EP3804137A1 - Système d'interrupteur avec un circuit de limitation de tension, bras de commutation et convertisseur électrique - Google Patents

Système d'interrupteur avec un circuit de limitation de tension, bras de commutation et convertisseur électrique

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Publication number
EP3804137A1
EP3804137A1 EP19726418.7A EP19726418A EP3804137A1 EP 3804137 A1 EP3804137 A1 EP 3804137A1 EP 19726418 A EP19726418 A EP 19726418A EP 3804137 A1 EP3804137 A1 EP 3804137A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
switch
current
terminal
discharge
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP19726418.7A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Michel Plaideau
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Valeo Systemes de Controle Moteur SAS
Original Assignee
Valeo Systemes de Controle Moteur SAS
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Filing date
Publication date
Application filed by Valeo Systemes de Controle Moteur SAS filed Critical Valeo Systemes de Controle Moteur SAS
Publication of EP3804137A1 publication Critical patent/EP3804137A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
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    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/168—Modifications for eliminating interference voltages or currents in composite switches

Definitions

  • the present invention relates to a switch system with a voltage limiting circuit, a switching arm and an electrical converter.
  • a switch comprising:
  • the current input terminal and the current output terminal being intended to have a switch voltage between them, and the control terminal and the current output terminal being intended to present between them a control voltage controlling the switch voltage
  • a discharge branch of the control terminal of the switch the discharge branch being connected to the control terminal of the switch and comprising a discharge resistor, and the discharge branch being intended to be traversed by at least one a part of a discharge current of the control terminal so that the control voltage decreases,
  • the voltage limiting circuit generally comprises a transient-voltage-suppressor (TVS) component, such as a Zener diode arranged to switch to the reverse mode (avalanche mode) when the switch voltage becomes too high to provide the injected current.
  • TVS transient-voltage-suppressor
  • TVS components have the problem of deriving a lot of temperature and their dynamic resistance is not properly defined for currents from 100 to 300 mA, generally used in voltage converters for the automotive field.
  • the choice of TVS is very small and the power induced in these TVS is strong.
  • the invention aims to overcome at least in part the aforementioned problems.
  • the voltage limiting circuit comprises:
  • an operational amplifier arranged to compare a voltage representative of the switch voltage with a reference voltage, in order to provide an output voltage according to the comparison
  • a current generating circuit designed to generate the injected current as a function of the output voltage of the operational amplifier.
  • the current generating circuit comprises: - a first current generating sub-circuit designed to generate an intermediate current as a function of the output voltage of the operational amplifier; and a second current generating sub-circuit designed to generate the injected current as a function of the intermediate current.
  • the first sub-circuit comprises a first transistor having a current arrival terminal, the arrival terminal current of the first transistor and a power supply terminal of the operational amplifier are connected to a common terminal, and the first transistor is controlled by the output voltage of the operational amplifier so as to generate the intermediate current through the common terminal.
  • the second sub-circuit comprises a second transistor which has a current input terminal (e2), a current output terminal (c2) and a control terminal (b2) and which is intended to provide the injected current (ij through its current output terminal (c2).
  • the second subcircuit comprises:
  • first and second resistors connected to each other at a mid-point to which the control terminal of the second transistor is connected
  • a third resistor connected between the current input terminal of the second transistor and the first resistor.
  • the current generating circuit further comprises a resistor connected between the discharge branch and an output terminal of the operational amplifier.
  • the current generating circuit further comprises a diode connected between the discharge branch and the output terminal of the operational amplifier for preventing current from entering the operational amplifier through its output terminal.
  • the voltage limiting circuit further includes a voltage divider circuit adapted to divide the switch voltage to provide the voltage representative of the switch voltage.
  • the switch system further comprises a charging branch of the control terminal, different from the discharge branch, wherein the charging branch is connected to the control terminal of the switch, wherein the charging branch comprises a load resistor and a load-carrying diode towards the control terminal of the switch, wherein the charging branch is intended to be a current for passing through the load resistor and the load diode, forming at least a portion of a load current of the control terminal so that the control voltage increases, and wherein the discharge branch includes in addition to a blocking discharge diode towards the control terminal of the switch, the at least a portion of the discharge current being for passing through the discharge resistor and the discharge diode.
  • the switch system further comprises a power supply of the voltage limiting circuit, the power supply having a DC voltage source, a resistor connected between the DC voltage source and an input terminal of the voltage limiting circuit. voltage limiting circuit and capacitance connected between the input terminal of the voltage limiting circuit and the current output terminal of the switch.
  • the switch system further comprises a diode connected between the resistor and the input terminal of the voltage limiting circuit in the direction of the input terminal of the voltage limiting circuit.
  • the voltage limiting circuit further comprises a device designed to fix, in the absence of a switch voltage, the voltage representative of the switch voltage at a default voltage lower than the reference voltage. .
  • a switching arm comprising two switch systems respectively comprising two switches connected to each other at a mid-point, and in which at least one of the switch systems, preferably both, is in conformity with one another.
  • DESCR1PT10N OF F1GURES Figure 1 is an electrical diagram of an electrical converter implementing the invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a switch control circuit of the electrical converter of FIG. 1, according to a first embodiment of the invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a switch control circuit of the electric converter of FIG. 1, according to a second embodiment of the invention.
  • Figure 4 is a circuit diagram of a switch control circuit according to the state of the art.
  • a zero electrical quantity is for example a negligible electrical magnitude in front of other electrical quantities of the same nature.
  • a very large electrical quantity is, for example, an electrical quantity at least 100 times, preferably at least 1000 times, larger than the other electrical quantities of the same kind.
  • the electric converter 100 is for example used in a motor vehicle.
  • the electrical converter 100 is for example an inverter or a rectifier, or even a DC / DC converter.
  • the electric converter 100 has a plurality of switching arms.
  • the electrical converter 100 comprises two switching arms, designated respectively by the references 102 1 and 102 2 .
  • the index "1" will be used for the elements relating to the first switching arm 102i, while the index "2" will be used for the elements relating to the second switching arm 102 2 .
  • Each switching arm 102 1 , 102 2 has a high side switch 104 1 , 104 2 and a low side switch 104 1 ', 104 2 '.
  • Each switch 104i, 104i ', 104 2 , 104 2 ' has a current input terminal Ci, Ci ', C 2 , C 2 ', a current output terminal Ei, Ei ', E 2 , E 2 ' and a control terminal Gi, Gi ', G 2 , G 2 '.
  • the switches 104i, 104i ', 104 2 , 104 2 ' are insulated gate bipolar transistors or 1GBT (of the English “lnsulated gate Bipolar Transistor”) having a collector, an emitter and a grid forming respectively the current input terminal, the current output terminal and the control terminal.
  • 1GBT of the English “lnsulated gate Bipolar Transistor”
  • the switches 104i, 104i ', 104 2 , 104 2 ' could be insulated gate field effect transistors or MOSFETs (of the "Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor") having a drain, a source and a gate, respectively forming the current input terminal, the current output terminal and the control terminal.
  • MOSFETs of the "Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor”
  • the collector Ci, Ci ', C 2 , C 2 ' and the emitter Ei, Ei ', E 2 , E 2 ' have a collector voltage between them.
  • switch current a collector-emitter current IEC , CE , CE2 , CE2 '(hereinafter referred to as the switch current) flows between them.
  • the gate Gi, Gi ', G 2 , G 2 ' and the emitter E 1 , E 1 ', E 2 , E 2 ' have between them a gate-emitter voltage V GEI , V GE T, V GE2 , V GE 2 ' (hereinafter referred to as control voltage) defining the open or closed state of the switch 104i, 104i ', 104 2 , 104 2 ' so as to control the switch voltage VCEI, VCET, VCE2, VCE2 ' .
  • the switch 104i, 104T, 104 2 , 104 2 ' is designed to assume the open state when the control voltage V IEC , V IEC ', V GE2 , V GE2 'is at an opening value of the switch 104i, 104T, 104 2 , 104 2 '.
  • the opening value is a low value, for example zero.
  • current Î switch CIS, CIS Î 'Î CE2, CE2 Î' is zero and the voltage VCEI switch VCEI ', Vce2, Vce2 is non-zero.
  • the switch 104i, 104i ', 104 2 , 104 2 ' is designed to take the closed state when the control voltage VGEI, VGEI ', VGE2, VGE2' is at a closing value of the switch 104i , 104i ', 104 2 , 104 2 '.
  • the closing value is a high value, for example 10V or more.
  • the switch current ICEI, ICEI ', ÎCE2, ÎCE2' is non-zero and the switch voltage VGEI, VCEI ', VCE2, VCE2' is zero.
  • the emitter E 1 , E 2 of the high-side switch 104 1 , 104 2 and the collector C 1 ', C 2 ' of the low-side switch 104 1 ', 104 2 ' are connected to one another at a midpoint PI, P2 intended to be connected to a coil (symbolized by dotted lines) of an electric machine such as an electric motor.
  • the switching arms 102 1 , 102 2 are connected to a first DC voltage source 108, such as a charged battery or capacitor, providing a VBAT voltage. More precisely, for each switching arm 102i, 102 2 , the collector Ci, C 2 of the high-side switch 104i, 104 2 is connected to a positive terminal of the voltage source 108, while the emitter Ei ' , E 2 'of the low side switch 104i', 104 2 'is connected to a negative terminal of the voltage source 108 (the negative terminal being generally connected to a chassis of the vehicle).
  • a first DC voltage source 108 such as a charged battery or capacitor
  • the electrical converter 100 further comprises, for each switch 104i, 104i ', 104 2 , 104 2 ', a respective control circuit 112i, 112i ', 112 2 , 112 2 ' of this switch 104i, 104i ', 104 2 , 104 2 ', both forming together a switch system.
  • the electrical converter 100 further comprises a second DC voltage source 114 designed to provide a DC voltage VIN between a positive terminal and a negative terminal, in order to electrically power the control circuits 112i, 112i ', 112 2 , 112 2 '. .
  • the negative terminal of the voltage source 114 will subsequently be taken as the electrical ground, so that, unless otherwise indicated, when a voltage is mentioned, it will be considered with respect to the negative terminal of the voltage source 114.
  • the DC voltage VIN is usually lower than the voltage VBAT.
  • the control circuit 112i first comprises a supply stage 115 connected to the voltage source 114 to supply a supply voltage V (taken with respect to the emitter Ei of the switch 104i) from the DC voltage V IN .
  • the power stage 115 includes a resistor R connected between the DC voltage source 114 and an output terminal S of the power stage 115 and a capacitor C connected between the output terminal S and the emitter Ei of the switch 104i.
  • the supply voltage V is the voltage across the capacitor C.
  • the supply stage 115 further comprises a diode D connected between the resistor R and the output terminal S of the supply stage 115, and arranged in a conductive manner towards the output terminal S.
  • This diode D is present only in the supply stages 115 of the high-side control circuits 112 1 , 112 2 .
  • the supply stages 115 of the low-side control circuits 112i ', 112 2 ' include only the resistor R and the capacitor C.
  • the control circuit 112i further comprises a driver 116 designed to provide, on an output terminal of the driver 116, a driving voltage V PI with respect to the transmitter Ei, this driving voltage V PI selectively taking the value of opening and the closing value of the switch 104i.
  • the driver 116 is connected to the terminals of the voltage source 114 for its power supply, for example via the supply stage 115.
  • the control circuit 112i further comprises an interface 118 connected on one side to the driver 116 for receiving the driving voltage V PI and, on the other hand, to the gate Gi of the switch 104i (the transmitter Ei of the switch 104i is also connected to the driver 116).
  • the interface 118 is intended to define the speed at which the control voltage V GEI reaches the driving voltage V PI , and therefore the switching speed of the switch 104i.
  • the interface 118 comprises two branches each connected between the output terminal of the driver 116 and the gate Gi of the switch 104i.
  • the first part, said discharge comprises a R D resistor and a diode D D pass toward the output terminal of the driver 116.
  • the second branch, said load comprises a resistor Rc and a diode pass towards the gate Gi of the switch 104i.
  • the gate Gi When the driving voltage V PI is at the opening value (0 V), the gate Gi is intended to discharge with respect to the transmitter Ei. A discharge current Î D then leaves the gate Gi so that the control voltage V GEI reaches the opening value. At least a portion of this discharge current D passes through the discharge branch of the interface 118i, so that the discharge rate is at least partly defined by the resistance R D. In the example described where the gate Gi is connected only to the interface 118i, it is the entire discharge current D which passes through the discharge branch. Nevertheless, in other embodiments where the gate Gi is further connected to one or more auxiliary devices, for example a protection device, only a part of the discharge current I D would pass through the discharge branch, the remainder passing through. in the auxiliary device or devices.
  • auxiliary devices for example a protection device
  • the gate Gi When the driving voltage V PI is at the closing value, the gate Gi is intended to charge so that the control voltage V GEI reaches the closing value. It then receives a charge current (in the opposite direction to the discharge current D shown in FIG. 2), at least a portion of which comes from the charging branch of the interface 118. Thus, the charging speed is at least part defined by the resistance Rc. In the example described where the gate Gi is connected only to the interface 118i, all the charging current comes from the load branch.
  • the parasitic inductance Li is intended to be traversed by the switch current IEC .
  • the current ICEI switch decreases and causes the appearance of a negative VLI inductance voltage, which causes the occurrence of an overvoltage of the VCEI switch voltage.
  • this overvoltage can deteriorate the switch 104i.
  • control circuit 112i furthermore comprises a voltage limiting circuit 120 designed to inject a current L into the discharge branch, between the discharge resistor R D and the control terminal Gi of the switch. 104i, in order to limit the switch voltage VCEI-
  • the voltage limiting circuit 120 firstly comprises a voltage divider circuit 122 designed to multiply the switch voltage V IEC by a factor F less than one, to provide a voltage V * IEC .
  • the voltage V * IEC is thus representative of the switch voltage V IEC .
  • the voltage divider circuit 122 comprises first and second resistors R1, R2 connected to each other at a midpoint.
  • the first resistor RI is further connected to the collector Ci and the second resistor is further connected to the emitter Ei.
  • the voltage of the midpoint forms the voltage V * IEC .
  • the voltage limiting circuit 120 further comprises a component TL43xx forming an operational amplifier AO, a reference voltage generator VREF and a first current generating sub-circuit 124.
  • the TL43xx component is preferably a TL431 component 123.
  • the TL431 component 123 has a cathode K and anode A connected to the emitter Ei of the switch 104i.
  • the operational amplifier AO is arranged to compare the voltage V * IEC to the reference voltage VREF, in order to provide an output voltage Vs as a function of the comparison.
  • a positive terminal "+” of the operational amplifier AO is connected between the resistors R1 and R2.
  • a negative terminal "-" of the operational amplifier AO is connected to the reference voltage generator VREF, the latter being thus connected between the negative terminal "-” of the operational amplifier AO and the anode A.
  • output voltage Vs is negative when the voltage V * IEC is lower than the reference voltage VREF, zero when the voltage V * IEC is equal to the reference voltage VREF and positive when the voltage V * IEC is greater than the reference voltage VREF. More precisely, the output voltage Vs is higher as the voltage V * IEC is greater than the reference voltage VREF, up to a ceiling (saturation of the operational amplifier AO).
  • the subcircuit 124 is designed to generate an intermediate current I KA from the output voltage Vs of the operational amplifier AO, when the voltage V * IEC is greater than the reference voltage VREF. More precisely, the intermediate current I KA is zero when the output voltage Vs is negative or zero and positive when the output voltage Vs is positive. In addition, the intermediate current I KA is all the greater than the output voltage Vs is large.
  • the sub-circuit 124 comprises a first transistor TRI having a current input terminal C1, a current output terminal el and a control terminal b1.
  • the transistor TRI is a bipolar transistor.
  • the current input terminal C1 and a power supply terminal of the operational amplifier AO are connected to the cathode K of the TL431 component.
  • the sub-circuit 124 further comprises a diode D D connected between the cathode K and the anode A. It is passing in the direction of the cathode K.
  • the transistor TRI is controlled by the output voltage Vs of the operational amplifier AO, so as to generate the intermediate current K KA through the cathode K.
  • the voltage limiting circuit 120 further includes a second current generating sub-circuit 126 adapted to generate the injected current L from the intermediate current I KA -
  • the sub-circuit 126 comprises a second transistor TR2 in current generator assembly.
  • the transistor TR2 has a current input terminal e2, a current output terminal c2 connected to the discharge branch of the interface 118 and a control terminal b2.
  • transistor TR2 is a bipolar transistor.
  • the sub-circuit 126 includes first and second resistors R3, R4 connected to each other at a midpoint at which the control terminal b2 of the transistor TR2 is connected.
  • the resistor R3 is further connected to an input terminal E of the voltage limiting circuit 120 and the resistor R4 is connected to the cathode K of the TL431 component.
  • Sub-circuit 126 further comprises a third resistor R5 connected between the current input terminal e2 of transistor TR2 and input terminal E.
  • the resistors R3, R5 are connected to each other.
  • Transistor TR2 is thus intended to supply current I L through its current output terminal c2.
  • the injected current Î L is even larger than the intermediate current Î KA is large.
  • the two sub-circuits 124, 126 thus form a current generating circuit designed to generate the injected current L from the output voltage Vs of the operational amplifier A0.
  • the input terminal E is connected to the output terminal S of the power stage 115 so as to allow the power supply of the voltage limiting circuit 120.
  • the voltage limiting circuit 120 further comprises a device designed to apply to the positive terminal of the operational amplifier AO, in the absence of voltage V IEC , a default voltage slightly lower than the reference voltage V REF (for example, at least 90% of the voltage V REF ).
  • the operational amplifier AO is by default close to its switching point (voltage of its positive terminal equal to the voltage V REF ) which allows it to switch faster.
  • this device comprises a resistor R6 connected between the input point E of the voltage limiting circuit 120 and the positive terminal of the operational amplifier AO.
  • the voltage V * IEC is given by the equation:
  • this device sets the voltage V * IEC (received by the positive terminal of the operational amplifier AO) to:
  • the switch 104i is in the closed state.
  • the driving voltage V PI and the control voltage V GEI are at the closing value of the switch 104i (10 V).
  • the switch voltage V IEC is zero and the switch current IEC is constant (non-zero) and moves towards the midpoint Pi.
  • the inductance voltage V LI is zero.
  • the driving voltage V PI goes to the opening value (0 V) and a non-zero discharge current D D flows from the gate Gi to the pilot 116, through the resistor discharge R D.
  • the switch voltage V IEC begins to increase, then the switch current IEC drops off. At this moment, the inductance voltage V LI becomes more and more negative, causing an overvoltage of the collector-emitter voltage V IEC .
  • the voltage across the resistor R2 then reaches the reference voltage V REF of the component TL431 123, so that the latter draws a current I KA which will activate the transistor TR2 in current generator assembly so as to create the current I L.
  • the current I L is added to the discharge current to form a current I passing through the RD discharge resistor R D.
  • the control voltage V GEI is found at the terminals of the discharge resistor R D , the current I RD is fixed by this control voltage V GEI .
  • the appearance of the current Î L diminishes the Î D discharge current until the diode D becomes blocked causing a current Î D zero discharge.
  • Voltage V GEI becomes constant, as is switch current IEC .
  • the switch 104i is then in linear mode. The surge is thus limited.
  • the driver 116 places the pilot voltage VPi at the closing value of the switch 104i. It is the capacitor C which supplies the energy to the driver 116 to charge the gate Gi of the switch 104i.
  • the diode D prevents the capacitor C from being discharged.
  • the resistor R at least partially prevents the appearance of a current peak at the output of the DC voltage source 114 (and therefore in the diode D of the high side) resulting from the sudden application of a voltage to the capacity C.
  • the voltage limiting circuit 120 has the advantage of having a low temperature drift, in any case lower than that of a TVS.
  • the power dissipated by the voltage limiting circuit consumes 120 corresponds mainly to the power dissipated in the resistor R1, which is equal to the square of the voltage across the resistor RI divided by the RI resistance.
  • this power can be minimized, up to for example a few watts.
  • control circuit 112i according to a second embodiment of the invention will now be described in more detail, knowing that the other control circuits 112i ', 112 2 , 112 2 ' are identical.
  • the voltage limiting circuit 120 comprises, in addition to the operational amplifier AO and the reference voltage generator V REF , a resistor R L and a diode D L in series connected between the output terminal of the operational amplifier AO and the discharge branch of the interface 118.
  • the diode D L prevents the input of current into the operational amplifier AO via its output terminal, when the voltage V * IEC is lower than the reference voltage V REF .
  • a voltage limiting circuit 120 according to the state of the art discussed in the introduction is illustrated. 11 comprises in particular a TVS in the form of a Zener diode 402. 11 will be appreciated that during the surge arresting, the power dissipated by the TVS is equal to the product of the injected current i L by the voltage across the TVS . However, when it is desired to limit the voltage to a high voltage (for example 450 volts), this dissipated power can reach several hundred watts.
  • the power dissipated in the TVS is 500 mA x 450 V or 225 W.
  • the power dissipated in the TVS is therefore much higher than the power dissipated in the voltage limiting circuit 120 of Figures 2 and 3 (which is worth a few watts as explained more above).

Landscapes

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Abstract

Ce système d'interrupteur comporte : - un interrupteur (1041); - une branche de décharge d'une borne de commande (G1) de l'interrupteur (1041); et - un circuit de limitation de tension (120) conçu pour injecter un courant (ÎL) dans la branche de décharge, entre une résistance de décharge (RD) et la borne de commande (G1) de l'interrupteur (1041), afin de limiter une tension d'interrupteur (VCE1). Le circuit de limitation de tension (1201) comporte : - un amplificateur opérationnel (AO) agencé pour comparer une tension (V*CE1) représentative de la tension d'interrupteur (VCE1) à une tension de référence (VREF), afin de fournir une tension de sortie (Vs) en fonction de la comparaison; - un circuit de génération de courant (124, 126) conçu pour générer le courant injecté (ÎL) en fonction de la tension de sortie (Vs) de l'amplificateur opérationnel (AO).

Description

SYSTÈME D’INTERRUPTEUR AVEC UN CIRCUIT DE LIMITATION DE TENSION, BRAS DE COMMUTATION ET CONVERTISSEUR ÉLECTRIQUE
DOMAINE TECHNIQUE
La présente invention concerne un système d’interrupteur avec un circuit de limitation de tension, un bras de commutation et un convertisseur électrique.
ARRIÈRE-PLAN TECHNOLOGIQUE
11 est connu d’utiliser un système d'interrupteur du type comportant :
- un interrupteur comportant :
• une borne d’entrée de courant,
• une borne de sortie de courant, et
• une borne de commande,
la borne d’entrée de courant et la borne de sortie de courant étant destinées à présenter entre elles une tension d’interrupteur, et la borne de commande et la borne de sortie de courant étant destinées à présenter entre elles une tension de commande contrôlant la tension d’interrupteur,
- une branche de décharge de la borne de commande de l’interrupteur, la branche de décharge étant connectée à la borne de commande de l’interrupteur et comportant une résistance de décharge, et la branche de décharge étant destinée à être parcourue par au moins une partie d’un courant de décharge de la borne de commande afin que la tension de commande diminue,
- un circuit de limitation de tension conçu pour injecter un courant dans la branche de décharge, entre la résistance de décharge et la borne de commande de l’interrupteur, afin de limiter la tension d’interrupteur. Le circuit de limitation de tension comporte généralement un composant de suppression de tension transitoire (de l’anglais « transient-voltage- suppressor » ou TVS), tel qu’une diode Zener agencée pour passer en mode inverse (mode d’avalanche) lorsque la tension d’interrupteur devient trop élevée, afin de fournir le courant injecté.
Or, les composants TVS présentent comme problème de dériver beaucoup en température et que leur résistance dynamique n’est pas correctement défini pour les courants de 100 à 300 mA, généralement utilisés dans les convertisseurs de tension pour le domaine automobile. De plus, lorsque la tension que l’on veut limiter est élevée, le choix des TVS est très réduit et la puissance induite dans ces TVS est forte.
L’invention a pour but de pallier au moins en partie les problèmes précités. RÉSUMÉ DE L’INVENTION
À cet effet, il est proposé un système d'interrupteur du type précité, caractérisé en ce que le circuit de limitation de tension comporte :
- un amplificateur opérationnel agencé pour comparer une tension représentative de la tension d’interrupteur à une tension de référence, afin de fournir une tension de sortie en fonction de la comparaison, et
- un circuit de génération de courant conçu pour générer le courant injecté en fonction de la tension de sortie de l’amplificateur opérationnel.
Ainsi, il n’est plus nécessaire d’utiliser un TVS.
De façon optionnelle, le circuit de génération de courant comporte : - un premier sous-circuit de génération de courant conçu pour générer un courant intermédiaire en fonction de la tension de sortie de l’amplificateur opérationnel ; et - un deuxième sous-circuit de génération de courant conçu pour générer le courant injecté en fonction du courant intermédiaire.
De façon optionnelle également, le premier sous-circuit comporte un premier transistor présentant une borne d’arrivée de courant, la borne d’arrivée de courant du premier transistor et une borne d’alimentation de l’amplificateur opérationnel sont connectées à une borne commune, et le premier transistor est commandé par la tension de sortie de l’amplificateur opérationnel de manière à générer le courant intermédiaire au travers de la borne commune.
De façon optionnelle également, le deuxième sous-circuit comporte un deuxième transistor qui présente une borne d’entrée de courant (e2), une borne de sortie de courant (c2) et une borne de commande (b2) et qui est destiné à fournir le courant injecté (ij par sa borne de sortie de courant (c2).
De façon optionnelle également, le deuxième sous-circuit comporte :
- des première et deuxième résistances connectées l’une à l’autre en un point milieu auquel la borne de commande du deuxième transistor est connectée, et
- une troisième résistance connectée entre la borne d’entrée de courant du deuxième transistor et la première résistance.
De façon optionnelle également, le circuit de génération de courant comporte en outre une résistance connectée entre la branche de décharge et une borne de sortie de l’amplificateur opérationnel.
De façon optionnelle également, le circuit de génération de courant comporte en outre une diode connectée entre la branche de décharge et la borne de sortie de l’amplificateur opérationnel pour empêcher du courant d’entrer dans l’amplificateur opérationnel par sa borne de sortie.
De façon optionnelle également, le circuit de limitation de tension comporte en outre un circuit diviseur de tension conçu pour diviser la tension d’interrupteur afin de fournir la tension représentative de la tension d’interrupteur.
De façon optionnelle également, le système d’interrupteur comporte en outre une branche de charge de la borne de commande, différente de la branche de décharge, dans lequel la branche de charge est connectée à la borne de commande de l’interrupteur, dans lequel la branche de charge comporte une résistance de charge et une diode de charge passante en direction de la borne de commande de l’interrupteur, dans lequel la branche de charge est destinée à être parcourue par un courant destiné à traverser la résistance de charge et la diode de charge, formant au moins une partie d’un courant de charge de la borne de commande afin que la tension de commande augmente, et dans lequel la branche de décharge comporte en outre une diode de décharge bloquante en direction de la borne de commande de l’interrupteur, la au moins une partie du courant de décharge étant destinée à traverser la résistance de décharge et la diode de décharge.
De façon optionnelle également, le système d’interrupteur comporte en outre une alimentation électrique du circuit de limitation de tension, l’alimentation électrique comportant une source de tension continue, une résistance connectée entre la source de tension continue et une borne d’entrée du circuit de limitation de tension et une capacité connectée entre la borne d’entrée du circuit de limitation de tension et la borne de sortie de courant de l’interrupteur.
De façon optionnelle également, le système d’interrupteur comporte en outre une diode connectée entre la résistance et la borne d’entrée du circuit de limitation de tension passante en direction de la borne d’entrée du circuit de limitation de tension.
De façon optionnelle également, le circuit de limitation de tension comporte en outre un dispositif conçu pour fixer, en l’absence de tension d’interrupteur, la tension représentative de la tension d’interrupteur à une tension par défaut inférieure à la tension de référence.
11 est également proposé un bras de commutation comportant deux systèmes d’interrupteurs comportant respectivement deux interrupteurs connectés l'un à l'autre en un point milieu, et dans lequel au moins un des systèmes d’interrupteurs, de préférence les deux, est conforme à l’invention.
11 est également proposé un convertisseur électrique comportant au moins deux bras de commutation selon l’invention.
DESCR1PT10N DES F1GURES La figure 1 est un schéma électrique d’un convertisseur électrique mettant en œuvre l’invention.
La figure 2 est un schéma électrique d’un circuit de commande d’interrupteur du convertisseur électrique de la figure 1, selon un premier mode de réalisation de l’invention.
La figure 3 est un schéma électrique d’un circuit de commande d’interrupteur du convertisseur électrique de la figure 1, selon un deuxième mode de réalisation de l’invention.
La figure 4 est un schéma électrique d’un circuit de commande d’interrupteur selon l’état de la technique.
DESCRIPTION DÉTAILLÉE
Dans la description qui va suivre, une grandeur électrique nulle est par exemple une grandeur électrique négligeable devant les autres grandeurs électriques de même nature. Une grandeur électrique très grande est par exemple une grandeur électrique au moins 100 fois, de préférence au moins 1 000 fois, plus grande que les autres grandeurs électriques de même nature.
En référence à la figure 1, un convertisseur électrique 100 mettant en œuvre l’invention va à présent être décrit. Le convertisseur électrique 100 est par exemple utilisé dans un véhicule automobile. Le convertisseur électrique 100 est par exemple un onduleur ou un redresseur, ou même un convertisseur continu/continu.
Le convertisseur électrique 100 comporte plusieurs bras de commutation. Dans l’exemple décrit, le convertisseur électrique 100 comporte deux bras de commutation, désignés respectivement par les références 102i et 1022. Dans la suite de la description, l’indice « 1 » sera utilisé pour les éléments se rapportant au premier bras de commutation 102i, tandis que l’indice « 2 » sera utilisé pour les éléments se rapportant au deuxième bras de commutation 1022.
Chaque bras de commutation 102i, 1022 comporte un interrupteur de côté haut 104i, 1042 et un interrupteur de côté bas 104i’, 1042’. Dans la suite de la description, le signe prime « ' » désignera les éléments se rapportant au côté bas et l’absence de signe prime « ' » désignera les éléments se rapportant au côté haut.
Chaque interrupteur 104i, 104i’, 1042, 1042' présente une borne d’entrée de courant Ci, Ci’, C2, C2’, une borne de sortie de courant Ei, Ei', E2, E2’ et une borne de commande Gi, Gi’, G2, G2’.
Dans l’exemple décrit, les interrupteurs 104i, 104i’, 1042, 1042’ sont des transistors bipolaires à grille isolée ou 1GBT (de l’anglais « lnsulated Gâte Bipolar Transistor ») présentant un collecteur, un émetteur et une grille formant respectivement la borne d’entrée de courant, la borne de sortie de courant et la borne de commande. Par soucis de clarté, les termes « collecteur », « émetteur » et « grille » seront utilisés dans la suite de la description.
Alternativement, les interrupteurs 104i, 104i’, 1042, 1042’ pourraient être des transistors à effet de champ à grille isolée ou MOSFET (de l’anglais « Métal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ») présentant un drain, une source et une grille, formant respectivement la borne d’entrée de courant, la borne de sortie de courant et la borne de commande.
Pour chaque interrupteur 104i, 104i’, 1042, 1042’, le collecteur Ci, Ci’, C2, C2’ et l’émetteur Ei, Ei', E2, E2’ présentent entre eux une tension collecteur- émetteur VCEI, VCET, VCE2, VCE2’ (appelée par la suite tension d’interrupteur). En outre, un courant collecteur-émetteur ÎCEI, ÎCET, ÎCE2, ÎCE2’ (appelé par la suite courant d’interrupteur) s’écoule entre eux. La grille Gi, Gi’, G2, G2’ et l’émetteur Ei, Ei’, E2, E2’ présentent entre eux une tension grille-émetteur VGEI, VGET, VGE2, VGE2’ (appelée par la suite tension de commande) définissant l’état, ouvert ou fermé, de l’interrupteur 104i, 104i’, 1042, 1042’ de manière à contrôler la tension d’interrupteur VCEI, VCET, VCE2, VCE2’.
Plus précisément, l’interrupteur 104i, 104T, 1042, 1042’ est conçu pour prendre l’état ouvert lorsque la tension de commande VCEI, VCEI’, VGE2, VGE2’ est à une valeur d’ouverture de l’interrupteur 104i, 104T, 1042, 1042’. Dans l’exemple décrit, la valeur d’ouverture est une valeur basse, par exemple nulle. Dans l’état ouvert, le courant d’interrupteur ÎCEI, ÎCEI’, ÎCE2, ÎCE2’ est nul et la tension d’interrupteur VCEI, VCEI’, VCE2, VCE2’ est non-nulle. En outre, l’interrupteur 104i, 104i’, 1042, 1042' est conçu pour prendre l'état fermé lorsque la tension de commande VGEI, VGEI', VGE2, VGE2’ est à une valeur de fermeture de l’interrupteur 104i, 104i’, 1042, 1042’. Dans l’exemple décrit, la valeur de fermeture est une valeur haute, par exemple 10V ou plus. Dans l’état fermé, le courant d’interrupteur ÎCEI, ÎCEI', ÎCE2, ÎCE2’ est non-nul et la tension d’interrupteur VGEI, VCEI', VCE2, VCE2’ est nulle.
Pour chaque bras de commutation 102i, 1022, l’émetteur Ei, E2 de l’interrupteur de côté haut 104i, 1042 et le collecteur Ci’, C2’ de l’interrupteur de côté bas 104i’, 1042’ sont connectés l’un à l’autre en un point milieu PI, P2 destiné à être connecté à une bobine (symbolisée par des traits pointillés) d’une machine électrique telle qu’un moteur électrique.
Les bras de commutation 102i, 1022 sont connectés à une première source de tension continue 108, telle qu’une batterie ou un condensateur chargé, fournissant une tension VBAT. Plus précisément, pour chaque bras de commutation 102i, 1022, le collecteur Ci, C2 de l’interrupteur de côté haut 104i, 1042 est connecté à une borne positive de la source de tension 108, tandis que l’émetteur Ei', E2’ de l’interrupteur de côté bas 104i’, 1042’ est connecté à une borne négative de la source de tension 108 (la borne négative étant généralement connectée à un châssis du véhicule).
Le convertisseur électrique 100 comporte en outre, pour chaque interrupteur 104i, 104i’, 1042, 1042’, un circuit de commande 112i, 112i’, 1122, 1122’ respectif de cet interrupteur 104i, 104i’, 1042, 1042’, les deux formant ensemble un système d’interrupteur.
Le convertisseur électrique 100 comporte en outre une deuxième source de tension continue 114 conçue pour fournir une tension continue VIN entre une borne positive et une borne négative, afin d’alimenter électriquement les circuits de commande 112i, 112i’, 1122, 1122’. La borne négative de la source de tension 114 sera prise par la suite comme masse électrique, de sorte que, sauf indication contraire, lorsqu’une tension sera mentionnée, elle sera considérée par rapport à la borne négative de la source de tension 114. La tension continue VIN est généralement inférieure à la tension VBAT. En référence à la figure 2, le circuit de commande 112i selon un premier mode de réalisation de l’invention va à présent être décrit plus en détail, sachant que les autres circuits de commande 112i’, 1122, 1122’ sont identiques.
Le circuit de commande 112i comporte tout d’abord un étage d’alimentation 115 connecté à la source de tension 114 pour fournir une tension d’alimentation V (prise par rapport à l’émetteur Ei de l’interrupteur 104i) à partir de la tension continue VIN.
L’étage d’alimentation 115 comporte une résistance R connectée entre la source de tension continue 114 et une borne de sortie S de l’étage d’alimentation 115 et une capacité C connectée entre la borne de sortie S et l’émetteur Ei de l’interrupteur 104i. La tension d’alimentation V est donc la tension aux bornes de la capacité C.
L’étage d’alimentation 115 comporte en outre une diode D connectée entre la résistance R et la borne de sortie S de l’étage d’alimentation 115, et agencée de manière passante en direction de la borne de sortie S.
Cette diode D n’est présente que dans les étages d’alimentation 115 des circuits de commande de côté haut 112i, 1122. Ainsi, les étages d’alimentation 115 des circuits de commande de côté bas 112i’, 1122’ ne comportent que la résistance R et la capacité C.
Le circuit de commande 112i comporte en outre un pilote 116 conçu pour fournir, sur une borne de sortie du pilote 116, une tension de pilotage VPI par rapport à l’émetteur Ei, cette tension de pilotage VPI prenant sélectivement la valeur d’ouverture et la valeur de fermeture de l’interrupteur 104i. Le pilote 116 est connecté aux bornes de la source de tension 114 pour son alimentation électrique, par exemple par l’intermédiaire de l’étage d’alimentation 115.
Le circuit de commande 112i comporte en outre une interface 118 connectée, d’un côté, au pilote 116 pour recevoir la tension de pilotage VPI et, d’un autre côté, à la grille Gi de l’interrupteur 104i (l’émetteur Ei de l’interrupteur 104i est par ailleurs connecté au pilote 116). L’interface 118 est destinée à définir la vitesse à laquelle la tension de commande VGEI rejoint la tension de pilotage VPI, et donc la vitesse de commutation de l’interrupteur 104i. Dans l’exemple décrit, l’interface 118 comporte deux branches connectées chacune entre la borne de sortie du pilote 116 et la grille Gi de l’interrupteur 104i. La première branche, dite de décharge, comporte une résistance RD et une diode DD passante en direction de la borne de sortie du pilote 116. La deuxième branche, dite de charge, comporte une résistance Rc et une diode De passante en direction de la grille Gi de l’interrupteur 104i.
Lorsque la tension de pilotage VPI est à la valeur d’ouverture (0 V), la grille Gi est destinée à se décharger par rapport à l’émetteur Ei. Un courant de décharge ÎD sort alors de la grille Gi pour que la tension de commande VGEI rejoigne la valeur d’ouverture. Au moins une partie de ce courant de décharge ÎD passe au travers de la branche de décharge de l’interface 118i, de sorte que la vitesse de décharge est au moins en partie définie par la résistance RD. Dans l’exemple décrit où la grille Gi n’est connectée qu’à l’interface 118i, c’est tout le courant de décharge ÎD qui traverse la branche de décharge. Néanmoins, dans d’autres modes de réalisation où la grille Gi est en outre connectée à un ou plusieurs dispositifs auxiliaires, par exemple un dispositif de protection, seulement une partie du courant de décharge ÎD passerait par la branche de décharge, le reste passant dans le ou les dispositifs auxiliaires.
Lorsque la tension de pilotage VPI est à la valeur de fermeture, la grille Gi est destinée à se charger pour que la tension de commande VGEI rejoigne la valeur de fermeture. Elle reçoit alors un courant de charge (de sens inverse au courant de décharge ÎD représenté sur la figure 2) dont au moins une partie provient de la branche de charge de l’interface 118. Ainsi, la vitesse de charge est au moins en partie définie par la résistance Rc. Dans l’exemple décrit où la grille Gi n’est connectée qu’à l’interface 118i, tout le courant de charge provient de la branche de charge.
11 existe des inductances parasites au niveau du collecteur Ci et de l’émetteur Ei de l’interrupteur 104i provenant des connexions de ces bornes. L’inductance parasite de l’émetteur Ei est représentée sur la figure 2 et notée Li. L’inductance parasite Li est destinée à être traversée par le courant d’interrupteur ÎCEI. Lors de l’ouverture de l’interrupteur 104i, le courant d’interrupteur ÎCEI diminue et provoque l’apparition d’une tension d’inductance VLI négative, ce qui provoque l’apparition d’une surtension de la tension d’interrupteur VCEI. Or, cette surtension peut détériorer l’interrupteur 104i.
Pour limiter cette surtension, le circuit de commande 112i comporte en outre un circuit de limitation de tension 120 conçu pour injecter un courant ÎL dans la branche de décharge, entre la résistance de décharge RD et la borne de commande Gi de l’interrupteur 104i, afin de limiter la tension d’interrupteur VCEI-
Le circuit de limitation de tension 120 comporte tout d’abord un circuit diviseur de tension 122 conçu pour multiplier la tension d’interrupteur VCEI d’un facteur F inférieur à un, afin de fournir une tension V*CEI. La tension V*CEI est ainsi représentative de la tension d’interrupteur VCEI. Dans l’exemple décrit, le circuit diviseur de tension 122 comporte des première et deuxième résistances RI, R2 connectées l’une à l’autre en un point milieu. La première résistance RI est en outre connectée au collecteur Ci et la deuxième résistance est en outre connectée à l’émetteur Ei. La tension du point milieu forme la tension V*CEI.
Le circuit de limitation de tension 120 comporte en outre un composant TL43xx formant un amplificateur opérationnel AO, un générateur de tension de référence VREF et un premier sous-circuit de génération de courant 124.
Le composant TL43xx est préférentiellement un composant TL431 123.
Le composant TL431 123 présente une cathode K et une anode A connectée à l’émetteur Ei de l’interrupteur 104i.
L’amplificateur opérationnel AO est agencé pour comparer la tension V*CEI à la tension de référence VREF, afin de fournir une tension de sortie Vs en fonction de la comparaison. Pour cela, une borne positive « + » de l’amplificateur opérationnel AO est connectée entre les résistances RI et R2. En outre, une borne négative « - » de l’amplificateur opérationnel AO est connectée au générateur de tension de référence VREF, ce dernier étant ainsi connecté entre la borne négative « - » de l’amplificateur opérationnel AO et l’anode A. La tension de sortie Vs est négative lorsque la tension V*CEI est inférieure à la tension de référence VREF, nulle lorsque la tension V*CEI est égale à la tension de référence VREF et positive lorsque la tension V*CEI est supérieure à la tension de référence VREF. Plus précisément, la tension de sortie Vs est d’autant plus élevée que la tension V*CEI est supérieure à la tension de référence VREF, jusqu’à un plafond (saturation de l’amplificateur opérationnel AO).
Le sous-circuit 124 est conçu pour générer un courant intermédiaire ÎKA à partir de la tension de sortie Vs de l’amplificateur opérationnel AO, lorsque la tension V*CEI est supérieure à la tension de référence VREF. Plus précisément, le courant intermédiaire ÎKA est nul lorsque la tension de sortie Vs est négative ou nulle et positif lorsque la tension de sortie Vs est positive. En outre, le courant intermédiaire ÎKA est d’autant plus grand que la tension de sortie Vs est grande.
Plus précisément, le sous-circuit 124 comporte un premier transistor TRI présentant une borne d’entrée de courant cl, une borne de sortie de courant el et une borne de commande bl. Dans l’exemple décrit, le transistor TRI est un transistor bipolaire. La borne d’entrée de courant cl et une borne d’alimentation de l’amplificateur opérationnel AO sont connectées à la cathode K du composant TL431. Le sous-circuit 124 comporte en outre une diode DD connectée entre la cathode K et l’anode A. Elle est passante en direction de la cathode K.
Ainsi, le transistor TRI est commandé par la tension de sortie Vs de l’amplificateur opérationnel AO, de manière à générer le courant intermédiaire ÎKA au travers de la cathode K.
Le circuit de limitation de tension 120 comporte en outre un deuxième sous-circuit de génération de courant 126 conçu pour générer le courant injecté ÎL à partir du courant intermédiaire ÎKA-
Dans l’exemple décrit, le sous-circuit 126 comporte un deuxième transistor TR2 en montage de générateur de courant.
Plus précisément, le transistor TR2 présente une borne d’entrée de courant e2, une borne de sortie de courant c2 connectée à la branche de décharge de l’interface 118 et une borne de commande b2. Dans l’exemple décrit, le transistor TR2 est un transistor bipolaire. En outre, le sous-circuit 126 comporte des première et deuxième résistances R3, R4 connectées l’une à l’autre en un point milieu auquel la borne de commande b2 du transistor TR2 est connectée. La résistance R3 est en outre connectée à une borne d’entrée E du circuit de limitation de tension 120 et la résistance R4 est connectée à la cathode K du composant TL431. Le sous-circuit 126 comporte en outre une troisième résistance R5 connectée entre la borne d’entrée de courant e2 du transistor TR2 et la borne d’entrée E . Ainsi, les résistances R3, R5 sont connectées l’une à l’autre. Le transistor TR2 est ainsi destiné à fournir le courant ÎL par sa borne de sortie de courant c2. Le courant injecté ÎL est d’autant plus grand que le courant intermédiaire ÎKA est grand.
Les deux sous-circuits 124, 126 forment ainsi un circuit de génération de courant conçu pour générer le courant injecté ÎL à partir de la tension de sortie Vs de l’amplificateur opérationnel AO.
Par ailleurs, la borne d’entrée E est connectée à la borne de sortie S de l’étage d’alimentation 115 de manière à permettre l’alimentation électrique du circuit de limitation de tension 120.
De préférence, le circuit de limitation de tension 120 comporte en outre un dispositif conçu pour appliquer à la borne positive de l’amplificateur opérationnel AO, en l’absence de tension VCEI, une tension par défaut légèrement inférieure à la tension de référence VREF (par exemple, au moins 90% de la tension VREF). Ainsi, l’amplificateur opérationnel AO est par défaut proche de son point de basculement (tension de sa borne positive égale à la tension VREF) ce qui lui permet de commuter plus vite. Dans l’exemple décrit, ce dispositif comporte une résistance R6 connectée entre le point d’entrée E du circuit de limitation de tension 120 et la borne positive de l’amplificateur opérationnel AO. Ainsi, la tension V*CEI est donnée par l’équation :
V EI , Y_
_ RI † R6
VCE1 Ί
Rl + R2 + R6
de sorte que lorsque la tension VCEI est nulle, ce dispositif fixe la tension V*CEI (reçue par la borne positive de l’amplificateur opérationnel AO) à :
V
R6 L6
Rl + R2 + 1 Le fonctionnement du dispositif de commande 112i va à présent être décrit.
Initialement, l’interrupteur 104i est à l'état fermé. La tension de pilotage VPI et la tension de commande VGEI sontà la valeur de fermeture de l’interrupteur 104i (10 V). La tension d’interrupteur VCEI est nulle et le courant d’interrupteur ÎCEI est constant (non-nul) et se dirige vers le point milieu Pi. Ainsi, la tension d’inductance VLI est nulle.
À un instant ultérieur, la tension de pilotage VPI passe à la valeur d’ouverture (0 V) et un courant de décharge ÎD non nul s’écoule depuis la grille Gi jusqu’au pilote 116, au travers de la résistance de décharge RD.
À un instant ultérieur, la tension d’interrupteur VCEI commence à augmenter, puis le courant d’interrupteur ÎCEI commence à diminuer. À cet instant, la tension d’inductance VLI devient de plus en plus négative, entraînant une surtension de la tension collecteur-émetteur VCEI.
La tension aux bornes de la résistance R2 atteint alors la tension de référence VREF du composant TL431 123, de sorte que ce dernier tire un courant IKA qui va activer le transistor TR2 en montage de générateur de courant de façon à créer le courant ÎL.
Le courant ÎL s’ajoute au courant de décharge pour former un courant ÎRD traversant la résistance de décharge RD. Or, comme la tension de commande VGEI se retrouve aux bornes de la résistance de décharge RD, le courant ÎRD est fixé par cette tension de commande VGEI. Ainsi, l’apparition du courant ÎL diminue d’autant le courant de décharge ÎD, jusqu’à ce que la diode DD devienne bloquée ce qui entraîne un courant de décharge ÎD nul. La tension VGEI devient constante, de même que le courant d’interrupteur ÎCEI. L’interrupteur 104i est alors en mode linéaire. La surtension est ainsi limitée.
Lorsque l’interrupteur 104i doit être fermé, le pilote 116 place la tension de pilotage VPi à la valeur de fermeture de l’interrupteur 104i. C’est la capacité C qui fournit l’énergie au pilote 116 pour charger la grille Gi de l’interrupteur 104i.
En outre, lors de la fermeture de l’interrupteur 104i, la diode D empêche la capacité C de se décharger. Toujours lors de la fermeture de l’interrupteur 104i, la résistance R empêche au moins en partie l’apparition d’un pic de courant en sortie de la source de tension continue 114 (et donc dans la diode D du côté haut) résultant de l’application brutale d’une tension à la capacité C.
Le circuit de limitation de tension 120 présente comme avantage de présenter une dérive en température faible, en tout cas plus faible que celle d’un TVS.
En outre, lors de la limitation de surtension, la puissance dissipée par le circuit de limitation de tension consomme 120 correspond principalement à la puissance dissipée dans la résistance RI, qui est égale au carré de la tension aux bornes de la résistance RI divisé par la résistance RI. Ainsi, en prenant une résistance RI élevée, par exemple de 100 kü, cette puissance peut être minimisée, jusqu’à par exemple quelques watts. Par exemple, si on souhaite limiter la tension VCEI à 450 V et si VREF vaut 2,5 V, lorsque le courant de décharge ÎD est nul, la tension V*CEI est égale à la tension VREF et la tension VCEI est égale à la somme de la tension aux bornes de la résistance RI et de la tension V*CEI. Ainsi, la tension aux bornes de la résistance RI est égale à 450 V - 2,5 V soit 447,5 V et la puissance dissipée dans la résistance RI vaut (447,5 V)2/100 kü soit 2 watts.
En référence à la figure 3, un circuit de commande 112i selon un deuxième mode de réalisation de l’invention va à présent être décrit plus en détail, sachant que les autres circuits de commande 112i’, 1122, 1122’ sont identiques.
Les éléments identiques au mode de réalisation de la figure 2 gardent les mêmes références et ne sont pas décrits à nouveau.
Dans ce mode de réalisation, le circuit de limitation de tension 120 comporte, en plus de l’amplificateur opérationnel AO et du générateur de tension de référence VREF, une résistance RL et une diode DL en série connectées entre la borne de sortie de l’amplificateur opérationnel AO et la branche de décharge de l’interface 118.
La diode DL empêche l’entrée de courant dans l’amplificateur opérationnel AO par sa borne de sortie, lorsque la tension V*CEI est inférieure à la tension de référence VREF. En référence à la figure 4, un circuit de limitation de tension 120 selon l'état de la technique discuté en introduction est illustré. 11 comporte en particulier un TVS sous la forme d’une diode Zener 402. 11 sera apprécié que, lors de la limitation de surtension, la puissance dissipée par le TVS est égale au produit du courant injecté ÎL par la tension aux bornes du TVS. Or, lorsqu’on souhaite limiter la tension à une tension haute (par exemple 450 volts), cette puissance dissipée peut atteindre plusieurs centaines de watts. Par exemple, si la tension VCEI vaut 6 V et que la résistance de décharge RD vaut 30 W, lorsque le courant de décharge ÎD est nul, le courant injecté ÎL vaut 6 V / 30 W soit 500 mA et la puissance dissipée dans le TVS vaut 500 mA x 450 V soit 225 W. La puissance dissipée dans le TVS est donc bien plus élevée que la puissance dissipée dans le circuit de limitation de tension 120 des figures 2 et 3 (qui vaut quelques watts comme expliqué plus haut).
La présente invention n’est pas limitée aux modes de réalisation décrits précédemment. 11 sera en effet apparent à l’homme du métier que des modifications peuvent y être apportées.
Par ailleurs, les termes utilisés ne doivent pas être compris comme limités aux éléments des modes de réalisation décrits précédemment, mais doivent au contraire être compris comme couvrant tous les éléments équivalents que l’homme du métier peut déduire à partir de ses connaissances générales.

Claims

REVENDICATIONS
1. Système d'interrupteur comportant :
- un interrupteur (104i) comportant :
• une borne d’entrée de courant (Ci),
• une borne de sortie de courant (Ei), et
• une borne de commande (Gi),
la borne d’entrée de courant (Ci) et la borne de sortie de courant (Ei) étant destinées à présenter entre elles une tension d’interrupteur (VCEI), et la borne de commande (Gi) et la borne de sortie de courant (Ei) étant destinées à présenter entre elles une tension de commande (VGEI) contrôlant la tension d’interrupteur (VCEI),
- une branche de décharge de la borne de commande (Gi) de l’interrupteur (104i), la branche de décharge étant connectée à la borne de commande (Gi) de l’interrupteur (104i) et comportant une résistance de décharge (RD), et la branche de décharge étant destinée à être parcourue par au moins une partie d’un courant (ÎD) de décharge de la borne de commande (Gi) afin que la tension de commande (VGEI) diminue,
- un circuit de limitation de tension (120) conçu pour injecter un courant (ÎL) dans la branche de décharge, entre la résistance de décharge (RD) et la borne de commande (Gi) de l’interrupteur (104i), afin de limiter la tension d’interrupteur (VCEI),
caractérisé en ce que le circuit de limitation de tension (120) comporte :
- un amplificateur opérationnel (AO) agencé pour comparer une tension (V*CEI) représentative de la tension d’interrupteur (VCEI) à une tension de référence (VREF), afin de fournir une tension de sortie (Vs) en fonction de la comparaison, et un circuit de génération de courant (124, 126 ; 302) conçu pour générer le courant injecté (ÎL) en fonction de la tension de sortie (Vs) de l’amplificateur opérationnel (AO), ledit circuit génération de courant comportant :
- un premier sous-circuit de génération de courant (124) conçu pour générer un courant intermédiaire (ÎKA) en fonction de la tension de sortie (Vs) de l’amplificateur opérationnel (OA), et
- un deuxième sous-circuit de génération de courant (126) conçu pour générer le courant injecté (ÎL) en fonction du courant intermédiaire (ÎKA) .
2. Système d'interrupteur selon la revendication 1, dans lequel le premier sous-circuit (124) comporte un premier transistor (TRI) présentant une borne d’arrivée de courant (cl), dans lequel la borne d’arrivée de courant (cl) du premier transistor (TRI) et une borne d’alimentation de l’amplificateur opérationnel (AO) sont connectées à une borne commune (K), et dans lequel le premier transistor (TRI) est commandé par la tension de sortie (Vs) de l’amplificateur opérationnel (AO) de manière à générer le courant intermédiaire (ÎKA) au travers de la borne commune (K).
3. Système d'interrupteur selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le deuxième sous-circuit (126) comporte un deuxième transistor (TR2) qui présente une borne d’entrée de courant (e2), une borne de sortie de courant (c2) et une borne de commande (b2) et qui est destiné à fournir le courant injecté (ÎL) par sa borne de sortie de courant (c2).
4. Système d'interrupteur selon la revendication 3, dans lequel le deuxième sous-circuit (126) comporte :
- des première et deuxième résistances (R3, R4) connectées l’une à l’autre en un point milieu auquel la borne de commande (b2) du deuxième transistor (TR2) est connectée, et - une troisième résistance (R5) connectée entre la borne d’entrée de courant (e2) du deuxième transistor (TR2) et la première résistance (R3).
5. Système d'interrupteur selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le circuit de limitation de tension (120) comporte en outre un circuit diviseur de tension (122) conçu pour diviser la tension d’interrupteur (VCEI) afin de fournir la tension (V*CEI) représentative de la tension d’interrupteur (VCEI).
6. Système d'interrupteur selon l’une quelconque des revendications précédentes, comportant en outre une branche de charge de la borne de commande (Gi), différente de la branche de décharge, dans lequel la branche de charge est connectée à la borne de commande (Gi) de l’interrupteur (104i), dans lequel la branche de charge comporte une résistance de charge (Rc) et une diode de charge (De) passante en direction de la borne de commande (Gi) de l’interrupteur (104i), dans lequel la branche de charge est destinée à être parcourue par un courant destiné à traverser la résistance de charge (Rc) et la diode de charge (De), formant au moins une partie d’un courant de charge de la borne de commande (Gi) afin que la tension de commande (VGEI) augmente, et dans lequel la branche de décharge comporte en outre une diode de décharge (DD) bloquante en direction de la borne de commande (Gi) de l’interrupteur (104i), la au moins une partie du courant de décharge (ÎD) étant destinée à traverser la résistance de décharge (RD) et la diode de décharge (DD).
7. Système d'interrupteur selon l’une quelconque des revendications précédentes, comportant en outre une alimentation électrique (114, 115) du circuit de limitation de tension (120), l’alimentation électrique (114, 115) comportant une source de tension continue (114), une résistance (R) connectée entre la source de tension continue (114) et une borne d’entrée (E) du circuit de limitation de tension (120) et une capacité (C) connectée entre la borne d’entrée (E) du circuit de limitation de tension (120) et la borne de sortie de courant (Ei) de l’interrupteur (104i).
8. Système d'interrupteur selon la revendication 7, comportant en outre une diode (D) connectée entre la résistance (R) et la borne d’entrée (E) du circuit de limitation de tension (120) passante en direction de la borne d’entrée (E) du circuit de limitation de tension (120).
9. Système d'interrupteur selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le circuit de limitation de tension (120) comporte en outre un dispositif conçu pour fixer, en l’absence de tension d’interrupteur (VCEI), la tension (V*CEI) représentative de la tension d’interrupteur (VCEI) à une tension par défaut inférieure à la tension de référence (VREF).
10. Bras de commutation (102i ; 1022) comportant deux systèmes d’interrupteurs comportant respectivement deux interrupteurs (104i, 104i' ; 1042, 1042') connectés l'un à l'autre en un point milieu, et dans lequel au moins un des systèmes d’interrupteurs, de préférence les deux, est conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 9.
11. Convertisseur électrique (100) comportant au moins deux bras de commutation (102i, 1022) selon la revendication 10.
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