the amplifier can be an amplifier circuit with discrete transistors or an integrated operational amplifier. In an operational amplifier, the first input is its inverting input and the second input is its non-inverting input. Operational amplifiers are advantageously available in many variations of properties. A maximum gain of at least 40 dB is advantageous for the operational amplifier.
  • the coupling circuit preferably comprises a coupling capacitor.
  • the sensor circuit comprises a first and a second node, between which a series circuit with a sensor capacitor, a sensor resistor and a sensor inductance is arranged.
  • the first node is connected to the line and a third node between the sensor capacitor and the sensor resistor is connected to the first input of the amplifier via an input resistor.
  • the order of sensor resistor and sensor inductance can be interchanged and the sensor resistor can also be designed in the form of a parasitic resistance of the sensor inductance.
  • the sensor circuit is a damped second order high pass. With this high pass, low frequency signals, especially in an AC circuit such as a converter, the useful signals with the mains frequency are largely excluded from the amplification and feedback from being passed on to the amplifier circuit.
  • the electronic circuit comprises a converter inductance that is connected in series with the coupling circuit, then it is advantageous to select the values for the sensor capacitor and the sensor inductance such that the cutoff frequency of the sensor circuit is at least ten times, in particular at least 50 times, the cutoff frequency of the LC filter that is formed by the converter inductance and the coupling capacitor. This distance ensures that a region with a gradient of 40 dB per frequency decade can be formed in the transfer function of the amplifier by the sensor circuit.
  • An electronic circuit in which the interference filter is preferably used is, for example, a power converter such as a converter or DC/DC converter or a switched-mode power supply.
  • the electronic circuit comprises at least one phase conductor and one neutral conductor, and the sensor and the coupling circuit are expediently connected to the phase conductor. If there are several phase conductors, the designated elements are expediently connected to exactly one phase line. There can then be further similar active interference filters in the circuit, each of which is connected to one of the other phase conductors, so that the interference in each of the phase lines is reduced.
  • the second input of the amplifier is connected to the neutral conductor via a second input resistor.
  • the second node of the sensor is also connected to the neutral conductor.
  • the neutral conductor can be an earth potential.
  • Elements of the electronic circuit such as the switches of an active rectifier form a source of interference and the sensor circuit is connected to the phase conductor with its first node relative to the source of interference behind the coupling circuit.
  • the first node can be arranged in the direction of a mains connection as seen from the source of interference or in the direction of a load, but further away from the source of interference than the coupling circuit. This creates a feedback topology for the active interference filter in which the result, i.e. the reduced interference signals, are fed back into the sensor circuit, i.e. the interference filter, as an input signal.
  • the converter In addition to the internal, mixed feedback close to the amplifier, there is also an external feedback loop which includes the coupling circuit and the sensor circuit or parts of the sensor circuit.
  • the converter is multi-phase, for example three-phase and accordingly comprises three phase conductors, then it preferably comprises an active interference filter of the type described for each phase conductor.
  • Each of the active interference filters is then connected to one of the phase conductors and the neutral conductor or earth.
  • the active interference filter is advantageously modular, i.e. it can also be subsequently introduced into existing circuits. The existing components of the circuit, for example the converter, do not have to be changed.
  • the components of the active interference filter are to be adapted to the existing components of the circuit as described; for example, the capacitances of the coupling capacitor and the sensor capacitor should be adapted to an existing converter inductance. It is advantageous to carry out the adaptation using the following steps. If the converter inductance is not 202305052 7 already fixed, this can be selected with a view to the requirements of the current ripple.
  • the size of the coupling capacitor is then set so that a suitable cut-off frequency is obtained for the LC filter formed. This frequency must be well above the frequencies for useful signals. The higher it is, the smaller and lighter the components used can be. At the same time, however, this influences the filter range of the active interference filter, which cannot start below the cut-off frequency of the LC filter for stability reasons.
  • the next step is to select a suitable operational amplifier that can output the necessary voltages and currents.
  • the capacitance of the sensor capacitor should be a maximum of one third of the capacitance of the coupling capacitor.
  • the next step is to set the maximum closed-loop gain of the operational amplifier. This is achieved by selecting the resistors of the inner feedback loop. Since the lowest possible gain should be maintained at low frequencies, it is advantageous to maintain a maximum gain of 40 dB.
  • the cutoff frequency of the sensor circuit can then be set. This is preferably selected about one and a half decades higher than the cutoff frequency of the LC filter. The first decade is used to attenuate the gain by 40 dB from the maximum gain of 40 dB to approximately 0 dB.
  • the remaining half decade is used to reduce the gain at the cutoff frequency of the LC filter by a further 10 dB.
  • R FB+ R FB- ⁇ 100 * 2 ⁇ f S ⁇ L S .
  • the invention is described and explained in more detail below using the embodiments shown in the figures. They show: Figure 1 a DC/DC converter with active interference filter, Figure 2 a circuit diagram for the active interference filter, Figure 3 a diagram with the open-loop gain and the transfer function for the active interference filter, Figure 4 a diagram with the filter effect of the active interference filter in comparison to a passive interference filter.
  • Figure 1 shows a simplified DC/DC converter 10 in which an active interference filter 50 is arranged according to an embodiment of the invention.
  • the DC/DC converter 10 comprises a DC voltage source 12 which serves as an input voltage.
  • the DC voltage source 12 is connected via a supply conductor 14 and a return conductor 15 to a load 16 which is shown as a resistor in this example.
  • a changeover switch 18 is arranged in the supply conductor 14. The changeover switch 18 is arranged in such a way that it can break the connection of the forward conductor 14 to the DC voltage source 12 and thereby create a direct connection between the forward conductor 14 and the return 202305052 9 conductor 15 closes, thus bridging the DC voltage source 12.
  • the changeover switch 18 is switched with a switching frequency of, for example, 10 kHz and thus ensures a resulting voltage at the load which has a DC component that is lower than the voltage of the DC voltage source 12 and also has an AC voltage component whose primary frequency corresponds to the switching frequency. Since the resulting voltage waveform is not sinusoidal, further frequency components arise up to very high frequencies.
  • the active interference filter 50 is connected to the forward conductor 14 at a first and second node 20, 21 and to the return conductor 15 at a third node 22.
  • the active interference filter 50 is an interference filter in feedback topology. Therefore, the first and second nodes 20, 21 cannot be combined; rather, the order in which the internal elements of the active interference filter 50 are connected is important.
  • the active interference filter 50 comprises a sensor 51, an injector 52 and an amplifier circuit 53 connected between the sensor 51 and the injector 52.
  • the sensor 51 is a series circuit comprising a sensor capacitor C S , a sensor resistor R S and a sensor inductance L S .
  • This series circuit is connected between the second node 21 and the third node 22, i.e. between the forward conductor 14 and the return conductor 15.
  • the amplifier circuit 53 comprises an operational amplifier 54. Its inverting input is connected via a first amplifier resistor R 1- to a node between the 202305052 10 sensor capacitor C S and the sensor resistor R S.
  • the injector comprises an injector capacitor C I .
  • the injector capacitor C I is connected between the first node 20 and the output of the operational amplifier 54.
  • the operational amplifier 54 is therefore connected with a mixed feedback or in a subtractor circuit.
  • the voltage of the injector capacitor C I is measured, filtered with a high-pass filter and then fed into the circuit.
  • the sensor 51 is constructed as a damped second-order high-pass filter.
  • the injector capacitor C I is connected between the high-pass filter, i.e. the sensor 51, and the non-inverting input of the operational amplifier 54.
  • the amplifier circuit 53 constructed in this way is stable if the feedback resistance of the positive feedback circuit, i.e. the third amplifier resistance R 1+, is smaller than the negative feedback resistance, i.e. the first amplifier resistance R 1- .
  • the third amplifier resistance R 1- should be selected to be at least 0.2% smaller than the first amplifier resistance R 1+ .
  • the open-loop gain A ol and the transfer function A cl of the interference filter 50 are shown in Figure 3. Five areas of the course of the transfer function A cl are highlighted by the markings (1) ... (5). The area marked with (1) can be set using the mixed feedback. The gain can be reduced as desired compared to the open-loop gain A ol . From a frequency of between 1 MHz and 10 MHz, this results in an approximately constant reduction in the gain compared to the open gain of the operational amplifier 45. The reduction in Figure 3 is approximately -24 dB. This very effectively prevents oscillations at frequencies of more than 1 MHz.
  • the maximum gain with the example values for the resistors given above is A cl ⁇ 7.4.
  • the areas marked with (3) and (4) relate to the behavior at low frequencies.
  • the active interference filter 50 should only be active above a certain cut-off frequency, whereby the cut-off frequency in this embodiment is 200 kHz.
  • This range can be set via the design of the sensor 51, which acts as a high-pass filter and thus keeps low-frequency (interference) signals away from the amplifier. A suitable setting is therefore made by choosing the values for C S , L S and R S .
  • Figure 4 shows the resulting filter effect, i.e. the attenuation of signals of a particular frequency.
  • the curve A AEF shows the attenuation by the active interference filter 50. The two curves overlap below a frequency of about 100 kHz and largely at very high frequencies, as can be expected from the curve shown in Figure 3.
  • a peak can be seen at the resonance frequency f LC Between f LC and 200 kHz, the passive LC filter dominates the transfer function and an attenuation curve of 40 dB/dec results. From the zero crossing of the transfer function A cl from Figure 3 at around 200 kHz up to a frequency of around 20 MHz, the active interference filter 50 reduces the signals, i.e. the interference, significantly better than the passive LC filter. The improvement over the passive filter is on average around 20 dB in the specified frequency range. Between 200 kHz and 500 kHz, an attenuation curve of 80 dB/dec results.

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Abstract

Es wird ein aktives Störfilter in Feedback-Topologie zur Reduzierung von Störsignalen in einer elektronischen Schaltung angegeben mit einem Verstärker zwischen einer Sensorschaltung und einer Einkopplungsschaltung, wobei der Verstärker mit einer gemischten Rückkopplung verschaltet ist.

Description

202305052 1 Beschreibung Aktives Störfilter Die Erfindung betrifft ein aktives Störfilter in Feedback- Topologie zur Reduzierung von Störsignalen in einer elektro- nischen Schaltung, umfassend eine Sensorschaltung, einen Ver- stärker und eine Einkopplungsschaltung. EMV-Störungen, die von Umrichtern und schaltenden Stromver- sorgungen erzeugt werden, müssen gedämpft werden, damit Stan- dards für die elektromagnetische Verträglichkeit eingehalten werden können. Die Dämpfung kann mit passiven Komponenten vorgenommen werden. Diese sind aber typischerweise schwer und groß. Eine Alternative zu rein passiven Filtern sind aktive EMV- Filter (AEF). Bei aktiven Filtern werden aktive Komponenten wie bspw. Operationsverstärker verwendet und damit durch ge- eignete Beschaltung die Störungen aktiv unterdrückt. Operationsverstärker besitzen in der Regel einen sehr großen Open-Loop-Gain (offene Verstärkung), der über eine externe Beschaltung verringert wird und auf die notwendige Verstär- kung in der Schaltung angepasst wird. Die notwendige Verstär- kung liegt üblicher Weise im Bereich bis maximal 20 dB und die externe Beschaltung, die als Rückkopplung ausgeführt wird, ist räumlich sehr dicht an den Operationsverstärker an- geschlossen, sodass sich kleine Laufzeiten und geringe para- sitäre Induktivitäten ergeben. Für den bestmöglichen Betrieb eines aktiven Störfilters in Feedback-Topologie sind jedoch sehr große Verstärkungen > 60 dB vorteilhaft und der Ausgang des Operationsverstärkers wird über den passiven Filter der umliegenden Schaltung rückgekop- pelt. Hier ergeben sich deutlich längere Laufzeiten und höhe- re Induktivitäten als in der reinen externen Beschaltung des Operationsverstärkers. Dadurch wird die Stabilitätsreserve 202305052 2 bei hohen Frequenzen deutlich verringert und es kann zu In- stabilitäten kommen. Um diese zu vermeiden, können Operationsverstärker verwendet werden, die von sich aus nicht schnell sind und somit bei ho- hen Frequenzen nicht mehr aktiv sind. Da aber gleichzeitig der Operationsverstärker auch nicht zu langsam sein darf, um das aktive Störfilter nicht uneffektiv zu machen, verbleibt nachteilig nur eine sehr geringe Auswahl an möglichen Opera- tionsverstärkern. Alternativ können aufwendige Tiefpassfilter in der inneren Feedbackschleife eingebracht werden. Der Nachteil von Tief- passfiltern in der Feedbackschleife ist, dass diese eine zu- sätzliche Phasendrehung in der Transferfunktion des Systems einbringen. Es ist Aufgabe der Erfindung, ein aktives Störfilter in Feed- back-Topologie anzugeben, bei dem ein Aufschwingen, also In- stabilitäten, insbesondere für hohe Frequenzen oberhalb von 1 MHz vermieden werden. Diese Aufgabe wird durch ein aktives Störfilter mit den in Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst. Das erfindungsgemäße aktive Störfilter in Feedback-Topologie zur Reduzierung von Störsignalen in einer elektronischen Schaltung umfasst eine Sensorschaltung zur Erfassung eines elektrischen Störsignals in einer Leitung der Schaltung. Es umfasst weiterhin eine Verstärkerschaltung mit einem Verstär- ker, wobei die Sensorschaltung mit einem ersten Eingang des Verstärkers gekoppelt ist, und eine Einkopplungsschaltung zur Einkopplung eines das Störsignal reduzierenden Ausgangs- Signals der Verstärkerschaltung in die Leitung. Dabei ist der Verstärker mit einer gemischten Rückkopplung verschaltet. Vorteilhaft kann durch die Beschaltung mit einer gemischten Rückkopplung die Verstärkung des Verstärkers bei hohen Fre- 202305052 3 quenzen begrenzt werden, also mit anderen Worten seine Band- breite eingeschränkt werden. Die Absenkung der Verstärkung gegenüber der offenen Verstärkung wird durch die Wahl von eingesetzten Widerständen in der Beschaltung des Verstärkers festgelegt und ist somit so einstellbar, dass ein Aufschwin- gen, insbesondere bei hohen Frequenzen oberhalb von 1 MHz, vermieden werden kann. Zweckmäßig ist für die gemischte Rückkopplung der Ausgang des Verstärkers über einen ersten Rückkopplungs-Widerstand mit einem ersten Eingang des Verstärkers verbunden und über einen zweiten Rückkopplungs-Widerstand mit einem zweiten Eingang des Verstärkers verbunden. Dabei ist insbesondere die direkte Rückkopplung gemeint, d.h. ohne weitere Elemente in der Ver- bindung zwischen Ausgang und Eingang abgesehen von den be- zeichneten Widerständen und elektrischen Leitungen. Im weite- ren Text wird diese auch als innere Feedbackschleife bezeich- net. Bei dem Verstärker kann es sich um eine Verstärkerschaltung mit diskreten Transistoren handeln oder um einen integrierten Operationsverstärker. Bei einem Operationsverstärker ist der erste Eingang sein invertierender Eingang und der zweite Ein- gang sein nicht-invertierender Eingang. Operationsverstärker sind vorteilhaft in vielen Variationen der Eigenschaften ver- fügbar. Eine maximale Verstärkung von wenigstens 40 dB ist für den Operationsverstärker vorteilhaft. Die Einkopplungsschaltung umfasst bevorzugt einen Einkopp- lungs-Kondensator. Dieser ist zweckmäßig zwischen dem Ausgang des Verstärkers und der Leitung angeordnet. Wenn die Schal- tung eine in Reihe mit dem Einkopplungs-Kondensator geschal- tete Induktivität, im Folgenden als Konverter-Induktivität bezeichnet, aufweist, dann ergibt sich mit dem Einkopplungs- Kondensator ein passives Filter, das im Folgenden als LC- Filter bezeichnet wird. 202305052 4 Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Störfilters gehen aus den abhängigen Ansprüchen hervor. Dabei kann die Ausführungsform der unabhängigen Ansprüche mit den Merkmalen eines der Unteransprüche oder vorzugsweise auch mit denen aus mehreren Unteransprüchen kombiniert werden. Demge- mäß können noch zusätzlich folgende Merkmale vorgesehen wer- den: In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung umfasst die Sensor-Schaltung einen ersten und zweiten Knotenpunkt, zwischen denen eine Serienschaltung mit einem Sensorkondensa- tor, einem Sensorwiderstand und einer Sensorinduktivität an- geordnet ist. Dabei ist der erste Knotenpunkt mit der Leitung verbunden und ein dritter Knotenpunkt zwischen dem Sensorkon- densator und dem Sensorwiderstand über einen Eingangswider- stand mit dem ersten Eingang des Verstärkers verbunden. Es versteht sich, dass die Reihenfolge von Sensorwiderstand und Sensorinduktivität vertauschbar ist und der Sensorwiderstand auch in Form eines parasitären Widerstands der Sensorindukti- vität ausgebildet sein kann. Die Sensorschaltung stellt einen gedämpften Hochpass zweiter Ordnung dar. Mit diesem Hochpass werden niederfrequente Sig- nale, insbesondere in einer AC-Schaltung wie einem Umrichter die Nutzsignale mit der Netzfrequenz von der Verstärkung und Rückkopplung weitgehend von der Weiterleitung in die Verstär- kerschaltung ausgeschlossen. Die Werte für RS und LS werden dabei bevorzugt so gewählt, dass die Grenzfrequenz fS = RS / (2πLS) deutlich oberhalb der Frequenz der Nutzsignale in der Schaltung liegt, beispielsweise bei 20 kHz oder 100 kHz. Wei- terhin ist es vorteilhaft, wenn die Werte so gewählt werden, dass die Grenzfrequenz oberhalb derjenigen des LC-Filters liegt, da damit Schwingungen im Frequenzbereich unterhalb der Grenzfrequenz des LC-Filters vermieden werden. Bei einem Aufbau mit einem Einkopplungs-Kondensator und einem Sensorkondensator ist es vorteilhaft, wenn die Kapazität des Sensorkondensators höchstens ein Drittel der Kapazität des 202305052 5 Einkopplungs-Kondensators beträgt. Dadurch wird der Einfluss des Sensorkondensators auf die sich ergebende Resonanzfre- quenz durch eine Konverter-Induktivität der Schaltung und dem Einkopplungs-Kondensator minimiert. Umfasst die elektronische Schaltung eine Konverter- Induktivität, die in Reihe zur Einkopplungsschaltung geschal- tet ist, dann ist es vorteilhaft, die Werte für den Sensor- kondensator und die Sensorinduktivität derart zu wählen, dass die Grenzfrequenz der Sensorschaltung wenigstens das Zehnfa- che, insbesondere wenigstens das 50-fache der Grenzfrequenz des LC-Filters beträgt, der durch Konverter-Induktivität und Einkopplungs-Kondensator gebildet ist. Dieser Abstand gewähr- leistet, dass in der Übertragungsfunktion des Verstärkers durch die Sensorschaltung ein Bereich mit einer Steigung von 40 dB pro Frequenz-Dekade ausgebildet werden kann. Eine elektronische Schaltung, in der das Störfilter bevorzugt zum Einsatz kommt, ist beispielsweise ein Stromrichter wie ein Umrichter oder DC/DC-Wandler oder ein Schaltnetzteil. Die elektronische Schaltung umfasst wenigstens einen Phasen- leiter und einen Neutralleiter und der Sensor und die Ein- kopplungsschaltung sind zweckmäßig mit dem Phasenleiter ver- bunden. Liegen mehrere Phasenleiter vor, sind die bezeichne- ten Elemente zweckmäßig mit genau einer Phasenleitung verbun- den. Es kann dann weitere gleichartige aktive Störfilter in der Schaltung geben, die mit jeweils einer der anderen Pha- senleiter verbunden sind, sodass eine Reduzierung der Störun- gen in jeder der Phasenleitungen vorgenommen wird. Der zweite Eingang des Verstärkers ist in diesem Fall über einen zweiten Eingangswiderstand mit dem Neutralleiter ver- bunden. Der zweite Knotenpunkt des Sensors ist in diesem Fall ebenso mit dem Neutralleiter verbunden. Der Neutralleiter kann ein Erdpotential sein. 202305052 6 Elemente der elektronischen Schaltung wie beispielsweise die Schalter eines aktiven Gleichrichters bilden dabei eine Stör- quelle aus und die Sensorschaltung ist mit ihrem ersten Kno- tenpunkt bezüglich der Störquelle hinter der Einkopplungs- schaltung mit dem Phasenleiter verbunden. Je nach Anwendung kann der erste Knotenpunkt von der Störquelle aus gesehen in Richtung eines Netzanschlusses angeordnet sein oder in Rich- tung einer Last, aber weiter weg von der Störquelle als die Einkopplungsschaltung. Dadurch wird eine Feedback-Topologie für das aktive Störfil- ter aufgebaut, bei der das Resultat, also die reduzierten Störsignale wieder als Eingangssignal in die Sensorschaltung, also das Störfilter geleitet werden. Neben der inneren, ge- mischten Rückkopplung nahe dem Verstärker existiert somit auch eine äußere Feedback-Schleife, die die Einkopplungs- schaltung und die Sensorschaltung oder Teile der Sensorschal- tung umfasst. Ist der Stromrichter mehrphasig, also beispielsweise dreipha- sig und umfasst dementsprechend drei Phasenleiter, dann um- fasst er bevorzugt für jeden Phasenleiter ein aktives Stör- filter der beschriebenen Art. Jedes der aktiven Störfilter ist dann mit einem der Phasenleiter und dem Neutralleiter oder Erde verbunden. Das aktive Störfilter ist vorteilhaft modular, d.h. es kann auch in bereits bestehende Schaltungen nachträglich einge- bracht werden. Die bestehenden Komponenten der Schaltung, beispielsweise des Umrichters, müssen dabei nicht verändert werden. Die Komponenten des aktiven Störfilters sind zweckmä- ßig wie beschrieben an die bereits vorhanden Komponenten der Schaltung anzupassen; beispielsweise sollten die Kapazitäten des Einkopplungskondensators und des Sensorkondensators an eine vorhandene Konverterinduktivität angepasst werden. Dabei ist es vorteilhaft, die Anpassung mit den folgenden Schritten vorzunehmen. Liegt die Konverter-Induktivität nicht 202305052 7 schon fest, kann diese mit Blick auf die Anforderungen an den Stromrippel ausgewählt werden. Folgend wird die Größe des Einkopplungskondensators so fest- gelegt, dass sich ein geeignete Grenzfrequenz für das gebil- dete LC-Filter ergibt. Diese Frequenz muss weit oberhalb der Frequenzen für Nutzsignale liegen. Je höher sie liegt, desto kleiner und leichter können die verwendeten Komponenten sein. Gleichzeitig wird dadurch aber der Filterbereich des aktiven Störfilters beeinflusst, der aus Stabilitätsgründen nicht un- terhalb der Grenzfrequenz des LC-Filters beginnen kann. Hier ist also eine Abwägung zu treffen. Im nächsten Schritt kann ein geeigneter Operationsverstärker ausgewählt werden, der die nötigen Spannungen und Ströme aus- geben kann. Als Kapazität des Sensorkondensators sollte eine Kapazität gewählt werden, die maximal ein Drittel der Kapazität des Einkopplungskondensators beträgt. Als nächster Schritt kann die maximale closed-loop Verstär- kung des Operationsverstärkers festgelegt werden. Dies wird durch die Auswahl der Widerstände der inneren Feedbackschlei- fe erreicht. Da bei geringen Frequenzen eine möglichst gerin- ge Verstärkung gewahrt bleiben sollte, ist es vorteilhaft, eine maximale Verstärkung von 40 dB einzuhalten. In der Folge kann die Grenzfrequenz der Sensorschaltung fest- gelegt werden. Diese wird bevorzugt etwa eineinhalb Dekaden höher gewählt als die Grenzfrequenz des LC-Filters. Die erste Dekade wird verwendet, um eine Abschwächung der Verstärkung um 40 dB von der maximalen Verstärkung von 40 dB zu ca. 0 dB zu erreichen. Die verbleibende halbe Dekade wird verwendet, die Verstärkung bei der Grenzfrequenz des LC-Filters um wei- tere 10 dB abzusenken. Die Sensorinduktivität kann gemäß LS = 1 / ((2πfS)2CS) festgelegt werden. Der Sensorwiderstand kann anhand des Peaks festgelegt werden, der sich bei der Frequenz 202305052 8 ergibt, bei der der aktive Störfilter zu wirken beginnt. Hö- here Werte reduzieren den 40 dB-Bereich, während niedrigere Werte den sich ergebenden Peak erhöhen. Ein vorteilhafter Wert ergibt sich nach RS = f20dB,Grenz / 2πLS. Schließlich kann bestimmt werden, wie stark die offene Ver- stärkung des Verstärkers bei hohen Frequenzen abgesenkt wer- den soll, um Stabilität bei hohen Frequenzen zu gewährleis- ten. Dazu werden die Feedback-Widerstände der inneren Feed- back-Schleife geeignet gewählt nach RFB+ = RFB- ≈ 100 * 2π‧fS‧LS. Im Folgenden wird die Erfindung anhand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben und er- läutert. Es zeigen: Figur 1 einen DC/DC-Wandler mit aktivem Störfilter, Figur 2 ein Schaltbild für das aktive Störfilter, Figur 3 ein Diagramm mit der Open-Loop-Verstärkung und der Übertragungsfunktion für das aktive Störfilter, Figur 4 ein Diagramm mit der Filterwirkung des aktiven Stör- filters im Vergleich zu einem passiven Störfilter. Figur 1 zeigt einen vereinfacht dargestellten DC/DC-Wandler 10, in dem ein aktives Störfilter 50 gemäß einem Ausführungs- beispiel für die Erfindung angeordnet ist. Der DC/DC-Wandler 10 umfasst eine DC-Spannungsquelle 12, die als Eingangsspan- nung dient. Die DC-Spannungsquelle 12 ist über einen Hinlei- ter 14 und einen Rückleiter 15 mit einer Last 16 verbunden, die in diesem Beispiel als Widerstand dargestellt ist. Im Hinleiter 14 ist ein Umschalter 18 angeordnet. Der Um- schalter 18 ist so angeordnet, dass er die Verbindung des Hinleiters 14 zur DC-Spannungsquelle 12 auftrennen kann und dabei eine direkte Verbindung zwischen Hinleiter 14 und Rück- 202305052 9 leiter 15 schließt, dabei also die DC-Spannungsquelle 12 überbrückt. Auf den Umschalter 18 folgend ist eine Konverter- Induktivität 17 einer Größe von beispielsweise LCONV = 100 µH angeordnet. Im laufenden Betrieb wird der Umschalter 18 mit einer Schalt- frequenz von beispielsweise 10 kHz umgeschaltet und sorgt so- mit für eine resultierende Spannung an der Last, die einen DC-Anteil aufweist, der geringer als die Spannung der DC- Spannungsquelle 12 ist und weiterhin einen AC-Spannungsanteil aufweist, dessen primäre Frequenz der Schaltfrequenz ent- spricht. Da die entstehende Spannungsform nicht sinusförmig ist, entstehen weitere Frequenzanteile bis zu sehr hohen Fre- quenzen. Das aktive Störfilter 50 ist an einem ersten und zweiten Kno- tenpunkt 20, 21 mit dem Hinleiter 14 verbunden und an einem dritten Knotenpunkt 22 mit dem Rückleiter 15. Bei dem aktiven Störfilter 50 handelt es sich um ein Störfilter in Feedback- Topologie. Daher können der erste und zweite Knotenpunkt 20, 21 nicht zusammengelegt werden, vielmehr ist die Reihenfolge der Anbindung der internen Elemente des aktiven Störfilters 50 wichtig. Der Aufbau des aktiven Störfilters 50 ist in Figur 2 darge- stellt. Das aktive Störfilter 50 umfasst einen Sensor 51, ei- nen Injektor 52 und eine zwischen Sensor 51 und Injektor 52 geschaltete Verstärkerschaltung 53. Der Sensor 51 ist eine Serienschaltung aus einem Sensor- Kondensator CS, einem Sensor-Widerstand RS und einer Sensor- induktivität LS. Diese Serienschaltung ist zwischen den zwei- ten Knotenpunkt 21 und den dritten Knotenpunkt 22, also zwi- schen Hinleiter 14 und Rückleiter 15 geschaltet. Die Verstärkerschaltung 53 umfasst einen Operationsverstärker 54. Dessen invertierender Eingang ist über einen ersten Ver- stärker-Widerstand R1- mit einem Knotenpunkt zwischen dem 202305052 10 Sensor-Kondensator CS und dem Sensor-Widerstand RS verbunden. Er ist weiterhin über einen zweiten Verstärker-Widerstand RFB- mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 54 verbunden, was einen ersten inneren Feedback-Pfad darstellt. Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers 54 ist über einen dritten Verstärker-Widerstand R1+ mit dem dritten Knotenpunkt 22, also hier dem Rückleiter 15 verbun- den. Er ist weiterhin über einen vierten Verstärker- Widerstand RFB+ mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 54 verbunden. Dadurch ist ein zweiter innerer Feedback-Pfad ge- geben. Der Injektor umfasst in diesem Ausführungsbeispiel einen In- jektor-Kondensator CI. Der Injektor-Kondensator CI ist zwi- schen den ersten Knotenpunkt 20 und den Ausgang des Operati- onsverstärkers 54 geschaltet. Der Operationsverstärker 54 ist also mit einem gemischten Feedback beschaltet oder in Subtrahierer-Schaltung. Mit die- ser Topologie wird die Spannung des Injektor-Kondensators CI gemessen, mit einem Hochpass-Filter gefiltert und dann in die Schaltung eingespeist. Dazu ist der Sensor 51 als gedämpfter Hochpass-Filter zweiter Ordnung aufgebaut. Der Injektor- Kondensator CI ist zwischen den Hochpass-Filter, also den Sensor 51 und den nicht-invertierenden Eingang des Operati- onsverstärkers 54 geschaltet. Die so aufgebaute Verstärkerschaltung 53 ist stabil, wenn der Feedback-Widerstand des positiven Feedback-Kreises, also der dritte Verstärker-Widerstand R1+ kleiner ist als der negative Feedback-Widerstand, also der erste Verstärker-Widerstand R1- . Dazu sollte der dritte Verstärker-Widerstand R1- um wenigs- tens 0,2 % kleiner gewählt werden als der erste Verstärker- Widerstand R1+. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel werden die folgenden Wer- te verwendet: 202305052 11 RS: 0,1 Ω LS: 1 µH CS: 100 nF RFB- = RFB+: 3 kΩ R1-: 47 kΩ R1+: 41.07 kΩ LCONV: 100 µH RL: 500 Ω CI: 300 nF Auf die sich ergebende Übertragungsfunktion nehmen auch para- sitäre Elemente Einfluss, speziell die parasitäre Induktivi- tät LI im Injektor-Kondensator CI und die parallele Kapazität Cpar in der Konverter-Induktivität 17. Deren Werte betragen im vorliegenden Beispiel. LI: 3 nH Cpar: 50 pF Mit den genannten Werten kann ein aktives Störfilter 50 in einem DC/DC-Wandler 10 aufgebaut werden. Die open-loop- Verstärkung Aol und die Übertragungsfunktion Acl des Störfil- ters 50 sind in Figur 3 dargestellt. Fünf Bereiche des Ver- laufs der Übertragungsfunktion Acl sind dabei durch die Mar- kierung (1) … (5) hervorgehoben. Über die gemischte Rückkopplung lässt sich der mit (1) mar- kierte Bereich einstellen. Die Verstärkung kann hier beliebig gegenüber der open-look-Verstärkung Aol verringert werden. Es ergibt sich dabei ab einer Frequenz von zwischen 1 MHz und 10 MHz eine in etwa konstante Absenkung der Verstärkung gegen- über der offenen Verstärkung des Operationsverstärkers 45. Die Absenkung beträgt in Figur 3 ca. -24 dB. Dadurch werden sehr effektiv Aufschwing-Vorgänge bei Frequenzen von mehr als 1 MHz vermieden. Die Absenkung bei hohen Frequenzen ergibt sich zu: 202305052 12 Mit den oben angegebenen beispielhaften Werten ist Acl/Aol = 3 / (3 + 47) = 0,06. Der mit (2) markierte Bereich in Figur 3 stellt die maximale Verstärkung des Verstärkers dar, die erreicht wird. Diese kann über die Wahl der Werte für die Verstärker-Widerstände RFB-, RFB+, R1- und R1+ eingestellt werden und ergibt sich zu ^^^^ ^^ ^ ^ ^ ^^ ^ ^ ^ ^^ ൌ ା ା ^^^ ା ^^ ^ െ ^^ ^ ^ ^^ ^ ^^ ^^^ ^ ^^^ Die maximale Verstärkung beträgt abgesehen von dem Peak, der sich bei der Grenzfrequenz des Sensors von ca. 500 kHz ergibt, mit den oben angegebenen beispielhaften Werten für die Widerstände Acl ≈ 7,4. Die mit (3) und (4) markierten Bereiche betreffen das Verhal- ten bei geringen Frequenzen. Hier ist es vorteilhaft, eine geringe Verstärkung zu erreichen, da das aktive Störfilter 50 erst ab einer gewissen Grenzfrequenz aktiv sein soll, wobei die Grenzfrequenz in diesem Ausführungsbeispiel 200 kHz be- trägt. Dieser Bereich kann über die Auslegung des Sensors 51 eingestellt werden, der als Hochpass-Filter agiert und somit niederfrequente (Stör-)Signale vom Verstärker fernhält. Eine geeignete Einstellung passiert also über die Wahl der Werte für CS, LS und RS. Ein Bereich mit 40 db / dec Steigung ergibt sich ab fS = RS / (2πLS). Insgesamt ist der so geschaffene Aufbau für das aktive Stör- filter 50 stabil, erlaubt also kein Aufschwingen im betrach- teten Frequenzbereich zwischen 0 Hz und 108 Hz. Figur 4 zeigt die sich ergebende Filterwirkung, also die Ab- schwächung von Signalen einer jeweiligen Frequenz. Dabei 202305052 13 zeigt der Verlauf ALC die Abschwächung durch ein ausschließ- lich passives Filter, das aus den Komponenten Induktivität 17 = LCONV und dem Injektor-Kondensator CI gebildet ist. Der Ver- lauf AAEF zeigt die Abschwächung durch das aktive Störfilter 50. Die beiden Verläufe überlappen dabei unterhalb von einer Fre- quenz von etwa 100 kHz und bei sehr hohen Frequenzen weitge- hend, wie aus dem in Figur 3 gezeigten Verlauf zu erwarten ist. Bei der Resonanzfrequenz fLC ist ein Peak erkennbar: Zwischen fLC und 200 kHz dominiert der passive LC-Filter die Übertragungsfunktion und es ergibt sich ein Dämpfungsverlauf von 40 dB/dec. Ab dem Nulldurchgang der Übertragungsfunktion Acl aus Figur 3 bei ca. 200 kHz bis zu einer Frequenz von etwa 20 MHz redu- ziert das aktive Störfilter 50 die Signale, also die Störun- gen, deutlich besser als das passive LC-Filter. Die Verbesse- rung gegenüber dem passiven Filter beträgt dabei in dem be- zeichneten Frequenzbereich im Mittel etwa 20 dB. Zwischen 200 kHz und 500 kHz ergibt sich ein Dämpfungsverlauf von 80 dB/dec. Zwischen 1 und 10 MHz sind Resonanzstellen erkennbar, die sich durch parasitäre Elemente ergeben, speziell die Indukti- vität im Injektor-Kondensator CI und die parallele Kapazität in der Konverter-Induktivität 17. 202305052 14 Bezugszeichen 10 DC/DC-Wandler 50 Aktives Störfilter 12 DC-Spannungsquelle 14 Hinleiter 15 Rückleiter 16 Last 17 Konverter-Induktivität 18 Unschalter 20, 21, 22 Knotenpunkt 51 Sensor 52 Injektor 53 Verstärkerschaltung 54 Operationsverstärker LS Sensorinduktivität RS Sensorwiderstand CS Sensorkondensator CI Injektorkondensator RFB+, RFB- Feedback-Widerstände R1+, R1- Widerstände ALC, AAEF Signal-Abschwächung Acl Übertragungsfunktion

Claims

202305052 15 Patentansprüche 1. Aktives Störfilter (50) in Feedback-Topologie zur Reduzie- rung von Störsignalen in einer elektronischen Schaltung (10), umfassend - eine Sensorschaltung (51) zur Erfassung eines elektrischen Störsignals in einer Leitung (14) der Schaltung (10), - eine Verstärkerschaltung (53) mit einem Verstärker (54), wobei die Sensorschaltung (51) mit einem ersten Eingang des Verstärkers (54) gekoppelt ist, - eine Einkopplungsschaltung (52) zur Einkopplung eines das Störsignal reduzierenden Ausgangs-Signals der Verstärker- schaltung (53) in die Schaltung (10), - wobei der Verstärker (54) mit einer gemischten Rückkopplung verschaltet ist. 2. Aktives Störfilter (50) nach Anspruch 1, bei dem der Aus- gang des Verstärkers (54) über einen ersten Rückkopplungs- Widerstand (RFB-) mit einem ersten Eingang des Verstärkers (54) verbunden ist und über einen zweiten Rückkopplungs- Widerstand (RFB+) mit einem zweiten Eingang des Verstärkers (54) verbunden ist. 3. Aktives Störfilter (50) nach Anspruch 1, bei dem die Sen- sorschaltung (51) einen ersten und zweiten Knotenpunkt (21, 22) umfasst, zwischen denen eine Serienschaltung mit einem Sensorkondensator (CS), einem Sensorwiderstand (RS) und einer Sensorinduktivität (LS) angeordnet ist, wobei der erste Kno- tenpunkt (21) mit der Leitung (14) verbunden ist, ein dritter Knotenpunkt zwischen dem Sensorkondensator (CS) und dem Sen- sorwiderstand (RS) über einen Eingangswiderstand (R1-) mit dem ersten Eingang des Verstärkers (54) verbunden ist. 4. Aktives Störfilter (50) nach Anspruch 1, bei dem der Ver- stärker (54) ein Operationsverstärker (54) ist und der erste Eingang sein invertierender Eingang ist und der zweite Ein- gang sein nicht-invertierender Eingang ist. 202305052 16 5. Aktives Störfilter (50) nach Anspruch 1, bei dem die Ein- kopplungsschaltung (52) einen Einkopplungs-Kondensator (CI) zwischen dem Ausgang des Verstärkers (54) und der Leitung (14) umfasst. 6. Aktives Störfilter (50) nach Anspruch 5 und Anspruch 3, bei dem die Kapazität des Sensorkondensators (CS) höchstens ein Drittel der Kapazität des Einkopplungs-Kondensators (CI) beträgt. 7. Aktives Störfilter (50) nach Anspruch 5 und Anspruch 3, bei dem die elektronische Schaltung (10) eine Konverter- Induktivität (17) umfasst, die in Reihe zur Einkopplungs- schaltung (52) geschaltet ist und die Grenzfrequenz der Sen- sorschaltung (51) wenigstens das Zehnfache der Grenzfrequenz des Filters beträgt, der durch Konverter-Induktivität (17) und Einkopplungs-Kondensator (CI) gebildet ist. 8. Elektronische Schaltung (10) mit einem aktiven Störfilter (50) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die elekt- ronische Schaltung (10) einen Phasenleiter (14) und einen Neutralleiter (15) oder Erdleiter umfasst und die Sensor- schaltung (51) und die Einkopplungsschaltung (52) mit dem Phasenleiter (14) verbunden sind. 9. Elektronische Schaltung (10) nach Anspruch 8, bei der Ele- mente der Schaltung (10) eine Störquelle ausbilden und die Sensorschaltung (51) bezüglich der Störquelle hinter der Ein- kopplungsschaltung (52) mit dem Phasenleiter (14) verbunden ist. 10. Elektronische Schaltung (10) nach Anspruch 8 oder 9, bei dem der zweite Eingang des Verstärkers (54) über einen zwei- ten Eingangswiderstand (R1+) mit dem Neutralleiter (15) oder Erdleiter verbunden ist. 11. Elektronische Schaltung (10) nach einem der Ansprüche 8 bis 10, bei dem der zweite Knotenpunkt (22) der Sensorschal- 202305052 17 tung (51) mit dem Neutralleiter (15) oder Erdleiter verbunden ist. 12. Stromrichter (10) oder Schaltnetzteil nach einem der An- sprüche 8 bis 11.
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