EP3891896A1 - Procédé de traitement d'un flux de données dans un dispositif récepteur - Google Patents

Procédé de traitement d'un flux de données dans un dispositif récepteur

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Publication number
EP3891896A1
EP3891896A1 EP19839349.8A EP19839349A EP3891896A1 EP 3891896 A1 EP3891896 A1 EP 3891896A1 EP 19839349 A EP19839349 A EP 19839349A EP 3891896 A1 EP3891896 A1 EP 3891896A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
coding
signal
symbols
transmission channel
received
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP19839349.8A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Valérian MANNONI
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Davey Bickford SAS
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Davey Bickford SAS
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Commissariat a lEnergie Atomique CEA, Davey Bickford SAS, Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA filed Critical Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Publication of EP3891896A1 publication Critical patent/EP3891896A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
    • H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
    • H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
    • H04L25/4904—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using self-synchronising codes, e.g. split-phase codes
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F42—AMMUNITION; BLASTING
    • F42D—BLASTING
    • F42D1/00—Blasting methods or apparatus, e.g. loading or tamping
    • F42D1/04—Arrangements for ignition
    • F42D1/045—Arrangements for electric ignition
    • F42D1/05—Electric circuits for blasting
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M5/00—Conversion of the form of the representation of individual digits
    • H03M5/02—Conversion to or from representation by pulses
    • H03M5/04—Conversion to or from representation by pulses the pulses having two levels
    • H03M5/06—Code representation, e.g. transition, for a given bit cell depending only on the information in that bit cell
    • H03M5/12—Biphase level code, e.g. split phase code, Manchester code; Biphase space or mark code, e.g. double frequency code
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0046—Code rate detection or code type detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0059—Convolutional codes
    • H04L1/006—Trellis-coded modulation

Definitions

  • TITLE Method for processing a data stream in a receiving device
  • the present invention relates to a method for processing a data stream in a receiving device.
  • the data stream is coded by coding using a predefined group of symbols to code a unit of information, such as two-phase coding or Manchester-type coding.
  • the invention also relates to a receiving device implementing the processing method according to the invention.
  • the invention finds its application in particular in any communication system using Manchester type coding / decoding.
  • the invention finds its application in the pyrotechnic field, in communications between one or more detonators and a control console, these communications being able to be of wired or wireless type.
  • the electronic detonators and the control console communicate with each other, for example to exchange commands or messages relating to the programming, the diagnosis, and the firing of the electronic detonators.
  • a type of coding often used by electronic detonators for the transmission of messages to the control console is two-phase or Manchester type coding.
  • Manchester type coding / decoding is understood to be Manchester / Manchester type differential coding / decoding.
  • Manchester type coding uses two symbols to code a bit or unit of information. In particular, it uses two different consecutive symbols, which can be two symbols with opposite polarities (+1 or -1 for example). For example, a first pair of symbols “-1, +1" is used to code a "1" and a second pair of symbols "+1, -1" is used to code a "0".
  • Each symbol can represent a voltage level, a transition between a low voltage level and a high voltage level representing a "1" and a transition between a high voltage level and a low voltage level representing a "0".
  • the signal representative of a coded data stream received by a transmitting device is thus formed by a sequence of symbols, each pair of symbols in the sequence representing a unit of information.
  • an equalization is implemented in the receiver, before decoding, on the signal received in the decoder device.
  • One type of equalization consists in reconstructing the flow of coded data received in the sense of maximum likelihood, that is to say by exploiting the interdependence of the data received and by maximizing likelihood.
  • This type of equalization presents optimal performances but the complexity of implementation for data coded according to a coding using a predefined group of symbols such as the Manchester coding, is high.
  • a trellis representing or modeling the transmission channel.
  • a trellis comprises a set of nodes representing possible states of the signal transmitted via the transmission channel, the nodes being connected by branches or paths representing the possible transitions from one state to another. Each node has two inbound paths and two outbound paths.
  • the equalized symbols are decoded in order to obtain information units or information bits. Decoding is thus carried out on a reconstructed data flow, the probabilities associated with each symbol being no longer available. There is thus a loss of information during decoding.
  • the object of the present invention is to propose a method for processing a data stream in a receiving device making it possible to improve the performance of the reconstruction of the information received while reducing the complexity of the processing.
  • the invention relates, according to a first aspect, to a method of processing, in a receiving device, a signal representative of a stream of coded data from a train of information units according to a coding using a predefined group of symbols to code each train information unit, the method comprising:
  • a combined equalization and decoding step applied to said received signal, using a trellis representing the transmission channel and the coding used, the trellis comprising a number of nodes representing states of the transmission channel, said states of the transmission channel taking into account said coding used.
  • both equalization and decoding steps are carried out by means of the trellis, this trellis representing the communication channel and the coding used for the transmission of the signal.
  • the likelihoods (or probabilities) associated with each symbol so as to be able to recombine successive symbols forming a group of symbols possible according to the coding used, or group of symbols which can code, according to the coding used, a unit or bit of information.
  • the gain in efficiency and performance is obtained without making the processing more complex since only the possible states of the signal according to the coding used are taken into account in the trellis representing the communication channel.
  • the nodes of the trellis represent possible states of the received signal.
  • the signal is formed by a sequence of symbols comprising predefined groups of symbols, each predefined group of symbols coding a bit or unit of information.
  • the trellis nodes or channel states corresponding only to the possible states according to the coding used the number of possible signal states is reduced compared to a trellis representing a communication channel of the same length and used for equalization in which the coding used is not taken into account.
  • the train of information units is coded in two-phase coding to form the coded data stream.
  • the predefined group of symbols comprises two different symbols of opposite polarity, each bit or unit of information being coded by two symbols.
  • the symbols represent for example a voltage level with opposite polarities respectively.
  • the number of nodes is for example equal to the number of possible states of the transmission channel according to the coding used.
  • M 2 for the Manchester coding where the symbols used are ⁇ -1; 1 ⁇ .
  • Nst 2L L / 2 J.
  • the number of nodes is therefore much lower and suddenly the complexity of the receiver is reduced.
  • the number of trellis nodes or possible signal states is a function of the length of the transmission channel and the number of symbols used when coding the train of information units.
  • the communication channel has a length L where L is an integer being greater than or equal to the unit.
  • L is an integer being greater than or equal to the unit.
  • the communication channel has a length (L) of four.
  • the number of symbols used is two.
  • the structure of the two-phase coding provides that the symbols are transmitted by pairs of symbols of opposite polarity.
  • the possible predefined groups are formed by the sequence of symbols -1, +1 or the sequence of symbols +1, -1.
  • the communication channel has a length L of four
  • the number of possible states of the communication channel or the number of nodes of the trellis is four.
  • the number of states of the communication channel is 4, whereas it would be 16 when processing methods of the prior art are implemented artwork.
  • the equalization step implements the Viterbi algorithm.
  • the equalization step includes a step of determining a cumulative metric at each node of the trellis.
  • the equalization step comprises a step of association of an initial metric corresponding to each node of the trellis at an instant of time, the metrics representing the likelihood of the predefined groups of symbols received with respect to the predefined groups of symbols possible depending on the coding used.
  • This association of an initial metric allows the association of the initial metrics with each possible channel state according to the coding used.
  • the initial state of the communication channel is defined by the symbol sequence [-1 -1 -1 -1], this state not containing predefined groups of possible symbols according to the two-phase coding.
  • association thus makes it possible to associate metrics with each of the possible states according to the two-phase coding, these states being respectively formed by the following symbol sequences: [-1 +1 -1 +1], [-1 +1 + 1 -1], [+1 -1 -1 +1] and [+1 -1 +1 -1 -1]
  • the present invention relates, according to a second aspect, to a receiving device comprising:
  • the present invention relates, according to a third aspect, to a control unit configured to establish communications with electronic detonators, the control unit comprising a receiver device according to the invention implementing the method for processing a signal representative of a coded data stream according to the invention.
  • the present invention relates according to a fourth aspect a system for firing at least one electronic detonator comprising at least one control unit according to the invention and at least one electronic detonator connected to said control unit.
  • said at least one electronic detonator and the control unit can be connected via wired or wireless communication means.
  • the receiving device, the control unit and the firing system of at least one electronic detonator have characteristics and advantages similar to those described above in relation to the treatment method.
  • FIG. 1 is a diagram showing a transmitter and a receiver implementing the processing method according to the invention
  • FIG. 2 illustrates a diagram representing steps of the processing method according to one embodiment
  • FIG. 3 shows an example of a signal representing a data stream coded according to the two-phase coding
  • FIG. 4 shows an example of a trellis used during the implementation of the treatment method according to one embodiment.
  • FIG. 1 illustrates an electronic detonator 1 and a control unit or control console 2.
  • the electronic detonator 1 is a transmitting device transmitting messages or commands to the control console 2 which constitutes a receiving device.
  • the processing method in accordance with the invention is implemented in the receiving device 2. Steps of the method are illustrated in FIG. 2.
  • the treatment method according to the invention will be described with reference to a firing system comprising at least one electronic detonator 1 and a control console 2.
  • the treatment method can be implemented by any other device receiver implementing a decoding using a group of symbols, such as two-phase coding or Manchester type coding.
  • the coding used to form the coded data stream is two-phase or Manchester coding.
  • the group of symbols encoding an information bit has two symbols.
  • the electronic detonator 1 and the control console 2 communicate with each other through a transmission channel or communication channel 3.
  • the communication channel 3 can be of the wired type, the communications being governed for example according to Ethernet standards such as 10Base-T, 10Base5 or 10Base-2.
  • the communication channel 3 can also be of the wireless type, the transmitting device and the receiving device being for example connected according to a short distance radio link.
  • the electronic detonator 1 or transmitting device comprises a cyclic redundancy check module or CRC (“Cyclic Redundancy Check”) 10.
  • This CRC module 10 adds (for example by concatenation) to the train of units d information or bit stream to be sent to the receiving device 2, control codes or CRC codes making it possible to be able to check on reception the integrity of the bit bit received in the receiving device 2
  • the electronic detonator 1 further comprises a synchronization module 11, a coding module 12 and a modulation module 13.
  • the bit stream to be transmitted is processed sequentially by the modules mentioned above to form a lemis signal representing a stream of data coded according to a coding such as Manchester type coding.
  • the synchronization module 11 adds a synchronization preamble to the binary train to be transmitted in order to be able to correctly reconstruct the binary train in the receiving device 2.
  • the coding module 12 codes the bit stream leaving the synchronization module 11 according to a given coding.
  • a widely used coding is Manchester coding. This coding, well known to those skilled in the art, will be described with reference to FIG. 3.
  • this module implements a load modulation.
  • This type of modulation varies, for example, a resistive load in an electronic circuit so as to generate, or not, a current on the line connecting the electronic detonator and the control console so as to generate the signal lemis to be emitted.
  • control console 2 comprises means for receiving the signals (not shown), a sampling module 20 and a synchronization module 21 known to those skilled in the art.
  • FIG. 2 illustrates a diagram representing steps of the processing method implemented by the control console 2.
  • the received signal I received is sampled at a sampling step E1 and synchronized with a synchronization step E2.
  • the received signal Ireece once sampled and synchronized, is sent to an equalization module 22.
  • the equalization module 22 implements, in a combined manner, in an equalization step E3, the equalization and the decoding of the signal received Received to obtain the bit stream in the decoded data stream without interference between symbols.
  • a cyclic redundancy control module 23 checks the coded word to ensure the integrity of the data received.
  • the receiving device 2 further comprises means 24 for estimating the communication channel 3 configured to obtain the impulse response from the communication channel 3 through which the signal is transmitted. This impulse response is used when equalizing the received signal. Note that the channel E10 estimate is implemented prior to E3 equalization.
  • one type of coding used by the coding module 12 in the transmitting device 1 is Manchester coding.
  • This type of coding is widely used because it is simple to implement and signals thus coded are resistant to loss of synchronization and to interference.
  • FIG. 3 illustrates a signal 40 representing a data stream coded according to the Manchester coding.
  • FIG. 3 also represents a clock signal 42 allowing synchronization between the sending device 1 and the receiving device 2.
  • Manchester type coding or two-phase coding is synchronous type coding, that is to say that, in addition to the data to be transmitted via a communication channel 3, the signals generated contain a synchronization clock signal which is necessary for decoding data on reception.
  • the coding module 12 of the transmitting device 1 generates a signal representative of a coded data stream 40 from a train of information units or binary train 41.
  • the coding of the units or bits of information is implemented by a signal transition.
  • the coding of a "1" is implemented by a transition of the signal from a high level to a low level, and the coding of a "0" by a transition from a low level to a high level.
  • the coding module 12 in the transmitting device 1 is configured so that when the information bit to be coded is a "1", the signal generated 40 comprises a high level followed by a low level, that is to say say that a transition descending is generated. When the information bit to be coded is a "0", the generated signal 40 comprises a low level followed by a high level, that is to say that an uplink transition is generated.
  • the start of the frame to be processed is obtained at the synchronization module 21, from the received coded data stream and addressed to the equalization module 22 in order to be used for decoding the received coded data stream .
  • the synchronization module 21 is also configured to estimate the clock rhythm or frequency used on the transmitter side and to implement a sampling of the signal at the estimated clock rhythm or frequency.
  • the equalization module 22 receives the impulse response from the communication channel 3 coming from the estimation means 24 of the communication channel, and the coded data stream sampled and synchronized, it implements the equalization and the decoding E3 of the coded data stream.
  • the equalization is implemented in the sense of maximum likelihood. This type of equalization is known to those skilled in the art and will not be described here. This type of equalization achieves optimal performance results.
  • the equalization can be implemented according to the Viterbi algorithm, also well known to those skilled in the art.
  • This algorithm has very good equalization performance but requires that the communication channel be estimated.
  • the communication channel is modeled by a finite impulse response filter.
  • the signal received at the receiving device 2 can be written as follows:
  • y (k) represents the k-th sample of the received signal, s (k) being the k-th symbol emitted and b (k) the white Gaussian additive noise of zero mean and variance s 2 .
  • the impulse response of the channel being of length L, the signal has a memory of depth L
  • y (k) depends on the symbols s (k-L + 1), s (k-L + 2), ..., s (k) and the following sample, y (k + 1), depends on the symbols s (k-L + 2), s (k-L + 3), ..., s (k + 1).
  • These two symbol sequences contain L-1 common symbols and there are therefore only two possibilities to go from the first sequence to the second (the modulated symbols can only take two values, namely +1 or -1).
  • the Viterbi algorithm uses a trellis to implement the equalization of the data flow.
  • FIG. 4 represents an example of a trellis 100 which can be used by the equalization module 22 to implement the equalization step of the treatment method according to an embodiment of the present invention.
  • the equalization module 22 thus constructs a trellis 100 representing the communication channel 3.
  • the trellis represents the state of the channel representative of the coded data stream received at different times k.
  • the trellis 100 comprises a set of nodes 101, each node 101 representing a state of the channel at a given time.
  • a first node 1011 represents a first state
  • a second node 1012 represents a second state
  • a third node 1013 represents a third state
  • a fourth node 1014 represents a fourth state.
  • the communication channel 3 is considered to have a length L of 4.
  • each sample of the received signal is actually a combination of 4 consecutive samples of the transmitted signal.
  • the purpose of equalization is then to recombine this signal so as to distinguish each sample from the signal emitted.
  • the decoding is implemented once the signal has been equalized, the number of channel states represented by a trellis would be M L.
  • M is equal to 2 because 2 levels are used for coding, therefore the number of states is equal to 16.
  • the trellis incorporates Manchester coding in order to be able to jointly implement equalization and decoding.
  • the symbols are always transmitted in pairs and are in phase opposition. Thus, when a logical "0" is transmitted, the symbols [+1 -1] are transmitted and for a "1" the symbols [-1 +1] are transmitted. Thus for a state of the channel ⁇ 0 1 ⁇ the symbols [+1 - 1 -1 +1] are transmitted.
  • the number of channel states and therefore the number of trellis nodes is reduced.
  • the implementation complexity of the algorithm used for equalization such as the Viterbi algorithm, is reduced.
  • Each node 101 of the trellis has two incoming paths 102a and two associated outgoing paths 103a.
  • the incoming paths 102a and the outgoing paths 103a have been referenced for a single node 101.
  • the metric accumulated at each node 101 of the trellis is determined.
  • the metric of a state (node) corresponding to the information bit k depends on the cumulative metric of the state of the channel at the previous node, as well as the corresponding observation metric. This can be expressed using the following formula:
  • the path for which the cumulative metric D (k) is the lowest is the path selected. These operations are repeated over time for each state of the channel or node 101.
  • an initial metric is associated with each node of the trellis at an instant of time.
  • the initial state of the communication channel is defined by the symbol sequence [-1 -1 -1 -1].
  • This report does not contain predefined groups of symbols possible according to two-phase coding.
  • the initialization of the communication channel 3 can be implemented according to the following formulas:

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Abstract

Un procédé de traitement, dans un dispositif récepteur, d'un signal représentatif d'un flux de données codées à partir d'un train d'unités d'information selon un codage utilisant un groupe prédéfini de symboles pour coder chaque unité d'information du train, comporte : - une étape de réception (E0) dudit signal, ledit signal ayant été émis par un dispositif émetteur via un canal de transmission, ledit signal reçu comportant une séquence de symboles de longueur prédéfinie, et - une étape d'égalisation et de décodage combinés (E3) appliquée sur ledit signal reçu (Ireçu), utilisant un treillis (100) représentant le canal de transmission (3) et le codage utilisé, le treillis (100) comportant un nombre de nœuds (101) représentant des états du canal de transmission (104), lesdits états du canal de transmission (104) prenant en compte ledit codage utilisé.

Description

TITRE : Procédé de traitement d’un flux de données dans un dispositif récepteur
La présente invention concerne un procédé de traitement d’un flux de données dans un dispositif récepteur.
En particulier, le flux de données est codé par un codage utilisant un groupe prédéfini de symboles pour coder une unité d’information, tel qu’un codage biphasé ou codage de type Manchester.
L'invention concerne également un dispositif récepteur mettant en oeuvre le procédé de traitement conforme à l’invention.
L’invention trouve son application notamment dans tout système de communication utilisant un codage/décodage de type Manchester.
Par exemple, l’invention trouve son application dans le domaine pyrotechnique, dans les communications entre un ou plusieurs détonateurs et une console de commande, ces communications pouvant être de type filaire ou sans fil.
Les détonateurs électroniques et la console de commande communiquent entre eux, par exemple pour échanger des commandes ou messages relatifs à la programmation, au diagnostic, et à la mise à feu des détonateurs électroniques.
Lorsqu’un train binaire (ou train d’unités d’information), représentant la commande ou message, va être transmis sur un canal de transmission, il est, entre autre, codé pour former un flux de données codées, puis modulé pour former un signal. Ce signal représentant le flux de données codées est ensuite émis sur un canal de transmission puis reçu par un dispositif de réception.
Un type de codage souvent utilisé par les détonateurs électroniques pour la transmission de messages vers la console de commande est le codage biphasé ou de type Manchester. Par codage/décodage de type Manchester on entend des codages/décodages de type Manchester et Manchester différentiel.
Le codage de type Manchester utilise deux symboles pour coder un bit ou unité d’information. En particulier, il utilise deux symboles consécutifs différents, pouvant être deux symboles avec des polarités opposées (+1 ou -1 par exemple). Par exemple, un premier couple de symboles « -1 , +1 » est utilisé pour coder un « 1 » et un second couple de symboles « +1 , -1 » est utilisé pour coder un « 0 ».
Chaque symbole peut représenter un niveau de tension, une transition entre un niveau bas de tension et un niveau haut de tension représentant un « 1 » et une transition entre un niveau haut de tension et un niveau bas de tension représentant un « 0 ».
Le signal représentatif d’un flux de données codées reçu par un dispositif émetteur est ainsi formé par une séquence de symboles, chaque couple de symboles de la séquence représentant une unité d’information.
Lors des communications entre un dispositif émetteur et un dispositif récepteur, tels qu’un détonateur électronique et une console de commande respectivement, et notamment lorsque les débits de communication augmentent, des interférences entre symboles liées au canal de transmission se produisent.
Afin de pallier ce problème d’interférence entre symboles, une égalisation est mise en œuvre dans le récepteur, avant décodage, sur le signal reçu dans le dispositif décodeur.
Un type d’égalisation consiste à reconstituer le flux de données codées reçues au sens du maximum de vraisemblance, c’est-à-dire en exploitant l’interdépendance des données reçues et en maximisant la vraisemblance. Ce type d’égalisation présente des performances optimales mais la complexité de mise en œuvre pour des données codées selon un codage utilisant un groupe prédéfini de symboles tel que le codage de Manchester, est élevée.
Ce type d’égalisation peut être mis en œuvre par le moyen d’un treillis représentant ou modélisant le canal de transmission. Un treillis comporte un ensemble de nœuds représentant des états possibles du signal transmis via le canal de transmission, les nœuds étant reliés par des branches ou chemins représentant les possibles transitions d’un état à un autre. Chaque nœud comporte deux chemins entrants et deux chemins sortants.
Après égalisation, les symboles égalisés sont décodés afin d’obtenir des unités d’information ou bits d’information. Le décodage est ainsi réalisé sur un flux de données reconstitué, les probabilités associées à chaque symbole n’étant plus disponibles. Il existe ainsi une perte d’information lors du décodage.
La présente invention a pour but de proposer un procédé de traitement d’un flux de données dans un dispositif récepteur permettant d’améliorer les performances de la reconstitution de l’information reçue tout en réduisant la complexité du traitement.
A cet effet, l’invention vise, selon un premier aspect, un procédé de traitement, dans un dispositif récepteur, d’un signal représentatif d’un flux de données codées à partir d’un train d’unités d’information selon un codage utilisant un groupe prédéfini de symboles pour coder chaque unité d’information du train, le procédé comportant :
- une étape de réception dudit signal, ledit signal ayant été émis par un dispositif émetteur via un canal de transmission, ledit signal reçu comportant une séquence de symboles de longueur prédéfinie, et
- une étape d’égalisation et de décodage combinés appliquée sur ledit signal reçu, utilisant un treillis représentant le canal de transmission et le codage utilisé, le treillis comportant un nombre de noeuds représentant des états du canal de transmission, lesdits états du canal de transmission prenant en compte ledit codage utilisé.
Ainsi, lors de l’étape d’égalisation, le codage du signal émis via le canal de transmission ou canal de communication est pris en compte, et par conséquent à l’issue de cette étape d’égalisation, le signal reçu est égalisé et décodé. Autrement dit, des étapes d’égalisation et de décodage sont réalisées toutes deux au moyen du treillis, ce treillis représentant le canal de communication et le codage utilisé à l’émission du signal.
La prise en compte du codage lors de la mise en oeuvre de l’égalisation, permet ainsi de réaliser l’égalisation et le décodage de façon combinée et par conséquent sans perdre l’information des probabilités associées aux symboles égalisés et gagnant ainsi en efficacité et en performance.
En effet, il est préférable de conserver les vraisemblances (ou probabilités) associées à chaque symbole de manière à pouvoir recombiner des symboles successifs formant un groupe de symboles possible selon le codage utilisé, ou groupe de symboles pouvant coder, selon le codage utilisé, une unité ou bit d’information.
Le gain en efficacité et en performance est obtenu sans pour autant rendre le traitement plus complexe car seuls les états possibles du signal selon le codage utilisé sont pris en compte dans le treillis représentant le canal de communication.
Usuellement cette opération rend le récepteur plus complexe. Mais dans l’invention c’est le contraire, la complexité est réduite.
En effet, les noeuds du treillis représentent des états possibles du signal reçu. Le signal est formé par une séquence de symboles comportant des groupes prédéfinis de symboles, chaque groupe prédéfini de symboles codant un bit ou unité d’information. Ainsi, les noeuds du treillis ou états du canal correspondant uniquement aux états possibles selon le codage utilisé, le nombre d’états possibles du signal est réduit par rapport à un treillis représentant un canal de communication de même longueur et utilisé pour une égalisation dans laquelle le codage utilisé n’est pas pris en compte.
Par conséquent, la complexité du treillis employé pour l’égalisation et le décodage du flux de données reçu est réduite, la complexité du récepteur étant ainsi réduite.
Selon une caractéristique, le train d’unités d’information est codé selon un codage biphasé pour former le flux de données codées.
Ainsi, le groupe prédéfini de symboles comporte deux symboles différents de polarité opposée, chaque bit ou unité d’information étant codé par deux symboles. Les symboles représentent par exemple un niveau de tension avec des polarités contraires respectivement.
Le nombre de noeuds est par exemple égal au nombre d'états possibles du canal de transmission en fonction du codage utilisé.
Selon un exemple de mise en oeuvre, le nombre de noeuds du treillis est égal à Nst = M LL/2J , avec l’opérateur L- J représentant l’arrondi inférieur, M le nombre de symboles utilisés, c’est-à-dire le nombre de niveaux utilisés pour le codage ou encore nombre d’états de la modulation ou encore l’ordre de la modulation, et L la longueur prédéfinie de la séquence de symboles, aussi dit la longueur du canal ou son nombre de coefficients.
Ainsi, ici par exemple, M = 2 pour le codage de Manchester où les symboles utilisés sont {-1 ; 1 }.
Selon l’invention, dans ce cas où M = 2, alors Nst =2LL/2J.
A titre illustratif, sans l’invention, pour un cas dit « disjoint », alors le nombre de noeuds Nst = ML.
Grâce à l’invention, le nombre de noeuds est donc bien plus faible et du coup la complexité du récepteur est réduite.
Le nombre de noeuds du treillis ou d’états possibles du signal est fonction de la longueur du canal de transmission et du nombre de symboles utilisé lors du codage du train d’unités d’information.
Le canal de communication a une longueur L où L est un nombre entier étant supérieur ou égal à l’unité. Par exemple, le canal de communication a une longueur (L) de quatre.
Lorsque le codage utilisé est le codage biphasé ou Manchester, le nombre de symboles utilisé est de deux. La structure du codage biphasé prévoit que les symboles soient transmis par couple de symboles de polarité contraire. Autrement dit, les groupes prédéfinis possibles sont formés par la suite de symboles -1 , +1 ou la suite de symboles +1 , -1.
Ainsi, si par exemple, le canal de communication a une longueur L de quatre, le nombre d’états possibles du canal de communication ou le nombre de noeuds du treillis est de quatre.
Dans cet exemple de réalisation, avec un canal de communication de longueur L de quatre, le nombre d’états du canal de communication est de 4, alors qu’il serait de 16 lorsque des procédés de traitement de l’art antérieur sont mises en oeuvre.
Selon une caractéristique, l’étape d’égalisation met en oeuvre l’algorithme de Viterbi.
L’application de cet algorithme connu de l’homme du métier permet d’obtenir des très bonnes performances d’égalisation. Dans un exemple de mise en œuvre, l’étape d’égalisation comporte une étape de détermination d’une métrique cumulée à chaque nœud du treillis.
Selon une caractéristique, l’étape d’égalisation comporte une étape d’association d’une métrique initiale correspondant à chaque nœud du treillis à un instant de temps, les métriques représentant la vraisemblance des groupes prédéfinis de symboles reçus par rapport aux groupes prédéfinis de symboles possibles selon le codage utilisé.
Cette association d’une métrique initiale permet l’association des métriques initiales à chaque état du canal possible selon le codage utilisé.
Lorsque par exemple le codage utilisé est le codage biphasé et que la longueur du canal de communication est par exemple de quatre, l’état initial du canal de communication, c’est-à-dire avant que le signal codé ne soit transmis, est défini par la séquence de symboles [-1 -1 -1 -1 ], cet état ne contenant pas de groupes prédéfinis de symboles possibles selon le codage biphasé.
L’association permet ainsi, d’associer des métriques à chacun des états possibles selon le codage biphasé, ces états étant respectivement formés par les séquences de symboles suivantes : [-1 +1 -1 +1 ], [-1 +1 +1 -1 ], [+1 -1 -1 +1 ] et [+1 -1 +1 -1 ]
La présente invention concerne selon un deuxième aspect, un dispositif récepteur comportant :
- des moyens de réception d’un signal émis par un dispositif émetteur via un canal de transmission, le signal étant représentatif d’un flux de données codées à partir d’un train d’unités d’information selon un codage utilisant un groupe prédéfini de symboles pour coder chaque unité d’information du train, ledit signal reçu comportant une séquence de symboles de longueur prédéfinie, et
- des moyens d’égalisation pour égaliser et décoder, de manière combinée, le signal reçu par lesdits moyens de réception, en utilisant un treillis représentant le canal de transmission et le codage utilisé, le treillis comportant un nombre de nœuds représentant des états du canal de transmission, lesdits états du canal de transmission prenant en compte ledit codage utilisé. La présente invention concerne selon un troisième aspect une unité de commande configurée pour établir des communications avec des détonateurs électroniques, l’unité de commande comportant un dispositif récepteur conforme à l’invention mettant en oeuvre le procédé de traitement d’un signal représentatif d’un flux de données codées conforme à l’invention.
La présente invention concerne selon un quatrième aspect un système de mise à feu d’au moins un détonateur électronique comportant au moins une unité de commande conforme à l’invention et au moins un détonateur électronique relié à ladite unité de commande.
Selon des modes de réalisation, ledit au moins un détonateur électronique et l’unité de commande peuvent être reliés via des moyens de communication filaires ou sans fil.
Le dispositif récepteur, l’unité de commande et le système de mise à feu d’au moins un détonateur électronique présentent des caractéristiques et avantages analogues à ceux décrits précédemment en relation avec le procédé de traitement.
D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront encore dans la description ci-après.
Aux dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs :
- la figure 1 est un schéma représentant un émetteur et un récepteur mettant en oeuvre le procédé de traitement conforme à l’invention ;
- la figure 2 illustre un schéma représentant des étapes du procédé de traitement conforme à un mode de réalisation ;
- la figure 3 représente un exemple de signal représentant un flux de données codées selon le codage biphasé ; et
- la figure 4 représente un exemple de treillis utilisé lors de la mise en oeuvre du procédé de traitement selon un mode de réalisation.
La figure 1 illustre un détonateur électronique 1 et une unité de commande ou console de commande 2. Le détonateur électronique 1 est un dispositif émetteur émettant des messages ou commandes vers la console de commande 2 qui constitue un dispositif récepteur. Le procédé de traitement conforme à l’invention est mis en oeuvre dans le dispositif récepteur 2. Des étapes du procédé sont illustrées à la figure 2.
Le procédé de traitement conforme à l’invention va être décrit en référence à un système de mise à feu comportant au moins un détonateur électronique 1 et une console de commande 2. Néanmoins, le procédé de traitement peut être mis en oeuvre par tout autre dispositif récepteur mettant en oeuvre un décodage utilisant un groupe de symboles, tel que le codage biphasé ou codage de type Manchester.
On notera que dans la description suivante, le codage utilisé pour former le flux de données codées est un codage biphasé ou de Manchester. Ainsi, le groupe de symboles codant un bit d’information comporte deux symboles.
Néanmoins, d’autres codages utilisant des groupes prédéfinis de symboles pour coder chaque unité d’information peuvent être utilisés.
Le détonateur électronique 1 et la console de commande 2 (ou dispositif émetteur et dispositif récepteur respectivement) communiquent entre eux à travers un canal de transmission ou canal de communication 3.
Le canal de communication 3 peut être de type filaire, les communications étant régies par exemple selon des normes Ethernet telles que 10Base-T, 10Base5 ou 10Base-2. Le canal de communication 3 peut être aussi de type sans fil, le dispositif émetteur et le dispositif récepteur étant par exemple reliés selon une liaison radio à courte distance.
Dans un mode de réalisation, le détonateur électronique 1 ou dispositif émetteur comporte un module de contrôle de redondance cyclique ou CRC (de « Cyclic Redundancy Check ») 10. Ce module CRC 10 ajoute (par exemple par concaténation) au train d’unités d’information ou train binaire à envoyer au dispositif récepteur 2, des codes de contrôle ou codes CRC permettant de pouvoir vérifier à réception l’intégrité du train binaire reçu dans le dispositif récepteur 2.
Dans le mode de réalisation illustré, le détonateur électronique 1 comporte en outre un module de synchronisation 11 , un module de codage 12 et un module de modulation 13. Le train binaire à émettre est traité séquentiellement par les modules cités ci-dessus pour former un signal lemis représentant un flux de données codées selon un codage tel que le codage de type Manchester.
Le module de synchronisation 11 ajoute un préambule de synchronisation au train binaire à émettre afin de pouvoir reconstruire correctement le train binaire dans le dispositif récepteur 2.
Ensuite, le module de codage 12 code le train binaire sortant du module de synchronisation 1 1 selon un codage donné. Dans le cas des détonateurs électroniques un codage largement utilisé est le codage de Manchester. Ce codage bien connu de l’homme du métier, sera décrit en référence à la figure 3.
Finalement, une fois le flux de données codées par le module de codage 12, il est modulé par le module de modulation 13. Dans ce mode de réalisation, ce module met en oeuvre une modulation de charge. Ce type de modulation fait varier par exemple une charge résistive dans un circuit électronique de sorte à générer, ou pas, un courant sur la ligne reliant le détonateur électronique et la console de commande de sorte à générer le signal lemis à émettre.
Coté récepteur, la console de commande 2 comporte des moyens de réception des signaux (non illustrés), un module d’échantillonnage 20 et un module de synchronisation 21 connues de l’homme de métier. La figure 2 illustre un schéma représentant des étapes du procédé de traitement mis en oeuvre par la console de commande 2.
Une fois que la réception E0 du signal est mise en oeuvre par les moyens de réception, le signal reçu Ireçu, est échantillonné à une étape d’échantillonnage E1 et synchronisé à une étape de synchronisation E2. Le signal reçu Ireçu, une fois échantillonné et synchronisé, est adressé à un module d’égalisation 22. Le module d’égalisation 22 met en oeuvre, de manière combinée, à une étape d’égalisation E3, l’égalisation et le décodage du signal reçu Ireçu pour obtenir le train binaire dans le flux de données décodées sans interférence entre symboles. Dans le mode de réalisation illustré, une fois le flux de données codées obtenu, un module de contrôle de redondance cyclique 23 vérifie le mot codé pour assurer l’intégrité des données reçues.
Dans un mode de réalisation, le dispositif récepteur 2 comporte en outre des moyens d’estimation 24 du canal de communication 3 configurés pour obtenir la réponse impulsionnelle du canal de communication 3 à travers lequel le signal est transmis. Cette réponse impulsionnelle est utilisée lors de l’égalisation du signal reçu. On notera que l’estimation E10 du canal est mise en oeuvre préalablement à l’égalisation E3.
Comme indiqué ci-dessus, un type de codage utilisé par le module de codage 12 dans le dispositif émetteur 1 est le codage de Manchester.
Ce type de codage est largement utilisé car il est simple à mettre en oeuvre et des signaux ainsi codés sont résistantes aux pertes de synchronisation et aux parasites.
La figure 3 illustre un signal 40 représentant un flux de données codées selon le codage de Manchester. La figure 3 représente aussi un signal d’horloge 42 permettant la synchronisation entre le dispositif émetteur 1 et le dispositif récepteur 2.
Le codage de type Manchester ou codage biphasé est un codage de type synchrone, c’est-à-dire que, outre les données à transmettre via un canal de communication 3, les signaux générés contiennent un signal d’horloge de synchronisation qui est nécessaire pour le décodage des données à réception.
Comme illustré à la figure 3, le module de codage 12 du dispositif émetteur 1 génère un signal représentatif d’un flux de données codées 40 à partir d’un train d’unités d’information ou train binaire 41. Le codage des unités ou bits d’information est mis en oeuvre par une transition du signal. Le codage d’un « 1 » est mis en oeuvre par une transition du signal d’un niveau haut vers un niveau bas, et le codage d’un « 0 » par une transition d’un niveau bas vers un niveau haut.
Le module de codage 12 dans le dispositif émetteur 1 est configuré de manière que lorsque le bit d’information à coder est un « 1 », le signal généré 40 comprend un niveau haut suivi d’un niveau bas, c’est-à-dire qu’une transition descendante est générée. Lorsque le bit d’information à coder est un « 0 », le signal généré 40 comprend un niveau bas suivi d’un niveau haut, c’est-à-dire qu’une transition montante est générée.
Côté dispositif récepteur 2, le début de la trame à traiter est obtenu au module de synchronisation 21 , à partir du flux de données codées reçu et adressé au module d’égalisation 22 afin d’être utilisé pour le décodage du flux de données codées reçu. Le module de synchronisation 21 est aussi configuré pour estimer le rythme ou fréquence d’horloge utilisée côté émetteur et pour mettre en œuvre un échantillonnage du signal au rythme ou fréquence d’horloge estimée.
Une fois que le module d’égalisation 22 reçoit la réponse impulsionnelle du canal de communication 3 provenant des moyens d’estimation 24 du canal de communication, et le flux de données codées échantillonné et synchronisé, il met en œuvre l’égalisation et le décodage E3 du flux de données codées.
Dans un mode de réalisation, l’égalisation est mise en œuvre au sens du maximum de vraisemblance. Ce type d’égalisation est connu de l’homme du métier et ne sera pas décrite ici. Ce type d’égalisation obtient des résultats optimaux en termes de performance.
Selon un mode de réalisation, l’égalisation peut être mise en œuvre selon l’algorithme de Viterbi, bien connu aussi de l’homme du métier.
Cet algorithme présente de très bonnes performances d’égalisation mais nécessite que le canal de communication soit estimé.
Dans un mode de réalisation, le canal de communication est modélisé par un filtre à réponse impulsionnelle finie. La réponse impulsionnelle peut être écrite de la manière suivante h = [/i(0), /i(1), ... , h(L - l)]r.
Le signal reçu au dispositif récepteur 2 peut être écrit ainsi :
Où y(k) représente le k-ième échantillon du signal reçu, s(k) étant le k-ième symbole émis et b(k) le bruit additif blanc gaussien de moyenne nulle et de variance s2. La réponse impulsionnelle du canal étant de longueur L, le signal présente une mémoire de profondeur L Ainsi, y(k) dépend des symboles s(k-L+1), s(k-L+2),..., s(k) et l’échantillon suivant, y(k+1 ), dépend des symboles s(k-L+2), s(k-L+3),..., s(k+1). Ces deux séquences de symboles contiennent L-1 symboles communs et il n’y a donc que deux possibilités pour passer de la première séquence à la seconde (les symboles modulés ne pouvant prendre que deux valeurs, à savoir +1 ou -1 ).
Selon d’autres modes de réalisation, d’autres algorithmes d’égalisation peuvent être utilisés sans nécessiter que le canal de communication soit estimé. Néanmoins, l’égalisation obtenue par ce type d’algorithmes présente des résultats largement inférieurs par rapport à ceux obtenus lorsque l’algorithme de Viterbi est utilisé.
Comme il est connu de l’homme du métier, l’algorithme de Viterbi utilise un treillis pour mettre en oeuvre l’égalisation du flux de données.
La figure 4 représente un exemple de treillis 100 pouvant être utilisé par le module d’égalisation 22 pour mettre en oeuvre l’étape d’égalisation du procédé de traitement conforme à un mode de réalisation de la présente invention.
Le module d’égalisation 22 construit ainsi un treillis 100 représentant le canal de communication 3. Le treillis représente l’état du canal représentatif du flux de données codées reçu à des différents moments k.
Ainsi, le treillis 100 comporte un ensemble de noeuds 101 , chaque nœud 101 représentant un état du canal à un moment donné. Par exemple, un premier nœud 1011 représente un premier état, un deuxième nœud 1012 représente un deuxième état, un troisième nœud 1013 représente un troisième état et un quatrième nœud 1014 représente un quatrième état.
Dans le mode de réalisation décrit, le canal de communication 3 est considéré avoir une longueur L de 4. Ainsi chaque échantillon du signal reçu est en réalité une combinaison de 4 échantillons consécutifs du signal émis. L’égalisation a alors pour objectif de recombiner ce signal de manière à distinguer chaque échantillon du signal émis. Dans un cas dans lequel, contrairement à l’invention, le décodage est mis en œuvre une fois que le signal a été égalisé, le nombre d’états du canal représenté par un treillis serait de ML. Dans le cas du code de Manchester, M est égal à 2 car 2 niveaux sont utilisés pour le codage, par conséquent le nombre d’états est égal à 16.
Dans l’invention, le treillis intègre le codage de Manchester afin de pouvoir mettre en œuvre de manière conjointe l’égalisation et le décodage.
Ainsi, seuls des groupes ou couples de symboles 104 possibles selon de codage de Manchester sont représentés dans le treillis 100.
Dans le codage de Manchester, les symboles sont toujours transmis par deux et sont en opposition de phase. Ainsi, lorsqu’on transmet un « 0 » logique, les symboles [+1 -1 ] sont transmis et pour un « 1 » les symboles [-1 +1 ] sont transmis. Ainsi pour un état du canal {0 1 } les symboles [+1 - 1 -1 +1 ] sont transmis.
Une unité d’information étant codée par deux symboles, le nombre d’états du canal dans le treillis est de M LL/2J , c’est-à-dire 4 avec L = 4.
Les états 104 du canal possibles correspondent aux séquences [s(k- 3) s(k-2) s(k-1 ) s(k)] suivantes : [-1 +1 -1 +1 ], [-1 +1 +1 -1 ], [+1 -1 -1 +1 ] et [+1 -1 +1 -1 ], pour L = 4.
On notera que pour une même longueur du canal de communication
3, le nombre d’états du canal et donc le nombre de nœuds du treillis est réduit. De ce fait, la complexité de mise en œuvre de l’algorithme utilisé pour l’égalisation, tel que l’algorithme de Viterbi, est réduite.
Chaque nœud 101 du treillis a deux chemins entrants 102a et deux chemins sortants 103a associés. Pour ne pas compliquer la figure 4, les chemins entrants 102a et les chemins sortants 103a ont été référencés pour un seul nœud 101.
Selon l’algorithme de Viterbi, la métrique cumulée à chaque nœud 101 du treillis est déterminée.
Dans l’invention, la métrique cumulée pour un bit d’information k peut être déterminée selon la formule suivante : On notera que z(k) est le signal filtré par le canal à l’instant k : z(/c) =
La métrique d’un état (nœud) correspondant au bit d’information k dépend de la métrique cumulée de l’état du canal au nœud précédent, ainsi que la métrique d’observation correspondante. Ceci peut être exprimé selon la formule suivante :
Dans l’hypothèse où un bruit additif blanc gaussien serait présent, la densité de probabilité conjointe de la séquence d’observation yN = [y(0),y(l), ... . , y(N - l)]r si la séquence zN = [z(0), z(l), ,.. . , z(N - l)]r a été émise sur une fenêtre de taille N échantillons, est
La vraisemblance peut être réécrite de la manière suivante :
Selon l’algorithme de Viterbi, on détermine la séquence z qui maximise la vraisemblance entre deux séquences de symboles, c’est-à-dire celle qui minimise la métrique cumulée D(N/2).
Ainsi, selon l’algorithme de Viterbi, parmi les chemins entrant 102a sur un nœud 101 , le chemin pour lequel la métrique cumulée D(k) est la plus faible est le chemin sélectionné. Ces opérations sont répétées au cours du temps pour chaque état du canal ou nœud 101.
Dans un mode de réalisation, une métrique initiale est associée à chaque nœud du treillis à un instant de temps. Dans un mode de réalisation, l’instant de temps peut être de L-2, L étant la longueur du canal de communication 3. Si la longueur du canal L est 4, l’instant du temps est K=2. En effet, une initialisation particulière de l’algorithme de Viterbi est de préférence considérée. A l’instant « 0 » le canal se trouve dans l’état initial [-1 -1 -1 -1 ] (si L=4) car le canal n’est pas encore alimenté par le signal modulé en Manchester. Or cet état, n’est plus actif par la suite et il est donc nécessaire d’avoir un traitement particulier à l’initialisation de manière à passer de l’état initial aux Nst = MLl/2J états réellement exploités par la suite.
L’association de la métrique initiale aux nœuds du treillis à un instant de temps, permet de mettre en œuvre l’étape d’égalisation en partant d’états du canal possibles selon le codage utilisé.
En effet, lorsque par exemple le codage utilisé est le codage biphasé et que la longueur du canal de communication est de quatre, l’état initial du canal de communication, c’est-à-dire avant que le signal codé ne soit transmis, est défini par la séquence de symboles [-1 -1 -1 -1 ]. Cet état ne contient pas des groupes prédéfinis de symboles possibles selon le codage biphasé.
Ainsi, des métriques initiales sont associées à chaque état du canal possible selon le codage utilisé ([-1 +1 -1 +1 ], [-1 +1 +1 -1 ], [+1 -1 -1 +1 ] et [+1 - 1 +1 -1 ]), pour l’exemple L=4 et M=2, les symboles valant +1 ou -1.
Dans le cas d’une longueur de canal L = 4, l’initialisation du canal de communication 3 peut être mise en œuvre selon les formules suivantes :
0(2,0) = (y(0) - [— /i( 4) - /i( 3) - /i( 2) - /i( 1) - /i( O)]}2
0(2,1) = (y(0) - [— /i(4) - /i( 3) - /i( 2) - /i( 1) - /i( O)]}2 + (y(3)— [— /i( 4) + /i(3)— h(2) + /i(l)— /i(0)]}2
Où D(2,0) correspond à la métrique initiale à l’instant de temps k=2 pour le nœud 101 o représentant l’état ([-1 +1 -1 +1 ], D(2,1 ) correspond à la métrique initiale à l’instant de temps k=2 pour le nœud 1011 représentant l’état [- 1 +1 +1 -1 ], D(2,2) correspond à la métrique initiale à l’instant de temps k=2 pour le nœud 1013 représentant l’état [+1 -1 -1 +1 ] et D(2,3) correspond à la métrique initiale à l’instant de temps k=2 pour le nœud 1013 représentant l’état [+1 -1 +1 - 1 ])·

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de traitement, dans un dispositif récepteur (2), d’un signal (Ireçu) représentatif d’un flux de données codées à partir d’un train d’unités d’information (info) selon un codage utilisant un groupe prédéfini de symboles pour coder chaque unité d’information du train (info), le procédé comportant :
- une étape de réception (E0) dudit signal (Ireçu), ledit signal (Ireçu) ayant été émis par un dispositif émetteur (1 ) via un canal de transmission (3), ledit signal reçu comportant une séquence de symboles de longueur prédéfinie (L), et
- une étape d’égalisation et de décodage combinés (E3) appliquée sur ledit signal reçu (Ireçu) , utilisant un treillis (100) représentant le canal de transmission (3) et le codage utilisé, le treillis (100) comportant un nombre de noeuds (101 ) représentant des états du canal de transmission (104), lesdits états du canal de transmission (104) prenant en compte ledit codage utilisé.
2. Procédé de traitement conforme à la revendication 1 , caractérisé en ce que le nombre de noeuds est égal au nombre d'états possibles du canal de transmission en fonction du codage utilisé.
3. Procédé de traitement conforme à la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le nombre de noeuds du treillis est égal à Nst = ML1-72!, avec l’opérateur L- J représentant l’arrondi inférieur, M le nombre de symboles utilisés, , et L la longueur prédéfinie de la séquence de symboles.
4. Procédé de traitement conforme à l’une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le train d’unités d’information (info) est codé selon un codage biphasé pour former le flux de données codées (lemis).
5. Procédé de traitement conforme à l’une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que l’étape d’égalisation (E3) met en oeuvre l’algorithme de Viterbi.
6. Procédé de traitement conforme à l’une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que l’étape d’égalisation (E3) comporte une étape d’association d’une métrique initiale correspondant à chaque nœud (101 ) du treillis (100) à un instant de temps, les métriques représentant la vraisemblance des groupes prédéfinis de symboles reçus par rapport aux groupes prédéfinis de symboles possibles selon le codage utilisé.
7. Procédé de traitement conforme à l’une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu’il comporte en outre une étape d’estimation (E10) du canal de transmission (3) mise en œuvre préalablement à ladite étape d’égalisation (E3).
8. Dispositif récepteur comportant :
- des moyens de réception d’un signal (Ireçu) ayant été émis par un dispositif émetteur (1 ) via un canal de transmission (3), le signal ( Ireçu) étant représentatif d’un flux de données codées à partir d’un train d’unités d’information (info) selon un codage utilisant un groupe prédéfini de symboles pour coder chaque unité d’information du train (info), ledit signal reçu ( Ireçu) comportant une séquence de symboles de longueur prédéfinie (L), et
- des moyens d’égalisation (22) pour égaliser et décoder, de manière combinée, le signal reçu (Ireçu) par lesdits moyens de réception, en utilisant un treillis (100) représentant le canal de transmission (3) et le codage utilisé, le treillis (100) comportant un nombre de nœuds (101 ) représentant des états du canal de transmission (104), lesdits états du canal de transmission (104) prenant en compte ledit codage utilisé.
9. Détonateur électronique comportant un dispositif récepteur conforme à la revendication 8 et mettant en œuvre le procédé de traitement d’un signal (Ireçu) représentatif d’un flux de données codées conforme à l’une des revendications 1 à 7.
10. Système de mise à feu d’au moins un détonateur électronique comportant au moins un détonateur électronique (1 ) conforme à la revendication 9 et une unité de commande (2) reliée audit au moins un détonateur électronique (1 )-
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