EP4014028A1 - Messgerät zur bestimmung eines dielektrizitätswertes - Google Patents

Messgerät zur bestimmung eines dielektrizitätswertes

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Publication number
EP4014028A1
EP4014028A1 EP20739656.5A EP20739656A EP4014028A1 EP 4014028 A1 EP4014028 A1 EP 4014028A1 EP 20739656 A EP20739656 A EP 20739656A EP 4014028 A1 EP4014028 A1 EP 4014028A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
frequency
waveguide
signal
shf
measuring device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP20739656.5A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Thomas Blödt
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Endress and Hauser SE and Co KG
Original Assignee
Endress and Hauser SE and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Endress and Hauser SE and Co KG filed Critical Endress and Hauser SE and Co KG
Publication of EP4014028A1 publication Critical patent/EP4014028A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N22/00—Investigating or analysing materials by the use of microwaves or radio waves, i.e. electromagnetic waves with a wavelength of one millimetre or more
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2617—Measuring dielectric properties, e.g. constants
    • G01R27/2682—Measuring dielectric properties, e.g. constants using optical methods or electron beams
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F23/00—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm
    • G01F23/22—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water
    • G01F23/28—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring the variations of parameters of electromagnetic or acoustic waves applied directly to the liquid or fluent solid material
    • G01F23/284—Electromagnetic waves
    • G01F23/292—Light, e.g. infrared or ultraviolet
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2617—Measuring dielectric properties, e.g. constants
    • G01R27/2623—Measuring-systems or electronic circuits

Definitions

  • the invention relates to a measuring device for determining a dielectric value of a filling material and a corresponding method for operating the measuring device.
  • field devices are often used that are used to record and / or influence process variables.
  • sensors are used that are used, for example, in level measuring devices, flow measuring devices, pressure and temperature measuring devices, pH redox potential measuring devices,
  • Conductivity measuring devices etc. are used. They record the corresponding process variables, such as level, flow, pressure, temperature, pH value,
  • Redox potential conductivity or the dielectric value.
  • Many of these field devices are manufactured and sold by Endress + Hauser.
  • dielectric value also known as "dielectric constant” or “relative permittivity”
  • dielectric constant relative permittivity
  • relative permittivity relative permittivity
  • the capacitive measuring principle can be used to determine the dielectric value, especially in the case of liquid filling goods. This makes use of the effect that the capacitance of a capacitor changes proportionally with the dielectric value of the medium that is located between the two electrodes of the capacitor. With this measuring principle, the dielectric value is measured at low frequencies from a few kHz to the MHz range.
  • Measuring devices using the methods described above usually have to be calibrated. This means additional work during production or during commissioning on site. Furthermore, these measurement methods generally require complex hardware in terms of circuitry so that the dielectric value can be determined with high resolution or over a wide measurement range. As the operating time increases, cyclical recalibration may also be necessary. A deterioration in the measurement accuracy of an overall system according to the measurement methods described above can also occur.
  • the invention is therefore based on the object of providing a measuring device which overcomes these disadvantages.
  • the invention solves this problem with a measuring device for determining the dielectric value of a medium, which comprises the following components:
  • a signal generation unit which is designed to generate an electrical high-frequency signal with a frequency varying within a frequency band, a first waveguide, with o a coupling element which is designed to couple the generated high-frequency signal into the first waveguide, and o a first end area, which is designed to reflect the high-frequency signal, o a first signal gate arranged opposite the first end area, via which the high-frequency signal can be coupled out into the medium, a second waveguide, with o a second end area which is for the high-frequency signal is designed to be reflective, o a second signal port arranged opposite the second end region, the second signal port being designed and arranged opposite the first signal port so that the high-frequency signal after passing through the medium via the second signal port into the second waveguide can be coupled in, and o ei nem decoupling element which is designed to decouple the high-frequency signal from the second waveguide, an electrically conductive arrangement which makes electrical contact between the two waveguides, and a signal evaluation unit connected at least to the decoupling element
  • the measuring device uses the effect that a standing wave of the high-frequency signal is formed in or between the waveguides as a function of the dielectric value of the filling material and the frequency of the high-frequency signal. This is the transmission component and the
  • the measuring device also offers the advantage that the signal evaluation unit can be implemented by means of a widespread and therefore cost-effective network analyzer chip.
  • unit in the context of the invention is in principle understood to mean any electronic circuit that is designed to be suitable for the intended use. Depending on the requirements, it can be an analog circuit for
  • Act generation or processing of corresponding analog signals can also be a digital circuit such as an FPGA or a storage medium in conjunction with a program.
  • the program is designed to carry out the corresponding process steps or to use the necessary arithmetic operations of the respective unit.
  • you can different electronic units of the level measuring device in the sense of the invention potentially also access a common physical memory or be operated by means of the same physical digital circuit.
  • the formation of a standing wave in the waveguides can be favored if the first waveguide and the coupling-in element are designed such that the first waveguide has a higher impedance than the coupling-in element, or if the second waveguide and the coupling-out element are designed such that the second waveguide has a higher impedance than the decoupling element.
  • the first waveguide and the coupling element are designed such that the first waveguide has an impedance that is at least 40%, in particular at least 20 ohms higher than the coupling element, or if the second Waveguide and the coupling-out element are designed such that the second waveguide has an impedance that is at least 40%, in particular at least 20 ohms higher than the coupling-out element.
  • the power consumption of the measuring device can be optimized by designing the electrically conductive arrangement as a reflector for the high-frequency signal between the two waveguides, so that the coupling intensity of the high-frequency signal between the signal ports is increased. At the same time, this potentially improves the signal-to-noise ratio and increases the resolution of the dielectric value measurement.
  • the reflector can be designed, for example, as an arrangement of metallic or metallized plates, the shape and alignment of any reflector plates possibly having to be adapted to the cross-sectional shape of the waveguides, for example the circular or rectangular shape.
  • the number of reflector plates can be reduced to a single one if the first waveguide and / or the second waveguide following the first signal port or following the second signal port are / is bent in particular by 90 ° in such a way that the reflector is positioned roughly in the focus of the bends / bends. It is particularly useful here if the shape of the bend or bends for focusing is approximated to a parabolic course. As a result, the reflector area can in turn be reduced. By reducing the number of reflectors, access to the sample space for the medium to be measured between the waveguides is also simplified.
  • the formation of the high-frequency signal is promoted if the first waveguide and the second waveguide are dimensioned and the signal ports are arranged at a defined distance from one another that the signal path length of the High-frequency signal between the two end regions corresponds approximately to half of the wavelength in air or vacuum that corresponds to the upper limit frequency of the frequency band, or an integral multiple of this wavelength, such as two or three times.
  • the coupling element is arranged at a maximum distance from the first end region that corresponds to approximately five quarters of the wavelength in air or vacuum that corresponds to the upper limit frequency of the frequency band, or if the coupling-out element is arranged at a maximum distance from the second end region that corresponds to five quarters of the wavelength in air or vacuum that corresponds to the upper limit frequency of the frequency band.
  • This can increase the sensitivity of the DK measurement.
  • the waveguides are not prescribed how the waveguides are to be designed.
  • the first waveguide and / or the second waveguide can be designed as a waveguide.
  • the waveguides have, for example, a circular or a rectangular cross section.
  • a rectangular cross section is advantageous insofar as the waveguide can be manufactured more easily and the mode in which the high-frequency signal propagates in the waveguides can be set more individually.
  • the waveguide is designed as a waveguide, it can also be filled with a dielectric ceramic, glass or plastic filling, in particular HDPE, PP or PTFE, instead of air or vacuum. On the one hand, this offers the advantage that the waveguides can be made more compact overall.
  • the signal gates that prevent the medium from penetrating the waveguide do not have to be implemented separately in this case. Rather, in this case they are formed directly by the final plastic filling. In the event that the waveguide is not completely filled with a plastic, it is again conceivable to manufacture the signal gates from one of the plastics mentioned above or from a glass.
  • the signal generation unit can be used as Network analyzer chip can be realized.
  • the object on which the invention is based is achieved by a method for determining the dielectric value by means of the Measuring device solved according to one of the variants described above.
  • This procedure comprises the following procedural steps:
  • Reflection minimum or based on the frequency of the transmission maximum, and / or
  • the absolute dielectric value can be determined according to:
  • a phase shift of the high-frequency signal between the coupling-in element and the coupling-out element can also be determined.
  • the measurement of the phase shift represents a further possibility for determining the real part of the dielectric value of the medium.
  • An additional expansion of the method according to the invention can be achieved by determining a quality of the measuring device based on the reflection minimum, in particular based on the reflection component at the location of the reflection minimum, based on a width and / or on the basis of a slope of the reflection minimum.
  • conclusions can be drawn about the operating state of the measuring device.
  • a reduced quality can, for example, represent an indication of the formation of deposits between the waveguides or the failure of electronic components of the field device.
  • a quality recorded over the measuring cycles can also be used to predict when the quality will fall below a predefined minimum value, so that maintenance of the measuring device can be initiated at an early stage based on this. This procedure is also known under the term “Predictive Mainienance”.
  • a measuring device for measuring the dielectric value of a medium in a container
  • Fig. 2 a detailed view of the measuring device
  • FIG. 3 shows a detailed view of a coupling-in element or coupling-out element in the measuring device
  • a schematic arrangement of the measuring device 1 on a container 3 with a medium 2 is shown in Fig. 1:
  • the measuring device 1 is laterally on a connection of the container 2, For example. Arranged in a flange connection.
  • the measuring device 1 is attached approximately positively to the inner wall of the container, with two waveguides 11, 12 of the measuring device 1 partially protruding into the container 3, so that medium 2 is between the waveguides 11,
  • the medium 2 can be liquids such as beverages, paints, cement or fuels such as liquid gases or mineral oils.
  • the measuring device 1 it is also conceivable to use the measuring device 1 with bulk material-shaped media 2, such as, for example, grain.
  • the measuring device 1 can be connected to a higher-level unit 4, for example a process control system.
  • a process control system for example a process control system.
  • PROFIBUS "HART”, “Wireless HART” or “Ethernet” can be implemented as the interface.
  • the dielectric value DK can be transmitted via this as an amount or as a complex value with real part and imaginary part. However, other information about the general operating state of the measuring device 1 can also be communicated.
  • the structural design of the measuring device 1 according to the invention is shown in detail in FIG. 2:
  • the measuring device 1 is basically based on two waveguides 11, 12, each of which includes a signal port 113, 122 at one of their ends.
  • the waveguides 11, 12 are arranged such that the two signal ports 113, 122 are defined in one Distance d are opposite.
  • the sample space for the medium 2, whose dielectric value DK is to be determined, is thus formed between the signal gates 113, 122.
  • the waveguides 11, 12 are designed as waveguides with a rectangular cross section.
  • a high-frequency signal SHF is coupled into the first waveguide 11 laterally via a coupling element 111.
  • the signal gates 113, 122 are designed to be transparent for the high-frequency signal SHF.
  • the two waveguides 11, 12 are in electrical contact with one another via an electrically conductive reflector 13. If the waveguides 11, 12 are filled with a plastic filling, in particular HDPE, PP or PTFE, the signal gates 113, 122 no longer need to be implemented separately in this case, since the plastic fillings allow the medium 2 to penetrate the waveguide 11, 12 and at the same time ensure that the high-frequency signal SHF is sufficiently coupled out and coupled in.
  • a plastic filling in particular HDPE, PP or PTFE
  • high-frequency signal SHF is decoupled through the first signal port 113 of the first waveguide 11 into the sample space, then passed through the medium 2 (not shown in FIG. 2) and finally coupled into the second waveguide 12 via the second signal port 122.
  • a coupling-out element 123 is arranged laterally on the second waveguide 12, via which the transmitted portion of the high-frequency signal SHF can be coupled out.
  • the two waveguides 11, 12 are bent by 90 ° following the respective signal port 113, 122.
  • the shape of the bends approximates a parabolic course in such a way that the reflector 13 lies approximately in the focal point of the parabolas.
  • the reflector 13 not only makes electrical contact with the waveguides 11, 12.
  • the transmission THF of the high-frequency signal SHF between the signal ports 113, 122 is also increased. As indicated in FIG.
  • the reflector 13 in the embodiment shown there lies in a plane with a corresponding wall 14 of the measuring device 1, which separates the interior of the container 3 from the exterior of the container or from the interior of the measuring device 1 when installed .
  • the waveguides 11, 12 each include an end region 112, 121 which is designed to be reflective for the high-frequency signal SHF.
  • the end regions 111, 121 can be designed, for example, as a metallized wall, analogously to the reflector 13.
  • the length L of the two waveguides 11, 12 (in each case starting from the end region 112, 121 to the signal port 113, 122) in total plus the distance d between the signal ports 113, 122 is ideally to be designed according to half the wavelength ⁇ HF of the high-frequency signal SHF, or an integral multiple thereof (in this context it is not necessary that the two waveguides 11, 12 are of the same length).
  • the high-frequency signal SHF is formed between the end regions 112, 121 as a function of the frequency fHF of the high-frequency signal SHF and as a function of the
  • Dielectric value DK of the medium 2 as a standing wave is reinforced when the coupling element 111 and the decoupling element 123, as shown in FIG. 2, as close as possible (optimally at a maximum distance of five quarters of the wavelength ⁇ HF of the high-frequency signal SHF) to the respective reflective end region 112, 121 are arranged.
  • the coupling-in element 111 and the coupling-out element 123 are arranged as close as possible to the respective end region, they can, as shown in FIG. 3, also be arranged at the end region 112, 121 of the respective waveguide 11, 12, in contrast to a lateral arrangement .
  • the elements 111, 123 are designed to be angled by 90 ° so that the high-frequency signal SHF is again transmitted in the direction of the first waveguide 11 or is received from the direction of the second waveguide 12.
  • the waveguides 11, 12 and the coupling-in / coupling-out elements 111, 123 are designed such that the waveguides 11, 12 have a higher impedance than have the coupling-in element 111 and the coupling-out element 123.
  • the impedance difference here is expediently at least 40% or 20 ohms.
  • the coupling-in element 111 and the coupling-out element 123 can each be designed as a pin, their length being matched to the frequency range fi-f2 of the high-frequency signal SHF.
  • the pins 11, 123 or to design the waveguides 11, 12 such that the high-frequency signal SHF propagates, for example, in the TE31 mode or the H20 mode.
  • the structure of the measuring device 1 described above has the overall effect of the invention that the absorption component AHF and the reflection component RHF (and thus also the transmission component THF) of the high-frequency signal SHF between the coupling-in element 111 and the coupling-out element 123 are highly dependent on the Frequency fHF of the high frequency signal SHF are.
  • the frequency-dependent transmission / reflection of the high-frequency signal SHF can be seen from the graph shown in FIG. 4: There, the transmission component THF and the reflection component RHF of the high-frequency signal SHF between the coupling-in element 111 and the decoupling Element 123 shown as a function of the frequency f HF .
  • the frequency band h - f f of the high frequency signal extends
  • RHF detect the reflection minimum and in turn calculate the real part Re DK of the dielectric value DK of the medium 2 on the basis of the corresponding frequency i.
  • the signal evaluation unit can again determine the imaginary part Irri DK on the basis of the transmission component THF at the frequency i of the reflection minimum.
  • the signal evaluation unit can determine the real part Re DK of the dielectric value DK of the medium 2 on the basis of the frequency of the transmission maximum.
  • the imaginary part Irri DK can in turn using the
  • Transmission component THF can be determined at the frequency of the transmission maximum.
  • the signal evaluation unit can be based, for example, on a network analyzer chip that is connected to the coupling-out element 123 and the coupling-in element 111.
  • the high-frequency signal SHF can be generated at the coupling element 111 by means of a corresponding signal generation unit.
  • the signal generation unit can, for example, run on a voltage-controlled oscillator (in Also known as “Voltage Controlled Oscillator”), the frequency fi HF of which is controlled by means of a phase locked loop (“Phase Locked Loop”) so that the signal generation unit generates the high-frequency signal SHF within the desired frequency band fi - h, for example with a sawtooth Frequency change generated.
  • a voltage-controlled oscillator in Also known as “Voltage Controlled Oscillator”
  • Phase Locked Loop Phase Locked Loop
  • This function can also be taken over by the network analyzer chip, depending on its design.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Messgerät (1) zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes (DK) eines Mediums (2). Das Messgerät (1) basiert auf zwei Wellenleitern (11, 12), die an einem Ende jeweils ein Signaltor (113, 122) umfassen. Die Wellenleiter (11, 12) sind dabei so angeordnet, dass sich die Signaltore (113, 122) gegenüberliegen. Dazwischen wird ein Probenraum für das Medium (2) gebildet, so dass ein Hochfrequenz-Signal (sHF), das in den ersten Wellenleiter (11) eingekoppelt wird, nach Durchgang durch das Medium (2) über das zweite Signaltor (122) in den zweiten Wellenleiter (12) übertragen wird. Da der Transmissionsanteil (THF) und der Reflexionsanteil (RHF) des Hochfrequenz-Signals (sHF) stark abhängig vom Dielektrizitätswert (DK) sind, kann dieser hierüber mit einer hohen Empfindlichkeit und je nach Wahl des Frequenzbandes und Dimensionierung der Wellenleiter (11, 12) in einem großen Wertebereich erfasst werden.

Description

Messgerät zur Bestimmung eines Dielektrizitätswertes
Die Erfindung betrifft ein Messgerät zur Bestimmung eines Dielektrizitätswertes eines Füllgutes sowie ein entsprechendes Verfahren zum Betrieb des Messgerätes.
In der Automatisierungstechnik, insbesondere in der Prozessautomatisie-rungstechnik, werden vielfach Feldgeräte eingesetzt, die zur Erfassung und/oder zur Beeinflussung von Prozessvariablen dienen. Zur Erfassung von Prozessvariablen werden Sensoren eingesetzt, die beispielsweise in Füllstandsmessgeräten, Durchflussmessgeräten, Druck- und Temperaturmessgeräten, pH-Redoxpotential-Messgeräten,
Leitfähigkeitsmessgeräten, usw. zum Einsatz kommen. Sie erfassen die entsprechenden Prozessvariablen, wie Füllstand, Durchfluss, Druck, Temperatur, pH-Wert,
Redoxpotential, Leitfähigkeit oder den Dielektrizitätswert. Eine Vielzahl dieser Feldgeräte wird von der Firma Endress + Hauser hergestellt und vertrieben.
Die Bestimmung des Dielektrizitätswertes (auch bekannt als „Dielektrizitätskonstante“ oder „Relative Permittivität“) von Füllgütern in Behältern ist sowohl bei Feststoffen, als auch bei flüssigen Füllgütern, wie beispielsweise Treibstoffen, Abwässern oder Chemikalien von großem Interesse, da dieser Wert einen zuverlässigen Indikator für Verunreinigungen, den Feuchtegehalt oder die Stoffzusammensetzung darstellen kann. Dabei werden unter dem Begriff „Behälter“ im Rahmen der Erfindung auch nicht-abgeschlossene Behältnisse, wie beispielsweise Becken, Seen oder fließende Gewässer verstanden.
Zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes kann nach dem Stand der Technik vor allem bei flüssigen Füllgütern auf das kapazitive Messprinzip zurückgegriffen werden. Dabei wird der Effekt genutzt, dass sich die Kapazität eines Kondensators proportional mit dem Dielektrizitätswert desjenigen Mediums, das sich zwischen den zwei Elektroden des Kondensators befindet, ändert. Bei diesem Messprinzip erfolgt die Messung des Dielektrizitätswert eher bei geringen Frequenzen von einigen kHz bis in den MHz-Bereich.
Alternativ ist es auch möglich, den Dielektrizitätswert eines (flüssigen) Mediums in einem Behälter-Inneren quasi parasitär bei dessen Radar-basierten Füllstandsmessung mitzubestimmen. Dies erfordert das Messprinzip des geführten Radars, bei dem Mikrowellen über einen elektrisch leitfähigen Wellenleiter in das Medium geführt werden. Beschrieben ist diese kombinierte Füllstands- und Dielektrizitäts-Messung in der Offenlegungsschrift DE 102015 117205 A1.
Ein weiteres Verfahren, das auf dem Prinzip des geführten Radars basiert, ist in der Veröffentlichungsschrift EP 0622 628 A2 beschrieben. Messgeräte, die nach diesem WO 2021/028130 PCT/EP2020/069522
Messprinzip arbeiten, werden in zahlreichen Ausführungsformen von der Firma IMKO Mikromodultechnik GmbH vertrieben.
Messgeräte nach den zuvor beschriebenen Methoden sind in der Regel zu kalibrieren. Dies bedeutet einen Mehraufwand bei der Fertigung bzw. bei der Inbetriebnahme vor Ort. Des Weiteren erfordern diese Messmethoden schaltungstechnisch in der Regel eine komplexe Hardware, damit der Dielektrizitätswert mit hoher Auflösung bzw. über einen weiten Messbereich bestimmt werden kann. Mit steigender Betriebszeit kann zudem eine zyklische Neukalibrierung notwendig werden. Auch eine Verschlechterung der Messgenauigkeit eines Gesamtsystems nach den zuvor beschriebenen Messmethoden kann eintreten.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Messgerät bereitzustellen, das diese Nachteile überwindet.
Die Erfindung löst diese Aufgabe durch ein Messgerät zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes eines Mediums, das folgende Komponenten umfasst:
Eine Signalerzeugungs-Einheit, die ausgelegt ist, ein elektrisches Hochfrequenz- Signal mit einer innerhalb eines Frequenzbandes variierenden Frequenz zu erzeugen, einen ersten Wellenleiter, mit o einem Einkoppel-Element, das ausgelegt ist, das erzeugte Hochfrequenz- Signal in den ersten Wellenleiter einzukoppeln, und o einem ersten Endbereich, der für das Hochfrequenz-Signal reflektierend ausgelegt ist, o einem dem ersten Endbereich gegenüberliegend angeordneten ersten Signaltor, über welches das Hochfrequenz-Signal in das Medium auskoppelbar ist, einen zweiten Wellenleiter, mit o einem zweiten Endbereich, der für das Hochfrequenz-Signal reflektierend ausgelegt ist, o einem dem zweiten Endbereich gegenüberliegend angeordneten zweiten Signaltor, wobei das zweite Signaltor derart ausgelegt und dem ersten Signaltor gegenüberliegend angeordnet ist, dass das Hochfrequenz- Signal nach Durchgang durch das Medium über das zweite Signaltor in den zweiten Wellenleiter einkoppelbar ist, und o einem Auskoppel-Element, das ausgelegt ist, das Hochfrequenz-Signal aus dem zweiten Wellenleiter auszukoppeln, eine elektrisch leitfähige Anordnung, welche die zwei Wellenleiter elektrisch miteinander kontaktiert, und eine zumindest an das Auskoppel-Element angeschlossene Signalauswertungs- Einheit, die ausgelegt ist, o um innerhalb des Frequenzbandes den frequenz-abhängigen Reflexionsanteil des in den ersten Wellenleiter eingekoppelten Hochfrequenz-Signals und/oder den frequenz-abhängigen
Transmissionsanteil des in den ersten Wellenleiter eingekoppelten Hochfrequenz-Signals aufzunehmen, o um anhand des Reflexionsanteils ein frequenz-abhängiges Reflexions- Minimum und die korrespondierende Frequenz zu ermitteln, und/oder anhand des Transmissionsanteils ein frequenz-abhängiges
Transmissions-Maximum und die korrespondierende Frequenz zu ermitteln, o um anhand der Frequenz des Reflexions-Minimums oder anhand der Frequenz des Transmissions-Maximums den Realteil des Dielektrizitätswertes zu bestimmen, und/oder o um anhand des Transmissionsanteils bei der Frequenz des Reflexions-
Minimums den Imaginärteil des Dielektrizitätswertes zu bestimmen, und/oder o um anhand des Imaginärteils und des Realteils den Dielektrizitätswert betragsmäßig zu bestimmen.
Durch diesen Aufbau nutzt das erfindungsgemäße Messgerät den Effekt, dass sich in Abhängigkeit des Dielektrizitätswertes des Füllgutes und der Frequenz des Hochfrequenz-Signals in bzw. zwischen den Wellenleitern eine stehende Welle des Hochfrequenz-Signals ausbildet. Hierdurch ist der Transmissionsanteil und der
Reflexionsanteil stark abhängig von der Frequenz und dem Dielektrizitätswert, so dass der Dielektrizitätswert mit einer hohen Empfindlichkeit und je nach Wahl des Frequenzbandes und Dimensionierung der Wellenleiter in einem großen Wertebereich erfasst werden können. Das erfindungsgemäße Messgerät bietet darüber hinaus den Vorteil, dass die Signalauswertungs-Einheit mittels eines weit verbreiteten und daher kostengünstigen Netzwerk-Analysator-Chip realisiert werden kann.
Dabei wird unter dem Begriff „Einheit im Rahmen der Erfindung prinzipiell jede elektronische Schaltung verstanden, die für den angedachten Einsatzzweck geeignet ausgelegt ist. Es kann sich also je nach Anforderung um eine Analogschaltung zur
Erzeugung bzw. Verarbeitung entsprechender analoger Signale handeln. Es kann sich jedoch auch um eine Digitalschaltung wie einem FPGA oder einen Speichermedium in Zusammenwirken mit einem Programm handeln. Dabei ist das Programm ausgelegt, die entsprechenden Verfahrensschritte durchzuführen bzw. die notwendigen Rechenoperationen der jeweiligen Einheit anzuwenden. In diesem Kontext können verschiedene elektronische Einheiten des Füllstandsmessgerätes im Sinne der Erfindung potentiell auch auf einen gemeinsamen physikalischen Speicher zurückgreifen bzw. mittels derselben physikalischen Digitalschaltung betrieben werden. Die Ausbildung einer stehenden Welle in den Wellenleitern kann begünstigt werden, wenn der erste Wellenleiter und das Einkoppel-Element derart ausgelegt sind, dass der erste Wellenleiter eine höhere Impedanz als das Einkoppel-Element aufweist, beziehungsweise, wenn der zweite Wellenleiter und das Auskoppel-Element derart ausgelegt sind, dass der zweite Wellenleiter eine höhere Impedanz als das Auskoppel- Element aufweist. In diesem Zusammenhang ist es besonders vorteilhaft, wenn der erste Wellenleiter und das Einkoppel-Element derart ausgelegt sind, dass der erste Wellenleiter eine um zumindest 40 %, insbesondere um zumindest 20 Ohm höhere Impedanz als das Einkoppel-Element aufweist, bzw. wenn der zweite Wellenleiter und das Auskoppel- Element derart ausgelegt sind, dass der zweite Wellenleiter eine um zumindest 40 %, insbesondere eine um zumindest 20 Ohm höhere Impedanz als das Auskoppel-Element aufweist.
Der Leistungsverbrauch des Messgerätes lässt sich optimieren, indem die elektrisch leitfähige Anordnung derart als Reflektor für das Hochfrequenz-Signal zwischen den zwei Wellenleitern ausgelegt ist, so dass die Kopplungs-Intensität des Hochfrequenz-Signals zwischen den Signaltoren erhöht wird. Gleichzeitig wird hierdurch potentiell das Signal- zu Rausch-Verhältnis verbessert und die Auflösung der Dielektrizitätswert-Messung erhöht. Dabei kann der Reflektor beispielsweise als Anordnung metallischer bzw. metallisierter Platten ausgelegt werden, wobei die Form und die Ausrichtung etwaiger Reflektor-Platten gegebenenfalls an die Querschnittsform der Wellenleiter, also beispielsweise die kreisförmige oder rechteckige Form, anzupassen ist.
Die Anzahl an Reflektor-Platten kann auf eine einzige reduziert werden, wenn der erste Wellenleiter und/oder der zweite Wellenleiter im Anschluss an das erste Signaltor bzw. im Anschluss an das zweite Signaltor derart um insbesondere 90° gebogenen sind/ist, dass der Reflektor in etwa im Fokus der Biegungen/Biegung positioniert ist. Hierbei bietet es sich insbesondere an, wenn die Form der Biegung bzw. der Biegungen zur Fokussierung an einen parabolischen Verlauf approximiert ist. Hierdurch kann die Reflektor-Fläche wiederum verkleinert werden. Durch die Reduktion der Reflektoren wird außerdem der Zugang zu dem Proberaum für das zu messende Medium zwischen den Wellenleitern vereinfacht.
Die Ausbildung des Hochfrequenz-Signals wird begünstigt, wenn der erste Wellenleiter und der zweite Wellenleiter derart dimensioniert sind und die Signaltore in einem derart definierten Abstand zueinander angeordnet sind, dass die Signal-Pfadlänge des Hochfrequenz-Signals zwischen den zwei Endbereichen in etwa der Hälfte derjenigen Wellenlänge in Luft bzw. Vakuum entspricht, die zur oberen Grenzfrequenz des Frequenz-Bandes korrespondiert, oder einem ganzzahligen Vielfachen dieser Wellenlänge, wie etwa das Zwei- oder Dreifache.
In diesem Zusammenhang ist es außerdem günstig, wenn das Einkoppel-Element maximal in einer Distanz, die in etwa fünf Viertel derjenigen Wellenlänge in Luft bzw. Vakuum entspricht, die zur oberen Grenzfrequenz des Frequenz-Bandes korrespondiert, zum ersten Endbereich angeordnet ist, bzw. wenn das Auskoppel-Element maximal in einer derartigen Distanz zum zweiten Endbereich angeordnet ist, die fünf Viertel derjenigen Wellenlänge in Luft bzw. Vakuum entspricht, die zur oberen Grenzfrequenz des Frequenz-Bandes korrespondiert. Hierdurch kann die Empfindlichkeit der DK- Messung erhöht werden. Im Rahmen der Erfindung ist es nicht vorgeschrieben, wie die Wellenleiter auszulegen sind. Beispielsweise können der erste Wellenleiter und/oder der zweite Wellenleiter als Hohlleiter ausgelegt werden. Hierbei ist es im Rahmen der Erfindung prinzipiell nicht fest vorgeschrieben, ob die Wellenleiter beispielsweise einen kreisrunden oder einen rechteckigen Querschnitt aufweisen. Ein rechteckiger Querschnitt ist jedoch insofern vorteilhaft, als dass der Wellenleiter einfacher herstellbar ist, und als dass die Mode, in der das Hochfrequenz-Signal in den Wellenleitern propagiert, individueller eingestellt werden kann. Vorteilhaft ist in diesem Zusammenhang die Auslegung auf die H10-Mode. Sofern der Wellenleiter als Hohlleiter ausgelegt ist, kann dieser zudem anstelle von Luft oder Vakuum mit einer dielektrischen Keramik-, Glass- oder Kunststoff-Füllung, insbesondere HDPE, PP oder PTFE, gefüllt werden. Dies bietet einerseits den Vorteil, dass die Wellenleiter insgesamt kompakter dimensioniert werden kann. Zusätzlich müssen in diesem Fall die Signaltore, die ein Eindringen des Mediums in die Wellenleiter verhindern, nicht separat realisiert werden. Vielmehr werden sie in diesem Fall direkt durch die abschließende Kunststoff-Füllung gebildet. Für den Fall, dass der Hohlleiter nicht komplett mit einem Kunststoff verfüllt ist, ist es wiederum denkbar, die Signaltore aus einem der oben genannten Kunststoffe oder aus einem Glass zu fertigen.
Sofern das elektrische Hochfrequenz-Signal innerhalb eines Frequenzbandes von 1 GHz bis 10 GHz, insbesondere innerhalb von 2 GHz bis 6 GHz erzeugt wird bzw. die Wellenleiter und das Einkoppel-Element sowie das Auskoppel-Element hierauf abgestimmt sind, kann die Signalerzeugungs-Einheit als Netzwerk-Analysator-Chip realisiert werden.
Analog zum erfindungsgemäßen Messgerät wird die Aufgabe, die der Erfindung zugrunde liegt, durch ein Verfahren zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes mittels des Messgerätes nach einer der zuvor beschriebenen Ausführungsvarianten gelöst. Folgende Verfahrensschritte umfasst dieses Verfahren:
Erzeugung eines elektrischen Hochfrequenz-Signals mittels der Signalerzeugungs-Einheit, - Einkoppeln des Hochfrequenz-Signals über das Einkoppel-Element in den ersten
Wellenleiter,
Auskoppeln des Hochfrequenz-Signals aus dem zweiten Wellenleiter mittels des Auskoppel-Elements nach Durchgang durch das Medium,
Aufnahme des frequenz-abhängigen Reflexionsanteils und des frequenz- abhängigen Transmissionsanteils des eingekoppelten Hochfrequenz-Signals,
Ermittlung eines frequenz-abhängigen Reflexions-Minimums und der korrespondierenden Frequenz des Hochfrequenz-Signals, und/oder Ermittlung eines frequenz-abhängigen Transmissions-Maximums und der korrespondierenden Frequenz des Hochfrequenz-Signals, - Bestimmung des Realteils des Dielektrizitätswertes anhand der Frequenz des
Reflexions-Minimums oder anhand der Frequenz des Transmissions-Maximums, und/oder
Bestimmung des Imaginärteils des Dielektrizitätswertes anhand des Transmissionsanteils bei der Frequenz des Reflexions-Minimums oder bei der Frequenz des Transmissions-Maximums.
Somit kann anhand des Imaginärteils und anhand des Realteils der betragsmäßige Dielektrizitätswert ermittelt werden gemäß:
In einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrenskann zusätzlich eine Phasenverschiebung des Hochfrequenz-Signals zwischen dem Einkoppel-Element und dem Auskoppel-Element ermittelt werden. Die Messung der Phasenverschiebung stellt eine weitere Möglichkeit dar zur Bestimmung des Realteils des Dielektrizitätswertes des Mediums.
Eine zusätzliche Erweiterung des erfindungsgemäßen Verfahrens kann erreicht werden, indem anhand des Reflexionsminimums eine Güte des Messgerätes ermittelt wird, insbesondere anhand des Reflexionsanteils am Ort des Reflexions-Minimums, anhand einer Breite und/oder anhand einer Flankensteilheit des Reflexionsminimums. Anhand der Güte kann wiederum auf den Betriebszustand des Messgerätes rückgeschlossen werden. Eine verringerte Güte kann beispielsweise ein Indiz für Ansatz-Bildung zwischen den Wellenleitern oder das Versagen elektronischer Bauteile des Feldgerätes darstellen. Durch einer über die Messzyklen aufgezeichneten Güte kann zudem eine Prädiktion getroffen werden, wann die Güte einen vordefinierten Mindestwert unterschreiten wird, so dass darauf basierend frühzeitig eine Wartung des Messgerätes eingeleitet werden kann. Bekannt ist dieses Vorgehen auch unter dem Begriff „Predictive Mainienance“ .
Anhand der nachfolgenden Figuren wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 : Ein erfindungsgemäßes Messgerät zur Dielektrizitätswert-Messung eines Mediums in einem Behälter,
Fig. 2: eine Detailansicht des Messgerätes,
Fig. 3: eine Detailansicht eines Einkoppel-Elementes bzw. Auskoppel-Elementes im Messgerät, und
Fig. 4: einen Graphen des frequenz-abhängigen Transmissionsanteils und des frequenz abhängigen Reflexionsanteils im Messgerät.
Zum allgemeinen Verständnis des erfindungsgemäßen Dielektrizitätswert-Messgerätes 1 ist in Fig. 1 eine schematische Anordnung des Messgerätes 1 an einem Behälter 3 mit einem Medium 2 gezeigt: Zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes DK des Mediums 2 ist das Messgerät 1 seitlich an einem Anschluss des Behälters 2, bspw. einem Flanschanschluss angeordnet. Hierzu ist das Messgerät 1 in etwa formschlüssig zur Behälter-Innenwand angebracht, wobei zwei Wellenleiter 11 , 12 des Messgerätes 1 teilweise in den Behälter 3 überstehen, so dass Medium 2 zwischen die Wellenleiter 11 ,
12 eindringen kann. Bei dem Medium 2 kann es sich um Flüssigkeiten wie Getränke, Lacke, Zement oder Treibstoffe, wie Flüssiggase oder Mineralöle handeln. Denkbar ist jedoch auch die Verwendung des Messgerätes 1 bei Schüttgut-förmigen Medien 2, wie bspw. Getreide.
Das Messgerät 1 kann mit einer übergeordneten Einheit 4, zum Beispiel einem Prozessleitsystem, verbunden sein. Als Schnittstelle kann etwa „PROFIBUS“, „HART“, „Wireless HART“ oder „Ethernet“ implementiert sein. Hierüber kann der Dielektrizitätswert DK als Betrag, oder komplexwertig mit Realteil und Imaginärteil übermittelt werden. Es können aber auch anderweitige Informationen über den allgemeinen Betriebszustand des Messgerätes 1 kommuniziert werden.
Im Detail ist der strukturelle Aufbau des erfindungsgemäßen Messgerätes 1 in Fig. 2 dargestellt: Grundlegend basiert das Messgerät 1 auf zwei Wellenleitern 11 , 12, die an einem ihrer Enden jeweils ein Signaltor 113, 122 umfassen. Dabei sind die Wellenleiter 11 , 12 so angeordnet, dass sich die zwei Signaltore 113, 122 in einem definierten Abstand d gegenüberliegen. Zwischen den Signaltoren 113, 122 wird somit der Probenraum für das Medium 2 gebildet, dessen Dielektrizitätswert DK zu bestimmen ist.
Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsvariante sind die Wellenleiter 11 , 12 als Hohlleiter mit rechteckigem Querschnitt ausgelegt. Hierbei wird in den ersten Wellenleiter 11 seitlich über ein Einkoppel-Element 111 ein Hochfrequenz-Signal SHF eingekoppelt. Die Signaltore 113, 122 sind für das Hochfrequenz-Signal SHF transparent ausgelegt. Zudem sind die zwei Wellenleiter 11 , 12 über einen elektrisch leitfähigen Reflektor 13 elektrisch miteinander kontaktiert. Sofern die Hohlleiter 11 , 12 mit einer Kunststoff-Füllung, insbesondere HDPE, PP oder PTFE, gefüllt sind, brauchen die Signaltore 113, 122 in diesem Fall nicht mehr separat realisiert werden, da die Kunststoff-Füllungen ein Eindringen des Mediums 2 in die Wellenleiter 11 , 12 verhindern und gleichzeitig eine hinreichende Aus- bzw. Einkopplung des Hochfrequenz-Signals SHF gewährleisten. Durch die zuvor beschriebene Auslegung der zwei Wellenleiter 11 , 12 wird das
Hochfrequenz-Signal SHF erfindungsgemäß durch das erste Signaltor 113 des ersten Wellenleiters 11 in den Probenraum ausgekoppelt, im Anschluss durch das Medium 2 (in Fig. 2 nicht dargestellt) geführt und abschließend über das zweite Signaltor 122 in den zweiten Wellenleiter 12 eingekoppelt. Analog zum Einkoppel-Element 111 ist seitlich am zweiten Wellenleiter 12 ein Auskoppel-Element 123 angeordnet, über welches der transmittierte Anteil des Hochfrequenz-Signals SHF ausgekoppelt werden kann.
Bei dem in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel des Messgerätes 1 sind die zwei Wellenleiter 11 , 12 im Anschluss an das jeweilige Signaltor 113, 122 um 90° abgebogen. Dabei ist die Form der Biegungen derart einem parabolischen Verlauf angenähert, so dass der Reflektor 13 in etwa im Brennpunkt der Parabeln liegt. Somit kontaktiert der Reflektor 13 nicht nur die Wellenleiter 11 , 12 elektrisch miteinander. Durch die Reflektion des Hochfrequenz-Signals SHF wird außerdem die Transmission THF des Hochfrequenz- Signals SHF zwischen den Signaltoren 113, 122 erhöht. Wie in Fig. 2 angedeutet ist, liegt der Reflektor 13 in der dort gezeigten Ausführungsform in einer Ebene mit einer entsprechenden Wandung 14 des Messgerätes 1 , welche das Innere des Behälters 3 im eingebauten Zustand vom Behälter-Äußeren bzw. vom Inneren des Messgerätes 1 abtrennt. Am gegenüberliegenden Ende der Signaltore 113, 122 umfassen die Wellenleiter 11 , 12 jeweils einen Endbereich 112, 121 , der für das Hochfrequenz-Signal SHF reflektierend ausgelegt ist. Hierzu können die Endbereiche 111 , 121 analog zum Reflektor 13 beispielsweise als metallisierte Wandung ausgelegt sein. Zudem ist die Länge L der zwei Wellenleiter 11 , 12 (jeweils ausgehend vom Endbereich 112, 121 bis zum Signaltor 113, 122) in Summe plus der Abstand d zwischen den Signaltoren 113, 122 idealerweise entsprechend der Hälfte der Wellenlänge ÄHF des Hochfrequenz-Signals SHF auszulegen, beziehungsweise einen ganzzahligen Vielfachen hiervon (in diesem Zusammenhang ist es nicht notwendig, dass die zwei Wellenleiter 11 , 12 gleichlang sind). Hierdurch bildet sich das Hochfrequenz-Signal SHF zwischen den Endbereichen 112, 121 in Abhängigkeit der Frequenz fHF des Hochfrequenz-Signals SHF und in Abhängigkeit des
Dielektrizitätswertes DK des Mediums 2 als stehende Welle aus. Verstärkt wird dieser Effekt, wenn das Einkoppel-Element 111 und das Auskoppel-Element 123, wie in Fig. 2 dargestellt ist, möglichst nahe (optimalerweise in einer Distanz von maximal fünf Viertel der Wellenlänge ÄHF des Hochfrequenz-Signals SHF) am jeweiligen reflektierenden Endbereich 112, 121 angeordnet sind.
Damit das Einkoppel-Element 111 und das Auskoppel-Element 123 möglichst nahe am jeweiligen Endbereich angeordnet sind, können diese, wie in Fig. 3 dargestellt ist, im Gegensatz zu seitlicher Anordnung auch am Endbereich 112, 121 des jeweiligen Wellenleiters 11 , 12 angeordnet sein. In diesem Fall sind die Elemente 111 , 123 um 90° abgewinkelt ausgelegt, damit das Hochfrequenz-Signal SHF wiederum in Richtung des ersten Wellenleiters 11 ausgesendet wird, bzw. aus Richtung des zweiten Wellenleiters 12 empfangen wird. Unabhängig von der Anordnung des Einkoppel-Elementes 111 und des Auskoppel- Elementes 123 ist es vorteilhaft, wenn die Wellenleiter 11 , 12 und die Ein-/Auskoppel- Elemente 111 , 123 derart ausgelegt sind, dass die Wellenleiter 11 , 12 eine höhere Impedanz als das Einkoppel-Element 111 bzw. das Auskoppel-Element 123 aufweisen. Zweckmäßigerweise beträgt die Impedanz-Differenz hierbei mindestens 40 % bzw. 20 Ohm. Dabei können das Einkoppel-Element 111 und das Auskoppel-Element 123, wie in Fig. 2 und Fig. 3 dargestellt ist, jeweils als Stift ausgelegt werden, wobei deren Länge auf den Frequenzbereich fi - f2 des Hochfrequenz-Signals SHF abgestimmt ist. In Bezug zum Reflektor 13 ist es hierbei maßgeblich, die Stifte so auszurichten, dass das E-Feld des Hochfrequenz-Signals SHF entsprechend der H10-Mode orthogonal zur Oberfläche des Reflektors 13 verläuft, so wie es bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 2 der Fall ist.
Prinzipiell ist es alternativ jedoch auch denkbar, die Stifte 11 , 123 so anzuordnen bzw. die Wellenleiter 11 , 12 so auszulegen, dass das Hochfrequenz-Signal SHF beispielsweise in der TE31-Mode oder der H20-Mode propagiert. Durch den zuvor beschriebenen Aufbau des Messgerätes 1 wird erfindungsgemäß insgesamt bewirkt, dass der Absorptionsanteil AHF sowie der Reflexionsanteil RHF (und hiermit auch der Transmissionsanteil THF) des Hochfrequenz-Signals SHF zwischen dem Einkoppel-Element 111 und dem Auskoppel-Element 123 stark abhängig von der Frequenz fHF des Hochfrequenz-Signals SHF sind. Dabei gilt allgemein für die Leistung des am Einkoppel-Element 111 eingekoppelten Hochfrequenz-Signals SHF in Bezug zur transmittierten Leistung am Auskoppel-Element 123:
THF + AHF + RHF = 0 dB bzw. 100%
Ersichtlich wird die Frequenz-abhängige Transmission/Reflektion des Hochfrequenz- Signals SHF anhand des Graphen, der in Fig. 4 gezeigt ist: Dort ist der Transmissionsanteil THF sowie der Reflexionsanteil RHF des Hochfrequenz-Signals SHF zwischen dem Einkoppel-Element 111 und dem Auskoppel-Element 123 in Abhängigkeit der Frequenz fHF dargestellt. Dabei erstreckt sich das Frequenzband h - ff des Hochfrequenz-Signals
SHF im konkreten Fall zwischen 2 GHz und 6 GHz. Durch den Graphen wird deutlich, dass das Medium 2 insbesondere beim Reflexionsanteil RHF ein Reflexions-Minimum hervorruft, wobei die Frequenz i des Reflexionsminimums proportional zum Realteil des Dielektrizitätswertes DK des Mediums 2 ist. Somit kann eine entsprechend ausgelegte Signalauswertungs-Einheit nach Erfassung des frequenzabhängigen Reflexionsanteils
RHF das Reflexions-Minimum erfassen und anhand der korrespondierenden Frequenz i wiederum den Realteil ReDK des Dielektrizitätswertes DK des Mediums 2 berechnen. Den Imaginärteil IrriDKkann die Signalauswertungs-Einheit wiederum anhand des Transmissionsanteils THF bei der Frequenz i des Reflexions-Minimums bestimmen.
Somit kann anhand von der Dielektrizitätswert DK des Mediums 2 betragsmäßig berechnet werden. Alternativ zu einer Bestimmung des Dielektrizitätswertes DK anhand des Reflexions-Minimums ist es ebenso möglich, das zum Reflexions-Minimum korrespondierende, globale Transmissions-Maximum zu ermitteln, wie in dem Graphen in Fig. 4 erkennbar ist. In diesem Fall kann die Signalauswertungs-Einheit den Realteil ReDK des Dielektrizitätswertes DK des Mediums 2 anhand der Frequenz des Transmissions- Maximums ermitteln. Der Imaginärteil IrriDK kann wiederum anhand des
Transmissionsanteils THF bei der Frequenz des Transmissions-Maximums bestimmt werden. Zur Aufnahme des Transmissionsanteils THF und des Reflexionsanteils RHF sowie zur Ermittlung von IrriDK, ReDK und DK kann die Signalauswertungs-Einheit beispielsweise auf einem Netzwerkanalysator-Chip basieren, der entsprechend mit dem Auskoppel-Element 123 und dem Einkoppel-Element 111 verbunden ist.
Die Erzeugung des Hochfrequenz-Signals SHF am Einkoppel-Element 111 kann mittels einer entsprechenden Signalerzeugungs-Einheit erfolgen. Hierzu kann die Signalerzeugungs-Einheit beispielweise auf einem spannungsgesteuerten Oszillator (im Englischen auch bekannt als „Voltage Controlled Oscillator “) basieren, dessen Frequenz fiHF mittels eines Phasenregelkreises („Phase Locked Loop“) so gesteuert wird, dass die Signalerzeugungs-Einheit das Hochfrequenz-Signal SHF innerhalb des gewünschten Frequenzbandes fi - h beispielsweise mit sägezahnförmiger Frequenz-Änderung erzeugt. Auch diese Funktion kann je nach Auslegung des etwaigen Netzwerkanalysator- Chips von diesem übernommen werden.
Bezugszeichenliste
1 Messgerät
2 Medium
3 Behälter
4 Übergeordnete Einheit
11 Erster Wellenleiter
12 Zweiter Wellenleiter
13 Reflektor
14 Wandung
111 Einkoppel-Element
112 Erster Endbereich
113 Erstes Signaltor
121 Zweiter Endbereich
122 Zweites Signaltor
123 Auskoppel-Element
DK Dielektrizitätswert fiHF Frequenz
IrriDK Imaginärteil des Dielektrizitätswertes ReDK Realteil des Dielektrizitätswertes RHF Reflexionsanteil
SHF Hochfrequenz-Signal
THF Transmissionsanteil
ÄHF Wellenlänge

Claims

Patentansprüche
1 . Messgerät zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes (DK) eines Mediums (2), umfassend:
Eine Signalerzeugungs-Einheit, die ausgelegt ist, ein elektrisches Hochfrequenz- Signal (SHF) mit einer innerhalb eines Frequenzbandes (fi - f2) variierenden Frequenz zu erzeugen, einen ersten Wellenleiter (11), mit o einem Einkoppel-Element (111), das ausgelegt ist, das erzeugte
Hochfrequenz-Signal (SHF) in den ersten Wellenleiter (11) einzukoppeln, und o einem ersten Endbereich (112), der für das Hochfrequenz-Signal reflektierend (SHF) ausgelegt ist, o einem dem ersten Endbereich (112) gegenüberliegend angeordneten ersten Signaltor (113), über welches das Hochfrequenz-Signal (SHF) in das Medium (2) auskoppelbar ist, einen zweiten Wellenleiter (12), mit o einem zweiten Endbereich (121), der für das Hochfrequenz-Signal (SHF) reflektierend ausgelegt ist, o einem dem zweiten Endbereich (121) gegenüberliegend angeordneten zweiten Signaltor (122), wobei das zweite Signaltor (122) derart ausgelegt und dem ersten Signaltor (113) gegenüberliegend angeordnet ist, dass das Hochfrequenz-Signal (SHF) nach Durchgang durch das Medium (2) über das zweite Signaltor (122) in den zweiten Wellenleiter (12) einkoppelbar ist, und o einem Auskoppel-Element (123), das ausgelegt ist, das Hochfrequenz- Signal (SHF) aus dem zweiten Wellenleiter (12) auszukoppeln, eine elektrisch leitfähige Anordnung (13), welche die zwei Wellenleiter (11 , 12) elektrisch miteinander kontaktiert, und eine zumindest an das Auskoppel-Element (123) angeschlossene Signalauswertungs-Einheit, die ausgelegt ist, o um innerhalb des Frequenzbandes (fi - f2) den frequenz-abhängigen Reflexionsanteil (RHF) des in den ersten Wellenleiter (1 1) eingekoppelten Hochfrequenz-Signals (SHF) und/oder den frequenz-abhängigen Transmissionsanteil (THF) des in den ersten Wellenleiter (1 1) eingekoppelten Hochfrequenz-Signals (SHF) aufzunehmen, o um anhand des Reflexionsanteils (RHF) ein frequenz-abhängiges Reflexions-Minimum und die korrespondierende Frequenz (fmin) zu ermitteln, und/oder anhand des Transmissionsanteils (THF) ein frequenz- abhängiges Transmissions-Maximum und die korrespondierende Frequenz zu ermitteln, o um anhand der Frequenz ( i) des Reflexions-Minimums oder anhand der Frequenz des Transmissions-Maximums den Realteil (ReDK) des Dielektrizitätswertes (DK) zu bestimmen, und/oder o um anhand des Transmissionsanteils (THF) bei der Frequenz (fmin) des Reflexions-Minimums den Imaginärteil (IGTIOK) des Dielektrizitätswertes (DK) zu bestimmen, und/oder o um anhand des Imaginärteils (IGTIOK) und des Realteils (ReDK) den Dielektrizitätswert (DK) betragsmäßig zu bestimmen.
2. Messgerät nach Anspruch 1 , wobei der erste Wellenleiter (11) und das Einkoppel- Element (111) derart ausgelegt sind, dass der erste Wellenleiter (11) eine höhere Impedanz als das Einkoppel-Element (111) aufweist, und/oder wobei der zweite Wellenleiter (12) und das Auskoppel-Element (123) derart ausgelegt sind, dass der zweite Wellenleiter (12) eine höhere Impedanz als das Auskoppel-Element (123) aufweist.
3. Messgerät nach Anspruch 2, wobei der erste Wellenleiter (11 ) und das Einkoppel- Element (111) derart ausgelegt sind, dass der erste Wellenleiter (11) eine um zumindest
40 %, insbesondere zumindest 20 Ohm höhere Impedanz als das Einkoppel-Element (111) aufweist, bzw. wobei der zweite Wellenleiter (12) und das Auskoppel-Element (123) derart ausgelegt sind, dass der zweite Wellenleiter (12) eine um zumindest 40 %, insbesondere eine um zumindest 20 Ohm höhere Impedanz als das Auskoppel-Element (123) aufweist.
4. Messgerät nach Anspruch 1 , 2 oder 3, wobei die elektrisch leitfähige Anordnung (13) derart als Reflektor für das Hochfrequenz-Signal (SHF) zwischen den zwei Signaltoren (113, 122) ausgelegt ist, um die Kopplungs-Intensität des Hochfrequenz-Signals (SHF) zwischen den Signaltoren (113, 122) zu erhöhen.
5. Messgerät nach Anspruch 4, wobei der erste Wellenleiter (11) und/oder der zweite Wellenleiter (12) im Anschluss an das erste Signaltor (113) bzw. im Anschluss an das zweite Signaltor (122) derart um insbesondere 90° gebogenen sind/ist, dass der Reflektor (13) in etwa im Fokus der Biegungen/Biegung positioniert ist.
6. Messgerät nach Anspruch 5, wobei die Form der Biegung bzw. der Biegungen zur Fokussierung an einen parabolischen Verlauf approximiert ist.
7. Messgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Wellenleiter (11) und der zweite Wellenleiter (12) derart dimensioniert sind und die Signaltore (113, 122) in einem derart definierten Abstand (d) zueinander angeordnet sind, dass die Signal- Pfadlänge des Hochfrequenz-Signals (SHF) zwischen den zwei Endbereichen (112, 121) in etwa der Hälfte derjenigen Wellenlänge (ÄHF) in Luft bzw. Vakuum entspricht, die zur oberen Grenzfrequenz (f2) des Frequenz-Bandes (fi - f2) korrespondiert, oder einem ganzzahligen Vielfachen dieser Wellenlänge (ÄHF), insbesondere dem Zweifachen oder Dreifachen.
8. Messgerät nach Anspruch 7, wobei das Einkoppel-Element (111) maximal in einer Distanz, die in etwa fünf Viertel derjenigen Wellenlänge (ÄHF) in Luft bzw. Vakuum entspricht, die zur oberen Grenzfrequenz (f2) des Frequenz-Bandes (fi - f2) korrespondiert, zum ersten Endbereich (112) angeordnet ist, und/oder wobei das Auskoppel-Element (123) maximal in einer derartigen Distanz zum zweiten Endbereich (121) angeordnet ist, die fünf Viertel derjenigen Wellenlänge (ÄHF) in Luft bzw. Vakuum entspricht, die zur oberen Grenzfrequenz (f2) des Frequenz-Bandes (fi - f2) korrespondiert.
9. Messgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Wellenleiter (11) und/oder der zweite Wellenleiter (12) als Hohlleiter ausgelegt sind/ist.
10. Messgerät nach Anspruch 9, wobei der Hohlleiter mit einer Kunststoff-Füllung, insbesondere HDPE, PP oder PTFE, gefüllt ist.
11 . Messgerät nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Signalerzeugungs-Einheit ausgelegt ist, das elektrische Hochfrequenz-Signal (SHF) innerhalb eines Frequenzbandes (fi - f2) von 1 GHz bis 10 GHz, insbesondere innerhalb von 2 GHz bis 6 GHz zu erzeugen.
12. Messgerät nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Signalauswertungs-Einheit einen Netzwerk-Analysator-Chip zur Bestimmung des frequenz-abhängigen Reflexionsanteils (RHF) und/oder des frequenz-abhängigen Transmissionsanteils (THF) umfasst, und/oder wobei der Netzwerk-Analysator-Chip als Signalerzeugungs-Einheit das elektrische Hochfrequenz-Signal (SHF) erzeugt.
13. Verfahren zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes (DK) mittels des Messgerätes (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, folgende Verfahrensschritte umfassend:
Erzeugung eines elektrischen Hochfrequenz-Signals (SHF) mittels der Signalerzeugungs-Einheit, Einkoppeln des Hochfrequenz-Signals (SHF) über das Einkoppel-Element (1 1 1 ) in den ersten Wellenleiter (11),
Auskoppeln des Hochfrequenz-Signals (SHF) aus dem zweiten Wellenleiter (12) mittels des Auskoppel-Elements (123) nach Durchgang durch das Medium (2), Aufnahme des frequenz-abhängigen Reflexionsanteils (RHF) und des frequenz abhängigen Transmissionsanteils (THF) des eingekoppelten Hochfrequenz-Signals (SHF),
Ermittlung eines frequenz-abhängigen Reflexions-Minimums und der korrespondierenden Frequenz (fmin) des Hochfrequenz-Signals (SHF), und/oder Ermittlung eines frequenz-abhängigen Transmissions-Maximums und der korrespondierenden Frequenz des Hochfrequenz-Signals (SHF),
Bestimmung des Realteils (ReDK) des Dielektrizitätswertes (DK) anhand der Frequenz (fmin) des Reflexions-Minimums oder anhand der Frequenz des Transmissions-Maximums, und/oder
Bestimmung des Imaginärteils (IGTIOK) des Dielektrizitätswertes (DK) anhand des Transmissionsanteils (THF) bei der Frequenz (fmin) des Reflexions-Minimums oder bei der Frequenz des Transmissions-Maximums.
14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei anhand des Imaginärteils (IGTIOK) und anhand des Realteils (ReDK) der betragsmäßige Dielektrizitätswert (DK) ermittelt wird.
15. Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, wobei eine Phasenverschiebung des Hochfrequenz-Signals (SHF) zwischen dem Einkoppel-Element (111) und dem Auskoppel- Element (123) ermittelt wird.
16. Verfahren nach Anspruch 13 bis 15, wobei anhand des Reflexionsminimums eine Güte des Messgerätes (1) ermittelt wird, insbesondere anhand des Reflexionsanteils (RHF) am Ort des Reflexions-Minimums, anhand einer Breite und/oder anhand einer Flankensteilheit des Reflexionsminimums.
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