EP4445463A1 - Elektronische schaltungsanordnung zur strombegrenzung - Google Patents

Elektronische schaltungsanordnung zur strombegrenzung

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EP4445463A1
EP4445463A1 EP23704057.1A EP23704057A EP4445463A1 EP 4445463 A1 EP4445463 A1 EP 4445463A1 EP 23704057 A EP23704057 A EP 23704057A EP 4445463 A1 EP4445463 A1 EP 4445463A1
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EP
European Patent Office
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circuit
control input
voltage
current
circuit breaker
Prior art date
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Application number
EP23704057.1A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Markus Troyer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
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    • H02H3/087—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current for DC applications
    • H—ELECTRICITY
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    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/008—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for protective arrangements according to this subclass
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H02H9/025—Current limitation using field effect transistors

Definitions

  • the invention relates to an electronic circuit arrangement for current limitation.
  • the advantage of switching topologies is the reduced circuit complexity, since the handling of overload currents is largely taken over by a microcontroller (pC) and/or is integrated in IC components, such as in components of the type BTS 6143 from Infineon.
  • pC microcontroller
  • One approach is to switch a power transistor, for example a MOSFET, from conduction mode to linear mode when an adjustable current threshold is exceeded and to compensate for the short-circuit or limit overload current in a controlled manner.
  • a power transistor for example a MOSFET
  • the short circuit or the overload is only limited for a short duration .
  • the limitation of the current and the reduction of the duration represent a lower load for the power semiconductor and are adapted to the SOA (Safe Operating Area) of the power semiconductor, so that there can be no internal semiconductor overheating that exceeds the maximum permissible temperature of the semiconductor.
  • SOA Safe Operating Area
  • additional measures such as a parallel branch including a power resistor can thus be dispensed with, as a result of which the circuit complexity is significantly reduced.
  • the omission of limiting passive components, such as the power resistance in the parallel branch and the associated switching mechanisms, places certain demands on the control circuit.
  • Power semiconductors such as MOSFETs have very low resistance in conduction mode and cause very low losses.
  • controllers In order to avoid this, the controllers must react very quickly to such disturbances in order to switch to limiting operation in good time without damaging the power semiconductor.
  • control circuits are typically constructed using operational amplifiers, which do not allow arbitrarily fast reaction times.
  • power semiconductors suitable for linear operation have comparably slow switching times, which can lead to further delays in the reaction to short-circuit events.
  • the resulting inertia means that the power semiconductor is endangered by overload, or the goal of short-circuit current limitation and the avoidance of repercussions on the system is missed.
  • the current is then reduced to an adjustable value (typically 1.5...2 I rated ) 11 and constantly limited by the controller.
  • an adjustable value typically 1.5...2 I rated
  • the controller In order not to endanger the transistor in this operating state, according to the SOA of the semiconductor, after a dwell time of a few ms in linear operation by a higher-level monitoring device, e.g. a microcontroller, switched off.
  • the object of the invention is to specify a circuit with which overload currents can be limited to a predeterminable value and to limit the peak value of the short-circuit current (lKs,max) that occurs in a predeterminable manner and to track the operating temperature.
  • An advantage of the solution according to the invention lies in the improved response behavior of the electronic fuse compared to known switching designs and at the same time in a reduced complexity compared to limiting electronic fuses.
  • the maximum short-circuit current is limited by parasitic ohmic resistances (copper cable, RDS, on of the FET, ohmic losses in the fuse, short-circuit impedance, etc.).
  • parasitic ohmic resistances copper cable, RDS, on of the FET, ohmic losses in the fuse, short-circuit impedance, etc.
  • Temperature tracking of the triggering threshold is particularly advantageous. This enables safe operation over a wide temperature range and avoids difficulties in the design of the known solution approaches.
  • the circuit can be implemented much more simply than known limiting topologies.
  • the performance of the power transistor Ml can be fully utilized without unnecessary oversizing, which is only possible with transistors in linear operation over very large chip areas and low thermal contact resistance to the housing (leadframe) and massively restricts the choice of transistors. The invention is explained in more detail with reference to figures.
  • Fig. 1 shows a first advantageous exemplary embodiment of the circuit arrangement according to the invention
  • Fig. 2 shows a circuit arrangement according to the invention according to a second advantageous exemplary embodiment.
  • the circuit arrangement according to FIG. 1 comprises a between a supply voltage V+ and a load, ie. H .
  • Power semiconductor M 1 arranged in a load circuit, preferably in the form of an n-channel metal-oxide-semiconductor field effect transistor (n-channel MOSFET), whose control input (gate) is connected to the output of a regulator stage RS and a switching contact of a protective switch Ql.
  • n-channel MOSFET metal-oxide-semiconductor field effect transistor
  • a silicon bipolar transistor is provided as the protective switch.
  • a shunt resistor RI is also inserted in the load circuit between the source connection of the MOSFET and the load.
  • the voltage U S h that occurs there increases the voltage potential at the control input (the base) of the protective switch Q1.
  • the exemplary embodiment also includes a current source SQ, which generates a bias voltage at the control input, the base of the protective switch Q1, via a series resistor R2 and has a negative temperature coefficient, so that the bias voltage at the base of the protective switch also has a negative temperature coefficient.
  • the current source SQ is formed by a semiconductor switch Ql l, for example another bipolar transistor, whose voltage potential at the control input (base) is made temperature-dependent via a voltage divider formed from diodes D3, D4 and a further resistor R7.
  • the threshold voltage of a silicon diode with changing temperature is the same tig behaves like the base-emitter path of a silicon bipolar transistor. Therefore, if the diodes D3, D4 of the current source SQ are thermally well connected to the circuit breaker Q1, thermally similar behavior can be assumed.
  • the series-connected diodes D3 and D4 of the current source serve as a voltage reference for the default current I V s according to
  • V F as the voltage drop across the diodes D3 and D4, UBE, QII the base-emitter voltage of the further semiconductor switch Ql l and R6 the collector resistance of the further semiconductor switch Ql l.
  • the threshold voltage of the protection ztransistors Ql for example. designed as a BJT, is still temperature-dependent and decreases with -2mV/K with increasing temperature.
  • Ql, Ql l, D3 and D4 can be assumed that all have the same component temperature or at least the same temperature increase during operation. Since all relevant components are silicon components, they all have the same temperature drift of -2mV/K.
  • the following the equation of the constant current I V s, the temperature drift of Ql l with -2mV/K is overcompensated by 2VF with -4mV/K.
  • the current I Vs decreases as the temperature rises, which means that the bias voltage U Vs is also reduced if the base resistor R2 is appropriately dimensioned.
  • the principle of the controlled current source for adjusting the triggering threshold of the short-circuit current limitation can be extended to other operating situations.
  • the controller and the control add-on can be adapted to different operating conditions, so that different tripping characteristics can be specified, with the SOA of the power semiconductor specifying the load limits. Adaptation during ongoing operation is possible by adapting the setpoint for the limiting current I K s, beg and the default current I V s . This allows various detection, test or commissioning scenarios to be implemented.
  • FIG. 2 Another advantageous embodiment of the invention is shown in FIG. 2 .
  • the current source SQ with a negative temperature coefficient includes a temperature sensor, by means of which a voltage signal is supplied to an operational amplifier, which in turn controls a semiconductor switch.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltungsanordnung zur Strombegrenzung in einem Laststromkreis, mit einem zwischen einer Versorgungsspannung und einer Last angeordneten Leistungshalbleiter (M1), dessen Steuereingang mit dem Ausgang einer Reglerstufe (RS) und einem Schaltkontakt eines Schutzschalters verbunden ist, wobei in den Laststromkreis ein Shunt-Widerstand (R1) eingefügt ist und die daran auftretende Spannung das Spannungspotential am Steuereingang des Schutzschalters erhöht, dass mit dem Steuereingang des Schutzschalters weiterhin eine Stromquelle (SQ) verbunden ist, welche über einen Vorwiderstand (R2) eine Vorspannung am Steuereingang des Schutzschalters (Q1) erzeugt und dass die Stromquelle (SQ) einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist.

Description

Beschreibung / Description
Elektronische Schaltungsanordnung zur Strombegrenzung
Die Erfindung betri f ft eine elektronische Schaltungsanordnung zur Strombegrenzung .
Elektronische Strombegrenzungsschaltungen können im Gegensatz zu Schmel zsicherungen oder thermomagnetischen Auslösern so ausgelegt werden, dass der maximal auftretende Kurzschlussstrom begrenzt wird . In industriellen Gleichstromanlagen, im speziellen bei Steuerspannungsversorgungen mit Kleinspannung, ist diese Kurzschlussstrombegrenzung eine Möglichkeit , um die Selektivität mehrkanaliger Sicherungen zu gewährleisten . Insbesondere im Betrieb mit taktenden Stromversorgungen steht für einen Kurzschluss weit weniger Energie zur Verfügung als vergleichsweise im Netzbetrieb . Eine Auswirkung dieser eingeschränkten Verfügbarkeit an Energie kann beispielsweise ein Zusammenbruch der Versorgungsspannung sein, sodass ein Fehler in einem Kanal die gesamte Anlage betri f ft . Um die Anlagenverfügbarkeit zu erhöhen, wurden daher Schaltungen entwickelt mit dem Zweck, den maximal auftretenden Kurzschlussstrom zu begrenzen ( linear begrenzende elektronische Sicherungen) , oder aber, in der Kurzschlussdauer zu reduzieren ( schaltende elektronische Sicherungen) .
In der Praxis haben sich elektronische Sicherungen als sog . HighSide Schalter etabliert , da es in Anlagen üblich ist eine gemeinsame Masse zu verwenden und die Lasten einpolig damit zu verbinden . Somit verbleibt für die Absicherung nur die positive Versorgungsspannung . Dies bedeutet , dass das Leistungsbauteil , zur linearen Begrenzung oder Abschaltung, zwischen der Stromversorgung und der Last geschaltet wird . Hierbei gilt besonderes Augenmerk der Vermeidung übermäßiger Verlustleistung in den Begrenzungselementen wie bspw . Transistoren, welche als Schaltelement eingesetzt werden . Der Vorteil von linear begrenzenden Schaltungen ist der in j eder Überlastsituation definierbare Strom . Nachteile sind der komplexe Schaltungsaufwand und die damit einhergehenden Kosten . Demgegenüber besteht der Vorteil schaltender Topologien in einem reduzierten Schaltungsaufwand, da die Behandlung von Überlastströmen großteils von einem Mikrocontroller (pC ) übernommen wird und/oder in IC-Bausteinen integriert ist , wie beispielsweise in Bauelemente des Typs BTS 6143 von Infineon .
Der Nachteil dieser Schaltungen ist die prinzipbedingte Auslöseverzögerung, welche einen Undefinierten Überlaststrom zur Folge haben kann . In Extremsituationen, wie Kurzschlüsse sie darstellen, können die auftretenden Kurzschlussströme ungewollte Ef fekte mit Folgen für die gesamte Anlage verursachen .
Es ist daher sinnvoll , die Vorteile des definierbaren Kurzschlussstroms der linear begrenzenden Topologien mit den Vorteilen schaltender Geräte zu verbinden .
Ein Ansatz ist , wie in begrenzenden Schaltungen einen Leistungstransistor, beispielsweise einen MOSFET , bei Überschreiten einer einstellbaren Stromschwelle vom Leitungsbetrieb in den Linearbetrieb zu schalten und den auftretenden Kurzschluss- bzw . Überlaststrom kontrolliert zu begrenzen .
Im Gegensatz zu begrenzenden Schaltungen werden der Kurzschluss bzw . die Überlast nur für eine kurze Dauer begrenzt . Die Begrenzung des Stroms und die Reduktion der zeitlichen Dauer, stellen eine geringere Belastung für den Leistungshalbleiter dar und werden der SOA ( Safe Operating Area ) des Leistungshalbleiters angepasst , sodass es zu keinen Halbleiter-internen Überhitzungen kommen kann, welche die maximal zulässige Temperatur des Halbleiters übersteigen . Damit kann im Vergleich zu den aus der WO 2002 082611 A2 bekannten Schaltungen auf Zusatzmaßnahmen wie einen Parallel zweig samt Leistungswiderstand verzichtet werden, wodurch der Schaltungsaufwand erheblich verringert wird . Der Verzicht auf begrenzende passive Komponenten, wie den Leistungswiderstand im Parallel zweig und die zugehörigen Umschaltmechanismen stellt gewisse Anforderungen an die Regelschaltung .
Leistungshalbleiter wie MOSFET sind im Leitungsbetrieb sehr niederohmig und verursachen sehr geringe Verluste .
Unvorhersehbare Uberlastereignisse wie ein Kurzschluss verursachen auf Grund der niederohmigen Transistoren sehr schnell hohe Ströme , welche das Leistungsbauteil zerstören können, sofern der Begrenzungsbetrieb erst mit einer Zeitverzögerung im Bereich mehrerer 100ns oder im ps-Bereich einsetzt .
Um dies zu vermeiden, müssen die Regler sehr schnell auf derartige Störungen reagieren, um rechtzeitig in den Begrenzungsbetrieb zu wechseln, ohne dass der Leistungshalbleiter Schaden nimmt .
In der Praxis stellt eine entsprechende Auslegung des Reglers und des Halbleiters eine Heraus forderung dar . Einerseits sind Regelschaltungen typisch mittels Operationsverstärkern aufgebaut , welche nicht beliebig schnelle Reaktions zeiten zulassen .
Zudem weisen für den Linearbetrieb geeignete Leistungshalbleiter vergleichbar langsame Schaltzeiten auf , wodurch es bei der Reaktion auf Kurzschlussereignisse zu weiteren Verzögerungen kommen kann . Die daraus resultierende Trägheit führt dazu, dass der Leistungshalbleiter durch Überlast gefährdet ist , oder auch das Ziel der Kurzschlussstrombegrenzung und die Vermeidung von Rückwirkungen auf die Anlage verfehlt wird .
Um die Anforderungen an die Regelschaltung gering zu halten ist es bekannt , im Moment des Auftretens des Kurzschlusses einen Spitzenwert des Kurzschlussstroms lKs,max für eine kurze Dauer, typisch <10ps , zugelassen, sodass es zu keiner nen- nenswerten Beeinflussung der Anlage kommt , da die Energie beispielsweise aus den Kondensatoren - meist Elektrolytkon- densatoren - der Stromversorgung zur Verfügung gestellt werden kann .
Anschließend wird der Strom auf einen einstellbaren Wert ( typisch 1 , 5...2 INenn ) zurüc kge r e ge 11 und durch den Regler konstant begrenzt . Um den Transistor in diesem Betriebs zustand nicht zu gefährden, wird, der SOA des Halbleiters entsprechend, nach einer Verweildauer von wenigen ms im Linearbetrieb durch eine übergeordnete Uberwachungseinrichtung, bspw . einen Mikrocontroller, abgeschaltet .
Dabei kann das Auftreten eines Spitzenwerts des Kurzschlussstroms mit vertretbarem Schaltungsaufwand kaum bis gar nicht vermieden werden .
Daher ist es notwendig die Ansteuerung des Transistors , um Schaltungsteile zu erweitern, die die begrenzte Reaktions fähigkeit des Operationsverstärkers und der zugehörigen Regelschaltung kompensiert . Aus der Literatur [ Tietze , Schenk; „Halbleiter Schaltungstechnik" , Springer Verlag] sind Kurzschlussschutz- bzw . Uberlastschut zschaltungen auf Basis von Dioden oder Bipolartransistoren (BJT ) für Leistungshalbleiter bekannt , welche aber in der Praxis gewisse Unzulänglichkeiten aufweisen, sodass sie nur unter bestimmten Bedingungen eingesetzt werden können . Das Prinzip dieser Schutzschaltungen beruht darauf , dass an einem am Schaltungsausgang befindlichen Messwiderstand ( Shunt ) eine stromproportionale Spannung abgegri f fen wird, sodass beim Überschreiten einer Schwellspannung (meist ganz zahlige Viel fache von 0 , 7V bei Sili ziumhalbleiter ) das Ansteuersignal des Leistungsbauteils (Basisstrom bei BJT , bzw . Gate-Source Spannung bei FET ) kurzgeschlossen wird .
Dabei stellt die Dimensionierung dieser Schutzschaltungen eine Heraus forderung dar, da die hierfür notwendigen Messwiderstände am Schaltungsausgang niederohmig gewählt sein müssen, um die Verlustleistung in Grenzen zu halten . Werte im mQ Be- reich sind hierbei wünschenswert , aber nachteilig für die Auslegung der Schutzschaltung .
Durch den niederohmigen Messwiderstand sind verhältnismäßig hohe Ströme notwendig, um die zur Auslösung der Schutzschaltung benötigten Schwellspannungen zu erreichen . Bei Aufbau der Schutzschaltung mit Bipolartransistoren kann diesem Umstand durch eine Vorspannung begegnet werden . Dadurch wird der notwendige Spannungsabfall am Messwiderstand deutlich reduziert , um die Auslöseschwelle zu erreichen . In diesem Lösungsansatz tritt die Temperaturabhängigkeit im hohen Maße in den Vordergrund . Die Schwellspannung von Sili ziumhalbleitern sinkt mit -2mV/K, sodass auch die Auslöseschwelle der Schutzschaltung sinkt . Bei hohen Betriebstemperaturen kann es zu einem verfrühten Eingrei fen kommen und unerwünschte Ef fekte bis hin zur Zerstörung des Leistungshalbleiters führen, etwa weil die Strombegrenzung im normalen Leitungsbetrieb bereits eingrei ft und der Transistor einen unnötigen Spannungsabfall und damit eine hohe Dauer-Verlustleistung aufbaut , worauf die Kühlung nicht ausgelegt ist . Darüber hinaus besteht in einer für hohe Betriebstemperaturen ( 60 ° C ) günstige Auslegung die Gefahr, dass der Leistungshalbleiter bei tiefen Betriebstemperaturen (<< 25 ° C ) nicht ausreichend geschützt wird, da auf viel zu hohe Ströme begrenzt wird, die im Halbleiter auch bei nur kurz zeitigem Betrieb zu einer Überhitzung führt . Ferner sind Ef fekte bekannt , wonach der Halbleiterkristall auf Grund der mechanischen Belastung bei hohen, schnellen Temperaturhüben brechen kann .
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde , eine Schaltung anzugeben, mit der Uberlastströme auf einen vorgebbaren Wert begrenzt werden können und den auftretenden Spitzenwert des Kurzschlussstroms ( lKs,max ) vorgebbar und der Betriebstemperatur nachgeführt zu beschränken .
Erfindungsgemäß geschieht dies mit einer elektronischen Sicherung gemäß Anspruch 1 . Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen .
Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung liegt im verbesserten Ansprechverhalten der elektronischen Sicherung im Vergleich zu bekannten schaltenden Aus führungen und gleichzeitig in einer verringerten Komplexität gegenüber begrenzenden elektronischen Sicherungen . In schaltenden elektronischen Sicherungen wird der maximale Kurzschlussstrom von parasitären ohmschen Widerständen (Kupferkabel , RDS , on des FET , ohmsche Verluste Sicherung, Kurzschlussimpedanz , etc . ) begrenzt . Derlei hohe Stromspitzen verursachen Rückwirkungen auf das dahinterliegende System einschließlich der Stromversorgung, sodass unter ungünstigen Umständen eine Beeinträchtigung der Anlage stattfindet . Die Selektivität im Fehlerfall kann nicht unter allen Umständen gewährleistet werden . Derlei Rückwirkungen werden durch die Beschränkung des Kurzschlussspitzenwerts IKs, max vermieden .
Besonders vorteilhaft dabei ist die Temperaturnachführung der Auslöseschwelle . Diese ermöglicht den sicheren Betrieb über einen weiten Temperaturbereich und umgeht Schwierigkeiten in der Auslegung der bekannten Lösungsansätze .
Durch die lineare Begrenzung wird eine Überlastung der speisenden Quellen ausgeschlossen, wodurch ein Einsatz mit leistungsschwächeren Stromversorgungen möglich ist .
Da die lineare Begrenzung auf wenige ms reduziert wird, kann die Schaltung wesentlich einfacher realisiert werden als bekannte begrenzende Topologien . Gleichzeitig kann die Leistungs fähigkeit des Leistungstransistors Ml voll ausgenutzt werden, ohne unnötige Überdimensionierung, welche speziell bei Transistoren im Linearbetrieb nur über sehr große Chipflächen und geringe thermische Übergangswiderstände zum Gehäuse ( Leadframe ) möglich ist und die Auswahl der Transistoren massiv einschränkt . Die Erfindung wird anhand von Figuren näher erläutert .
Es zeigen beispielhaft :
Fig . 1 ein erstes vorteilhaftes Aus führungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und
Fig . 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß eines zweiten vorteilhaften Aus führungsbeispiels .
Die Schaltungsanordnung nach Figur 1 umfasst einen, zwischen einer Versorgungsspannung V+ und einer Last , d . h . in einem Laststromkreis angeordneten Leistungshalbleiter M 1 , vorzugsweise in der Aus führung als n-Kanal-Metall-Oxid-Halbleiter- Feldef f ekttransistor (n-Kanal-MOSFET ) , dessen Steuereingang (Gate ) mit dem Ausgang einer Reglerstufe RS und einem Schaltkontakt eines Schutzschalters Ql verbunden ist . Beim gegenständlichen Aus führungsbeispiel wird als Schutzschalter ein Sili zium-Bipolartransitor vorgesehen . In den Laststromkreis ist zwischen dem Source-Anschluss des MOSFET und der Last überdies ein Shunt-Widerstand RI eingefügt . Die daran auftretende Spannung USh erhöht das Spannungspotential am Steuereingang ( der Basis ) des Schutzschalters Ql .
Das Aus führungsbeispiel umfasst weiterhin eine Stromquelle SQ, welche über einen Vorwiderstand R2 eine Vorspannung am Steuereingang, der Basis des Schutzschalters Ql erzeugt und einen negativen Temperaturkoef fi zienten aufweist , sodass auch die Vorspannung an der Basis des Schutzschalters einen negativen Temperaturkoef fi zienten aufweist .
Gebildet wird die Stromquelle SQ durch einen Halbleiterschalter Ql l , beispielsweise einen weiteren Bipolartransistor, dessen Spannungspotential am Steuereingang (Basis ) über einen aus Dioden D3 , D4 und einem weiteren Widerstand R7 gebildeten Spannungsteiler temperaturabhängig gestaltet ist .
Dabei wird davon ausgegangen, dass sich die Schwellspannung einer Sili zium-Diode mit veränderlicher Temperatur gleichar- tig verhält , wie die Basis-Emitter-Strecke eines Sili zium- Bipolar-Transistors . Werden daher die Dioden D3 , D4 der Stromquelle SQ thermisch gut an den Schutzschalter Ql angebunden, so kann von einem thermisch gleichartigen Verhalten ausgegangen werden .
Die seriell geschalteten Dioden D3 und D4 der Stromquelle dienen als Spannungsreferenz für den Vorgabestrom IVs gemäß
. __ 2 f — UBE.QH vs ~ "R6--
Mit VF als der an den Dioden D3 und D4 abfallenden Spannung, UBE, QII der Basis-Emitterspannung des weiteren Halbleiterschalters Ql l und R6 dem Kollektorwiderstand des weiteren Halbleiterschalters Ql l .
Dieser Vorgabestrom IVs fließt über Vorwiderstand R2 und Shunt-Widerstand RI und erzeugt die Vorspannung UVs an der Basis des Schutzschalters Ql . Durch entsprechende Dimensionierung des Vorwiderstandes R2 kann unter der Annahme von R2 >> RI die Vorspannung in guter Näherung durch
Uvs = Ivs • R2 vorgegeben und damit der notwendige Laststrom IL durch den Leistungshalbleiter Ml zum Erreichen der Schwellspannung zur Strombegrenzung lKs,max eingestellt werden . Bei Erreichen der Schwellspannung wird der Schutzschalter Ql leitend und das Steuersignal des Leistungshalbleiters Ml kurzgeschlossen .
Die Schwellspannung des Schut ztransistors Ql , bspw . als BJT ausgeführt , ist weiterhin temperaturabhängig und sinkt mit - 2mV/K bei steigender Temperatur . Bei entsprechender thermischer Kopplung von Ql , Ql l , D3 und D4 kann davon ausgegangen werden, dass alle dieselbe Bauteiltemperatur oder zumindest dieselbe Temperaturerhöhung im Betrieb aufweisen . Da es sich bei allen relevanten Bauteilen um Sili ziumbauteile handelt , haben auch alle denselben Temperaturdri ft von -2mV/K . Der Gleichung des Konstantstroms IVs folgend wird der Temperaturdri ft von Ql l mit -2mV/K durch 2VF mit -4mV/K überkompensiert . Dadurch sinkt der Strom IVs mit steigender Temperatur, wodurch sich bei entsprechender Dimensionierung des Basiswiderstands R2 auch die Vorspannung UVs verringert . Das Absinken der Auslöseschwelle des Schut ztransistors Ql wird dadurch kompensiert . Das Prinzip der gesteuerten Stromquelle zur Anpassung der Auslöseschwelle der Kurzschlussstrombeschränkung kann auf weitere Betriebslagen ausgeweitet werden . Der Regler und der Regel zusatz können auf verschiedene Betriebsbedingungen angepasst werden, sodass unterschiedliche Auslösecharakteristiken vorgegeben werden können, wobei die SOA des Leistungshalbleiters die Belastungsgrenzen vorgibt . Durch Anpassung des Sollwerts für den Begrenzungsstroms IKs,beg und des Vorgabestroms IVs ist eine Anpassung während des laufenden Betriebs möglich . Damit lassen sich verschiedene Erkennungs- , Test- oder Inbetriebsetzungss zenarien verwirklichen .
Eine weitere vorteilhafte Aus führungs form der Erfindung ist in Fig . 2 dargestellt .
Hierbei umfasst die Stromquelle SQ mit negativem Temperaturkoef fi zienten einen Temperatursensor, mittels welchem ein Spannungssignal an einen Operationsverstärker geliefert wird, der wiederum einen Halbleiterschalter ansteuert .
Grundsätzlich sind für die erfindungsgemäße Lösung auch weitere Aus führungen von temperaturgesteuerten Stromquellen denkbar . Wesentlich ist dabei lediglich, dass die nichtverhinderbare Temperaturabhängigkeit des Stroms durch den Schutzkontakt und des Steuereingangs des Schutzschalters Ql mittels einer Stromquelle SQ kompensiert wird, welche über ein Netzwerk aus Widerständen und temperaturabhängigen Hableitern Dl , D2 eine Vorspannung am Steuereingang des Schutzschalters Ql erzeugt und einen Temperaturkoef fi zienten aufweist , der der Temperaturabhängigkeit des mindestens einem, als Schutzkontakt eingesetzten Halbleiters entgegenwirkt und ein im Wesentlichen thermisch nicht abhängiges Ansprechverhalten des Schutzschalters bewirkt .

Claims

Patentansprüche / Patent claims
1. Elektronische Schaltungsanordnung zur Strombegrenzung in einem Laststromkreis , mit einem zwischen einer Versorgungsspannung und einer Last angeordneten Leistungshalbleiter (Ml) , dessen Steuereingang mit dem Ausgang einer Reglerstufe (RS) und einem Schaltkontakt eines Schutzschalters verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass in den Laststromkreis ein Shunt-Widerstand
(RI ) eingefügt ist und die daran auf tretende Spannung das Spannungspotential am Steuereingang des Schutzschalters erhöht, dass mit dem Steuereingang des Schutzschalters weiterhin eine Stromquelle (SQ) verbunden ist, welche über einen Vorwiderstand (R2) eine Vorspannung am Steuereingang des Schutzschalters
(Ql) erzeugt und dass die Stromquelle (SQ) einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist.
2. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungshalbleiter (Ml) als Metall-Oxid-Halbleiter-Feldef f ekttransistor ausgeführt ist.
3. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquelle
(SQ) einen Halbleiterschalter (Q2) umfasst, dessen Spannungspotential am Steuereingang mittels temperaturabhängigem Spannungsteiler festgelegt ist.
4. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquelle
(SQ) einen Halbleiterschalter (Qll) umfasst, dessen Spannungspotential am Steuereingang über einen aus Dioden (D3,D4) und Widerständen gebildeten Spannungsteiler temperaturabhängig gestaltet ist.
EP23704057.1A 2022-01-20 2023-01-19 Elektronische schaltungsanordnung zur strombegrenzung Pending EP4445463A1 (de)

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