EP3846588B1 - Procédé de commande en puissance et table de cuisson mettant en oeuvre ledit procédé - Google Patents

Procédé de commande en puissance et table de cuisson mettant en oeuvre ledit procédé Download PDF

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EP3846588B1
EP3846588B1 EP20217187.2A EP20217187A EP3846588B1 EP 3846588 B1 EP3846588 B1 EP 3846588B1 EP 20217187 A EP20217187 A EP 20217187A EP 3846588 B1 EP3846588 B1 EP 3846588B1
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
com
threshold
switching
temperature
power control
Prior art date
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Active
Application number
EP20217187.2A
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German (de)
English (en)
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EP3846588A1 (fr
Inventor
Antonio ALVES
Xavier André
Serge Boyer
Cédric GOUMY
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Groupe Brandt SAS
Original Assignee
Groupe Brandt SAS
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Filing date
Publication date
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Publication of EP3846588B1 publication Critical patent/EP3846588B1/fr
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B2213/00—Aspects relating both to resistive heating and to induction heating, covered by H05B3/00 and H05B6/00
    • H05B2213/07—Heating plates with temperature control means

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling the power of an induction hob comprising several inductors in operation.
  • induction means or inductors integrated into a resonant circuit are powered from an inverter power supply device comprising a switching element.
  • the switching elements control the power of the inductors according to a setpoint power.
  • the switching elements are subject to overheating, which can affect the correct operation of the hob.
  • cooktops comprising temperature sensors are known as well as cooktop power control methods comprising a step of temperature regulation on the basis of the information collected by said temperature sensors.
  • each power supply device is equipped with a temperature sensor for each switching element.
  • the present invention aims to solve at least one of the aforementioned drawbacks.
  • the invention relates to a method for controlling the power of an induction hob comprising several inductors in operation, each inductor being controlled in power by a switching element according to a setpoint power associated with said inductor, and a suitable temperature sensor measuring a temperature representative of the temperature of all of said switching elements.
  • Such a power control method makes it possible, by means of a temperature sensor, to detect a rise in temperature in the switching elements, to identify said at least one switching element generating overheating and to act on the latter.
  • the method according to the invention makes it possible to identify and act individually on the source of the heating.
  • the steps of determination, identification and reduction of the control method are only implemented when the measured temperature is greater than or equal to the alert threshold. This makes it possible to avoid having to repeat the control method continuously, even when there is no heating in the switching elements.
  • Identification of said at least one switching element generating overheating is made possible by determining the number of switchings at a high current or voltage value exceeding the prefixed maximum current or voltage threshold. The higher said number of switchings, the greater the heating.
  • the control method according to the invention thus makes it possible to regulate effectively and at a lower cost, the temperature of the switching elements.
  • the threshold ratio is predefined, ie fixed beforehand. The comparison for each switching element of the calculated ratio with the threshold ratio makes it possible to identify the switching element or elements generating heating and to act quickly on the latter.
  • the threshold ratio decreases when the number of switching elements in operation in the induction hob increases.
  • the threshold ratio decreases when the measured temperature value increases.
  • the threshold ratio can thus be recalculated during operation of the hob, depending on the number of switching elements in operation and/or the measured temperature value. This allows a very precise identification of the switching elements generating the temperature rise.
  • the threshold frequency decreases when the number of switching elements in operation in said induction hob increases.
  • the threshold frequency decreases when said measured temperature value increases.
  • the threshold frequency can thus be recalculated during operation of the hob, as a function of the number of switching elements in operation and/or of the measured temperature value.
  • the amplitude of the reduction in said setpoint power is defined as a function of the threshold ratio or of the threshold frequency, said amplitude increasing when said threshold ratio or said frequency threshold increases.
  • the determination and identification steps are repeated over predefined periods of time sliding over time.
  • the determination and identification steps are repeated over periods smaller than said predefined period of time.
  • each inductor is driven by a single switching element, preferably an IGBT ( Insulated Gate Bipolar Transistor ) .
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the invention also relates to an induction hob comprising several inductors, each inductor being controlled in power by a switching element according to a setpoint power associated with said inductor, and a temperature sensor suitable for measuring a temperature representative of the temperature of all of said switching elements.
  • the hob comprises power control means configured to implement the power control method having the preceding characteristics.
  • the induction hob has characteristics and advantages similar to those described previously in relation to the control method.
  • the figure 1 shows an induction cooktop adapted to implement the present invention.
  • this hob may be an induction hob 10 comprising at least one cooking zone associated with induction means.
  • the hob 10 has predefined cooking zones.
  • the hob 10 comprises four cooking zones F1, F2, F3, F4, each cooking zone being associated with one or more inductors.
  • This hob 10 conventionally comprises a power phase of an electrical power supply 11, typically a mains power supply.
  • the hob 10 is supplied with 32 A, being able to supply a maximum power of 7200 W to the hob 10, ie a power of 3600 W per phase.
  • a control and power control card 12 makes it possible to support all the electronic and computer means necessary for controlling the hob 10.
  • the cooking zones can also be identified by screen printing opposite the inductors placed under the cooking surface.
  • the hob 10 also comprises control and interface means 14 with the user allowing the user in particular to control the power and duration of the operation of each hearth F1, F2, F3, F4.
  • control and interface means 14 assign a setpoint power P c to each cooking zone covered with a container.
  • the figure 2 represents another type of induction cooktop 15 adapted to implement the present invention.
  • the hob 15 is in this embodiment a so-called matrix hob, that is to say without predefined cooking zones.
  • This hob 15 comprises heating means consisting of inductors 17 distributed in a hob 16.
  • These inductors 17 are distributed in a two-dimensional frame under the cooking surface 16 of the cooking surface 15.
  • the inductors 17 are staggered.
  • the inductors can be arranged according to a distribution in rows and columns, that is to say according to a matrix arrangement.
  • a heating zone Z is formed from the detection of the inductors 17 covered by the container.
  • the heating zones Z are defined on a case-by-case basis by the position of the container facing a subset of inductors 17 arranged under the cooking surface 16.
  • a heating zone Z can thus be formed from one or more inductors.
  • Each inductor 17 of the hob 15 can thus be controlled independently and put into operation only when a container covers at least part of this inductor.
  • the hob 15 comprises in a known manner, as in the embodiment of the figure 1 , both a power control and control card adapted to support all the electronic and computer means necessary for controlling the hob 15, and control and user interface means, allowing in particular the user to control the power and duration of the operation of each heating zone Z.
  • the invention also applies to flexible tables, that is to say comprising a matrix part or without predefined focus, and a part with predefined focuses.
  • the picture 3 illustrates an embodiment of an inverter power supply device suitable for powering an inductor.
  • an inductance L represents both the inductance of the inductors and that of the container to be heated placed opposite.
  • the system constituted by the container and the inductor(s) of the hearth can thus be schematized by an inductance L.
  • the resonant circuit also includes a capacitor C connected in parallel with the inductor L.
  • the resonant circuit thus formed is powered by an inverter power supply device comprising here a single switching element Com or power element.
  • Each inductor is for example controlled in power by a switching element Com according to a setpoint power P c associated with said inductor.
  • the switching element Com is here a switch of the type of a voltage-controlled transistor, in particular an IGBT or IGBT switch (acronym of the English term “ Insulated Gate Bipolar Transistors ”) .
  • the switching element is connected in series with the resonant circuit L, C and a free-wheeling diode D is connected in parallel with the switching element.
  • Such an inverter power supply device operates according to a switching frequency corresponding to the switching frequency of the switching element.
  • the switching frequency of the power supply device corresponds to a control or switching period T.
  • the switching element Com can be of another type, for example an insulated-gate field-effect transistor (MOSFET), or even a bipolar transistor.
  • MOSFET insulated-gate field-effect transistor
  • the present invention applies particularly to tables in which each inductor is associated with a single switching element Com, for example to mono IGBT tables.
  • the invention can be applied in the case of different assemblies, for example a half-bridge assembly.
  • the hob according to the invention further comprises a temperature sensor C T (not shown here).
  • the temperature sensor C T can for example be arranged near the switching elements Com, the motherboard and/or the heat exchanger of the hob.
  • the temperature sensor C T is suitable for measuring a temperature T m representative of the temperature of all the switching elements Com.
  • the hob operates according to a control method making it possible, during a heating in the switching elements Com, to identify the switching element(s) Com at the origin of said heating and to act on them in order to lower the temperature T m .
  • the ordering process comprises several steps.
  • a first step consists in detecting when the temperature value T m measured by the temperature sensor C T is greater than or equal to an alert threshold T s .
  • This first step is carried out by the temperature sensor C T which for example can send a signal when the alert threshold T s is exceeded.
  • a second step of the control method is then carried out. This second step consists in determining, for each switching element Com, over a predefined time period Tf, a number of switchings N c at a current or voltage value greater than or equal respectively to a maximum current threshold I s or voltage U s prefixed. For example, for an IGBT switch, these are high current switching which are determined. For a MOSFET, the determination is aimed at high voltage switching.
  • switchings at a current or voltage value greater than or equal respectively to a prefixed maximum current I s or voltage U s threshold are designated as “switchings at a high current or voltage value” or “ switching at high current or high voltage”.
  • the purpose of the second step is to detect the switching elements Com exposed to high currents or voltages during switching. The more the switching element Com is exposed to current or voltage peaks, the more it is likely to heat up.
  • Com switching elements with high currents or voltages can be carried out by any known means.
  • a third step of the control method then consists in identifying at least one switching element Com generating a temperature rise as a function of the number of switchings N c determined in the second step for each switching element Com.
  • a fourth step of the control method consists in reducing the setpoint power P c associated with the inductor driven by the switching element(s) Com generating an overheating identified in the third step.
  • the setpoint power P c can be reduced one or more times until an acceptable temperature of the switching elements Com is obtained and/or an acceptable number of switchings of the controlled switching element(s) having generated warming up.
  • the reduction in the setpoint power P c can be carried out by any known means, for example by chopping.
  • the amplitude of decrease in the setpoint power P c can be constant.
  • the setpoint power P c can be reduced by 12.5 W for each inductor driven by a switching element Com generating heating.
  • the amplitude of the decrease in the setpoint power P c can be a function of the number of inductors in operation.
  • the amplitude of the setpoint power P c can decrease when the number of inductors in operation increases.
  • the switching element Com can return to the power initial setpoint. This step can be done either gradually or instantaneously.
  • the third step or identification step is described in more detail below, according to two exemplary embodiments.
  • the identification step initially consists of acquiring a total number of switchings N T , for each switching element Com, over the predefined period of time Tf.
  • a ratio R c is calculated between the determined number of switchings N c and the total number of switchings N T for each switching element Com.
  • a ratio R c is calculated over the predefined time period Tf between the number of switchings N c where the switching element Com has been exposed to a current or voltage peak and the total number of switchings N T .
  • This calculated ratio R c is then compared with a threshold ratio R s .
  • the threshold ratio R s is predefined, for example by trial.
  • the calculation of the ratio R c can be performed on a moving average over the predefined period of time Tf. In other words, the calculation can be done on periods of time less than the predefined period of time, said periods of time overlapping.
  • the ratio R c can be calculated every 3.3 seconds by considering the number of switchings over the last 15 seconds.
  • the number of switchings is 450,000 over the sliding measurement period of 15 seconds. If in this period of time, the number of switchings N c at a current or voltage value greater than or equal respectively to a prefixed maximum current I s or voltage U s threshold is 420,000, the ratio R c is then equals 0.93.
  • the threshold ratio R s can be between 0.90 and 0.95. This range of values presents a good balance between reduction of acceptable inductor performance and a significant effect on the temperature of the switching element Com.
  • the threshold ratio R s can be fixed or variable.
  • the threshold ratio R s can decrease when the number of switching elements Com in operation in the induction hob increases.
  • the threshold ratio R s can be 0.95 when two switching elements Com are active, 0.93 when three switching elements Com are active and 0.90 when four switching elements Com are active.
  • the threshold ratio R s can decrease when the value of the temperature T m measured in the switching elements Com increases.
  • the threshold ratio can be equal to 0.95 when the measured temperature T m is between 70°C and 80°C, 0.93 when the measured temperature T m is between 80°C and 90°C , and 0.91 when the measured temperature T m is greater than 90°.
  • the calculation of the threshold ratio R s as a function of the number of switching elements Com as a function of the measured temperature T m can be performed in two distinct embodiments or can be combined. In the latter case, the calculation of the threshold ratio R s can take into account both the variation in the number of switching elements Com and the variation in the temperature T m measured.
  • the setpoint power P c of the inductor controlled by the switching element Com generating a temperature rise is then reduced.
  • the identification step consists initially of calculating for each switching element Com a frequency of occurrence F c of switchings at a current or voltage value greater than or equal respectively at a maximum current I s or voltage U s threshold from the number of switching operations N c determined over the predefined period of time Tf.
  • the number of switchings N c at a high current or voltage value is determined for each switching element Com over the predefined time period Tf. This makes it possible to calculate the frequency of switchings at a high current or voltage value over the predefined time period Tf.
  • the calculated frequency of appearance F c is compared with a threshold frequency F s .
  • the threshold frequency F s is prefixed, for example by testing.
  • the threshold frequency F s can be between 27,000 and 28,500. This range of values presents a good balance between reduction of the performances of the acceptable inductor and a significant effect on the temperature of the switching element Com.
  • the threshold frequency F s can be fixed or variable. In particular, the threshold frequency F s can decrease when the number of switching elements Com in operation increases.
  • the threshold frequency F s can be 28,500 when two inductors are active, 27 750 when three Com switching elements are active and 27000 when four Com switching elements are active.
  • the threshold frequency F s can also decrease when the value of the temperature T m measured in the switching elements Com increases.
  • the threshold frequency F s can be equal to 28,500 when the measured temperature T m is between 70° C. and 80° C., 27,500 when the measured temperature T m is between 80° C. and 90° C. , and 26,500 when the measured temperature T m is greater than 90°.
  • the calculation of the threshold frequency F s as a function of the number of switching elements Com and of the measured temperature T m can be carried out in two distinct embodiments or can be combined. In the latter case, the calculation of the threshold frequency F s can take into account both the variation in the number of switching elements Com and the variation in the measured temperature T m .
  • the setpoint power P c of the inductor controlled by the switching element Com generating a temperature rise is then reduced.
  • the amplitude of the decrease in the setpoint power P c can be defined as a function of the threshold ratio R s or of the threshold frequency F s . Indeed, said amplitude can increase when said threshold ratio R s or said threshold frequency F s increases.
  • the values of the threshold ratio R s and of the frequency threshold F s can be calculated respectively with respect to an initial ratio or initial appearance frequency value to which one or more correction coefficients are applied.
  • the correction coefficients depend in particular on the number of elements in operation and/or on the temperature of the switching elements Com.
  • the coefficients applicable according to the number of active switching elements Com and/or the temperature of the electronics can also be stored thanks to storage means of the hob, and applied as needed.
  • the decrease in the associated setpoint power P c can be greater when the calculated ratio R c or the calculated frequency of appearance F c reaches the highest threshold ratios. In other words, the more the switching element Com heats up, the greater the amplitude of the decrease in the associated setpoint power P c .
  • the setpoint power P c is reduced only for the inductor(s) controlled by the switching element(s) Com generating l 'warming up.
  • the overall decrease in the setpoint power P c of all the inductors in operation can be performed when the measured temperature T m reaches a critical temperature value.
  • the critical temperature is above the warning threshold T s and can constitute additional safety for the hob.
  • the control method may comprise a step of reducing the setpoint power P c of all the inductors in operation.
  • the figure 4 illustrates a determination device comprising in particular means for measuring the current i flowing in an IGBT switch and a freewheel diode D.
  • this determination device makes it possible to determine when the current in the IGBT switch exceeds the maximum threshold of prefixed current I s (second step of the control method according to the invention).
  • the current measuring means are made by means of a current transformer 20.
  • the value of the voltage at the terminals of a load resistor R1, placed at the output of the current transformer 20, corresponds to the image of the current i flowing in the IGBT switch or the freewheel diode D.
  • These measuring means 20 are associated with means 30 for detecting a peak of the current i flowing in the IGBT switch.
  • These detection means 30 include in particular a diode of the Zener type D1 mounted in parallel with the current transformer 20.
  • the avalanche voltage of the Zener type diode D1 is substantially equal to the value of the voltage at the output of the current transformer 20 when the current i flowing in the IGBT switch is substantially equal to a maximum current threshold I s prefixed, permissible in the IGBT switch.
  • the detection means 30 further comprise a second diode D2 connected in series with the Zener diode D1 and in opposition with respect to the Zener diode D1.
  • the detection means 30 further comprise a resistor R2, connected in series with the two diodes D1, D2.
  • Means 40 for generating a SWITCH level signal are associated with the detection means 30.
  • the generation means 40 are configured to generate a SWITCH level signal intended to inform control means, typically made by a microprocessor 50, if the current i flowing in the switching element has reached or has not reached the prefixed maximum current threshold.
  • the generation means 40 comprise a second switching element T1 controlled by a FREQUENCY control signal having a period equal to the switching period T and being representative of the control of the IGBT switch.
  • the second switching element T1 is connected in series with the resistor R2 and the two diodes D1, D2 forming a circuit in parallel with the current transformer 20.
  • the second switching element T1 is here an NPN-type bipolar transistor.
  • the generation means 40 further comprise delay means 41 connected between the control signal FREQUENCY and the second switching element T1.
  • the delay means 41 are connected to the base b of the second transistor T1.
  • the delay means 41 are configured to generate a period of time Tr (illustrated in figure 4 ) at the start of a switching period T of the IGBT switch.
  • the delay means 41 comprise a delay resistor R3 connected by a first terminal to the base of the second transistor T1, and a delay capacitor C1 connected between the base and the emitter of the second transistor T1.
  • the FREQUENCY control signal is applied to the second terminal of delay resistor R3.
  • the generation means 40 further comprise a third switching element T2, here being a bipolar transistor of the same type as the second transistor T1, that is to say of the NPN type.
  • the third transistor T2 is connected between a pull-up resistor R5 and the reference potential.
  • the base of the third transistor T2 is connected to the collector of the second transistor T1 and to the resistor R2 of the detection means 30.
  • the SWITCH level signal is taken between the third transistor T2 (its collector) and the pull-up resistor R5.
  • an output capacitor C2 is mounted at the output of the third transistor T2, in parallel.
  • the output capacitor C2 forms with the pull-up resistor R5 means 42 for maintaining the level signal SWITCH at a predefined state indicating that the current i flowing in the switch IGBT has a value equal to the prefixed maximum current threshold.
  • the output capacitor C2 and the pull-up resistor R5 have values such that the SWITCH level signal remains in the predefined state for a period of switching (or chopping) of the IGBT switch.
  • the detection means 30 are configured to detect a current i whose value is substantially equal to the prefixed maximum current threshold I s , corresponding to the current value admissible in the IGBT switch.
  • This predetermined maximum threshold value is strictly positive.
  • this predetermined maximum threshold value is greater than or equal to 40 A, and preferably greater than 60 A.
  • the generation means 40 are configured to generate a SWITCH level signal indicating whether or not the detection means 30 have detected a current peak equal to the prefixed maximum current threshold I s .
  • the SWITCH level signal is intended to inform the control means 50 whether the current i flowing in the IGBT switch reaches or does not reach the prefixed maximum current threshold I s .
  • the level signal SWITCH is in the low state. Otherwise, the SWITCH level signal is high.
  • the generating means 40 is controlled by a FREQUENCY control signal.
  • the control signal FREQUENCY is indicative of the command or setting to ON of the IGBT switch.
  • the FREQUENCY control signal has a first state when the switch is controlled or turned on, and a second state when the IGBT switch is not conducting.
  • the first state may be a high state and the second state may be a low state.
  • the control signal FREQUENCY goes to the high state after the freewheel diode D has been turned on and at the latest at the instant at which the freewheeling diode D stops conducting. Indeed, the IGBT switch is controlled or turns on at a time between the start and the end of the conduction of the freewheel diode D.
  • the control signal FREQUENCY is here a signal having a period equal to the switching period T and corresponds to the control signal of the switch IGBT.
  • control signal FREQUENCY is in the first state when the IGBT switch is in the ON state and in the second state when it is in the OFF state.
  • Zener type diode D1 then becomes conductive.
  • the IGBT switch is on for a period of time called the conduction period Tc.
  • the freewheel diode D goes into conduction state before the IGBT switch conducts, and in other cases l the switching element switches directly to conduction.
  • the delay means 41 comprising the capacitor C1 and the resistor R3, introduce a delay time on the FREQUENCY control signal which controls the operation of the second switching element or transistor T1.
  • the values of the resistor R3 and of the capacitor C1 are selected so that the second transistor T1 becomes on only after a predefined delay with respect to the change to the high state of the control signal FREQUENCY.
  • the delay means 41 introduce a delay on the FREQUENCY control signal.
  • This delay time corresponds to the time period Tr (visible on the figure 6 ) at the start of the control period T of the IGBT switch (in the case shown in figure 6 , the conduction period Tc of the IGBT switch begins at the same time as the switching period T).
  • the time period Tr is less than the conduction period Tc of the IGBT switch.
  • the first current peak generated in the switching element when it is turned ON generally takes place within 0.5 microseconds following the set to ON. This is observed by those skilled in the art familiar with inverter power supply devices such as the one shown in picture 3 .
  • Tpeak This period during which the first current peak takes place is called Tpeak (visible on the figure 6 ) and corresponds to the minimum value of the time period Tr at the start of the control period.
  • the time period Tr is between a minimum value corresponding to the minimum period Tpic, and a maximum value corresponding to the conduction period Tc of the IGBT switch.
  • the minimum period Tpeak corresponds to the period of time during which the first current peak generated in the switching element when it is turned ON can take place.
  • This third transistor T2 thus turns on and the level signal SWITCH goes to the low state, this state indicating that the current i flowing in the switch IGBT has a value equal to the prefixed maximum current threshold I s .
  • the microprocessor 50 can, from the state of the SWITCH level signal, detect the current peak in the IGBT switch, corresponding to a current value reaching the prefixed maximum current threshold I s , generated during the period of time Tr at the start of the control period T of the IGBT switch.
  • the figure 5 illustrates the image of the voltage across the load resistor R1, the current flowing through the Zener-type diode D1, the collector-emitter voltage of the second transistor T1 and the level signal SWITCH.
  • the voltage across the terminals of the load resistor R1 is greater than the avalanche voltage of the Zener type diode D1 at the end of the conduction period Tc of the IGBT switch.
  • Zener-type diode D1 becomes conductive.
  • the collector-emitter voltage of the second transistor T1 remains zero because the control signal FREQUENCY is in the high state, the second transistor T1 being on.
  • the rising edge of the signal FREQUENCY corresponding to the control of the switch IGBT corresponds to the instant at which the freewheel diode D stops its conduction.
  • This example thus represents a case in which the conduction period Tc of the IGBT switch is minimal.
  • the figure 6 illustrates the same parameters when the voltage across the terminals of the load resistor R1 exceeds the avalanche voltage of the Zener diode D1 at the start of the control period T.
  • a current peak occurs when switched ON of the IGBT switch over a minimum time period Tr or Tpeak.
  • the Zener type diode D1 is conductive, that is to say that a current flows through it. Furthermore, the collector-emitter voltage of the second transistor T1 has a value greater than zero. A Once the time period Tr is over, the control signal FREQUENCY goes high, the second transistor T1 turns on and its collector-emitter voltage becomes zero.
  • the SWITCH level signal goes to the low state as it can be viewed at figure 6 .
  • this method given by way of non-limiting example can be applied to the control method can determine the number of switchings where the switching elements generate a SWITCH signal and thus identify the switching elements generating overheating.
  • the individualized regulation that is to say for each switching element generating heating, carried out using the control method described above can also be associated with regulation by measuring the temperature of the environment of the all the components of the hob.
  • the present invention thus proposes a method for controlling the power of a hob making it possible to detect overheating in the switching elements, to identify the switching elements generating said overheating and to regulate the temperature by acting precisely on the latter.

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Description

  • L'invention concerne un procédé de commande en puissance d'une table de cuisson à induction comprenant plusieurs inducteurs en fonctionnement.
  • Elle concerne également une table de cuisson comprenant des moyens de commande en puissance configurés pour mettre en œuvre ledit procédé de commande en puissance.
  • D'une manière générale, dans une table de cuisson, des moyens d'induction ou inducteurs intégrés à un circuit résonnant sont alimentés à partir d'un dispositif d'alimentation à onduleur comportant un élément de commutation. Les éléments de commutation pilotent en puissance les inducteurs selon une puissance de consigne.
  • Les éléments de commutation sont sujets à des échauffements, ce qui peut nuire au bon fonctionnement de la table de cuisson.
  • Dans ce contexte, on connait des tables de cuisson comprenant des capteurs de température ainsi que des procédés de commande en puissance de tables de cuisson comprenant une étape de régulation de température sur la base des informations recueillies par lesdits capteurs de température.
  • En particulier, dans certaines tables de cuisson, chaque dispositif d'alimentation est équipé d'un capteur de température pour chaque élément de commutation. Bien que cette solution permet de contrôler la température de chaque élément de commutation, une telle table de cuisson est financièrement très coûteuse.
  • D'autres solutions de l'art antérieur proposent un capteur de température commun aux différents éléments de commutation. Ce type de tables de cuisson et leurs procédés de commande associés ne permettent pas d'identifier le ou les éléments de commutation responsables de l'échauffement. Il est ainsi nécessaire d'agir sur tous les éléments de commutation afin de faire baisser la température, y compris les éléments de commutation ne présentant pas d'échauffement.
  • Enfin, il existe des tables de cuisson équipées d'un ou plusieurs capteurs d'ambiance adaptés à mesurer la température de tous les composants électroniques. Dans ce cas il n'y a pas de discrimination et la détection d'une température trop élevée entraîne une baisse de puissance à l'ensemble des inducteurs. Ainsi, si l'un des éléments de commutation chauffe beaucoup plus que les autres, la diminution globale de la puissance de consigne de tous les inducteurs peut ne pas suffire à faire baisser la température de l'élément de commutation. Le document WO2013/064396 A1 divulgue un procédé selon le préambule de la revendication 1.
  • La présente invention a pour but de résoudre au moins l'un des inconvénients précités.
  • L'invention concerne un procédé de commande en puissance d'une table de cuisson à induction comprenant plusieurs inducteurs en fonctionnement, chaque inducteur étant piloté en puissance par un élément de commutation selon une puissance de consigne associée audit inducteur, et un capteur de température adapté à mesurer une température représentative de la température de l'ensemble desdits éléments de commutation.
  • Selon l'invention, ledit procédé comprend les étapes successives suivantes :
    • détection d'une valeur de température mesurée par ledit capteur de température supérieure ou égale à un seuil d'alerte ;
    • détermination, pour chaque élément de commutation, sur une période de temps prédéfinie, d'un nombre de commutations à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant ou de tension préfixé ;
    • identification d'au moins un élément de commutation générant un échauffement en fonction dudit nombre de commutations déterminé pour chaque élément de commutation; et
    • réduction de ladite puissance de consigne associée audit inducteur piloté par ledit au moins un élément de commutation générant un échauffement identifié.
  • Un tel procédé de commande en puissance permet, grâce à un capteur de température, de détecter une montée de température dans les éléments de commutation, d'identifier ledit au moins un élément de commutation générant un échauffement et d'agir sur ce dernier. Autrement dit, le procédé selon l'invention permet d'identifier et d'agir individuellement sur la source de l'échauffement.
  • Les étapes de détermination, d'identification et de réduction du procédé de commande sont uniquement mises en œuvre lorsque la température mesurée est supérieure ou égale au seuil d'alerte. Cela permet d'éviter de devoir réitérer le procédé de commande en continu, même lorsqu'il n'y a pas d'échauffement dans les éléments de commutation.
  • En pratique, lorsqu'un élément de commutation chauffe plus que les autres, celui-ci engendre par son échauffement une montée de la température de chacun des autres éléments de commutation. En utilisant le procédé de commande selon l'invention, il est possible de détecter l'échauffement et de l'imputer à l'élément ou aux éléments de commutation concerné(s).
  • En outre, en réduisant uniquement la puissance de consigne de l'inducteur concerné, la pente de l'échauffement de l'ensemble des éléments de commutation, c'est-à-dire la courbe de la température de l'ensemble des éléments de commutation en fonction du temps, est réduite. Cela permet de maintenir l'ensemble des composants sous une température critique, par exemple fixée à 70°C.
  • L'identification dudit au moins un élément de commutation générant un échauffement est permis par la détermination du nombre de commutations à une valeur de courant ou de tension élevée dépassant le seuil maximal de courant ou de tension préfixé. Plus ledit nombre de commutations est élevé, plus l'échauffement est important.
  • Le procédé de commande selon l'invention permet ainsi de réguler efficacement et pour un moindre coût, la température des éléments de commutation.
  • Selon un mode de réalisation, l'étape d'identification comprend les sous-étapes suivantes :
    • acquisition d'un nombre total de commutations, pour chaque élément de commutation, sur ladite période de temps prédéfinie ;
    • calcul d'un ratio entre ledit nombre de commutations à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant ou de tension préfixé et ledit nombre total de commutations pour chaque élément de commutation ;
    • comparaison dudit ratio calculé avec un ratio seuil ; et
    • identification dudit au moins un élément de commutation générant un échauffement lorsque ledit ratio calculé pour ledit au moins un élément de commutation générant un échauffement est supérieur ou égal audit ratio seuil.
  • Le ratio seuil est prédéfini, c'est-à-dire préalablement fixé. La comparaison pour chaque élément de commutation du ratio calculé au ratio seuil permet d'identifier le ou les éléments de commutation générant de réchauffement et d'agir rapidement sur ces derniers.
  • Selon une caractéristique, le ratio seuil diminue lorsque le nombre d'éléments de commutation en fonctionnement dans la table de cuisson à induction augmente.
  • Selon une caractéristique, le ratio seuil diminue lorsque la valeur de température mesurée augmente.
  • Le ratio seuil peut ainsi être recalculé en cours de fonctionnement de la table de cuisson, en fonction du nombre d'éléments de commutation en fonctionnement et/ou de la valeur de température mesurée. Cela permet une identification très précise des éléments de commutation générant de l'échauffement.
  • Selon un mode de réalisation, l'étape d'identification comprend les sous-étapes suivantes :
    • calcul pour chaque élément de commutation d'une fréquence d'apparition de commutations à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant ou de tension préfixé à partir dudit nombre de commutations déterminé sur ladite période de temps prédéfinie ;
    • comparaison de ladite fréquence d'apparition calculée avec une fréquence seuil ; et
    • identification dudit au moins un élément de commutation générant un échauffement lorsque ladite fréquence d'apparition calculée pour ledit au moins un élément de commutation générant un échauffement est supérieure ou égale à ladite fréquence seuil.
  • Selon une caractéristique, la fréquence seuil diminue lorsque le nombre d'éléments de commutation en fonctionnement dans ladite table de cuisson à induction augmente.
  • Selon une caractéristique, la fréquence seuil diminue lorsque ladite valeur de température mesurée augmente.
  • De même que pour le ratio seuil, la fréquence seuil peut ainsi être recalculée en cours de fonctionnement de la table de cuisson, en fonction du nombre d'éléments de commutation en fonctionnement et/ou de la valeur de température mesurée.
  • Selon une caractéristique, à l'étape de réduction de la puissance de consigne, l'amplitude de la diminution de ladite puissance de consigne est définie en fonction du ratio seuil ou de la fréquence seuil, ladite amplitude augmentant lorsque ledit ratio seuil ou ladite fréquence seuil augmente.
  • Selon une caractéristique, les étapes de détermination et d'identification sont réitérées sur des périodes de temps prédéfinies glissantes dans le temps.
  • En particulier, les étapes de détermination et d'identification sont réitérées sur des périodes plus petites que ladite période de temps prédéfinie.
  • Selon une caractéristique, chaque inducteur est piloté par un unique élément de commutation, de préférence un IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • L'invention porte également sur une table de cuisson à induction comprenant plusieurs inducteurs, chaque inducteur étant piloté en puissance par un élément de commutation selon une puissance de consigne associée audit inducteur, et un capteur de température adapté à mesurer une température représentative de la température de l'ensemble desdits éléments de commutation.
  • Selon l'invention, la table de cuisson comprend des moyens de commande en puissance configurés pour mettre en œuvre le procédé de commande en puissance ayant les caractéristiques précédentes.
  • La table de cuisson à induction présente des caractéristiques et avantages analogues à ceux décrits précédemment en relation avec le procédé de commande.
  • D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront encore dans la description ci-après en référence aux dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs :
    • la figure 1 est une vue schématique d'une table de cuisson à induction à foyers prédéfinis adaptée à mettre en œuvre le procédé de commande conforme à l'invention ;
    • la figure 2 est une vue schématique d'une table de cuisson à induction sans foyers prédéfinis adaptée à mettre en œuvre le procédé de commande conforme à l'invention ;
    • la figure 3 est un schéma illustrant un dispositif d'alimentation à onduleur de moyens d'induction associés à un récipient ;
    • la figure 4 est un schéma illustrant un dispositif de détermination d'une puissance minimale continue ;
    • la figure 5 est un chronogramme illustrant les tensions aux bornes des composants du dispositif de la figure 4, commandé à une fréquence de commutation minimale ; et
    • la figure 6 est une vue analogue à la figure 4, le dispositif de la figure 5 étant commandé à une fréquence de commutation maximale.
  • La figure 1 représente une table de cuisson à induction adaptée à mettre en œuvre la présente invention. A titre d'exemple non limitatif, cette table de cuisson peut être une table de cuisson à induction 10 comprenant au moins un foyer de cuisson associé à des moyens d'induction.
  • La table de cuisson 10 est à foyers de cuisson prédéfinis. Dans cet exemple, la table de cuisson 10 comporte quatre foyers de cuisson F1, F2, F3, F4, chaque foyer de cuisson étant associé à un ou plusieurs inducteurs.
  • Cette table de cuisson 10 comprend de manière classique une phase de puissance d'une alimentation électrique 11, typiquement une alimentation secteur.
  • A titre d'exemple, la table de cuisson 10 est alimentée en 32 A, pouvant fournir une puissance maximale de 7200 W à la table de cuisson 10, soit une puissance de 3600 W par phase.
  • Une carte de contrôle et de commande de puissance 12 permet de supporter l'ensemble des moyens électroniques et informatiques nécessaires au contrôle de la table de cuisson 10.
  • En pratique, des liaisons électriques 13 sont prévues entre cette carte de contrôle et de commande de puissance 12 et chaque foyer de cuisson F1, F2, F3, F4.
  • De manière classique, dans une telle table de cuisson 10, l'ensemble des inducteurs et la carte de contrôle et de commande 12 sont placés sous une surface plane de cuisson, par exemple réalisée à partir d'une plaque en vitrocéramique.
  • Les foyers de cuisson peuvent en outre être identifiés par une sérigraphie en vis-à-vis des inducteurs placés sous la surface de cuisson.
  • Finalement, la table de cuisson 10 comporte également des moyens de commande et d'interface 14 avec l'utilisateur permettant notamment à l'utilisateur de commander en puissance et en durée le fonctionnement de chaque foyer F1, F2, F3, F4.
  • En particulier, l'utilisateur peut par le biais des moyens de commande et d'interface 14 assigner une puissance de consigne Pc à chaque foyer de cuisson recouvert d'un récipient.
  • La figure 2 représente, un autre type de table de cuisson 15 à induction adaptée à mettre en œuvre la présente invention. La table de cuisson 15 est dans cet exemple de réalisation une table dit matricielle, c'est-à-dire sans foyers de cuisson prédéfinis.
  • Cette table de cuisson 15 comprend des moyens de chauffage constitués d'inducteurs 17 répartis dans un plan de cuisson 16.
  • Ces inducteurs 17 sont répartis suivant une trame bidimensionnelle sous le plan de cuisson 16 de la table de cuisson 15.
  • Ils sont disposés côte à côte de manière à couvrir l'ensemble de la surface du plan de cuisson 16.
  • Dans cet exemple, les inducteurs 17 sont disposés en quinconce.
  • Dans d'autres modes de réalisation, les inducteurs peuvent être disposés selon une répartition en lignes et colonnes, c'est-à-dire selon une disposition en matrice.
  • Lorsqu'un récipient est placé sur le plan de cuisson 16, une zone de chauffe Z est formée à partir de la détection des inducteurs 17 recouverts par le récipient. Les zones de chauffe Z sont définies au cas par cas par la position du récipient en vis-à-vis d'un sous-ensemble d'inducteurs 17 disposés sous le plan de cuisson 16. Une zone de chauffe Z peut ainsi être formée d'un ou plusieurs inducteurs.
  • Chaque inducteur 17 de la table de cuisson 15 peut ainsi être commandé indépendamment et mis en fonctionnement uniquement lorsqu'un récipient recouvre au moins une partie de cette inducteur.
  • La table de cuisson 15 comporte de manière connue, comme à l'exemple de réalisation de la figure 1, à la fois une carte de contrôle et de commande de puissance adaptée à supporter l'ensemble des moyens électroniques et informatiques nécessaires au contrôle de la table de cuisson 15, et des moyens de commande et d'interface avec l'utilisateur, permettant notamment à l'utilisateur de commander en puissance et en durée le fonctionnement de chaque zone de chauffe Z.
  • La structure d'une telle table de cuisson et le montage des inducteurs n'ont pas besoin d'être décrits plus en détail ici.
  • Bien entendu, l'invention s'applique également aux tables flexibles, c'est-à-dire comprenant une partie matricielle ou sans foyer prédéfini, et une partie à foyers prédéfinis.
  • La figure 3 illustre un mode de réalisation d'un dispositif d'alimentation à onduleur adapté à alimenter un inducteur.
  • Dans ce schéma, une inductance L représente à la fois l'inductance des inducteurs et celle du récipient à chauffer placé en vis-à-vis.
  • Le système constitué par le récipient et le(s) inducteur(s) du foyer peut ainsi être schématisé par une inductance L.
  • Le circuit résonant comporte également un condensateur C monté en parallèle avec l'inductance L.
  • Le circuit résonant ainsi constitué est alimenté par un dispositif d'alimentation à onduleur comportant ici un unique élément de commutation Com ou élément de puissance. Chaque inducteur est par exemple piloté en puissance par un élément de commutation Com selon une puissance de consigne Pc associée audit inducteur.
  • L'élément de commutation Com est ici un interrupteur du type d'un transistor commandé en tension, notamment un interrupteur IGBT ou IGBT (acronyme du terme anglais "Insulated Gate Bipolar Transistors").
  • L'élément de commutation est monté en série avec le circuit résonant L, C et une diode de roue libre D est montée en parallèle avec l'élément de commutation.
  • Un tel dispositif d'alimentation à onduleur fonctionne selon une fréquence de commutation correspondant à la fréquence de commutation de l'élément de commutation. La fréquence de commutation du dispositif d'alimentation correspond à une période de commande ou de commutation T.
  • En modifiant la fréquence de commutation de l'élément de commutation, il est possible d'ajuster la puissance instantanée délivrée par les inducteurs à un récipient de cuisson.
  • Le montage d'un tel dispositif d'alimentation à onduleur, comportant l'interrupteur IGBT et la diode de roue libre D, et commandé selon une fréquence de commutation (ou période de commutation ou commande T) est utilisé communément dans le domaine des appareils de cuisson à induction et n'a pas besoin d'être décrit plus en détails ici.
  • Dans d'autres exemples de réalisation, l'élément de commutation Com peut être d'un autre type, par exemple un transistor à effet de champ à grille isolée (MOSFET), ou encore un transistor bipolaire.
  • La présente invention s'applique particulièrement aux tables dans lesquelles chaque inducteur est associé à un unique élément de commutation Com, par exemple aux tables mono IGBT. Bien entendu, l'invention peut s'appliquer dans le cas de montages différents, par exemple un montage en demi-pont.
  • La table de cuisson selon l'invention comporte en outre un capteur de température CT (non représenté ici). Le capteur de température CT peut être par exemple disposé à proximité des éléments de commutation Com, de la carte la mère et/ou de l'échangeur thermique de la table de cuisson.
  • Le capteur de température CT est adapté à mesurer une température Tm représentative de la température de l'ensemble des éléments de commutation Com.
  • La table de cuisson fonctionne selon un procédé de commande permettant lors d'un échauffement dans les éléments de commutation Com, d'identifier le ou les éléments de commutation Com à l'origine dudit échauffement et d'agir sur eux afin de faire baisser la température Tm. Le procédé de commande comprend plusieurs étapes.
  • Une première étape consiste à détecter lorsque la valeur de température Tm mesurée par le capteur de température CT est supérieure ou égale à un seuil d'alerte Ts. Cette première étape est réalisée par le capteur de température CT qui par exemple peut envoyer un signal lorsque le seuil d'alerte Ts est dépassé.
  • Si la valeur de la température Tm mesurée atteint ou dépasse le seuil d'alerte Ts, une deuxième étape du procédé de commande est alors opérée. Cette deuxième étape consiste à déterminer, pour chaque élément de commutation Com, sur une période de temps prédéfinie Tf, un nombre de commutations Nc à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant Is ou de tension Us préfixé. Par exemple, pour un interrupteur IGBT, ce sont les commutations à courants élevés qui sont déterminés. Pour un MOSFET, la détermination vise les commutations à tension élevées.
  • Par souci de simplification, on désigne les commutations à une valeur de courant ou tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant Is ou de tension Us préfixé, « les commutations à une valeur de courant ou de tension élevé » ou « les commutations à courant ou tension élevé ».
  • Ainsi, le but de la deuxième étape est de détecter les éléments de commutation Com exposés à des courants ou tensions élevés lors des commutations. Plus l'élément de commutation Com est exposé à des pics de courant ou de tension, plus il est susceptible de chauffer.
  • La détection des éléments de commutation Com à courants ou tensions élevés peut être effectuée par tout moyen connu. Un exemple, reposant sur la génération d'un signal SWITCH lorsque la valeur du courant atteint le seuil maximal de courant Is préfixé, est décrit plus loin dans ce document.
  • Une troisième étape du procédé de commande consiste ensuite à identifier au moins un élément de commutation Com générant un échauffement en fonction du nombre de commutations Nc déterminé à la deuxième étape pour chaque un élément de commutation Com.
  • En particulier, plus le nombre de commutations Nc d'un élément de commutation Com à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement au seuil maximal de courant Is ou de tension Us préfixé est élevé, plus ledit élément de commutation Com est susceptible de générer un échauffement.
  • Enfin, une quatrième étape du procédé de commande consiste à réduire la puissance de consigne Pc associée à l'inducteur piloté par le ou les éléments de commutation Com générant un échauffement identifié(s) à la troisième étape.
  • La puissance de consigne Pc peut être diminuée une ou plusieurs fois jusqu'à l'obtention d'une température des éléments de commutation Com acceptable et/ou d'un nombre acceptable de commutations du ou des éléments de commutation Com commandés ayant généré de l'échauffement.
  • La diminution de la puissance de consigne Pc peut être effectué par tout moyen connu, par exemple par découpage.
  • L'amplitude de diminution de la puissance de consigne Pc peut être constante. Par exemple, la puissance de consigne Pc peut être diminuée de 12,5W pour chaque inducteur piloté par un élément de commutation Com générant de l'échauffement.
  • Dans un autre exemple de réalisation, l'amplitude de la diminution de la puissance de consigne Pc peut être fonction du nombre d'inducteurs en fonctionnement. En particulier, l'amplitude de la puissance de consigne Pc peut diminuer lorsque le nombre d'inducteurs en fonctionnement augmente.
  • Suite à la diminution de la puissance de consigne Pc associée à l'élément de commutation Com, et si la température Tm mesurée descend en-dessous du seuil d'alerte Ts, l'élément de commutation Com peut revenir à la puissance de consigne initiale. Cette étape peut se faire soit graduellement, soit de manière instantanée.
  • La troisième étape ou étape d'identification est décrite plus en détails ci-après, selon deux exemples de réalisation.
  • Selon un premier exemple de réalisation, l'étape d'identification consiste dans un premier temps en l'acquisition d'un nombre total de commutations NT, pour chaque élément de commutation Com, sur la période de temps prédéfinie Tf.
  • Puis dans un second temps, un ratio Rc est calculé entre le nombre de commutations Nc déterminé et le nombre total de commutations NT pour chaque élément de commutation Com. Autrement dit, un ratio Rc est calculé sur la période de temps prédéfinie Tf entre le nombre de commutations Nc où l'élément de commutation Com a été exposé à un pic de courant ou de tension et le nombre total de commutations NT.
  • Ce ratio Rc calculé est ensuite comparé à un ratio seuil Rs. Le ratio seuil Rs est prédéfini, par exemple par essai.
  • Le calcul du ratio Rc peut être effectué sur une moyenne glissante sur la période de temps prédéfinie Tf. Autrement dit, le calcul peut se faire sur des périodes de temps inférieures à la période de temps prédéfinie, lesdites périodes de temps se recoupant.
  • A titre d'exemple, on peut effectuer le calcul du ratio Rc toutes les 3,3 secondes en considérant le nombre de commutations sur les dernières 15 secondes. Dans un exemple de réalisation, le nombre de commutations est de 450 000 sur la période de mesure glissante de 15 secondes. Si dans cette période de temps, le nombre de commutations Nc à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant Is ou de tension Us préfixé est de 420 000, le ratio Rc est alors égal 0.93.
  • Le ratio seuil Rs peut être compris entre 0,90 et 0,95. Cette plage de valeur présente un bon compris entre réduction des performances de l'inducteur acceptables et un effet significatif sur la température de l'élément de commutation Com.
  • Le ratio seuil Rs peut être fixe ou variable.
  • En particulier, le ratio seuil Rs peut diminuer lorsque le nombre d'éléments de commutation Com en fonctionnement dans la table de cuisson à induction augmente. Par exemple, le ratio seuil Rs peut être de 0,95 lorsque deux éléments de commutation Com sont actifs, de 0,93 lorsque trois éléments de commutation Com sont actifs et de 0,90 lorsque quatre éléments de commutation Com sont actifs.
  • Dans un autre exemple de réalisation, le ratio seuil Rs peut diminuer lorsque la valeur de la température Tm mesurée dans les éléments de commutation Com augmente. Par exemple, le ratio seuil peut être égal à 0,95 lorsque la température Tm mesurée est comprise entre 70°C et 80°C, de 0,93 lorsque la température Tm mesurée est comprise entre 80°C et 90°C, et de 0,91 lorsque la température Tm mesurée est supérieure à 90°.
  • Le calcul du ratio seuil Rs en fonction du nombre d'éléments de commutation Com en fonction de la température Tm mesurée peuvent être effectués dans deux modes de réalisation distincts ou peuvent être combinés. Dans ce dernier cas, le calcul du ratio seuil Rs peut prendre en compte à la fois la variation du nombre d'éléments de commutation Com et la variation de la température Tm mesurée.
  • Enfin, lorsque le ratio Rc calculé pour un élément de commutation Com est supérieur ou égal au ratio seuil Rs, ledit élément de commutation Com est identifié comme étant un élément de commutation Com générant un échauffement.
  • La puissance de consigne Pc de l'inducteur piloté par l'élément de commutation Com générant un échauffement est alors diminuée.
  • Selon un deuxième exemple de réalisation, l'étape d'identification consiste dans un premier temps en le calcul pour chaque élément de commutation Com d'une fréquence d'apparition Fc de commutations à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant Is ou de tension Us à partir du nombre de commutations Nc déterminé sur la période de temps prédéfinie Tf.
  • Autrement dit, le nombre de commutations Nc à une valeur de courant ou de tension élevé est déterminé pour chaque élément de commutation Com sur la période de temps prédéfinie Tf. Cela permet de calculer la fréquence des commutations à une valeur de courant ou de tension élevé sur la période de temps prédéfinie Tf.
  • A titre d'exemple, s'il y a eu 380 000 commutations à une tension ou courant élevé sur les 15 dernières secondes, alors la fréquence d'apparition Fc est de 25 333.
  • Puis dans un second temps, la fréquence d'apparition Fc calculée est comparée avec une fréquence seuil Fs. La fréquence seuil Fs est préfixée, par exemple par essai.
  • La fréquence seuil Fs peut être comprise entre 27 000 et 28 500. Cette plage de valeur présente un bon compris entre réduction des performances de l'inducteur acceptables et un effet significatif sur la température de l'élément de commutation Com.
  • De même que pour le ratio seuil Rs, la fréquence seuil Fs peut être fixe ou variable. En particulier, la fréquence seuil Fs peut diminuer lorsque le nombre d'éléments de commutation Com en fonctionnement augmente. Par exemple, la fréquence seuil Fs peut être de 28 500 lorsque deux inducteurs sont actifs, de 27 750 lorsque trois éléments de commutation Com sont actifs et de 27 000 lorsque quatre éléments de commutation Com sont actifs.
  • La fréquence seuil Fs peut également diminuer lorsque la valeur de la température Tm mesurée dans les éléments de commutation Com augmente. Par exemple, la fréquence seuil Fs peut être égale à 28 500 lorsque la température Tm mesurée est comprise entre 70°C et 80°C, de 27 500 lorsque la température Tm mesurée est comprise entre 80°C et 90°C, et de 26 500 lorsque la température Tm mesurée est supérieure à 90°.
  • Le calcul de la fréquence seuil Fs en fonction du nombre d'éléments de commutation Com et de la température Tm mesurée peuvent être effectués dans deux modes de réalisation distincts ou peuvent être combinés. Dans ce dernier cas, le calcul de la fréquence seuil Fs peut prendre en compte à la fois la variation du nombre d'éléments de commutation Com et la variation de la température Tm mesurée.
  • Enfin, lorsque la fréquence d'apparition Fc calculée pour un élément de commutation Com est supérieure ou égale à la fréquence seuil, ledit élément de commutation Com est identifié comme étant un élément de commutation Com générant un échauffement.
  • La puissance de consigne Pc de l'inducteur piloté par l'élément de commutation Com générant un échauffement est alors diminuée.
  • L'amplitude de la diminution de la puissance de consigne Pc peut être définie en fonction du ratio seuil Rs ou de la fréquence seuil Fs. En effet, ladite amplitude peut augmenter lorsque ledit ratio seuil Rs ou ladite fréquence seuil Fs augmente.
  • Dans les deux exemples de réalisation de l'étape d'identification décrits ci-dessus (par calcul d'un ratio Rc ou par calcul d'une fréquence d'apparition Fc), les valeurs du ratio seuil Rs et de la fréquence seuil Fs peuvent être calculées respectivement par rapport à une valeur de ratio initial ou de fréquence d'apparition initiale à laquelle sont appliqués un ou plusieurs coefficients de correction. Les coefficients de correction dépendent notamment du nombre d'éléments en fonctionnement et/ou de la température des éléments de commutation Com.
  • Les coefficients applicables en fonction du nombre d'éléments de commutation Com actifs et/ou de la température de l'électronique peuvent également être stockés grâce à des moyens de stockage de la table de cuisson, et appliqués au besoin.
  • Dans un mode de réalisation, plusieurs ratios seuils Rs ou fréquences seuils Fs peuvent être préfixé(e)s. Dans ce cas, la diminution de la puissance de consigne Pc associée peut être plus élevée lorsque le ratio Rc calculé ou la fréquence d'apparition Fc calculée atteint les ratios seuils les plus élevés. Autrement dit, plus l'élément de commutation Com chauffe, plus l'amplitude de diminution de la puissance de consigne Pc associée est élevée.
  • Lorsqu'un inducteur est arrêté ou que sa consigne de puissance est modifiée, l'évolution de la température des éléments de commutation Com change et peut diminuer. Cela peut modifier le ratio seuil Rs ou la fréquence seuil Fs lorsque le procédé de commande est réitéré. Cette hystérésis permet d'éviter l'instabilité des dispositifs d'alimentation.
  • Dans l'exemple décrit précédemment, lorsque la température Tm mesurée atteint ou dépasse le seuil d'alerte Ts, la puissance de consigne Pc est diminuée uniquement pour le ou les inducteurs pilotés par le ou les éléments de commutation Com générant de l'échauffement.
  • Néanmoins, il est possible de diminuer d'une certaine amplitude la puissance de consigne Pc de tous les inducteurs en fonctionnement, et de diminuer d'une amplitude supérieure la puissance de consigne Pc associée à l'élément ou aux éléments de commutation Com générant de l'échauffement. En particulier, il est possible de diminuer d'une amplitude supérieure la puissance de consigne Pc des inducteurs pilotés par les éléments de commutation Com ayant les ratios ou les fréquences mesurées supérieures aux ratios seuils Rs ou fréquences seuils Fs, ou ayant les ratios ou fréquences les plus élevé(e)s.
  • La diminution globale de la puissance de consigne Pc de tous les inducteurs en fonctionnement peut être opérée lorsque la température Tm mesurée atteint une valeur de température critique. La température critique est supérieure au seuil d'alerte Ts et peut constituer une sécurité supplémentaire pour la table de cuisson. Par exemple, pour une température Tm mesurée supérieure à une température critique de 70°C, le procédé de commande peut comprendre une étape de diminution de la puissance de consigne Pc de tous les inducteurs en fonctionnement.
  • La figure 4 illustre un dispositif de détermination comprenant en particulier des moyens de mesure du courant i circulant dans un interrupteur IGBT et une diode de roue libre D. En particulier, ce dispositif de détermination permet de déterminer lorsque le courant dans l'interrupteur IGBT dépasse le seuil maximal de courant Is préfixé (deuxième étape du procédé de commande selon l'invention).
  • Dans cet exemple, les moyens de mesure du courant sont réalisés au moyen d'un transformateur d'intensité 20.
  • La valeur de la tension aux bornes d'une résistance de charge R1, placée en sortie du transformateur d'intensité 20, correspond à l'image du courant i circulant dans l'interrupteur IGBT ou la diode de roue libre D.
  • Ces moyens de mesure 20 sont associés à des moyens de détection 30 d'un pic du courant i circulant dans l'interrupteur IGBT.
  • Ces moyens de détection 30 comprennent notamment une diode du type Zener D1 montée en parallèle du transformateur d'intensité 20.
  • La tension d'avalanche de la diode de type Zener D1 est sensiblement égale à la valeur de la tension en sortie du transformateur d'intensité 20 lorsque le courant i circulant dans l'interrupteur IGBT est sensiblement égal à un seuil maximal de courant Is préfixé, admissible dans l'interrupteur IGBT.
  • Les moyens de détection 30 comportent, en outre, une seconde diode D2 montée en série avec la diode Zener D1 et en opposition par rapport à la diode Zener D1.
  • Les moyens de détection 30 comportent en outre une résistance R2, montée en série avec les deux diodes D1, D2.
  • Des moyens de génération 40 d'un signal de niveau SWITCH sont associés aux moyens de détection 30. Les moyens de génération 40 sont configurés pour générer un signal de niveau SWITCH destiné à informer à des moyens de contrôle, typiquement réalisés par un microprocesseur 50, si le courant i circulant dans l'élément de commutation a atteint ou pas le seuil maximal de courant préfixé.
  • Les moyens de génération 40 comportent un deuxième élément de commutation T1 commandé par un signal de commande FREQUENCY ayant une période égale à la période de commutation T et étant représentative de la commande de l'interrupteur IGBT.
  • Le deuxième élément de commutation T1 est monté en série de la résistance R2 et des deux diodes D1, D2 formant un circuit en parallèle avec le transformateur d'intensité 20.
  • Le deuxième élément de commutation T1 est ici un transistor bipolaire du type NPN.
  • Les moyens de génération 40 comportent en outre des moyens de retard 41 montés entre le signal de commande FREQUENCY et le deuxième élément de commutation T1.
  • Dans le mode de réalisation représenté, les moyens de retard 41 sont reliés à la base b du deuxième transistor T1.
  • Les moyens de retard 41 sont configurés pour générer une période de temps Tr (illustrée à la figure 4) au début d'une période de commutation T de l'interrupteur IGBT.
  • Les moyens de retard 41 comportent une résistance de retard R3 reliée par une première borne à la base du deuxième transistor T1, et un condensateur de retard C1 monté entre la base et l'émetteur du deuxième transistor T1. Le signal de commande FREQUENCY est appliqué à la seconde borne de la résistance de retard R3.
  • Les moyens de génération 40 comportent en outre un troisième élément de commutation T2, étant ici un transistor bipolaire du même type que le deuxième transistor T1, c'est-à-dire de type NPN.
  • Le troisième transistor T2 est monté entre une résistance de pull-up R5 et le potentiel de référence. La base du troisième transistor T2 est relié au collecteur du deuxième transistor T1 et à la résistance R2 des moyens de détection 30.
  • Le signal de niveau SWITCH est pris entre le troisième transistor T2 (son collecteur) et la résistance de pull-up R5.
  • Finalement, un condensateur de sortie C2 est monté à la sortie du troisième transistor T2, en parallèle. Le condensateur de sortie C2 forme avec la résistance de pull-up R5 des moyens de maintien 42 du signal de niveau SWITCH à un état prédéfini indiquant que le courant i circulant dans l'interrupteur IGBT présente une valeur égale au seuil maximal de courant préfixé. Le condensateur de sortie C2 et la résistance de pull-up R5 présentent des valeurs telles que le signal de niveau SWITCH reste à l'état prédéfini pendant une période de commutation (ou de découpage) de l'interrupteur IGBT.
  • On va décrire à présent le fonctionnement des moyens de détection 30 d'un pic du courant circulant dans l'interrupteur IGBT et des moyens de génération 40 d'un signal de niveau SWITCH.
  • Les moyens de détection 30 sont configurés pour détecter un courant i dont la valeur est sensiblement égale au seuil maximal de courant Is préfixé, correspondant à la valeur de courant admissible dans l'interrupteur IGBT.
  • Cette valeur seuil maximale prédéterminée est strictement positive.
  • Pour des interrupteurs IGBT classiques, cette valeur seuil maximale prédéterminée est supérieure ou égale à 40 A, et de préférence supérieure à 60 A.
  • Les moyens de génération 40 sont configurés pour générer un signal de niveau SWITCH indiquant si les moyens de détection 30 ont détecté ou pas un pic de courant égal au seuil maximal de courant Is préfixé.
  • Ainsi, le signal de niveau SWITCH est destiné à informer aux moyens de contrôle 50, si le courant i circulant dans l'interrupteur IGBT atteint ou pas le seuil maximal de courant Is préfixé.
  • Si un pic de courant égal au seuil maximal de courant Is préfixé est détecté lors d'une période de temps Tr au début de la période de commutation T, le signal de niveau SWITCH est à l'état bas. Dans le cas contraire, le signal de niveau SWITCH est à l'état haut.
  • Comme il sera décrit ci-dessous, les moyens de génération 40 sont contrôlés par un signal de commande FREQUENCY. Le signal de commande FREQUENCY est indicatif de la commande ou mise sur ON de l'interrupteur IGBT. Le signal de commande FREQUENCY présente un premier état lorsque l'interrupteur est commandé ou mis en conduction, et un second état lorsque l'interrupteur IGBT ne conduit pas.
  • Le premier état peut être un état haut et le second état peut être un état bas.
  • Dans des cas où la diode de roue libre D conduit en début de période de commutation T, le signal de commande FREQUENCY passe à l'état haut après la mise en conduction de la diode de roue libre D et au plus tard à l'instant auquel la diode de roue libre D arrête de conduire. En effet, l'interrupteur IGBT est commandé ou dévient passant à un instant compris entre le début et la fin de la conduction de la diode de roue libre D.
  • Le signal de commande FREQUENCY est ici un signal ayant une période égale à la période de commutation T et correspond au signal de commande de l'interrupteur IGBT.
  • Autrement dit, le signal de commande FREQUENCY se trouve dans le premier état lorsque l'interrupteur IGBT se trouve en état ON et dans le second état lorsqu'il se trouve en état OFF.
  • Lorsque la diode de roue libre est passante, et qu'un courant circule dans cette diode de roue libre D, la tension aux bornes de la résistance de charge R1 est négative.
  • Compte tenu du montage de la diode D2, dans les moyens de détection 30, cette diode D2 est bloquée.
  • Par conséquent, quel que soit l'état du signal de commande FREQUENCY, le troisième transistor T2 est bloqué et le signal de niveau SWITCH est par conséquent à l'état haut.
  • Lorsque l'interrupteur IGBT est passant, la tension aux bornes de la résistance de charge R1 est positive. Tant que la valeur du courant i dans l'interrupteur IGBT est inférieure au seuil maximal de courant Is préfixé, la diode de type Zener D1 est bloquée du fait du choix spécifique de sa tension d'avalanche.
  • En revanche, lorsque la valeur du courant i circulant dans l'interrupteur IGBT atteint le seuil maximal de courant Is préfixé, la tension aux bornes de la résistance de charge R1 devient supérieure à la tension d'avalanche de la diode Zener D1.
  • La diode de type Zener D1 devient alors passante.
  • On notera que l'interrupteur IGBT est passant pendant une période de temps nommé période de conduction Tc.
  • Lorsque la période de conduction Tc commence, c'est-à-dire lorsque l'interrupteur IGBT est commandé ou mis sur ON, le signal de niveau FREQUENCY est à l'état haut.
  • On notera que, comme indiqué ci-dessus, dans certains cas, en début de période de commutation T, la diode de roue libre D se met en état de conduction avant que l'interrupteur IGBT ne conduise, et dans d'autres cas l'élément de commutation se met directement en conduction.
  • Lorsque le signal de commande FREQUENCY se trouve à l'état haut, les moyens de retard 41 comportant le condensateur C1 et la résistance R3, introduisent un temps de retard sur le signal de commande FREQUENCY qui contrôle le fonctionnement du deuxième élément de commutation ou transistor T1.
  • On notera que les valeurs de la résistance R3 et du condensateur C1 sont sélectionnées de manière à ce que le deuxième transistor T1 ne devienne passant qu'après un délai prédéfini par rapport au passage à l'état haut du signal de commande FREQUENCY. Autrement dit, les moyens de retard 41 introduisent un retard sur le signal de commande FREQUENCY.
  • Ce temps de retard correspond à la période de temps Tr (visible sur la figure 6) en début de la période de commande T de l'interrupteur IGBT (dans le cas représenté à la figure 6, la période de conduction Tc de l'interrupteur IGBT débute en même temps que la période de commutation T).
  • La période de temps Tr est inférieure à la période de conduction Tc de l'interrupteur IGBT.
  • Le premier pic de courant généré dans l'élément de commutation à la mise sur ON de celui-ci a lieu en général dans les 0.5 microsecondes suivant la mise sur ON. Ceci est constaté par l'homme du métier connaissant les dispositifs d'alimentation à onduleur tel que celui représenté à la figure 3.
  • Cette période pendant lequel a lieu le premier pic de courant est nommée Tpic (visible sur la figure 6) et correspond à la valeur minimale de la période de temps Tr en début de la période de commande.
  • Dans un mode de réalisation, la période de temps Tr est comprise entre une valeur minimale correspondant à la période minimale Tpic, et une valeur maximale correspondant à la période de conduction Tc de l'interrupteur IGBT. La période minimale Tpic correspond à la période de temps pendant laquelle le premier pic de courant généré dans l'élément de commutation à la mise en ON de celui-ci peut avoir lieu.
  • Pendant que le deuxième transistor T1 n'est pas passant, et que la diode de type Zener D1 est passante du fait que le courant i dans le transistor IGBT est supérieur à la tension d'avalanche de la diode de type Zener D1, un courant circule à travers la résistance R2 des moyens de détection 20 et se dirige à la base du troisième transistor T2.
  • Ce troisième transistor T2 devient ainsi passant et le signal de niveau SWITCH passe à l'état bas, cet état indiquant que le courant i circulant dans l'interrupteur IGBT présente une valeur égale au seuil maximal de courant Is préfixé.
  • Les moyens de maintien 42 formés par le condensateur de sortie C2 et la résistance de pull-up R5 montée en sortie du troisième transistor T2, sont sélectionnés de manière à ce que le signal de niveau SWITCH reste à l'état bas pendant au moins une période de commande T de l'interrupteur IGBT.
  • Ainsi, le microprocesseur 50 peut, à partir de l'état du signal de niveau SWITCH, détecter le pic de courant dans l'interrupteur IGBT, correspondant à une valeur de courant atteignant le seuil maximal de courant Is préfixé, générée pendant la période de temps Tr au début de la période de commande T de l'interrupteur IGBT.
  • La figure 5 illustre l'image de la tension aux bornes de la résistance de charge R1, le courant traversant la diode de type Zener D1, la tension collecteur-émetteur du deuxième transistor T1 et le signal de niveau SWITCH.
  • Dans l'exemple représenté, la tension aux bornes de la résistance de charge R1 est supérieure à la tension d'avalanche de la diode de type Zener D1 en fin de la période de conduction Tc de l'interrupteur IGBT.
  • Comme illustré à la figure 5, lorsque la tension aux bornes de la résistance de charge R1 dépasse la tension d'avalanche de la diode de type Zener D1, la diode de type Zener D1 devient passante.
  • En outre, la tension collecteur-émetteur du deuxième transistor T1 reste nulle du fait que le signal de commande FREQUENCY est à l'état haut, le deuxième transistor T1 étant passant.
  • Dans ces conditions, le signal de niveau SWITCH reste à l'état haut.
  • On notera que dans l'exemple illustré par la figure 5, le front montant du signal FREQUENCY correspondant à la commande de l'interrupteur IGBT, correspond à l'instant auquel la diode de roue libre D arrête sa conduction. Cet exemple représente ainsi, un cas dans lequel la période de conduction Tc de l'interrupteur IGBT est minimale.
  • Bien entendu, la commande de l'interrupteur IGBT, et par conséquent le front montant du signal FREQUENCY pourrait survenir avant la fin de la conduction de la diode de roue libre D.
  • La figure 6 illustre les mêmes paramètres lorsque la tension aux bornes de la résistance de charge R1 dépasse la tension d'avalanche de la diode Zener D1 en début de la période de commande T. Dans le cas représenté un pic de courant se produit à la mise sur ON de l'interrupteur IGBT sur une période de temps Tr minimale ou Tpic.
  • On notera en particulier que le pic du courant observé dans l'interrupteur IGBT à la mise sur ON de celui-ci est indépendant du récipient placé en vis-à-vis des moyens d'induction. En effet, ce pic de courant est dû à la décharge du condensateur C dans le circuit résonnance comme indiqué précédemment.
  • Comme illustré sur la figure 6, du fait du pic de tension observé aux bornes de la résistance de charge R1, la diode de type Zener D1 est passante, c'est-à-dire qu'un courant circule à travers elle. En outre, la tension collecteur-émetteur du deuxième transistor T1 présente une valeur supérieure à zéro. Une fois que la période de temps Tr est finie, le signal de commande FREQUENCY passe à l'état haut, le deuxième transistor T1 devient passant et sa tension du collecteur-émetteur devient zéro.
  • Au moment où la diode de type Zener D1 devient passante et qu'une tension est présente entre le collecteur et l'émetteur du deuxième transistor T1, le signal de niveau SWITCH passe à l'état bas comme il peut être visualisé à la figure 6.
  • Ainsi, cette méthode donnée à titre d'exemple non limitatif peut être appliquée au procédé de commande peut déterminer le nombre de commutations où les éléments de commutation génèrent un signal SWITCH et ainsi identifier les éléments de commutation générant de l'échauffement.
  • Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits et illustrés.
  • La régularisation individualisée, c'est-à-dire pour chaque élément de commutation générant de l'échauffement, réalisé grâce au procédé de commande décrit ci-dessus peut également être associée à une régulation par la mesure de la température de l'ambiance de l'ensemble des composants de la table de cuisson.
  • La présente invention propose ainsi un procédé de commande en puissance d'une table de cuisson permettant de détecter un échauffement dans les éléments de commutation, d'identifier les éléments de commutation générant ledit échauffement et de réguler la température en agissant précisément sur ces derniers.

Claims (11)

  1. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction comprenant plusieurs inducteurs (17) en fonctionnement, chaque inducteur (17) étant piloté en puissance par un élément de commutation (Com) selon une puissance de consigne (Pc) associée audit inducteur (17), et un capteur de température (CT) adapté à mesurer une température (Tm) représentative de la température de l'ensemble desdits éléments de commutation (Com), ledit procédé comprend une étape de détection d'une valeur de température (Tm) mesurée par ledit capteur de température (CT) supérieure ou égale à un seuil d'alerte (Ts), caractérisé en ce que ledit procédé comprend également les étapes successives suivantes:
    - détermination, pour chaque élément de commutation (Com), sur une période de temps prédéfinie (Tf), d'un nombre de commutations (Nc) à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant ou de tension (Is, Us) préfixé ;
    - identification d'au moins un élément de commutation (Com) générant un échauffement en fonction dudit nombre de commutations (Nc) déterminé pour chaque élément de commutation (Com); et
    - réduction de ladite puissance de consigne (Pc) associée audit inducteur (17) piloté par ledit au moins un élément de commutation (Com) générant un échauffement identifié.
  2. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que l'étape d'identification comprend les sous-étapes suivantes :
    - acquisition d'un nombre total de commutations (NT), pour chaque élément de commutation (Com), sur ladite période de temps prédéfinie (Tf) ;
    - calcul d'un ratio (Rc) entre ledit nombre de commutations (Nc) à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant ou de tension (Is, Us) préfixé et ledit nombre total de commutations (NT) pour chaque élément de commutation (Com) ;
    - comparaison dudit ratio (Rc) calculé avec un ratio seuil (Rs) ; et
    - identification dudit au moins un élément de commutation (Com) générant un échauffement lorsque ledit ratio (Rc) calculé pour ledit au moins un élément de commutation (Com) générant un échauffement est supérieur ou égal audit ratio seuil (Rs).
  3. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction conforme à la revendication 2, caractérisé en ce que ledit ratio seuil (Rs) diminue lorsque le nombre d'éléments de commutation (Com) en fonctionnement dans ladite table de cuisson (10, 15) à induction augmente.
  4. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction conforme à l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que ledit ratio seuil (Rs) diminue lorsque ladite valeur de température (Tm) mesurée augmente.
  5. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que l'étape d'identification comprend les sous-étapes suivantes :
    - calcul pour chaque élément de commutation (Com) d'une fréquence d'apparition (Fc) de commutations à une valeur de courant ou de tension supérieure ou égale respectivement à un seuil maximal de courant ou de tension (Is, Us) préfixé à partir dudit nombre de commutations (Nc) déterminé sur ladite période de temps prédéfinie (Tf) ;
    - comparaison de ladite fréquence d'apparition (Fc) calculée avec une fréquence seuil (Fs) ; et
    - identification dudit au moins un élément de commutation (Com) générant un échauffement lorsque ladite fréquence d'apparition (Fc) calculée pour ledit au moins un élément de commutation (Com) générant un échauffement est supérieure ou égale à ladite fréquence seuil (Fs).
  6. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction conforme à la revendication 5, caractérisé en ce que ladite fréquence seuil (Fs) diminue lorsque le nombre d'éléments de commutation (Com) en fonctionnement dans ladite table de cuisson à induction (10, 15) augmente.
  7. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction conforme à l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce que ladite fréquence seuil (Fs) diminue lorsque ladite valeur de température (Tm) mesurée augmente.
  8. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction conforme à l'une des revendications 2 à 7, caractérisé en ce qu'à l'étape de réduction de ladite puissance de consigne (Pc), l'amplitude de la diminution de ladite puissance de consigne (Pc) est définie en fonction dudit ratio seuil (Rs) ou de ladite fréquence seuil (Fs), ladite amplitude augmentant lorsque ledit ratio seuil (Rs) ou ladite fréquence seuil (Fs) augmente.
  9. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction conforme à l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que lesdites étapes de détermination et d'identification sont réitérées sur des périodes de temps prédéfinies glissantes dans le temps.
  10. Procédé de commande en puissance d'une table de cuisson (10, 15) à induction conforme à l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que chaque inducteur (17) est piloté par un unique élément de commutation (Com), de préférence un IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  11. Table de cuisson à induction comprenant plusieurs inducteurs, chaque inducteur (17) étant piloté en puissance par un élément de commutation selon une puissance de consigne (Pc) associée audit inducteur (17), et un capteur de température (CT) adapté à mesurer une température (Tm) représentative de la température de l'ensemble desdits éléments de commutation (Com), caractérisée en ce qu'elle comprend des moyens de commande en puissance configurés pour mettre en œuvre le procédé de commande en puissance selon l'une des revendications 1 à 10.
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