EP4620107A1 - Halbleiterschalter - Google Patents

Halbleiterschalter

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Publication number
EP4620107A1
EP4620107A1 EP23832689.6A EP23832689A EP4620107A1 EP 4620107 A1 EP4620107 A1 EP 4620107A1 EP 23832689 A EP23832689 A EP 23832689A EP 4620107 A1 EP4620107 A1 EP 4620107A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
terminal
circuit modules
transistor
circuit
semiconductor switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP23832689.6A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Karsten Handt
Christopher Betzin
Hauke NANNEN
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Publication of EP4620107A1 publication Critical patent/EP4620107A1/de
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/10—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage
    • H03K17/102—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0009—AC switches, i.e. delivering AC power to a load

Definitions

  • the invention relates to a semiconductor switch.
  • the fast response times of the semiconductor components are of key importance in preventing damage caused by overload. This means that the switch switches off the current before the semiconductor components can be destroyed. Nevertheless, given the higher sensitivity of semiconductor components compared to conventional switching elements, it can happen that the semiconductor-based switching mechanism is damaged and the switch no longer functions properly.
  • An efficient way to realize a semiconductor switch with comparatively moderate conduction losses is to design the semiconductor switch as a series connection of transistors (e.g. MOSFETs or IGBTs).
  • transistors e.g. MOSFETs or IGBTs.
  • the invention aims to improve switches formed by series circuits of transistors.
  • the invention is based on a semiconductor switch with a plurality of circuit modules connected in series.
  • the circuit modules are each formed with a first transistor with a source terminal, a control terminal and a drain terminal, the source terminal being a source terminal or an emitter terminal, the control terminal being a gate terminal or a base terminal and the drain terminal being a drain terminal or a collector terminal.
  • the circuit modules each comprise a second transistor with a source terminal, a control terminal and a drain terminal, the source terminal being connected to the control terminal of the first transistor and the drain terminal being connected to the source terminal of the first transistor (M3).
  • the semiconductor switch is formed with a driver which is connected via connections to the control terminals of the second transistors of the individual circuit modules.
  • a device for reducing the control terminal voltage of the corresponding first transistor is introduced for a subset (e.g. for one circuit module or two circuit modules) of the plurality of circuit modules in the respective connection to the driver.
  • the first transistor can be a unipolar transistor, e.g. a MOSFET. But it can also be implemented using a bipolar transistor, e.g. an IGBT (Insulated-Gate Bipolar Transistor) with an antiparallel protective diode (integrated or as an external freewheeling diode).
  • the control connection voltage would then be the gate-source voltage (hereinafter also referred to as the gate voltage), and in a bipolar transistor, the base-emitter voltage.
  • IGBT Bipolar Transistor with Insulated Gate Electrode
  • MOSFET Bipolar Transistor with Insulated Gate Electrode
  • the current limitation without the device for reducing the control terminal voltage would depend on the driving voltage, which could result in increased design effort in the application.
  • the counter voltage built up in the event of a short circuit and thus the value of the maximum short-circuit current can be adjusted by carefully selecting circuit modules for attaching a device for reducing the control terminal voltage.
  • the individual first transistors of the circuit modules of the semiconductor switch are loaded to different degrees.
  • the outer transistors near the connection terminal
  • the transistor supplied directly from the driver also remains in the linear or ohmic characteristic range and is not loaded very much.
  • One of the transistors shifts its operating point into the pinch-off range and is therefore heavily loaded (depending on the type of transistor, the usual names for the ranges used here for a MOSFET transistor may differ, e.g. one speaks of a saturation range and an active range in the case of an IGBT; however, the principle applies generally and the problem arises regardless of the type of transistor).
  • the increased stress on the first transistors of the subset of switch modules with devices that reduce the control connection voltage is compensated for by using different first transistors from the other first transistors.
  • the first transistors of the subset are then designed for a service life or MBTF comparable to the other first transistors under the specified operating conditions.
  • the semiconductor switch has an even number of circuit modules, wherein the first half of the circuit modules are connected in series one after the other with the same switching direction, and the second half of the circuit modules are connected in series one after the other with the opposite switching direction.
  • Two of the circuit modules are then connected in series in opposite switching directions, and for one circuit module of the first half of circuit modules and for one circuit module of the second half of circuit modules in the respective connection to the driver, a device for reducing the control terminal voltage of the first transistor is introduced, wherein the position of the two Circuit modules correspond to one another with respect to the number of circuit modules between them and the circuit module with corresponding switching direction which is connected to a circuit module with opposite switching direction.
  • the semiconductor switch is then preferably designed to be mirror-symmetrical with respect to the equipment of circuit modules with devices for reducing the control connection voltage with respect to the line defined by the connection of two switch modules with different switching directions.
  • the first transistor can be a unipolar transistor, e.g. a MOSFET. But it can also be implemented using a bipolar transistor, e.g. an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) with an anti-parallel protective diode (integrated or as an external freewheeling diode).
  • a bipolar transistor e.g. an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) with an anti-parallel protective diode (integrated or as an external freewheeling diode).
  • control terminal and the source terminal of the second transistor are connected to one another, and a diode is arranged between the control terminal and the source terminal of the second transistor, which diode blocks in the direction of the control terminal.
  • protective diodes and voltage limits can also be provided selectively only for the circuit modules where the specific design of the semiconductor switch requires it.
  • the circuit module with the smallest distance to the driver or, for a symmetrically constructed semiconductor switch, the two circuit modules with the smallest distance to the driver can be formed without a second transistor.
  • Fig. 1a and 1b a circuit module for forming a semiconductor switch according to the invention
  • Fig. 2 the structure of a semiconductor switch formed with circuit modules according to Fig. 1a and Fig. 1b,
  • Fig. 3 the semiconductor switch according to Fig. 2, wherein according to the invention Zener diodes for selected circuit modules are introduced into the connection to the driver,
  • Fig. 4a and 4b Diagrams showing the shift of the operating point and the reduction of the on-resistance for the circuit modules with a Zener diode inserted as shown in Fig. 3, and
  • Fig. 5a and 5b Tables illustrating the effect of the Zener diode introduced as shown in Fig. 3 on the build-up of blocking voltages in circuit modules of a semiconductor switch as shown in Fig. 2 and Fig. 3 respectively in the event of a short circuit.
  • the invention is based on a semiconductor switch which is formed with circuit modules connected in series.
  • Fig. 1a and Fig. 1b show an embodiment of such a circuit module.
  • the module comprises a MOSFET M3 with a source connection source!, a gate connection Gate3 and a drain connection and a PNP bipolar transistor Q2 with an emitter connection, a base connection and a collector connection, the emitter connection being connected to the gate connection Gate3 of the MOSFET M3 and the collector connection being connected to the source connection source! of the MOSFET M3.
  • the gate connection Gate3 and the source connection sourceS of the MOSFET M3 are connected to one another, and between these connections a diode D5 (preferably a Zener diode) is arranged which blocks in the direction of the gate connection Gate3.
  • the base terminal and the emitter terminal of the PNP bipolar transistor Q2 are connected to each other, and a diode D4 is arranged in the connection, which blocks in the direction of the base terminal.
  • the base terminal of the PNP bipolar transistor Q2 is also connected to the sen collector terminal, with a resistor R5 looped into the connection.
  • a connection is provided from the base connection of the PNP bipolar transistor Q2 to a driver V2.
  • Fig. 2 shows a semiconductor switch formed from modules connected in series with a driver V2.
  • the driver V2 is connected to the PNP bipolar transistors Ql - Q6 of six circuit modules connected in series.
  • a diode Dl, D6, D7, D12, D14 and D16 is also inserted between the driver V2 and the base connections of the PNP bipolar transistors Ql - Q6, which blocks the direction of the driver V2.
  • a fuse SI - S6 is also provided between the driver V2 and the diodes Dl, D6, D7, D12, D14 and D16.
  • the semiconductor switch is formed from an even number of modules, the first half of the circuit modules being connected in series with the same switching direction and the second half of the circuit modules being connected in series with the opposite switching direction.
  • the semiconductor circuit module is shown twice, with the forward direction being different.
  • the semiconductor switch in Fig. 2 is therefore half made up of modules according to Fig. 1a and half of modules according to Fig. 1b.
  • the Zener diodes D5 and D18 in Fig. 1a and 1b are optional.
  • two modules with opposite forward directions are connected in series.
  • the driver V2 is connected to the connection of the two circuit modules connected in opposite switching directions (source) and is connected to earth via this connection and the resistor Rll. Between this connection and the base connections of the PNP bipolar transistors of the two circuit modules, a resistor R2 or R6 is provided. In addition, a resistor RI is introduced between the positive pole of the driver V2 and the connections of the circuit modules of a forward direction.
  • the circuit modules are also each provided with a capacitance Cl - C6 and a voltage limiter Ul - U6 (e.g. in The voltage limits of the circuit modules U1-U6 are optional components. A voltage VI and a load R3 fed from this voltage are also shown.
  • the driver-related modules can in principle be designed without the transistors Q5 or Q6 for switching on.
  • the elements D13, D14, D17 and R17 or D15, D16, D18 and RIO can then also be omitted, so that the modules then only consist of the MOSFETs M1 or M4.
  • the circuit shown here has an intrinsic short-circuit current limitation, since a voltage drop depending on the load current develops across the components connected in series.
  • a Zener diode D19 or D20 is inserted into the gate path of the MOSFETs M2 and M5 in the series connection, which specifically reduce the gate voltage for these MOSFETs and operate these MOSFETs close to the pinch-off region.
  • FIG. 4a shows the current flowing through a typical MOSFET as a function of the voltage between drain and source V DS .
  • the relationship between current and voltage is initially essentially linear (which is equivalent to an essentially constant resistance) until the MOSFET reaches saturation and the current hardly increases any further with increasing voltage V DS .
  • the corresponding on-resistance is given in Fig. 4b (areas 1 and 2 respectively).
  • V GS 15V it is approximately 2.8 mQ
  • MOSFETs M2 and M5 operate with a gate voltage of only 7V and therefore generally have higher losses, thus higher operating temperatures and longer temperature cycles, which both their service life and their MTBF (mean time between failures) are reduced. These MOSFETs will therefore fail sooner than those operated at a higher gate voltage. By reducing the gate voltage using a Zener diode, it is determined which MOSFET will fail due to wear. Such a MOSFET is also referred to below as a sacrificial MOSFET.
  • a sacrificial MOSFET now always works with a significantly lower gate voltage than the rest of the series circuit. This has the following consequences: a. This MOSFET now switches to the active area at a given current that can be read off in the data sheet and builds up counter voltage. b. The total counter voltage can be set specifically, since all MOSFETs in this series circuit that work above this MOSFET (between the MOSFET with Zener diode and the load connection or further away from the driver than the MOSFET or the circuit module with Zener diode) are forced to be included in the active area as soon as the MOSFET voltage determined by the installation of the Zener diode builds up.
  • a type of "sacrificial MOSFET” is thus created, which incurs more losses than the rest in normal operation, but ensures that all the others can operate with optimized losses at this operating point.
  • the individual MOSFETs no longer run into the pinch-off area one after the other and gradually increase the counter voltage, but the sacrificial MOSFET determines the drain current through its output characteristic curve alone, which leads to saturation.
  • the short-circuit current limitation has thus become voltage-independent.
  • the 10% higher losses of the sacrificial MOSFET then also lead to a 10% higher chip temperature, which is expressed in the load change by higher temperature swings.
  • MOSFETs between the reference potential of the driver and the sacrificial MOSFET are always operated in the ohmic range and are therefore in an operating state with optimal power loss. All MOSFETs between the sacrificial MOSFET and the load connection, both the circuit part for blocking the positive and the negative voltage direction (i.e. MOSFETs further away from the driver than the sacrificial MOSFET) are switched off when the sacrificial MOSFET is saturated, since the transition to the pinch-off region at the A voltage is built up in the drain-source path of the sacrificial MOSFET, which causes the gate voltage of these MOSFETs to become zero.
  • the circuit would no longer consist of one MOSFET type, but of two types.
  • FIG. 5a and 5b A calculation example for the expected gate voltages of the individual MOSFETs can be found in Fig. 5a and 5b.
  • the tables shown in these figures are again based on the use of a MOSFET with a forward resistance RDSon of 3.9mQ (in the linear range), such as the Infineon MOSFET IPT039N15N5.
  • the driver voltage is 11V
  • the table in Fig. 5b it is 15V.
  • the individual MOSFETs or switch modules are numbered in the first column. The list corresponds to an increasing distance from the driver, i.e. the data in the first row corresponds to the MOSFET closest to the driver (in Fig. 3 e.g.
  • MOSFET Ml the data in the second row to the adjacent MOSFET (in Fig. 3 e.g. MOSFET M2) etc.
  • Columns 2-5 list the gate voltages U G s for various load currents (50A, 100A, 200A and 400A).
  • values shown in larger font correspond to MOSFETs in the linear range and all values shown in smaller font correspond to MOSFETs in the pinch-off range, for which the resistance is then increased accordingly (i.e. greater than 3.9 m ⁇ ) as illustrated in Fig. 4b.
  • All MOSFETs with a gate voltage shown in smaller font will in reality build up a counter voltage. If the sum of the counter voltages is equal to the driving voltage, an equilibrium will be established and the resulting current increase in the short circuit is zero. The circuit thus actively and intrinsically limits the short-circuit current depending on the applied driving voltage.
  • Fig. 5a values are shown without a Zener diode (or without a sacrificial MOSFET), in Fig. 5b, MOSFET 6 is designed as a sacrificial MOSFET.
  • the basis is an RDSon of 3.9mQ and a gate signal of 15V.
  • MOSFET 6 has a significantly lower gate voltage than MOSFET 7, but still operates in the linear range.
  • the MOSFET used with a gate voltage of 6.1V cannot carry a 200A drain current. It therefore builds up voltage, which reduces the gate voltage of all subsequent MOSFETs in the series connection, and they also build up a counter voltage.
  • MOSFET 7 to MOSFET 11 therefore also change to the active range.
  • the achievable counter voltage at 200A is therefore the sum of all the individual counter voltages of the MOSFETs, usually the limiting voltage of the overvoltage limitation installed in parallel. If you now move the Zener diode into the gate path of MOSFET 7, you reduce the counter voltage by the counter voltage of a single MOSFET; if you move it into the gate path of MOSFET 5, you increase the counter voltage by a single counter voltage of a MOSFET. This results in a multitude of options for setting the required counter voltage and the value of the maximum short-circuit current.

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  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

Es wird ein Halbleiterschalter vorgeschlagen, der mit einer Mehrzahl von in Reihe geschalteten Schaltungsmodulen gebildet ist. Die Schaltungsmodule umfassen jeweils einen ersten Transistor (M3) mit einem Quellenanschluss (source3), einem Steueranschluss (Gate3) und einem Senkenanschluss und einen zweiten Transistor (Q2) mit einem Quellenanschluss, einem Steueranschluss und einem Senkenanschluss. Der Quellenanschluss des zweiten Transistors (Q2) ist dabei mit dem Steueranschluss (Gate3) des ersten Transistors (M3) verbunden und der Senkenanschluss des zweiten Transistors (Q2) mit dem Quellenanschluss (source3) des ersten Transistors (M3). Zudem ist ein Treiber (V2) vorgesehen, der über Verbindungen mit den Steueranschlüssen der zweiten Transistoren (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6) der einzelnen Schaltungsmodule verbunden ist. Für eine Untermenge der Mehrzahl von Schaltungsmodulen in der jeweiligen Verbindung zu dem Treiber eine Vorrichtung zur Reduktion der Steueranschlussspannung des ersten Transistors eingebracht. Diese Maßnahme erlaubt eine bessere Einstellung des maximalen Kurzschlussstroms bzw. einen kontrollierteren Ablauf bei Defekten des erfindungsgemäßen Halbleiterschalters.

Description

Beschreibung
Haiblei ter schal ter
Die Erfindung betrifft einen Halbleiterschalter.
Die Fortschritte bei der Entwicklung von Halbleiterbauelementen haben zu neuen Schalterkonzepten geführt, die herkömmliche, typischerweise elektromechanisch aufgebaute Schalter der Niederspannungstechnik ersetzen können. Diese neuen Konzepte betreffen z.B. Schutzschalter oder Motorstarter, können aber prinzipiell auch z.B. für das Schalten von höheren Strömen, z.B. durch Leistungsschalter, verwendet werden. Bei Schutz- und Leistungsschaltern ist auch die Bezeichnung SSCB (Solid State Circuit Breaker) üblich.
Von zentraler Bedeutung sind dabei die schnellen Ansprechzeiten der Halbleiterbauelemente, durch die Schäden durch Überbelastung vermieden werden. D.h., der Schalter schaltet den Strom ab, bevor die Halbleiterbauelemente zerstört werden könnten. Trotzdem kann es - auch angesichts der höheren Empfindlichkeit von Halbleiterbauelementen im Vergleich zu herkömmlichen Schalterelementen - dazu kommen, dass der auf Halbleiter basierende Schaltmechanismus Schaden nimmt und der Schalter nicht mehr ordnungsgemäß funktioniert.
Eine effiziente Möglichkeit zur Realisierung eines Halbleiterschalters mit vergleichsweise moderaten Durchlassverlusten ist, den Halbleiterschalter als Reihenschaltung von Transistoren (z.B. MOSFETs oder IGBTs) auszuführen.
Die Erfindung hat zur Aufgabe, mit Reihenschaltungen von Transistoren gebildete Schalter zu verbessern.
Diese Aufgabe wird durch Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben. Die Erfindung geht von einem Halbleiterschalter mit einer Mehrzahl von in Reihe geschalteten Schaltungsmodulen aus. Die Schaltungsmodule sind jeweils gebildet mit einem ersten Transistor mit einem Quellenanschluss, einem Steueranschluss und einem Senkenanschluss, wobei der Quellenanschluss ein Source- Anschluss oder ein Emitter-Anschluss, der Steueranschluss ein Gate-Anschluss oder ein Basis-Anschluss und der Senkenanschluss ein Drain-Anschluss oder ein Kollektor-Anschluss ist. Zudem umfassen die Schaltungsmodule jeweils einen zweiten Transistor mit einem Quellenanschluss, einem Steueranschluss und einem Senkenanschluss, wobei der Quellenanschluss mit dem Steueranschluss des ersten Transistors verbunden ist und der Senkenanschluss mit dem Quellenanschluss des ersten Transistors (M3) verbunden ist.
Der Halbleiterschalter ist mit einem Treiber gebildet, der über Verbindungen mit den Steueranschlüssen der zweiten Transistoren der einzelnen Schaltungsmodule verbunden ist.
Zur unten näher ausgeführten Optimierung ist für eine Untermenge (z.B. für ein Schaltungsmodul oder zwei Schaltungsmodule) der Mehrzahl von Schaltungsmodulen in der jeweiligen Verbindung zu dem Treiber eine Vorrichtung (z.B. Zenerdiode) zur Reduktion der Steueranschlussspannung des entsprechenden ersten Transistors eingebracht.
Bei dem ersten Transistor kann es sich um einen unipolaren Transistor, z.B. einen MOSFET, handeln. Aber auch eine Realisierung mittels eines bipolaren Transistors, z.B. einem IGBT ( Insulated-Gate Bipolar Transistor) mit antiparalleler Schutzdiode (integriert oder als externe Freilauf diode ) ist möglich. Bei einem unipolaren Transistor wäre die Steueranschlussspannung dann die Gate-Source-Spannung (im Folgenden auch kurz als Gatespannung bezeichnet) , bei einem bipolaren Transistor dann die Basis-Emitter-Spannung. Bei einem IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode) , der das isolierte Gate eines spannungsgeführten Bauelementes (z.B. MOSFET) , kombiniert mit dem bipolaren Ausgangskennlinienfeld eines Bipolartransistors aufweist , wäre es dann die Gate- Emitter-Spannung .
Die mit dieser Maßnahme angestrebten Verbesserungen betref fen folgende Punkte :
1 . Die Strombegrenzung ohne die die Steueranschlussspannung reduzierende Vorrichtung wäre abhängig von der treibenden Spannung, was in der Anwendung einen erhöhten Aufwand bei der Auslegung mit sich bringen könnte . Wie unten im Rahmen eines Aus führungsbeispiels illustriert , lässt sich durch gezielte Auswahl von Schaltungsmodulen für die Anbringung einer Vorrichtung zur Reduktion der Steueranschlussspannung die bei einem Kurzschluss aufgebaute Gegenspannung und damit der Wert des maximalen Kurzschlussstromes einstellen .
2 . Die einzelnen ersten Transistoren der Schaltungsmodule des Halbleiterschalters werden unterschiedlich stark belastet . Im Falle einer schnellen Stromerhöhung in Folge eines Kurzschlusses werden die äußeren Transistoren (nahe der Anschlussklemme ) wenig belastet , da der Strom zeitnah auf das Entlastungsnetzwerk kommutiert . Der unmittelbar aus dem Treiber versorgte Transistor bleibt ebenfalls im linearen bzw . Ohm ' schen Kennlinienbereich und wird wenig belastet . Einer der Transistoren verschiebt seinen Arbeitspunkt in den Abschnürbereich und wird infolgedessen stark belastet ( j e nach Typ des Transistors weichen evtl , die hier verwendeten, für einen MOSFET-Transistor üblichen Bezeichnungen für die Bereiche ab, z . B . spricht man von einem Sättigungsbereich und einem aktiven Bereich beim IGBT ; das Prinzip gilt j edoch generell bzw . das Problem stellt sich unabhängig vom Typ des Transistors ) . Welcher der Transistoren in der Schaltung diesen ungünstigen Zustand einnimmt , ist nicht eindeutig und von den j eweiligen Rahmenbedingungen des Einzel falls abhängig . Wichtig für eine einfache Reparierbarkeit im Sinne von Nachhaltigkeit und Ressourcenschonung wäre es aber, einen einzigen Transistor mit einer höheren thermischen Beanspruchung zu haben, damit dieser dann auch eine signi fikant schlechtere MTBF (mean time between failures bzw . mittlere Betriebsdauer zwischen Aus fällen) aufweist . Somit könnte sichergestellt werden, dass bei einem Defekt im Halbleiterschalter sehr wahrscheinlich dieser eine Leistungshalbleiter defekt ist . Man hätte somit eine Art „Opfer-Transistor" , welcher für eine rasche und einfache Austauschbarkeit ( entweder nur des Transistors oder des den Transistor umfassenden Moduls ) vorbereitet werden könnte ( z . B . besonders einfach zugänglich, steckbar, markiert für leichtere Identi fikation etc . ) . Dies kann durch die selektive Reduktion der Steueranschlussspannung für einen mit baugleichen Schaltungsmodulen gebildeten Halbleiterschalter realisiert werden .
In einer anderen Aus führungs form des erfindungsgemäßen Halbleiterschalters wird die erhöhte Beanspruchung der ersten Transistoren der Untermenge der Schaltermodule mit die Steueranschlussspannung reduzierenden Vorrichtungen dadurch kompensiert , dass von den anderen ersten Transistoren unterschiedliche erste Transistoren verwendet werden . Vorzugsweise sind dann für festgelegte Betriebsbedingungen für den Halbleiterschalter ( z . B . Nennstrom) die ersten Transistoren der Untermenge für eine mit den anderen ersten Transistoren vergleichbare Lebensdauer bzw . MBTF unter den festgelegten Betriebsbedingungen ausgelegt .
In einer Aus führungs form des erfindungsgemäßen Halbleiterschalters weist eine gerade Anzahl von Schaltungsmodulen auf , wobei die erste Häl fte der Schaltungsmodule nacheinander mit derselben Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind, und die zweite Häl fte der Schaltungsmodule nacheinander mit der entgegengesetzten Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind . Zwei der Schaltungsmodule sind dann in entgegengesetzter Durchschaltrichtung nacheinander geschaltet , und für ein Schaltungsmodule der ersten Häl fte von Schaltungsmodulen und für ein Schaltungsmodul der zweiten Häl fte von Schaltungsmodulen in der j eweiligen Verbindung zu dem Treiber ist eine Vorrichtung zur Reduktion der Steueranschlussspannung des ersten Transistors eingebracht , wobei die Position der beiden Schaltungsmodule bzgl . der Anzahl von Schaltungsmodulen zwischen ihnen und dem Schaltungsmodule mit entsprechender Durchschaltrichtung, das an ein Schaltungsmodul mit entgegengesetzter Durchschaltrichtung anschließt , einander entspricht . Der Halbleiterschalter ist dann vorzugsweise bzgl . der Ausstattung von Schaltungsmodulen mit Vorrichtungen zur Reduktion der Steueranschlussspannung bzgl . der durch die Verbindung von zwei Schaltermodulen mit unterschiedlicher Durchschaltrichtung definierten Linie spiegelsymmetrisch ausgebildet .
Für die Schaltungsmodule gibt es verschiedenste Ausgestaltungsvarianten . Z . B . kann es sich - wie oben angesprochen - bei dem ersten Transistor um einen unipolaren Transistor, z . B . einen MOSFET , handeln . Aber auch eine Realisierung mittels eines bipolaren Transistors , z . B . einem IGBT ( Insulated- Gate Bipolar Transistor ) mit antiparalleler Schutzdiode ( integriert oder als externe Freilauf diode ) ist möglich .
Gemäß einer Ausgestaltung des Schaltungsmoduls ist die Verbindung zu dem Treiber mit einem Leiterabschnitt gebildet , in die eine Diode eingebracht ist , welche in Richtung des Treibers sperrt .
Gemäß einer Ausgestaltung des Schaltungsmoduls sind der Steueranschluss und der Quellenanschluss des zweiten Transistors miteinander verbunden, und zwischen dem Steueranschluss und dem Quellenanschluss des zweiten Transistors ist eine Diode angeordnet , welche in Richtung des Steueranschlusses sperrt .
Gemäß einer Ausgestaltung des Schaltungsmoduls sind der Steueranschluss und der Senkenanschluss des zweiten Transistors miteinander verbunden, und zwischen dem Steueranschluss und dem Senkenanschluss des zweiten Transistors ist ein Widerstand (vorzugsweise ein ohmscher Widerstand) angeordnet .
Gemäß einer Ausgestaltung des Schaltungsmoduls ist parallel zu dem ersten Transistor eine Spannungsbegrenzung vorgesehen . Auch kann parallel zu dem ersten Transistor ein kapazitiver Widerstand vorgesehen sein .
Gemäß einer ersten Ausgestaltungsalternative des Schaltungsmoduls sind der Steueranschluss und der Quellenanschluss des ersten Transistors miteinander verbunden, und zwischen dem Steueranschluss und dem Quellenanschluss des ersten Transistors ist eine Diode angeordnet , welche in Richtung des Steueranschlusses sperrt . Diese Diode ist ein optionales Feature , realisiert z . B . durch eine Zenerdiode , welche die maximale Steueranschlussspannung begrenzt .
Es können auch z . B . Schutzdioden und Spannungsbegrenzungen selektiv nur für die Schaltungsmodule vorgesehen sein, wo es die konkrete Ausgestaltung des Halbleiterschalters erfordert . Auch kann z . B . das Schaltungsmodul mit dem geringsten Abstand zum Treiber bzw . für einen symmetrisch aufgebauten Halbleiterschalter die beiden Schaltungsmodule mit dem geringsten Abstand zu dem Treiber ohne zweiten Transistor gebildet sein .
Gemäß einer zweiten Ausgestaltungsalternative des Schaltungsmoduls ist das Schaltungsmodul mit einem dritten Transistor gebildet , wobei der dritte Transistor vom selben Typ wie der erste Transistor ist und der erste und der dritte Transistor j eweils direkt mit dem Quellenanschluss miteinander verbunden sind ( d . h . praktisch in entgegengesetzter Richtung angeordnet sind) . In dieser Ausgestaltung ist der Quellenanschluss des zweiten Transistors mit den Steueranschlüssen des ersten und dritten Transistors und der Senkenanschluss des zweiten Transistors mit der Verbindung der Quellenanschlüsse vom ersten und dritten Transistor verbunden .
Die Erfindung wird im Folgenden im Rahmen eines Aus führungsbeispiels anhand von Figuren näher beschrieben . Es zeigen
Fig . la und 1b : ein Schaltungsmodul für die Bildung eines erfindungsgemäßen Haiblei ter schalt er s , Fig . 2 : den Aufbau eines mit Schaltungsmodulen entsprechend Fig . la und Fig . 1b gebildeten Halbleiterschalters ,
Fig . 3 : den Halbleiterschalter entsprechend Fig . 2 , wobei erfindungsgemäß Zenerdioden für ausgewählte Schaltungsmodule in die Verbindung zum Treiber eingebracht sind,
Fig . 4a und 4b : Diagramme , die die Verschiebung des Arbeitspunkts bzw . die Verringerung des Durchlasswiderstands für die Schaltungsmodule mit entsprechend Fig . 3 eingebrachter Zenerdiode zeigen, und
Fig . 5a und 5b : Tabellen, die den Ef fekt der entsprechend Fig . 3 eingebrachter Zenerdiode auf den Aufbau von Sperrspannungen bei Schaltungsmodulen eines Halbleiterschalters entsprechend Fig . 2 bzw . Fig . 3 im Falle eines Kurzschlusses veranschaulichen .
Die Erfindung geht von einem Halbleiterschalter aus , der mit in Reihe geschalteten Schaltungsmodulen gebildet ist . Fig . la und Fig . 1b zeigen eine Aus führung eines derartigen Schaltungsmoduls . Das Modul umfasst einen MOSFET M3 mit einem Source-Anschluss source! , einem Gate-Anschluss Gate3 und einem Drain-Anschluss und einen PNP Bipolartransistor Q2 mit einem Emitter-Anschluss , einem Basis-Anschluss und einem Kollektor-Anschluss , wobei der Emitter-Anschluss mit dem Gate- Anschluss Gate3 des MOSFETs M3 und der Kollektor-Anschluss mit dem Source-Anschluss source! des MOSFETs M3 verbunden ist . Der Gate-Anschluss Gate3 und der Source-Anschluss sourceS des MOSFETs M3 sind miteinander verbunden, und zwischen diesen Anschlüssen ist eine Diode D5 (vorzugsweise eine Zenerdiode ) angeordnet , welche in Richtung des Gate- Anschlusses Gate3 sperrt . Der Basis-Anschluss und der Emitter-Anschluss des PNP Bipolartransistors Q2 sind miteinander verbunden, und in der Verbindung ist eine Diode D4 angeordnet , welche in Richtung des Basis-Anschlusses sperrt . Der Basis-Anschluss des PNP Bipolartransistors Q2 ist auch mit des- sen Kollektor-Anschluss verbunden, wobei in der Verbindung ein Widerstand R5 eingeschleift ist.
Zudem ist eine Verbindung von dem Basis-Anschluss des PNP Bipolartransistors Q2 zu einem Treiber V2 vorgesehen. Dies ist aus Fig. 2 zu entnehmen, in welcher ein aus in Reihe geschalteten Modulen gebildeter Halbleiterschalter mit einem Treiber V2 gezeigt ist. Der Treiber V2 ist mit den PNP Bipolartransistoren Ql - Q6 von sechs in Reihe geschalteten Schaltungsmodulen verbunden. Dabei ist zwischen dem Treiber V2 und den Basis-Anschlüssen der PNP Bipolartransistoren Ql - Q6 jeweils noch eine Diode Dl, D6, D7, D12, D14 und D16 eingebracht, die in Richtung des Treibers V2 sperrt. Zwischen dem Treiber V2 und den Dioden Dl, D6, D7, D12, D14 und D16 ist jeweils noch eine Sicherung SI - S6 vorgesehen. In dieser Schaltergeometrie ist der Halbleiterschalter aus einer geraden Anzahl von Modulen gebildet, wobei die erste Hälfte der Schaltungsmodule mit derselben Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind und die zweite Hälfte der Schaltungsmodule mit der entgegengesetzten Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind. In Fig. la und Fig. 1b ist das Halbleiterschaltungsmodul zweimal dargestellt, wobei die Durchlassrichtung unterschiedlich ist. Der Halbleiterschalter gern. Fig. 2 setzt sich also zur Hälfte aus Modulen entsprechend Fig. la und zur Hälfte aus Modulen entsprechend Fig. 1b zusammen. Die Zenerdioden D5 und D18 in Fig. la bzw. 1b sind dabei optional. In der Mitte der Schaltung von Fig. 2 sind zwei Module mit entgegengesetzter Durchlassrichtung in Reihe geschaltet. Der Treiber V2 ist mit der Verbindung der zwei in gegensätzlicher Durchschaltrichtung geschalteten Schaltungsmodule verbunden (Source) und über diese Verbindung und den Widerstand Rll mit Erde verbunden. Zwischen dieser Verbindung und den Basis-Anschlüssen der PNP Bipolartransistoren der beiden Schaltungsmodule ist jeweils ein Widerstand R2 bzw. R6 vorgesehen. Zudem ist ein Widerstand RI zwischen dem Pluspol des Treibers V2 und den Verbindungen der Schaltungsmodule einer Durchlassrichtung eingebracht. Den Schaltungsmodulen ist zudem jeweils eine Kapazität Cl - C6 und eine Spannungsbegrenzung Ul - U6 (z.B. in Form einer Suppressordiode oder eines Varistors ) parallelgeschaltet . Diese Spannungsbegrenzungen der Schaltungsmodule U1-U6 sind optionale Bestandteile . Es sind zudem eine Spannung VI und eine aus dieser Spannung gespeiste Last R3 gezeigt .
Zum Halbleiterschalteraufbau gern . Fig . 2 sind noch folgende zwei Punkte relevant :
Zum einen handelt es sich um eine Schaltung für einen alternierenden Stromfluss (AC oder DC mit beiden Stromflussrichtungen) . Für unipolaren Stromfluss würde nur eine Häl fte der dargestellten Schaltung benötigt ( d . h . nur die Module mit Transistoren einer Durchlassrichtung) .
Zum anderen können die treibernahen Module prinzipiell ohne die Transistoren Q5 bzw . Q6 zum Einschalten ausgeführt sein . Auch die Elemente D13 , D14 , D17 und R17 bzw . D15 , D16 , D18 und RI O können dann entfallen, so dass die Module dann nur aus den MOSFETs Ml bzw . M4 bestehen . Für ein möglichst gleichzeitiges Abschalten aller in Reihe geschalteter Bauelemente bzw . um das Ausschaltverhalten zu symmetrieren ist es aber von Vorteil , diese beiden Module entsprechend der anderen auf zubauen .
Im Folgenden wird die Wirkungsweise der Einfachheit halber für einen Schalter mit unipolaren Stromfluss beschrieben, der nur die Häl fte der in Fig . 2 dargestellten Schaltungsmodule aufweist ( d . h . nur die Module mit Transistoren einer Durchlassrichtung) .
Bei geeigneter Wahl der Treiberspannung weist die hier dargestellte Schaltung eine intrinsische Kurzschlussstrombegrenzung auf , da sich über die in Reihe geschalteten Bauelemente j eweils ein Spannungsabfall in Abhängigkeit des Laststromes ausprägt . In den Gatepfad der MOSFETs M2 und M5 in der Reihenschaltung ist j eweils eine Zenerdiode D19 bzw . D20 eingeführt , welche die Gatespannung für diese MOSFETs zielgerichtet verringern und diese MOSFETs nahe des Abschnürbereiches betreiben .
Hat der Treiber V2 nun eine Ausgangsspannung von 15V und die MOSFETS M2 und M5 Zenerdioden D19 und D20 mit einer Spannung von 8V in Reihe , werden bis auf die MOSFETs M2 und M5 alle MOSFETs bei ihrer nominellen Gatespannung von 15V betrieben und haben somit möglichst geringe Durchlasswiderstände RDSon . Dies ist in den Figuren 4a und 4b illustriert . Fig . 4a zeigt den über einen typischen MOSFETs fließenden Strom in Abhängigkeit der Spannung zwischen Drain und Source VDS . Der Zusammenhang zwischen Strom und Spannung ist zunächst im Wesentlichen linear (was gleichbedeutend mit einer einem im Wesentlichen konstanten Widerstand ist ) , bis der MOSFET in Sättigung kommt und der Strom kaum mehr mit zunehmender Spannung VDS ansteigt . Der Eintritt der Sättigung ist abhängig von der Gatespannung VGs • Eingezeichnet sind Kurven für unterschiedliche Gatespannungen VGs = 5V , 6V, 7V, 8V und 10V . Ebenfalls eingezeichnet ist die Grenze zwischen Ohm ' schen Bereich und Abschnürbereich, die sich mit zunehmender Gatespannung VGS zu höheren Drain-Source-Spannungen VDS verschiebt . Wenn nun ein Laststrom von z . B . ca . 250A fließt , dann entspricht das für die MOSFETs , die bei ihrer nominelle Gatespannung von 15V betrieben werden, dem die in Fig . 4a im Bereich 1 eingezeichnete Drain-Source-Spannungen VDS von ca . 0 , 7V . Dagegen liegen die mit durch die Zenerdioden reduzierten Gatespannungen von VGS = 7V betriebenen MOSFETs M2 und M5 nahe dem Abschnürbereich bei einer Drain-Source-Spannungen VDS von ca . 1 , 2V . In Fig . 4b ist der entsprechende Durchlasswiderstand angegeben (Bereiche 1 bzw . 2 ) . Für die bei Gatespannung VGS = 15V betriebenen MOSFETs ist er ca . bei ca . 2 , 8 mQ, bei den mit VGS = 7V betriebenen MOSFETs M2 und M5 bei ca . 4 , 8 mQ .
Die MOSFETs M2 und M5 arbeiten mit einer Gatespannung von nur 7V und haben damit generell höhere Verluste , somit höhere Betriebstemperaturen und größere Temperaturzyklen, was sowohl ihre Lebensdauer als auch ihre MTBF (mean time between failures bzw. mittlere Betriebsdauer zwischen Ausfällen) herabsetzt. Diese MOSFETs werden also früher ausfallen als die bei höherer Gatespannung betriebenen. Durch die Reduzierung der Gatespannung mittels Zenerdiode wird festgelegt, bei welchem MOSFET verschleißbedingt eine Störung auf tritt. Ein solcher MOSFET wird im Folgenden auch als Opfer-MOSFET bezeichnet.
Für den Gesamtschalter wird durch diese Maßnahme der Gesamtdurchlasswiderstand erhöht (in Fig. 4b um ca. 2 mQ pro Opfer- MOSFET) . Diese Erhöhung vom Durchlasswiderstand RDSon ist aber geringfügig und wirkt sich nur unerheblich auf die Leistungseigenschaften des Schalters aus. Einerseits werden nur zwei Schaltermodule (mit MOSFETs M2 und M5) in der Reihenschaltung mit einem etwas erhöhten RDSon betrieben, und andererseits kompensieren die anderen, nun ideal betriebenen MOSFETs diese Erhöhung. So wird der RDSon bei sechs in Reihe geschalteten MOSFETs in einem Beispielfall von 6 x 3, 6 mQ = 21, 6 mQ auf 5 x 3, 6 mQ + 4,0 mQ =22,0 mQ erhöht. Durch das Betreiben der fünf anderen MOSFETs bei 15V wird deren RDSon aber auch etwas reduziert, auch wenn dies aus Fig. 4a und 4b nicht eindeutig hervorgeht. Somit könnte daraus durchaus der gleiche, wenn nicht gar ein etwas reduzierter Gesamtdurchlasswiderstand bzw. Gesamt-RDSon resultieren. Auf jeden Fall ist die Änderung kleiner als die im Datenblatt angegebene Streuung dieses Parameters und somit eher vernachlässigbar.
Ein Opfer-MOSFET arbeitet nun immer mit einer signifikant geringeren Gatespannung als der Rest der Reihenschaltung. Dies hat folgende Konsequenzen: a. Dieser MOSFET wechselt nun bei einem vorgegebenen, im Datenblatt ablesbaren Strom in den aktiven Bereich und baut Gegenspannung auf. b. Die Gesamt-Gegenspannung ist dediziert einstellbar, da alle MOSFETs dieser Reihenschaltung, die über diesem MOSFET arbeiten (zwischen MOSFET mit Zenerdiode und Lastanschluss bzw. vom Treiber weiter entfernt als der MOSFET bzw. das Schaltungsmodul mit Zenerdiode) , gezwungenermaßen mit in den aktiven Bereich wechseln, sobald der durch den Einbau der Zenerdiode festgelegte MOSFET Spannung aufbaut .
Es wird also eine Art „Opfer-MOSFET" geschaf fen, welcher im Normalbetrieb mehr Verluste macht als der Rest , aber dafür sorgt , dass alle anderen verlustoptimiert in diesem Betriebspunkt arbeiten können . Im Gegensatz zu der Kurzschlussstrombegrenzung ohne Zenerdiode laufen j etzt nicht mehr nacheinander die einzelnen MOSFETs in den Abschnürbereich und erhöhen nach und nach die Gegenspannung, sondern der Opfer-MOSFET gibt allein durch seine Ausgangskennlinie den Drainstrom vor, welcher zu einer Sättigung führt . Somit ist die Kurzschlussstrombegrenzung spannungsunabhängig geworden . Die 10% höheren Verluste des Opf er-MOSFETs führen dann auch zu einer 10% höheren Chiptemperatur, was sich im Lastwechsel durch höhere Temperaturhübe ausdrückt . Dadurch altert dieser MOSFET schneller als die restlichen in der Reihenschaltung verbauten MOSFET ( quantitativ fassbar durch das sog . Raindrop - Modell gemäß dem große Temperaturänderungen zu einer schnelleren Alterung führen, aber auch viele kleine Temperaturänderungen lassen das Bauelement altern lassen, vgl . „Li fetime calculation for power modules , application and theory of models and counting methods" , K . Mainka, M . Thoben, 0. Schilling, Engineering Proceedings of the 2011 14th European Conference on Power Electronics and Applications Li fetime calculation for power modules , application and theory of models and counting methods ) . Die höhere Temperatur erhöht auch die Aus fallwahrscheinlichkeit des Opf er-MOSFETs . Auch im Kurzschluss- oder Überlastfall liegen auf diesem einem MOSFET besondere Belastungen . Alle unteren MOSFETs ( d . h . MOSFETs zwischen Bezugspotential des Treibers und Opfer-MOSFET ) werden immer im Ohm ' schen Bereich betrieben und sind somit in einem verlustleistungsoptimalen Betriebs zustand . Alle MOSFET zwischen Opfer-MOSFET und Lastanschluss , sowohl der Schaltungsteil zum Blockieren der positiven als auch der negativen Spannungsrichtung ( also vom Treiber weiter entfernte MOSFETs als das Opfer-MOSFET ) werden bei Sättigung des Opf er-MOSFETs abgeschaltet , da durch den Übergang in den Abschnürbereich an der Drain - Source Strecke des Opf er-MOSFETs eine Spannung aufgebaut wird, wodurch die Gatespannung dieser MOSFETs null wird. D.h. an diesen MOSFETs werden die Gatespannungen kleiner der Thresholdspannung, was dem Zustand „ausgeschaltet" entspricht. Somit sieht nur der Opfer-MOSFET beim Übergang in die Kurzschlussstrombegrenzung vollen Laststrom bei voller Drain-Source-Spannung, was eine zusätzliche thermische Belastung für nur diesen MOSFET bedeutet und ebenfalls zur schnelleren Alterung dieses MOSFETs führt.
Alternativ besteht die Möglichkeit den Opfer- MOSFET gezielt überauszulegen (z.B. kleinerer Durchlasswiderstand RDSon) und damit auf die gleiche MTBF-Zeit zu heben, wie den restlichen Teil der Schaltung. Als Resultat würde die Schaltung nicht mehr aus einem MOSFET-Typ, sondern aus zwei Typen bestehen.
Ein Rechenbeispiel zu den zu erwartenden Gatespannungen der einzelnen MOSFETs befindet sich in Fig. 5a und 5b. Zu Grunde gelegt ist den in diesen Figuren gezeigten Tabellen wieder die Benutzung eines MOSFET mit einem Durchlasswiderstand RDSon von 3,9mQ (im linearen Bereich) , wie ihn beispielsweise der Infineon MOSFET IPT039N15N5 aufweist. In der Tabelle von Fig. 5a beträgt die Treiberspannung 11V, in der von Fig. 5b 15V. In der ersten Spalte sind dabei die einzelnen MOSFETs bzw. Schaltermodule durchnummeriert. Dabei entspricht die Auflistung einem zunehmenden Abstand zum Treiber, d.h. die Daten der ersten Zeile entsprechen dem zum Treiber nächstgelegenen MOSFET (in Fig. 3 z.B. MOSFET Ml) , die Daten der zweiten Zeile dem sich anschließenden MOSFET (in Fig. 3 z.B. MOSFET M2) etc. Die Spalten 2-5 listen die Gatespannungen UGs für verschiedene Lastströme (50A, 100A, 200A und 400A) auf. In der letzten Zeile ist der gesamte nominelle Durchlasswiderstand RDSon von den MOSFETs gemäß Anzahl aufgeführt (d.h. Anzahl gern, erster Spalte multipliziert mit dem Durchlasswiderstand RDSon von 3,9mQ, Z.B. 2*3, 9mQ = 7,8mQ, 3*3, 9mQ = 11 , 7mQ etc . ) . Bei den dargestellten Werten für die Gatespannungen UGs entsprechen in größerer Schrift dargestellte Werte MOSFETs im linearen Bereich und alle in kleinerer Schrift dargestellte Werte MOSFETs im Abschnürbereich, für den dann - wie in Fig. 4b illustriert - der Widerstand entsprechend erhöht ist (d.h. größer als 3,9mQ) . Alle MOSFETs mit einer in kleinerer Schrift dargestellten Gatespannung werden in der Realität eine Gegenspannung aufbauen. Ist die Summe der Gegenspannungen gleich der treibenden Spannung, wird sich ein Gleichgewicht aufbauen und der resultierende Stromanstieg im Kurzschluss ist null. Die Schaltung begrenzt somit aktiv und intrinsisch den Kurzschlussstrom in Abhängigkeit der angelegten Treiberspannung .
In Fig. 5a sind Werte ohne Zenerdiode (bzw. ohne Opfer- MOSFET) dargestellt, in Fig. 5b ist MOSFET 6 als Opfer-MOSFET ausgebildet. Grundlage ist ein RDSon von 3,9mQ und ein Gatesignal von 15V. Man sieht, dass bei einem Strom von 50A MOSFET 6 eine deutlich kleinere Gatespannung als MOSFET 7 hat, aber noch im linearen Bereich arbeitet. Bei 200A wechselt dieser in den Abschnürbereich. Laut Fig. 4a kann der verwendete MOSFET mit 6,1V Gatespannung keine 200A Drainstrom führen. Er baut also Spannung auf, womit bei allen nachfolgenden MOSFET der Reihenschaltung die Gatespannung reduziert wird, und sie dadurch auch eine Gegenspannung aufbauen. MOSFET 7 bis MOSFET 11 wechseln also ebenfalls in den aktiven Bereich. Die erreichbare Gegenspannung bei 200A ist also die Summe aller einzelnen Gegenspannungen der MOSFETs, i.d.R. also die Begrenzungsspannung der parallel eingebauten Überspannungsbegrenzung. Verlegt man die Zenerdiode nun in den Gatepfad von MOSFET 7, reduziert man so die Gegenspannung um die Gegenspannung eines einzelnen MOSFETs, verlegt man sie in den Gatepfad von MOSFET 5, erhöht man die Gegenspannung um eine einzelne Gegenspannung eines MOSFETs. Es ergeben sich also eine Vielzahl von Möglichkeiten zur Einstellung von benötigter Gegenspannung und Wert des maximalen Kurzschlussstromes .

Claims

Patentansprüche
1. Halbleiterschalter mit
- einer Mehrzahl von in Reihe geschalteten Schaltungsmodulen, welche jeweils gebildet sind mit
- einem ersten Transistor (M3) mit einem Quellenanschluss (source!) , einem Steueranschluss (Gate3) und einem Senkenanschluss, wobei
- der Quellenanschluss (source!) ein Source-Anschluss oder ein Emitter-Anschluss, der Steueranschluss (Gate!) ein Gate- Anschluss oder ein Basis-Anschluss und der Senkenanschluss ein Drain-Anschluss oder ein Kollektor-Anschluss ist, und
- einem zweiten Transistor (Q2) mit einem Quellenanschluss, einem Steueranschluss und einem Senkenanschluss, wobei
- der Quellenanschluss mit dem Steueranschluss (Gate!) des ersten Transistors (M3) verbunden ist,
- der Senkenanschluss mit dem Quellenanschluss (source!) des ersten Transistors (M3) verbunden ist, und
- mit einem Treiber (V2) , der über Verbindungen mit den Steueranschlüssen der zweiten Transistoren (Ql, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6) der einzelnen Schaltungsmodule verbunden ist, wobei für eine Untermenge der Mehrzahl von Schaltungsmodulen in der jeweiligen Verbindung zu dem Treiber eine Vorrichtung zur Reduktion der Steueranschlussspannung des ersten Transistors eingebracht ist.
2. Halbleiterschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der Vorrichtung zur Reduktion der Steueranschlussspannung um eine Zenerdiode handelt.
3. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Untermenge aus einem oder zwei Schaltungsmodulen besteht.
4. Halbleiterschalter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Transistoren der Schaltungsmodule baugleich sind .
5. Halbleiterschalter nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet , dass die Schaltungsmodule der Untermenge der Mehrzahl von Schaltungsmodulen mit einer Vorrichtung zur Reduktion der Steueranschlussspannung des ersten Transistors für einen gegenüber den anderen Schaltungsmodulen vereinfachten Austausch des Moduls oder des ersten Transistors des Moduls ausgebildet sind .
6. Halbleiterschalter nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 3 , dadurch gekennzeichnet , dass die ersten Transistoren der Untermenge von Schaltungsmodulen sich von den übrigen ersten Transistoren bzgl . der Auslegung unterscheiden .
7 . Halbleiterschalter nach Anspruch 6 , dadurch gekennzeichnet , dass
- Betriebsbedingungen für den Halbleiterschalter festgelegt sind, und
- die ersten Transistoren der Untermenge für eine mit den anderen ersten Transistoren vergleichbare Lebensdauer unter den festgelegten Betriebsbedingungen ausgelegt sind .
8 . Halbleiterschalter nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet , dass
- er eine gerade Anzahl von Schaltungsmodulen aufweist ,
- die erste Häl fte der Schaltungsmodule nacheinander mit derselben Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind, und
- die zweite Häl fte der Schaltungsmodule nacheinander mit der entgegengesetzten Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind,
- zwei der Schaltungsmodule in entgegengesetzter Durchschaltrichtung nacheinander geschaltet sind, und - für ein Schaltungsmodule der ersten Häl fte von Schaltungsmodulen und für ein Schaltungsmodul der zweiten Häl fte von Schaltungsmodulen in der j eweiligen Verbindung zu dem Treiber eine Vorrichtung zur Reduktion der Steueranschlussspannung des ersten Transistors eingebracht ist , wobei die Position der beiden Schaltungsmodule bzgl . der Anzahl von Schaltungsmodulen zwischen ihnen und dem Schaltungsmodule mit entsprechender Durchschaltrichtung, das an ein Schaltungsmodul mit entgegengesetzter Durchschaltrichtung anschließt , einander entspricht .
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