EP4133702A1 - Procédé de télécommunication avec constellations polaires et dispositifs correspondant - Google Patents

Procédé de télécommunication avec constellations polaires et dispositifs correspondant

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EP4133702A1
EP4133702A1 EP21723334.5A EP21723334A EP4133702A1 EP 4133702 A1 EP4133702 A1 EP 4133702A1 EP 21723334 A EP21723334 A EP 21723334A EP 4133702 A1 EP4133702 A1 EP 4133702A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
constellation
points
quadrant
real number
modulated symbols
Prior art date
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Pending
Application number
EP21723334.5A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Bruno Jahan
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
Orange SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Orange SA filed Critical Orange SA
Publication of EP4133702A1 publication Critical patent/EP4133702A1/fr
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H—ELECTRICITY
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    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
    • H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
    • H04L27/3433—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying square constellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits

Definitions

  • TITLE Telecommunication process with polar constellations and corresponding devices
  • the present invention relates to the field of telecommunications. Within this field, the invention relates more particularly to digital communications with transmission of a radio signal (5G, WiFi, etc.). It applies in particular to access points and portable telecommunications devices.
  • a radio signal 5G, WiFi, etc.
  • Digital communications refers to digital transmission chains that use well-known signal processing modules as shown in Figure 1.
  • a conventional chain is shown diagrammatically in FIG. 1.
  • This chain recovers bit input data coming from a binary source such that the binary data is representative for example of an audio signal (voice), of a multi-media signal ( TV stream, Internet stream), etc.
  • the input data is encoded by a COD error correcting encoder (eg Turbo Code, LDPC, Polar code).
  • An ENT interleaver interleaves the encoded data.
  • a binary MAP signal encoder converts a binary data packet, for example a codeword, to a point in a constellation (BPSK, QPSK, mQAM, etc.). This encoder is also called a mapper and it is said equivalently that the mapper maps the input data to the points of the constellation.
  • the output of this mapper consists of constellation symbols according to the mapping of the input data or equivalently we speak of the mapped data to denote the output data.
  • mQAM Quadrature Amplitude Modulation according to the English terminology
  • the binary signal encoder makes it possible to project and also map the binary data coming from the channel encoder (error correcting encoder) on a two-axis plane according to a given constellation. Each point of the constellation thus carries a packet made up of one or more bits. For example for mapping to BPSK, QPSK or mQAM constellations the number of bits that can be mapped to a point of the given constellation is as follows:
  • the mapped data is modulated by a multi-carrier MOD modulator to generate multi-carrier symbols.
  • the output of the modulator feeds a power amplifier of the transmitter to emit a radio signal.
  • OFDM modulation Orthogonal Frequency-di vision Multiplexing
  • FIG. 2 illustrates the output of a modulator implementing an OFDM modulation.
  • Such an OFDM modulator is often produced by means of an inverse Fourier transform (IFFT).
  • IFFT inverse Fourier transform
  • the different carriers of an OFDM symbol are modulated with the points of the constellation to which the data packets have been mapped.
  • the frequency interval between carriers is 1 / t s with t s the duration of an OFDM symbol.
  • a guard interval of duration D is inserted between two successive OFDM symbols.
  • This guard interval makes it possible to absorb the echoes caused by the multiple reflections during radio transmissions via the channel which is generally air.
  • This interval can be used to perform a first so-called coarse time synchronization of the system (between a transmitter and a receiver). It can thus allow the reception to position the FFT window before demodulating the received radio signal.
  • the implementation of the FFT on reception makes it possible to perform the reverse processing of the IFFT implemented on transmission, ie makes it possible to demodulate the
  • FIGS. 3, 4 and 5 represent a mapping respectively on a QPSK, a 16QAM or a 64QAM respecting a Gray coding.
  • Gray encoding is such that between a point in the constellation and each of the closest points, the bit packets mapped to these two points are distinguished by only one bit. This particular feature has the advantage of limiting the number of bits affected by a poor reception evaluation of the received constellation point.
  • Figures 2, 3 and 4 illustrate that the higher the modulation order m, the more the system transmits binary information and can achieve a high transmission rate and therefore improves the spectral efficiency of the system.
  • the higher the modulation order the less resistant the system is to channel-related disturbances and Gaussian Additive White Noise (BBAG).
  • BBAG Gaussian Additive White Noise
  • the choice of the modulation order must take into account the quality of the transmission link in order to achieve the maximum possible speed.
  • Amplitude Modulation on two Quadrature carriers can be referred to as a "Cartesian" mapping.
  • This mapping is usually associated with Gray encoding.
  • RAN Radio Access System
  • the QAM mapping is the most used. Indeed, it ensures a uniform Euclidean distance between the points of the constellation and it can be decoded in a simple way with threshold solutions.
  • a QAM mapping thus makes it possible to guarantee high data rates.
  • a QAM mapping is for example retained in the standards DVB-T, IEEE 802.11 (WiFi), 3GPP 4G (release 8 and following) and recently 3GPP 5G (release 15 and following).
  • the invention provides a method of telecommunication comprising: the mapping by an input data mapper to points of a constellation, the modulation by a modulator of the points of the constellation to generate modulated symbols, the transmission of a radio signal representative of the modulated symbols.
  • the telecommunication method makes it possible to address various constraints with respect to phase variations or amplitude variations (noise) by modifying the value of the step which can be parameterized, and / or by defining phase values for the different points. This method is therefore very flexible and adaptable as a function of phase or noise constraints.
  • the constellation used makes it possible to increase the resilience of the system to phase variations caused by imperfections in the oscillators, in particular for high frequencies above 6 GHz.
  • the number of points on the same circle will determine the phase variation that the process allows to absorb.
  • the process makes it possible to absorb a phase variation which can go up to 2p.
  • the receiver can demodulate the mapped data only by recovering the amplitude of the received data. This configuration simplifies the receiver.
  • Such a process is very advantageous because by a simple modification of the pitch, which can be parameterized, it is possible to change the order of the modulation. So, assuming a step of one is associated with an order 16, then dividing the step by two doubles the number of circles and gets twice the order, and so on.
  • the modulation is multi-carrier.
  • This mode makes it possible to use large modulation orders to meet the increasing demand for flow even in the absence of pilots while making it possible to absorb a phase variation of up to p / 2 by limiting the number to four. of points on the same circle.
  • This mode makes it possible to use large modulation orders to meet the increasing demand for flow even in the absence of pilots while making it possible to absorb a phase variation of up to p by limiting the number of points on a same circle for two.
  • This mode uses so-called spiral constellations which are particularly suitable for systems confronted with a lot of phase noise, which is the case for example when communications take place in the TeraHz band. In fact, oscillators exhibit a lot of phase noise at these frequencies.
  • the spiral constellations defined on the set of 2p, that is to say that the four quadrants are considered as a whole, make it possible to obtain both good immunity to noise and good immunity to phase variations and are therefore particularly advantageous for communications in TeraHz.
  • This mode has as good robustness to phase variations as a mode according to which all the points of the constellation have the same phase and in addition it advantageously increases the minimum Euclidean distance of the points of the constellation.
  • This embodiment is particularly advantageous because the symbols obtained can be demodulated by a conventional demodulator, they are compatible with demodulators suitable for conventional 16-QAM modulation according to which the four points of a quadrant are distributed according to a square.
  • This mode has poorer robustness to phase variations than a mode according to which all the points of the constellation have the same phase, but it advantageously increases the minimum Euclidean distance from the points of the constellation.
  • This mode exhibits poorer robustness to phase variations than a mode according to which all the points of the constellation have the same phase, but it advantageously increases the minimum Euclidean distance of the points of the constellation.
  • all the points of the constellation have the same phase. This mode has good robustness to phase variations and, moreover, the demodulation on reception is a simple determination of the amplitude of the point received.
  • a further subject of the invention is telecommunications equipment capable of implementing a method according to the invention.
  • the invention further relates to a reception method comprising: the reception of a radio signal representative of modulated symbols, the demodulation by a demodulator of the modulated symbols in order to estimate points of a constellation, the demapping by a demapper of the points of the constellation to estimate data mapped to these constellation points,
  • a further subject of the invention is telecommunications equipment capable of implementing a reception method according to the invention.
  • the proposed invention thus makes it possible to achieve several objectives:
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a transmission baseband processing chain according to the prior art
  • Figure 2 is a conventional time-frequency representation of OFDM symbols
  • Figure 3 is a representation along a real axis X (I) and along an imaginary axis Y (Q) of a QPSK constellation with data mapping on the points of the constellation according to Gray coding,
  • FIG. 4 is a representation along a real X (I) axis and along an imaginary Y (Q) axis of a 16QAM constellation with data mapping on the points of the constellation according to Gray coding
  • FIG. 5 is a representation along a real X (I) axis and along an imaginary Y (Q) axis of a 64QAM constellation with data mapping on the points of the constellation according to Gray coding
  • Figure 6 is a representation along a real axis X (I) and along an imaginary axis Y (Q) of a first configuration of a constellation involved in a method according to the invention
  • FIG. 7 is a representation along a real axis X (I) and along an imaginary axis Y (Q) of a second configuration of a constellation occurring in a method according to the invention, [Fig 8].
  • FIG. 8 diagrammatically represents the maximum of the phase variation that can impact the points of the modulation, illustrated by FIG. 7,
  • FIG. 9 is a representation along a real axis X (I) and along an imaginary axis Y (Q) of a third configuration of a constellation occurring in a method according to the invention, [Fig 10].
  • FIG. 10 is a representation along a real axis X (I) and along an imaginary axis Y (Q) of a fourth configuration of a constellation occurring in a method according to the invention, [Fig 11]
  • FIG. 11 schematically represents the maximum of the phase variation that can impact the modulation points, illustrated in figure 10,
  • Figure 12 is a representation along a real axis X (I) and along an imaginary axis Y (Q) of another configuration of a constellation involved in a method according to the invention
  • FIG 13 is a diagram of the simplified structure of equipment according to the invention capable of implementing a telecommunication method according to the invention
  • Figure 14 is a diagram of the simplified structure of equipment according to the invention capable of implementing a reception method according to the invention.
  • the general principle of the invention is based on the mapping of the data on a constellation whose N points are distributed over concentric circles with a constant pitch p between the circles.
  • the step p is a non-zero positive real number.
  • the points of the constellation are therefore distributed over at least two distinct circles.
  • the constellation has the particularity that there is at most one point on each circle per quadrant considered for the expression in polar form of the constellation.
  • the constellation is determined on a quadrant of size 2 ⁇ , that is to say the quadrant [0 - 2 ⁇ [then there is at most one point per circle.
  • the constellation is determined by quadrant of size ⁇ , or for quadrants then there is at most one point per semicircle.
  • the constellation is determined by quadrant of size ⁇ / 2, i.e. for quadrants then there is a maximum of one point per quarter circle.
  • the normalization operation is an operation well known to those skilled in the art, so it is not further described. It is indeed quite usual to apply a normalization factor during mapping or at the end of the mapping on the different symbols.
  • FIG. 6 represents a first configuration of a constellation used according to the invention.
  • This configuration has the particularity that its points are distributed over a quadrant which represents [0 - 2 ⁇ [and that the phase ⁇ is the same for all its points.
  • the receiver can demodulate the mapped data according to this configuration only by exploiting the amplitude of the received data.
  • the following table is an example of Gray coding used with this configuration.
  • This first configuration advantageously makes it possible to estimate the common phase variation of an OFDM symbol between the transmitted signal and the received signal by calculating the average phase error on an OFDM symbol. This eliminates the need for so-called continuous pilots.
  • This first configuration is very efficient with respect to phase variations but to the detriment of robustness against additive Gaussian white noise because the minimum distance between the emitted points is low.
  • FIG. 7 represents a second configuration of a constellation used according to the invention.
  • the phase ⁇ n of point n is chosen according to a determined criterion, for example with a constant pitch of ⁇ / 8 between two points or a pitch of zero between the two points on the most distant circles in the same quadrant.
  • This second mode is less efficient with respect to phase variations than the first mode, but it is more robust against additive Gaussian white noise because the minimum distance between the emitted points is greater.
  • and ⁇ 3 5 ⁇ / 12.
  • This second embodiment as illustrated is very advantageous because it is compatible with many existing OFDM demodulators capable of demodulating an OFDM / 16QAM modulation. Indeed, for each quadrant, the points are close to those of a classic 16QAM constellation as represented in figure 4.
  • FIG. 8 represents the maximum of the phase variation that can impact the points of the modulation, illustrated by FIG. 7, during the transmission which remains compatible with a correct demodulation on reception.
  • the receiver can demodulate the points of the modulation received despite the phase variation between the transmitter and the receiver and this without ambiguity.
  • ⁇ n X e j ⁇ n
  • This constellation is very robust in the face of phase variations of ⁇ ⁇ / 2 but with a decrease in performance with respect to Gaussian additive white noise compared to a modulation illustrated in FIG. 7.
  • FIG. 10 represents a fourth configuration of a constellation used according to the so-called spiral invention.
  • this fourth configuration has the particularity that the points are distributed over a quadrant which represents [0 - 2 ⁇ [.
  • this fourth configuration is particularly advantageous with respect to phase variations because the demodulation on reception can be done only on an amplitude detection of the constellation points received. Any phase variation during transmission between the transmitter and the receiver has no impact on demodulation.
  • This fourth configuration is more advantageous than the first configuration in terms of minimum distance between all the points and therefore more robust against Gaussian additive white noise because the minimum distance between the emitted points is greater than for the first configuration.
  • the constellation in Figure 9 can be defined as two spiral constellations of order half on two quadrants [0, 2 ⁇ [offset by ⁇ from each other.
  • the following table is a possible example of mapping of the binary data on the points of a constellation according to the fourth configuration illustrated by FIG. 10, while respecting a Gray coding.
  • the phase is a multiple of ⁇ / 4.
  • FIG. 11 illustrates the result of a frequency difference between the transmitter and the receiver with the constellation defined above on several consecutive OFDM symbols.
  • FIG. 11 illustrates the maximum of the phase variation that can impact the points of the so-called spiral modulation, illustrated by FIG. 10, which remains acceptable for correct demodulation.
  • This "spiral" structure makes it possible to resist strong phase variations between the emitter and the receiver of the system.
  • This embodiment is particularly suitable for systems operating in TeraHertz for which there is a very high phase noise due to poorly performing oscillators.
  • a new embodiment of a constellation according to the first configuration can be determined by reproducing the dots in Figure 6 of the 3 rd quadrant as shown in FIG. 12.
  • the pitch p can be divided for example by two, by four, etc.
  • FIG. 13 The simplified structure of an embodiment of a device according to the invention capable of implementing a telecommunication method according to the invention is illustrated by FIG. 13.
  • This device DEV_E can just as easily be a base station as 'a mobile terminal.
  • the DEV_E equipment comprises a ⁇ microprocessor whose operation is controlled by the execution of a program Pg whose instructions allow the implementation of a telecommunication method according to the invention.
  • the DEV_E equipment further comprises a MAP mapper, an OFDM type MOD modulator, an EM transmitter, a Mem memory comprising a launch memory.
  • the OFDM type MOD modulator is conventionally produced by implementing an inverse Fourier transform IFFT.
  • the code instructions of the program Pg are for example loaded into the buffer memory Mem before being executed by the processor ⁇ .
  • the ⁇ microprocessor controls the various components: MAP mapper, MOD modulator, EM transmitter.
  • the configuration of the equipment includes at least the order of the modulation, the step of the constellation as well as the value of a 1 .
  • the order of the modulation determines the number of points N.
  • FIG. 14 The simplified structure of an embodiment of a device according to the invention capable of implementing a reception method according to the invention is illustrated in FIG. 14.
  • This device DEV_R can just as easily be a base station as 'a mobile terminal.
  • the DEV_R equipment comprises a ⁇ microprocessor whose operation is controlled by the execution of a program Pg whose instructions allow the implementation of a reception method according to the invention.
  • the DEV_R equipment further comprises a DEMAP demapper, an OFDM type DEMOD demodulator, a receiver RE, a Mem memory comprising a buffer memory.
  • the code instructions of the program Pg are for example loaded into the buffer memory Mem before being executed by the processor ⁇ .
  • the ⁇ microprocessor controls the various components: DEMAP demapper, DEMOD demodulator, RE receiver.
  • the DEMOD demodulator performs the reverse operation of the MOD modulator.
  • the DEMAP demapper does the opposite of the MAP mapper.
  • the demodulator is produced by means of a Fourier transform FFT.
  • the configuration of the equipment includes at least the order of the modulation, the step of the constellation as well as the value of ⁇ 1 .
  • the order of the modulation determines the number of points N.
  • ⁇ DEV_R equipment can therefore from the amplitude determine the point received with an uncertainty on its position if several quadrants were considered on the show to define the constellation.
  • the device DEV_R can estimate the phase error by comparing the estimated points projected on the axes X (I) and Y (Q) with the points transmitted.
  • the DEV_R device can have an improvement in the estimate of the phase error and decrease thus the influence of white noise: with M the number of OFDM carriers used to estimate the phase variations.
  • the device DEV_R can correct all of the constellation points modulating an OFDM symbol. This correction can be done both in the frequency domain ie after the 1 ⁇ demodulation and in the time domain ie before the 1FF1 demodulation. By performing the correction in the time domain, this makes it possible to reduce the inter-carrier interference which results from the phase rotation. Determining the phase error makes it possible to reduce the demodulation error.
  • the invention also applies to a computer program or more, in particular a computer program on or in an information medium, suitable for implementing the invention.
  • This program can use any programming language, and be in the form of source code, object code, or intermediate code between source code and object code such as in a partially compiled form, or in any other form. desirable for implementing a method according to the invention.
  • the information medium can be any entity or device capable of storing the program.
  • the medium may comprise a storage means, such as a ROM, for example a CD ROM or a microelectronic circuit ROM, or else a magnetic recording means, for example a USB key or a hard disk.
  • the information medium can be a transmissible medium such as an electrical or optical signal, which can be conveyed via an electrical or optical cable, by radio or by other means.
  • the program according to the invention can in particular be downloaded from an Internet type network.
  • the information medium can be an integrated circuit in which the program is incorporated, the circuit being adapted to execute or to be used in the execution of the method in question.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé (1) de télécommunication qui comprend : le mappage par un mappeur (MAP) de données d'entrée sur des points d'une constellation, la modulation par un modulateur (MOD) des points de la constellation pour générer des symboles modulés, l'émission d'un signal radio représentatif des symboles modulés. La constellation comprend un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn X ejφn, n = 1,..., N, dites coordonnées polaires sont déterminées telles que an+1 = an + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation.

Description

DESCRIPTION
TITRE : Procédé de télécommunication avec constellations polaires et dispositifs correspondant
Domaine de l’invention
La présente invention se rapporte au domaine des télécommunications. Au sein de ce domaine, l'invention se rapporte plus particulièrement aux communications numériques avec émission d’un signal radio (5G, WiFi, etc). Elle s’applique notamment aux points d’accès et aux dispositifs portables de télécommunication.
Art antérieur
Les communications numériques font référence à des chaînes de transmission numérique qui utilisent des modules de traitement du signal bien connus tels qu’illustrés par la figure 1.
Une chaîne classique est schématisée par la figure 1. Cette chaîne récupère des données d’entrée Bit provenant d’une source binaire telle que les données binaires soient représentatives par exemple d’un signal audio (voix), d’un signal multi média (flux de télévision, flux Internet), etc. Les données d’entrée sont codées par un codeur correcteur d’erreur COD (par exemple Turbo Code, LDPC, code polaire (Polar code)). Un entrelaceur ENT entrelace les données codées. Un codeur binaire à signal MAP convertit un paquet de données binaires, par exemple un mot de code, en un point d’une constellation (BPSK, QPSK, mQAM, etc.). Ce codeur est aussi dit mappeur et il est dit de manière équivalente que le mappeur mappe les données d’entrées sur les points de la constellation. La sortie de ce mappeur est constituée des symboles de constellation selon le mappage des données d’entrée ou de manière équivalente on parle des données mappées pour désigner les données de sortie. Il est à noter que le m de l’expression mQAM (Quadrature Amplitude Modulation selon la terminologie anglosaxonne) désigne l’ordre de modulation. Le codeur binaire à signal permet de projeter dit aussi mapper les données binaires issues du codeur de canal (codeur correcteur d’erreur) sur un plan à deux axes suivant une constellation donnée. Chaque point de la constellation transporte ainsi un paquet formé d’un ou de plusieurs bits. Par exemple pour le mappage sur des constellations BPSK, QPSK ou mQAM le nombre de bits pouvant être mappés sur un point de la constellation donnée est le suivant :
1 bit pour une BPSK,
2 bits pour une QPSK ou une 4-QAM,
3 bits pour une 8-QAM,
4 bits pour une 16-QAM, etc...
Les données mappées sont modulées par un modulateur MOD multi porteuses pour générer des symboles multi porteuses. La sortie du modulateur alimente un amplificateur de puissance de l’émetteur pour émettre un signal radio.
Parmi les modulations multi porteuses, la modulation OFDM (Orthogonal Frequency-di vision Multiplexing selon la terminologie anglosaxonne) s’est avérée comme la modulation de référence depuis son adoption dans les différents standards comme le DAB, DVBT, ADSL, 4G et 5G. Les qualités intrinsèques de cette modulation OFDM ont assurées son succès dans les standards précités. Parmi ces qualités on peut citer celle liée à un spectre moins étalé que celui d’une modulation monoporteuse, celle liée à la résistance aux canaux dispersifs en temps et celle liée à la réception qui peut se faire avec une égalisation simple avec un coefficient par porteuse (i.e. traitement ZF pour Zéro Forcing selon la terminologie anglosaxonne).
La figure 2 illustre la sortie d’un modulateur mettant en œuvre une modulation OFDM. Un tel modulateur OFDM est souvent réalisé au moyen d’une transformée inverse de Fourier (IFFT). Les différentes porteuses d’un symbole OFDM sont modulées avec les points de la constellation sur lesquels les paquets de données ont été mappés. L’intervalle fréquentielle entre porteuses est de 1/ts avec ts la durée d’un symbole OFDM. Un intervalle de garde de durée D est inséré entre deux symboles OFDM successifs. Cet intervalle de garde permet d’absorber les échos provoqués par les réflexions multiples lors des transmissions radio par le canal qui est généralement l’air. Cet intervalle peut être utilisé pour effectuer une première synchronisation temporelle dite grossière du système (entre un émetteur et un récepteur). Il peut ainsi permettre à la réception de positionner la fenêtre FFT avant de démoduler le signal radio reçu. La mise en œuvre de la FFT en réception permet d’effectuer le traitement inverse de la IFFT mise en œuvre à l’émission i.e permet de démoduler les symboles OFDM reçus.
Les figures 3, 4 et 5 représentent un mapping respectivement sur une QPSK, une 16QAM ou une 64QAM respectant un codage de Gray. Le codage de Gray est tel qu’entre un point de la constellation et chacun des points les plus proches, les paquets de bits mappés sur ces deux points se distinguent par seulement un bit. Cette particularité a pour avantage de limiter le nombre de bits affectés par une mauvaise évaluation en réception du point de constellation reçu.
Les figures 2, 3 et 4 illustrent le fait que plus l’ordre m de modulation est élevé plus le système transmet d’informations binaires et peut atteindre un débit de transmission élevé et donc améliore l’efficacité spectrale du système. Toutefois, plus l’ordre de modulation est élevé et moins le système résiste aux perturbations liées au canal et au Bruit Blanc Additif Gaussien (BBAG).
Ainsi, le choix de l’ordre de modulation doit tenir compte de la qualité du lien de transmission pour espérer atteindre le débit maximal possible.
La Modulation d’ Amplitude sur deux porteuses en Quadrature (MAQ : Modulation d'Amplitude en Quadrature ou QAM - Quadrature Amplitude Modulation selon la terminologie anglosaxonne) peut être dénommée comme un mappage « cartésien ». Ce mappage est généralement associé à un codage de Gray. Bien que pour un même système d’accès radio (RAN), plusieurs types de mappage peuvent être spécifiés, le mappage MAQ est le plus utilisé. En effet, il assure une distance euclidienne uniforme entre les points de la constellation et il peut être décodé de manière simple avec des solutions à seuil. Un mappage MAQ permet ainsi de garantir des débits élevés. Un mappage MAQ est par exemple retenu dans les standards DVB-T, IEEE 802.11 (WiFi), 3GPP 4G (release 8 et suivantes) et récemment 3GPP 5G (release 15 et suivantes).
Certains scénarios envisagés liés aux nouveaux standards comme la 5G ou à des futurs standards tablent sur un débit toujours plus important ce qui nécessite de décaler ou élargir le spectre radio dans ou vers les bandes hautes i.e. millimétriques (autour des 26GHz en France) et dans un avenir proche dans des bandes encore plus élevées : les Térahertz.
Certains cas d’usages (use cases selon la terminologie anglosaxonne) de la 5G prévoient d’adresser des capteurs répartis aussi bien en intérieur (indoor) qu’en extérieur (outdoor) ou prévoient de pouvoir communiquer avec des terminaux en forte mobilité (embarqués par exemple dans un train à très grande vitesse i.e. TGV). Ces cas d’usages se placent donc dans des contextes avec des contraintes plus importantes. L’augmentation des contraintes entraîne des variations importantes de la phase des signaux reçus. Ces variations peuvent avoir pour origine le bruit de phase des oscillateurs dans les bandes hautes, le déplacement à grande vitesse du terminal (TGV) qui génère de l’effet Doppler ou la qualité moindre des oscillateurs des capteurs à faible coût car les variations de température pouvant dégrader les oscillateurs qui ne possèdent pas d’asservissement en température. Comme les constellations QAM sont très sensibles aux variations de phase de la porteuse, il est classique de transmettre des pilotes connus pour estimer les variations du canal de transmission. Ce choix est retenu pour les systèmes DVB-T ou 4G-5G. Dans les standards tels que DVB-T et IEEE 802.11 (WiFi), les variations de phase de la porteuse sont estimées à partir des pilotes dits continus. Mais pour les nouveaux standards définis par le consortium 3GPP (4G, 5G, ...) il n’y a pas de pilotes continus. Ainsi, pour résister aux fortes variations de phase, les systèmes 3GPP (4G-5G) sont contraints d’utiliser des constellations plus faibles, la QPSK en l’occurrence mais au détriment du débit.
Il existe donc un besoin pour un procédé de télécommunication permettant d’améliorer la situation pour de futurs standards.
Exposé de l’invention
L’invention propose un procédé de de télécommunication comprenant : le mappage par un mappeur de données d’entrée sur des points d’une constellation, la modulation par un modulateur des points de la constellation pour générer des symboles modulés, l’émission d’un signal radio représentatif des symboles modulés.
Le procédé est tel que la constellation comprend un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn X ejφn , n = 1, ... , N, dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes sont déterminées telles que αn+1 = αn + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation.
Le procédé de télécommunication permet d’adresser différents contraintes vis-à-vis des variations de phase ou des variations d’amplitude (bruit) en modifiant la valeur du pas qui peut être paramétrable, et/ou en définissant des valeurs de phase pour les différents points. Ce procédé est donc très souple et adaptable en fonction des contraintes de phase ou de bruit.
La constellation utilisée permet d’augmenter la résilience du système vis-à-vis des variations de phase provoquées par les imperfections des oscillateurs, en particulier pour les fréquences hautes au- delà des 6 GHz. Le nombre de points sur un même cercle va déterminer la variation de phase que permet d’absorber le procédé.
Le procédé permet d’absorber une variation de phase qui peut aller jusqu’à 2p.
Selon une lere configuration, il suffit de paramétrer une phase φ identique pour tous les points de la constellation. Selon cette configuration, le récepteur peut démoduler les données mappées uniquement en récupérant l’amplitude des données reçues. Cette configuration permet de simplifier le récepteur.
Selon une 2e configuration, il suffit de paramétrer la phase telle que φn+1 = φn + p' avec p' > 0. Cette configuration est plus robuste que la précédente au bruit puisqu’elle peut permettre en outre d’absorber des variations sur l’amplitude.
Lin tel procédé est très avantageux car par une simple modification du pas, qui peut être paramétrable, il est possible de changer l’ordre de la modulation. Ainsi, en supposant qu’un pas de un soit associé à un ordre 16 alors en divisant par deux le pas on double le nombre de cercles et on obtient un ordre deux fois plus élevé et ainsi de suite.
Selon un mode de réalisation particulier de l’invention, la modulation est multi porteuses.
Selon un mode de réalisation particulier de l’invention, les deux axes délimitent des quadrants et les coordonnées polaires sont déterminées par quadrant : αn+1 = αn + p, n = 1, ... , N/4·. Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation importants pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à p/2 en limitant à quatre le nombre de points sur un même cercle.
Selon un mode de réalisation particulier de l’invention, les deux axes délimitent des quadrants et les coordonnées polaires sont déterminées par ensemble de deux quadrants : αn+1 = αn + p, n = l, ... , N/2. Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation importants pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à p en limitant le nombre de points sur un même cercle à deux. Selon un mode de réalisation particulier de l’invention, les coordonnées polaires sont en outre déterminées telles que φn = φn + p' = φn + p"" X π avec p"" un réel non nul. Ce mode utilise des constellations dites en spirale particulièrement adaptées pour des systèmes confrontés à beaucoup de bruit de phase ce qui est le cas par exemple lorsque les communications interviennent dans la bande des TéraHz. En effet, les oscillateurs présentent beaucoup de bruit de phase à ces fréquences. Les constellations en spirale définies sur l’ensemble des 2p, c’est-à-dire que les quatre quadrants sont considérés comme un tout, permettent d’obtenir aussi bien une bonne immunité au bruit et une bonne immunité aux variations de phase et sont donc particulièrement avantageuses pour les communications dans les TéraHz. Ce mode présente une aussi bonne robustesse aux variations de phase qu’un mode selon lequel tous les points de la constellation ont la même phase et en outre il augmente avantageusement la distance minimale euclidienne des points de la constellation.
Selon un mode de réalisation particulier de l’invention, N = 16, p = 1 et pour chaque quadrant φn = a X π/12 avec α un entier naturel. Ce mode de réalisation est particulièrement avantageux car les symboles obtenus peuvent être démodulés par un démodulateur classique, ils sont compatibles des démodulateurs adaptés à la modulation 16-QAM classique selon laquelle les quatre points d’un quadrant sont répartis selon un carré.
Selon un mode de réalisation particulier de l’invention, pour chaque quadrant φn+1 = φn, n = 1, ... , N/4. Ce mode présente une moins bonne robustesse aux variations de phase qu’un mode selon lequel tous les points de la constellation ont la même phase mais il augmente avantageusement la distance minimale euclidienne des points de la constellation.
Selon un mode de réalisation particulier de l’invention, pour deux quadrants pris ensemble φn+1 = φn, n = 1, ... , N /2. Ce mode présente une moins bonne robustesse aux variations de phase qu’un mode selon lequel tous les points de la constellation ont la même phase mais il augmente avantageusement la distance minimale euclidienne des points de la constellation.
Selon un mode de réalisation particulier de l’invention, φn = φ pour n = 1, ... , N. Selon ce mode tous les points de la constellation ont la même phase. Ce mode présente une bonne robustesse aux variations de phase et en outre la démodulation à la réception est une simple détermination de l'amplitude du point reçu.
L’invention a en outre pour objet un équipement de télécommunication apte à mettre en œuvre un procédé selon l’invention. L’équipement comprend : un mappeur pour mapper des données d’entrée sur des points d’une constellation, la constellation comprenant un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn X ej φn, n = 1, , N , dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants sont déterminées telles que αn+1 = αn + p, p nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation, p > 0 un modulateur pour moduler des points de la constellation et générer des symboles modulés, un émetteur pour émettre un signal radio représentatif des symboles modulés.
L’invention a en outre pour objet un procédé de réception comprenant : la réception d’un signal radio représentatif de symboles modulés, la démodulation par un démodulateur des symboles modulés pour estimer des points d’une constellation, le démappage par un démappeur des points de la constellation pour estimer des données mappées sur ces points de constellation,
Le procédé est tel que la constellation comprend un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn X ej φn , n = 1, ... , N, dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes sont déterminées telles que αn+1 = αn + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation.
L’invention a en outre pour objet équipement de télécommunication apte à mettre en œuvre un procédé de réception selon l’invention. L’équipement comprend : un récepteur pour recevoir un signal radio représentatif de symboles modulés, un démodulateur pour démoduler les symboles modulés et estimer des points d’une constellation, la constellation comprenant un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn X ej φn, n = 1, ... , N, dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants sont déterminées telles que αn+1 = αn + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation un démappeur pour démapper les points de la constellation et estimer des données mappées sur ces points de constellation.
L’invention a en outre pour objet un signal numérique émis ou reçu comprenant des symboles modulés avec des points d’une constellation, la constellation comprenant un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn X ej φn , n = 1, ... , N, dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants sont déterminées telles que αn+1 = αn + p, p nombre réel positif étant le pas en amplitude de la constellation. L’invention proposée permet ainsi d’atteindre plusieurs objectifs :
- augmenter la résilience du système vis-à-vis des variations de phase provoquées par les imperfections des oscillateurs pour les fréquences hautes au-delà des 6 GHz,
- améliorer la qualité intrinsèque pour les systèmes dits à bas coût,
- améliorer la robustesse des modulateurs et des démodulateurs vis-à-vis du Doppler qui est provoqué essentiellement par le déplacement du récepteur/terminal,
L’ensemble des améliorations apportées permet d’utiliser les systèmes multi porteuses pour les fréquences hautes, en particulier les bandes millimétriques et au-delà.
Liste des figures
[Fig 1] La figure 1 est un schéma illustrant une chaîne de traitement en bande de base en émission selon l' art antérieur,
[Fig 2] La figure 2 est une représentation classique temps-fréquence de symboles OFDM,
[Fig 3] La figure 3 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une constellation QPSK avec mappage de données sur les points de la constellation selon un codage de Gray,
[Fig 4] La figure 4 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une constellation 16QAM avec mappage de données sur les points de la constellation selon un codage de Gray, [Fig 5] La figure 5 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une constellation 64QAM avec mappage de données sur les points de la constellation selon un codage de Gray,
[Fig 6] La figure 6 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une première configuration d’une constellation intervenant dans un procédé selon l’invention,
[Fig 7] La figure 7 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une deuxième configuration d’une constellation intervenant dans un procédé selon l’invention, [Fig 8] La figure 8 représente schématiquement le maximum de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation, illustrée par la figure 7,
[Fig 9] La figure 9 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une troisième configuration d’une constellation intervenant dans un procédé selon l’invention, [Fig 10] La figure 10 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une quatrième configuration d’une constellation intervenant dans un procédé selon l’invention, [Fig 11] La figure 11 représente schématiquement le maximum de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation, illustrée par la figure 10,
[Fig 12] La figure 12 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une autre configuration d’une constellation intervenant dans un procédé selon l’invention,
[Fig 13] La figure 13 est un est un schéma de la structure simplifiée d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de télécommunication selon l’invention,
[Fig 14] La figure 14 un schéma de la structure simplifiée d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de réception selon l’invention.
Description d’un mode de réalisation de l’invention
Le principe général de l’invention repose sur le mapping des données sur une constellation dont les N points sont répartis sur des cercles concentriques avec un pas p constant entre les cercles. Le pas p est un nombre réel positif non nul. Les points de la constellation sont donc répartis sur au moins deux cercles distincts. Les N points ont des coordonnées exprimées sous forme polaire αn X ej φn , n = 1, ..., N, dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants, avec pour contrainte que αn+1 = αn + p.
La constellation a pour particularité qu’il y a au maximum un point sur chaque cercle par quadrant considéré pour l’expression sous forme polaire de la constellation. Lorsque la constellation est déterminée sur un quadrant de taille 2 π, soit le quadrant [0 — 2π[ alors il y a au maximum un point par cercle. Lorsque la constellation est déterminée par quadrant de taille π , soit pour les quadrants alors il y a au maximum un point par demi-cercle. Lorsque la constellation est déterminée par quadrant de taille π/2 , soit pour les quadrants alors il y a au maximum un point par quart de cercle.
Les coordonnées cartésiennes (x, y ) avant normalisation correspondant aux coordonnées polaires des points de la constellation s’expriment sous la forme : x(l) = a(l) · cos( φ) ; y(l) = a(l) · sln( φ) avec φ ∈ [0, 2π[
En paramétrant un pas p = 1 et en considérant que l’amplitude du premier point vaut un alors : α(1) = 1 et α(l + 1) = α(l) + 1. Le facteur de normalisation « F » dépend du pas entre les points de la constellation et de l’ordre de modulation m. Dans ces conditions, il est donné par l’expression :
L’opération de normalisation est une opération bien connue de l’homme du métier, elle n’est donc pas plus décrite. Il est en effet tout à fait habituel d’appliquer un facteur de normalisation lors du mappage ou à l’issu du mappage sur les différents symboles.
La figure 6 représente une première configuration d’une constellation utilisée selon l’invention. Cette configuration a la particularité que ses points sont répartis sur un quadrant qui représente [0 — 2π[ et que la phase φ soit la même pour tous ses points. Chaque point a pour coordonnées : X ej φ, an = n x p,n = 1, Il suffit donc de trouver l’amplitude d’un point pour déterminer ce point. Ainsi, le récepteur peut démoduler les données mappées selon cette configuration uniquement en exploitant l’amplitude des données reçues.
La configuration représentée correspond à une constellation d’ordre m = 16. Le tableau suivant est un exemple de codage de Gray utilisé avec cette configuration.
Cette première configuration permet avantageusement d’estimer la variation de phase commune d’un symbole OFDM entre le signal émis et le signal reçu en calculant l’erreur de phase moyenne sur un symbole OFDM. Ceci permet de s’affranchir des pilotes dits continus.
Cette première configuration est très performante vis-à-vis des variations de phase mais au détriment de la robustesse face au bruit blanc additif gaussien car la distance minimale entre les points émis est faible.
La figure 7 représente une deuxième configuration d’une constellation utilisée selon l’invention. Cette constellation est d’ordre m = 16. Elle a la particularité que le motif des points est reproduit entre les quatre quadrants, chaque quadrant représentant [0, π/2 [. Chaque point d’un quadrant a pour coordonnées : αn X ej φn , αn = n X p, n = 1, ... , N/4, N = 16 . Ainsi, pour chaque quadrant, il n’y a qu’un point par cercle concentrique et la phase φn du point n est choisie selon un critère déterminé, par exemple avec un pas constant de π/8 entre deux points ou un pas de zéro entre les deux points sur les cercles les plus éloignés dans un même quadrant. Ce deuxième mode est moins performant vis-à-vis des variations de phase que le premier mode mais il est plus robuste face au bruit blanc additif gaussien car la distance minimale entre les points émis est plus grande.
Selon l’exemple illustré de ce deuxième mode, la phase φn est un multiple de π/12 et plus particulièrement = φ4 = π/2, φ = π/1| et φ3 = 5π/12. Ce deuxième mode de réalisation tel qu’illustré est très avantageux car il est compatible de nombreux démodulateurs OFDM existants capables de démoduler une modulation OFDM/16QAM. En effet, pour chaque quadrant, les points sont proches de ceux d’une constellation 16QAM classique telle que représentée en figure 4.
La figure 8 représente le maximum de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation, illustrée par la figure 7, lors de la transmission qui reste compatible d’une démodulation correcte en réception. Dans la limite de ce maximum i.e. tant que la variation de phase reste dans la limite de + π/4 par rapport à la phase du point émis, le récepteur peut démoduler les points de la modulation reçus malgré la variation de phase entre l’émetteur et le récepteur et ceci sans ambiguïté. La figure 9 représente une troisième configuration d’une constellation utilisée selon l’invention. Cette constellation est d’ordre m = 16. Elle a la particularité que le motif des points est reproduit entre les deux quadrants, chaque quadrant représentant [0 — π[. Chaque point d’un quadrant a pour coordonnées : αn X ej φn , αn = n X p, n = 1, ... , N/2, N = 16. Ainsi, pour chaque quadrant, il n’y a qu’un point par cercle concentrique et la phase φn du point n est choisie selon un critère déterminé, par exemple avec un pas constant de π/4 et modulo 2π entre deux points successifs pour rester dans un même quadrant.
Il peut être considéré que les points sont décrits avec un pas de « 1 » en amplitude et avec une périodicité de 8, ce qui a pour conséquence d’avoir deux points de constellations pour la même amplitude. Les coordonnées cartésiennes peuvent s’exprimer sous la forme : x(i) = α(i) · cos( φ i) ; y(i) = α(i) · sin(φi) avec α(1) = 1 et α(i + 1) = α(i) + 1 (période de 8), α( 9) = α(1) = 1 et φi = φ 1 + [i/9] X π — Ιπ/ 4 avec par exemple φ 1 = ττ/4 point de départ de la constellation. Cette constellation est très robuste face aux variations de phase de ± π/2 mais avec une diminution des performances vis-à-vis du bruit blanc additif gaussien comparativement à une modulation illustrée par la figure 7.
La figure 10 représente une quatrième configuration d’une constellation utilisée selon l’invention dite en spirale. De même que pour la première configuration illustrée par la figure 6, cette quatrième configuration a la particularité que les points sont répartis sur un quadrant qui représente [0 — 2π[. La configuration représentée correspond à une constellation d’ordre m = 16. Chaque point a pour coordonnées : αn x ejφn, an = n x p,n = 1, , 16 et une phase φn avec un pas déterminé entre deux points successifs i.e. sur deux cercles successifs, par exemple un pas constant de π/4, φη+1 = φη + π/4. Donc, contrairement à la première configuration, la phase φn n’est pas constante mais varie entre les points successifs. De même que pour la première configuration, cette quatrième configuration est particulièrement avantageuse vis-à-vis des variations de phase car la démodulation en réception peut se faire uniquement sur une détection d’amplitude des points de constellation reçus. Toute variation de phase lors de la transmission entre l’émetteur et le récepteur n’ impacte pas la démodulation. Cette quatrième configuration est plus avantageuse que la première configuration en termes de distance minimale entre tous les points et donc plus robuste face au bruit blanc additif gaussien car la distance minimale entre les points émis est plus importante que pour la première configuration.
La constellation de la figure 9 peut être définie comme deux constellations en spirale d’ordre moitié sur deux quadrants [0, 2π[ décalés de π l’un par rapport à l’autre.
Le tableau suivant est un exemple possible de mappage des données binaires sur les points d’une constellation selon la quatrième configuration illustrée par la figure 10, en respectant un codage de Gray. L’ordre de modulation est m = 16, le pas en amplitude des points de cette constellation est p = 1 est la phase est un multiple de π/4.
La figure 11 illustre le résultat d’un écart en fréquence entre l’émetteur et le récepteur avec la constellation définie ci-dessus sur plusieurs symboles OFDM consécutifs. La figure 11 illustre le maximum de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation dite en spirale, illustrée par la figure 10, qui reste acceptable pour une démodulation correcte. Cette structure en « spirale » permet de résister à de fortes variations de phase entre l’émetteur et le récepteur du système. Ce mode de réalisation est particulièrement adapté pour des systèmes fonctionnant dans les TéraHertz pour lesquels il y a un bruit de phase très important dus à des oscillateurs peu performants. Pour répondre à une augmentation de débit (par exemple, deux fois plus de débit), un nouveau mode de réalisation d’une constellation selon la première configuration peut être déterminé en reproduisant les points de la figure 6 sur le 3e quadrant comme représenté en figure 12. Le mode de réalisation représenté a pour ordre m = 32. En reproduisant les points de la figure 6 sur les trois autres quadrants ont obtient facilement un ordre m = 64.
Pour répondre à une augmentation de débit, le pas p peut être divisé par exemple par deux, par quatre, etc.
La structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de télécommunication selon l’invention est illustré par la figure 13. Cet équipement DEV_E peut tout aussi bien être une station de base qu’un terminal mobile. L’équipement DEV_E comprend un microprocesseur μΡ dont le fonctionnement est commandé par l'exécution d’un programme Pg dont les instructions permettent la mise en œuvre d’un procédé de télécommunication selon l’invention. L’équipement DEV_E comprend en outre un mappeur MAP, un modulateur MOD de type OFDM, un émetteur EM, une mémoire Mem comprenant une mémoire lançon. Le modulateur MOD de type OFDM est classiquement réalisé en mettant en œuvre une transformée de Fourier inverse IFFT.
A l’initialisation, les instructions de code du programme Pg sont par exemple chargées dans la mémoire tampon Mem avant d’être exécutées par le processeur μΡ. Le microprocesseur μΡ contrôle les différents composants : mappeur MAP, modulateur MOD, émetteur EM.
Le paramétrage de l’équipement comprend au moins l’ordre de la modulation, le pas de la constellation ainsi que la valeur de a 1. L’ordre de la modulation détermine le nombre de points N. Ainsi en exécutant les instructions, le microprocesseur μΡ : détermine les coordonnées polaires des points de la constellation : αn x ej φn, n = 1, ... , N, telles que αn+1 = αn + p, p > 0, contrôle les différents composants pour :
• que le mappeur MAP mappe les données d’entrée DATA sur les points de la constellation,
• que le modulateur MOD module les données mappées sur les différentes porteuses pour générer des symboles OFDM,
• que l’émetteur EM émette un signal radio représentatif des symboles OFDM. La structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de réception selon l’invention est illustré par la figure 14. Cet équipement DEV_R peut tout aussi bien être une station de base qu’un terminal mobile.
L’équipement DEV_R comprend un microprocesseur μΡ dont le fonctionnement est commandé par l'exécution d’un programme Pg dont les instructions permettent la mise en œuvre d’un procédé de réception selon l’invention. L’équipement DEV_R comprend en outre un démappeur DEMAP, un démodulateur DEMOD de type OFDM, un récepteur RE, une mémoire Mem comprenant une mémoire tampon.
A l’initialisation, les instructions de code du programme Pg sont par exemple chargées dans la mémoire tampon Mem avant d’être exécutées par le processeur μΡ. Le microprocesseur μΡ contrôle les différents composants : démappeur DEMAP, démodulateur DEMOD, récepteur RE.
Le démodulateur DEMOD effectue l’opération inverse du modulateur MOD. Le démappeur DEMAP effectue l’opération inverse du mappeur MAP. Classiquement, le démodulateur est réalisé au moyen d’une transformée de Fourier FFT.
Le paramétrage de l’équipement comprend au moins l’ordre de la modulation, le pas de la constellation ainsi que la valeur de α1. L’ordre de la modulation détermine le nombre de points N. Ainsi en exécutant les instructions, le microprocesseur μΡ : détermine les coordonnées polaires des points de la constellation : αn x ej φn, n = 1, ... , N, telles que αn+1 = αn + p, p > 0, contrôle les différents composants pour :
• que le récepteur RE reçoive le signal radio représentatif des symboles OFDM,
• que le démodulateur DEMOD démodule les symboles OFDM pour estimer les points de la constellation mappés sur les différentes porteuses,
• que le démappeur MAP démappe les points de la constellation pour estimer les données DATA.
L’équipement DEV_R qui reçoit le signal radio émis selon un mode de réalisation d’un procédé selon l’invention peut démoduler les points de la constellation reçus en estimant l’amplitude du point reçu (xr(i),yr(i) : xr(i) = αr(i) cos(φr(i)) + bx(i) yr(i) = αr(i) sin(φr(i)) +by(i) b,x et by est le bruit blanc additif gaussien projeté sur les voies X et Y.
Connaissant la constellation, et compte tenu qu’il n’y a au plus qu’un point par cercle sur un quadrant, Γ équipement DEV_R peut donc à partir de l' amplitude déterminer le point reçu avec une incertitude sur sa position si plusieurs quadrants ont été considérés à l’émission pour définir la constellation. Après avoir estimé l’amplitude du point reçu l’équipement DEV_R peut estimer l’erreur de phase en comparant les points estimés projetés sur les axes X(I) et Y(Q) avec les points transmis. L’erreur de phase provient essentiellement du bruit blanc additif gaussien : Δφ(i) = φ(ί) - (φr(i)) + b(i)
En effectuant la somme des différentes estimations d’erreur de phase faite sur chaque porteuse OFDM i.e. pour chaque point de la constellation qui a modulé une porteuse, l’équipement DEV_R peut avoir une amélioration de l’estimation de l’erreur de phase et diminuer ainsi l’influence du bruit blanc : avec M le nombre de porteuses OFDM utilisées pour estimer les variations de phase.
Une fois l’estimation faite de l’erreur de phase commune, l’équipement DEV_R peut corriger l’ensemble des points de constellation modulant un symbole OFDM. Cette correction peut se faire aussi bien dans le domaine fréquentiel i.e. après la démodulation 1ΕΕΓ que dans le domaine temporel i.e. avant la démodulation 1FF1. En effectuant la correction dans le domaine temporel ceci permet de diminuer l’interférence entre porteuse qui est issue de la rotation de phase. La détermination de l’erreur de phase permet de diminuer l’erreur de démodulation.
En conséquence, l'invention s'applique également à un programme d'ordinateur ou plusieurs, notamment un programme d'ordinateur sur ou dans un support d'informations, adapté à mettre en œuvre l'invention. Ce programme peut utiliser n’importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable pour implémenter un procédé selon l'invention.
Le support d'informations peut être n’importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une clé USB ou un disque dur.
D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet.
Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé (1) de télécommunication comprenant : le mappage par un mappeur (MAP) de données d’entrée sur des points d’une constellation d’ordre N comprenant un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn x ej φn, dites coordonnées polaires telles que αn+1 = αn + p, avec p le pas en amplitude de la constellation, p > 0 un nombre réel, la modulation par un modulateur (MOD) des points de la constellation pour générer des symboles modulés, l’émission d’un signal radio représentatif des symboles modulés, caractérisé en ce que α1 > 0, et en ce que les coordonnées polaires sont déterminées par quadrant de valeur prise parmi {π/2, π, 2π} et telles que par quadrant φn+1 = φη + p' avec p' ≥ 0 un réel et avec n = 1, ... , M et M ∈{N/ 4, N/2, N}.
2. Procédé (1) de télécommunication selon la revendication précédente, tel que la modulation est multi porteuses.
3. Procédé (1) de télécommunication selon l’une des revendications 1 à 2, tel que un quadrant vaut π/2 et que M = N/ 4.
4. Procédé (1) de télécommunication selon l’une des revendications 1 à 3, tel que un quadrant vaut π et que M = N/2.
5. Procédé (1) de télécommunication selon la revendication 4, selon lequel les points sont décalés de π entre les deux quadrants.
6. Procédé (1) de télécommunication selon l’une des revendications 1 à 5, tel que p' ≠ 0.
7. Procédé (1) de télécommunication selon l’une des revendications 1 à 5, tel que p' = 0 et φt = φ ∈ [0,2π[.
8. Procédé (2) de réception comprenant : la réception d’un signal radio représentatif de symboles modulés, la démodulation par un démodulateur (DEMOD) des symboles modulés pour estimer des points d’une constellation, le démappage par un démappeur (DEMAP) des points de la constellation pour estimer des données mappées sur ces points de constellation, caractérisé en ce que la constellation comprend un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn X ej φn, dites coordonnées polaires sont telles que αn+1 = αn + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation, α1 > 0, et telles qu’elles sont déterminées par quadrant de valeur prise parmi {π/2, π, 2π} et telles que par quadrant φn+1 = φη + p' avec p' ≥ 0 un réel et avec n = 1, ... , M et M de valeur prise parmi {N/4, N/2,
N}.
9. Equipement de télécommunication (DEV_E) caractérisé en ce qu’il comprend : un mappeur (MAP) pour mapper des données d’entrée sur des points d’une constellation, la constellation comprenant un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn x ej φn, dites coordonnées polaires sont telles que αn+1 = αn + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation, α1 > 0, et telles qu’elles sont déterminées par quadrant de valeur prise parmi {π/2, π, 2π} et telles que par quadrant φn+1 = φη + p' avec p' ≥ 0 un réel et avec n = 1, ... , M et M de valeur prise parmi {N/4, N/2, N}, un modulateur (MOD) pour moduler des points de la constellation et générer des symboles modulés, un émetteur (EM) pour émettre un signal radio représentatif des symboles modulés.
10. Equipement de télécommunication (DEV_R) caractérisé en ce qu’il comprend : un récepteur (RE) pour recevoir un signal radio représentatif de symboles modulés, un démodulateur (DEMOD) pour démoduler les symboles modulés et estimer des points d’une constellation, la constellation comprenant un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn X ej φn, dites coordonnées polaires sont telles que αn+1 = αn + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation, α1 > 0, et telles qu’elles sont déterminées par quadrant de valeur prise parmi {π/2, π, 2π} et telles que par quadrant φn+1 = φη + p' avec p' ≥ 0 un réel et avec n = 1, ... , M et M de valeur prise parmi {N/4, N/2, N}, un démappeur (DEMAP) pour démapper les points de la constellation et estimer des données mappées sur ces points de constellation.
11. Programme d’ordinateur sur un support d’informations, ledit programme comportant des instructions de programme adaptées à la mise en œuvre d’un procédé selon l’une quelconque des revendications 1 et 8 lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un équipement de télécommunication.
12. Support d’informations comportant des instructions de programme adaptées à la mise en œuvre d’un procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 8, lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un équipement de télécommunication.
13. Signal numérique émis ou reçu comprenant des symboles modulés avec des points d’une constellation, la constellation comprenant un ensemble de N points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire αn x ej φn, dites coordonnées polaires sont telles que αn+1 = αn + p, p nombre réel positif étant le pas en amplitude de la constellation, α1 > 0, et telles qu’elles sont déterminées par quadrant de valeur prise parmi {π/2, π, 2π} et telles que par quadrant φn+1 = φη + p' avec p' ≥ 0 un réel et avec n = 1, ... , M et M de valeur prise parmi {N/4, N/2, N}.
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US7787568B2 (en) * 2006-06-22 2010-08-31 Symbol Technologies, Inc. High bit rate RFID system
US10257013B2 (en) * 2015-08-14 2019-04-09 Hfi Innovation, Inc. Signal modulation and demodulation for multiuser superposition transmission scheme
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