EP3612848A1 - Procede et systeme de detection d'un defaut dans une ligne de transmission a partir d'une mesure de phase - Google Patents

Procede et systeme de detection d'un defaut dans une ligne de transmission a partir d'une mesure de phase

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Publication number
EP3612848A1
EP3612848A1 EP18717359.6A EP18717359A EP3612848A1 EP 3612848 A1 EP3612848 A1 EP 3612848A1 EP 18717359 A EP18717359 A EP 18717359A EP 3612848 A1 EP3612848 A1 EP 3612848A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
phase
signal
detecting
line
defect
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP18717359.6A
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German (de)
English (en)
Inventor
Esteban CABANILLAS
Christophe Layer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Commissariat a lEnergie Atomique CEA, Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA filed Critical Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Publication of EP3612848A1 publication Critical patent/EP3612848A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/08—Locating faults in cables, transmission lines, or networks
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/08—Locating faults in cables, transmission lines, or networks
    • G01R31/088—Aspects of digital computing
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/08—Locating faults in cables, transmission lines, or networks
    • G01R31/11—Locating faults in cables, transmission lines, or networks using pulse reflection methods

Definitions

  • the invention relates to the field of wired diagnostic systems based on the principle of reflectometry. It relates to a method for detecting defects in a transmission line, such as a cable, from a phase measurement of the reflectometry signal.
  • Cables are ubiquitous in all electrical systems, for powering or transmitting information. These cables are subject to the same constraints as the systems they connect and may be subject to failures. It is therefore necessary to be able to analyze their state and to provide information on the detection of faults, but also their location and their type, in order to help maintenance. The usual reflectometry methods allow this type of test.
  • OTDR methods use a principle similar to that of radar: an electrical signal, the probe signal or reference signal, which is usually high frequency or broadband, is injected at one or more points of the cable to be tested.
  • the signal propagates in the cable or network and returns some of its energy when it encounters an electrical discontinuity.
  • An electrical discontinuity may result, for example, from a connection, the end of the cable or a defect or more generally a break in the conditions of propagation of the signal in the cable. It most often results from a fault that locally modifies the characteristic impedance of the cable by causing a discontinuity in its linear parameters.
  • the invention falls within the scope of wired diagnostic methods and applies to any type of electrical cable, in particular power transmission cables or communication cables, in fixed or mobile installations.
  • the cables concerned may be coaxial, two-wire, parallel lines, twisted pairs or other provided that it is possible to inject a reflectometry signal into a point of the cable and measure its reflection at the same point or at another point .
  • Precisely detecting defects requires the use of a high frequency signal so that the wavelength of the injected signal coincides with the physical dimensions of the defects in the cable.
  • analog-to-digital converters that make it possible to inject and measure a high-frequency signal are expensive.
  • the transmission channels corresponding to the various cable technologies targeted by the refectometry applications are most often very frequency-selective and therefore do not allow broadband observation and diagnosis. Certain frequency bands may be substantially attenuated or disturbed, which may make the signal measured by the refectometry system unusable, or in any case make it more difficult to identify any defects.
  • the usual refractometry methods are based on the principle of a measurement of an echo of the signal injected onto a singularity of the cable analyzed.
  • blind zones there are areas of the cable, called blind zones, for which an echo can not be measured. These zones depend on the wavelength of the signal, therefore its frequency, the speed of propagation of the signal, the sampling frequency of the signal measured and the distance between the point of injection of the signal and the point where is the singularity. If a defect appears in a blind zone, then it is not it is not possible to detect its presence using a conventional OTDR method.
  • a known method for increasing the resolution of the location of a defect and for compensating for the presence of blind zones without increasing the sampling frequency of the signal consists in making multiple acquisitions of the signal retro-propagated in the cable by shifting for each successive acquisition, the sampling clock. This method provides relevant results insofar as the signal injected into the cable and measured during successive acquisitions is stationary during the total duration of the acquisition. In addition, the precision of the measurements must respect rules of oversampling.
  • a major disadvantage of this method is that it requires a very important acquisition and calculation time. This time is determined by the number of successive phase shifts and the phase shift time of the equipment used to generate the clock signals of the digital sampling systems. This delay may be unacceptable to detect intermittent faults (for example a short circuit) whose duration is short.
  • the calculations necessary for the implementation of this method are also expensive, especially for implementing the phase shifts of the clock signal.
  • phase detection frequency domain reflectometry for locating faults in an F-18 Flight Control Harness, "In IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, Vol. 47, no. 2, pp. 327-334, May 2005 ".
  • the method described in this document has several disadvantages. It requires the implementation of complex radiofrequency analog front-end equipment requiring directional couplers, a voltage controlled oscillator (VCO) and a radio frequency mixer.
  • the proposed method has a high execution time because it requires a frequency sweep of the entire useful frequency band as well as a signal acquisition for each frequency value of the sweep.
  • the resolution of localization of a defect is, as in the case of known time domain reflectometry methods, limited by the number of samples and the sampling frequency of the digital reflectometry signals used.
  • the invention proposes a method for detecting and locating an electrical fault in a transmission line that is based on the revolution analysis of the phase of the frequency spectrum of the signal.
  • the invention has the particular advantage of allowing a fault localization resolution which is not limited by the sampling frequency of the signal. It thus makes it possible to locate a defect with a better precision without the need to implement complex computations and having a significant execution time. It makes it possible to detect and locate intermittent faults because, unlike conventional methods, it does not require several successive acquisitions of signal. It also makes it possible to take into account possible cuts in the frequency response of the cable to be analyzed without degrading the fault localization accuracy.
  • the invention is particularly applicable to the detection of free defects, such as a short-circuit, permanent or intermittent.
  • the invention thus relates to a method for detecting a fault in a transmission line comprising the following steps:
  • the distance l d between said point of the line and the singularity is determined from a theoretical relationship expressing the phase as a function of the frequency, the distance ld and the speed of propagation. signal in the transmission line.
  • the method according to the invention comprises the additional step of determining whether the singularity identified is a defect, at least starting from the determined distance l d and the length of the transmission line.
  • the reference phase is a cumulative phase and the measurement of the phase of at least one frequency component comprises, for each frequency component, the determination of the phase modulo ⁇ and then the determination of the phase cumulative.
  • the reference phase is equal to the phase of the same frequency component in the reference signal previously injected.
  • the reference phase is determined during a prior calibration phase comprising:
  • the method according to the invention comprises said preliminary calibration phase.
  • the method according to the invention further comprises an interpolation step applied to several corrected phase values corresponding to several different frequency components.
  • the conversion of the time measurement of the signal in the frequency domain is carried out by applying a Fourier transform to the signal.
  • the reference signal is a multi-carrier signal, a frequency component of the signal being a frequency subcarrier of the multi-carrier signal.
  • the method according to the invention comprises a step of injecting the reference signal into the transmission line at an injection point.
  • the subject of the invention is also a system for detecting a defect in a transmission line comprising a measurement device able to acquire, at a point on the line, a temporal measurement of a reference signal previously injected into the line. , reflected on a singularity of the line and retro-propagated towards said point and:
  • a spectral conversion unit for converting the time measurement of the signal into the frequency domain
  • phase measuring device for measuring the phase of at least one frequency carrier of the signal
  • the computing unit is configured to determine whether the singularity identified is a fault at least from the determined distance l d and the length of the transmission line.
  • the system according to the invention comprises a display interface for displaying information that is characteristic of the presence of a fault on the transmission line and / or the location of the fault.
  • the method according to the invention comprises an injection device capable of injecting the reference signal into the transmission line.
  • the subject of the invention is also a computer program comprising instructions for executing the method of detecting a fault in a transmission line according to the invention, when the program is executed by a processor and a support device.
  • processor-readable record on which is recorded a program including instructions for performing the method of detecting a defect in a transmission line according to the invention, when the program is executed by a processor.
  • FIG. 1 a diagram of a fault localization system on a transmission line according to a reflectometry method of the prior art
  • FIG. 2 a diagram of a fault localization system on a transmission line according to a first embodiment of the invention
  • FIGS. 3a, 3b several diagrams illustrating the magnitude and phase function of a multi-carrier reflectometry signal
  • FIG. 4 is a flowchart detailing the stages of implementation of a defect localization method on a transmission line according to the first embodiment of the invention
  • FIG. 1 represents a diagram of a defect locating system 100 in a transmission line L, such as a cable, according to a standard method of time domain reflectometry of the state of the art.
  • a transmission line L such as a cable
  • Such a system mainly comprises a generator GEN of a reference signal from parameters PAR defining the waveform of the signal.
  • the generated digital reference signal is converted analogically via a digital-to-analog converter DAC and is then injected at a point on the transmission line L by means of a directional coupler CPL.
  • the signal propagates along the line and is reflected on the singularities it contains.
  • a singularity is an impedance discontinuity resulting from the appearance of an electrical fault on the line.
  • the signal In the absence of a fault on the line, the signal is reflected on the end of the line, if this one is not adapted in impedance. If the end of the line is impedance-matched, that is, an ohmic plug is attached at its end, then there is no signal reflection because there is no impedance discontinuity. In the presence of a fault on the line, the signal is reflected on the impedance discontinuity caused by the fault. The reflected signal is back-propagated to a measurement point, which may be common at the injection point or different. The back-propagated signal is measured via the directional coupler CPL and then digitally converted by an ADC digital analog converter.
  • COR correlation is then performed between the measured digital signal and a copy of the digital signal generated before injection to produce a temporal reflectogram corresponding to the intercorrelation between both signals.
  • a possible implementation consists in producing a direct Fourier transform FFT of the measured signal, a direct Fourier transform FFT 2 of the reference signal and then a product P of the two results, and finally an IFFT indirect Fourier transform of the result of the product.
  • the doF position of a defect on the cable L ie its distance to the signal injection point, can be directly obtained from the measurement, on the calculated time reflectogram c (t), of the duration t DF between the first amplitude peak recorded on the reflectogram and the amplitude peak corresponding to the signature of the non-free defect.
  • f adC is the sampling frequency of the analog-to-digital converter.
  • a disadvantage of this method is that the resolution R is limited by the sampling frequency f adc . The weaker this is, the worse will be the resolution R.
  • the resolution can be increased beyond the aforementioned limit by making several successive acquisitions of the reflected signal with sampling times out of phase, that is to say shifted temporally of a fraction of the sampling period.
  • the method is rendered at least M times slower, which hampers the detection of intermittent defects of very short duration.
  • the overall processing time of the signal acquisitions also includes dead times related to the phase shift mechanism of the sampling clock, these dead times being typically of the order of several tens of clock cycles.
  • the invention proposes to overcome the disadvantages of the method described in Figure 1 by proposing to exploit the phase of the measured signal to locate a defect.
  • Y (f) is the frequency spectrum of the signal injected into the cable
  • Y '(f) is the frequency spectrum of the signal measured after propagation
  • the measured signal Y '(f) is out of phase with the injected signal Y (f) by a phase difference which corresponds to the path of the round-trip signal in the cable up to the point of reflection.
  • FIG. 2 represents a diagram of a defect detection system 200 according to a first embodiment of the invention.
  • the system described in FIG. 2 comprises several elements common to the system of the prior art described in FIG. 2: a GEN generator of digital reference signal defined from PAR waveform parameters, a digital analog converter DAC, a DCL directional coupler for injecting the signal into a transmission line L and measuring the back-propagated signal, as well as an ADC digital analog converter for digitizing the measured signal.
  • the system 200 further comprises a signal spectral conversion module, for example a module producing a discrete Fourier transform FFT, for converting the digital signal into the frequency domain.
  • a signal spectral conversion module for example a module producing a discrete Fourier transform FFT, for converting the digital signal into the frequency domain.
  • the system 200 also comprises a first PHY-i module for calculating the phase of the frequency signal at the output of the FFT module, a second module PHY 2 for calculating the phase of the reference signal in the frequency domain and a subtractor STR for subtracting from the phase of the measured signal, the phase of the reference signal.
  • a calculation module CAL determines the existence and the possible position of a defect on the transmission line L, from the corrected phase at the output of the subtractor STR. It should be noted that the phase calculation of the reference signal can be performed directly from the parameters PAR of the reference signal or after a spectral conversion of the generated reference signal.
  • phase calculation modules PHYi and / or PHY 2 can be made by means of a calculation of the arc-tangent function, for example implemented by means of a Cordic-type algorithm.
  • the part of the system 200 which concerns the generation and injection of the signal may be distinct from the part of the system 200 which concerns the acquisition of a measurement of the reflected signal and the processing relating to phase and distance calculations.
  • two separate LC couplers can be used, the first for injection, in a first point of the line L, of the reference signal and a second point for the measurement, at a second point of the line L, of the back-propagated signal.
  • the reference signal used is a multi-carrier signal, for example an OFDM signal (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) or Multi Carrier Time Domain Reflectometry (MCTDR) or OMTDR (Orthogonal Multi-tone Time Domain Reflectometry) which comprises several sub-signals. frequency carriers f n .
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • MCTDR Multi Carrier Time Domain Reflectometry
  • OMTDR Orthogonal Multi-tone Time Domain Reflectometry
  • the invention can also operate with a single-carrier reference signal as will be explained in more detail later.
  • phase of the measured signal is given by the following relation:
  • ⁇ Pd Qd> fn) ( Pref (fn) + 2jT fn ⁇ ⁇ 0) l n is the frequency of the subcarrier for which the phase is measured, l d is the distance between the measuring point and the point of signal reflection (possibly corresponding to a fault),
  • cp ref (f n ) is a reference phase, which depends on the frequency and which corresponds to the phase of the reference signal, in other words the phase measured at the output of the module PHY 2 .
  • the calculation module CAL determines the value of l d , for one or more frequencies f n : _ dq> d (l d , f n ) .v g
  • the PHYi phase calculation module (and possibly the PHY phase calculation module 2 ) performs a subcarrier phase calculation of the signal.
  • FIGS. 3a and 3b illustrate this phenomenon on two diagrams representing the evolution of the phase of a multi-carrier signal as a function of frequencies.
  • Figure 3a shows the phase measured for each carrier by means of a calculation of the arc-tangent function. This phase is expressed modulo TT.
  • Figure 3b shows the same cumulative phase on the carriers, that is, the phase value for the index frequency n is equal to the sum of the frequency phases for the indices varying in the interval [0; n]. It can be seen in FIG. 3b that the evolution of the cumulative phase is continuous in frequency. Relationships linking the phase to a distance value between two points of the line L are based on a phase represented cumulatively.
  • the relation (3) can be applied for a subcarrier f n or several subcarriers.
  • the multi-carrier reference signal can be generated accordingly by suppressing certain sub-carriers corresponding to the prohibited or potentially disturbed frequency bands.
  • the different cumulative phase values can be interpolated to increase the number of points knowing that the evolution of the phase as a function of the frequency is continuous.
  • the invention is also compatible with a single-carrier signal.
  • the maximum possible distance l d between the injection point and the point of occurrence of the defect is related to the carrier frequency f 0 of the signal by the following relation:
  • FIG. 4 summarizes the implementation steps of the defect detection method according to the first embodiment of the invention.
  • a reference signal is injected at an injection point of a transmission line L. This step is not considered in the case where it is only from the point of view of the method executed by a system 200 which does not include the part relating to the generation and injection of the signal, part implemented in a separate system.
  • the retro-propagated signal in line L is measured at a measurement point.
  • the signal is then converted 402 into the frequency domain.
  • the phase of at least one frequency carrier of the signal is then measured, preferably the cumulative phase, in particular in the case of a multi-carrier signal.
  • step 404 is subtracted from the measured phase, for each frequency carrier, a reference phase corresponding to the phase of the same frequency carrier for the generated reference signal.
  • the distance between the measuring point and a signal reflection point, corresponding to a possible defect is determined from the result of the subtraction 404.
  • a diagnosis is made as to the presence of a defect and at its position at the distance determined in step 405.
  • the computed distance is compared with the length of the cable in order to identify whether the point of reflection corresponds to the termination of the cable in which case it means that there is no fault. In the opposite case, this comparison gives the information of existence of a defect and the value of the distance determined in step 405 gives the location of the defect.
  • the result of the diagnosis can be provided to a user through a display interface.
  • the displayed result may include an indication of the presence of a fault on the line and / or an indication of the position of the fault on the line, determined from the distance calculated in step 405.
  • Figures 5a and 5b show a diagram of a defect detection system 300 according to a second embodiment of the invention. According to this second variant, a calibration phase, illustrated in FIG. 5a, is performed before the fault detection phase illustrated in FIG. 5b.
  • the objective of the calibration phase is to measure more precisely the reference phase which is subtracted from the phase of the signal in step 404 of the method.
  • cp 0 (f n ) is the phase of the frequency carrier f n of the generated reference signal.
  • lo corresponds to the distance traveled by the signal between its generation by the generator GEN and its injection into the line L by the coupler GPL. This distance corresponds in particular to the signal path through the digital analog converter DAC.
  • a calibration phase is performed which consists in disconnecting the transmission line of the coupler CPL.
  • the generated signal transmitted to the CPL coupler is directly measured and then processed by the FFT spectral conversion and PHY phase calculation modules.
  • the reference phase q> ref (f n ) is measured for each frequency carrier of the signal, by the module PHY. It contains the phase of the generated signal plus the term of phase 2 ⁇ ⁇ resulting from the propagation of the signal through successive equipment DAC, CPL, ADC.
  • the result of the phase calculation operated by the module PHY is saved in a memory MEM to be used during the operational phase described in FIG. 5b.
  • the second embodiment of the invention makes it possible to further improve the accuracy on the measurement of the phase of the back-propagated signal and thus the calculation of the position of a possible defect.
  • the system according to any one of the embodiments of the invention may be implemented by an electronic card on which the various components are arranged.
  • the card can be connected to the cable to be analyzed by a CPL coupling means which can be a directional coupler with capacitive or inductive effect or an ohmic connection.
  • the coupling device can be made by physical connectors which connect the signal generator to the cable or by non-contact means, for example by using a metal cylinder whose internal diameter is substantially equal to the outer diameter of the cable and which produces an effect Capacitive coupling with the cable.
  • a processing unit such as a computer, PDA or other equivalent electronic or computer device can be used to control the system according to the invention and to display the results of the calculations performed by the CAL component on a human-machine interface , in particular the information for detecting and locating defects on the cable.
  • the method according to the invention in particular the digital processing modules FFT.PHY or PHY-i can be implemented in an on-board processor or not or in a specific device.
  • the processor may be a generic processor, a specific processor, an application-specific integrated circuit (also known as the ASIC for "Application-Specific Integrated Circuit") or a network of programmable gates in situ (also known as the English name of FPGA for "Field-Programmable Gaste Arra").
  • the device according to the invention can use one or more dedicated electronic circuits or a general purpose circuit.
  • the technique of the invention can be realized on a reprogrammable calculation machine (a processor or a micro-controller for example) executing a program comprising a sequence of instructions, or on a dedicated computing machine (for example a set of doors as an FPGA or an ASIC, or any other hardware module).
  • the method according to the invention can also be implemented exclusively as a computer program, the method then being applied to a previously acquired signal measurement with the aid of a measuring device.
  • the invention can be implemented as a computer program including instructions for its execution.
  • the computer program can be recorded on a processor-readable recording medium.
  • the reference to a computer program that, when executed, performs any of the functions described above, is not limited to an application program running on a single host computer.
  • the terms computer program and software are used herein in a general sense to refer to any type of computer code (for example, application software, firmware, microcode, or any other form of computer code).
  • computer instruction that can be used to program one or more processors to implement aspects of the techniques described herein.
  • IT resources or resources In particular, they may be distributed (“Cloud Computing"), possibly using peer-to-peer technologies.
  • the software code may be executed on any suitable processor (for example, a microprocessor) or a processor core or set of processors, whether provided in a single computing device or distributed among a plurality of computing devices (eg example as possibly accessible in the environment of the device).
  • the executable code of each program enabling the programmable device to implement the processes according to the invention can be stored, for example, in the hard disk or in read-only memory.
  • the program or programs may be loaded into one of the storage means of the device before being executed.
  • the central unit can control and direct the execution of instructions or portions of software code of the program or programs according to the invention, instructions that are stored in the hard disk or in the ROM or in the other storage elements mentioned above.

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Abstract

Procédé de détection d'un défaut dans une ligne de transmission comprenant les étapes suivantes : - Acquérir (401), en un point de la ligne, avec un dispositif de mesure, une mesure temporelle d'un signal de référence préalablement injecté dans la ligne avec un dispositif d'injection, réfléchi sur une singularité de la ligne et rétro-propagé vers ledit point, - Convertir (402) la mesure temporelle du signal dans le domaine fréquentiel, - Mesurer (403) la phase d'au moins une composante fréquentielle du signal, - Soustraire (404) de chaque phase mesurée, une phase de référence, pour obtenir une phase corrigée, - Déterminer (405) la distance ld entre ledit point de la ligne et la singularité à partir d'au moins une phase corrigée.

Description

Procédé et système de détection d'un défaut dans une Signe de transmission à partir d'une mesure de phase
L'invention concerne le domaine des systèmes de diagnostic filaires basés sur le principe de la réflectométrie. Elle a pour objet un procédé de détection de défauts dans une ligne de transmission, telle qu'un câble, à partir d'une mesure de phase du signal de réflectométrie.
Les câbles sont omniprésents dans tous les systèmes électriques, pour l'alimentation ou la transmission d'information. Ces câbles sont soumis aux mêmes contraintes que les systèmes qu'ils relient et peuvent être sujets à des défaillances. Il est donc nécessaire de pouvoir analyser leur état et d'apporter des informations sur la détection de défauts, mais aussi leur localisation et leur type, afin d'aider à la maintenance. Les méthodes de réflectométrie usuelles permettent ce type de tests.
Les méthodes de réflectométrie utilisent un principe proche de celui du radar : un signal électrique, le signal de sonde ou signal de référence, qui est le plus souvent de haute fréquence ou large bande, est injecté en un ou plusieurs endroits du câble à tester. Le signal se propage dans le câble ou le réseau et renvoie une partie de son énergie lorsqu'il rencontre une discontinuité électrique. Une discontinuité électrique peut résulter, par exemple, d'un branchement, de la fin du câble ou d'un défaut ou plus généralement d'une rupture des conditions de propagation du signal dans le câble. Elle résulte le plus souvent d'un défaut qui modifie localement l'impédance caractéristique du câble en provoquant une discontinuité dans ses paramètres linéiques.
L'analyse des signaux renvoyés au point d'injection permet d'en déduire des informations sur la présence et la localisation de ces discontinuités, donc des défauts éventuels. Une analyse dans le domaine temporel ou fréquentiel est habituellement réalisée. Ces méthodes sont désignées par les acronymes TDR venant de l'expression anglo-saxonne « Time Domain Reflectometry » et FDR venant de l'expression anglo- saxonne « Frequency Domain Reflectometry ».
L'invention entre dans le champ d'application des méthodes de diagnostic filaire et s'applique à tout type de câble électrique, en particulier des câbles de transmission d'énergie ou des câbles de communication, dans des installations fixes ou mobiles. Les câbles concernés peuvent être coaxiaux, bifilaires, en lignes parallèles, en paires torsadées ou autre pourvu qu'il soit possible d'y injecter un signal de réfiectométrie en un point du câble et de mesurer sa réflexion au même point ou en un autre point.
La détection de défauts avec précision nécessite d'utiliser un signal à haute fréquence afin que la longueur d'onde du signal injecté coïncide avec les dimensions physiques des défauts dans le câble. Or, les convertisseurs analogiques-numériques qui permettent d'injecter et de mesurer un signal à haute fréquence sont coûteux. En outre les canaux de transmission correspondant aux différentes technologies de câbles visées par les applications de réfiectométrie, sont le plus souvent très sélectifs en fréquence et ne permettent donc pas une observation et un diagnostic large bande. Certaines bandes de fréquences peuvent être sensiblement atténuées ou perturbées ce qui peut rendre inexploitable le signal mesuré par le système de réfiectométrie ou en tout cas complexifier l'identification des défauts éventuels.
Par ailleurs, les méthodes de réfiectométrie usuelles sont basées sur le principe d'une mesure d'un écho du signai injecté sur une singularité du câble analysé. Cependant, il existe des zones du câble, appelées zones aveugles, pour lesquelles un écho ne pourra pas être mesuré. Ces zones dépendent de la longueur d'onde du signal, donc de sa fréquence, de la vitesse de propagation du signal, de la fréquence d'échantillonnage du signal mesuré et de la distance entre le point d'injection du signal et le point où se situe la singularité. Si un défaut apparaît dans une zone aveugle, il n'est donc pas possible de détecter sa présence en utilisant une méthode de réflectométrie classique.
Une méthode connue permettant d'augmenter la résolution de localisation d'un défaut et de compenser la présence de zones aveugles sans augmenter la fréquence d'échantillonnage du signal consiste à effectuer de multiples acquisitions du signal rétro-propagé dans le câble en déphasant pour chaque acquisition successive, l'horloge d'échantillonnage. Cette méthode apporte des résultats pertinents dans la mesure où le signal injecté dans le câble et mesuré lors des acquisitions successives est stationnaire pendant la durée totale de l'acquisition. En outre, la précision des mesures doit respecter des règles de sur-échantillonnage.
Un inconvénient majeur de cette méthode est qu'elle nécessite un temps d'acquisition et de calcul très important. Ce temps est déterminé par le nombre de déphasages successifs et le temps de déphasage des équipements utilisés pour générer les signaux d'horloge des systèmes numériques d'échantillonnage. Ce délai peut être inacceptable pour détecter des défauts intermittents (par exemple un court circuit) dont la durée est courte. Les calculs nécessaires à l'implémentation de cette méthode sont également coûteux notamment pour la mise en œuvre des déphasages du signal d'horloge.
On connaît également une technique de diagnostique filaire basée sur une détection de phase dans le domaine fréquentiel telle que décrite dans le document « You Chung Chung, C. Furse and J. Pruitt, "Application of phase détection frequency domain reflectometry for locating faults in an F-18 flight control harness," in IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, vol. 47, no. 2, pp. 327-334, May 2005 ».
La méthode décrite dans ce document présente plusieurs inconvénients. Elle nécessite l'implémentation d'un équipement « front-end » analogique radiofréquence complexe nécessitant des coupleurs directifs, un oscillateur commandé en tension (VCO) et un mélangeur radiofréquence. La méthode proposée présente un temps d'exécution important car elle nécessite un balayage en fréquence de toute la bande de fréquence utile ainsi qu'une acquisition de signal pour chaque valeur de fréquence du balayage. Enfin, la résolution de localisation d'un défaut est, comme dans le cas des méthodes de réflectométrie temporelles connues, limitée par le nombre d'échantillons et la fréquence d'échantillonnage des signaux de réflectométrie numérique utilisés. L'invention propose une méthode de détection et localisation d'un défaut électrique dans une ligne de transmission qui est basée sur l'analyse de révolution de la phase du spectre fréquentiel du signal.
L'invention a notamment pour avantage de permettre une résolution de localisation de défaut qui n'est pas limitée par la fréquence d'échantillonnage du signal. Elle permet donc de localiser un défaut avec une meilleure précision sans nécessité d'implémenter des calculs complexes et présentant un temps d'exécution important. Elle permet de détecter et localiser des défauts intermittents car, contrairement aux méthodes classiques, elle ne nécessite pas d'effectuer plusieurs acquisitions successives de signal. Elle permet également de prendre en compte d'éventuelles coupures dans la réponse fréquentielle du câble à analyser sans dégrader la précision de localisation du défaut.
L'invention est en particulier applicable à la détection de défauts francs, tels qu'un court-circuit, permanents ou intermittents.
L'invention a ainsi pour objet un procédé de détection d'un défaut dans une ligne de transmission comprenant les étapes suivantes :
- Acquérir, en un point de la ligne, avec un dispositif de mesure, une mesure temporelle d'un signal de référence préalablement injecté dans la ligne avec un dispositif d'injection, réfléchi sur une singularité de la ligne et rétro-propagé vers ledit point, - Convertir la mesure temporelle du signal dans le domaine fréquentiel,
- Mesurer la phase d'au moins une composante frequentielle du signal,
- Soustraire de chaque phase mesurée, une phase de référence, pour obtenir une phase corrigée,
- Déterminer la distance ld entre ledit point de la ligne et la singularité à partir d'au moins une phase corrigée.
Selon un aspect particulier de l'invention, la distance ld entre ledit point de la ligne et la singularité est déterminée à partir d'une relation théorique exprimant la phase en fonction de la fréquence, de la distance ld et de la vitesse de propagation du signal dans la ligne de transmission.
Selon une variante particulière, le procédé selon l'invention comprend l'étape supplémentaire de déterminer si la singularité identifiée est un défaut, au moins à partir de la distance ld déterminée et de la longueur de la ligne de transmission.
Selon un aspect particulier de l'invention, la phase de référence est une phase cumulée et la mesure de la phase d'au moins une composante fréquentielle comprend, pour chaque composante fréquentielle, la détermination de la phase modulo π puis la détermination de la phase cumulée.
Selon une variante particulière de l'invention, pour chaque composante fréquentielle du signal, la phase de référence est égale à la phase de la même composante fréquentielle dans le signal de référence préalablement injecté.
Selon une autre variante particulière de l'invention, la phase de référence est déterminée lors d'une phase préalable de calibration comprenant :
- la connexion directe du dispositif d'injection au dispositif de mesure,
- l'injection dudit signal de référence, - la mesure temporelle du signal de référence propagé,
- la conversion fréquentielle de la mesure temporelle,
- pour chaque composante fréquentielle du signal, la mesure de la phase de cette composante, la phase de référence étant égale à cette mesure.
Selon une variante particulière, le procédé selon l'invention comprend ladite phase de calibration préalable.
Selon une variante particulière, le procédé selon l'invention comprend en outre une étape d'interpolation appliquée à plusieurs valeurs de phase corrigée correspondant à plusieurs composantes fréquentielles différentes.
Selon un aspect particulier de l'invention, la conversion de la mesure temporelle du signal dans le domaine fréquentiel est réalisée par application d'une transformée de Fourier au signal.
Selon un aspect particulier de l'invention, le signal de référence est un signal multi-porteuses, une composante fréquentielle du signal étant une sous-porteuse fréquentielle du signal multi-porteuses.
Selon une variante particulière, le procédé selon l'invention comprend une étape d'injection du signal de référence dans la ligne de transmission en un point d'injection.
L'invention a également pour objet un système de détection d'un défaut dans une ligne de transmission comprenant un dispositif de mesure apte à acquérir, en un point de la ligne, une mesure temporelle d'un signal de référence préalablement injecté dans la ligne, réfléchi sur une singularité de la ligne et rétro-propagé vers ledit point et:
- une unité de conversion spectrale pour convertir la mesure temporelle du signal dans le domaine fréquentiel,
- un dispositif de mesure de phase pour mesurer la phase d'au moins une porteuse fréquentielle du signal,
- un soustracteur pour soustraire de chaque phase mesurée, une phase de référence, pour obtenir une phase corrigée, - une unité de calcul pour déterminer la distance ld entre ledit point de la ligne et la singularité à partir d'au moins une phase corrigée. Selon un aspect particulier de l'invention, l'unité de calcul est configurée pour déterminer si la singularité identifiée est un défaut au moins à partir de la distance ld déterminée et de la longueur de la ligne de transmission.
Selon une variante particulière, le système selon l'invention comprend une interface d'affichage pour afficher une information caractéristique de la présence d'un défaut sur la ligne de transmission et/ou de la localisation du défaut.
Selon une variante particulière, le procédé selon l'invention comprend un dispositif d'injection apte à injecter le signal de référence dans la ligne de transmission.
L'invention a encore pour objet un programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution du procédé de détection d'un défaut dans une ligne de transmission selon l'invention, lorsque le programme est exécuté par un processeur et un support d'enregistrement lisible par un processeur sur lequel est enregistré un programme comportant des instructions pour l'exécution du procédé de détection d'un défaut dans une ligne de transmission selon l'invention, lorsque le programme est exécuté par un processeur.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit en relation aux dessins annexés qui représentent :
- La figure 1 , un schéma d'un système de localisation de défaut sur une ligne de transmission selon une méthode de réflectométrie de l'art antérieur,
- La figure 2, un schéma d'un système de localisation de défaut sur une ligne de transmission selon une première variante de réalisation de l'invention, - Les figures 3a, 3b, plusieurs diagrammes illustrant la fonction de magnitude et de phase d'un signal de réflectométrie multi-porteuses,
- La figure 4, un organigramme détaillant les étapes de mise en œuvre d'un procédé de localisation de défaut sur une ligne de transmission selon la première variante de réalisation de l'invention,
- Les figures 5a et 5b, deux schémas illustrant une seconde variante de réalisation du système de localisation de défaut selon l'invention.
La figure 1 représente un schéma d'un système 100 de localisation de défaut dans une ligne de transmission L, telle qu'un câble, selon une méthode usuelle de réflectométrie temporelle de l'état de l'art. Un tel système comprend principalement un générateur GEN d'un signal de référence à partir de paramètres PAR définissant la forme d'onde du signal. Le signal de référence numérique généré est converti analogiquement via un convertisseur numérique-analogique DAC puis est injecté en un point de la ligne de transmission L au moyen d'un coupleur directionnel CPL. Le signal se propage le long de la ligne et se réfléchi sur les singularités qu'elle comporte. Une singularité est une discontinuité d'impédance résultant de l'apparition d'un défaut électrique sur la ligne. En l'absence de défaut sur la ligne, le signal se réfléchi sur l'extrémité de la ligne, si celle-ci n'est pas adaptée en impédance. Si l'extrémité de la ligne est adaptée en impédance, c'est-à-dire qu'un bouchon ohmique est fixé à son extrémité, alors il n'y a aucune réflexion du signal car aucune discontinuité d'impédance. En présence de défaut sur la ligne, le signal se réfléchi sur la discontinuité d'impédance provoquée par le défaut. Le signal réfléchi est rétro-propagé jusqu'à un point de mesure, qui peut être commun au point d'injection ou différent. Le signal rétro-propagé est mesuré via le coupleur directionnel CPL puis converti numériquement par un convertisseur analogique numérique ADC. Une corrélation COR est ensuite effectuée entre le signal numérique mesuré et une copie du signal numérique généré avant injection afin de produire un réflectogramme temporel correspondant à l'intercorrélation entre les deux signaux. Pour réaliser cette intercorrélation, une implémentation possible consiste à réaliser une transformée de Fourier directe FFT du signal mesuré, une transformée de Fourier directe FFT2 du signal de référence puis un produit P des deux résultats puis enfin une transformée de Fourier indirecte IFFT du résultat du produit.
Cette implémentation résulte de la formule suivante exprimant l'intercorrélation de deux signaux x(t) et x'(t) : c(t) = f°° x'(t + T) - X* {T)AT = TF-1 {TF {x'(t)} - TF {x*(t)} }
Comme cela est connu dans le domaine des méthodes de diagnostic par réflectométrie temporelle, la position doF d'un défaut sur le câble L, autrement dit sa distance au point d'injection du signal, peut être directement obtenue à partir de la mesure, sur le réflectogramme temporel calculé c(t), de la durée tDF entre le premier pic d'amplitude relevé sur le réflectogramme et le pic d'amplitude correspondant à la signature du défaut non franc.
Différentes méthodes connues sont envisageables pour déterminer la position dDF- Une première méthode consiste à appliquer la relation liant distance et temps : dDF = Vg.tDF où Vg est la vitesse de propagation du signal dans le câble. Une autre méthode possible consiste à appliquer une relation de proportionnalité du type ÔDF/ tDF = /îo où l_c est la longueur du câble et t0 est la durée, mesurée sur le réflectogramme, entre le pic d'amplitude correspondant à la discontinuité d'impédance au point d'injection et le pic d'amplitude correspondant à la réflexion du signal sur l'extrémité du câble.
La résolution R de localisation d'un défaut pour une telle méthode, c'est-à-dire la précision obtenue sur la distance dDF, est déterminée par la relation suivante :
vgc
c est la célérité et fadC est la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique-numérique. Un inconvénient de cette méthode est que la résolution R est limitée par la fréquence d'échantillonnage fadc. Plus celle-ci est faible, moins bonne en sera la résolution R. La résolution peut être augmentée au delà de la limite précitée en effectuant plusieurs acquisitions successives du signal réfléchi avec des instants d'échantillonnage déphasés, c'est-à-dire décalés temporellement d'une fraction de la période d'échantillonnage. Cependant, en considérant M acquisitions successives, la méthode est rendue au moins M fois plus lente, ce qui handicape la détection de défauts intermittents de très courte durée. En outre, le temps de traitement global des acquisitions du signal incluse également des temps morts liés au mécanisme de déphasage de l'horloge d'échantillonnage, ces temps morts étant typiquement de l'ordre de plusieurs dizaines de cycles d'horloge. L'invention propose de pallier aux inconvénients de la méthode décrite à la figure 1 en proposant d'exploiter la phase du signal mesuré pour localiser un défaut.
La relation théorique qui lie le signal injecté dans le câble au signal rétro-propagé et mesuré ensuite, dans le domaine fréquentiel, est la suivante :
Y'(f) = Y(f) 11(0 e-i^10 = Y(f) e-)*0'0
Y(f) est le spectre fréquentiel du signal injecté dans le câble,
Y'(f) est le spectre fréquentiel du signal mesuré après propagation,
H(f) est la réponse en amplitude du câble qui est supposée ne pas varier en fréquence, on pose alors H(f)=1 . Cette hypothèse est prise pour des câbles non sélectifs en fréquence. Par ailleurs, l'amplitude de la réponse en fréquence du câble n'intervient pas dans le traitement développé par la suite qui est basé uniquement sur l'exploitation de la phase. Pour cette raison, on fixe de façon arbitraire H(f)=1 pour simplifier la présentation de l'invention. Sans sortir du cadre de l'invention, la réponse en amplitude H(f) peut être différente de 1 sans que cela modifie les étapes du procédé selon l'invention.
On voit donc que le signal mesuré Y'(f) est déphasé par rapport au signal injecté Y(f) d'un déphasage qui correspond au trajet du signal aller-retour dans le câble jusqu'au point de réflexion.
Ce déphasage est égal à φ(1, 0 = 2πί—, où I est la distance aller-retour parcourue par le signal entre le point d'injection et le point de mesure, en passant par le point de réflexion. Le point de réflexion peut correspondre à la terminaison du câble, en l'absence de défaut et sur une ligne de transmission sans terminaison adaptée, et dans ce cas, I est égal au double de la longueur du câble. Si un défaut franc est présent sur le câble pendant le test, la distance I est égale au double de la distance entre le point d'injection (ou point de mesure) et la position du défaut sur le câble. Ceci est vrai dans l'hypothèse où le point d'injection et le point de mesure sont identiques. Dans le cas contraire, on dérive aisément la relation entre I et les distances respectives mesurées entre le point de réflexion et le point d'injection ou le point de mesure.
Dans la suite de la description, on prend l'hypothèse que le point d'injection et le point de mesure sont identiques. Si ces deux points sont distincts, les relations liant la phase du signal à la position d'un défaut développées par la suite sont aisément adaptables pour l'Homme du métier muni de ses connaissances mathématiques de base. II convient également de noter que le contexte de l'invention est celui de la détection de défauts francs, c'est-à-dire pour lesquels la discontinuité d'impédance générée par le défaut est telle que la totalité du signal est réfléchie sur cette discontinuité. On voit ainsi que l'exploitation de la phase du signal, qui dépend de la fréquence f, peut permettre de localiser un défaut. La figure 2 représente un schéma d'un système 200 de détection de défauts selon une première variante de réalisation de l'invention.
Le système décrit à la figure 2 comporte plusieurs éléments communs au système de l'art antérieur décrit à la figure 2 : un générateur GEN de signal de référence numérique défini à partir de paramètres de forme d'onde PAR, un convertisseur numérique analogique DAC, un coupleur directionnel DCL pour injecter le signal dans une ligne de transmission L et mesurer le signal rétro-propagé, ainsi qu'un convertisseur analogique numérique ADC pour numériser le signal mesuré.
Le système 200 comporte encore un module de conversion spectrale du signal, par exemple un module réalisant une transformée de Fourier discrète FFT, pour convertir le signal numérique dans le domaine fréquentiel.
Le système 200 comporte également un premier module PHY-i de calcul de la phase du signal fréquentiel en sortie du module FFT, un second module PHY2 de calcul de la phase du signal de référence dans le domaine fréquentiel et un soustracteur STR pour soustraire à la phase du signal mesuré, la phase du signal de référence. Enfin, un module de calcul CAL détermine l'existence et la position éventuelle d'un défaut sur la ligne de transmission L, à partir de la phase corrigée en sortie du soustracteur STR. Il convient de noter que le calcul de phase du signal de référence peut être effectué directement à partir des paramètres PAR du signal de référence ou après une conversion spectrale du signal de référence généré.
Les modules de calcul de phase PHYi et/ou PHY2 peuvent être réalisés au moyen d'un calcul de la fonction arc-tangente, par exemple implémenté au moyen d'un algorithme de type Cordic.
Sans sortir du cadre de l'invention, la partie du système 200 qui concerne la génération et l'injection du signal peut être distincte de la partie du système 200 qui concerne l'acquisition d'une mesure du signal réfléchi et les traitements relatifs aux calculs de phase et de distance. En particulier, deux coupleurs CPL distincts peuvent être utilisés, le premier pour l'injection, en un premier point de la ligne L, du signal de référence et un second pour la mesure, en un second point de la ligne L, du signal rétro-propagé.
Avantageusement, le signal de référence utilisé est un signal multi- porteuses, par exemple un signal OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) ou MCTDR (Multi Carrier Time Domain Reflectometry) ou OMTDR (Orthogonal Multi-tone Time Domain Reflectometry) qui comprend plusieurs sous-porteuses fréquentielles fn.
Cependant, l'invention peut également fonctionner avec un signal de référence mono-porteuse comme cela sera explicité plus en détail par la suite.
Comme expliqué ci-dessus, la phase du signal mesuré est donnée par la relation suivante :
21
<Pd Q-d> fn) = (Pref (fn) + 2jTfn ~^ 0) ln est la fréquence de la sous-porteuse pour laquelle est mesurée la phase, ld est la distance entre le point de mesure et le point de réflexion du signal (correspondant éventuellement à un défaut),
cpref(fn) est une phase de référence, qui dépend de la fréquence et qui correspond à la phase du signal de référence, autrement dit la phase mesurée en sortie du module PHY2.
A partir de la relation (1 ), on en déduit que la phase obtenue après soustraction STR de la phase de référence à la phase du signal mesurée, s'exprime en fonction de la position du défaut éventuel :
21
d(pd (ld n) = l>d (ld> fn) -<Prcf (fn) = nfn -f-
Vg (2)
Le module de calcul CAL détermine ensuite la valeur de ld , pour une ou plusieurs fréquences fn : _ dq>d(ld,fn).vg
ld " **fn (3 )
Dans le cas d'un signal multi-porteuses, le module de calcul de phase PHYi (et éventuellement le module de calcul de phase PHY2) réalise un calcul de phase par sous-porteuse du signal.
Un avantage à l'utilisation d'un signal multi-porteuses est qu'il permet de lever les ambiguïtés de phase éventuelles. En effet, le calcul de phase par la fonction arc-tangente donne un résultat modulo ττ, c'est-à-dire compris entre -π et +TT. Or l'application des relations (1 ) et (2) suppose d'avoir une valeur de phase réelle, autrement dit représentée de façon cumulée sur les fréquences.
Les figures 3a et 3b illustrent ce phénomène sur deux diagrammes représentant l'évolution de la phase d'un signal multi-porteuses en fonction des fréquences.
La figure 3a représente la phase mesurée pour chaque porteuse au moyen d'un calcul de la fonction arc-tangente. Cette phase est exprimée modulo TT.
La figure 3b représente la même phase cumulée sur les porteuses, autrement dit, la valeur de phase pour la fréquence d'indice n est égale à la somme des phases des fréquences pour les indices variant dans l'intervalle [0 ;n]. On voit sur la figure 3b, que l'évolution de la phase cumulée est continue en fréquence. Les relations liant la phase à une valeur de distance entre deux points de la ligne L sont basées sur une phase représentée de façon cumulée.
Ainsi, selon un aspect particulier de l'invention, si les modules PHYi,PHY2 implémentent un calcul de phase par la fonction arc-tangente, un calcul supplémentaire de la phase cumulée sur les fréquences est effectué au moyen de la relation suivante :
La relation (3) peut être appliquée pour une sous-porteuse fn ou plusieurs sous-porteuses. Dans le second cas, on obtient plusieurs valeurs de la distance ld qui peuvent être moyennées afin de réduire le bruit de mesure et améliorer la précision de localisation.
En fonction du type de câble à tester, certaines bandes de fréquence peuvent être atténuées ou perturbées ou encore réservées pour un service. Dans ce cas, le signal de référence multi-porteuses peut être généré en conséquence en supprimant certaines sous-porteuses correspondant aux bandes de fréquences interdites ou susceptibles d'être perturbées.
Dans un tel cas en particulier, les différentes valeurs de phase cumulée peuvent être interpolées pour augmenter le nombre de points sachant que l'évolution de la phase en fonction de la fréquence est continue. L'invention est également compatible avec un signal mono-porteuse.
Cependant dans un tel cas, une seule valeur de phase est mesurée et il n'est pas possible de lever une ambiguïté possible modulo π sur cette valeur. Dans ce cas, la distance maximale possible ld entre le point d'injection et le point d'occurrence du défaut est liée à la fréquence porteuse f0 du signal par la relation suivante :
/o * 2 * l<t 1
Si cette inégalité n'est pas respectée, cela signifie que le déphasage induit par la réflexion du signal sur un point de réflexion situé à la distance ld est supérieur à 2π et n'est donc pas correctement interprétable. La figure 4 résume les étapes de mise en œuvre du procédé de détection d'un défaut selon la première variante de réalisation de l'invention. Dans une première étape 400, un signal de référence est injecté en un point d'injection d'une ligne de transmission L. Cette étape n'est pas considérée dans le cas où on se place uniquement du point de vue du procédé exécuté par un système 200 qui ne comprend pas la partie relative à la génération et à l'injection du signal, partie implémentée dans un système distinct.
Dans une autre étape 401 , le signal rétro-propagé dans la ligne L est mesuré en un point de mesure. Le signal est ensuite converti 402 dans le domaine fréquentiel. On mesure ensuite 403 la phase d'au moins une porteuse fréquentielle du signal, préférentiellement la phase cumulée en particulier dans le cas d'un signal multi-porteuses.
Puis, on soustrait 404 à la phase mesurée, pour chaque porteuse fréquentielle, une phase de référence correspondant à la phase de la même porteuse fréquentielle pour le signal de référence généré. Ensuite, on détermine 405 la distance entre le point de mesure et un point de réflexion du signal, correspondant à un défaut éventuel, à partir du résultat de la soustraction 404. Dans une autre étape 406, un diagnostic est produit quant à la présence d'un défaut et à sa position à la distance déterminée à l'étape 405. Pour savoir si le point de réflexion correspond à une singularité associée à un défaut, on compare la distance calculée avec la longueur du câble afin d'identifier si le point de réflexion correspond à la terminaison du câble auquel cas, cela signifie qu'il n'y a pas de défaut. Dans le cas contraire, cette comparaison donne l'information d'existence d'un défaut et la valeur de la distance déterminée à l'étape 405 donne la localisation du défaut.
Le résultat du diagnostic peut être fourni à un utilisateur au travers d'une interface d'affichage. Le résultat affiché peut comprendre une indication de la présence d'un défaut sur la ligne et/ou une indication sur la position du défaut sur la ligne, déterminée à partir de la distance calculée à l'étape 405. Les figures 5a et 5b représentent un schéma d'un système 300 de détection de défauts selon une seconde variante de réalisation de l'invention. Selon cette seconde variante, une phase de calibration, illustrée à la figure 5a, est effectuée avant la phase de détection de défaut illustrée à la figure 5b. La phase de calibration a pour objectif de mesurer plus précisément la phase de référence qui est soustraite à la phase du signal dans l'étape 404 du procédé.
En se référant à nouveau à la relation (1 ), la phase de référence est en réalité égale à :
φί, (ίη ) = φ0 (ίη ) + 2πΓη ^ (4) cp0(fn) est la phase de la porteuse fréquentielle fn du signal de référence généré.
lo correspond à la distance parcourue par le signal entre sa génération par le générateur GEN et son injection dans la ligne L par le coupleur GPL. Cette distance correspond notamment au parcours du signal à travers le convertisseur numérique analogique DAC.
De même, correspond à la distance parcourue par le signal entre son acquisition au niveau du coupleur CPL et son traitement par le bloc de transformée en fréquence FFT. Cette distance correspond notamment au parcours du signal à travers le convertisseur analogique numérique ADC.
Afin de pouvoir mesurer précisément le terme de phase 2ni' n qui vient s'ajouter à la phase q>0(fn) du signal généré, on exécute une phase de calibration qui consiste à déconnecter la ligne de transmission du coupleur CPL. Dans ce cas, le signal généré transmis au coupleur CPL est directement mesuré puis traité par les modules de conversion spectrale FFT et de calcul de phase PHY. La phase de référence q>ref(fn) est mesurée pour chaque porteuse fréquentielle du signal, par le module PHY. Elle contient la phase du signal généré à laquelle s'ajoute le terme de phase 2πΙη résultant de la propagation du signal à travers les équipements successifs DAC,CPL,ADC. Le résultat du calcul de phase opéré par le module PHY est sauvegardé dans une mémoire MEM pour être utilisé lors de la phase opérationnelle décrite à la figure 5b.
Dans cette seconde phase, les traitements sont identiques à ceux décrits pour le premier mode de réalisation de l'invention à la différence que la phase de référence n'est pas calculée à l'aide d'un second module de calcul de phase PHY2 appliqué au signal de référence, mais directement lue dans la mémoire MEM.
Les autres traitements effectués durant la phase opérationnelle sont identiques à ceux décrits à la figure 4.
La seconde variante de réalisation de l'invention permet d'améliorer encore la précision sur la mesure de la phase du signal rétro-propagé et donc le calcul de la position d'un défaut éventuel.
Le système selon l'une quelconque des variantes de réalisation de l'invention peut être mis en œuvre par une carte électronique sur laquelle sont disposés les différents composants. La carte peut être connectée au câble à analyser par un moyen de couplage CPL qui peut être un coupleur directionnel à effet capacitif ou inductif ou encore une connexion ohmique. Le dispositif de couplage peut être réalisé par des connecteurs physiques qui relient le générateur de signal au câble ou par des moyens sans contact, par exemple en utilisant un cylindre métallique dont le diamètre interne est sensiblement égal au diamètre externe du câble et qui produit un effet de couplage capacitif avec le câble.
En outre, une unité de traitement, de type ordinateur, assistant numérique personnel ou autre dispositif électronique ou informatique équivalent peut être utilisé pour piloter le système selon l'invention et afficher les résultats des calculs effectués par le composant CAL sur une interface homme-machine, en particulier les informations de détection et localisation de défauts sur le câble. Le procédé selon l'invention, en particulier les modules de traitement numérique FFT.PHY ou PHY-i peuvent être implémentés dans un processeur embarqué ou non ou dans un dispositif spécifique. Le processeur peut être un processeur générique, un processeur spécifique, un circuit intégré propre à une application (connu aussi sous le nom anglais d'ASIC pour « Application-Specific Integrated Circuit ») ou un réseau de portes programmables in situ (connu aussi sous le nom anglais de FPGA pour « Field-Programmable Gâte Arra »). Le dispositif selon l'invention peut utiliser un ou plusieurs circuits électroniques dédiés ou un circuit à usage général. La technique de l'invention peut se réaliser sur une machine de calcul reprogrammable (un processeur ou un micro-contrôleur par exemple) exécutant un programme comprenant une séquence d'instructions, ou sur une machine de calcul dédiée (par exemple un ensemble de portes logiques comme un FPGA ou un ASIC, ou tout autre module matériel).
Le procédé selon l'invention peut également être mis en œuvre exclusivement en tant que programme d'ordinateur, le procédé étant alors appliqué à une mesure de signal préalablement acquise à l'aide d'un dispositif de mesure. Dans un tel cas, l'invention peut être mise en œuvre en tant que programme d'ordinateur comportant des instructions pour son exécution. Le programme d'ordinateur peut être enregistré sur un support d'enregistrement lisible par un processeur.
La référence à un programme d'ordinateur qui, lorsqu'il est exécuté, effectue l'une quelconque des fonctions décrites précédemment, ne se limite pas à un programme d'application s'exécutant sur un ordinateur hôte unique. Au contraire, les termes programme d'ordinateur et logiciel sont utilisés ici dans un sens général pour faire référence à tout type de code informatique (par exemple, un logiciel d'application, un micro logiciel, un microcode, ou toute autre forme d'instruction d'ordinateur) qui peut être utilisé pour programmer un ou plusieurs processeurs pour mettre en œuvre des aspects des techniques décrites ici. Les moyens ou ressources informatiques peuvent notamment être distribués {"Cloud Computing"), éventuellement selon des technologies de pair-à-pair. Le code logiciel peut être exécuté sur n'importe quel processeur approprié (par exemple, un microprocesseur) ou cœur de processeur ou un ensemble de processeurs, qu'ils soient prévus dans un dispositif de calcul unique ou répartis entre plusieurs dispositifs de calcul (par exemple tels qu'éventuellement accessibles dans l'environnement du dispositif). Le code exécutable de chaque programme permettant au dispositif programmable de mettre en œuvre les processus selon l'invention, peut être stocké, par exemple, dans le disque dur ou en mémoire morte. De manière générale, le ou les programmes pourront être chargés dans un des moyens de stockage du dispositif avant d'être exécutés. L'unité centrale peut commander et diriger l'exécution des instructions ou portions de code logiciel du ou des programmes selon l'invention, instructions qui sont stockées dans le disque dur ou dans la mémoire morte ou bien dans les autres éléments de stockage précités.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de détection d'un défaut dans une ligne de transmission (L) comprenant les étapes suivantes :
- Acquérir (401 ), en un point de la ligne, avec un dispositif de mesure, une mesure temporelle d'un signal de référence préalablement injecté dans la ligne avec un dispositif d'injection, réfléchi sur une singularité de la ligne et rétro-propagé vers ledit point,
- Convertir (402) la mesure temporelle du signal dans le domaine fréquentiel,
- Mesurer (403) la phase d'au moins une composante fréquentielle du signal,
- Soustraire (404) de chaque phase mesurée, une phase de référence, pour obtenir une phase corrigée,
- Déterminer (405) la distance ld entre ledit point de la ligne et la singularité à partir d'au moins une phase corrigée.
2. Procédé de détection d'un défaut selon la revendication 1 dans lequel la distance ld entre ledit point de la ligne et la singularité est déterminée à partir d'une relation théorique exprimant la phase en fonction de la fréquence, de la distance ld et de la vitesse de propagation du signal dans la ligne de transmission.
3. Procédé de détection d'un défaut selon l'une des revendications précédentes comprenant l'étape supplémentaire de déterminer (406) si la singularité identifiée est un défaut, au moins à partir de la distance ld déterminée et de la longueur de la ligne de transmission (L).
4. Procédé de détection d'un défaut selon l'une des revendications précédentes dans lequel la phase de référence est une phase cumulée et la mesure de la phase d'au moins une composante frequentielle comprend, pour chaque composante frequentielle, la détermination de la phase modulo π puis la détermination de la phase cumulée.
5. Procédé de détection d'un défaut selon l'une des revendications précédentes dans lequel, pour chaque composante fréquentielle du signal, la phase de référence est égale à la phase de la même composante fréquentielle dans le signal de référence préalablement injecté.
6. Procédé de détection d'un défaut selon l'une des revendications 1 à 4 dans lequel la phase de référence est déterminée lors d'une phase préalable de calibration comprenant :
- la connexion directe du dispositif d'injection au dispositif de mesure,
- l'injection dudit signal de référence,
- la mesure temporelle du signal de référence propagé,
- la conversion fréquentielle de la mesure temporelle,
- pour chaque composante fréquentielle du signal, la mesure de la phase de cette composante, la phase de référence étant égale à cette mesure.
7. Procédé de détection d'un défaut selon la revendication 6 comprenant ladite phase de calibration préalable.
8. Procédé de détection d'un défaut selon l'une des revendications précédentes comprenant en outre une étape d'interpolation appliquée à plusieurs valeurs de phase corrigée correspondant à plusieurs composantes fréquentielles différentes.
9. Procédé de détection d'un défaut selon l'une des revendications précédentes dans lequel la conversion de la mesure temporelle du signal dans le domaine fréquentiel est réalisée par application d'une transformée de Fourier au signal.
10. Procédé de détection d'un défaut selon l'une des revendications précédentes dans lequel le signal de référence est un signal multi- porteuses, une composante fréquentielle du signal étant une sous- porteuse fréquentielle du signal multi-porteuses.
1 1 . Procédé de détection d'un défaut selon l'une des revendications précédentes comprenant au préalable une étape (400) d'injection du signal de référence dans la ligne de transmission en un point d'injection.
12. Système (200,300) de détection d'un défaut dans une ligne de transmission (L) comprenant un dispositif de mesure (CPL.ADC) apte à acquérir, en un point de la ligne (L), une mesure temporelle d'un signal de référence préalablement injecté dans la ligne, réfléchi sur une singularité de la ligne et rétro-propagé vers ledit point et:
- une unité de conversion spectrale (FFT) pour convertir la mesure temporelle du signal dans le domaine fréquentiel,
- un dispositif de mesure de phase (PHY-i) pour mesurer la phase d'au moins une porteuse fréquentielle du signal,
- un soustracteur (STR) pour soustraire de chaque phase mesurée, une phase de référence, pour obtenir une phase corrigée,
- une unité de calcul (CAL) pour déterminer la distance ld entre ledit point de la ligne et la singularité à partir d'au moins une phase corrigée.
13. Système (200,300) de détection d'un défaut selon la revendication 12 dans lequel l'unité de calcul (CAL) est configurée pour déterminer si la singularité identifiée est un défaut au moins à partir de la distance ld déterminée et de la longueur de la ligne de transmission (L).
14. Système (200,300) de détection d'un défaut selon l'une des revendications 12 ou 13 comprenant une interface d'affichage pour afficher une information caractéristique de la présence d'un défaut sur la ligne de transmission et/ou de la localisation du défaut.
15. Système de détection (200,300) d'un défaut selon l'une des revendications 12 à 14 comprenant un dispositif d'injection (DAC.CPL) apte à injecter le signal de référence dans la ligne de transmission (L).
16. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution du procédé de détection d'un défaut dans une ligne de transmission selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, lorsque le programme est exécuté par un processeur.
17. Support d'enregistrement lisible par un processeur sur lequel est enregistré un programme comportant des instructions pour l'exécution du procédé de détection d'un défaut dans une ligne de transmission selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, lorsque le programme est exécuté par un processeur.
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