EP4635064A1 - Stromrichter und betriebsverfahren für einen stromrichter - Google Patents

Stromrichter und betriebsverfahren für einen stromrichter

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EP4635064A1
EP4635064A1 EP24710640.4A EP24710640A EP4635064A1 EP 4635064 A1 EP4635064 A1 EP 4635064A1 EP 24710640 A EP24710640 A EP 24710640A EP 4635064 A1 EP4635064 A1 EP 4635064A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
switching
converter
rectifier
voltage
period
Prior art date
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Pending
Application number
EP24710640.4A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Christian Stutz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
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Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Publication of EP4635064A1 publication Critical patent/EP4635064A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade

Definitions

  • Power converter and operating method for a power converter The invention relates to a galvanically non-isolated power converter with an active rectifier, a DC voltage intermediate circuit and a DC/DC converter.
  • the invention also relates to an operating method for such a power converter.
  • Power converters of the type mentioned are, for example, candidates for chargers for electrically powered vehicles. They are typically two-stage power converters: In the active rectifier (“Active Front End”, AFE, 1st stage), the mains voltage is converted into DC voltage and stored in an intermediate circuit capacitor; in the DC-DC converter (2nd stage), the intermediate circuit voltage is converted into the voltage (charging voltage) required by the load (vehicle battery).
  • Galvanically non-isolated chargers do not require an isolation transformer between the mains and the vehicle's high-voltage system. This design is advantageous for the volume, weight and cost of the charger. Due to the high number of Y-capacitances installed in the vehicle and parasitic capacitances, the coupling path to PE or earth also increases significantly in these systems. The reason for this is the elimination of the series connection of the coupling capacitance of the isolating transformer with the above-mentioned capacitances of the vehicle. In normal operation, this significantly increases the capacitive leakage currents to earth/PE, which can lead to the mains-side residual current device (FI switch) being triggered and thus prevents the device from operating. In faulty operation, i.e.
  • the driving 202303222 2 The source of the touch currents is the common mode voltage generated by the active rectifier. It depends on the specific design of the pulse width modulation (PWM) and generally has two main components in the spectrum, namely at three times the fundamental frequency, i.e. at 150 Hz if the fundamental frequency is 50 Hz, and at the clock frequency. Common mode voltages can be counteracted, for example, by active and passive filters. However, these require the use of additional active and/or passive components, which has a detrimental effect on size and weight.
  • PWM pulse width modulation
  • the object of the invention is to specify a power converter of the type mentioned which reduces or avoids the disadvantages mentioned at the beginning.
  • a further object is to specify an operating method for a power converter with which the disadvantages mentioned at the beginning are reduced or avoided. This object is achieved by an operating method with the features specified in claim 1.
  • a further solution consists in the power converter with the features of claim 8.
  • the active rectifier is controlled in such a way that it changes between a plurality of rectifier switching states.
  • the DC/DC converter is controlled in such a way that it changes between a first switching state and a second switching state at a switching frequency in order to generate a DC output voltage from the voltage of the intermediate circuit.
  • a first of the two switching states has a plurality of switching options for representing the switching state, in which different common modes 202303222 3 tvoltages are generated.
  • a first switching option is used for a first portion of the period and a second switching option is used for the remaining, second portion of the period, the portions being determined such that the common-mode voltage generated by the DC/DC converter is equal in magnitude to a common-mode voltage generated by the rectifier.
  • the power converter according to the invention comprises an active rectifier, a DC voltage intermediate circuit, a DC/DC converter and a control device for controlling the rectifier and the DC/DC converter.
  • the control device is designed to control the active rectifier such that it switches between a plurality of rectifier switching states. It is further designed to control the DC/DC converter in such a way that it switches between a first switching state and a second switching state to generate a DC output voltage from the voltage of the intermediate circuit at a switching frequency, wherein a first of the two switching states comprises a plurality of switching options for representing the switching state, in which different common-mode voltages are generated.
  • the DC/DC converter is further controlled in such a way that, in periods in which the first switching state is present, a first switching option is used for a first portion of the period and a second switching option is used for the remaining, second portion of the period.
  • the control device determines the portions in such a way that the common-mode voltage generated by the DC/DC converter is equal in magnitude to a common-mode voltage generated by the rectifier.
  • the invention advantageously exploits the fact that there is a degree of freedom in the control of the DC/DC converter.
  • the DC/DC converter can, for example, be an H-bridge DC/DC converter with two half-bridges connected in parallel. Under the condition that exactly one of the two semiconductor switching elements of each of the half-bridges is always switched on, four different switching options result.
  • the diagonally arranged semiconductor switching elements of the two half-bridges are switched on.
  • the intermediate circuit voltage is present at the output connections, i.e. between the centers of the two half-bridges.
  • the first switching state which represents an off position
  • the two upper semiconductor switching elements of the two half-bridges are switched on
  • the two lower semiconductor switching elements of the two half-bridges are switched on.
  • the active rectifier can be a two-point rectifier, which in a known manner comprises three parallel-connected half-bridges, each with two semiconductor switching elements such as IGBTs or MOSFETs.
  • the semiconductor switching elements can comprise intrinsic and parallel freewheeling diodes implemented as discrete components.
  • the active rectifier can also have a different design.
  • the DC voltage intermediate circuit comprises one or more capacitors and is suitably connected in parallel to the external connections of the half-bridges of the active rectifier.
  • the control device expediently comprises a programmable control module, for example a microcontroller. It is connected to a higher-level control from which it receives signals that determine the operating state for the power converter.
  • the control device calculates times for switching operations for the semiconductor switching elements of the rectifier and the DC/DC converter and sends corresponding signals to gate driver units that are assigned to the semiconductor switching elements.
  • Advantageous embodiments of the operating method and power converter according to the invention emerge from the dependent claims.
  • the embodiment of the independent claims can be combined with the features of one of the subclaims or preferably also with those from several subclaims. Accordingly, the following additional features can be provided:
  • the proportions of the time period during which the first and second switching options are used are preferably determined from the switching period of the DC/DC converter, the intermediate circuit voltage, the DC output voltage and an instantaneous value for the common-mode voltage generated by the active rectifier.
  • the switching period and the intermediate circuit voltage are advantageously fixed or are known to the control device.
  • the DC output voltage i.e. the charging voltage for a battery in an electrically powered vehicle
  • the instantaneous value for the common-mode voltage generated by the active rectifier can be determined from available control data.
  • the control device can therefore calculate the proportions from known and available data and carry out this calculation again for each switching period, so that the proportions in each switching period are adapted to the instantaneous value of the common-mode voltage.
  • a value averaged over a switching period of the rectifier can be determined as the instantaneous value for the common-mode voltage generated by the rectifier. This advantageously determines a single value for a switching period, which can also be used to control the DC/DC converter in a switching period.
  • the instantaneous value can be determined using the switching period duration, the intermediate circuit voltage and portions of the switching period duration that are assigned to switching states of the active rectifier.
  • the instantaneous level of the common-mode voltage can be advantageously determined and set using these values.
  • the intermediate circuit voltage and the switching period duration of the active rectifier are known in the control device.
  • the parts of the switching period of the rectifier are determined in the control system, as they are required to control the rectifier. It is expedient if the first part of the period and the second part of the period are separated from one another in time by placing a second period between them in which the second switching state is used. This avoids direct switching, and possibly multiple switching between the switching options of the first state.
  • the active rectifier and the DC/DC converter can be operated with the same switching frequency.
  • the switching frequency used is significantly higher than the basic frequency of the AC input voltage.
  • the switching frequency can be 16 kHz, 25 kHz or 48 kHz or more.
  • the power converter is particularly preferably a charger for an electrically powered vehicle. 202303222 7
  • Figure 1 an electrical circuit diagram of a galvanically non-isolated charger with an active rectifier and a DC/DC converter
  • Figure 2 a temporal progression of the switching states of the active rectifier within a switching period
  • Figure 3 a temporal progression of a resulting touch current in the event of a fault without compensation
  • Figure 4 a temporal progression of the switching states of the DC/DC converter without setting a common-mode voltage
  • Figure 5 a temporal progression of the switching states of the DC/DC converter with setting a common-mode voltage
  • Figure 6 a temporal progression of a resulting touch current in the event of a fault with compensation
  • Figure 1 shows an electrical circuit diagram of a galvanically non-isolated charger 10 with an active rectifier 12 and a DC/DC converter 14.
  • the charger 10 is connected on the input side to a three-phase supply voltage 16, for example the 400 V local network.
  • the connection can be made, for example, via a so-called wall box, i.e. a high-current connection specially designed for charging an electrically operated vehicle.
  • the active rectifier 12 comprises an inductance 18a...c and three half-bridges with two semiconductor switching elements 20a...f each, for example IGBTs or MOSFETs, per phase on the network side.
  • the half-bridges are connected in parallel with their outer connections in a known manner and connected with their center connections to the inductances 18a...c.
  • the so-called 202303222 8 formed active rectifier 12 is a two-point rectifier.
  • the external connections of the half-bridges are connected to a DC intermediate circuit 22.
  • the DC intermediate circuit 22 comprises two serial capacitors 23a, 23b in this example, but can also have one or more capacitors in other examples. Between the capacitors 23a, 23b is a node 24, which is used below as a reference point for common-mode voltages.
  • the DC intermediate circuit 22 is also connected to the external connections of two further half-bridges, each with two semiconductor switching elements 15a...d, which form the DC/DC converter 14.
  • the DC/DC converter 14 is thus an H-bridge DC/DC converter.
  • the center connections of the further half-bridges are connected to an output filter 26.
  • the output filter 26 comprises two inductors 27a, b and a capacitor 27c, which are connected between the two center connections as an LCL series.
  • the load i.e.
  • the charger 10 also comprises a control device, which is not shown in Figure 1.
  • the control device is connected on the one hand to a higher-level control, which passes commands on the overall state of the charger 10 to the control device.
  • the control device itself calculates switching times for the semiconductor switching elements 15a...d, 20a...f used in the charger 10. At the determined switching times, signals are sent to gate driver units, also not shown in Figure 1, which then in turn cause the semiconductor switching elements 15a...d, 20a...f to switch.
  • the control device carries out the calculation steps described below. These are the calculation steps for the pulse width modulation for the active rectifier 12.
  • u CM0 (u R0 +u S0 +u T0 ) / 3
  • u R0 , u S0 , and u T0 are components of the common-mode voltage, which are also shown in Figure 1.
  • These components are each either +U DC / 2 or -U DC / 2, depending on whether the upper or lower switching element of the respective half-bridge is switched on.
  • the common mode voltage u CM0 +/-U DC /2 when all upper or all lower switching elements are switched on or +/-U DC /6 when a mixture of upper and lower switching elements in the active rectifier 12 is switched on.
  • the possible overall states referred to as vectors, result as follows: Vector Switching States Common Mode RST Voltage / U DC V0 000 -1/2 V1 100 -1/6 V2 110 +1/6 V3 010 -1/6 V4 011 +1/6 V5 001 -1/6 V6 101 +1/6 V7 111 +1/2
  • the currently used switching state changes several times within a switching period, as described below.
  • the exact course of the switching processes depends on the selected pulse width modulation for the active rectifier 12, and the course of the beat of the common-mode voltage with three times the frequency of the mains voltage is also determined by the implementation of the PWM.
  • a course within a switching period results, which is shown in simplified form in Figure 2.
  • Figure 2 shows the individual components of the common-mode voltages u R0 , u S0 , and u T0 as well as the total common-mode voltage u CM0 over the time of a switching period.
  • the switching period is made up of two zero vectors V0 and V0' and two active vectors Va and Vb. In the case of the 1st sector, these are specifically the vectors V7 and V0 as well as V1 and V2.
  • the switch-on times ⁇ a, ⁇ b and ⁇ 0 of the vectors are recalculated by the PWM unit of the rectifier 12 for each period.
  • the instantaneous value of the common mode voltage e for the current switching period is calculated from the pulse pattern of the rectifier 12.
  • the following switching states are possible with the DC/DC converter: State Switching states Common-mode AB voltage / U DC DC 0 10 0 DC 1 00 -1/2 DC 2 11 +1/2 DC 3 01 0
  • the DC/DC converter 14 only forms one common-mode voltage amplitude in the two off states DC 1 and DC 2 , i.e. when both half-bridges are switched up or down at the same time. The use of these off states represents a degree of freedom.
  • the DC-DC converter does not generate a common-mode voltage for this switching period on average.
  • An uneven distribution generates a corresponding common-mode voltage value that exists on average over the switching period. This can be used to counteract the low-frequency common-mode beat of the active rectifier 12 and to compensate for it.
  • the DC/DC converter 14 reduces the intermediate circuit voltage U DC to the voltage required by the battery. This happens by switching between the on state DC 0 and an off state with a switching frequency that in this example corresponds to that of the rectifier 12. In the on state DC 0, the intermediate circuit voltage U DC is at the off- 202303222 13 output filter 26.
  • a voltage of 0 V is applied to the output filter 26.
  • the common-mode voltage is set by selecting the off state used.
  • the off state DC 1 or DC 2 must be used for the portion d CM of the period duration.

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Abstract

In einem galvanisch verbundenen Stromrichter oder Ladegerät mit aktivem Gleichrichter und H-Brücken-DC/DC-Wandler werden die zeitlichen Anteile für die beiden Auszustände des DC/DC- Wandlers so bestimmt, dass der DC/DC-Wandler Gleichtakt-Spannungen erzeugt, die den Gleichtakt-Spannungen des aktiven Gleichrichters mit einer Frequenz der dreifachen Grundfrequenz entsprechen und diese ausgleichen.

Description

202303222 1 Beschreibung Stromrichter und Betriebsverfahren für einen Stromrichter Die Erfindung betrifft einen galvanisch nicht getrennten Stromrichter mit einem aktiven Gleichrichter, einem Gleich- spannungs-Zwischenkreis und einem DC/DC-Wandler. Weiterhin betrifft die Erfindung ein Betriebsverfahren für einen sol- chen Stromrichter. Stromrichter der genannten Art sind beispielsweise Kandidaten für Ladegeräte für elektrisch betriebene Fahrzeuge. Sie sind typischerweise zweistufige Leistungswandler: Im aktiven Gleichrichter („Active Front End“, AFE, 1. Stufe) wird die Netzspannung in Gleichspannung umgeformt und in einem Zwi- schenkreiskondensator gespeichert, im DC-DC-Wandler (2. Stu- fe) wird die Zwischenkreisspannung in die von der Last (Fahr- zeug-Akku) angeforderte Spannung (Ladespannung) umgewandelt. Galvanisch nicht getrennte Ladegeräte kommen ohne Trenntrans- formator zwischen Netz und Hochvolt-System des Fahrzeugs aus. Diese Bauform ist vorteilhaft für Volumen, Gewicht und die Kosten des Ladegeräts. Auf Grund der hohen Anzahl der im Fahrzeug verbauten Y-Kapazitäten sowie parasitär vorhandenen Kapazitäten erhöht sich bei diesen Systemen aber auch der Koppelpfad gegen PE oder Erde deutlich. Der Grund hierfür ist der Wegfall der Serienschaltung der Koppelkapazität des Trenntransformators mit den genannten Kapazitäten des Fahr- zeugs. Im Normalbetrieb erhöhen sich dadurch die kapazitiven Ableit- ströme nach Erde/PE deutlich, was zur Auslösung des netzsei- tigen Fehlerstrom-Schutzschalters (FI-Schalter) führen kann und damit den Betrieb des Geräts verhindert. Im Fehlerbe- trieb, also bei Bruch des PE-Leiters, können sich nachteilig Berührspannungen an der Karosserie und/oder am Gehäuse des Ladegeräts aufbauen. Für dadurch bewirkte Berührströme exis- tieren aus Sicherheitsgründen scharfe Grenzwerte. Die trei- 202303222 2 bende Quelle der Berührströme ist die durch den aktiven Gleichrichter erzeugte Gleichtakt-Spannung („Common Mode“- Spannung). Sie ist von der konkreten Gestaltung des Pulswei- tenverfahrens (PWM) abhängig und hat in der Regel zwei Haupt- komponenten im Spektrum, nämlich bei der dreifachen Grundfre- quenz, also bei 150 Hz, wenn die Grundfrequenz 50 Hz beträgt, und bei der Taktfrequenz. Gleichtakt-Spannungen kann beispielsweise durch aktive und passive Filter begegnet werden. Diese erfordern aber den Ein- satz von zusätzlichen aktiven und/oder passiven Bauteilen, was sich nachteilig auf Größe und Gewicht auswirkt. Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Stromrichter der genann- ten Art anzugeben, der die eingangs genannten Nachteile ver- mindert oder vermeidet. Eine weitere Aufgabe besteht darin, ein Betriebsverfahren für einen Stromrichter anzugeben, mit dem die eingangs genannten Nachteile vermindert oder vermie- den werden. Diese Aufgabe wird durch ein Betriebsverfahren mit den in An- spruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst. Eine weitere Lösung besteht in dem Stromrichter mit den Merkmalen von Anspruch 8. Bei dem erfindungsgemäßen Betriebsverfahren für einen Strom- richter, der einen aktiven Gleichrichter, einen Gleichspan- nungs-Zwischenkreis und einen DC/DC-Wandler umfasst, wird der aktive Gleichrichter so gesteuert, dass er einen Wechsel zwi- schen einer Mehrzahl von Gleichrichter-Schaltzuständen vor- nimmt. Weiterhin wird der DC/DC-Wandler zur Erzeugung einer DC-Ausgangsspannung aus der Spannung des Zwischenkreises so gesteuert, dass er mit einer Schaltfrequenz einen Wechsel zwischen einem ersten Schaltzustand und einem zweiten Schalt- zustand vornimmt. Ein erster der beiden Schaltzustände weist dabei eine Mehr- zahl von Schaltmöglichkeiten zur Darstellung des Schaltzu- stands auf, bei denen voneinander verschiedene Gleichtak- 202303222 3 tspannungen erzeugt werden. In einem Zeitraum, in dem der erste Schaltzustand vorliegt, werden eine erste Schaltmög- lichkeit für einen ersten Anteil des Zeitraums und eine zwei- te Schaltmöglichkeit für den restlichen, zweiten Anteil des Zeitraums verwendet, wobei die Anteile so bestimmt werden, dass die durch den DC/DC-Wandler erzeugte Gleichtaktspannung betragsgleich ist mit einer vom Gleichrichter erzeugten Gleichtaktspannung. Der erfindungsgemäße Stromrichter umfasst einen aktiven Gleichrichter, einen Gleichspannungs-Zwischenkreis, einen DC/DC-Wandler und eine Steuereinrichtung zur Steuerung des Gleichrichters und des DC/DC-Wandlers. Die Steuereinrichtung ist ausgestaltet, den aktiven Gleich- richter so zu steuern, dass er einen Wechsel zwischen einer Mehrzahl von Gleichrichter-Schaltzuständen vornimmt. Sie ist weiterhin ausgestaltet, den DC/DC-Wandler so zu steuern, dass er zur Erzeugung einer DC-Ausgangsspannung aus der Spannung des Zwischenkreises mit einer Schaltfrequenz einen Wechsel zwischen einem ersten Schaltzustand und einem zweiten Schalt- zustand vornimmt, wobei ein erster der beiden Schaltzustände eine Mehrzahl von Schaltmöglichkeiten zur Darstellung des Schaltzustands umfasst, bei denen voneinander verschiedene Gleichtaktspannungen erzeugt werden. Der DC/DC-Wandler wird dabei weiterhin so gesteuert, dass in Zeiträumen, in denen der erste Schaltzustand vorliegt, eine erste Schaltmöglichkeit für einen ersten Anteil des Zeitraums und eine zweite Schaltmöglichkeit für den restlichen, zweiten Anteil des Zeitraums verwendet wird. Die Steuereinrichtung bestimmt dabei die Anteile so, dass die durch den DC/DC- Wandler erzeugte Gleichtaktspannung betragsgleich ist mit ei- ner vom Gleichrichter erzeugten Gleichtaktspannung. Vorteilhaft wird für die Erfindung ausgenutzt, dass in der Ansteuerung des DC/DC-Wandlers ein Freiheitsgrad vorliegt. 202303222 4 Der DC/DC-Wandler kann beispielsweise ein H-Brücken-DC/DC- Wandler mit zwei parallelgeschalteten Halbbrücken sein. Unter der Vorgabe, dass immer genau einer der beiden Halblei- ter-Schaltelemente jeder der Halbbrücken eingeschaltet ist, ergeben sich vier verschiedene Schaltmöglichkeiten. In den beiden Schaltmöglichkeiten, die zu einer Ein-Schaltstellung gehören, sind die diagonal liegenden Halbleiter- Schaltelemente der beiden Halbbrücken eingeschaltet. In die- ser Schaltmöglichkeit liegt an den Ausgangsanschlüssen, also zwischen den Mittelpunkten der beiden Halbbrücken, die Zwi- schenkreis-Spannung an. Bei diesen beiden Schaltmöglichkeiten liegt aber keine Gleichtaktspannung vor. Im ersten Schaltzustand, der eine Aus-Schaltstellung dar- stellt, in der ersten Schaltmöglichkeit sind die beiden obe- ren Halbleiter-Schaltelemente der beiden Halbbrücken einge- schaltet sind und in der zweiten Schaltmöglichkeit die beiden unteren Halbleiter-Schaltelemente der beiden Halbbrücken ein- geschaltet. Hierdurch bietet sich der vorteilhaft genutzte Freiheitsgrad, der darin besteht, dass zwei verschiedene Schaltmöglichkeiten für den ersten Schaltzustand bestehen, die sich durch die erzeugte Gleichtakt-Spannung unterschei- den. Der aktive Gleichrichter kann ein Zweipunkt-Gleichrichter sein, der in für sich genommen bekannter Weise drei parallel- geschaltet Halbbrücken mit jeweils zwei Halbleiter- Schaltelementen wie beispielsweise IGBTs oder MOSFETs um- fasst. Die Halbleiter-Schaltelemente können intrinsische und auch als diskrete Bauteile realisierte parallele Freilaufdio- den umfassen. Der aktive Gleichrichter kann aber auch eine andere Bauform haben. Der Gleichspannungs-Zwischenkreis umfasst einen oder mehrere Kondensatoren und ist zweckmäßig parallel zu den Außenan- schlüssen der Halbbrücken des aktiven Gleichrichters geschal- tet. 202303222 5 Die Steuereinrichtung umfasst zweckmäßig einen programmierba- ren Steuerbaustein, beispielsweise einen Mikrocontroller. Sie ist verbunden mit einer übergeordneten Steuerung, von der sie Signale empfängt, die den Betriebszustand für den Stromrich- ter festlegen. Die Steuereinrichtung errechnet Zeitpunkte für Schaltvorgänge für die Halbleiter-Schaltelemente des Gleich- richters und des DC/DC-Wandlers und gibt entsprechende Signa- le an Gate-Treiber-Einheiten, die den Halbleiter- Schaltelementen zugeordnet sind. Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Betriebs- verfahrens und Stromrichters gehen aus den abhängigen Ansprü- chen hervor. Dabei kann die Ausführungsform der unabhängigen Ansprüche mit den Merkmalen eines der Unteransprüche oder vorzugsweise auch mit denen aus mehreren Unteransprüchen kom- biniert werden. Demgemäß können noch zusätzlich folgende Merkmale vorgesehen werden: Die Anteile am Zeitraum, zu denen die erste und zweite Schaltmöglichkeit verwendet werden, werden bevorzugt aus der Schaltperiodendauer des DC/DC-Wandlers, der Zwischenkreis- Spannung, der DC-Ausgangsspannung und einem Momentanwert für die vom aktiven Gleichrichter erzeugte Gleichtakt-Spannung ermittelt. Vorteilhaft liegen die Schaltperiodendauer und die Zwischen- kreis-Spannung fest oder sind der Steuereinrichtung bekannt. Ebenso ist die DC-Ausgangsspannung, also bei einer Batterie eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs die Ladespannung, der Steuerung bekannt, da sie diese Ladespannung einstellen musst. Der Momentanwert für die vom aktiven Gleichrichter er- zeugte Gleichtakt-Spannung kann aus vorliegenden Steuerdaten bestimmt werden. Somit kann die Steuereinrichtung aus bekann- ten und vorliegenden Daten die Anteile berechnen und diese Berechnung für jede Schaltperiode erneut durchführen, sodass die Anteile in jeder Schaltperiode an den Momentanwert der Gleichtakt-Spannung angepasst sind. 202303222 6 Als Momentanwert für die vom Gleichrichter erzeugte Gleicht- akt-Spannung kann ein über eine Schaltperiode des Gleichrich- ters gemittelter Wert ermittelt werden. Vorteilhaft wird hierdurch ein einzelner Wert für eine Schaltperiode ermit- telt, der für die Steuerung des DC/DC-Wandlers ebenfalls in einer Schaltperiode verwendet werden kann. Es wird somit ver- mieden, Werte für die Gleichtakt-Spannung einzustellen, die innerhalb einer Schaltperiode variieren. Der Momentanwert kann unter Verwendung der Schaltperiodendau- er, der Zwischenkreis-Spannung und Anteilen der Schaltperio- dendauer, die Schaltzuständen des aktiven Gleichrichters zu- geordnet sind, ermittelt werden. Die momentane Höhe der Gleichtakt-Spannung ist durch diese Werte vorteilhaft be- stimmbar und festgelegt. Die Zwischenkreis-Spannung und die Schaltperiodendauer des aktiven Gleichrichters sind in der Steuereinrichtung bekannt. Die Anteile an der Schaltperioden- dauer des Gleichrichters werden in der Steuerung bestimmt, da sie für die Steuerung des Gleichrichters benötigt werden. Es ist zweckmäßig, wenn der erste Anteil des Zeitraums und der zweite Anteil des Zeitraums zeitlich voneinander getrennt werden, indem zwischen sie ein zweiter Zeitraum gelegt wird, in dem der zweite Schaltzustand verwendet wird. Dadurch wird ein direktes Schalten, noch dazu möglicherweise ein mehrfa- ches Schalten zwischen den Schaltmöglichkeiten des ersten Zu- stands vermieden. Der aktive Gleichrichter und der DC/DC-Wandler können mit derselben Schaltfrequenz betrieben werden. Die verwendete Schaltfrequenz ist dabei wesentlich größer als die Grundfre- quenz der AC-Eingangsspannung. Beispielsweise kann die Schaltfrequenz 16 kHz, 25 kHz oder 48 kHz oder mehr betragen. Besonders bevorzugt handelt es sich bei dem Stromrichter um ein Ladegerät für ein elektrisch betriebenes Fahrzeug. 202303222 7 Im Folgenden wird die Erfindung anhand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben und er- läutert. Es zeigen: Figur 1 ein elektrisches Schaltbild eines galvanisch nicht getrennten Ladegeräts mit einem aktiven Gleichrichter und ei- nem DC/DC-Wandler, Figur 2 einen zeitlichen Verlauf der Schaltzustände des ak- tiven Gleichrichters innerhalb einer Schaltperiode, Figur 3 einen zeitlichen Verlauf eines sich ergebenden Be- rührstroms im Fehlerfall ohne Kompensation, Figur 4 einen zeitlichen Verlauf der Schaltzustände des DC/DC-Wandlers ohne Einstellung einer Gleichtakt-Spannung, Figur 5 einen zeitlichen Verlauf der Schaltzustände des DC/DC-Wandlers mit Einstellung einer Gleichtakt-Spannung, Figur 6 einen zeitlichen Verlauf eines sich ergebenden Be- rührstroms im Fehlerfall mit Kompensation, In Figur 1 ist ein elektrisches Schaltbild eines galvanisch nicht getrennten Ladegeräts 10 mit einem aktiven Gleichrich- ter 12 und einem DC/DC-Wandler 14 dargestellt. Das Ladegerät 10 ist eingangsseitig dreiphasig mit einer Versorgungsspan- nung 16 verbunden, beispielsweise dem 400 V-Ortsnetz. Die Verbindung kann beispielsweise über eine sog. Wallbox, also einen speziell für das Laden eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs vorgesehenen Starkstrom-Anschluss erfolgen. Der aktive Gleichrichter 12 umfasst pro Phase netzseitig eine Induktivität 18a…c und drei Halbbrücken mit jeweils zwei Halbleiter-Schaltelementen 20a…f, beispielsweise IGBTs oder MOSFETs. Die Halbbrücken sind in bekannter Weise mit ihren Außenanschlüssen parallelgeschaltet und mit ihren Mittelan- schlüssen an die Induktivitäten 18a…c angeschlossen. Der so 202303222 8 gebildete aktive Gleichrichter 12 ist ein Zweipunkt- Gleichrichter. Die Außenanschlüsse der Halbbrücken sind an einen Gleichspan- nungs-Zwischenkreis 22 angeschlossen. Der Gleichspannungs- Zwischenkreis 22 umfasst in diesem Beispiel zwei serielle Kondensatoren 23a, 23b, kann aber in anderen Beispielen auch einen oder mehr Kondensatoren aufweisen. Zwischen den Konden- satoren 23a, 23b ist ein Knotenpunkt 24, der im Weiteren als Bezugspunkt für Gleichtaktspannungen verwendet wird. Der Gleichspannungs-Zwischenkreis 22 ist weiterhin mit den Außenanschlüssen von zwei weiteren Halbbrücken mit jeweils zwei Halbleiter-Schaltelemente 15a…d verbunden, die den DC/DC-Wandler 14 bilden. Der DC/DC-Wandler 14 ist somit ein H-Brücken-DC/DC-Wandler. Die Mittelanschlüsse der weiteren Halbbrücken sind an ein Ausgangsfilter 26 angeschlossen. Das Ausgangsfilter 26 umfasst zwei Induktivitäten 27a, b und ei- nen Kondensator 27c, die zwischen die beiden Mittelanschlüsse als L-C-L-Serie geschaltet sind. Parallel zum Kondensator 27c ist die Last, also hier der Akkumulator des Fahrzeugs, ge- meinhin als Batterie bezeichnet, angeschlossen. Das Ladegerät 10 umfasst weiterhin eine Steuereinrichtung, die in Figur 1 nicht dargestellt ist. Die Steuereinrichtung ist einerseits mit einer übergeordneten Steuerung verbunden, die Kommandos zum Gesamtzustand des Ladegeräts 10 an die Steuereinrichtung weitergibt. Die Steuereinrichtung selbst errechnet Schaltzeitpunkte für die im Ladegerät 10 verwende- ten Halbleiter-Schaltelemente 15a…d, 20a…f. Zu den ermittel- ten Schaltzeitpunkten werden Signale an ebenfalls in Figur 1 nicht dargestellte Gate-Treiber-Einheiten gegeben, die dann wiederum das Schalten der Halbleiter-Schaltelemente 15a…d, 20a…f bewirken. Die Steuereinrichtung führt die im Folgenden beschriebenen Berechnungsschritte durch. Dies sind die Be- rechnungsschritte für die Pulsweiten-Modulation für den akti- ven Gleichrichter 12. Deren Ergebnisse fließen in die weite- 202303222 9 ren Berechnungsschritte für die Schaltvorgänge des DC/DC- Wandlers 14 ein. Parasitäre Kopplungen gegen Ground 28 sind in Figur 1 durch die kapazitiven Elemente 29a, 29b symbolisiert. Die fahrzeug- seitigen, kapazitiven Kopplungen mittels Y-Kondensatoren ge- gen PE sind durch die kapazitiven Elemente 30a und 30b symbo- lisiert. Die Karosserie und das Gehäuse des Ladegeräts werden als ideal geerdet angenommen, d.h. PE-Leiter und Ground 28 haben dasselbe Potential. Ein Bruch des PE-Leiters entspricht dem Öffnen des symbolischen Schalters 31. Ein solcher Bruch erlaubt das Entstehen von kapazitiv gekoppelten Berührspan- nungen und somit Berührströmen. Der menschliche Körper bzw. seine elektrisches Ersatzschaltbild sind dabei für die Dar- stellung von Berührspannungen und Berührströmen parallel zum symbolischen Schalter 31 angeordnet. Eine Komponente solcher Berührspannungen entsteht als Schwe- bung von Gleichtakt-Spannungen bei der dreifachen Grundfre- quenz, also in diesem Beispiel bei 150 Hz, ausgehend von ei- ner Grundfrequenz (Netzfrequenz) von 50 Hz und wird verur- sacht durch die Schaltvorgänge des aktiven Gleichrichters 12. Die zeitabhängige Gleichtakt-Spannung uCM0 ist für den aktiven Gleichrichter 12 definiert als: uCM0 = (uR0+uS0+uT0) / 3 Dabei sind uR0, uS0, und uT0 Komponenten der Gleichtakt- Spannung, die in Figur 1 ebenfalls dargestellt sind. Diese Komponenten betragen jeweils entweder +UDC / 2 oder –UDC / 2, je nachdem ob das obere oder das untere Schaltelement der je- weiligen Halbbrücke eingeschaltet ist. In Summe ergibt sich daher für die Gleichtakt-Spannung uCM0 = +/-UDC/2, wenn alle oberen oder alle unteren Schaltelemente eingeschaltet sind oder +/-UDC/6, wenn eine Mischung aus oberen und unteren Schaltelementen im aktiven Gleichrichter 12 eingeschaltet ist. 202303222 10 Bezeichnet man den Schaltzustand mit eingeschaltetem oberem Schalter als 1 und den Schaltzustand mit eingeschaltetem un- terem Schalter als 0 und schreibt die Schaltzustände für die drei Halbbrücken hintereinander, ergeben sich die als Vekto- ren bezeichneten möglichen Gesamtzustände wie folgt: Vektor Schaltzustände Gleichtakt- RST Spannung / UDC V0 000 -1/2 V1 100 -1/6 V2 110 +1/6 V3 010 -1/6 V4 011 +1/6 V5 001 -1/6 V6 101 +1/6 V7 111 +1/2 Der aktuell verwendete Schaltzustand wechselt innerhalb einer Schaltperiode mehrfach, wie weiter unten beschrieben. Der ge- naue Verlauf der Schaltvorgänge hängt von der gewählten Puls- weitenmodulation für den aktiven Gleichrichter 12 ab, und ebenso wird der Verlauf der Schwebung der Gleichtakt-Spannung mit der dreifachen Frequenz der Netzspannung von der Imple- mentierung der PWM bestimmt. Für das konkrete Beispiel einer symmetrischen Space-Vector- PWM ergibt sich ein Verlauf innerhalb einer Schaltperiode, der in Figur 2 vereinfacht dargestellt ist. Figur 2 zeigt da- bei die einzelnen Komponenten der Gleichtakt-Spannungen uR0, uS0, und uT0 sowie die gesamte Gleichtakt-Spannung uCM0 über die Zeit einer Schaltperiode. Die Schaltperiode der Länge T = 1 / f mit f = 48 kHz teilt sich dabei in Einschaltzeiten auf, die mit τa, τb und τ0 bezeichnet sind. Diese sind in der Rea- lität nicht gleich lang und hängen vom momentanen Arbeits- punkt des Gleichrichters 12 ab. Sie ergeben sich aus der ver- wendeten Pulsweitenmodulation. 202303222 11 Die Schaltperiode setzt sich in allgemeiner Beschreibung aus zwei Nullvektoren V0 und V0‘ sowie zwei aktiven Vektoren Va und Vb zusammen. Im Falle des 1. Sektors sind dies konkret die Vektoren V7 und V0 sowie V1 und V2. Die Einschaltzeiten τa, τb und τ0 der Vektoren werden durch die PWM-Einheit des Gleichrichters 12 für jede Periode neu berechnet. Der Momentanwert der Gleichtaktspannung e für die aktuelle Schaltperiode wird aus dem Pulsmuster des Gleichrichters 12 berechnet. Dies erfolgt, indem die Phasenausgangsspannungen uR0, uS0 und uT0 des Gleichrichters 12 für jede Schaltperiode als Spannungs-Zeit-Produkt uR0,Vt, uS0,Vt und uT0,Vt beschrieben werden. Entsprechend der Definition für uCM0 wird anschließend der Mittelwert gebildet: Nach Einsetzen und Auflösen ergibt sich: Dabei steht S für den Sektor in der Pulsweitenmodulation und TAFE für die Periodendauer einer Schaltperiode des aktiven Gleichrichters 12. Diese Gleichungen wie auch die sonstigen Betrachtungen gelten für die symmetrische Space-Vector PWM. Für andere PWM-Verfahren müssen die Gleichungen angepasst werden. Der Berührstrom, also für die Simulation der Strom durch eine Körpernachbildung mit Tiefpassbewertung, im Fehlerfall (PE- Leiter-Bruch), also bei geöffnetem symbolischen Schalter 31 äußert sich bei der symmetrischen Space-Vektor-PWM wie in Fi- gur 3 dargestellt als in etwa dreieckförmige Welle. Es ist erkennbar, dass die Amplitude etwas mehr als 40 mA beträgt. Die Periodendauer beträgt 1 / 150 Hz, also ca. 6 ms. 202303222 12 Für die Schaltvorgänge des H-Brücken-DC/DC-Wandlers 14 kann in ähnlicher Weise ein Schema aufgestellt werden, das aller- dings nur vier verschiedene Zustände aufweist, da nur zwei Halbbrücken vorliegen. Die Gleichtakt-Spannung uCM,DC ergibt sich für den DC/DC-Wandler 14 folgendermaßen: uCM,DC = (uA0+uB0) / 2 Die folgenden Schaltzustände sind beim DC/DC-Wandler möglich: Zustand Schaltzustände Gleichtakt- AB Spannung / UDC DC0 10 0 DC1 00 -1/2 DC2 11 +1/2 DC3 01 0 Der DC/DC-Wandler 14 bildet nur eine Gleichtakt- Spannungsamplitude in den beiden Auszuständen DC1 und DC2, also wenn beide Halbbrücken gleichzeitig nach oben oder unten geschaltet sind. Die Verwendung dieser Auszustände stellt ei- nen Freiheitsgrad dar. Wird die Auszeit einer Schaltperiode gleichmäßig auf die Schaltzustände DC1 und DC2 aufgeteilt, bildet der DC-DC-Wandler im Mittel keine Gleichtakt-Spannung für diese Schaltperiode aus. Eine ungleichmäßige Verteilung dagegen erzeugt einen entsprechen Gleichtakt-Spannungswert, der im Mittel über die Schaltperiode besteht. Dieser kann verwendet werden, um der niederfrequenten Gleichtakt- Schwebung des aktiven Gleichrichters 12 entgegenzuwirken und diese zu kompensieren. Der DC/DC-Wandler 14 setzt die Zwischenkreis-Spannung UDC herunter auf die von der Batterie geforderte Spannung. Das passiert, indem mit einer Schaltfrequenz, die in diesem Bei- spiel derjenigen des Gleichrichters 12 entspricht, zwischen dem Anzustand DC0 und einem Auszustand gewechselt wird. Im Anzustand DC0 liegt die Zwischenkreis-Spannung UDC am Aus- 202303222 13 gangsfilter 26 an. Im Auszustand liegt eine Spannung von 0 V am Ausgangsfilter 26 an. Die Einstellung der geforderten Spannung passiert über die Aufteilung der Schaltperiode TDC zwischen einer Dauer für den Anzustand TON und einer Dauer für den Auszustand TOFF (Es ist TDC = TON + TOFF). Der Anteil dON von TDC, in dem der Anzustand verwendet wird, berechnet sich zu dON = UBAT / UDC, der Anteil für den Auszustand zu dOFF = 1 – dON. Die Dauern sind dabei TON = dON * TDC und TOFF = dOFF * TDC. Im Anzustand kann keine Gleichtakt-Spannung erzeugt werden. Im Auszustand hingegen wird durch die Wahl des verwendeten Auszustands die Gleichtakt-Spannung eingestellt. Figur 4 zeigt ein Schaltschema für den DC/DC-Wandler 14, bei dem in- nerhalb einer Schaltperiode TDC jeder der Auszustände DC1 und DC2 zu gleichen Teilen verwendet wird (TOFF1 = TOFF2 = TOFF / 2). In diesem Fall ergibt sich im Mittel keine Gleichtakt- Spannung. Diese Ansteuerung ist also der Ausgangspunkt und für den Fall geeignet, dass die Amplitude der Gleichtakt- Schwebung e = 0 ist. Zusätzlich ist für die Figur 4 die Annahme getroffen worden, dass UBAT = 0,5 UDC, d.h. es gilt dON = dOFF = 0,5. Mit anderen Worten teil sich die Schaltperiode TDC gleichmäßig auf ON- und OFF-Zeiten auf, d.h. TOFF = 0,5 TDC und TOFF1 = TOFF2 = 0,25 TDC. Wäre UBAT = 0,4 UDC, dann wäre dON = 0,4 und dOFF = 0,6. Um im Mittel keine Gleichtakt-Spannung zu erzeugen, wäre dann TOFF1 = TOFF2 = TOFF / 2 = dOFF * TDC / 2 = 0,3 TDC. Wenn e nicht 0 ist, dann wird eine passende Gleichtaktspan- nung darüber eingestellt, dass die Zeitabschnitte TOFF1 und TOFF2 für die Auszustände verändert werden, wobei die summier- te Zeit für den Auszustand (dOFF * TDC = TOFF = TOFF1 + TOFF2) er- halten bleiben muss, da sie von der Batteriespannung festge- legt ist. Der Anteil dCM an der Periodendauer, der für die Erzeugung der benötigten Höhe der Gleichtakt-Spannung verwendet werden sollte, beträgt dCM = e / (0,5 * UDC). Die Frequenz der Schwe- 202303222 14 bung ist mit 150 Hz sehr gering gegenüber der Schaltfrequenz von beispielsweise 1 / TDC = 48 kHz. Daher hat die Gleicht- akt-Schwebung für jede Schaltperiode einen praktisch festen momentanen Spannungswert e, der negativ oder positiv sein kann. Je nach Vorzeichen der Gleichtakt-Spannung muss der Auszu- stand DC1 oder DC2 für den Anteil dCM an der Periodendauer verwendet werden. Der verbleibende Rest des Anteils für den Auszustand dOFF,RES = dOFF – dCM teilt sich gleichmäßig auf zwi- schen beiden Auszuständen DC1 und DC2. Damit ergeben sich für eine positive auszugleichende Gleicht- akt-Spannung die folgenden Zeiten für die beiden Auszustände: ^^ைிி^ ൌ 0,5 ^^ ൌ ൫ ^^ ^ 0,5 ∙ ^^ ൯ 1 ^^^^ െ ^^^^் ^ 2 ^^ ைிிଶ ^ெ ைிி,ோாௌ ∙ ^^^^ ൌ 2 ∙ ^^^^ ∙ ^^^^ Für eine negative auszugleichende Gleichtakt-Spannung sind die beiden Auszustände zu vertauschen, d.h. es ergeben sich die folgenden Zeiten für die beiden Auszustände: ^^ைிிଶ ൌ 0,5 ^^ ிி^ ൌ ൫ 1 ^^^^ െ ^^^^் ^ 2 ^^ ை ^^^ெ ^ 0,5 ∙ ^^ைிி,ோாௌ൯ ∙ ^^^^ ൌ 2 ∙ ^^^^ ∙ ^^^^ Figur 5 zeigt ein Schaltschema für den DC/DC-Wandler 14, bei dem innerhalb einer Schaltperiode TDC die Auszustände DC1 und DC2 zu verschiedenen Teilen verwendet werden. Der in Figur 5 dargestellte Wert von e entspricht etwa e = -1/6 * UDC. Die Ausschaltzeit TOFF2 für den Zustand DC2 verkürzt sich dadurch und die Ausschaltzeit TOFF1 für den Zustand DC1 verlängert sich um denselben Betrag, sodass weiterhin TOFF = dOFF * TDC = 202303222 15 TOFF1 + TOFF2 gilt. Es ergibt sich der dargestellte Verlauf der DC-Ausgangsspannung 51. Weiterhin zeigt Figur 5 die im DC/DC-Wandler 14 erzeugte Gleichtakt-Spannung 52. Wie an der Schraffur unter dem Ver- lauf der Gleichtakt-Spannung 52 erkennbar, bewirkt das darge- stellte Schaltschema im Mittel über die Schaltperiode TDC ei- ne Gleichtakt-Spannung, mit der der vom aktiven Gleichrichter 12 verursachten Gleichtakt-Schwebung entgegengewirkt wird. Das Ergebnis der Kompensation ist in Figur 6 wieder anhand des Berührstroms im Fehlerfall gezeigt, also bei geöffnetem symbolischen Schalter 31. Der Strom fließt über einen hypo- thetischen menschlichen Körper, also in der Simulation über dessen Ersatzschaltbild. Im Vergleich zu Figur 3 ist die nie- derfrequente Gleichtakt-Schwebung im Stromverlauf fast nicht mehr erkennbar. Der RMS-Wert des Stroms wird mit aktiver 150 Hz-Kompensation von 22,8 mA auf 1,8 mA minimiert, was einer Reduktion von 92 % entspricht.
202303222 16 Bezugszeichen 10 Ladegerät 12 aktiver Gleichrichter 14 DC/DC-Wandler 15a…d Halbleiterschalter 16 Versorgungsspannung 18a…c Induktivität 20a…f IGBTs 22 Gleichspannungs-Zwischenkreis 23a, b Zwischenkreis-Kondensator 24 Knotenpunkt 26 Ausgangsfilter 27a,b Filterinduktivität 27c Filterkondensator 28 Ground 29a, b parasitäre Kapazität 30a, b Y-Kondensator 51 DC-Ausgangsspannung 52 Gleichtakt-Spannung PE Protective Earth UDC Zwischenkreis-Spannung UBAT Batteriespannung

Claims

202303222 17 Patentansprüche 1. Betriebsverfahren für einen Stromrichter (10), der einen aktiven Gleichrichter (12), einen Gleichspannungs- Zwischenkreis (22) und einen DC/DC-Wandler (14) umfasst, bei dem - der aktive Gleichrichter (12) so gesteuert wird, dass er einen Wechsel zwischen einer Mehrzahl von Gleichrichter- Schaltzuständen vornimmt, - der DC/DC-Wandler (14) zur Erzeugung einer DC- Ausgangsspannung aus der Spannung des Zwischenkreises (22) mit einer Schaltfrequenz einen Wechsel zwischen einem ersten Schaltzustand und einem zweiten Schaltzustand vornimmt, - ein erster der beiden Schaltzustände eine Mehrzahl von Schaltmöglichkeiten zur Darstellung des Schaltzustands um- fasst, bei denen voneinander verschiedene Gleichtakt- Spannungen erzeugt werden, - in einem Zeitraum, in dem der erste Schaltzustand vorliegt, eine erste Schaltmöglichkeit für einen ersten Anteil des Zeitraums und eine zweite Schaltmöglichkeit für den restli- chen, zweiten Anteil des Zeitraums verwendet wird, - die Anteile so bestimmt werden, dass die durch den DC/DC- Wandler (14) erzeugte Gleichtaktspannung betragsgleich ist mit einer vom Gleichrichter (12) erzeugten Gleichtaktspan- nung. 2. Betriebsverfahren nach Anspruch 1, bei dem die Anteile aus der Schaltperiodendauer des DC/DC-Wandlers (14), der Zwi- schenkreis-Spannung, der DC-Ausgangsspannung und einem Momen- tanwert für die vom aktiven Gleichrichter (12) erzeugte Gleichtakt-Spannung ermittelt werden. 3. Betriebsverfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem als Momentanwert für die vom Gleichrichter (12) er- zeugte Gleichtakt-Spannung ein über eine Schaltperiode des Gleichrichters (12) gemittelter Wert ermittelt wird. 202303222 18 4. Betriebsverfahren nach Anspruch 3, bei dem der Momentan- wert unter Verwendung der Schaltperiodendauer, der Zwischen- kreis-Spannung und Anteilen der Schaltperiodendauer, die Schaltzuständen des aktiven Gleichrichters (12) zugeordnet sind, ermittelt wird. 5. Betriebsverfahren nach Anspruch 1, bei dem der erste An- teil des Zeitraums und der zweite Anteil des Zeitraums zeit- lich voneinander getrennt werden, indem zwischen ihnen ein zweiter Zeitraum gelegt wird, in dem der zweite Schaltzustand verwendet wird. 6. Betriebsverfahren nach Anspruch 1, bei dem der aktive Gleichrichter (12) mit einer symmetrischen Space-Vektor- Pulsweiten-Modulation betrieben wird. 7. Betriebsverfahren nach Anspruch 1, bei dem der aktive Gleichrichter (12) und der DC/DC-Wandler (14) mit derselben Schaltfrequenz betrieben werden. 8. Stromrichter (10) mit einem aktiven Gleichrichter (12), einem Gleichspannungs-Zwischenkreis (22), einem DC/DC-Wandler (14) und einer Steuereinrichtung zur Steuerung des Gleich- richters (12) und des DC/DC-Wandlers (14), wobei die Steuer- einrichtung ausgestaltet ist, - den aktiven Gleichrichter (12) so zu steuern, dass er einen Wechsel zwischen einer Mehrzahl von Gleichrichter- Schaltzuständen vornimmt, - den DC/DC-Wandler (14) so zu steuern, dass er zur Erzeugung einer DC-Ausgangsspannung aus der Spannung des Zwischenkrei- ses (22) mit einer Schaltfrequenz einen Wechsel zwischen ei- nem ersten Schaltzustand und einem zweiten Schaltzustand vor- nimmt, wobei ein erster der beiden Schaltzustände eine Mehr- zahl von Schaltmöglichkeiten zur Darstellung des Schaltzu- stands umfasst, bei denen voneinander verschiedene Gleichtak- tspannungen erzeugt werden, - den DC/DC-Wandler (14) weiterhin so zu steuern, dass in Zeiträumen, in denen der erste Schaltzustand vorliegt, eine 202303222 19 erste Schaltmöglichkeit für einen ersten Anteil des Zeitraums und eine zweite Schaltmöglichkeit für den restlichen, zweiten Anteil des Zeitraums verwendet wird, - die Anteile so zu bestimmen, dass die durch den DC/DC- Wandler (14) erzeugte Gleichtaktspannung betragsgleich ist mit einer vom Gleichrichter (12) erzeugten Gleichtaktspan- nung. 9. Stromrichter (10) nach Anspruch 8, bei dem der aktive Gleichrichter (12) ein Zweipunkt-Gleichrichter (12) ist. 10. Stromrichter (10) nach Anspruch 8 oder 9, bei dem der DC/DC-Wandler (14) ein H-Brücken-DC/DC-Wandler mit zwei pa- rallelgeschalteten Halbbrücken ist. 11. Stromrichter (10) nach Anspruch 10, bei dem im ersten Schaltzustand in der ersten Schaltmöglichkeit die beiden obe- ren Halbleiter-Schaltelemente (15a, c) der beiden Halbbrücken eingeschaltet sind und in der zweiten Schaltmöglichkeit die beiden unteren Halbleiter-Schaltelemente (15b, d) der beiden Halbbrücken eingeschaltet sind. 12. Stromrichter (10) nach Anspruch 10 oder 11, bei dem im zweiten Schaltzustand diagonal liegende Halbleiter- Schaltelemente (15a…d) der beiden Halbbrücken eingeschaltet sind.
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