EP3649730A1 - Procédé de commande d'un ondulateur triphasé - Google Patents

Procédé de commande d'un ondulateur triphasé

Info

Publication number
EP3649730A1
EP3649730A1 EP18748956.2A EP18748956A EP3649730A1 EP 3649730 A1 EP3649730 A1 EP 3649730A1 EP 18748956 A EP18748956 A EP 18748956A EP 3649730 A1 EP3649730 A1 EP 3649730A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
vector
sgn
vref
dimensional
reference voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP18748956.2A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Mohamad KOTEICH
Najib ROUHANA
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Renault SAS
Nissan Motor Co Ltd
Original Assignee
Renault SAS
Nissan Motor Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renault SAS, Nissan Motor Co Ltd filed Critical Renault SAS
Publication of EP3649730A1 publication Critical patent/EP3649730A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a method for controlling a three-phase inverter, in particular used in the powertrains of electric and hybrid vehicles.
  • this invention relates to the management of the reference voltage sent to the inverter modulation strategy for controlling the power switches in the case where the control voltage is greater than the maximum voltage of the storage battery.
  • an electric power train (abbreviated
  • GMPE consists in particular of a three-phase electric machine, controlled by a three-phase inverter.
  • the inverter is a static electrical circuit, composed of a plurality of semiconductor configurations, also called power switches, controlled by a digital computer implementing a control algorithm.
  • the purpose of the control method of an inverter is to provide a "close” control to enslave the torque generated by the electric machine powered by the inverter to the required value.
  • the voltage inverter using a pulse width modulation strategy (abbreviated PWM), transforms the voltage supplied by the DC source Vdc into an alternating voltage of variable amplitude and frequency.
  • PWM pulse width modulation strategy
  • the role of a modulation strategy is to provide the load with an output voltage whose waveform is close to a sinusoid.
  • Vdc being the DC voltage supplied in
  • the over-modulation zone provides a useful extension of the operating range of the inverter without requiring an increase in the amplitude of the DC voltage of the source Vdc.
  • a known problem is to improve the control voltages of the inverter to allow optimal operation of the inverter in overmodulation area.
  • a step of receiving a three-phase voltage setpoint a step of receiving a three-phase voltage setpoint; a step of transforming said three-phase voltage setpoint into a reference voltage vector, defined by two components in a first two-dimensional reference; a plurality of sectors being defined in said first two-dimensional mark, each sector corresponding to a portion of space of the two-dimensional mark formed between two instantaneous voltages of the inverter angularly adjacent;
  • the correction step comprising:
  • said step of calculating the components of a corrected reference three-phase voltage comprises a step of determining a transformed vector in a second two-dimensional coordinate system as a function of said at least one trigonometric value.
  • said step of calculating the components of a corrected reference three-phase voltage comprises the saturation of the transformed vector.
  • said variable calculation step comprises comparing the absolute value of a component of the reference voltage vector in the first two-dimensional coordinate system with another component of the reference voltage vector in the first two-dimensional coordinate system multiplied by V3. In this way the trigonometric values are obtained relatively accurately and by simple logic operations.
  • said step of calculating the trigonometric values comprises calculating a value of the cosine and a sine value of said angle. In this way, the correction values can be determined more simply.
  • said calculation of said sine value is performed regardless of the determined sector, by a single equation depending on the component of the reference voltage vector in the first two-dimensional reference and of said comparison.
  • said calculation of said sine value is performed regardless of the determined sector, by a single equation depending on the component of the reference voltage vector in the first two-dimensional reference and of said comparison.
  • the invention also relates to a control device, for example a microcontroller, a microprocessor, a DSP, a computer, for example embedded in a motor vehicle, an inverter comprising:
  • control means of the inverter as a function of a corrected reference three-phase voltage supplied by the correction means
  • the correction means of said reference voltage vector being adapted to:
  • the invention also relates to an electrical assembly comprising a three-phase voltage inverter and a control device as described above.
  • the invention also relates to a motor vehicle comprising an electrical assembly as described above.
  • FIG. 1 is a representation of the reference voltages and operating voltages of a three-phase inverter in the two-dimensional reference frame obtained by the Clarke transform, known from the prior art;
  • FIG. 2 is a schematic view of a three-phase inverter known from the prior art.
  • FIG. 3 is a flowchart of the correction steps of the control method according to one embodiment of the invention.
  • a three-phase voltage inverter 20 comprises three switching arms A, B, C, each having two series power switches, A +, A-, B +, B- and C +, C-, respectively.
  • the two switches A +, A-, B +, B- and C +, C- can not be in the same state, open or closed at the same time. In other words, when one of the switches of one arm is closed, the other switch of the same arm is necessarily open, otherwise a short circuit would occur.
  • the value 01 1 can be read as:
  • pulse width, PWM also known as the Anglo-Saxon Pulse Width Modulation, PWM.
  • the MLI is performed by the technique known to those skilled in the space vector art, also known by the Anglo-Saxon name of Space Vector Modulation.
  • This technique models the three-phase system of voltages to be generated for the current sampling duration in the form of a single reference voltage vector Vref.
  • the vector reference voltage Vref is obtained in a first reference
  • Va the fundamental component of the output voltage of the arm A
  • Vb the fundamental component of the output voltage of the arm B
  • v c fundamental component of the output voltage of the arm C.
  • V0 corresponds to the case where all the upper switches A +, B +, C + are closed
  • V7 in the case where all the lower switches A-, B-, C- are closed.
  • the instantaneous voltage vectors VO and V7 are called freewheeling vectors.
  • the instantaneous voltage vectors V1 to V6 are configurations well known to those skilled in the art, as part of a Space Vector Modulation.
  • the inverter 20 has only a limited number of possible configurations, namely the only generation of instantaneous voltage vectors V0 to V7, it is well known to those skilled in the art that as a function of the reference voltage vector Vref desired, is applied for brief moments a succession of instantaneous voltage vectors VO to V7, in order to obtain on average the desired reference voltage vector Vref.
  • the convex hull 1 1 of the instantaneous voltage vectors V1 to V6 in the two-dimensional coordinate system (° ⁇ ) forms a hexagon 1 1.
  • This convex hull 1 1 corresponds to the set of points from which the reference voltage vector can produce a full wave operation of the inverter 20.
  • the hexagon 1 1 is subdivided into six sectors S1 -S6, each limited by two vectors of non-zero instantaneous voltages V1 -V6 and the outer segments of the hexagon 1 1.
  • the radius of the inscribed circle 10 is a value of Vdc / 3 3; Vdc being the DC voltage supplied at the input of the inverter 20.
  • the inverter 20 when the reference voltage vector Vref exceeds the limits of the inscribed circle 10, the inverter 20 then goes into over-modulation.
  • the linearity between the setpoint voltages, at the input of the pulse width modulation strategy (PWM), and the fundamental component of the voltage actually produced by the inverter 20, is no longer ensured.
  • the reference voltage Vref is then brought back to a value corresponding to a projection on the hexagon 1 1 so as to reduce the control to a value of allowable voltage.
  • variables with three possible values are determined as a function of the signs sgn a , sgn p of the values v a and v p of the vector voltage reference Vref in the first two-dimensional coordinate system P>, and the comparison 43 of the absolute values sgn aP of the same values ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ , as follows:
  • a reference voltage transformed in the sector mark S is calculated (this mark being obtained by a rotation of angle ⁇ of the mark ( ⁇ )) from the values ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ , s k and c k as follows :
  • v dk , v qk correspond to the projections of Vref in the reference obtained by a rotation of angle ⁇ of the two-dimensional reference point ⁇ ), and are then saturated 46 so as to obtain saturated reference voltage values v dk P and v qk P in the reference of the corresponding sector S:
  • V P qk min (l r S 9 U q ⁇ (10)
  • Equation (10) allows in particular to increase the amplitude of the output voltage up to 2 Vd C / ft, and therefore allows to apply the full wave control.
  • equation (10) is replaced by the following equation (while keeping equation (9)):
  • vapp _ v app _ app ⁇ )

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de commande d'un onduleur de tension triphasé recevant une tension continue d'entrée; le procédé comprenant une étape de correction (40) du vecteur tension de référence comprenant : - une étape de calcul (44) d'au moins une valeur trigonométrique (Sk, Ck) d'un angle fait par la bissectrice du secteur dans lequel se situe le vecteur tension de référence avec l'abscisse du premier repère bidimensionnel en fonction des signes des deux composantes du vecteur tension de référence dans le premier repère bidimensionnel; - Une étape de calcul (47) des composantes d'une tension triphasée de référence corrigée en fonction de ladite au moins une valeur trigonométrique (Sk, Ck) calculée.

Description

Procédé de commande d'un onduleur triphasé
La présente invention se rapporte à un procédé de commande d'un onduleur triphasé, notamment utilisé dans les groupes motopropulseurs des véhicules électriques et hybrides.
Plus précisément, cette invention concerne la gestion de la tension de référence envoyée à la stratégie de modulation de l'onduleur pour le pilotage des interrupteurs de puissance dans le cas où la tension de commande est supérieure à la tension maximale de la batterie d'accumulateurs électriques, Dans le domaine automobile, un groupe motopropulseur électrique (abrégé
GMPE) est notamment composé d'une machine électrique triphasée, pilotée par un onduleur triphasé.
L'onduleur est un circuit électrique statique, composé d'une pluralité de configuration de semi-conducteurs, aussi appelés interrupteurs de puissance, commandés par un calculateur numérique mettant en œuvre un algorithme de contrôle.
Le but du procédé de commande d'un onduleur est d'assurer une commande « rapprochée » afin d'asservir le couple généré par la machine électrique alimentée par l'onduleur à la valeur requise.
Ainsi, l'onduleur de tension, à l'aide d'une stratégie de modulation de largeur d'impulsions (abrégé MLI), transforme la tension fournie par la source continue Vdc en une tension alternative à amplitude et fréquence variable. Le rôle d'une stratégie de modulation est de fournir à la charge une tension de sortie dont la forme d'onde est proche d'une sinusoïde.
On connaît notamment une technique de commande MLI appelée méthode du vecteur spatial, aussi connue en anglais sous le nom de Space Vector Modulation.
Dans la méthode du vecteur spatial, les tensions de commande triphasées, fournies par une commande de régulation en boucle fermée, sont transformées sous la forme d'un seul vecteur de tension de référence Vref dans un repère bidimensionnel (afi) . Cette transformation est généralement réalisée par une transformée de Clarke, bien connue de l'homme du métier. Le fonctionnement linéaire de l'onduleur, dans ce repère (°^) est délimité
Vdc
par un cercle centré de rayon — =- , Vdc étant la tension continue fournie en
V3
entrée de l'onduleur de tension.
Or, lorsque le vecteur tension de référence présente une norme de valeur supérieure au rayon du cercle, le fonctionnement de l'onduleur devient non- linéaire, et est dit en zone de surmodulation. Dans ce mode de surmodulation, un problème bien connu est la déformation des signaux de sortie par rapport aux sinusoïdes attendues.
Pourtant, la zone de surmodulation fournit une extension utile de la plage de fonctionnement de l'onduleur sans nécessiter d'augmentation de l'amplitude de la tension continue de la source Vdc.
Aussi, un problème connu est d'améliorer les tensions de commande de l'onduleur pour permettre un fonctionnement optimal de l'onduleur en zone de surmodulation.
On connaît dans l'art antérieur des procédés de commande généralement complexes à implémenter et coûteux en temps de calcul car nécessitant la mise en œuvre d'opérateurs trigonométriques. En particulier on connaît le procédé décrit dans la publication "On continuous control of PWM inverters in the overmodulation range including the six-step mode. " in IEEE transactions on power electronics 8.4 (1993): 546-553, par Holtz, Joachim, Wolfgang Lotzkat, et Ashwin M. Khambadkone.
On connaît aussi des procédés de commande en surmodulation tels que celui décrit dans la publication "Overmodulation strategy for high-performance torque control. " in IEEE transactions on power electronics 13.4 (1998): 786-792, par Seok, Jul-Ki, Joohn-Sheok Kim et Seung-Ki Sul.
Il existe donc le besoin d'un procédé d'optimisation du fonctionnement de l'onduleur en zone de surmodulation, fiable, nécessitant de faibles temps de calcul pour un calculateur numérique, peu encombrant en espace de stockage et simple à mettre en œuvre.
On propose un procédé de commande d'un onduleur de tension triphasé recevant une tension continue d'entrée ; le procédé comprenant :
- une étape de réception d'une consigne de tension triphasée ; - une étape de transformation de ladite consigne de tension triphasée en un vecteur tension de référence, défini par deux composantes dans un premier repère bidimensionnel ; une pluralité de secteurs étant définis dans ledit premier repère bidimensionnel, chaque secteur correspondant à une portion d'espace du repère bidimensionnel formée entre deux tensions instantanées de l'onduleur angulairement adjacentes ;
- une étape de correction du vecteur tension de référence.
- une étape de commande de l'onduleur en fonction d'une tension triphasée de référence corrigée lors d'une étape de correction,
l'étape de correction comprenant :
- une étape de détermination de trois variables à trois valeurs possibles en fonction des signes des composantes du vecteur tension de référence dans le premier repère bidimensionnel, et d'une comparaison des valeurs absolues desdites composantes,
- une étape de calcul de valeurs trigonométriques d'un angle fait par la bissectrice d'un secteur dans lequel se situe ledit vecteur tension de référence, avec l'abscisse du premier repère bidimensionnel en fonction des variables déterminées précédemment,
- une étape de calcul de composantes de la tension triphasée de référence corrigée en fonction desdites valeurs trigonométriques précédemment calculées.
Ainsi, on peut déterminer une tension triphasée de référence corrigée ne nécessitant pas de stocker des tableaux de valeurs précalculées, et n'impliquant pas de calcul trigonométrique, généralement coûteux en temps de calcul, les valeurs trigonométriques calculées étant obtenues par des calculs basés sur des opérateurs logiques simples (addition, multiplication, soustraction et division) et sur des comparaisons de valeurs.
On peut de manière avantageuse déterminer les valeurs trigonométriques associées à la bissectrice du secteur dans lequel se situe la vecteur tension de référence, sans qu'il ne soit nécessaire de déterminer ce secteur. Autrement dit, l'étape de calcul des valeurs trigonométriques est réalisée indépendamment de la détection du secteur. Ceci permet d'obtenir un procédé particulièrement simple et rapide à mettre en œuvre. Avantageusement et de manière non limitative, ladite étape de calcul des composantes d'une tension triphasée de référence corrigée comprend une étape de détermination d'un vecteur transformé dans un deuxième repère bidimensionnel en fonction de ladite au moins une valeur trigonométrique. Ainsi, on simplifie les calculs d'obtention des composantes de la tension triphasée corrigée.
Avantageusement et de manière non limitative, ladite étape de calcul des composantes d'une tension triphasée de référence corrigée comprend la saturation du vecteur transformé. Ainsi, on assure que le vecteur de référence soit corrigé dans les limites du fonctionnement linéaire de l'onduleur de manière relativement simple et rapide en appliquant la saturation directement au vecteur transformé.
Avantageusement et de manière non limitative, ladite étape de calcul des variables comprend la comparaison de la valeur absolue d'une composante du vecteur tension de référence dans le premier repère bidimensionnel avec une autre composante du vecteur tension de référence dans le premier repère bidimensionnel multipliée par V3. De cette manière les valeurs trigonométriques sont obtenues de manière relativement précise et par des opérations logiques simples.
Avantageusement et de manière non limitative, ladite étape de calcul des valeurs trigonométriques comprend le calcul d'une valeur du cosinus et d'une valeur de sinus dudit angle. De cette manière, on peut déterminer les valeurs de correction plus simplement.
Avantageusement et de manière non limitative, ledit calcul de ladite valeur de sinus est effectuée quelque soit le secteur déterminé, par une unique équation fonction de la composante du vecteur tension de référence dans le premier repère bidimensionnel et de ladite comparaison. Ainsi, on peut optimiser le temps d'exécution du procédé.
Avantageusement et de manière non limitative, ledit calcul de ladite valeur de cosinus est effectuée quelque soit le secteur déterminé, par une unique équation fonction de ladite autre composante du vecteur tension de référence dans le premier repère bidimensionnel et de ladite comparaison. Ainsi, on peut optimiser le temps d'exécution du procédé. L'invention concerne aussi un dispositif de commande, par exemple un microcontrôleur, un microprocesseur, un DSP, un calculateur, par exemple embarqué dans un véhicule automobile, d'un onduleur comprenant :
- des moyens de réception d'une consigne de tension triphasée ;
- des moyens de transformation de ladite consigne de tension triphasée en un vecteur tension de référence, défini par deux composantes dans un premier repère bidimensionnel ; une pluralité de secteurs étant définis dans ledit premier repère bidimensionnel, chaque secteur correspondant à une portion d'espace du repère bidimensionnel formée entre deux tensions instantanées de l'onduleur angulairement adjacentes ; et
- des moyens de correction dudit vecteur de tension de référence ;
- des moyens de commande de l'onduleur en fonction d'une tension triphasée de référence corrigée fournie par les moyens de correction;
les moyens de correction dudit vecteur de tension de référence étant adaptés pour :
- déterminer trois variables à trois valeurs possibles en fonction des signes des composantes du vecteur tension de référence dans le premier repère bidimensionnel, et d'une comparaison des valeurs absolues desdites composantes,
- calculer des valeurs trigonométriques d'un angle fait par la bissectrice d'un secteur dans lequel se situe ledit vecteur tension de référence, avec l'abscisse du premier repère bidimensionnel en fonction desdites variables,
- calculer des composantes de la tension triphasée de référence corrigée dans ledit premier repère bidimensionnel en fonction desdites valeurs trigonométriques calculées.
L'invention concerne aussi un ensemble électrique comprenant un onduleur de tension triphasé et un dispositif de commande tel que décrit précédemment.
L'invention concerne aussi un véhicule automobile comprenant un ensemble électrique tel que décrit précédemment.
D'autres particularités et avantages de l'invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d'un mode de réalisation particulier de l'invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels :
- la figure 1 est une représentation des tensions de référence et des tensions de fonctionnement d'un onduleur triphasé dans le repère bidimensionnel obtenu par la transformée de Clarke, connue de l'art antérieur ;
- la figure 2 est une vue schématique d'un onduleur triphasé connu de l'art antérieur ; et
- la figure 3 est un organigramme des étapes de correction du procédé de commande selon un mode de réalisation de l'invention.
En référence à la figure 2, un onduleur 20 de tension triphasée comprend trois bras de commutation A, B, C, chacun présentant deux interrupteurs de puissance en série, respectivement A+, A- ;B+, B- et C+, C-.
Pour chaque bras de l'onduleur A,B,C, correspondant respectivement à une phase de la tension triphasée à générer, les deux interrupteurs A+, A- ;B+, B- et C+, C- ne peuvent être dans un même état, ouvert ou fermé, au même moment. Autrement dit, lorsqu'un des interrupteurs d'un bras est fermé, l'autre interrupteur du même bras est obligatoirement ouvert, faute de quoi un court-circuit se produirait.
Dans la suite de la description, pour chaque bras A, B, C, lorsque l'interrupteur supérieur, respectivement A+, B+, C+ est fermé, on décrit l'état du bras considéré par convention par la valeur binaire 0, tandis que lorsque l'interrupteur inférieur respectivement A-, B-, C- est fermé, on décrit le bras par la valeur binaire 1 .
Ainsi, afin de décrire la configuration générale de l'onduleur à un instant donné, on emploie une écriture binaire sur trois bits. Par exemple la valeur 01 1 peut être lue comme :
- le bit de poids fort 0 pour le bras A = A+ fermé ;
- le bit du milieu 1 pour le bras B = B- fermé ; et
- le bit de poids faible 1 pour le bras C = C- fermé.
Afin de commander les ouvertures et fermetures de ces interrupteurs de sorte à produire un signal sinusoïdal, à partir d'une source de courant continu VDC, on met en œuvre un procédé de commande de l'onduleur par modulation de largeur d'impulsion, MLI, aussi connue sous le nom anglo-saxon de Puise Width Modulation, PWM.
Ici, la MLI est réalisée par la technique connue de l'homme du métier dite du vecteur spatial, aussi connue sous le nom anglo-saxon de Space Vector Modulation.
Cette technique, en référence à la figure 1 , modélise le système triphasé de tensions à générer pour la durée d'échantillonnage en cours sous la forme d'un unique vecteur tension de référence Vref.
Le vecteur tension de référence Vref est obtenu dans un premier repère
bidimensionnel par une transformée de Clarke, bien connue de l'homme du métier, qui permet d'obtenir les coordonnées ^ et ^ du vecteur tension de référence Vref, en fonction des tensions des trois phases reçues:
Avec Va la composante fondamentale de la tension de sortie du bras A, Vb la composante fondamentale de la tension de sortie du bras B et vc composante fondamentale de la tension de sortie du bras C.
Dans ce repère (°^) les huit configurations possibles des interrupteurs de l'onduleur sont représentées par les vecteurs de tensions instantanées V0 à V7 avec respectivement, en écriture binaire tel que décrit précédemment :
V0 : 000
V1 : 100
V2 : 1 10
V3 : 010
V4 : 01 1
V5 : 001
V6 : 101
V7 : 1 1 1
Ici, V0 correspond au cas ou tous les interrupteurs supérieurs A+, B+, C+ sont fermés, et V7 au cas ou tous les interrupteurs inférieurs A-, B-, C- sont fermés. Les vecteurs de tensions instantanées VO et V7 sont appelés vecteurs de roue libre.
Les vecteurs de tensions instantanées V1 à V6 sont des configurations bien connues de l'homme du métier, dans le cadre d'une Space Vector Modulation.
Comme l'onduleur 20 ne présente qu'un nombre limité de configurations possibles, à savoir la seule génération des vecteurs de tensions instantanées VO à V7, il est bien connu de l'homme du métier, qu'en fonction du vecteur tension de référence Vref souhaitée, on applique durant de brefs instants une succession de vecteurs de tensions instantanées VO à V7, afin d'obtenir en moyenne le vecteur tension de référence Vref voulu.
L'enveloppe convexe 1 1 des vecteurs de tensions instantanées V1 à V6 dans le repère bidimensionnel (°^) forme un hexagone 1 1 . Cette enveloppe convexe 1 1 correspond à l'ensemble des points à partir desquels le vecteur tension de référence peut produire un fonctionnement pleine onde de l'onduleur 20.
L'hexagone 1 1 est subdivisé en six secteurs S1 -S6, limités chacun par deux vecteurs de tensions instantanées non nulles V1 -V6 et les segments externes de l'hexagone 1 1 .
Dans l'hexagone 1 1 est inscrit un cercle 10 définissant l'amplitude du vecteur tension de référence Vref dans lequel la linéarité de la modulation est assurée.
Le rayon du cercle inscrit 10 est d'une valeur de Vdc/^3 ; Vdc étant la tension continue fournie en entrée de l'onduleur 20.
Lorsque le vecteur de tension de référence Vref reste dans les limites du cercle inscrit 10, aucun problème de linéarité n'est à relever, ces tensions étant atteignable directement par l'onduleur 20.
Cependant lorsque le vecteur tension de référence Vref dépasse les limites du cercle inscrit 10, l'onduleur 20 passe alors en surmodulation. Ici, la linéarité entre les tensions de consigne, en entrée de la stratégie de modulation de la largeur d'impulsions (MLI), et la composante fondamentale de la tension effectivement produite par l'onduleur 20, n'est plus assurée. On ramène 40 alors la tension de référence Vref à une valeur correspondant à une projection sur l'hexagone 1 1 de sorte à ramener la commande à une valeur de tension admissible.
Quelque soit le secteur S, compris entre 1 et 6, et de bissectrice respective di à d6, dans lequel se situe le vecteur de la tension de référence Vref, aussi dite tension de commande Vref, on calcule les variables Sk et Ck qui sont respectivement égales aux sinus et cosinus de l'angle λ que fait la bissectrice du secteur correspondant S avec l'axe des abscisses a (axe de la première phase de la machine, phase a, V1 ), et ce sans utiliser des fonctions trigonométriques, pour limiter la charge de calcul, ni des tables de valeurs précalculées, afin de limiter l'espace mémoire utilisé.
Le calcul des variables Sk et Ckest donc réalisé sans qu'il ne soit nécessaire de déterminer préalablement, ni de connaître, le secteur S dans lequel la tension de référence se situe, ce qui améliore la simplicité du procédé de correction. Autrement dit, on peut déterminer les valeurs angulaires de la bissectrice du secteur correspondant S, à partir des équations décrite ci-dessous, sans qu'il ne soit nécessaire de déterminer le secteur correspondant S dans lequel se trouve la tension de référence Vref.
Pour ce faire, partant de l'équation (1 ) précédente, on détermine des variables à trois valeurs possibles (-1 , 0, 1 ) en fonction des signes sgna, sgnp des valeurs va et vp du vecteur tension de référence Vref dans le premier repère bidimensionnel aP> , et de la comparaison 43 des valeurs absolues sgnaP des mêmes valeurs να, νβ , comme suit :
1 si \νβ \ > 3|vJ
Ensuite, on calcule 44 les valeurs de sinus Sk et cosinus Ck par l'équation suivante en fonction des trois variables sgna, sgnp et sgnafj obtenues précédemment :
¾ = + sgnap) (5) ck = ^ (l - sgnap) (6)
En particulier, on peut précalculer et stocker en mémoire la valeur V3/4 et VA de sorte à rendre le calcul du cosinus Ck et du sinus Sk encore plus rapide.
Ensuite on calcule 45 une tension de référence transformée dans le repère du secteur S (ce repère étant obtenu par une rotation d'angle λ du repère (αβ)) à partir des valeurs να, νβ, sk et ck comme suit :
dk = ¾να + skvp (7)
vqk = ¾νβ - skva (8)
Les valeurs obtenues vdk, vqk correspondent aux projections de Vref dans le repère obtenu par une rotation d'angle λ du repère bidimensionnel ^) , et sont alors saturées 46 de sorte à obtenir les valeurs de tension de référence saturées vdkP et vqkP dans le repère du secteur S correspondant :
P = min {¾J ¾ (9)
Vqk P = min( l' r} S9Uq (10)
Ces équations (9) et (10) permettent d'appliquer un taux de surmodulation maximal (1 10% de la tension linéaire maximale VdC/V3).
L'équation (10) permet notamment d'augmenter l'amplitude de la tension en sortie jusqu'à 2 VdC/pi, et par conséquent permet d'appliquer la commande plein onde.
Dans un variante ne présentant pas cet avantage, mais qui permet de limiter la distorsion en phase de la tension, on remplace l'équation (10) par l'équation suivante (tout en gardant l'équation (9) ) :
app
app _ vdk m ,
- max{W} V«k
Dans lequel ε est une petite quantité (par exemple ε = 0.0001) qui écarte le risque d'une division par zéro lors de la résolution numérique de l'équation (10).: Sgnqk
Avec sgnqk =
Les trois composantes de la tension triphasée finale à envoyer à l'onduleur
20 sont obtenues 47 par application numérique des équations suivantes :
= ¾ -¾ (12) vapp = _vapp _ app { ) Ces composantes de la tension triphasée finale v^pp , v^pp , v^pp se situent ainsi dans les limites de l'hexagone 1 1 de tension, c'est-à-dire dans la zone de tension admissible à la sortie de l'onduleur 20.
Les équations de (1 ) à (13) peuvent facilement être implémentées et peuvent être résolues rapidement par les calculateurs, car elles n'impliquent que des fonctions calculatoires élémentaires, addition, multiplication et comparaison.
De plus, si la tension de référence Vref est inférieure à cette tension n'est pas modifiée, ce qui assure la continuité entre les deux zones de fonctionnement linéaires et non linéaires et améliore ainsi la stabilité de la commande.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de commande d'un onduleur (20) de tension triphasé recevant une tension continue d'entrée (VDC) ;
le procédé comprenant :
- une étape de réception d'une consigne de tension triphasée (va, Vb, vc) ;
- un étape de transformation de ladite consigne de tension triphasée (va, Vb, vc) en un vecteur tension de référence (Vref), défini par deux composantes (v« , V ? ) dans un premier repère bidimensionnel (°^) ; une pluralité de secteurs (S1 -S6), étant définis dans ledit premier repère bidimensionnel (°^) , chaque secteur (S1 - S6) correspondant à une portion d'espace du repère bidimensionnel (αβ) formée entre deux tensions instantanées (V1 -V6) de l'onduleur (20) angulairement adjacentes ;
- une étape de correction (40) du vecteur tension de référence (Vref) ; et - une étape de commande dudit onduleur (20) en fonction d'une tension triphasée de référence corrigée obtenue à ladite étape de correction (40),
caractérisé en ce que l'étape de correction (40) comprend :
- une étape de détermination de trois variables (sgna, sgnp, sgnaP) à trois valeurs possibles (-1 , 0, 1 ) en fonction des signes des composantes ( v« , V ? ) du vecteur tension de référence (Vref) dans le premier repère bidimensionnel et d'une comparaison des valeurs absolues desdites composantes (v« , V ? ),
- une étape de calcul (44) de valeurs trigonométriques (Sk, Ck) d'un angle fait par la bissectrice d'un secteur (S1 -S6) dans lequel se situe ledit vecteur tension de référence (Vref), avec l'abscisse (a) du premier repère bidimensionnel (αβ) en fonction des variables (sgna, sgnp, sgnaP) déterminées précédemment,
- une étape de calcul (47) de composantes de la tension triphasée de référence corrigée en fonction desdites valeurs trigonométriques (Sk, Ck) précédemment calculées.
2. Procédé de commande selon la revendication 1 , caractérisé en ce que ladite étape de calcul (47) des composantes de la tension triphasée de référence corrigée comprend une étape de détermination (45) d'un vecteur transformé dans un deuxième repère bidimensionnel en fonction desdites valeurs trigonométriques (Sk, Ck).
3. Procédé de commande selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite étape de calcul (47) des composantes de la tension triphasée de référence corrigée comprend la saturation (46) du vecteur transformé.
4. Procédé de commande selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite étape de détermination de trois variables (sgna, sgnp, sgnaP) comprend la comparaison (43) de la valeur absolue d'une composante ( V ? ) du vecteur tension de référence (Vref) dans le premier repère bidimensionnel (°^) avec une autre composante (v« ) du vecteur tension de référence (Vref) dans le premier repère bidimensionnel (°^) multipliée par V3.
5. Procédé de commande selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ladite étape de calcul (44) de valeurs trigonométriques (Sk,
Ck) comprend le calcul d'une valeur du cosinus (Ck) et d'une valeur de sinus (Sk) dudit angle.
6. Procédé de commande selon la revendication 5 lorsqu'elle dépend de la 4, caractérisé en ce que ledit calcul (44) de ladite valeur de sinus (Sk) est effectuée quelque soit le secteur (S1 -S6), par une unique équation fonction de la composante (V ? ) du vecteur tension de référence (Vref) dans le premier repère bidimensionnel (°^) et de ladite comparaison.
7. Procédé de commande selon la revendication 6 ou 5 lorsqu'elle dépend de la 4, caractérisé en ce que ledit calcul (44) de ladite valeur de cosinus (Ck) est effectuée quelque soit le secteur (S1 -S6), par une unique équation fonction de ladite autre composante (v« ) du vecteur tension de référence (Vref) dans le premier repère bidimensionnel (°^) et de ladite comparaison.
8. Dispositif de commande d'un onduleur (20) comprenant :
- des moyens de réception d'une consigne de tension triphasée (va, Vb, vc);
-des moyens de transformation (29) de ladite consigne de tension triphasée (va, Vb, vc) en un vecteur tension de référence (Vref), défini par deux composantes ( v« , V ? ) dans un premier repère bidimensionnel (°^) ; une pluralit ecteurs (S1 -S6), étant définis dans ledit premier repère bidimensionnel chaque secteur (S1 -S6) correspondant à une portion d'espace du repère bidimensionnel (αβ) formée entre deux tensions instantanées (V1 -V6) de l'onduleur (20) angulairement adjacentes ;
-des moyens de correction (40) du vecteur de tension de référence (Vref) ; et -des moyens de commande dudit onduleur (20) en fonction d'une tension triphasée de référence corrigée fournie par lesdits moyens de correction (40) ; lesdits moyens de correction (40) dudit vecteur de tension de référence (Vref) étant adaptés pour :
- déterminer trois variables (sgna, sgnp, sgnaP) à trois valeurs possibles (- 1 , 0, 1 ) en fonction des signes des composantes (v" , V ? ) du vecteur tension de référence (Vref) dans le premier repère bidimensionnel (°^)
, et d'une comparaison des valeurs absolues desdites composantes (v«
- calculer des valeurs trigonométriques (Sk, Ck) d'un angle fait par la bissectrice d'un secteur (S1 -S6) dans lequel se situe ledit vecteur tension de référence (Vref), avec l'abscisse (a) du premier repère bidimensionnel (αβ) en fonction desdites variables (sgna, sgnp, sgnaP),
- calculer des composantes de la tension triphasée de référence corrigée en fonction desdites valeurs trigonométriques (Sk, Ck) calculées.
9. Ensemble électrique comprenant un onduleur de tension triphasé et un dispositif de commande selon la revendication 8.
10. Véhicule automobile comprenant un ensemble électrique selon la revendication 9.
EP18748956.2A 2017-07-05 2018-06-05 Procédé de commande d'un ondulateur triphasé Withdrawn EP3649730A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1756340A FR3068845B1 (fr) 2017-07-05 2017-07-05 Procede de commande d'un onduleur triphase
PCT/FR2018/051289 WO2019008242A1 (fr) 2017-07-05 2018-06-05 Procédé de commande d'un ondulateur triphasé

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP3649730A1 true EP3649730A1 (fr) 2020-05-13

Family

ID=60302188

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP18748956.2A Withdrawn EP3649730A1 (fr) 2017-07-05 2018-06-05 Procédé de commande d'un ondulateur triphasé

Country Status (5)

Country Link
EP (1) EP3649730A1 (fr)
KR (1) KR102595777B1 (fr)
CN (1) CN110999067B (fr)
FR (1) FR3068845B1 (fr)
WO (1) WO2019008242A1 (fr)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114400911B (zh) * 2022-01-25 2022-08-16 燕山大学 三相电流源型变换器直流侧电流纹波抑制细分调制方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0608571B1 (fr) * 1993-01-11 1998-03-25 Kabushiki Kaisha Meidensha Système de contrÔle vectoriel pour moteur d'induction
US6984960B2 (en) 2003-08-05 2006-01-10 General Motors Corporation Methods and apparatus for current control of a three-phase voltage source inverter in the overmodulation region
CN101515782A (zh) * 2009-03-19 2009-08-26 浙江理工大学 用于异步电机的相电压差值型svpwm控制方法
US8742712B2 (en) * 2011-01-26 2014-06-03 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for controlling third harmonic voltage when operating a multi-phase machine in an overmodulation region
CN102361407B (zh) * 2011-10-20 2013-01-02 四川科陆新能电气有限公司 一种电压空间矢量脉宽调制方法
CN103051230B (zh) * 2012-12-26 2015-02-25 上海大学 改进的二极管箝位式三电平逆变器过调制方法
US9966889B2 (en) * 2013-05-12 2018-05-08 Infineon Technologies Ag Optimized control for synchronous motors
US10696141B2 (en) * 2015-08-04 2020-06-30 Mitsubishi Electric Corporation Synchronous motor control device and method of controlling synchronous motor
CN105897030B (zh) * 2016-06-08 2018-06-08 江苏固德威电源科技股份有限公司 一种无差拍定频模型预测控制方法、装置及系统

Also Published As

Publication number Publication date
KR20200039664A (ko) 2020-04-16
WO2019008242A1 (fr) 2019-01-10
KR102595777B1 (ko) 2023-10-30
FR3068845A1 (fr) 2019-01-11
CN110999067B (zh) 2024-03-22
FR3068845B1 (fr) 2021-04-23
CN110999067A (zh) 2020-04-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Hoang et al. Online control of IPMSM drives for traction applications considering machine parameter and inverter nonlinearities
EP2375556B1 (fr) Procédé de commande d'un onduleur de type NPC
US9413281B2 (en) Apparatus for controlling AC motor
US8233295B2 (en) Methods, systems and apparatus for approximation of peak summed fundamental and third harmonic voltages in a multi-phase machine
JP5757304B2 (ja) 交流電動機の制御装置
EP3327926B1 (fr) Systèmes et procédés de réduction d'oscillations de liaison cc
KR101956991B1 (ko) 듀얼 인버터의 제어 방법
JP6644172B2 (ja) モータ制御装置
JP2004289926A (ja) モーター制御装置
EP1964256A2 (fr) Procede de commande d'un onduleur de tension polyphase
US20200343848A1 (en) Apparatus and method for controlling inverter driving motor
FR3066335A1 (fr) Procede de commande d'un onduleur triphase.
EP3649730A1 (fr) Procédé de commande d'un ondulateur triphasé
EP2790315B1 (fr) Système d'entraînement rotatif, procédé de commande d'un onduleur et programme d'ordinateur associé
EP3657664B1 (fr) Procede de commande d'une machine electrique triphasee
US9300240B2 (en) Methods and apparatuses for obtaining maximum magnetic flux of permanent magnet synchronous motors
US10707778B2 (en) Control apparatus for rotary electric machine
KR20200044263A (ko) 모터 구동을 위한 인버터 제어 장치
FR2882475A1 (fr) Dispositif et procede de commande d'un convertisseur et convertisseur electrique comportant un tel dispositif
US20130169201A1 (en) Methods, systems and apparatus for controlling operation of an electric machine in an overmodulation region
WO2022078778A1 (fr) Procede et systeme de controle d'une machine electrique determinant des consignes de courant optimales
JP5920635B2 (ja) 交流電動機の制御装置
EP3711155B1 (fr) Procédé de commande d'une machine électrique synchrone
JP2008005629A (ja) モータ制御装置
FR3102899A1 (fr) Procédé de commande électrique d’un onduleur à trois niveaux

Legal Events

Date Code Title Description
STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: UNKNOWN

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE INTERNATIONAL PUBLICATION HAS BEEN MADE

PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: REQUEST FOR EXAMINATION WAS MADE

17P Request for examination filed

Effective date: 20191210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: BA ME

DAV Request for validation of the european patent (deleted)
DAX Request for extension of the european patent (deleted)
STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: EXAMINATION IS IN PROGRESS

17Q First examination report despatched

Effective date: 20201015

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: EXAMINATION IS IN PROGRESS

RAP3 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: NISSAN MOTOR CO. LTD

Owner name: RENAULT S.A.S

RAP3 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: NISSAN MOTOR CO. LTD

Owner name: RENAULT S.A.S

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20220528