EP4324222A1 - Vorrichtung und verfahren zum erzeugen eines ersten ansteuersignals und eines zweiten ansteuersignals unter verwendung einer linearisierung und/oder einer bandbreiten-erweiterung - Google Patents

Vorrichtung und verfahren zum erzeugen eines ersten ansteuersignals und eines zweiten ansteuersignals unter verwendung einer linearisierung und/oder einer bandbreiten-erweiterung

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Publication number
EP4324222A1
EP4324222A1 EP22718230.0A EP22718230A EP4324222A1 EP 4324222 A1 EP4324222 A1 EP 4324222A1 EP 22718230 A EP22718230 A EP 22718230A EP 4324222 A1 EP4324222 A1 EP 4324222A1
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EP
European Patent Office
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signal
converter
audio signal
audio
designed
Prior art date
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Pending
Application number
EP22718230.0A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Klaus Kaetel
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Kaetel Systems GmbH
Original Assignee
Kaetel Systems GmbH
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Filing date
Publication date
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Pending legal-status Critical Current

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    • H04S5/00—Pseudo-stereo systems, e.g. in which additional channel signals are derived from monophonic signals by means of phase shifting, time delay or reverberation 

Definitions

  • the present invention relates to electroacoustics and more particularly to concepts for generating and reproducing audio signals.
  • acoustic scenes are recorded using a set of microphones. Each microphone outputs a microphone signal.
  • a microphone signal For example, for an orchestral audio scene, 25 microphones may be used.
  • a sound engineer performs a mixing of the 25 microphone output signals into, for example, a standard format such as a stereo format, a 5.1, a 7.1, a 7.2, or other appropriate format.
  • a stereo format for example, two stereo channels are created by the sound engineer or an automatic mixing process.
  • a 5.1 format mixing results in five channels and one subwoofer channel.
  • a mix is made into seven channels and two subwoofer channels in a 7.2 format, for example.
  • a mixed result is fed to electrodynamic loudspeakers.
  • two speakers exist, with the first speaker receiving the first stereo channel and the second speaker receiving the second stereo channel.
  • a 7.2 playback format for example, there are seven loudspeakers in predetermined positions and two subwoofers that can be placed relatively arbitrarily. The seven channels are routed to their respective speakers, and the two subwoofer channels are routed to their respective subwoofers.
  • European patent EP 2692154 B1 describes a set for capturing and playing back an audio scene in which not only the translation is recorded and played back, but also the rotation and also the vibration. Therefore, a sound scene reproduced not only by a single detection signal or a single mixed signal, but by two detection signals or two mixed signals which are simultaneously recorded on the one hand and reproduced simultaneously on the other hand. This ensures that different emission characteristics are recorded from the audio scene compared to a standard recording and are reproduced in a playback environment.
  • a set of microphones is placed between the acoustic scene and an (imaginary) auditorium to capture the “conventional” or translational signal, characterized by high directivity or high goodness.
  • a second set of microphones is placed above or to the side of the acoustic scene to record a low-Q or low-directivity signal intended to represent the rotation of the sound waves as opposed to translation.
  • corresponding loudspeakers are placed in the typical standard positions, each having an omnidirectional array to reproduce the rotational signal and a directional array to reproduce the "conventional" translational sound signal.
  • European patent EP 2692144 B1 discloses a loudspeaker for reproducing, on the one hand, the translatory audio signal and, on the other hand, the rotary audio signal.
  • the loudspeaker thus has an omnidirectionally emitting arrangement on the one hand and a directionally emitting arrangement on the other hand.
  • European patent EP 2692151 B1 discloses an electret microphone which can be used to record the omnidirectional or the directional signal.
  • European patent EP 3061262 B1 discloses an earphone and a method for manufacturing an earphone that generates both a translational sound field and a rotary sound field.
  • European patent application EP 3061266 A0 intended to be granted, discloses a headphone and a method for producing a headphone designed to to generate the "conventional" translational sound signal using a first transducer, and to generate the rotary sound field using a second transducer arranged perpendicularly to the first transducer.
  • the recording and playback of the rotational sound field in addition to the translational sound field leads to a significantly improved and thus high-quality audio signal perception, which almost conveys the impression of a live concert, although the audio signal is reproduced through loudspeakers or headphones or earphones.
  • a disadvantage of the concept described is that the recording of the additional signal, which reproduces the rotation of the sound field, represents an additional expense.
  • pieces of music be it classical pieces or pop pieces, in which only the conventional translational sound field has been recorded. These pieces are typically still highly compressed in their data rate, such as in accordance with the MP3 standard or the MP4 standard, which contributes to an additional deterioration in quality which, however, is normally only audible to experienced listeners.
  • the object of the present invention is to create an improved concept for generating or reproducing a first control signal for a first converter and a second control signal for a second converter.
  • the present invention is based on the finding that a synthetic generation of the rotation signal is possible when an audio piece with more than one channel, ie already with two stereo channels, for example, or even more channels, exists.
  • an at least approximate difference at least one approximation of the difference signal or rotation signal is obtained according to the invention, which can then be used to control an omnidirectional or a transducer with a lower directional effect, in order to thereby also generate a rotation component from a signal that was actually recorded purely in a translatory manner derived and reproduced in the sound field.
  • the approximate difference signal is manipulated by a signal manipulator to obtain the second drive signal for a rotary converter.
  • the signal manipulation takes place in particular by delaying the combination signal and/or frequency-selectively amplifying or attenuating the combination signal in order to at least partially counteract a non-linear converter characteristic over the frequency of the second converter, ie the rotary converter.
  • a bandwidth expansion stage is provided to improve reception quality, preferably for the first control signal for the (normal) translational converter and, depending on the implementation, also for the third control signal for the second (conventional) translational converter.
  • the fourth control signal for the additional rotary converter is again preferably delayed and/or linearized by a linearization filter in order to at least partially compensate for the typically strongly non-linear frequency response of the rotary converter.
  • the audible range which is e.g. B. extends up to 20 kHz, targeted, but on the non-audible range is about lying.
  • sound energy in the non-audible range is emitted above 20 kHz, with the signal for the sound energy in the non-audible range being derived from the audible sound signal by bandwidth expansion either of a non-harmonic nature or, preferably, of a harmonic nature has been.
  • this synthetically generated non-audible spectrum is amplified instead of attenuated in order to achieve that the typical conventional translatory sound transducers still emit enough sound energy in the non-audible range, although the emission efficiency at frequencies above 30 to 40 kHz typically decreases. However, it is preferred to emit sound signals up to 80 kHz.
  • the particularly good propagation properties of such natural signals are due to the fact that the audio signals have a particularly powerful harmonic component that reaches up to very high frequencies, which is used for the aforementioned air preconditioning. It is similar, for example, for certain percussion instruments in the orchestra, such as a triangle. Although this does not produce a particularly high sound pressure level, it is particularly clear even at a considerable distance, e.g. B. can also be heard well in the back rows of a concert hall.
  • a delay is applied to delay the rotation signal relative to the translation signal to take advantage of the precedence effect or the Haas effect.
  • the necessary delay of around 10 to 40 ms means that the sound source can be localized by a listener according to the principle of the first wave front on the basis of the translational signal, which carries the directional information.
  • the rotational signal does not disturb the perception of direction, but at the same time leads to a high-quality and lifelike audio signal experience due to the excitation of rotating sound velocity vectors in the sound field by the corresponding second or fourth transducer, which reproduces the second or fourth control signal. Due to the Haas effect, the listener believes that the rotating components of the sound field come from the source whose translational sound field had just reached the listener's ear.
  • the linearization filter is only designed to reduce peaks at least partially or preferably completely, but to leave the cancellations almost untouched in order to avoid potentially disruptive artefacts by avoiding the strong amplification in the cancellations that would otherwise be necessary.
  • the device for generating the first drive signal for the first transducer and the second drive signal for the second transducer preferably also includes means for generating a drive signal for the third and the fourth transducer in order to achieve stereo reproduction via loudspeakers, for example. If more than two channels are to be reproduced, additional control signals are generated, e.g. B. for egg NEN left rear speaker, a right rear speaker and a center speaker. Then both a converter for the translational sound and a converter for the ro tatory sound will be provided at each point of the standardized speaker output for mats, and the inventive synthetically generated control signal for the rotary sound is ermit mined for each speaker position or by derived from one and the same manipulated combination signal, depending on the wall of the corresponding embodiment.
  • additional control signals are generated, e.g. B. for egg NEN left rear speaker, a right rear speaker and a center speaker. Then both a converter for the translational sound and a converter for the ro tatory sound will be provided at
  • an interface is provided that receives the first electrical signal, such as a left channel, and a second electrical signal, such as for a right channel. These signals are fed to a signal processor to reproduce the first electrical signal for the first transducer and the second electrical signal for a third transducer. These converters are the conventional converters.
  • the signal processor is designed to calculate the at least approximate difference between the first electrical signal and the second electrical signal and to determine a third electrical signal for a second transducer or a fourth electrical signal for a fourth transducer from this difference.
  • the signal processor is designed to output the first electrical signal for the first transducer and the second electrical signal for the third transducer, and to calculate a first, at least approximately, difference from the first electrical signal and the second electrical signal, and to calculate a second at least approximate difference from the first electrical signal and the second electrical signal, and to calculate a third electrical signal for the second transducer based on the first at least approximate difference and a fourth to output an electrical signal for the fourth transducer based on the second at least approximately difference.
  • the difference is an exact difference in which the second signal is changed by 180° and added to the first signal.
  • this signal is the first, at least approximately, difference
  • the different, second, at least approximately, difference is what results when the first signal is phase-shifted by 180°, i.e. given a “minus” value and added to the unchanged second signal becomes.
  • the first difference is at least approximately calculated and that this is subjected to a phase shift of 180°, for example, in order to calculate the second at least approximately difference.
  • the second, at least approximately, difference is then determined directly from the first, at least approximately, difference.
  • both differences can be determined independently of one another, namely both from the original first and second electrical signals, ie the left and the right input signal.
  • the difference is ideally a value obtained when the first channel is subtracted from the second channel or vice versa.
  • an at least approximate difference also results and is useful in certain exemplary embodiments if the phase shift is not 180° but is greater than 90° and less than 270°. In the more preferred range, which is smaller, the phase shift has a phase value between 160° and 200°.
  • one of the two signals can also be subjected to a phase shift equal to or different from 180° before the difference is formed and, if necessary, have also been subjected to frequency-dependent processing before the addition, such as by equalizer processing or frequency-selective processing or non-frequency selective amplification.
  • Further processing which can be carried out either before or after forming the difference, consists of high-pass filtering. If a high-pass filtered signal is combined with the other signal, for example with an angle of 180°, this also represents at least an approximate difference Producing transducers that are separate from the conventional transducers can be approximated by not changing the magnitudes of the two signals and varying the phase between the two signals between an angle between 90 and 270°.
  • an angle of 180° can be used.
  • the amplitudes of the signals can be varied in a frequency-selective or non-frequency-selective manner.
  • a combination of frequency-selectively or non-frequency-selectively varied amplitudes of the two electrical signals together with an angle between 90 and 270° also leads to a rotation excitation signal that is useful in many cases for the separate rotation converters, i.e. the second converter on the left side and the second transducer on the right.
  • the difference signal for one side and the different difference signal for the other side are preferably used for speakers that are away from the listener's head.
  • Each of these loudspeakers then has at least two transducers fed with different signals, with the first loudspeaker for the "left side” having a first transducer fed with the original left signal or a possibly delayed left signal, while the second converter is fed with the signal derived from the first at least approximately difference.
  • the individual converters of the second loudspeaker for the “right side” are then controlled accordingly.
  • the signal processor or the interface has a down-converter for the first electrical signal, i.e. for the left channel, and a further down-converter for the second electrical signal Signal, i.e. for the right channel, upstream.
  • the signal is an original microphone signal, such as an ambisonics signal with several components
  • each down-converter is designed to calculate a left or right channel from the ambisonics signal, which is then used by the signal processor to calculate the third electrical signal and the fourth electrical signal on the basis of at least approximate differences.
  • FIG. 1 shows a device for generating a first drive signal and a second drive signal according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 shows a more detailed representation of the signal manipulator of FIG. 1 according to a preferred exemplary embodiment
  • FIG. 3 shows a detailed illustration of the signal combiner from FIG. 1 according to a preferred exemplary embodiment and an illustration of the integration of a bandwidth expansion stage for each drive signal for a translational converter;
  • FIG. 4 shows an alternative implementation of the device for generating with a different arrangement of the bandwidth expansion stages with respect to FIG.
  • 5a shows a schematic representation of the effect of a bandwidth expansion stage according to an embodiment
  • 5b shows a schematic representation of an effect of a bandwidth expansion stage according to a further embodiment
  • FIG. 6 shows a schematic representation of the loudspeaker side of a loudspeaker system for a 2-channel output format
  • FIG. 7a shows an exemplary non-linear frequency response of a converter with a comb filter effect
  • FIG. 7b shows a schematic frequency response of a linearization filter in order to at least partially linearize the frequency response of FIG. 7a;
  • 8a is a schematic representation of another non-linear frequency response of a rotary transducer
  • 8c shows a schematic representation of a linearized frequency response based on the linearization filter and the rotary sound transducer used.
  • 1 shows a device for generating a first control signal 411 for a first converter and a second control signal 412 for a second converter.
  • the device comprises an input interface 100 for delivering a first audio signal 111 for a first audio channel and a second audio signal for a second audio channel.
  • the device also includes a signal combiner 200 for determining a combination signal from the first audio signal 111 and the second audio signal 112, which includes an approximate difference between the first audio signal 111 and the second audio signal 112. This combination signal is shown at 211 .
  • the signal combiner is also designed to generate a further combination signal 212 which also represents a difference between the first and the second audio signal and is derived from the first audio signal and the second audio signal or from the first combination signal 211 .
  • the second combination signal 212 differs from the first combination signal 211 and in particular differs by 180 degrees, ie has an opposite sign.
  • combination signal 211 is fed to a signal manipulator 300, which is designed to manipulate the combination signal in order to obtain a manipulated combination signal from it, which is shown at 311 and corresponds to second control signal 412.
  • the second control signal 412 is thus transmitted by the signal manipulator using the output interface 400 and output or stored through the output interface.
  • the output interface is designed to also output the first control signal 411 for the first converter in addition to the second control signal for the second converter.
  • the first drive signal 411 is obtained from the output interface directly from the input interface and corresponds to the first audio signal 111, or is derived from the first audio signal by the output interface 400, such as using a bandwidth expansion stage, i.e. a spectral enhancer, which will be presented later becomes.
  • the signal manipulator 300 is designed to delay the combination signal, i.e. to feed it into a delay stage, or to amplify or attenuate the combination signal in a frequency-selective manner, i.e. to feed it into a linearization filter, in order to achieve a non-linear converter characteristic above the frequency of the second converter at least partially counteract it.
  • the output interface is designed to feed the first audio signal 111 into a bandwidth expansion stage in order to receive the first output signal 411.
  • the device for generating a first control signal 411 and a second control signal 412 therefore comprises three aspects that can be used together or independently of one another.
  • the first aspect is that the manipulated signal has been generated from the combined signal using a delay, exploiting the Haas effect.
  • the second aspect is that the signal manipulator 300 uses the linearization filter in order to at least partially compensate for a highly nonlinear frequency response of the “rotary” converter in the sense of “predistortion”.
  • the third aspect is that the signal manipulator performs some other kind of manipulation, such as attenuation or high-pass filtering or other processing, whereby the output interface performs a bandwidth expansion for the first audio signal.
  • This bandwidth expansion using a bandwidth expansion stage is special in that at least part of a spectrum of the first audio signal is converted into a frequency range above 20 kHz using an amplification factor greater than 1 or equal to 1, i.e. without amplification, in order to convert the first Obtain drive signal that includes the frequency range above 20 kHz.
  • This is in contrast to conventional bandwidth extension, which is typically designed to extend a signal bandlimited to perhaps 4 or 8 kHz to a frequency range up to perhaps 16 or 20 kHz, further employing attenuation to provide a sloping performance characteristic
  • the bandwidth expansion according to the invention is different in that spectral values are determined for a frequency range above 20 kHz, i.e.
  • This audio signal experience consists in the fact that the air, which transmits the sound energy in the audible range, is “conditioned” to a certain extent, so that certain signals that are very rich in harmonics are clearly audible despite a great distance, such as the cry of a parrot in the jungle or a triangle in an orchestra.
  • all three aspects are implemented, as will be presented later. However, only one aspect of the three aspects can be implemented, or only any two aspects of the three aspects.
  • the first input signal 102 and the second input signal 104 which are input into the input interface 100, represent a left audio channel and a right audio channel.
  • the first audio signal 411 and the second audio signal 412 then represent the control signals for the first and the second converter , which are placed on the left with respect to a listening position.
  • the device for generating is then also designed to also generate the control signals for the right-hand side, that is to say the third control signal 413 for a third converter and the fourth control signal 414 for the fourth converter.
  • the third control signal 413 is formed analogously to the first control signal 411 and the fourth control signal 414 is formed analogously to the second control signal 412 .
  • the first control signal 411 and the third control signal 413 are fed to the conventional translational transducers, and the control signals 412 and 414 are fed to "rotary" transducers, i.e. transducers that emit a sound field with rotating sound velocity vectors, as is still the case with reference to Fig 6 is shown.
  • FIG. 2 shows a preferred implementation of the signal manipulator 300 in order to calculate the second control signal 311/412 from the combination signal 211. Furthermore, Fig.
  • the signal combiner in preferred exemplary embodiments includes a variable attenuator 301, a delay stage 302, and a linearization filter 303. It should be noted that blocks 301, 302, 303 can be in any order. A single element can also be present, which combines the functionalities of the linearization filter, the delay and the damping. The damping can be adjusted, or is set to a pre-defined values between
  • the signal manipulator 300 is designed to subject the further combination signal 212 to an attenuation by an attenuation stage 321 , to subject it to a delay 322 and to feed it into a linearization filter 323 .
  • All three elements can also be integrated in a single filter that implements the constant attenuation, typically over the entire frequency range, the delay, which is also constant over the entire frequency range, and a linearization filter, which attenuates or amplifies at least in a frequency-selective manner. It should be pointed out that only a subset of the elements, i.e. only e.g. B. damping and linearization without delay delay, or only a delay without damping and linearization, or only a damping without delay and linearization can be used. In preferred embodiments, all three aspects are implemented.
  • a delay is used for the delay, which is so large that a precedence effect or A Haas effect or a first wavefront effect occurs.
  • the signal for the rotary converter ie the second control signal 412, is delayed in such a way that a listener first perceives the wave front based on the first control signal 411 and therefore localizes the left channel.
  • the rotational component which is essential for audio quality but does not contain any special information regarding localization, is then perceived somewhat later and is not perceived as a separate signal due to the Haas effect.
  • Useful delay values for the delay stage 302 or 322 are preferably between 10 and 40 ms and more preferably between 25 ms and 35 ms and in particular 30 ms.
  • the signal combiner 200 includes a phase shifter 201, a downstream attenuator 202 and an adder 203. Furthermore, the first audio signal 111 and the second audio signal 112 are used. The first audio signal 111 is phase shifted by the phase shifter 201 and, depending on the setting of the attenuator 202, is attenuated and then added to the first audio signal 112 in order to obtain the further combination signal 212.
  • the signal combiner 200 comprises a further adder 223, a further phase shifter 221 and a further attenuator 222, with the second audio signal 112 is phase-shifted by the phase shifter 221 and the phase-shifted signal is optionally attenuated and then combined with the first audio signal 111 .
  • the phase shifters 201 or 221 carry out a phase shift of 180 degrees, which is preferred, and if the attenuators 202, 222 are set in such a way that the attenuation is equal to zero, i.e. these potentiometers are “fully turned up”, then the combination signal 211 is that Result of the subtraction of the second audio signal 112 from the first audio signal 111, i.e. if the first audio signal 111 is the left channel and the right audio signal 112 is the right channel, then the combination signal 211 is equal to L - R.
  • the further combination signal 212 is equal R - L in this example.
  • phase shift is particularly easy to achieve by plugging in a corresponding connector carrying the audio signal “upside down”.
  • Various phase shifts other than 180 degrees ie in a range from 150 to 210 degrees preferably, can be achieved by correct phase shifter elements and can be advantageous in certain implementations.
  • a subtraction factor x between zero and 1 can thus be formed, as will be explained in FIG.
  • the output interface 400 includes a first bandwidth expansion stage 402 and a second bandwidth expansion stage 404.
  • the first bandwidth expansion stage 402 is designed to allow the first audio signal 111 to have a bandwidth expansion in the non-audible range above 20 kHz under, while the bandwidth expansion stage 404 is designed to also subject the second audio signal, for example the right channel, to a bandwidth expansion in the inaudible range above 20 kHz.
  • both control signals 411, 413 are now also provided with signal energy at frequencies above 20 kHz, with these signal components preferably being present in the control signals up to 40 kHz and particularly preferably even up to 80 kHz or more.
  • FIG. 3 shows an implementation in which only bandwidth expansion is performed on the translational signal
  • bandwidth expansion can also be performed on the rotary signal, as illustrated at 304 and 324 in FIG is.
  • a bandwidth expansion in the input interface 100 could also be provided.
  • a bandwidth expansion stage 121 is provided for a first input signal 102 in order to generate the first audio signal 111 from the first input signal 102 .
  • the input interface 100 is provided in order to generate the second audio signal 112 from the second input signal 104 .
  • these two audio signals now have a frequency range that goes far beyond 20 kHz.
  • bandwidth expansion is already carried out in the input interface, further bandwidth expansions are not necessary in the output interface 400, as has been shown in FIG. 3, or in the signal manipulator elements 300a, 300b, since all signals in the subsequent signal processing have a high bandwidth.
  • an implementation as shown in FIG. 3 is preferred, in which only the control signals for the translational converters, ie the first control signal 411 and the third control signal 413, are subjected to the bandwidth expansion genes, as the high frequencies are particularly important for propagation. Therefore, all other processing stages in the input interface, in the signal combiner and in the signal manipulator can be performed on the band-limited signal, which saves processing resources because all elements except the bandwidth expansion stages 402, 404 in FIG. 3 can work with band-limited signals .
  • FIG. 5 shows a first implementation of the bandwidth expansion stage 402, 404 or the optional elements 121, 122 or 304, 324 from FIG kHz, ie in the inaudible range, which goes up to 80 kHz in FIG. 5a.
  • a harmonic bandwidth expansion is preferably undertaken, with each frequency in the range between 10 and 20 kHz of the audio signal being multiplied by a factor of 2, for example, by a frequency range between 20 kHz and 40 kHz to create.
  • amplification is performed by means of an amplifier 407 implementing a gain greater than 1, as shown by the dotted line in Figure 5a.
  • the harmonic bandwidth extension unit 404 together with the amplifier 407 thus generates a signal component in the corresponding audio signal which is between 20 and 40 kHz and has even greater signal energy than the baseband range which is between 10 and 20 kHz.
  • another transponer 406 is provided, which multiplies the frequencies by 4, the output signal being multiplied again with a gain factor greater than 1, preferably, with this amplifier having the gain greater than 1 is shown at 408 in Figure 5a.
  • the frequency axis is broken at the appropriate points, since the range between 40 kHz and 80 kHz is twice as long as the range between 20 kHz and 40 kHz, which in turn is twice as long as the range between 10 kHz and 20 kHz due to the harmonic bandwidth expansion by the elements 404, 406.
  • transposition factors that are odd i.e. that can be equal to 1, 3, 5 and 7, can in principle be used, it has been shown that Even-numbered transposition factors, such as those achieved by the transposers 404, 406, produce a more realistic audio signal impression.
  • the baseband cannot be attenuated and amplified, ie taken as it is.
  • the amplifier 408 amplifies more for the range between 40 and 80 kHz than the amplifier 407 for the range between 20 kHz and 40 kHz.
  • Fig. 5a shows a first implementation of the bandwidth extension
  • Fig. 5b provides a second implementation of the bandwidth extension, which works due to the technique of "mirroring", i.e. mirroring of the transposed spectral range at the cross-over frequency (crossover frequency), what is advantageous in that with a non-constant signal curve in the baseband, as shown in FIG. 5b, at the transpositi onsstelle, ie at 20 kHz when a gain factor of 1 is used, no discontinuity occurs.
  • the mirroring or upsampling can easily be carried out in the time domain by inserting one or more zeros as additional sample values in an audio signal between two sample values.
  • Fig. 6 shows a speaker system that summarizes a first converter 521 for the first drive signal 411 and a second converter 522a, 522b for the second drive signal 412 to. Furthermore, the loudspeaker system also has a third converter 523 for the third drive signal 413 and a fourth converter 524a, 524b for the fourth drive signal 414. All drive signals can be amplified by respective amplifiers 501, 502, 503, 504, such as input from a user interface via a volume control.
  • the converters 521, 523 represent the translatory and to a certain extent conventional converters, which, however, are distinguished in comparison to normal converters in that they can also emit sound energy in the range above 20 kHz, whereby they should preferably emit up to 80 kHz or more. The decreasing efficiency at higher frequencies is compensated for by the amplification due to the amplifying elements 407, 408.
  • the rotary converters 522a, 522b, for example, or 524a, 524b, for example, are implemented in a preferred embodiment, which is shown in FIG as shown in Fig. 6, face each other. There can be no distance or only a small distance between the front sides, ie between the membranes, so that the membranes can deflect and generate sound in the intermediate area between the membranes, which can exit as rotation along the edges of the membranes.
  • Such a transducer is very efficient when generating rotating sound, ie a sound field with rotating sound velocity vectors.
  • the frequency response is highly non-linear.
  • the linearization filter 303, 323 is therefore provided in order to generate a signal via “pre-distortion”, so to speak, that when it is output by the non-linear frequency response of the converter 522a, 522b or 524a, 524b, it is relatively linear Has transmission or signal characteristics.
  • FIG. 7a shows an exemplary comb spectrum as can occur in converters for rotary signals.
  • Fig. 7b shows an exemplary frequency response of the linearization filter 303, 323.
  • the linearization filter In the preferred implementation of the linearization filter, only the peaks 701, 702, 703, 704, 705 are lowered, while the notches 706 to 710 are "left", so that in the frequency ranges in which the cuts are located, the frequency response of the linearization filter is at the 0 dB reference line and in the range of the peaks the Exaggerations are at least partially lowered, namely by 6 dB, if the over-elevation itself has a height of 6 dB, as is shown in the exemplary frequency response in Fig. 7a.
  • the linearization filter is also designed to provide a high-pass characteristic with respect to a cut-off frequency f g , which is only shown schematically in FIG. 7b and is of the order of between 100 and 500 Hz and is preferably 200 Hz. This means that the first increase 711 in FIG. 7a is completely attenuated.
  • FIG. 8a shows an alternative frequency response of a rotary sound transducer, which can result from the design of the rotary sound transducer as shown in FIG.
  • Very strong peaks and very strong slumps are shown.
  • the linearization is designed in particular in such a way that again only the peaks, which are shown hatched in FIG. 8a, are to be damped, while the dips are to be left almost as they are.
  • the entire “linearized” frequency response is shown schematically in FIG. 8c, where it can be seen that the linearized frequency response is not completely linearized, but when FIG. 8c is compared to FIG. 8a, it is much more linear because the strong peaks have been cut off are.
  • phase shifters 506, 508 are preferably also installed in the rotary sound transducers, which, depending on the implementation, provide a phase shift of 180 degrees and which, however, can be set to other values, but which are preferably between 150 and 210 degrees.
  • FIG. 3 it was pointed out that the attenuators 202, 222 can be adjusted to obtain only an approximate difference. This is in Fig. 6 at "L - x R" and "R - x L" shown.
  • the corresponding attenuator 202, 222 is set to an attenuation of zero, i.e. to no attenuation, the factor x in FIG Factor x for example 0.5. If, on the other hand, the attenuator 202, 222 is set to full attenuation, no more difference formation takes place, and the first converter 522a, 522b only emits the left-hand signal. However, it is preferred to set an attenuation of the attenuator 202, 222 to at most 0.25 in order for the corresponding signal to be a difference signal even though the subtracted channel is reduced in amplitude or power or energy compared to the channel being subtracted from is.
  • the device for generating the first control signal and the second control signal and in particular also for generating the third and the fourth control signal is implemented as a signal processor or as software, for example in a mobile device such as a mobile phone for the control signals for each speaker and then output over a wireless interface.
  • the transducers as shown in Fig. 6, including the amplifiers 502 to 504, together with the device as shown in Fig. 1, are implemented in a speaker unit which additionally comprises transducer 521 and transducer 522a, 522b included in a special carrier. Then this speaker unit can be used as it is, e.g. B. placed at a left playing position with respect to a listening position.
  • loudspeaker units can also be used for channels other than the two stereo channels, such as for a center channel, for a left rear channel, for a right rear channel in the case of a 5.1 system.
  • a converter for rotary sound and a converter for translatory sound can also be installed at corresponding further positions, such as a ceiling loudspeaker, which are controlled with the separate control signals.
  • a preferred embodiment of the present invention resides within a cellular phone.
  • the control device is loaded, for example, as a hardware element or as an app or as a program on the mobile phone.
  • the mobile phone is designed to be located from any source, local or on the internet can be to catch the first audio signal and the second audio signal or multi-channel signal and to generate the control signals depending thereon.
  • These signals are transmitted from the mobile phone to the sound generator with the sound generator elements either by cable or wirelessly, for example using Bluetooth or WLAN.
  • the sound generator elements it is necessary for the sound generator elements to have a battery supply or, in general, a power supply in order to achieve appropriate amplification for the received wireless signals, for example according to the Bluetooth format or according to the WLAN format.
  • aspects have been described in the context of a device, it should be understood that these aspects also represent a description of the corresponding method, so that a block or component of a device can also be understood as a corresponding method step or as a feature of a method step . Similarly, aspects described in connection with or as a method step also constitute a description of a corresponding block or detail or feature of a corresponding device.
  • Some or all of the method steps may be performed by hardware apparatus (or using a Hard ware apparatus), such as a microprocessor, a programmable computer or an electronic circuit. In some embodiments, some or more of the key process steps can be performed by such an apparatus.
  • embodiments of the invention may be implemented in hardware or in software. Implementation can be performed using a digital storage medium such as a floppy disk, DVD, Blu-ray Disc, CD, ROM, PROM, EPROM, EEPROM or FLASH memory, hard disk or other magnetic or optical memory, on which electronically readable control signals are stored, which can interact with a programmable computer system in such a way that the respective method is implemented. Therefore, the digital storage medium can be computer-readable.
  • a digital storage medium such as a floppy disk, DVD, Blu-ray Disc, CD, ROM, PROM, EPROM, EEPROM or FLASH memory, hard disk or other magnetic or optical memory, on which electronically readable control signals are stored, which can interact with a programmable computer system in such a way that the respective method is implemented. Therefore, the digital storage medium can be computer-readable.
  • Some exemplary embodiments according to the invention thus comprise a data carrier which has electronically readable control signals which are capable of interacting with a programmable computer system in such a way that one of the methods described herein is carried out.
  • exemplary embodiments of the present invention can be implemented as a computer program product with a program code, the program code being effective to carry out one of the methods when the computer program product runs on a computer.
  • the program code can also be stored on a machine-readable carrier, for example.
  • exemplary embodiments include the computer program for performing one of the methods described herein, the computer program being stored on a machine-readable medium.
  • an exemplary embodiment of the method according to the invention is therefore a computer program that has a program code for performing one of the methods described herein when the computer program runs on a computer.
  • a further exemplary embodiment of the method according to the invention is therefore a data carrier (or a digital storage medium or a computer-readable medium) on which the computer program for carrying out one of the methods described herein is recorded.
  • a further exemplary embodiment of the method according to the invention is therefore a data stream or a sequence of signals which represents the computer program for carrying out one of the methods described herein.
  • the data stream or sequence of signals may be configured to be transmitted over a data communications link, such as the Internet.
  • Another embodiment includes a processing device, such as a computer or programmable logic device, configured or adapted to perform any of the methods described herein.
  • a processing device such as a computer or programmable logic device, configured or adapted to perform any of the methods described herein.
  • a further exemplary embodiment according to the invention comprises an apparatus or a system which is designed to transmit a computer program for carrying out at least one of the methods described herein to a recipient.
  • the transmission can take place electronically or optically, for example.
  • the recipient may be a computer, mobile device, storage device, or similar device.
  • the device or the system can, for example, comprise a file server for transmission of the computer program to the recipient.
  • a programmable logic device e.g., a field programmable gate array, an FPGA
  • a field programmable gate array may cooperate with a microprocessor to perform any of the methods described herein.
  • the methods are performed on the part of any hardware device. This can be universally replaceable hardware such as a computer processor (CPU) or hardware specific to the process such as an ASIC.

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Abstract

Vorrichtung zum Erzeugen eines ersten Ansteuersignals (411) für einen ersten Wandler (521) und eines zweiten Ansteuersignals (412) für einen zweiten Wandler (522a, 522b), mit folgenden Merkmalen: einer Eingangsschnittstelle (100) zum Liefern eines ersten Audiosignals (111) für einen ersten Audiokanal und eines zweiten Audiosignals für einen zweiten Audiokanal; einem Signalkombinierer (200) zum Ermitteln eines Kombinationssignals (211) aus dem ersten Audiosignal (111) und dem zweiten Audiosignal (112), das eine näherungsweise Differenz des ersten Audiosignals (111) und des zweiten Audiosignals (112) umfasst; einem Signalmanipulator (300) zum Manipulieren des Kombinationssignals, um das zweite Ansteuersignal (412) zu erhalten; und einer Ausgangsschnittstelle (400) zum Ausgeben oder Speichern des ersten Ansteuersignals (411), das auf dem ersten Audiosignal (111) basiert, oder des zweiten Ansteuersignals (412), wobei der Signalmanipulator (300) ausgebildet ist, um das Kombinationssignals (211) zu verzögern (302) oder um das Kombinationssignal (211) frequenzselektiv zu verstärken oder zu dämpfen (303), um einer nichtlinearen Wandlercharakteristik über der Frequenz des zweiten Wandlers (522a, 522b) entgegenzuwirken, oder wobei die Vorrichtung ausgebildet ist, um zumindest einen Teil eines Spektrums des ersten Audiosignals oder des Kombinationssignals in einen Frequenzbereich über 20 kHz umzusetzen, um das erste Ansteuersignal (411) zu erhalten, das den Frequenzbereich über 20 kHz umfasst.

Description

Vorrichtung und Verfahren zum Erzeugen eines ersten Ansteuersignals und eines zweiten Ansteuersignals unter Verwendung einer Linearisierung und/oder einer
Bandbreiten-Erweiterung
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Elektroakustik und insbesondere auf Kon zepte zum Erzeugen und Wiedergeben von Audiosignalen.
Typischerweise werden akustische Szenen unter Verwendung eines Satzes von Mikropho nen aufgenommen. Jedes Mikrophon gibt ein Mikrophonsignal aus. Für eine Audioszene eines Orchesters, beispielsweise, können 25 Mikrophone verwendet werden. Dann führt ein Toningenieur eine Mischung der 25 Mikrophon-Ausgangssignale in, beispielsweise, ein Standardformat durch, wie beispielsweise ein Stereoformat, ein 5.1-, ein 7.1-, ein 7.2-, oder ein anderes entsprechendes Format. Bei einem Stereoformat werden beispielsweise durch den Toningenieur oder einen automatischen Mischprozess zwei Stereokanäle erzeugt. Bei einem 5.1 -Format resultiert das Mischen in fünf Kanälen und einem Subwoofer- Kanal. Ana log hierzu wird beispielsweise in einem 7.2-Format eine Mischung in sieben Kanäle und zwei Subwoofer- Kanäle vorgenommen. Wenn die Audioszene in einer Wedergabeumge- bung „gerendert“ bzw. aufbereitet werden soll, wird ein Mischergebnis an elektrodynami sche Lautsprecher angelegt. In einem Stereo- Wiedergabeszenario existieren zwei Laut sprecher, wobei der erste Lautsprecher den ersten Stereokanal empfängt, und der zweite Lautsprecher den zweiten Stereokanal empfängt. In einem 7.2-Wedergabeformat existie ren beispielsweise sieben Lautsprecher an vorbestimmten Positionen und darüber hinaus zwei Subwoofer, die relativ beliebig platziert werden können. Die sieben Kanäle werden an die entsprechenden Lautsprecher angelegt, und die zwei Subwoofer-Kanäle werden an die entsprechenden Subwoofer angelegt.
Die Verwendung einer einzigen Mikrophonanordnung bei der Erfassung von Audiosignalen und die Verwendung einer einzigen Lautsprecheranordnung bei der Wedergabe der Audi- osignale vernachlässigen typischerweise die wahre Natur der Schallquellen. Das europäi sche Patent EP 2692154 B1 beschreibt ein Set zum Erfassen und Wiedergeben einer Au dioszene, bei dem nicht nur die Translation aufgenommen und wiedergegeben wird, son dern auch die Rotation und darüber hinaus auch die Vibration. Daher wird eine Tonszene nicht nur durch ein einziges Erfassungssignal oder ein einziges gemischtes Signal wieder gegeben, sondern durch zwei Erfassungssignale oder zwei gemischte Signale, die einer seits simultan aufgezeichnet werden, und die andererseits simultan wiedergegeben wer den. Damit wird erreicht, dass unterschiedliche Emissionscharakteristika von der Audio- szene im Vergleich zu einer Standard-Aufnahme aufgezeichnet werden und in einer Wie dergabeumgebung wiedergegeben werden.
Hierzu wird, wie es in dem europäischen Patent dargestellt ist, ein Satz von Mikrophonen zwischen der akustischen Szene und einem (gedachten) Zuhörerraum platziert, um das „konventionelle“ oder Translations-Signal zu erfassen, das sich durch eine hohe Gerichtet heit bzw. hohe Güte auszeichnet.
Darüber hinaus wird ein zweiter Satz von Mikrophonen oberhalb oder seitlich von der akus tischen Szene platziert, um ein Signal mit niedriger Güte bzw. niedriger Gerichtetheit auf zuzeichnen, das die Rotation der Schallwellen im Gegensatz zur Translation abbilden soll.
Auf der Wiedergabeseite werden an den typischen Standardpositionen entsprechende Lautsprecher platziert, von denen jeder eine omnidirektionale Anordnung hat, um das Ro tationssignal wiederzugeben, und eine direktionale Anordnung hat, um das „konventionelle“ translatorische Schallsignal wiederzugeben. Ferner existiert noch ein Subwoofer entweder an jeder der Standard-Positionen oder nur ein einziger Subwoofer an irgendeiner Stelle.
Das europäische Patent EP 2692144 B1 offenbart einen Lautsprecher zum Wiedergeben von, einerseits, dem translatorischen Audiosignal und, andererseits, dem rotatorischen Au- diosignal. Der Lautsprecher hat also eine omnidirektional emittierende Anordnung einer seits und eine direktional emittierende Anordnung andererseits.
Das europäische Patent EP 2692151 B1 offenbart ein Elektretmikrophon, das zum Auf zeichnen des omnidirektionalen oder des direktionalen Signals eingesetzt werden kann.
Das europäische Patent EP 3061262 B1 offenbart einen Ohrhörer und ein Verfahren zum Herstellen eines Ohrhörers, der sowohl ein translatorisches Schallfeld als auch ein rotato risches Schallfeld erzeugt.
Die zur Erteilung vorgesehene europäische Patentanmeldung EP 3061266 A0 offenbart ei nen Kopfhörer und ein Verfahren zum Erzeugen eines Kopfhörers, der ausgebildet ist, um unter Verwendung eines ersten Wandlers das „konventionelle“ translatorische Schallsignal zu erzeugen, und unter Verwendung eines zweiten senkrecht zum ersten Wandler ange ordneten Wandlers das rotatorische Schallfeld zu erzeugen.
Die Aufzeichnung und Wiedergabe des rotatorischen Schallfelds zusätzlich zum translato rischen Schallfeld führt zu einer signifikant verbesserten und damit hochqualitativen Audio- signalwahrnehmung, die nahezu den Eindruck eines Live-Konzertes vermittelt, obgleich das Audiosignal durch Lautsprecher oder Kopf- bzw. Ohrhörer wiedergebeben wird.
Damit wird ein Schallerlebnis erreicht, das nahezu nicht unterscheidbar von der ursprüngli chen Tonszene ist, bei der der Schall nicht durch Lautsprecher, sondern durch Musikinstru mente oder menschliche Stimmen emittiert wird. Dies wird dadurch erreicht, dass berück sichtigt wird, dass der Schall nicht nur translatorisch, sondern auch rotatorisch und gege benenfalls auch vibratorisch emittiert wird und daher entsprechend aufgezeichnet und auch wiedergegeben werden soll.
Nachteilig an dem beschriebenen Konzept ist, dass die Aufzeichnung des zusätzlichen Sig nals, das die Rotation des Schallfelds wiedergibt, einen weiteren Aufwand darstellt. Darüber hinaus existieren viele Musikstücke, seien es Klassik-Stücke oder Pop-Stücke, bei denen nur das konventionelle translatorische Schallfeld aufgezeichnet worden ist. Diese Stücke sind typischerweise noch in ihrer Datenrate stark komprimiert, wie beispielsweise gemäß dem MP3-Standard oder dem MP4-Standard, was zu einer zusätzlichen Qualitätsver schlechterung beiträgt, die jedoch normalerweise nur für geübte Hörer hörbar ist. Anderer seits existieren fast keine Audiostücke mehr, die nicht wenigstens im Stereo-Format aufge zeichnet sind, also mit einem linken Kanal und einem rechten Kanal. Die Entwicklung geht sogar eher in die Richtung, dass mehr Kanäle als ein linker und ein rechter Kanal erzeugt werden, dass also Surround-Aufzeichnungen mit zum Beispiel fünf Kanälen oder sogar Auf zeichnungen mit höheren Formaten erzeugt werden, was unter dem Stichwort MPEG- Surround oder Dolby Digital in der Technik bekannt ist.
Damit existieren sehr viele verschiedene Stücke, die wenigstens im Stereo-Format, also mit einem ersten Kanal für die linke Seite und einem zweiten Kanal für die rechte Seite aufge zeichnet sind. Es existieren sogar immer mehr Stücke, bei denen eine Aufzeichnung mit mehr als zwei Kanälen erfolgt ist, beispielsweise für ein Format mit mehreren Kanälen auf der linken Seite und mehreren Kanälen auf der rechten Seite und einem Kanal in der Mitte. Noch höher aufgestellte Formate verwenden mehr als fünf Kanäle in der Ebene und darüber hinaus noch Kanäle von oben oder Kanäle von schräg oben und gegebenenfalls auch, wenn möglich, Kanäle von unten.
Allerdings haben alle diese Formate gemeinsam, dass sie lediglich den konventionellen translatorischen Schall wiedergeben, indem die einzelnen Kanäle auf entsprechende Laut sprecher mit entsprechenden Wandlern gegeben werden.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein verbessertes Konzept zum Er zeugen oder Wiedergeben eines ersten Ansteuersignals für einen ersten Wandler und ei nes zweiten Ansteuersignals für einen zweiten Wandler zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum Erzeugen nach Anspruch 1 , ein Lautspre chersystem nach Anspruch 19, ein Verfahren zum Erzeugen eines ersten Ansteuersignals nach Patentanspruch 24, oder ein Computerprogramm nach Patentanspruch 26 gelöst.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass eine synthetische Erzeugung des Rotationssignals dann möglich ist, wenn ein Audiostück mit mehr als einem Kanal, also bereits mit zwei zum Beispiel Stereo-Kanälen oder noch mehr Kanälen existiert. Durch Be rechnen einer zumindest näherungsweisen Differenz wird erfindungsgemäß zumindest eine Approximation an das Differenzsignal beziehungsweise Rotationssignal erhalten, das dann verwendet werden kann, um einen omnidirektionalen beziehungsweise einen Wand ler mit geringerer Richtungswirkung anzusteuern, um dadurch aus einem eigentlich ledig lich translatorisch aufgezeichneten Signal auch eine Rotationskomponente abzuleiten und im Schallfeld wiederzugeben.
Das näherungsweise Differenzsignal wird durch einen Signalmanipulator manipuliert, um das zweite Ansteuersignal für einen rotatorischen Wandler zu erhalten. Die Signalmanipu lation findet insbesondere dadurch statt, dass das Kombinationssignal verzögert wird und/o der dass das Kombinationssignal frequenzselektiv verstärkt oder gedämpft wird, um einer nicht-linearen Wandlercharakteristik über der Frequenz des zweiten Wandlers, d. h. des rotatorischen Wandlers, zumindest teilweise entgegenzuwirken. Alternativ oder zusätzlich wird zur Verbesserung der Empfangsqualität eine Bandbreiten-Erweiterungsstufe vorgese hen, und zwar bevorzugt für das erste Ansteuersignal für den (normalen) translatorischen Wandler und je nach Implementierung auch für das dritte Ansteuersignal für den zweiten (konventionellen) translatorischen Wandler. Dagegen wird das vierte Ansteuersignal für den weiteren rotatorischen Wandler wieder vorzugsweise verzögert und/oder durch ein Li nearisierungsfilter linearisiert, um den typischerweise stark nicht-linearen Frequenzgang des rotatorischen Wandlers zumindest teilweise zu kompensieren.
Im Gegensatz zu einer üblichen Bandbreiten-Erweiterung wird erfindungsgemäß nicht auf den hörbaren Bereich, der sich z. B. bis 20 kHz erstreckt, abgezielt, sondern auf den dar über liegenden nicht-hörbaren Bereich. Um eine realistische Schallwahrnehmung zu errei chen, wird Schallenergie in dem nicht-hörbaren Bereich über 20 kHz emittiert, wobei das Signal für die Schallenergie im nicht-hörbaren Bereich vom hörbaren Schallsignal durch Bandbreiten-Erweiterung entweder nicht-harmonischer Natur oder vorzugsweise harmoni scher Natur abgeleitet worden ist. Ferner wird im Gegensatz zu einer üblichen Bandbreiten- Erweiterung dieses synthetisch erzeugte nicht-hörbare Spektrum verstärkt statt gedämpft, um wieder zu erreichen, dass die typischen konventionellen translatorischen Schallwandler im nicht-hörbaren Bereich noch genug Schallenergie emittieren, obgleich der Emissions- Wirkungsgrad zu Frequenzen über 30 bis 40 kHz typischerweise abnimmt. Es wird jedoch bevorzugt, Schallsignale bis zu 80 kHz zu emittieren.
Obgleich diese Schallsignale nicht unmittelbar hörbar sind, haben sie dennoch einen ent scheidenden Effekt auf die Qualität des hörbaren Signals, da das Oberwellenspektrum bei diesen hohen Frequenzen dazu dient, die Luft gewissermaßen zu konditionieren, damit sich Schallsignale mit niedrigeren Frequenzen im Oberwellenspektrum durch die Luft besser ausbreiten können. Damit wird für bestimmte Schallsignale der „Dschungel“-Effekt erreicht, der sich dadurch äußert, dass bestimmte z. B. sehr eindringlich klingende Papageien bei spielsweise über eine sehr weite Strecke hörbar sind, obgleich dies nach den normalen Ausbreitungsgesetzen, nach denen die Schallenergie im Quadrat des Abstands abnimmt, eigentlich nicht sein dürfte. Die besonders gute Ausbreitungseigenschaft von solchen na türlichen Signalen liegt daran, dass die Audiosignale einen besonders leistungskräftigen und zu sehr hohen Frequenzen reichenden Oberwellenanteil haben, welcher für die be sagte Luft-Vorkonditionierung dient. Ähnlich ist es beispielsweise für bestimmte Schlag-In strumente im Orchester, wie beispielsweise eine Triangel. Diese erzeugt zwar keinen be sonders hohen Schalldruckpegel, ist jedoch besonders deutlich auch noch in beachtlicher Entfernung, z. B. auch in den hinteren Reihen eines Konzertsaals gut zu hören. Auch hier wird davon ausgegangen, dass diese besonders gute Hörbarkeit dadurch erreicht wird, dass durch einen besonders starken Oberwellengehalt die Luft, in der sich die hörbaren Schallwellen ausbreiten, vorkonditioniert wird, damit die eigentlich stattfindende Abnahme der Lautstärke proportional zum Quadrat des Abstands durch Energie aus den Oberwellen kompensiert wird, so dass bestimmte oberwellenreiche Signale besonders weit tragen und gleichzeitig trotz des großen Abstands zur Schallquelle deutlich hörbar sind.
Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wird eine Verzögerung vorgenommen, um das Rotationssignal gegenüber dem translatorischen Signal zu verzö gern, um den Präzedenz-Effekt bzw. den Haas-Effekt zu nutzen. Die dafür nötige Verzöge rung in der Größenordnung von 10 bis 40 ms erreicht, dass nach dem Prinzip der ersten Wellenfront die Lokalisation der Schallquelle durch eine Zuhörerin oder einen Zuhörer auf grund des translatorischen Signals erfolgt, welches die Richtungsinformation in sich trägt. Gleichzeitig stört dann das rotatorische Signal nicht die Richtungswahrnehmung, führt je doch gleichzeitig zu einem hochqualitativen und naturgetreuen Audiosignalerlebnis auf grund der Anregung von rotierenden Schallschnelle-Vektoren im Schallfeld durch den ent sprechenden zweiten bzw. vierten Wandler, welcher das zweite bzw. vierte Ansteuersignal wiedergibt. Aufgrund des Haas-Effekts meint die Zuhörerin oder der Zuhörer, dass die ro tierenden Anteile des Schallfeldes von der Quelle stammen, deren translatorisches Schall feld kurz vorher das Ohr der Hörerin oder des Hörers erreicht hat.
Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen findet in dem Linearisierungsfilter lediglich eine grobe Linearisierung des typischerweise stark nichtlinearen Frequenzgangs des Wandlers bzw. Wandlersystems für die Wiedergabe des rotatorischen Schallfelds statt. Eine nichtli neare Emissionscharakteristik bzw. ein nichtlinearer Frequenzgang zeichnet sich typischer weise durch Überhöhungen und Auslöschungen aus. Erfindungsgemäß ist das Linearisie rungsfilter lediglich ausgebildet, um Überhöhungen zumindest teilweise oder vorzugsweise ganz zu reduzieren, jedoch die Auslöschungen nahezu unangetastet zu lassen, um durch Vermeidung einer sonst nötigen starken Verstärkung in den Auslöschungen potenziell stö rende Artefakte zu vermeiden. So hat sich herausgestellt, dass ein rotierendes Schallfeld in seiner Qualität nicht merkbar beeinflusst wird, wenn aufgrund noch vorhandener Auslö schungen durch potenziell auftretende Kammfiltereffekte in den Wandlern für den rotatori schen Schall in dem Anteil des Schallfelds, der rotierende Schallschnelle-Vektoren auf weist, bestimmte Töne fehlen. Dagegen wird durch die Dämpfung der Überhöhungen ver mieden, dass der rotierende Anteil des Schallfelds als unnatürlich wahrgenommen wird. Um eine günstige Einstellung des Linearisierungsfilters zu erhalten, wird bei bestimmten Ausführungsbeispielen bevorzugt, die Wiedergabe- bzw. Frequenzgangcharakteristik des rotatorischen Wandlers messtechnisch aufzunehmen und dann das Linearisierungsfilter für das Ansteuersignal für diesen Wandler ausgehend von der durchgeführten Messung ein zustellen. Es kann jedoch auch eine für bestimmte Wandlerklassen vorgegebene Prototyp- Linearisierungscharakteristik eingestellt werden, die auch dann, wenn der tatsächliche zweite bzw. vierte Wandler nicht voll auf die Prototyp-Charakteristik passt, immer noch brauchbare Ergebnisse liefert.
Vorzugsweise umfasst die Vorrichtung zum Erzeugen des ersten Ansteuersignals für den ersten Wandler und des zweiten Ansteuersignals für den zweiten Wandler auch Mittel, um ein Ansteuersignal für den dritten und den vierten Wandler zu erzeugen, um eine beispiels weise Stereo-Wiedergabe über Lautsprecher zu erreichen. Sollen mehr als zwei Kanäle wiedergegeben werden, so werden weitere Ansteuersignale erzeugt, und zwar z. B. für ei nen linken hinteren Lautsprecher, einen rechten hinteren Lautsprecher und einen Mitten- Lautsprecher. Dann wird an jeder Stelle des standardisierten Lautsprecher-Ausgabefor mats sowohl ein Wandler für den translatorischen Schall als auch ein Wandler für den ro tatorischen Schall vorgesehen sein, und das erfindungsgemäße synthetisch erzeugte An steuersignal für den rotatorischen Schall wird für jede einzelne Lautsprecherposition ermit telt oder von ein und demselben manipulierten Kombinationssignal abgeleitet, je nach Auf wand der entsprechenden Ausführungsform.
Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen wird eine Schnittstelle vorgesehen, die das erste elektrische Signal, wie beispielsweise einen linken Kanal und ein zweites elektrisches Sig nal wie beispielsweise für einen rechten Kanal empfängt. Diese Signale werden einem Sig nalprozessor zugeführt, um das erste elektrische Signal für den ersten Wandler und das zweite elektrische Signal für einen dritten Wandler wiederzugeben. Diese Wandler sind die konventionellen Wandler. Darüber hinaus ist der Signalprozessor ausgebildet, um die zu mindest näherungsweise Differenz aus dem ersten elektrischen Signal und dem zweiten elektrischen Signal zu berechnen und um aus dieser Differenz ein drittes elektrisches Signal für einen zweiten Wandler oder ein viertes elektrisches Signal für einen vierten Wandler zu ermitteln.
Bei einem Ausführungsbeispiel ist der Signalprozessor ausgebildet, um das erste elektri sche Signal für den ersten Wandler und das zweite elektrische Signal für den dritten Wand ler auszugeben, und um eine erste zumindest näherungsweise Differenz aus dem ersten elektrischen Signal und dem zweiten elektrischen Signal zu berechnen, und um eine zweite zumindest näherungsweise Differenz aus dem ersten elektrischen Signal und dem zweiten elektrischen Signal zu berechnen, und um ein drittes elektrisches Signal für den zweiten Wandler basierend auf der ersten zumindest näherungsweisen Differenz und ein viertes elektrisches Signal für den vierten Wandler basierend auf der zweiten zumindest nähe rungsweisen Differenz auszugeben. Vorzugsweise ist die Differenz eine genaue Differenz, bei der das zweite Signal um 180° verändert wird und mit dem ersten Signal addiert wird. Wenn dieses Signal die erste zumindest näherungsweise Differenz ist, ist die unterschied liche zweite zumindest näherungsweise Differenz das, was sich ergibt, wenn das erste Sig nal um 180° phasenverschoben wird, also mit einem „Minus“ beaufschlagt wird und mit dem unveränderten zweiten Signal addiert wird. Alternativen bestehen darin, dass die erste zu mindest näherungsweise Differenz berechnet wird und dass diese mit einer Phasenver schiebung von zum Beispiel 180° beaufschlagt wird, um die zweite zumindest näherungs weise Differenz zu berechnen. Dann wird also die zweite zumindest näherungsweise Diffe renz unmittelbar aus der ersten zumindest näherungsweisen Differenz ermittelt. Alternativ können beide Differenzen unabhängig voneinander ermittelt werden, und zwar beide aus den ursprünglichen ersten und zweiten elektrischen Signalen, also dem linken und dem rechten Eingangssignal.
Die Differenz ist idealerweise ein Wert, den man erhält, wenn der erste Kanal von dem zweiten Kanal subtrahiert wird oder umgekehrt. Eine zumindest näherungsweise Differenz ergibt sich jedoch auch dadurch und ist in bestimmten Ausführungsbeispielen nützlich, wenn die Phasenverschiebung nicht 180° beträgt, sondern größer als 90° und kleiner als 270° ist. Bei dem noch bevorzugteren Bereich, der kleiner ist, beträgt die Phasenverschie bung einen Phasenwert zwischen 160° und 200°.
In einem Ausführungsbeispiel kann eines der beiden Signale auch vor dem Differenzbilden mit einer Phasenverschiebung gleich oder unterschiedlich von 180° beaufschlagt werden und ggf. zusätzlich noch vor dem Aufaddieren einer frequenzabhängigen Verarbeitung un terzogen worden sein, wie beispielsweise durch eine Equalizer-Verarbeitung oder eine fre quenzselektive oder nicht-frequenzselektive Verstärkung. Weitere Verarbeitungen, die ent weder vor oder nach dem Differenzbilden durchgeführt werden können, bestehen in einer Hochpassfilterung. Wenn ein hochpassgefiltertes Signal mit dem anderen Signal zum Bei spiel mit einem Winkel von 180° kombiniert wird, stellt das ebenfalls eine zumindest nähe rungsweise Differenz dar. Die Differenz, die zumindest näherungsweise ausgerechnet wird, um davon ausgehend das Signal zum Anregen von Rotationswellen in entsprechenden Wandlern zu erzeugen, die separat von den konventionellen Wandlern sind, kann angenä hert werden, indem die Beträge der beiden Signale nicht verändert werden und die Phase zwischen den beiden Signalen zwischen einem Winkel zwischen 90 und 270° variiert wird. Es kann zum Beispiel ein Winkel von 180° verwendet werden. Die Amplituden der Signale können dabei frequenzselektiv oder nicht-frequenzselektiv variiert werden. Auch eine Kom bination von frequenzselektiv oder nicht-frequenzselektiv variierten Amplituden der beiden elektrischen Signale zusammen mit einem Winkel zwischen 90 und 270° führt ebenfalls zu einem in vielen Fällen nützlichen Rotationsanregungssignal für die separaten Rotations wandler, also den zweiten Wandler auf der linken Seite und den zweiten Wandler auf der rechten Seite.
Das Differenzsignal für die eine Seite und das unterschiedliche Differenzsignal für die an dere Seite werden vorzugsweise für Lautsprecher, die vom Kopf des Zuhörers entfernt sind, eingesetzt. Jeder dieser Lautsprecher hat dann wenigstens zwei Wandler, die mit unter schiedlichen Signalen gespeist werden, wobei der erste Lautsprecher für die „linke Seite“ einen ersten Wandler hat, der mit dem ursprünglichen linken Signal beziehungsweise ei nem möglicherweise verzögerten linken Signal verspeist wird, während der zweite Wandler mit dem von der ersten zumindest näherungsweisen Differenz abgeleiteten Signal gespeist wird. Entsprechend werden dann die einzelnen Wandler des zweiten Lautsprechers für die „rechte Seite“ angesteuert.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel, bei dem mehr als zwei Kanäle existieren, also beispielsweise bei einem 5.1-Signal, ist dem Signalprozessor oder der Schnittstelle ein Ab wärtsmischer für das erste elektrische Signal, also für den linken Kanal, sowie ein weiterer Abwärtsmischer für das zweite elektrische Signal, also für den rechten Kanal, vorgeschaltet. Liegt das Signal dagegen als ursprüngliches Mikrofonsignal vor, wie beispielsweise als Am- bisonics-Signal mit mehreren Komponenten, so ist jeder Abwärtsmischer ausgebildet, um aus dem Ambisonics-Signal entsprechend einen linken oder rechten Kanal auszurechnen, der dann vom Signalprozessor eingesetzt wird, um das dritte elektrische Signal und das vierte elektrische Signal auf der Basis von zumindest näherungsweisen Differenzen zu be rechnen.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine Vorrichtung zum Erzeugen eines ersten Ansteuersignals und eines zweiten Ansteuersignals gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegen den Erfindung; Fig. 2 eine detailliertere Darstellung des Signalmanipulators von Fig. 1 gemäß ei nem bevorzugten Ausführungsbeispiel;
Fig. 3 eine detaillierte Darstellung des Signalkombinierers von Fig. 1 gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sowie eine Darstellung der Einbindung ei ner Bandbreiten-Erweiterungsstufe für jedes Ansteuersignal für einen trans latorischen Wandler;
Fig. 4 eine alternative Implementierung der Vorrichtung zum Erzeugen mit unter schiedlicher Anordnung der Bandbreiten-Erweiterungsstufen bezüglich Fig.
3;
Fig. 5a eine schematische Darstellung der Wirkung einer Bandbreiten-Erweite rungsstufe gemäß einem Ausführungsbeispiel;
Fig. 5b eine schematische Darstellung einer Wirkung einer Bandbreiten-Erweite rungsstufe gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel;
Fig. 6 eine schematische Darstellung der Lautsprecherseite eines Lautsprecher systems für ein 2-Kanal-Ausgabeformat;
Fig. 7a einen beispielhaften nichtlinearen Frequenzgang eines Wandlers mit einem Kammfiltereffekt;
Fig. 7b ein schematischer Frequenzgang eines Linearisierungsfilters, um den Fre quenzgang von Fig. 7a zumindest teilweise zu linearisieren;
Fig. 8a eine schematische Darstellung eines anderen nichtlinearen Frequenzgangs eines rotatorischen Wandlers;
Fig. 8b eine schematische Darstellung eines Frequenzgangs eines Linearisierungs filters; und
Fig. 8c eine schematische Darstellung eines linearisierten Frequenzgangs aufgrund des Linearisierungsfilters und der verwendeten rotatorischen Schallwandler. Fig. 1 zeigt eine Vorrichtung zum Erzeugen eines ersten Ansteuersignals 411 für einen ersten Wandler und eines zweiten Ansteuersignals 412 für einen zweiten Wandler. Die Vor richtung umfasst eine Eingangsschnittstelle 100 zum Liefern eines ersten Audiosignals 111 für einen ersten Audiokanal und eines zweiten Audiosignals für einen zweiten Audiokanal. Ferner umfasst die Vorrichtung einen Signalkombinierer 200 zum Ermitteln eines Kombina tionssignals aus dem ersten Audiosignal 111 und dem zweiten Audiosignal 112, das eine näherungsweise Differenz des ersten Audiosignals 111 und des zweiten Audiosignals 112 umfasst. Dieses Kombinationssignal ist bei 211 gezeigt.
Der Signalkombinierer ist bei bevorzugten Ausführungsbeispielen ferner ausgebildet, um ein weiteres Kombinationssignal 212 zu erzeugen, das ebenfalls eine Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Audiosignal darstellt und von dem ersten Audiosignal und dem zweiten Audiosignal oder von dem ersten Kombinationssignal 211 abgeleitet ist. Bei Ausführungsbeispielen unterscheidet sich das zweite Kombinationssignal 212 von dem ers ten Kombinationssignal 211 und ist insbesondere um 180 Grad unterschiedlich, also hat ein entgegengesetztes Vorzeichen.
Das Kombinationssignal 211 wird ebenso wie das vorzugsweise verwendete weitere Kom binationssignal 212 jeweils einem Signalmanipulator 300 zugeführt, der ausgebildet ist, um das Kombinationssignal zu manipulieren, um daraus ein manipuliertes Kombinationssignal zu erhalten, das bei 311 dargestellt ist und dem zweiten Ansteuersignal 412 entspricht. Das zweite Ansteuersignal 412 wird somit bei speziellen Ausführungsbeispielen unter Verwen dung der Ausgangsschnittstelle 400 vom Signalmanipulator übermittelt und durch die Aus gangsschnittstelle ausgegeben oder gespeichert. Ferner ist die Ausgangsschnittstelle aus gebildet, um zusätzlich zum zweiten Ansteuersignal für den zweiten Wandler auch das erste Ansteuersignal 411 für den ersten Wandler auszugeben. Das erste Ansteuersignal 411 wird von der Ausgangsschnittstelle direkt von der Eingangsschnittstelle erhalten und entspricht dem ersten Audiosignal 111 , oder wird durch die Ausgangsschnittstelle 400 von dem ersten Audiosignal abgeleitet, wie beispielsweise unter Verwendung einer Bandbreiten-Erweite rungsstufe d.h. eines Spectral Enhancers, welcher später noch dargestellt wird.
Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen ist der Signalmanipulator 300 ausgebildet, um das Kombinationssignal zu verzögern, also in eine Verzögerungsstufe einzuspeisen, oder um das Kombinationssignal frequenzselektiv zu verstärken oder zu dämpfen, also in ein Line arisierungsfilter einzuspeisen, um einer nichtlinearen Wandlercharakteristik über der Fre quenz des zweiten Wandlers zumindest teilweise entgegenzuwirken. Alternativ oder zusätzlich ist die Ausgangsschnittstelle ausgebildet, um das erste Audiosig- nal 111 in eine Bandbreiten-Erweiterungsstufe einzuspeisen, um das erste Ausgangssignal 411 zu erhalten. Die Vorrichtung zum Erzeugen eines ersten Ansteuersignals 411 und eines zweiten Ansteuersignals 412 umfasst daher drei Aspekte, die zusammen oder voneinander unabhängig eingesetzt werden können.
Der erste Aspekt besteht darin, dass das manipulierte Signal unter Verwendung einer Ver zögerung aus dem Kombinationssignal erzeugt worden ist, wobei der Haas-Effekt ausge nutzt wird.
Der zweite Aspekt besteht darin, dass der Signalmanipulator 300 das Linearisierungsfilter verwendet, um ein stark nichtlinearen Frequenzgang des „rotatorischen“ Wandlers im Sinne eine „Vorverzerrung“ zumindest teilweise zu kompensieren.
Der dritte Aspekt besteht darin, dass der Signalmanipulator irgendeine andere Art einer Manipulation durchführt, wie beispielsweise eine Dämpfung oder eine Hochpassfilterung oder einer anderen Verarbeitung, wobei die Ausgangsschnittstelle eine Bandbreiten-Erwei- terung für das erste Audiosignal durchführt.
Diese Bandbreiten-Erweiterung unter Verwendung einer Bandbreiten-Erweiterungsstufe ist dahingehend besonders, dass zumindest ein Teil eines Spektrums des ersten Audiosignals in einen Frequenzbereich über 20 kHz unter Verwendung eines Verstärkungsfaktors größer als 1 oder gleich 1, also ohne Verstärkung, umgesetzt wird, um das erste Ansteuersignal zu erhalten, das den Frequenzbereich über 20 kHz umfasst. Im Gegensatz zu einer kon ventionellen Bandbreiten-Erweiterung, die typischerweise ausgebildet ist, um ein auf viel leicht 4 oder 8 kHz bandbegrenztes Signal in einen Frequenzbereich bis zu vielleicht 16 oder 20 kHz zu erweitern, wobei ferner eine Dämpfung eingesetzt wird, um eine abfallende Leistungscharakteristik eines Audiosignals zu synthetisieren, ist die erfindungsgemäße Bandbreiten-Erweiterung dahingehend unterschiedlich, dass für einen Frequenzbereich über 20 kHz Spektralwerte ermittelt werden, also für den unhörbaren Bereich, und dass ferner dieser Spektralbereich nicht gedämpft wird, sondern mit einem Verstärkungsfaktor größer als 1 oder gleich 1 umgesetzt wird, um in den nicht-hörbaren Spektralbereich Sig nalenergie zu bringen, welche dann über die Membranen der entsprechenden Wandler ab gestrahlt werden, um ein hochqualitatives Audiosignalerlebnis zu schaffen. Dieses Audio- signalerlebnis besteht darin, dass durch Schallenergie im nicht-hörbaren Bereich die Luft, die ja die Schallenergie im hörbaren Bereich überträgt, gewissermaßen „konditioniert“ wird, so dass bestimmte sehr oberwellenreiche Signale trotz großer Entfernung deutlich hörbar sind, wie beispielsweise der Papageienschrei im Urwald oder eine Triangel in einem Or chester.
Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen werden alle drei Aspekte implementiert, wie es später dargestellt wird. Es kann jedoch auch nur ein Aspekt der drei Aspekte implementiert sein, oder nur zwei beliebige Aspekte der drei Aspekte.
Vorzugweise stellen das erste Eingangssignal 102 und das zweite Eingangssignal 104, welche in die Eingangsschnittstelle 100 eingegeben werden, einen linken Audiokanal und einen rechten Audiokanal dar. Das erste Audiosignal 411 und das zweite Audiosignal 412 stellen dann die Ansteuersignale für den ersten und den zweiten Wandler dar, die auf der linken Seite bezüglich einer Zuhörposition platziert sind. Die Vorrichtung zum Erzeugen ist dann ferner ausgebildet, um auch für die rechte Seite die Ansteuersignale zu erzeugen, also das dritte Ansteuersignal 413 für einen dritten Wandler und das vierte Ansteuersignal 414 für den vierten Wandler. Das dritte Ansteuersignal 413 wird analog zum ersten Ansteu ersignal 411 gebildet, und das vierte Ansteuersignal 414 wird analog zum zweiten Ansteu ersignal 412 gebildet. Das erste Ansteuersignal 411 und das dritte Ansteuersignal 413 wer den also konventionellen translatorischen Wandlern zugeführt, und die Ansteuersignale 412 und 414 werden „rotatorischen“ Wandlern zugeführt, also Wandlern, die ein Schallfeld mit rotierenden Schallschnelle-Vektoren emittieren, wie es noch Bezug nehmend auf Fig. 6 dargestellt wird.
Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Implementierung des Signalmanipulators 300, um aus dem Kombinationssignal 211 das zweite Ansteuersignal 311/412 zu berechnen. Ferner zeigt Fig.
2 auch die Implementierung des Signalmanipulators 300, um aus dem weiteren Kombina tionssignal 212 das vierte Ansteuersignal 312 bzw. 414 zu erzeugen. Zur Erzeugung des zweiten Ansteuersignals umfasst der Signalkombinierer bei bevorzugten Ausführungsbei spielen ein variables Dämpfungsglied 301, eine Verzögerungsstufe 302, und ein Linearisie rungsfilter 303. Es sei darauf hingewiesen, dass die Reihenfolge der Blöcke 301, 302, 303 beliebig ist. So kann auch ein einziges Element vorhanden sein, welches die Funktionalitä ten des Linearisierungsfilters, der Verzögerung und der Dämpfung vereinigt. Die Dämpfung kann eingestellt werden, oder wird auf einen vordefinierten Werte festgelegt, die zwischen
3 und 20 dB, vorzugsweise zwischen 6 und 12 dB und z. B. bei 10 dB liegt. Analog ist der Signalmanipulator 300 ausgebildet, um das weitere Kombinationssignal 212 einer Dämpfung durch eine Dämpfungsstufe 321 zu unterziehen, eine Verzögerung 322 zu unterziehen und in ein Linearisierungsfilter 323 einzuspeisen. Alle drei Elemente können auch in einem einzigen Filter integriert sein, das die konstante Dämpfung typischerweise über den gesamten Frequenzbereich, die Verzögerung, die ebenfalls über den gesamten Frequenzbereich konstant ist, und ein Linearisierungsfilter implementiert, welches zumin dest frequenzselektiv dämpft bzw. verstärkt. Es sei darauf hingewiesen, dass auch nur ein Teilsatz der Elemente, also nur z. B. eine Dämpfung und eine Linearisierung ohne Verzö gerung, oder nur eine Verzögerung ohne Dämpfung und Linearisierung, oder nur eine Dämpfung ohne Verzögerung und Linearisierung eingesetzt werden können. Bei bevorzug ten Ausführungsbeispielen wird alle drei Aspekte umgesetzt.
Für die Verzögerung wird insbesondere eine Verzögerung eingesetzt, die so groß ist, dass zwischen dem nicht-verzögerten Signal, das durch das erste Ansteuersignal 411 gegeben ist, und dem zweiten Ansteuersignal, das der Verzögerung unterworfen worden ist, ein Prä- zedenz-Effekt bzw. ein Haas-Effekt bzw. ein Effekt der ersten Wellenfront eintritt. Das Sig nal für den rotatorischen Wandler, also das zweite Ansteuersignal 412 ist so verzögert, dass eine Zuhörerin oder ein Zuhörer zunächst die Wellenfront aufgrund des ersten Ansteuer signals 411 wahrnimmt und daher eine Lokalisierung des linken Kanals vornimmt. Die ro tatorische Komponente, die für die Audioqualität wesentlich ist, jedoch keine besondere Information bezüglich der Lokalisierung umfasst, wird dann etwas später wahrgenommen, und wird aufgrund des Haas-Effekts nicht als eigenes Signal wahrgenommen. Nützliche Verzögerungswerte für die Verzögerungsstufe 302 bzw. 322 liegen vorzugsweise zwischen 10 und 40 ms und besonders bevorzugt zwischen 25 ms und 35 ms und insbesondere bei 30 ms.
Fig. 3 zeigt eine bevorzugte Implementierung des Signalkombinierers 200, um eine nähe rungsweise Differenz zu berechnen, die durch das Kombinationssignal 211 bzw. das wei tere Kombinationssignal 212 dargestellt wird. Zu diesem Zweck umfasst der Signalkombi- nierer 200 einen Phasenschieber 201 , ein nachgeschaltetes Dämpfungsglied 202 und ei nen Addierer 203. Ferner wird das erste Audiosignal 111 und das zweite Audiosignal 112 verwendet. Das erste Audiosignal 111 wird durch den Phasenschieber 201 phasenverscho ben und je nach Einstellung des Dämpfungsglieds 202 gedämpft und dann mit dem ersten Audiosignal 112 addiert, um das weitere Kombinationssignal 212 zu erhalten. Darüber hin aus umfasst der Signalkombinierer 200 einen weiteren Addierer 223, einen weiteren Pha senschieber 221 und ein weiteres Dämpfungsglied 222, wobei das zweite Audiosignal 112 durch den Phasenschieber 221 phasenverschoben wird und das phasenverschobene Sig nal gegebenenfalls gedämpft wird und dann mit dem ersten Audiosignal 111 kombiniert wird. Führen die Phasenschieber 201 bzw. 221 eine Phasenverschiebung um 180 Grad durch, was bevorzugt wird, und sind die Dämpfungsglieder 202, 222 so eingestellt, dass die Dämpfung gleich null ist, sind diese Potentiometer also „voll aufgedreht“, so ist das Kombinationssignal 211 das Ergebnis der Subtraktion des zweiten Audiosignals 112 vom ersten Audiosignal 111 , also wenn das erste Audiosignal 111 der linke Kanal ist und das rechte Audiosignal 112 der rechte Kanal ist, dann ist das Kombinationssignal 211 gleich L - R. Analog hierzu ist das weitere Kombinationssignal 212 gleich R - L in diesem Beispiel.
Die Implementierung einer 180-Grad-Phasenverschiebung ist besonders einfach zu errei chen, indem ein entsprechender Stecker, der das Audiosignal trägt, „verkehrt herum“ ein gesteckt wird. Verschiedene Phasenverschiebungen unterschiedlich von 180 Grad, also in einem Bereich von 150 bis 210 Grad vorzugsweise können durch richtige Phasenschie berelemente erreicht werden und können in bestimmten Implementierungen von Vorteil sein. Dasselbe gilt für bestimmte Dämpfungseinstellungen der Dämpfungsglieder 202, 222, durch die je nach Implementierung eine Beeinflussung des Kombinationssignals erreicht werden kann, dahingehend dass bei der Differenzbildung das Signal, das subtrahiert wird, im Vergleich zu dem Signal, von dem subtrahiert wird, gedämpft wird. Damit kann ein Sub traktionsfaktor x zwischen null und 1 gebildet werden, wie er in Fig. 6 noch erläutert wird.
Fig. 3 zeigt ferner zusätzlich zu einer speziellen Implementierung des Signalkombinierers 200 eine bevorzugte Ausführungsform der Bandbreiten-Erweiterung des translatorischen Signals, wobei diese Bandbreiten-Erweiterung in der Ausgangsschnittstelle 400 vorzugs weise durchgeführt wird. Zu diesem Zweck umfasst die Ausgangsschnittstelle 400 eine erste Bandbreiten- Erweiterungsstufe 402 und eine zweite Bandbreiten-Erweiterungsstufe 404. Die erste Bandbreiten-Erweiterungsstufe 402 ist ausgebildet, um das erste Audiosig nal 111 einer Bandbreiten-Erweiterung in dem nicht-hörbaren Bereich über 20 kHz zu un terziehen, während die Bandbreiten-Erweiterungsstufe 404 ausgebildet ist, um das zweite Audiosignal, also beispielsweise den rechten Kanal ebenfalls einer Bandbreiten-Erweite- rung in dem nicht-hörbaren Bereich über 20 kHz zu unterziehen.
Das Ergebnis der Bandbreiten-Erweiterung ist dann das erste Audiosignal für den ersten Wandler, also den translatorischen Wandler z. B. auf der linken Seite bezüglich einer Zu hörposition, und das dritte Ansteuersignal, das am Ausgang der Bandbreiten-Erweiterungs stufe 404 erhalten wird, ist das Ansteuersignal für den translatorischen Wandler auf der rechten Seite bezüglich der Zuhörposition. Beide Ansteuersignale 411, 413 sind nunmehr im Gegensatz zu den Audiosignalen 111, 112 auch mit Signalenergie bei Frequenzen über 20 kHz versehen, wobei diese Signalanteile vorzugsweise bis 40 kHz und besonders be vorzugt sogar bis 80 kHz oder darüber in den Ansteuersignalen vorhanden sind.
Obgleich Fig. 3 eine Implementierung zeigt, bei der lediglich eine Bandbreiten-Erweiterung mit dem translatorischen Signal durchgeführt wird, kann bei anderen Ausführungsbeispie len auch eine Bandbreiten-Erweiterung mit dem rotatorischen Signal durchgeführt werden, wie es bei 304 und 324 in Fig. 4 dargestellt ist. Alternativ zu den Bandbreiten-Erweiterungs stufen 304, 324 könnte auch eine Bandbreiten-Erweiterung in der Eingangsschnittstelle 100 vorgesehen werden. Zu diesem Zweck ist eine Bandbreiten-Erweiterungsstufe 121 für ein erstes Eingangssignal 102 vorgesehen, um aus dem ersten Eingangssignal 102 das erste Audiosignal 111 zu erzeugen. Ferner ist die Eingangsschnittstelle 100 vorgesehen, um aus dem zweiten Eingangssignal 104 das zweite Audiosignal 112 zu erzeugen. Diese beiden Audiosignale haben nun jedoch im Gegensatz zur Implementierung von Fig. 3 einen Fre quenzbereich, der weit über 20 kHz hinausgeht. Wird die Bandbreiten-Erweiterung bereits in der Eingangsschnittstelle vorgenommen, so sind weitere Bandbreiten-Erweiterungen in der Ausgangsschnittstelle 400, wie es in Fig. 3 dargestellt worden ist, oder in den Signal- manipuliererelementen 300a, 300b nicht nötig, da bereits alle Signale in der nachfolgenden Signalverarbeitung eine hohe Brandbreite haben. Es wird jedoch, aufgrund der Effizienz der Verarbeitung eine Implementierung, wie es in Fig. 3 dargestellt worden ist, bevorzugt, bei der lediglich die Ansteuersignale für die translatorischen Wandler, also das erste An steuersignal 411 und das dritte Ansteuersignal 413 der Bandbreiten-Erweiterung unterzo gen werden, da die hohen Frequenzen besonders für die Ausbreitung von Bedeutung sind. Daher können alle anderen Verarbeitungsstufen in der Eingangsschnittstelle, im Signal- kombinierer und im Signalmanipulator mit dem bandbegrenzten Signal durchgeführt wer den, was Verarbeitungsressourcen spart, weil alle Elemente außer den Bandbreiten-Erwei- terungsstufen 402, 404 in Fig. 3 mit bandbegrenzten Signalen arbeiten können.
Fig. 5 zeigt eine erste Implementierung der Bandbreiten-Erweiterungsstufe 402, 404 bzw. der optionalen Elemente 121, 122 oder 304, 324 von Fig. 4. Insbesondere ist die Bandbrei- ten-Erweiterungsstufe ausgebildet, um eine Bandbreiten-Erweiterung überden Bereich von 20 kHz, also in den nicht-hörbaren Bereich zu erzeugen, welcher bei Fig. 5a bis 80 kHz geht. Hierzu wird vorzugsweise eine harmonische Bandbreiten-Erweiterung vorgenommen, wobei jede Frequenz im Bereich zwischen 10 und 20 kHz des Audiosignals beispielsweise mit dem Faktor 2 multipliziert wird, um einen Frequenzbereich zwischen 20 kHz und 40 kHz zu erzeugen. Ferner wird vorzugsweise in der Bandbreiten-Erweiterungsstufe eine Verstär kung mittels eines Verstärkungsglieds 407 vorgenommen, das eine Verstärkung größer als 1 implementiert, wie es durch die gepunktete Linie in Fig. 5a gezeigt ist. Die harmonische Bandbreiten-Erweiterungseinheit 404 zusammen mit dem Verstärker 407 erzeugt somit ei nen Signalanteil in dem entsprechenden Audiosignal, der zwischen 20 und 40 kHz liegt und sogar eine größere Signalenergie hat als der Bereich aus dem Basisband, der zwischen 10 und 20 kHz liegt. Um einen noch höheren Bereich zwischen 40 kHz und 80 kHz zu bekom men, ist ein weiterer T ransponierer 406 vorgesehen, der die Frequenzen jeweils mit 4 mul tipliziert, wobei das Ausgangssignal wieder mit einem Verstärkungsfaktor größer 1 vorzugs weise multipliziert wird, wobei dieser Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor größer 1 bei 408 in Fig. 5a gezeigt ist. Es sei darauf hingewiesen, dass die Frequenzachse an den ent sprechenden Stellen durchbrochen ist, da der Bereich zwischen 40 kHz und 80 kHz doppelt so lang ist wie der Bereich zwischen 20 kHz und 40 kHz, welcher wiederum doppelt so lang ist wie der Bereich zwischen 10 kHz und 20 kHz aufgrund der harmonischen Bandbreiten- Erweiterung durch die Elemente 404, 406. Obgleich auch Transpositionsfaktoren, die un geradzahlig sind, also die gleich 1 , 3, 5 und 7 betragen können, prinzipiell eingesetzt wer den können, hat sich gezeigt, dass geradzahlige Transpositionsfaktoren, wie sie durch die T ransponierer 404, 406 erreicht werden, einen realistischeren Audiosignaleindruck erzeu gen. Darüber hinaus kann je nach Implementierung das Basisband nicht gedämpft und ver stärkt werden, also so genommen werden, wie es ist. Da jedoch Lautsprecher typischer weise bei Frequenzen über 20 kHz eine geringere bzw. mit höheren Frequenzen abneh mende Wandlereffizienz haben, wird diese geringere bzw. abnehmende Wandlereffizienz mit einem verstärkten transponierten Spektral bereich ausgeglichen. Daher wird es auch bevorzugt, dass der Verstärker 408 für den Bereich zwischen 40 und 80 kHz mehr verstärkt als der Verstärker 407 für den Bereich zwischen 20 kHz und 40 kHz.
Während Fig. 5a eine erste Implementierung der Bandbreitenerweiterung zeigt, liefert Fig. 5b eine zweite Implementierung der Bandbreitenerweiterung, die aufgrund der Technik des „mirroring“, also des Spiegeln des transponierten Spektralbereichs an der Cross-Over- Fre quenz (Übergangsfrequenz) arbeitet, was dahingehend vorteilhaft ist, dass bei einem nicht konstanten Signalverlauf im Basisband, wie er in Fig. 5b dargestellt ist, an der Transpositi onsstelle, also bei 20 kHz dann, wenn ein Verstärkungsfaktor von 1 verwendet wird, keine Diskontinuität entsteht. Das Mirroring bzw. Upsampling kann ohne weiteres im Zeitbereich durchgeführt werden, indem in ein Audiosignal zwischen zwei Abtastwerten eine bzw. meh rere Nullen als zusätzliche Abtastwerte eingefügt werden. Wird verstärkt, entsteht nur eine kleine Diskontinuität. Diese Diskontinuität kann einfach belassen werden oder, falls nötig, gedämpft werden, indem in einem bestimmten spektralen Übergangsbereich Mittelwerte für die Verstärkungsfaktoren verwendet werden.
Fig. 6 zeigt ein Lautsprechersystem, das einen ersten Wandler 521 für das erste Ansteuer signal 411 und einen zweiten Wandler 522a, 522b für das zweite Ansteuersignal 412 um fasst. Ferner weist das Lautsprechersystem auch einen dritten Wandler 523 für das dritte Ansteuersignal 413 und einen vierten Wandler 524a, 524b für das vierte Ansteuersignal 414 auf. Alle Ansteuersignale können durch jeweilige Verstärker 501 , 502, 503, 504 ver stärkt werden, und zwar so, wie es beispielsweise von einer Benutzerschnittstelle über eine Lautstärkeregelung eingegeben wird. Die Wandler 521 , 523 stellen die translatorischen und gewissermaßen konventionellen Wandler dar, die sich jedoch im Vergleich zu normalen Wandlern dadurch auszeichnen, dass sie auch im Bereich über 20 kHz Schallenergie aus geben können, wobei sie vorzugsweise bis 80 kHz oder darüber hinaus emittieren sollen. Die nachlassende Effizienz bei höheren Frequenzen wird durch die Verstärkung aufgrund der Verstärkungsglieder 407, 408 ausgeglichen.
Die rotatorischen Wandler 522a, 522b beispielsweise oder 524a, 524b beispielsweise sind bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel, das in Fig. 6 dargestellt ist, so implementiert, dass die Wandler jeweils zwei Einzelwandler mit einer Vorderseite und einer Rückseite um fassen, wobei die beiden Vorderseiten, wie es in Fig. 6 dargestellt ist, zueinander gerichtet sind. Zwischen den Vorderseiten, also zwischen den Membranen kann kein Abstand oder nur ein geringer Abstand sein, so dass sich die Membranen auslenken können und in dem Zwischenbereich zwischen den Membranen einen Schall erzeugen, welcher entlang den Rändern der Membranen als Rotation austreten kann. Ein solcher Wandler hat eine sehr gute Effizienz bei der Erzeugung von rotierendem Schall, also einem Schallfeld mit rotie renden Schallschnelle-Vektoren. Allerdings ist der Frequenzgang stark nichtlinear. Daher wird der Linearisierungsfilter 303, 323 vorgesehen, um gewissermaßen über eine „Vorver zerrung“ ein Signal zu erzeugen, dass dann, wenn es durch den nicht-linearen Frequenz gang des Wandlers 522a, 522b bzw. 524a, 524b ausgegeben wird, eine relativ lineare Übertragungs- bzw. Signalcharakteristik hat. Fig. 7a zeigt ein beispielhaftes Kammspekt rum, wie es in Wandlern für rotatorische Signale auftreten kann. Fig. 7b zeigt einen bei spielhaften Frequenzgang des Linearisierungsfilters 303, 323. Bei der bevorzugten Imple mentierung des Linearisierungsfilters werden lediglich die Überhöhungen 701 , 702, 703, 704, 705 abgesenkt, während die Einschnitte 706 bis 710 „gelassen“ werden, so dass also bei den Frequenzbereichen, in denen sich die Einschnitte befinden, der Frequenzgang des Linearisierungsfilters bei der 0 dB Referenzlinie ist und im Bereich der Überhöhungen die Überhöhungen zumindest teilweise abgesenkt werden, und zwar um 6 dB, wenn die Über höhung selber eine Höhe von 6 dB hat, wie es bei dem beispielhaften Frequenzgang in Fig. 7a dargestellt ist. Das Linearisierungsfilter ist ferner ausgebildet, um eine Hochpasscharak teristik bezüglich einer Grenzfrequenz fg zu liefern, die lediglich schematisch in Fig. 7b an gezeigt ist und bei Größenordnungen zwischen 100 und 500 Hz liegt und vorzugsweise bei 200 Hz liegt. Dies bedeutet, dass die erste Überhöhung 711 in Fig. 7a komplett abgedämpft wird.
Fig. 8a zeigt einen alternativen Frequenzgang eines rotatorischen Schallwandlers, der durch die Konstruktion der rotatorischen Schallwandler, wie sie in Fig. 6 dargestellt sind, entstehen kann. Es sind sehr starke Überhöhungen und sehr starke Einbrüche gezeigt. Die Linearisierung ist insbesondere so ausgebildet, dass wieder lediglich die Überhöhungen, die in Fig. 8a schraffiert gezeigt sind, gedämpft werden sollen, während die Einbrüche na hezu belassen werden sollen. Dies führt zu einem Frequenzgang eines Linearisierungsfil ters, wie es in Fig. 8b dargestellt ist. Der gesamte „linearisierte“ Frequenzgang ist bei Fig. 8c schematisch dargestellt, wobei ersichtlich ist, dass der linearisierte Frequenzgang nicht komplett linearisiert ist, aber wenn Fig. 8c mit Fig. 8a verglichen wird, deutlich linearer ver läuft, weil die starken Überhöhungen abgeschnitten worden sind.
Es hat sich herausgestellt, dass stark überhöhte Frequenzbereiche im Rotationssignal eher störend wirken, während Einschnitte im Rotationssignal bei bestimmten Tönen, die dazu führen, dass bestimmte Töne im Rotationssignal gewissermaßen „ausgeblendet“ sind, nicht störend empfunden werden. Daher kann darauf verzichtet werden, die Einbrüche im Fre quenzgang der Lautsprecher, also in Fig. 8a bzw. 7a anzuheben. Damit wird auch gleich zeitig vermieden, dass durch starke Verstärkungsfaktoren bei bestimmten Frequenzen ein im gedämpften Einbruch noch vorhandenes Signal, das auch ein Artefaktsignal sein kann, stark verstärkt werden. Erfindungsgemäß wird daher durch das ledigliche Abschneiden der Überhöhungen bzw. das zumindest teilweise Reduzieren der Überhöhungen und das „Be lassen“ der Einbrüche ein besonders effizientes und hochqualitatives Mittel erreicht, um das entsprechende Ansteuersignal für den rotatorischen Schallwandler 522a, 522b bzw. 524a, 524b zu schaffen. Vorzugweise sind in den rotatorischen Schallwandlern noch entspre chende Phasenschieber 506, 508 eingebaut, die je nach Implementierung eine Phasenver schiebung von 180 Grad liefern und die jedoch auf andere Werte eingestellt werden kön nen, die jedoch vorzugsweise zwischen 150 und 210 Grad liegen werden. Bezüglich Fig. 3 wurde darauf hingewiesen, dass die Dämpfungsglieder 202, 222 eingestellt werden kön nen, um eine nur näherungsweise Differenz zu erhalten. Dies ist in Fig. 6 bei „L - x R“ und „R - x L“ dargestellt. Wird das entsprechende Dämpfungsglied 202, 222 auf eine Dämp fung von null, also auf keine Dämpfung eingestellt, so ist der Faktor x in Fig. 6 gleich 1. Wrd dagegen das Dämpfungsglied 202, 222 auf einen Faktor von halber Dämpfung eingestellt, so beträgt der Faktor x beispielsweise 0,5. Wrd dagegen das Dämpfungsglied 202, 222 auf volle Dämpfung eingestellt, so findet keine Differenzbildung mehr statt, und der erste Wand ler 522a, 522b emittiert nur das linke Signal. Es wird jedoch bevorzugt, eine Dämpfung des Dämpfungsglieds 202, 222 auf höchstens 0,25 einzustellen, damit das entsprechende Sig nal ein Differenzsignal ist, obgleich der subtrahierte Kanal im Vergleich zum Kanal, von dem subtrahiert wird, amplituden- oder leistungs- oder energiemäßig reduziert ist.
In einer weiteren Implementierung ist die Vorrichtung zum Erzeugen des ersten Ansteuer signals und des zweiten Ansteuersignals und insbesondere auch zur Erzeugung des dritten und des vierten Ansteuersignals als Signalprozessor oder als Software implementiert, um z B. in einem mobilen Gerät, wie beispielsweise einem Mobiltelefon die Ansteuersignale für die einzelnen Lautsprecher zu erzeugen und dann über eine Drahtlosschnittstelle auszuge ben. Alternativ dazu sind die Wandler, wie sie in Fig. 6 dargestellt sind, einschließlich der Verstärker 502 bis 504 zusammen mit der Vorrichtung, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, in einer Lautsprechereinheit implementiert, die zusätzlich den Wandler 521 und den Wandler 522a, 522b in einem speziellen Träger umfasst. Dann kann diese Lautsprechereinheit so wie sie ist, z. B. an eine linke Wedergabeposition bezüglich einer Zuhörposition platziert werden. Dasselbe kann für eine andere Lautsprechereinheit, die die Elemente 523, 524a, 524b sowie den entsprechenden Teil der Vorrichtung zum Erzeugen der Ansteuersignale umfasst, ausgeführt werden, so dass eine Lautsprechereinheit für die rechte Position be züglich einer definierten Zuhörposition geschaffen ist. Entsprechend können auch Laut sprechereinheiten für weitere Kanäle als die beiden Stereokanäle verwendet werden, wie beispielsweise für einen Center-Kanal, für einen Kanal links hinten, für einen Kanal rechts hinten im Falle eines 5.1-Systems. Im Falle eines höheren Systems können auch an ent sprechenden weiteren Positionen, wie beispielsweise einem Decken-Lautsprecher eben falls ein Wandler für rotatorischen Schall und ein Wandler für translatorischen Schall einge setzt werden, welche mit den separaten Ansteuersignalen angesteuert werden.
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung befindet sich innerhalb eines Mobiltelefons. Insbesondere ist die Ansteuervorrichtung zum Beispiel als Hardware-Ele ment oder als App beziehungsweise als Programm auf dem Mobiltelefon geladen. Das Mo biltelefon ist ausgebildet, um von einer beliebigen Quelle, die lokal oder im Internet gelegen sein kann, das erste Audiosignal und das zweite Audiosignal oder Multikanalsignal zu emp fangen und abhängig davon die Ansteuersignale zu erzeugen. Diese Signale werden vom Mobiltelefon auf den Schallerzeuger mit den Schallerzeugerelementen entweder kabelge bunden oder drahtlos zum Beispiel mittels Bluetooth oder WLAN übertragen. Im letzteren Fall ist es nötig, dass die Schallerzeugerelemente eine Batterieversorgung beziehungs weise allgemein eine Stromversorgung haben, um entsprechende Verstärkungen für die empfangenen drahtlosen Signale, beispielsweise nach dem Bluetooth-Format oder nach dem WLAN-Format zu erreichen.
Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfah rens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein ent sprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrens schritt beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar. Einige oder alle der Verfah rensschritte können durch einen Hardware-Apparat (oder unter Verwendung eines Hard ware-Apparats), wie zum Beispiel einen Mikroprozessor, einen programmierbaren Compu ter oder eine elektronische Schaltung ausgeführt werden. Bei einigen Ausführungsbeispie len können einige oder mehrere der wichtigsten Verfahrensschritte durch einen solchen Apparat ausgeführt werden.
Je nach bestimmten Implementierungsanforderungen können Ausführungsbeispiele der Er findung in Hardware oder in Software implementiert sein. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums, beispielsweise einer Floppy-Disk, einer DVD, einer Blu-ray Disc, einer CD, eines ROM, eines PROM, eines EPROM, eines EEPROM oder eines FLASH-Speichers, einer Festplatte oder eines anderen magnetischen oder optischen Speichers durchgeführt werden, auf dem elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart Zusammenwir ken können oder Zusammenwirken, dass das jeweilige Verfahren durchgeführt wird. Des halb kann das digitale Speichermedium computerlesbar sein.
Manche Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen also einen Datenträger, der elektronisch lesbare Steuersignale aufweist, die in der Lage sind, mit einem programmier baren Computersystem derart zusammenzuwirken, dass eines der hierin beschriebenen Verfahren durchgeführt wird. Allgemein können Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung als Computerpro grammprodukt mit einem Programmcode implementiert sein, wobei der Programmcode da hin gehend wirksam ist, eines der Verfahren durchzuführen, wenn das Computerprogramm produkt auf einem Computer abläuft.
Der Programmcode kann beispielsweise auch auf einem maschinenlesbaren Träger ge speichert sein.
Andere Ausführungsbeispiele umfassen das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren, wobei das Computerprogramm auf einem maschinen lesbaren Träger gespeichert ist.
Mit anderen Worten ist ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens somit ein Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen eines der hierin be schriebenen Verfahren aufweist, wenn das Computerprogramm auf einem Computer ab läuft.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verfahren ist somit ein Datenträ ger (oder ein digitales Speichermedium oder ein computerlesbares Medium), auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufge zeichnet ist.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens ist somit ein Daten strom oder eine Sequenz von Signalen, der bzw. die das Computerprogramm zum Durch führen eines der hierin beschriebenen Verfahren darstellt bzw. darstellen. Der Datenstrom oder die Sequenz von Signalen kann bzw. können beispielsweise dahin gehend konfiguriert sein, über eine Datenkommunikationsverbindung, beispielsweise über das Internet, trans feriert zu werden.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst eine Verarbeitungseinrichtung, beispielsweise einen Computer oder ein programmierbares Logikbauelement, die dahin gehend konfigu riert oder angepasst ist, eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst einen Computer, auf dem das Computerpro gramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren installiert ist. Ein weiteres Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung umfasst eine Vorrichtung oder ein System, die bzw. das ausgelegt ist, um ein Computerprogramm zur Durchführung zumin dest eines der hierin beschriebenen Verfahren zu einem Empfänger zu übertragen. Die Übertragung kann beispielsweise elektronisch oder optisch erfolgen. Der Empfänger kann beispielsweise ein Computer, ein Mobilgerät, ein Speichergerät oder eine ähnliche Vorrich tung sein. Die Vorrichtung oder das System kann beispielsweise einen Datei-Server zur Übertragung des Computerprogramms zu dem Empfänger umfassen.
Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein programmierbares Logikbauelement (bei spielsweise ein feldprogrammierbares Gatterarray, ein FPGA) dazu verwendet werden, manche oder alle Funktionalitäten der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein feldprogrammierbares Gatterarray mit einem Mikroprozessor Zusammenwirken, um eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzu führen. Allgemein werden die Verfahren bei einigen Ausführungsbeispielen seitens einer beliebigen Hardwarevorrichtung durchgeführt. Diese kann eine universell ersetzbare Hard ware wie ein Computerprozessor (CPU) sein oder für das Verfahren spezifische Hardware, wie beispielsweise ein ASIC.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Vari ationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten ein leuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutz umfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsen tiert wurden, beschränkt sei.

Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung zum Erzeugen eines ersten Ansteuersignals (411) für einen ersten Wandler (521) und eines zweiten Ansteuersignals (412) für einen zweiten Wandler (522a, 522b), mit folgenden Merkmalen: einer Eingangsschnittstelle (100) zum Liefern eines ersten Audiosignals (111) für einen ersten Audiokanal und eines zweiten Audiosignals (112) für einen zweiten Audiokanal; einem Signalkombinierer (200) zum Ermitteln eines Kombinationssignals (211) aus dem ersten Audiosignal (111) und dem zweiten Audiosignal (112), das eine nähe rungsweise Differenz des ersten Audiosignals (111) und des zweiten Audiosignals (112) umfasst; einem Signalmanipulator (300) zum Manipulieren des Kombinationssignals, um das zweite Ansteuersignal (412) zu erhalten; und einer Ausgangsschnittstelle (400) zum Ausgeben oder Speichern des ersten An steuersignals (411), das auf dem ersten Audiosignal (111) basiert, oder des zweiten Ansteuersignals (412), wobei der Signalmanipulator (300) ausgebildet ist, um das Kombinationssignal (211) zu verzögern (302) oder um das Kombinationssignal (211) frequenzselektiv zu ver stärken oder zu dämpfen (303), um einer nichtlinearen Wandlercharakteristik über der Frequenz des zweiten Wandlers (522a, 522b) entgegenzuwirken, oder wobei die Vorrichtung ausgebildet ist, um zumindest einen Teil eines Spektrums des ersten Audiosignals oder des Kombinationssignals in einen Frequenzbereich über 20 kHz umzusetzen, um das erste Ansteuersignal (411) zu erhalten, das den Fre quenzbereich über 20 kHz umfasst.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Signalkombinierer (200) einen Phasen schieber (221) und einen Addierer (223) oder einen Subtrahierer aufweist, um das Kombinationssignal (211) zu ermitteln. 3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Signalkombinierer (200) ein Dämp fungsglied (222) aufweist, um das zweite Audiosignal (112) zu dämpfen, wobei aus dem gedämpften zweiten Audiosignal die näherungsweise Differenz gebildet wird.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Ausgangs schnittstelle (400) eine Bandbreiten-Erweiterungsstufe (402, 404) aufweist, und zu mindest den Teil des Spektrums des ersten Audiosignals (111) in einen Frequenz bereich über 35 kHz unter Verwendung eines Verstärkungsfaktors größer oder gleich 1 umzusetzen, um das erste Ansteuersignal (411) zu erhalten.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Bandbreiten- Erweiterungsstufe (402, 404) ausgebildet ist, um den zumindest einen Teil des Spektrums des ersten Audiosig nals unter Verwendung einer harmonischen Transposition in den Frequenzbereich über 20 kHz umzusetzen, wobei die harmonische Transposition wenigstens einen ganzzahligen Transpositionsfaktor gleich 2 oder mehr aufweist.
6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Signalmanipu lator (300) ausgebildet ist, um das Kombinationssignal (211) so zu verzögern, dass bei gleichzeitigem Ausgeben des ersten Ansteuersignals durch den ersten Wandler (521) und des zweiten Ansteuersignals (412) durch den zweiten Wandler (522a, 522b) an einer Zuhörposition der Haas-Effekt auftritt.
7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Signalmani pulator (300) ausgebildet ist, um eine Verzögerung (302) zwischen 10 ms und 40 ms zu implementieren.
8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Signalmanipu lator (300) ein Linearisierungsfilter (303) aufweist, das ausgebildet ist, um Überhö hungen bei einem ersten Satz von Frequenzen aufgrund einer Nichtlinearität des zweiten Wandlers (522a, 522b) zu reduzieren oder zu eliminieren.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der das Linearisierungsfilter (303) ausgebildet ist, um Auslöschung bei einem zweiten Satz von Frequenzen nicht zu verstärken oder weniger zu verstärken als es für eine volle Linearisierung der Auslöschung erforder lich wäre. 10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Signalmanipulator (300) das Linearisierungsfilter (303) aufweist, das ausgebildet ist, um eine Hochpasscharakteristik zu haben und um Signalanteile des Kombinationssignals (211) unter einer Hochpass-Grenzfrequenz (fg) zu dämpfen.
11. Vorrichtung nach Anspruch 10, bei der die Hochpass-Grenzfrequenz (fg) im Bereich von 180 bis 250 Hz liegt.
12. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Signalkombi- nierer (200) ausgebildet ist, um ein weiteres Kombinationssignal (212) aus dem ers ten Audiosignal (111) und dem zweiten Audiosignal (112) oder aus dem Kombinati onssignal (211) zu erzeugen, das sich von dem Kombinationssignal (211) unter scheidet, bei der der Signalmanipulator (300) ausgebildet ist, um das weitere Kombinations signal (212) zu manipulieren, um das vierte Ansteuersignal zu erhalten, und bei der die Ausgangsschnittstelle (400) ausgebildet ist, um das vierte Ansteuersignal (414) oder ein drittes Ansteuersignal (413), das auf dem zweiten Audiosignal (112) basiert, auszugeben oder zu speichern.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, bei dem der Signalmanipulator (300) ausgebildet ist, um das weitere Kombinationssignal (212) zu verzögern (322) oder um das weitere Kombinationssignal (212) frequenzselektiv zu verstärken oder zu dämpfen (323), um einer nichtlinearen Wandlercharakteristik über der Frequenz eines vierten Wandlers (524a, 524b) entgegenzuwirken, oder wobei die Ausgangsschnittstelle (400) ausgebildet ist, um zumindest einen Teil ei nes Spektrums des zweiten Audiosignals (112) in einem Frequenzbereich über 20 kHz umzusetzen, um das dritte Ansteuersignal (413) zu erhalten.
14. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei derderSignalkombinierer (200) ausgebildet ist, um das zweite Audiosignal (112) von dem ersten Audiosignal (111) im Zeitbereich zu subtrahieren, um das Kombina tionssignal zu erhalten, wobei der Signalmanipulator (300) folgende Merkmale aufweist: eine Verzögerungsstufe (302), die ausgebildet ist, um das Kombinationssignal (211) zu verzögern, ein Linearisierungsfilter (303), um den nichtlinearen Frequenzgang des zweiten Wandlers (522a, 522b) zumindest teilweise zu linearisieren, und ein Dämpfungsglied (301), um einen Pegel des Kombinationssignals (211) zu dämpfen, und bei dem die Ausgangsschnittstelle (400) eine Bandbreiten-Erweiterungsstufe (402) aufweist, um zumindest einen Teil eines Spektrums des ersten Audiosignals in ei nem Frequenzbereich über 20 kHz unter Verwendung eines Verstärkungsfaktors größer oder gleich 1 umzusetzen, um das erste Ansteuersignal (411) zu erhalten, das den Frequenzbereich über 20 kHz umfasst.
15. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Signalkombinierer (200) ausgebildet ist, um das erste Audiosignal (111) von dem zweiten Audiosignal (112) im Zeitbereich zu subtrahieren, um das weitere Kombinationssignal (212) zu erhalten, bei dem der Signalmanipulator (300) folgende Merkmale aufweist: eine weitere Verzögerungsstufe (322), die ausgebildet ist, um das weitere Kom binationssignal (212) zu verzögern, ein weiteres Linearisierungsfilter (323), um einen nichtlinearen Frequenzgang des vierten Wandlers (524a, 524b) zumindest teilweise zu linearisieren, und ein Dämpfungsglied (321), um einen Pegel des weiteren Kombinationssignals (212) zu dämpfen, und bei dem die Ausgangsschnittstelle (400) eine weitere Bandbreiten-Erweiterungs stufe (404) aufweist, um zumindest einen Teil eines Spektrums des zweiten Audio- signals (112) in einem Frequenzbereich über 20 kHz unter Verwendung eines Ver stärkungsfaktors größer oder gleich 1 umzusetzen, um das dritte Ansteuersignal (413) zu erhalten.
16. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Eingangs schnittstelle (100) ausgebildet ist, um ein erstes Empfangs-Audiosignal (102) oder ein zweites Empfangs-Audiosignal (104) zu erhalten, und bei der die Eingangsschnittstelle (100) eine Bandbreiten-Erweiterungsstufe (121, 122) aufweist, um zumindest einen Teil eines Spektrums des ersten Eingangs-Au- diosignals (102) oder des zweiten Eingangs-Audiosignals (104) in einem Frequenz bereich über 20 kHz unter Verwendung eines Verstärkungsfaktors größer oder gleich 1 umzusetzen, um das erste Audiosignal (111) oder das zweite Audiosignal (112) zu erhalten.
17. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Signalmanipulator (300) folgende Merkmale aufweist: eine Bandbreiten-Erweiterungsstufe (304), um zumindest einen Teil eines Spekt rums des Kombinationssignals (211) oder eines von dem Kombinationssignal (211) abgeleiteten Signals in einen Frequenzbereich über 20 kHz unter Verwendung eines Verstärkungsfaktors größer oder gleich Eins umzusetzen, um ein manipuliertes Sig nal (311) zu erhalten, auf dem das zweite Ansteuersignal (412) basiert.
18. Lautsprechersystem mit folgenden Merkmalen: einem ersten Wandler (521), einem zweiten Wandler (522a, 522b), einem dritten Wandler (523) und einem vierten Wandler (524a, 524b); und einer Vorrichtung zum Erzeugen gemäß einem der Ansprüche 1 bis 17, wobei die Vorrichtung zum Erzeugen ausgebildet ist, um unter Verwendung des ersten Audiosignals (111) das erste Ansteuersignal
(411) für den ersten Wandler (521) zu erzeugen, um unter Verwendung des Kombinationssignals das zweite Ansteuersignal
(412) für den zweiten Wandler (522a, 522b) zu erzeugen, um unter Verwendung des zweiten Audiosignals (112) ein drittes Ansteuersig nal (413) für den dritten Wandler (523) zu erzeugen, und um unter Verwendung eines weiteren Kombinationssignals (212) ein viertes An steuersignal (414) für den vierten Wandler (524a, 524b) zu erzeugen, wobei der erste Wandler (521) und der dritte Wandler (523) ausgebildet sind, um ein translatorisches Schallsignal zu erzeugen, und wobei der zweite Wandler (522a, 522b) und der vierte Wandler (524a, 524b) ausge bildet sind, um ein rotatorisches Schallsignal zu erzeugen.
19. Lautsprechersystem nach Anspruch 18, bei dem der erste Wandler (521) und der zweite Wandler (522a, 522b) an einer ersten Position bezüglich einer Zuhörposition angeordnet sind, wobei die erste Po sition durch den ersten Audiokanal bestimmt ist, bei dem der dritte Wandler (523) und der vierte Wandler (524a, 524b) an einer zwei ten Position bezüglich der Zuhörposition angeordnet sind, wobei die zweite Position von der ersten Position unterschiedlich ist und durch den zweiten Audiokanal be stimmt ist.
20. Lautsprechersystem nach Anspruch 18 oder 19, bei dem der zweite Wandler (522a, 522b) oder der vierte Wandler (524a, 524b) folgende Merkmale aufweist: einen ersten Schallerzeuger mit einer ersten Membran und einer ersten Vorderseite und einer ersten Rückseite, einen zweiten Schallerzeuger mit einer zweiten Membran und einer zweiten Vorder seite und einer zweiten Rückseite, wobei der erste Schallerzeuger und der zweite Schallerzeuger so zueinander ange ordnet sind, dass die erste Vorderseite und die zweite Vorderseite zueinander ge richtet sind, und wobei der erste Schallerzeuger und der zweite Schallerzeuger mit dem zweiten Au- diosignal bzw. dem vierten Audiosignal speisbar sind.
21. Lautsprechersystem nach Anspruch 20, bei dem der zweite Wandler (522a, 522b) bzw. der vierte Wandler (524a, 524b) einen Phasenschieber (506, 508) aufweist, um einen Phasenunterschied zwischen einem ersten Speisesignal für den ersten Schallerzeuger und einem zweiten Speisesignal für den zweiten Schallerzeuger ein zuführen.
22. Lautsprechersystem nach Anspruch 21, bei dem der Phasenschieber (506, 508) ausgebildet ist, um einen Phasenwinkel zwischen 150° und 210° zu erzeugen.
23. Lautsprechersystem nach einem der Ansprüche 18 bis 22, bei dem der zweite Wandler (522a, 522b) einen Frequenzgang hat, der nichtlinear ist, und bei dem der Signalmanipulator (300) ausgebildet ist, um bei der Erzeugung des zweiten Audiosignals den zweiten Frequenzgang zumindest teilweise zu linea- risieren, oder bei dem der vierte Wandler (524a, 524b) einen vierten Frequenzgang hat, der nicht linear ist, und bei dem der Signalmanipulator (300) ausgebildet ist, um bei der Er zeugung des vierten Ansteuersignals (414) den vierten Frequenzgang zumindest teilweise zu linearisieren. 24. Verfahren zum Erzeugen eines ersten Ansteuersignals (411) für einen ersten Wand ler (521) und eines zweiten Ansteuersignals (412) für einen zweiten Wandler (522a, 522b), mit folgenden Schritten:
Liefern eines ersten Audiosignals (111) für einen ersten Audiokanal und eines zwei ten Audiosignals (112) für einen zweiten Audiokanal;
Ermitteln eines Kombinationssignals (211) aus dem ersten Audiosignal (111) und dem zweiten Audiosignal (112), das eine näherungsweise Differenz des ersten Au diosignals (111) und des zweiten Audiosignals (112) umfasst;
Manipulieren des Kombinationssignals, um das zweite Ansteuersignal (412) zu er halten; und
Ausgeben oder Speichern des ersten Ansteuersignals (411), das auf dem ersten Audiosignal (111) basiert, oder des zweiten Ansteuersignals (412), wobei das Manipulieren ausgebildet ist, um das Kombinationssignal (211) zu verzö gern (302) oder um das Kombinationssignal (211) frequenzselektiv zu verstärken oder zu dämpfen (303), um einer nichtlinearen Wandlercharakteristik über der Fre quenz des zweiten Wandlers (522a, 522b) entgegenzuwirken, oder wobei zumindest ein Teil eines Spektrums des ersten Audiosignals oder des Kom binationssignals in einen Frequenzbereich über 20 kHz umgesetzt wird, um das erste Ansteuersignal (411) zu erhalten, das den Frequenzbereich über 20 kHz um fasst.
25. Verfahren nach Anspruch 24, das folgende Schritte aufweist:
Messen der nichtlinearen Wandlercharakteristik über der Frequenz des zweiten Wandlers (522a, 522b);
Berechnen eines Linearisierungsfilters, um die nichtlineare Wandlercharakteristik über der Frequenz des zweiten Wandlers (522a, 522b) zumindest teilweise zu line- arisieren, um ein berechnetes Linearisierungsfilter zu erhalten; und Verwenden des berechneten Linearisierungsfilters, um das Kombinationssignal (211) frequenzselektiv zu verstärken oder zu dämpfen.
26. Computerprogramm mit einem Programmcode zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 24 oder 25, wenn der Programmcode auf einem Computer oder ei nem Prozessor abläuft.
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