EP3286988A1 - Schaltungsanordnung zum betreiben mindestens eines ersten und eines zweiten led-strangs - Google Patents

Schaltungsanordnung zum betreiben mindestens eines ersten und eines zweiten led-strangs

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EP3286988A1
EP3286988A1 EP16716249.4A EP16716249A EP3286988A1 EP 3286988 A1 EP3286988 A1 EP 3286988A1 EP 16716249 A EP16716249 A EP 16716249A EP 3286988 A1 EP3286988 A1 EP 3286988A1
Authority
EP
European Patent Office
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voltage
terminal
circuit arrangement
value
current
Prior art date
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Application number
EP16716249.4A
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English (en)
French (fr)
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EP3286988B1 (de
Inventor
Andreas Seider
Helmut Endres
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Inventronics GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
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Publication date
Application filed by Osram GmbH filed Critical Osram GmbH
Publication of EP3286988A1 publication Critical patent/EP3286988A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP3286988B1 publication Critical patent/EP3286988B1/de
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Anticipated expiration legal-status Critical

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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/40—Details of LED load circuits
    • H05B45/44—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix
    • H05B45/48—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix having LEDs organised in strings and incorporating parallel shunting devices
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • Circuit arrangement for operating at least a first and a second LED string
  • the present invention relates to a Wegungsanord ⁇ tion for operating at least a first and a second LED string comprising an input with a first and a second input terminal for coupling with a rectified AC supply voltage, a voltage compensation longitudinal impedance and a voltage divider means, which between the first and the second input terminal connected to a control signal is READY ⁇ lung series impedance to thepalsaus somns-.
  • the circuit arrangement further comprises at least a first and a second load subgroup, each having a first and a second terminal, wherein in each case between the first and the second terminal a bridging element is connected and each with a quadrupole with a first and a second primary termination and with a first and a second secondary connection trained coupling element, wherein the first primary terminal to the first terminal and the second primary terminal to the second terminal is connected electrically lei ⁇ tend.
  • the first LED strand having a first number of LEDs connected in series, is connected between the secondary terminals of the coupling element of the first load sub-group and the second LED cluster, which has a second number of LEDs connected in series on ⁇ , is connected between the secondary terminals the Koppelele ⁇ ments of the second load sub-group connected.
  • a STEU ⁇ er continent is adapted to the Studentsbrückungsele- elements in response to a voltage difference between the respective associated first terminal and a related to the second input terminal Hilfs Eisen- voltage source as well as a function of a respective To control LED string voltage, which is applied between the first and the second terminal when the je ⁇ Weil's associated bypass element blocks a short-circuit current flow between the two terminals.
  • the first terminal of a highest load subgroup is electrically coupled to the first input terminal, and between the second terminal of a lowest-lying load subgroup and the second input terminal, the voltage compensation longitudinal impedance is switched.
  • LEDs light-emitting diodes
  • LEDs light-emitting diodes
  • various circuit concepts are available ⁇ bar, depending on the requirements of the relevant application.
  • high efficiency values of the lamps can be achieved.
  • the requirements can in terms of a harmonic content of corresponds taken from the power supply system current and a power factor satisfies ⁇ to. Due to the nature of the control of the Linearreg ⁇ lers thus also results in a direct dependence of the current through the individual LEDs from the height of the feeding mains voltage. Furthermore, a significantly higher mean power ⁇ load than for LEDs, which are associated with, for example, an un ⁇ lowermost stage and is more uniformly switched over the entire width of a mains voltage half-wave is obtained for the LEDs, which are driven in the higher instantaneous values of the mains voltage.
  • the present invention is based on the recognition that, in a circuit arrangement known from the prior art, which is designed with regard to an optimization of the power factor, a considerable imbalance of the current load of the individual LED Strands results.
  • a considerable imbalance of the current load of the individual LED Strands results.
  • a generic circuitry will arrangement further developed such that the voltage parts ⁇ means is adapted by means of the Steuersig ⁇ Nals a current having a current value which in a first state is proportional to a voltage value of the rectified AC supply voltage and in a second state is equal to a predetermined current limit is to control by the serially coupled load subgroups.
  • the coupling element comprises a diode, which is connected between the first primary connection and the first secondary connection or between the second primary connection and the second secondary connection, and a condenser which connects between the first secondary connection and the second secondary connection is switched.
  • the light modulations when the fiction, modern ⁇ current waveform is composed of first and second state for application.
  • Such a ger, strongly modulated luminous flux can be distracting, for example, by the bead-string effect in a relative movement of the viewer and the light source to each other. This effect is known for example from the control of LEDs by means of pulse width modulation (PWM).
  • PWM pulse width modulation
  • the diode In order to prevent discharge of the capacitor by means of the respective egg ⁇ NEN bridging element ready ⁇ short-circuit detected, the diode is provided.
  • the diode thus serves to couple the LED string to the two terminals of the load subgroup during a blocking phase of the bridging element, wherein the diode and all LEDs of the associated LED string are operated in the flow direction; whereas during a Leitend phase of the bridging element, the diode is operated in the reverse direction and further all LEDs of the respective LED strand fed from the capacitor wei ⁇ terhin operated in the flow direction.
  • Secondary connection has a conductive connection and between the second primary terminal and the second secondary terminal on an electrically conductive connection ⁇ has, each providing a low-resistance connection, in particular a short circuit.
  • a capacitor between the second primary terminal and the second secondary terminal is not provided.
  • the associated LED string is operated in this case fully modulated, that is, in the phase in which the bridging element provides a short circuit, the current through the LED string takes the value zero.
  • Such a configuration of the coupling element may be expedient if LED components are used in the LED strand, which comprise a phosphor with sufficient afterglow duration.
  • the voltage divider device is adapted to set in cooperation with the control device, the second state in any case when the bridging element of the highest load subgroup is locked or if both bridging elements of the highest-lying and the next lower lying Unteruntergrup ⁇ pe blocking are switched. Setting the second state, and thus maintaining constant the current through the voltage compensation longitudinal impedance and through the series coupled load subgroups is precisely because of particular advantage, because the highest load under ⁇ group must perform the largest average current at a driver of the prior art straight.
  • the voltage divider device is designed to set the second state when the voltage value of the rectified AC supply voltage exceeds a predefinable voltage limit value.
  • radio ⁇ tionality can be ren imple- with simple means and additionally offers the advantage that a Ste ⁇ ACTION the current value during the transition from the first state to the second state can be obtained inherently by the fact that the limiting engagement of the voltage dividing means itself and results in a steady output signal.
  • the predefinable voltage limit in a nominal operating state of the circuit arrangement is smaller than a peak value of the AC supply voltage.
  • the circuit arrangement is operated in the nominal operating state in which a luminous means with the integrated circuit arrangement is operated at an intended voltage and a predetermined absorbed power, operated with a mains current having a sinusoidal shape with capped or capped tips. Besides the positive effect on the more even one
  • Energizing the LED strands results from this further the ability to adjust the current through the load subgroups with changes in the amount of supply ⁇ AC voltage, such as an RMS value, and thereby bridgezu ⁇ provide a constant power consumption from the network.
  • a decrease of light emitted from the lamp light flux can be counteracted with decreasing Ver ⁇ sorgungs batschreib by the current limit is raised in the second state in this case.
  • the transition from the first state to the second state is characterized by a continuous, that is seamless, without a jump subsequent course of the current through the voltage compensation longitudinal impedance .
  • the voltage compensation longitudinal impedance to a first resistor which is electrically connected to the second input terminal, and is flowed through by the current through the load subgroups.
  • the potential reference to the second input terminal thus results in a particularly simple possibility of driving with a common potential reference to the second input terminal of the further functional groups relevant to the control of the circuit arrangement, for example the voltage divider or the control device.
  • the first resistor advantageously serves in a first function as a negative feedback resistor of the voltage compensation longitudinal impedance and in a second function as a measuring resistor for providing a voltage value which is proportional to the current through the voltage compensation longitudinal impedance and which is applied to a higher-order Control can be provided for adjusting the current through the voltage compensation longitudinal impedance.
  • a current mirror is formed by the voltage compensation longitudinal impedance in conjunction with the voltage divider device.
  • a current flowing in the ratio of the foot resistance to the first resistor in the voltage compensation longitudinal impedance can be imaged by a foot resistance of the voltage divider which is electrically connected to the second input terminal. This makes it particularly easy to provide the dependence of the controlled current through the voltage compensation longitudinal impedance as a function of the rectified AC supply voltage.
  • the voltage divider device has a control connection for influencing, in particular limiting, the control signal.
  • the control connection can be given by an Anzap ⁇ tion of a voltage divider chain within the voltage ⁇ divider device, wherein the voltage divider chain is coupled between the first and the second input terminal.
  • the voltage divider chain preferably comprises series-connected resistors and diodes which are operated in the direction of flow.
  • the voltage dividing means to a first low-pass filter which is ge ⁇ output side coupled to the control terminal.
  • the coupling path between the first low-pass filter and the control terminal electrical components such as resistors and capaci ⁇ tors have.
  • the coupling path may literallyin- least a diode, a transistor or an amplifier or ⁇ Operations comprise a comparator.
  • An analog control signal can be coupled to the control connection via the first low-pass filter, and it can also be provided to couple a PWM control signal to the control connection via the first low-pass filter.
  • the analog control signal is in this case per ⁇ proportional voltage balancing series impedance to an adjusted current through the chip, in particular through the first resistor, or in the case of a PWM control signal, a duty ratio (duty cycle), i.e. the quotient of the duration, in which the PWM
  • Control signal has a state defined as Ein, in proportion to the entire period of the PWM control signal also proportional to a distrstel ⁇ lenden current through the voltage compensation longitudinal impedance.
  • a PWM control signal having a constant amplitude, which is operated in particular alternately between exactly two identical lead ⁇ reproduced signal levels can be formed by filtering by a low-pass filter in a quasi-continuous analog control signal, whose steps le- diglich the resolution of the PWM control signal are dependent.
  • both a PWM control signal and an analog control signal can be connected to the first low-pass filter.
  • a control unit having the control terminal electrically gekop ⁇ pelt, wherein an actual value input of the control unit via ei ⁇ NEN second low-pass filter, in particular a two-stage second low-pass filter is coupled overall to the first resistor.
  • a closed control loop can be provided, wherein the second low-pass filter is designed to determine an average current value through the voltage compensation longitudinal impedance.
  • the second low-pass filter is designed to filter out the mains-frequency components from the current signal which is provided at the first resistor.
  • the control unit has an analog amplifier component or a program-controlled computing unit for controlling the voltage compensation longitudinal impedance.
  • an analog amplifier component it may be provided to couple a PWM control signal or an analog control signal via the first low-pass filter to an input of the analog amplifier component, preferably to a non-inverting input of the amplifier component, and to an output of the analog amplifier component to couple the control terminal of the voltage divider.
  • a PWM control signal or an analog control signal via the first low-pass filter to an input of the analog amplifier component, preferably to a non-inverting input of the amplifier component, and to an output of the analog amplifier component to couple the control terminal of the voltage divider.
  • Particularly preferred here is the coupling of the output of the analog amplifier component with the control terminal via a diode.
  • the arithmetic unit may have a pulse width modulation output which is coupled to the first low-pass filter. Furthermore, the arithmetic unit can use an analog-digital
  • control unit is adapted, by means of adjusting the current limit value ⁇ the mean value of the current flowing through the load current subgroups with an increase inéesswech- selstructure at a constant or reduced
  • the arithmetic unit when using a program-controlled arithmetic unit, it is also possible to use the arithmetic unit to determine an electrical power supplied to the LED strings as a function of the rectified AC supply voltage and of the current through the voltage compensation longitudinal impedance and of a voltage drop across the voltage equalizing longitudinal impedance, and to adjust these to a constant value.
  • the circuit arrangement on a Dimman gleich for brightness control which is adapted to provide in response to a deployable on the Dimman gleich means of an external dimming signal ei Steuerge ⁇ Raets ⁇ NEN target value to the control unit.
  • microcontroller may be any known from the prior art control signal which is used to Hellmaschinessteue ⁇ tion of a light source, advertising used the.
  • control signal which is used to Hellmaschinent ⁇ tion of a light source, advertising used the.
  • another control principle can be used in this case.
  • control unit is adapted to set ⁇ worth limitation zen in response to the current value in both the first state and in the second state to a Stromdimmwert, wherein the Stromdimmwert at most the value of the predeterminable before ⁇ current limit accepts.
  • control unit is adapted, when a missing dimming signal to the Dimman gleich and / or in the event that no ex ⁇ ternes control device is connected to the Dimman gleich set as a current value in the first state the predetermined current limit value.
  • the load subgroups each comprise a different number of LEDs, wherein preferably each higher load subgroup comprises twice the number of LEDs as the next lower load subgroup.
  • each higher load subgroup comprises twice the number of LEDs as the next lower load subgroup.
  • FIG. 1 in a simplified schematic representation of a
  • FIG. 2 in a schematic representation of a concrete
  • FIG. 3 is a schematic representation of an alternative to the voltage divider device of FIG. 2 with the already known voltage compensation longitudinal impedance;
  • Fig. 4 is a schematic representation of a diagram with a compilation of exemplary curves of a time profile of a current through the voltage compensation longitudinal impedance
  • Fig. 5a is a schematic representation of a diagram in which a curve of Fig. 4 is divided into three partial flow curves
  • Fig. 5b is a schematic representation of a diagram in which a further curve of Fig. 4 is divided into three part ⁇ current curves.
  • an AC supply voltage 12 is shown, which is coupled to an AC voltage connection ei ⁇ nes mains rectifier 14.
  • the Netzsch ⁇ judge 14 has a positive terminal, which is coupled to a first input terminal 16 of the circuit 10, and a negative terminal, which is coupled to a second input terminal 18 of the circuit 10 on. Between the first input terminal 16 and the second input terminal 18, the rectified versor ⁇ source AC 12 abuts with a voltage value Urect.
  • the circuit arrangement 10 further has a control device 20, which is coupled to three load sub-groups 100, 200, 300.
  • the first load subgroup 100 has a first terminal 102 and a second terminal 104.
  • the second load sub 200 has ei ⁇ NEN first terminal 202 and a second terminal 204th
  • the third load subgroup 300 has a first terminal 302 and a second terminal 304.
  • the first terminal 102 is electrically conductively connected to the first input terminal 16.
  • the second terminal 104 is electrically connected to the first terminal 202.
  • the second terminal 204 is electrically connected to the first terminal 302.
  • the circuit arrangement 10 furthermore has an auxiliary DC voltage source 22, which is connected to its negative terminal is coupled to the second input terminal 18 and is coupled at its positive terminal to the control device 20. Between the second terminal 304 and the second input terminal 18 is coupled a voltage equalizing longitudinal impedance 24, which is traversed by a current having a current value Ireg. Between the first input terminal 16 and the second input terminal 18, a voltage divider device 26 is coupled, which provides a control signal 28 to the voltage compensation longitudinal impedance 24.
  • the first load sub-group 100 has a first Koppelele ⁇ element 110, which is designed as quadripole.
  • the first coupling element 110 has a first primary connection 106 and a second primary connection 108 as well as a first secondary connection 112 and a second secondary connection 114.
  • the first primary terminal 106 is electrically connected to the first terminal 102
  • the second primary terminal 108 is electrically connected to the second terminal 104.
  • a first bridging element 120 is connected between the first terminal 102 and thus also the first primary terminal 106 and the second terminal 104 and thus also the second primary terminal 108.
  • a first LED string D101 to D156 which has 56 LEDs connected in series, is connected between the first secondary terminal 112 and the second secondary terminal 114.
  • the coupling element 110 has a first diode D100 coupled between the first primary terminal 106 and the first secondary terminal 112. Between the first secondary port 112 and the second secondary port 114, a first capacitor C100 is coupled. Thus, the ers ⁇ te capacitor C100 is connected in parallel to the first LED cluster with the LEDs D101 to D156. In the same way as the first load subgroup 100, a second load subgroup 200 and a third load subgroup 300 are also constructed.
  • the mutually corresponding elements are identified with the corresponding reference numerals, respectively, the hundreds digit of the reference numbers Be ⁇ refers to the corresponding load sub-group toward ⁇ .
  • the first terminal of the second load subgroup 200 is designated 202 and the first secondary terminal of a third coupling element 310 of the third load subgroup 300 is designated 312.
  • the second load sub-group 200 of the first load sub-group 100 in that the number of LEDs in the second LED cluster is only half the size differs, that is, there are 28 LEDs D201 to D228 at ⁇ arranged between the two terminals 212 and 214. In the same way, the number of LEDs in the third load subgroup 300 is again reduced to half.
  • 14 LEDs D301 to D314 are coupled between the first secondary port 312 and the second secondary port 314.
  • the first input terminal 16 is electrically coupled to a plus terminal of the power rectifier 14, and the second
  • Input terminal 18, which simultaneously provides the dustspo ⁇ tential of the circuit is coupled to a minus terminal of the power rectifier fourteenth
  • This ⁇ For proper can be exchanged, of course, in which case is corresponding to the direction of the diodes D100 and D101 to D156, D200 and D201 to D228 and D300 and D301 to D314 adjusted accordingly. Likewise, in this case, the polarity of the auxiliary DC voltage source 22 to change.
  • a voltage value U rect and a current value Ireg of a current through the voltage compensation longitudinal impedance 24 are shown.
  • the time t is shown on the wave length of a Netzsch- and divided into three sections, wherein in two edge regions or outer regions of in each case a first state SI is present and in a mitt ⁇ sized range, a second condition is present Sil.
  • a current SI curve 25 which indicates the course of the current value I reg, a si ⁇ nusförmigen course follows.
  • a voltage curve 27 indicative ⁇ records the changes in the voltage value Urect over time t.
  • the voltage curve 27 has in Darge ⁇ set area on the course of a half sine wave.
  • the current waveform has a constant value, namely a predeterminable current limit value IIIm. This results over the entire range, a profile of the current value I reg according ei ⁇ nem flattened or clipped sine.
  • the proportional relationship as in the first state SI is shown in dashed lines.
  • ⁇ value of the voltage Urect the rectified AC supply voltage 12, shown by the voltage waveform 27, has a maximum at a peak value Upk.
  • the first load subgroup 100 represents the highest load subgroup electrically remotest from a reference potential provided by the second input port 18.
  • the third load subgroup 300 accordingly represents the lowest load subgroup, which is arranged electrically closest to the reference potential provided by the second input terminal 18. Only the voltage compensation longitudinal impedance 24 is between the second 302 of the third load subgroup 300, which here is the lowest-lying load subgroup, and the second input terminal 18 connected.
  • the second load sub ⁇ group 200 thus represents a medium load subgroup.
  • the representation of three load subgroups is chosen only by way of example to illustrate the invention, in this case, any number greater than one can be provided.
  • the first load subgroup is therefore the highest load subgroup, and the second load subgroup 200 as the next lowest subset of load is already the lowest load subgroup whose second port 204 would be coupled to the stress compensation longitudinal impedance 24 in this case.
  • Fig. 2 shows a more concrete first embodiment 20 of a part of the circuit assembly 10, namely the voltage balancing series impedance 24 and the voltage dividing means 26 between the first input terminal 16 and the second input terminal 18 is a voltage ⁇ divider chain R, R2, Dl, R3, D2 , D3, R4, which, starting at the connection of the voltage divider device 26, which is the first input terminal 16 zugeord ⁇ net, the following components immediately connected back-to-back in the order of the following
  • the voltage divider chain comprises egg ⁇ NEN first resistor Rl, a second resistor R2, a first diode Dl, a third resistor R3, a second diode D2, a third diode D3, and a four- th resistor R4, which is coupled to the second input terminal 18 is. Between the second resistor R2 and the first diode Dl a control terminal 27 is arranged on ⁇ .
  • the first diode D1, the second diode D2 and the third diode D3 are connected in the direction of flow, that is to say their anodes point in the direction of the first th input terminal 16 and their cathodes each have ⁇ wells in direction to the second input terminal of the eighteenth
  • the anode of a fourth diode D4 is electrically conductively connected to the control terminal 27.
  • the cathode of the second diode D2 is connected to the collector of an NPN transistor Q20.
  • a parallel circuit of a resistor R28 and a capacitor C28 is coupled.
  • a resistor R26 gekop ⁇ pelt.
  • a first low-pass filter, formed by a resistor R22 and a capacitor C22, is coupled on the output side via a resistor R24 to the base of the NPN transistor Q20.
  • the voltage divider device 26 furthermore has a control unit in the form of a microcontroller yC20, which has a pulse width modulation output PWM, an analog / digital converter input ADC and a dimming connection 32.
  • the pulse width modulation output PWM is electrically coupled to the first low-pass filter, ie the resistor R22.
  • the voltage compensation longitudinal impedance 24 has a series connection of a first transistor Q 1 and a fifth resistor R 5, which is coupled between the second connection 304 and the second input connection 18.
  • the emitter of the first transistor Q1 is here ⁇ coupled to the fifth resistor R5 used as a current measuring resistor (shunt).
  • the collector of the first transistor Ql is connected to the second terminal 304
  • a second transistor Q2 is connected in parallel to the base-collector path of the first transistor Q1, that is, the collector of the first transistor Ql is electrically connected to the collector of the second transistor Q2, and the base sis of the first transistor Ql is electrically connected to the emitter of the second transistor Q2. Between the base of the first transistor Ql and the reference ⁇ potential also a capacitor Cl is coupled.
  • a control signal 28 is tapped off, which is fed via an electrically conductive connection to the base of the second transistor Q2 of the voltage compensation longitudinal impedance 24.
  • a shunt voltage across the fifth resistor R5 is connected via a second low-pass ⁇ filter, which is designed as a two-stage low-pass filter by a resistor R8, a capacitor C8, a resistor R9 and a capacitor C9, to the analog / digital converter input ADC of Coupled with microcontroller yC20.
  • microcontroller yC20 is thus ⁇ implemented with a closed loop, which has the analog / digital converter input ADC as the actual value input, the pulse width modulation output PWM as the controller output and the dimming connection 32 as the setpoint input.
  • the current with the current value Ireg which flows through the load subgroups 100, 200 300, is generated by means of a linear regulator formed by the first transistor Q1, the second transistor Q2 and the fifth resistor R5 and its control via the voltage divider chain Rl, R2, Dl, R3 , D2, D3, R4 are set.
  • the aim is, the current value ⁇ Ireg (and thereby the brightness of the LEDs in each LED strands) to reduce.
  • a PWM signal at the pulse width modulation output PWM of the microcontroller yC20 is smoothed with the low pass R22, C22.
  • A represents ⁇ from resulting voltage or a resulting re ⁇ sultierender current through resistor R24 drives the transistor Q20 on so that the capacitor C28 is applied a constant voltage.
  • a voltage value at the first diode D1 that is, at the control terminal 27, and thus the desired value is limited to a corresponding voltage.
  • a network operation for sinusoidal voltage ⁇ extending at the input of the mains rectifier 14 of the Si ⁇ nusbogen is a function of the PWM duty cycle be ⁇ borders (see FIG. 4).
  • FIG. 3 shows a second embodiment 30 of the part of the circuit arrangement 10 shown in FIG. 2, in which the voltage compensation longitudinal impedance 24 is identical to that of the first embodiment 20.
  • the voltage divider chain of the clamping ⁇ voltage dividing means is identical in structure between the first input terminal 16 and the second input terminal 18 26th
  • the series connection of a resistor R32 and a resistor R36 is arranged.
  • a capacitor C32 is angeord ⁇ net parallel to the resistor R36.
  • the connection point between the resistor R32 and the resistor R36 is further electrically coupled via a resistor R34 to a non-inverting input terminal of an amplifier element AMP30.
  • a Kondensa ⁇ gate C34 is coupled between the non-inverting input of the amplifier AMP30 component and the reference potential in addition.
  • the output of the amplifier component AMP30 is electrically coupled to the control terminal 27 via the fourth diode D4.
  • the anode of the first diode Dl connected to the anode of the fourth diode D4 is electrically conductively connected - here is - as in the embodiment ers ⁇ th 20th
  • the output of the amplifier component AMP30 is further electrically coupled via a capacitor C38 to an inverting input of the amplifier component AMP30.
  • the already known two-stage low-pass filter R8, C8, R9, C9 of the voltage compensation longitudinal impedance 24 is coupled via a resistor R38 to the inverting input of the amplifier component AMP30.
  • the amplifier component AMP30 may, for example, be an operational amplifier or a comparator.
  • the dimming terminal 32 can be used, for example, to use an analog signal or even a PWM signal for specifying a variable setpoint.
  • a constant value can also be predetermined purely internally in order, for example, to achieve a constant light output of the individual LEDs of the three LED strings D101 to D156, D201 to D228 and D301 to D314, regardless of fluctuations in the alternating supply voltage 12.
  • the advertising thus achieved that does not increase Bezie ⁇ hung as not reduced with an increase of the AC supply voltage ⁇ the average value of a current flowing through the load sub-groups 100, 200 and 300 flow in a reduction of the AC supply voltage ⁇ .
  • the diodes arranged in the voltage compensation longitudinal impedance 24 and the voltage divider 26 are to be correspondingly rotated in their direction and NPN transistors are to be correspondingly rotated To replace PNP transistors. If necessary, NPN transistors can continue to be used, but then adjustments to the circuit topology become necessary. Also, of course, take Bi ⁇ polar transistors and field-effect transistors, are in particular MOSFET used.
  • the setpoint specification may be an external PWM source or an analog voltage source which can be connected to the dimming connection 32.
  • compliance with the applicable standard is also required given harmonic harmonics with sufficient margin of safety even when dimmed.
  • the first curve 40 represents the curve that results when no current is present at the control terminal 27 that is, when there is no active engagement on the voltage divider chain of the voltage divider 26.
  • the curve 40 thus corresponds to a course which is known from the prior art. More curves 41 to 48 with increas ingly ⁇ stronger limitation are now exemplified.
  • the curve 41 represents, for example, the case of a small flattening, which makes it possible to increase the current value as the alternating supply voltage decreases and thus to compensate for a brightness loss.
  • the curve 42 is interpreting ⁇ Lich more flattened and can, for example, to He ⁇ livering a more uniform distribution of the average current flowing through the respective load sub-groups 100, 200, 300, can be realized.
  • the curve 42 results approximately at a limit, which is effective when the first lock-up element 120 and the second lock-up element 220 are both turned off.
  • the curve 44 corresponds to a limit, the is effective when the first bypass element 120 is turned off. This results in a broader middle range in which the limitation is active.
  • a reduction of the average current through the load subgroups 100, 200, 300 can also be conveniently used for dimming the LED strings D101 to D156, D201 to D228 and D301 to D314.
  • the curve 42 corresponds to a 100-percent dimming level and the further curves 43, 44, 45, 46, 47 and 48 respectively continues decreasing Hellig ⁇ keitskinn the LED strings D101 to D156, D201 to D228 and D301 to D314.
  • FIGS. 5a and 5b show two diagrams, in each of which the curves 40 and 42 from FIG. 4 are split into currents flowing through the coupling elements 110, 210, 310 depending on switching states of the bridging elements 120, 220 and 320 are.
  • the axis labels are identical to those of FIG. 4, in addition states SO to S7 are added to the time axis, from which the respective switching state of the bridging elements 120, 220, 320 can be determined.
  • states SO to S7 are added to the time axis, from which the respective switching state of the bridging elements 120, 220, 320 can be determined.
  • a first partial flow curve 51, a second partial flow curve 52 and a third partial flow curve 53 are shown.
  • a fourth partial flow curve 54, a fifth partial flow curve 55 and a sixth partial flow curve 56 are shown for the curve 42.
  • the first partial flow curve 51 and the fourth partial flow curve 54 run identically to the curves 40 and 42 in the states S4 to S7 and are identical zero in the states SO to S3.
  • the second partial current curve 52, and the fifth partial current curve 55 run identical to each ⁇ ips curves 40 and 42 in the states S2 and S3, and S6 and S7, and are identically zero in the stands to ⁇ SO and Sl and S4 and S5.
  • the third partial flow curve 53 and the sixth partial flow curve 56 are identical to the respective curves 40 and 42 in the states S1, S3, S5 and S7; in the states SO, S2, S4 and S6 they are identical zero.
  • the switching times which cause the transitions between the individual states depend on the forward voltages of the series-connected LEDs of the individual LED strands D101 to D156, D201 to D228, D301 to D314, can be achieved by a variation of the number of LEDs in the individual LED strands the switching times are shifted.
  • the predetermined current limit value Ilim in function of a desired whiteningswei ⁇ se tolerated harmonic content of the mains current can be determined and depending on the appropriate
  • the mean current can, for example, consist of a measurement value table which stores the data for the partial current cur- ven 54, 55 and optionally also 56 provides, be it ⁇ averages.
  • the limitation of the current value to a current limit value Ilim Ireg according to one of the curves 41 to 48 can be advantageous ⁇ way, used with a dimming method for controlling the brightness of a lamp, which is equipped with the inventive circuit arrangement 10th
  • a light source can have a corresponding connection via which a dimming signal can be fed.
  • an analog Dimmsig ⁇ signal (1 to 10 volts) a PWM signal or even a digital ⁇ signal such as DALI are used.
  • Wireless transmission methods ZigBee, Bluetooth, WLAN
  • a signal transmission method is also suitable, in which the control information is contained in the AC voltage present at the input of the mains rectifier 14 in the region of the zero crossing. In this way, an interaction with the load circuit is advantageously avoided, especially in the range of low values
  • AC supply voltage 12 are all three load subgroups 100, 200, 300 bridged over the respective bridging elements 120, 220, 320 and thus short-circuit ⁇ sen.
  • a step-dimming method which, for example, in the case of a brief interruption of the supply voltage to a next lower dimming level switches.
  • a "TouchDim" concept can be provided in which a binä ⁇ res input signal is evaluated and off a Solutionschalte- tes lamps at an identified as a short pressure waveform or turned on a switched off light-emitting means and an identified as a long-pressure waveform, the luminance of the ⁇ is increased or reduced continuously during the duration of the long pressure, wherein the dimming direction is reversed after each long pressure.

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung (10) zum Betreiben mindestens eines ersten (D101 bis D156) und eines zweiten LED-Strangs (D201 bis D228) mit zumindest einer ersten (100) und einer zweiten Lastuntergruppe (200), welche jeweils ein Überbrückungselement (120, 220) aufweisen, wobei die Überbrückungselemente (120, 220) von einer Steuereinrichtung (20) in Abhängigkeit von einer Spannungsdifferenz zwischen einem ersten Anschluss (102, 202) der jeweiligen Lastuntergruppe (100, 200) und einer Hilfsgleichspannungsquelle (22) sowie in Abhängigkeit von einer jeweiligen LED-Strang-Spannung gesteuert werden. Eine Spannungsausgleichslängsimpedanz (24) und eine Spannungsteilereinrichtung (26) steuern einen Strom mit einem Stromwert (Ireg), welcher in einem ersten Zustand (SI) proportional zu einem Spannungswert (Urect) der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung (12) und in einem zweiten Zustand (SII) gleich einem vorgebbaren Stromgrenzwert (Ilim) ist, durch die seriell gekoppelten Lastuntergruppen (100, 200). Die Ansteuerung kann mit einer Dimmschnittstelle zur Helligkeitssteuerung kombiniert werden.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens eines ersten und eines zweiten LED-Strangs
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord¬ nung zum Betreiben mindestens eines ersten und eines zweiten LED-Strangs umfassend einen Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer gleichgerichteten Versorgungswechselspannung, eine Spannungsausgleichslängsimpedanz und eine Spannungsteilereinrichtung, welche zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss geschaltet ist zur Bereitstel¬ lung eines Steuersignals an die Spannungsausgleichs- längsimpedanz . Die Schaltungsanordnung umfasst weiterhin zumindest eine erste und eine zweite Lastuntergruppe mit jeweils einem ersten und einem zweiten Anschluss, wobei jeweils zwischen den ersten und den zweiten Anschluss ein Überbrückungselement geschaltet ist und mit jeweils einem als Vierpol mit einem ersten und einem zweiten Primäran- schluss sowie mit einem ersten und einem zweiten Sekun- däranschluss ausgebildeten Koppelelement, wobei der erste Primäranschluss mit dem ersten Anschluss sowie der zweite Primäranschluss mit dem zweiten Anschluss elektrisch lei¬ tend verbunden ist. Der erste LED-Strang, welcher eine erste Anzahl von in Reihe geschalteten LEDs aufweist, ist zwischen die Sekundäranschlüsse des Koppelelements der ersten Lastuntergruppe und der zweite LED-Strang, welcher eine zweite Anzahl von in Reihe geschalteten LEDs auf¬ weist, ist zwischen die Sekundäranschlüsse des Koppelele¬ ments der zweiten Lastuntergruppe geschaltet. Eine Steu¬ ereinrichtung ist dazu ausgelegt, die Überbrückungsele- mente in Abhängigkeit von einer Spannungsdifferenz zwischen dem jeweils zugehörigen ersten Anschluss und einer auf den zweiten Eingangsanschluss bezogenen Hilfsgleich- spannungsquelle sowie in Abhängigkeit von einer jeweili- gen LED-Strang-Spannung zu steuern, welche zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss anliegt, wenn das je¬ weils zugehörige Überbrückungselement einen Kurzschluss- Stromfluss zwischen den beiden Anschlüssen sperrt. Dabei ist jeweils der zweite Anschluss einer höher gelegenen Lastuntergruppe, welche nicht eine tiefstgelegene Lastun¬ tergruppe ist, mit dem ersten Anschluss einer jeweils nächst tiefer gelegenen Lastuntergruppe elektrisch lei¬ tend verbunden, der erste Anschluss einer höchstgelegenen Lastuntergruppe ist mit dem ersten Eingangsanschluss elektrisch gekoppelt, und zwischen dem zweiten Anschluss einer tiefstgelegenen Lastuntergruppe und dem zweiten Eingangsanschluss ist die Spannungsausgleichslängsimpe- danz geschaltet.
Stand der Technik
Leuchtmittel auf der Basis von Leuchtdioden (LED) sind innerhalb weniger Jahre zu einer konkurrenzfähigen Alternative zu traditionellen Leuchtmitteln, beispielsweise Glühlampen, Halogenlampen oder (Kompakt-) Leuchtstofflampen, herangereift. Für den Betrieb der mit einer ver¬ gleichsweise niedrigen Flussspannung arbeitenden LEDs an einem Wechselspannungsnetz mit beispielsweise 240 Volt Nennspannung sind verschiedene Schaltungskonzepte verfüg¬ bar, je nach Anforderungen der entsprechenden Anwendung. Insbesondere bei Anwendungen, bei welchen eine elektrische Isolation der Leuchtdioden von dem speisenden Netz nicht gefordert ist (Non-SELV) , sind hohe Effizienzwerte der Leuchtmittel erreichbar.
Aus der DE 10 2013 201 439 AI ist eine Schaltungsanord¬ nung zum Betreiben mindestens einer ersten und einer zweiten Kaskade von LEDs bekannt, bei welcher die LED- Kaskaden eine unterschiedliche Anzahl von LEDs aufweisen und durch eine geeignete Ansteuerlogik an den Momentanwert der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung an- gepasst abwechselnd betrieben werden. Weiterhin ist ein Spannungsteiler vorgesehen, der zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt ist, wobei der Abgriff des Spannungsteilers mit dem Eingang eines seri¬ ell zu den LED-Kaskaden gekoppelten Linearreglers gekop- pelt ist. Durch diese Maßnahme kann eine Stromaufnahme der Schaltungsanordnung von der jeweiligen Phasenlage der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung abhängig gemacht werden. Hierdurch können die Vorgaben hinsichtlich eines Oberwellengehalts des aus dem speisenden Netz ent- nommenen Stroms und damit eines Powerfaktors erfüllt wer¬ den. Bedingt durch die Art der Ansteuerung des Linearreg¬ lers ergibt sich somit auch eine direkte Abhängigkeit des Stroms durch die einzelnen LEDs von der Höhe der speisenden Netzspannung. Weiterhin ergibt sich für die LEDs, welche im Bereich höherer Momentanwerte der Netzspannung angesteuert werden, eine deutlich höhere mittlere Strom¬ belastung als für LEDs, welche beispielsweise einer un¬ tersten Stufe zugeordnet sind und gleichmäßiger über die gesamte Breite einer Netzspannungshalbwelle zugeschaltet ist.
Darstellung der Erfindung
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung bereitzustellen, mit der eine gleichmäßigere Bestromung der LEDs der jeweiligen LED-Stränge ermöglicht wird.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1. Vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Patentansprüche.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass sich bei einer aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnung, welche hinsichtlich einer Optimierung des Powerfaktors ausgestaltet ist, ein erhebliches Ungleichgewicht der Strombelastung der einzelnen LED- Stränge ergibt. Bei der Verwendung von identischen LED- Bauelementen für den Aufbau der einzelnen LED-Stränge ergeben sich somit Helligkeitsunterschiede in den einzelnen LED-Strängen, welche insbesondere bei großflächigen LED- Segmenten störend wahrgenommen werden können. Die Erfinder haben erkannt, dass es möglich ist, auch mit einer gekappten Sinusform des Stroms durch die Schaltungsanord¬ nung die für das entsprechende Leuchtmittel, bei dem die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eingesetzt wird, die Grenzwerte der entsprechenden Vorschriften und Regelungen zum Oberwellengehalt des aufgenommenen Stroms einzuhal¬ ten .
Gemäß der Erfindung wird eine gattungsgemäße Schaltungs- anordnung derart weitergebildet, dass die Spannungsteile¬ reinrichtung dazu ausgelegt ist, mittels des Steuersig¬ nals einen Strom mit einem Stromwert, welcher in einem ersten Zustand proportional zu einem Spannungswert der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung und in einem zweiten Zustand gleich einem vorgebbaren Stromgrenzwert ist, durch die seriell gekoppelten Lastuntergruppen zu steuern .
Durch eine Kappung oder Deckelung des in dem ersten Zu- stand sinusförmigen Verlaufs in dem zweiten Zustand ergibt sich somit zweckmäßig in dem Bereich, in welchem der LED-Strang der höchstgelegenen Lastuntergruppe aktiv zugeschaltet ist, das heißt der LED-Strang zumindest teilweise von dem durch die Spannungsausgleichslängsimpe- danz eingeprägten Strom durchflössen wird, ein konstanter und damit nicht mehr mit dem Verlauf der Sinusspannung noch weiter ansteigender Verlauf des Stroms. Überdies ergibt sich ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, wenn der durch die Spannungsteiler- einrichtung eingeprägte Strom nicht weiter mit einem Verlauf der Versorgungswechselspannung ansteigt. Dann reduzieren sich insbesondere im Fall der Verwendung eines Linearreglers in der Spannungsausgleichslängsimpedanz die darin entstehenden Verluste, weil in diesem Fall der Zustand des höchsten auftretenden Spannungswerts über der Spannungsausgleichslängsimpedanz und der Strom durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz nicht mehr im Maximum der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung zusammenfallen. Somit können durch die erfindungsgemäße Schal¬ tungsanordnung sowohl eine gleichmäßigere Bestromung der einzelnen LEDs in den LED-Strängen erzielt werden als auch die Anforderungen hinsichtlich der Netzstromoberwel- len entsprechend den für eine jeweilige Leistungsklasse von Leuchtmitteln geltenden Vorschriften eingehalten werden .
In einer vorteilhaften Weiterbildung umfasst das Kop- pelelement eine Diode, welche zwischen den ersten Primär- anschluss und den ersten Sekundäranschluss oder zwischen den zweiten Primäranschluss und den zweiten Sekundäranschluss geschaltet ist, und einen Kondensator, welcher zwischen den ersten Sekundäranschluss und den zweiten Se- kundäranschluss geschaltet ist. Dadurch ergibt sich der Vorteil, dass mittels des Kondensators der zwischen den jeweiligen ersten Sekundäranschluss und den zweiten Sekundäranschluss geschaltete LED-Strang auch während der Zeit bestromt wird, während das zugehörige Überbrückungs- element einen Kurzschluss-Stromfluss zwischen den beiden Anschlüssen ermöglicht. In dieser Phase wird der LED- Strang mit der in dem Kondensator gespeicherten elektrischen Energie versorgt. In Abhängigkeit von der Größe dieses Kondensators kann somit eine Modulation des Licht- Stroms des jeweiligen LED-Strangs deutlich reduziert wer¬ den. Noch weiter reduziert werden bei gegebener Größe des Kondensators die Lichtmodulationen, wenn die erfindungs¬ gemäße Stromform bestehend aus erstem und zweitem Zustand zur Anwendung kommt. Insbesondere entfallen die Phasen, in denen der jeweilige LED-Strang aufgrund des parallelen anliegenden Kurzschlusses nicht bestromt wird und somit kein Licht emittiert, mit anderen Worten würde in diesem Fall der Lichtstrom bis auf Null reduziert. Ein derarti- ger, stark modulierter Lichtstrom kann als störend empfunden werden, beispielsweise durch den Perlschnureffekt bei einer relativen Bewegung des Betrachters und der Lichtquelle zueinander. Dieser Effekt ist beispielsweise aus der Ansteuerung von LEDs mittels Pulsweitenmodulation (PWM) bekannt. Um ein Entladen des Kondensators durch ei¬ nen mittels des jeweiligen Überbrückungselements bereit¬ gestellten Kurzschlusses zu verhindern, ist die Diode vorgesehen. Die Diode dient somit zum Koppeln des LED- Strangs mit den beiden Anschlüssen der Lastuntergruppe während einer Sperrphase des Überbrückungselements, wobei die Diode und sämtliche LEDs des zugehörigen LED-Strangs in Flussrichtung betrieben werden; wohingegen während einer Leitend-Phase des Überbrückungselements die Diode in Sperrrichtung betrieben wird und weiterhin alle LEDs des jeweiligen LED-Strangs aus dem Kondensator gespeist wei¬ terhin in Flussrichtung betrieben werden.
Alternativ kann auch vorgesehen sein, dass das Koppelele- ment zwischen dem ersten Primäranschluss und dem ersten
Sekundäranschluss eine leitende Verbindung aufweist sowie zwischen dem zweiten Primäranschluss und dem zweiten Sekundäranschluss eine elektrisch leitende Verbindung auf¬ weist, welche jeweils eine niederohmige Verbindung, ins- besondere einen Kurzschluss bereitstellen. In diesem Fall ist ein Kondensator zwischen dem zweiten Primäranschluss und dem zweiten Sekundäranschluss nicht vorgesehen. Der zugehörige LED-Strang wird in diesem Fall vollständig durchmoduliert betrieben, das heißt in der Phase, in der das Überbrückungselement einen Kurzschluss bereitstellt, nimmt der Strom durch den LED-Strang den Wert Null an. Eine derartige Ausgestaltung des Koppelelements kann zweckmäßig sein, wenn in dem LED-Strang LED-Bauelemente zum Einsatz kommen, welche einen Leuchtstoff mit ausrei- chender Nachleuchtdauer umfassen. In diesem Fall kann auf eine Filterung beziehungsweise Glättung auf der elektrischen Seite der LED verzichtet werden, da hier die Modu¬ lation des emittierten Lichts durch den Leuchtstoff selbst, also auf der nicht-elektrischen Seite der LED, bewirkt wird.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist die Spannungsteilereinrichtung dazu ausgelegt, im Zusammenwirken mit der Steuereinrichtung den zweiten Zustand jedenfalls dann einzustellen, wenn das Überbrückungselement der höchstgelegenen Lastuntergruppe sperrend geschaltet ist oder wenn beide Überbrückungselemente der höchstgele- genen und der dazu nächst tiefer gelegenen Lastuntergrup¬ pe sperrend geschaltet sind. Das Einstellen des zweiten Zustands und damit das Konstanthalten des Stroms durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz und durch die seriell gekoppelten Lastuntergruppen ist gerade dadurch von besonderem Vorteil, weil bei einer Ansteuerung gemäß dem Stand der Technik gerade die höchstgelegene Lastunter¬ gruppe den größten mittleren Strom führen muss.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist die Spannungsteilereinrichtung dazu ausgelegt, den zweiten Zustand dann einzustellen, wenn der Spannungswert der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung einen vorgebbaren Spannungsgrenzwert übersteigt. Eine solche Funk¬ tionalität lässt sich mit einfachen Mitteln implementie- ren und bietet darüber hinaus den Vorteil, dass eine Ste¬ tigkeit des Stromwerts beim Übergang von dem ersten Zustand in den zweiten Zustand inhärent dadurch erzielt werden kann, dass der begrenzende Eingriff an der Spannungsteilereinrichtung selbst erfolgt und ein stetiges Ausgangssignal zur Folge hat.
Bevorzugt ist der vorgebbare Spannungsgrenzwert in einem Nennbetriebszustand der Schaltungsanordnung kleiner als ein Scheitelwert der Versorgungswechselspannung. Hier- durch wird die Schaltungsanordnung in dem Nennbetriebszustand, in dem ein Leuchtmittel mit der darin integrierten Schaltungsanordnung bei einer vorgesehenen Spannung und einer vorgesehenen aufgenommenen Leistung betrieben wird, mit einem Netzstrom betrieben, der eine Sinusform mit gekappten beziehungsweise gedeckelten Spitzen aufweist. Ne¬ ben der positiven Auswirkung auf die gleichmäßigere
Bestromung der LED-Stränge ergibt sich hieraus weiterhin die Möglichkeit, bei Änderungen der Höhe der Versorgungs¬ wechselspannung, beispielsweise eines Effektivwertes, den Strom durch die Lastuntergruppen anzupassen und dadurch eine konstante Leistungsaufnahme aus dem Netz bereitzu¬ stellen. Insbesondere kann einem Absinken des von dem Leuchtmittel abgegebenen Lichtstroms bei sinkender Ver¬ sorgungswechselspannung entgegengewirkt werden, indem in diesem Fall die Stromgrenze in dem zweiten Zustand erhöht wird . Besonders bevorzugt ist der Übergang von dem ersten Zu¬ stand in den zweiten Zustand durch einen stetigen, das heißt nahtlos ohne Sprung anschließenden Verlauf des Stroms durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz charakterisiert .
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Spannungsausgleichslängsimpedanz einen ersten Widerstand auf, welcher elektrisch leitend mit dem zweiten Eingangs- anschluss verbunden ist, und von dem Strom durch die Lastuntergruppen durchflössen ist. Durch den Potentialbezug auf den zweiten Eingangsanschluss ergibt sich somit eine besonders einfache Möglichkeit der Ansteuerung mit einem gemeinsamen Potentialbezug auf den zweiten Eingangsanschluss der weiteren für die Steuerung der Schal- tungsanordnung relevanten Funktionsgruppen, beispielsweise der Spannungsteilereinrichtung oder der Steuereinrichtung. Der erste Widerstand dient vorteilhafterweise in einer ersten Funktion als Gegenkopplungswiderstand der Spannungsausgleichslängsimpedanz und in einer zweiten Funktion als Messwiderstand zur Bereitstellung eines zu dem Strom durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz proportionalen Spannungswerts, welcher an eine übergeordnete Regelung zur Einstellung des Stroms durch die Spannungs- ausgleichslängsimpedanz bereitstellbar ist.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz in Verbindung mit der Spannungsteilereinrichtung ein Stromspiegel ausgebildet. Insbesondere kann ein durch einen Fußwiderstand der Spannungsteilereinrichtung, welcher elektrisch leitend mit dem zweiten Eingangsanschluss verbunden ist, fließen- der Strom im Verhältnis des Fußwiderstands zu dem ersten Widerstand in der Spannungsausgleichslängsimpedanz abgebildet werden. Dadurch lässt sich besonders einfach die Abhängigkeit des gesteuerten Stroms durch die Spannungs- ausgleichslängsimpedanz in Abhängigkeit von der gleichge- richteten Versorgungswechselspannung bereitstellen.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Spannungsteilereinrichtung einen Steueranschluss zur Beeinflussung, insbesondere Begrenzung, des Steuersignals auf. Bevorzugt kann der Steueranschluss durch eine Anzap¬ fung einer Spannungsteilerkette innerhalb der Spannungs¬ teilereinrichtung gegeben sein, wobei die Spannungsteilerkette zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt ist. Vorzugsweise umfasst die Span- nungsteilerkette in Serie verschaltete Widerstände und Dioden, welche in Flussrichtung betrieben sind.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Spannungsteilereinrichtung einen ersten Tiefpassfilter auf, welcher ausgangsseitig mit dem Steueranschluss ge¬ koppelt ist. Bevorzugt kann der Koppelpfad zwischen dem ersten Tiefpassfilter und dem Steueranschluss elektrische Bauelemente wie beispielsweise Widerstände und Kondensa¬ toren aufweisen. Insbesondere kann der Koppelpfad zumin- dest eine Diode, einen Transistor oder einen Operations¬ verstärker oder einen Komparator aufweisen. Über den ersten Tiefpassfilter kann ein Analogsteuersignal auf den Steueranschluss gekoppelt werden, ebenso kann vorgesehen sein, über den ersten Tiefpassfilter ein PWM- Steuersignal auf den Steueranschluss zu koppeln. Beson- ders vorteilhaft ist hierbei das Analogsteuersignal pro¬ portional zu einem einzustellenden Strom durch die Span- nungsausgleichslängsimpedanz , insbesondere durch den ersten Widerstand, beziehungsweise im Fall eines PWM- Steuersignals ist ein Tastverhältnis (duty cycle) , das heißt der Quotient aus der Dauer, in der das PWM-
Steuersignal einen als Ein definierten Zustand aufweist, im Verhältnis zu der gesamten Periode des PWM- Steuersignals ebenfalls proportional zu einem einzustel¬ lenden Strom durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz . Ein PWM-Steuersignal mit einer konstanten Amplitude, die insbesondere alternierend zwischen genau zwei gleichblei¬ benden Signalpegeln betrieben wird, kann durch Filterung mittels eines Tiefpasses in ein quasi kontinuierliches Analog-Steuersignal umgeformt werden, dessen Stufen le- diglich von der Auflösung des PWM-Steuersignals abhängig sind. Somit kann auch vorgesehen sein, dass an dem ersten Tiefpassfilter sowohl ein PWM-Steuersignal als auch ein Analog-Steuersignal anschließbar ist. In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist eine Regeleinheit mit dem Steueranschluss elektrisch gekop¬ pelt, wobei ein Istwerteingang der Regeleinheit über ei¬ nen zweiten Tiefpassfilter, insbesondere einen zweistufigen zweiten Tiefpassfilter mit dem ersten Widerstand ge- koppelt ist. Dadurch kann eine geschlossene Regelschleife bereitgestellt werden, wobei der zweite Tiefpassfilter der Ermittlung eines Strommittelwerts durch die Span- nungsausgleichslängsimpedanz ausgelegt ist. Insbesondere ist der zweite Tiefpassfilter zur Ausfilterung der netz- frequenten Anteile aus dem Stromsignal, welches an dem ersten Widerstand bereitgestellt wird, ausgelegt. In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Regeleinheit ein analoges Verstärkerbauelement oder eine programmgesteuerte Recheneinheit zur Regelung der Span- nungsausgleichslängsimpedanz auf. So kann beispielsweise im Fall eines analogen Verstärkerbauelements vorgesehen sein, ein PWM-Steuersignal oder ein Analog-Steuersignal über den ersten Tiefpass auf einen Eingang des analogen Verstärkerbauelements zu koppeln, vorzugsweise auf einen nicht-invertierenden Eingang des Verstärkerbauelements, und einen Ausgang des analogen Verstärkerbauelements auf den Steueranschluss der Spannungsteilereinrichtung zu koppeln. Besonders bevorzugt erfolgt hierbei die Kopplung des Ausgangs des analogen Verstärkerbauelements mit dem Steueranschluss über eine Diode.
Bei einer Implementierung der Regeleinheit durch eine programmgesteuerte Recheneinheit kann die Recheneinheit einen Pulsweitenmodulationsausgang aufweisen, welcher mit dem ersten Tiefpassfilter gekoppelt ist. Des Weiteren kann die Recheneinheit einen Analog-Digital-
Wandlereingang aufweisen, welcher mit dem zweiten Tiefpassfilter elektrisch gekoppelt ist. Auf diese Weise wird eine digitale Regelung auf der Basis eines ausführbaren Programmcodes, welcher in der programmgesteuerten Rechen- einheit hinterlegt ist, bereitgestellt. Besonders bevor¬ zugt kann ein Sollwert für den durch die Spannungsaus- gleichslängsimpedanz einzustellenden Strom an einen weiteren Eingang der programmgesteuerten Recheneinheit bereitstellbar sein.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Regeleinheit dazu ausgelegt, mittels Anpassung des Strom¬ grenzwert den Mittelwert des durch die Lastuntergruppen fließenden Stroms bei einer Erhöhung der Versorgungswech- selspannung auf einen gleichbleibenden oder reduzierten
Wert einzustellen und/oder bei einer Reduzierung der Versorgungswechselspannung auf einen gleichbleibenden oder erhöhten Wert einzustellen. Ausgehend von einem Nennbe- triebszustand, bei welchem die Versorgungswechselspannung einen Nennspannungswert aufweist und die Schaltungsanord¬ nung eine Nennleistung aufnimmt, auch als Normalbetrieb bezeichnet, führt somit eine Erhöhung der Versorgungs- wechselspannung nicht zu einer Erhöhung des Mittelwert des durch die Lastuntergruppen fließenden Stroms, und eine Reduzierung der Versorgungswechselspannung ausgehend von dem Nennwert der Versorgungsspannung führt nicht zu einem reduzierten Mittelwert des durch die Lastuntergrup- pen fließenden Stroms. Eine temporäre Änderung infolge eines verzögerten Eingreifens der Regeleinheit bleibt hierbei unberücksichtigt. Insbesondere kann bei Einsatz einer programmgesteuerten Recheneinheit auch vorgesehen sein, mittels der Recheneinheit eine elektrische Leis- tung, die den LED-Strängen zugeführt wird, in Abhängigkeit der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung sowie des Stroms durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz sowie eines Spannungsabfalls über der Spannungsaus- gleichslängsimpedanz zu ermitteln und diese auf einen konstanten Wert einzuregeln.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Schaltungsanordnung weiterhin einen Dimmanschluss zur Helligkeitssteuerung auf, welcher dazu ausgelegt ist, in Abhängigkeit von einem mittels eines externen Steuerge¬ räts an dem Dimmanschluss bereitstellbaren Dimmsignal ei¬ nen Sollwert an die Regeleinheit bereitzustellen. Dadurch können vorteilhafterweise ohnehin schon erfindungsgemäß vorhandene Funktionsblöcke in ihrer Funktionalität dahin- gehend erweitert werden, dass ein Leuchtmittel mit einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einem Anschluss zum Dimmen ausgestattet werden kann. Auf diese Weise ist eine einfache und kostengünstige bedarfsabhängige Anpas¬ sung der Helligkeit des Leuchtmittels möglich. Insbeson- dere bei Verwendung einer programmgesteuerten Recheneinheit (MikroController) kann jedes aus dem Stand der Technik bekannte Steuersignal, welches zur Helligkeitssteue¬ rung eines Leuchtmittels verwendet wird, eingesetzt wer- den. Je nach Art des verwendeten Leuchtmittels, bei wel¬ chem die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Einsatz kommt, kann hierbei ein anderes Steuerprinzip zum Einsatz kommen .
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Regeleinheit dazu ausgelegt, in Abhängigkeit von dem Soll¬ wert den Stromwert sowohl in dem ersten Zustand als auch in dem zweiten Zustand auf einen Stromdimmwert zu begren- zen, wobei der Stromdimmwert höchstens den Wert des vor¬ gebbaren Stromgrenzwerts annimmt. Besonders bevorzugt kann hierbei vorgesehen sein, den Mittelwert eines durch die Lastuntergruppen fließenden Stroms auf der Basis der aktuell anliegenden Versorgungswechselspannung als 100- Prozent-Wert festzulegen und entsprechend der von dem Dimmsignal geforderten Einstellung für eine reduzierte Helligkeit des Leuchtmittels mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung den Mittelwert des durch die Lastuntergruppen fließenden Stroms auf einen entsprechend redu- zierten Wert einzuregeln. Dadurch wird in besonders vorteilhafter Weise sowohl die Anpassung des mittleren
Stroms an eine veränderte Versorgungswechselspannung als auch eine Reduzierung der Helligkeit entsprechend einem von extern bereitstellbaren Dimmsignal ermöglicht.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Regeleinheit dazu ausgelegt, bei einem fehlenden Dimmsignal an dem Dimmanschluss und/oder in dem Fall, dass kein ex¬ ternes Steuergerät an dem Dimmanschluss angeschlossen ist, als Stromwert in dem ersten Zustand den vorgebbaren Stromgrenzwert einzustellen. Hierdurch kann beim Ausfall eines externen Steuergeräts oder bei einer Unterbrechung der Steuerleitung, welche der Bereitstellung des Dimmsignals an dem Dimmanschluss dient, sichergestellt werden, dass der im Nennbetrieb vorgesehene Lichtstrom von dem
Leuchtmittel mit einer erfindungsgemäßen Schaltungsanord¬ nung bereitgestellt wird, wodurch die Sicherheit erhöht wird . Bevorzugt umfassen die Lastuntergruppen jeweils eine unterschiedliche Anzahl an LEDs, wobei bevorzugt jede höher gelegene Lastuntergruppe die doppelte Anzahl an LEDs um- fasst wie die nächst niedriger gelegene Lastuntergruppe. Auf diese Weise wird eine optimale Ausnutzung der Netz¬ wechselspannung und damit ein besonders hoher Wirkungs¬ grad ermöglicht. Weitere Vorteile und Merkmale sind den in der folgenden Beschreibung dargestellten Ausführungsbeispielen zu entnehmen. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale und Funktionen. Kurze Beschreibung der Zeichnungen (en)
Es zeigen:
Fig. 1 in vereinfachter schematischer Darstellung ein
Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung,
Fig. 2 in schematischer Darstellung eine konkretisierte
Form einer Spannungsteilereinrichtung und einer Spannungsausgleichslängsimpedanz ,
Fig. 3 in schematischer Darstellung eine Alternative zu der Spannungsteilereinrichtung aus Fig. 2 mit der bereits bekannten Spannungsausgleichslängsimpe- danz,
Fig. 4 eine schematische Darstellung eines Diagramms mit einer Zusammenstellung von beispielhaften Kurven eines zeitlichen Verlaufs eines Stroms durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz , Fig. 5a eine schematische Darstellung eines Diagramms, in dem eine Kurve aus Fig. 4 in drei Teilstromkurven zerlegt ist, und Fig. 5b eine schematische Darstellung eines Diagramms, in dem eine weitere Kurve aus Fig. 4 in drei Teil¬ stromkurven zerlegt ist.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
In der Fig. 1 ist eine Versorgungswechselspannung 12 dargestellt, welche mit einem Wechselspannungsanschluss ei¬ nes Netzgleichrichters 14 gekoppelt ist. Der Netzgleich¬ richter 14 weist einen Plusanschluss , welcher mit einem ersten Eingangsanschluss 16 der Schaltungsanordnung 10 gekoppelt ist, sowie einen Minusanschluss , der mit einem zweiten Eingangsanschluss 18 der Schaltungsanordnung 10 gekoppelt ist, auf. Zwischen dem ersten Eingangsanschluss 16 und dem zweiten Eingangsanschluss 18 liegt die gleichgerichtete Versor¬ gungswechselspannung 12 mit einem Spannungswert Urect an. Die Schaltungsanordnung 10 weist ferner eine Steuereinrichtung 20 auf, welche mit drei Lastuntergruppen 100, 200, 300 gekoppelt ist. Die erste Lastuntergruppe 100 weist einen ersten Anschluss 102 und einen zweiten An- schluss 104 auf. Die zweite Lastuntergruppe 200 weist ei¬ nen ersten Anschluss 202 und einen zweiten Anschluss 204 auf. Die dritte Lastuntergruppe 300 weist einen ersten Anschluss 302 und einen zweiten Anschluss 304 auf. Der erste Anschluss 102 ist elektrisch leitend mit dem ersten Eingangsanschluss 16 verbunden. Der zweite Anschluss 104 ist elektrisch leitend mit dem ersten Anschluss 202 verbunden. Der zweite Anschluss 204 ist elektrisch leitend mit dem ersten Anschluss 302 verbunden.
Die Schaltungsanordnung 10 weist weiterhin eine Hilfs- gleichspannungsquelle 22 auf, welche an ihrem Minusan- schluss mit den zweiten Eingangsanschluss 18 gekoppelt ist und an ihrem Plusanschluss mit der Steuereinrichtung 20 gekoppelt ist. Zwischen den zweiten Anschluss 304 und den zweiten Eingangsanschluss 18 ist eine Spannungsaus- gleichslängsimpedanz 24 gekoppelt, welche von einem Strom mit einem Stromwert Ireg durchflössen wird. Zwischen dem ersten Eingangsanschluss 16 und dem zweiten Eingangsanschluss 18 ist eine Spannungsteilereinrichtung 26 gekoppelt, welche ein Steuersignal 28 an die Spannungsaus- gleichslängsimpedanz 24 bereitstellt.
Die erste Lastuntergruppe 100 weist ein erstes Koppelele¬ ment 110 auf, welches als Vierpol ausgebildet ist. Das erste Koppelelement 110 weist einen ersten Primäran- schluss 106 und einen zweiten Primäranschluss 108 sowie einen ersten Sekundäranschluss 112 und einen zweiten Se- kundäranschluss 114 auf. Der erste Primäranschluss 106 ist elektrisch leitend mit dem ersten Anschluss 102 verbunden, und der zweite Primäranschluss 108 ist elektrisch leitend mit dem zweiten Anschluss 104 verbunden. Zwischen den ersten Anschluss 102 und somit auch den ersten Primäranschluss 106 und den zweiten Anschluss 104 und somit auch den zweiten Primäranschluss 108 ist ein erstes Über- brückungselement 120 geschaltet. Das Überbrückungselement 120 ist somit parallelgeschaltet zu den beiden Primäran¬ schlüssen 106 und 108. Ein erster LED-Strang D101 bis D156, welcher 56 in Reihe geschaltete LEDs aufweist, ist zwischen den ersten Sekundäranschluss 112 und den zweiten Sekundäranschluss 114 geschaltet.
In der dargestellten Ausführungsform weist das Koppelelement 110 eine erste Diode D100 auf, welche zwischen den ersten Primäranschluss 106 und den ersten Sekundäranschluss 112 gekoppelt ist. Zwischen den ersten Sekundär- anschluss 112 und den zweiten Sekundäranschluss 114 ist ein erster Kondensator C100 gekoppelt. Somit ist der ers¬ te Kondensator C100 parallelgeschaltet zu dem ersten LED- Strang mit den LEDs D101 bis D156. In gleicher Weise wie die erste Lastuntergruppe 100 sind auch eine zweite Lastuntergruppe 200 und eine dritte Lastuntergruppe 300 aufgebaut. Die einander entsprechen- den Elemente sind mit korrespondierenden Bezugszeichen gekennzeichnet, wobei jeweils die Hunderterstelle der Be¬ zugszeichen auf die entsprechende Lastuntergruppe hin¬ weist. So ist beispielsweise der erste Anschluss der zweiten Lastuntergruppe 200 mit 202 bezeichnet und der erste Sekundäranschluss eines dritten Koppelelements 310 der dritten Lastuntergruppe 300 ist mit 312 bezeichnet. Im Aufbau unterscheidet sich die zweite Lastuntergruppe 200 von der ersten Lastuntergruppe 100 dadurch, dass die Anzahl der LEDs in dem zweiten LED-Strang lediglich halb so groß ist, das heißt es sind 28 LEDs D201 bis D228 an¬ geordnet zwischen den beiden Anschlüssen 212 und 214. In gleicher Weise ist die Anzahl der LEDs in der dritten Lastuntergruppe 300 wiederum auf die Hälfte reduziert. Hier sind 14 LEDs D301 bis D314 zwischen den ersten Se- kundäranschluss 312 und den zweiten Sekundäranschluss 314 gekoppelt .
In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist der erste Eingangsanschluss 16 mit einem Plus-Anschluss des Netz- gleichrichters 14 elektrisch gekoppelt, und der zweite
Eingangsanschluss 18, welcher gleichzeitig das Bezugspo¬ tential der Schaltung bereitstellt, ist mit einem Minus- Anschluss des Netzgleichrichters 14 gekoppelt. Diese Zu¬ ordnung kann selbstverständlich getauscht werden, wobei dann entsprechend die Richtung der Dioden D100 und D101 bis D156, D200 und D201 bis D228 sowie D300 und D301 bis D314 entsprechend anzupassen ist. Ebenso ist in diesem Fall auch die Polarität der Hilfsgleichspannungsquelle 22 zu ändern.
Zur Verdeutlichung des Zusammenwirkens der Spannungsaus- gleichslängsimpedanz 24 und der Spannungsteilereinrichtung 26 sind zwei Kurvenverläufe 25, 27 in einem Diagramm , n
schematisch dargestellt. Über einer Zeit t ist hierbei ein Spannungswert Urect sowie ein Stromwert Ireg eines Stroms durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz 24 dargestellt. Die Zeit t ist über die Dauer einer Netzhalb- welle dargestellt und in drei Bereiche unterteilt, wobei in zwei Randbereichen beziehungsweise äußeren Bereichen jeweils ein erster Zustand SI vorliegt und in einem mitt¬ leren Bereich ein zweiter Zustand Sil vorliegt.
In dem ersten Zustand SI folgt ein Stromkurvenverlauf 25, welcher den Verlauf des Stromwerts Ireg angibt, einem si¬ nusförmigen Verlauf. Ein Spannungskurvenverlauf 27 kenn¬ zeichnet den Verlauf des Spannungswerts Urect über der Zeit t. Der Spannungskurvenverlauf 27 weist im darge¬ stellten Bereich den Verlauf einer Sinushalbwelle auf. In dem ersten Zustand SI ist der Stromkurvenverlauf 25 pro¬ portional zu dem Spannungskurvenverlauf 27. In dem zwei¬ ten Zustand Sil weist der Stromkurvenverlauf 25 einen konstanten Wert auf, nämlich einen vorgebbaren Stromgrenzwert IIim. Hierdurch ergibt sich über den gesamten Bereich ein Verlauf des Stromwerts Ireg entsprechend ei¬ nem abgeplatteten beziehungsweise gekappten Sinus. Zum Vergleich ist der proportionale Zusammenhang wie in dem ersten Zustand SI gestrichelt dargestellt. Der Spannungs¬ wert Urect der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung 12, dargestellt durch den Spannungskurvenverlauf 27, weist ein Maximum bei einem Scheitelwert Upk auf.
Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel stellt die ers- te Lastuntergruppe 100 die höchstgelegene Lastuntergruppe dar, welche elektrisch am weitesten entfernt von einem durch den zweiten Eingangsanschluss 18 bereitgestellten Bezugspotential entfernt angeordnet ist. Die dritte Last¬ untergruppe 300 stellt entsprechend die tiefstgelegene Lastuntergruppe dar, welche elektrisch am nächsten zu dem von dem zweiten Eingangsanschluss 18 bereitgestellten Bezugspotential angeordnet ist. Lediglich die Spannungsaus- gleichslängsimpedanz 24 ist zwischen den zweiten An- schluss 302 der dritten Lastuntergruppe 300, welche hier die tiefstgelegene Lastuntergruppe ist, und den zweiten Eingangsanschluss 18 geschaltet. Die zweite Lastunter¬ gruppe 200 stellt somit eine mittlere Lastuntergruppe dar. Die Darstellung von drei Lastuntergruppen ist lediglich beispielhaft zur Erläuterung der Erfindung gewählt, hierbei kann jede Anzahl größer als Eins vorgesehen sein. Bei einer Festlegung auf zwei Lastuntergruppen ist folglich die erste Lastuntergruppe die höchstgelegene Lastun- tergruppe, und die zweite Lastuntergruppe 200 als nächst tiefer gelegene Lastuntergruppe ist hier bereits die tiefstgelegene Lastuntergruppe, deren zweiter Anschluss 204 in diesem Fall mit der Spannungsausgleichslängsimpe- danz 24 gekoppelt wäre.
Fig. 2 zeigt eine konkretisierte erste Ausführungsform 20 eines Teils der Schaltungsanordnung 10, nämlich der Span- nungsausgleichslängsimpedanz 24 sowie der Spannungsteilereinrichtung 26. Zwischen den ersten Eingangsanschluss 16 und den zweiten Eingangsanschluss 18 ist eine Spannungs¬ teilerkette Rl, R2, Dl, R3, D2, D3, R4 geschaltet, welche beginnend bei dem Anschluss der Spannungsteilereinrichtung 26, welcher dem ersten Eingangsanschluss 16 zugeord¬ net ist, die folgenden Bauelemente unmittelbar hinterei- nandergeschaltet in der Reihenfolge der nachfolgenden
Aufzählung aufweist. Die Spannungsteilerkette umfasst ei¬ nen ersten Widerstand Rl, einen zweiten Widerstand R2, eine erste Diode Dl, einen dritten Widerstand R3, eine zweite Diode D2, eine dritte Diode D3, sowie einen vier- ten Widerstand R4, welcher mit dem zweiten Eingangsanschluss 18 gekoppelt ist. Zwischen dem zweiten Widerstand R2 und der ersten Diode Dl ist ein Steueranschluss 27 an¬ geordnet. Entsprechend der gewählten Polarität des ersten Eingangsanschlusses 16 und des zweiten Eingangsanschlus- ses 18 sind die erste Diode Dl, die zweite Diode D2 und die dritte Diode D3 in Flussrichtung geschaltet, das heißt ihre Anoden weisen jeweils in Richtung zu dem ers- ten Eingangsanschluss 16, und ihre Kathoden weisen je¬ weils in Richtung zu dem zweiten Eingangsanschluss 18.
Die Anode einer vierten Diode D4 ist elektrisch leitend mit dem Steueranschluss 27 verbunden. Die Kathode der zweiten Diode D2 ist mit dem Kollektor eines NPN- Transistors Q20 verbunden. Zwischen den Kollektor des NPN-Transistors Q20 sowie die Kathode der vierten Diode D4 und zwischen das Bezugspotential ist eine Parallel- Schaltung aus einem Widerstand R28 und einem Kondensator C28 gekoppelt. Zwischen den Emitter des NPN-Transistors Q20 und das Bezugspotential ist ein Widerstand R26 gekop¬ pelt. Ein erster Tiefpassfilter, gebildet aus einem Widerstand R22 und einem Kondensator C22, ist ausgangssei- tig über einen Widerstand R24 auf die Basis des NPN- Transistors Q20 gekoppelt.
Die Spannungsteilereinrichtung 26 weist ferner eine Regeleinheit in Form eines MikroControllers yC20 auf, wel- eher einen Pulsweitenmodulationsausgang PWM, einen Ana- log-/Digital-Wandlereingang ADC sowie einen Dimmanschluss 32 aufweist. Der Pulsweitenmodulationsausgang PWM ist mit dem ersten Tiefpassfilter, also dem Widerstand R22, elektrisch gekoppelt.
Die Spannungsausgleichslängsimpedanz 24 weist eine Serienschaltung eines ersten Transistors Ql und eines fünften Widerstands R5 auf, welcher zwischen den zweiten An- schluss 304 und den zweiten Eingangsanschluss 18 gekop- pelt ist. Der Emitter des ersten Transistors Ql ist hier¬ bei mit dem als Strommesswiderstand (Shunt) verwendeten fünften Widerstand R5 gekoppelt. Der Kollektor des ersten Transistors Ql ist mit dem zweiten Anschluss 304
elektrisch leitend verbunden. Ein zweiter Transistor Q2 ist parallel zu der Basis-Kollektorstrecke des ersten Transistors Ql geschaltet, das heißt der Kollektor des ersten Transistors Ql ist mit dem Kollektor des zweiten Transistors Q2 elektrisch leitend verbunden, und die Ba- sis des ersten Transistors Ql ist mit dem Emitter des zweiten Transistors Q2 elektrisch leitend verbunden. Zwischen die Basis des ersten Transistors Ql und das Bezugs¬ potential ist außerdem ein Kondensator Cl gekoppelt.
Zwischen dem dritten Widerstand R3 und der zweiten Diode D2 der Spannungsteilerkette der Spannungsteilereinrichtung 26 wird ein Steuersignal 28 abgegriffen, welches über eine elektrisch leitende Verbindung zu der Basis des zweiten Transistors Q2 der Spannungsausgleichslängsimpe- danz 24 zugeführt wird. Eine Shunt-Spannung über dem fünften Widerstand R5 wird über einen zweiten Tiefpass¬ filter, welcher als zweistufiger Tiefpassfilter durch einen Widerstand R8, einen Kondensator C8, einen Widerstand R9 sowie einen Kondensator C9 ausgebildet ist, auf den Analog-/Digital-Wandlereingang ADC des Mikrocontrollers yC20 gekoppelt. Mittels des Mikrocontrollers yC20 ist so¬ mit ein geschlossener Regelkreis implementiert, der als Istwerteingang den Analog-/Digital-Wandlereingang ADC, als Reglerausgang den Pulsweitenmodulationsausgang PWM und als Sollwerteingang den Dimmanschluss 32 aufweist.
Der Strom mit dem Stromwert Ireg, der durch die Lastuntergruppen 100, 200 300 fließt, wird mittels eines durch den ersten Transistor Ql, den zweiten Transistor Q2 und den fünften Widerstand R5 gebildeten Linearregler und dessen Ansteuerung über die Spannungsteilerkette Rl, R2, Dl, R3, D2, D3, R4 eingestellt. Ziel ist es, den Strom¬ wert Ireg (und dadurch die Helligkeit der LEDs in den einzelnen LED-Strängen) zu reduzieren. Ein PWM-Signal an dem Pulsweitenmodulationsausgang PWM des Mikrocontrollers yC20 wird mit dem Tiefpass R22, C22 geglättet. Eine dar¬ aus resultierende Spannung beziehungsweise ein daraus re¬ sultierender Strom durch den Widerstand R24 steuert den Transistor Q20 so an, dass am Kondensator C28 eine konstante Spannung anliegt. Ein Spannungswert an der ersten Diode Dl, also an dem Steueranschluss 27, und somit der Sollwert wird auf eine entsprechende Spannung begrenzt. Im Falle eines Netzbetriebes bei sinusförmigem Spannungs¬ verlauf am Eingang des Netzgleichrichters 14 wird der Si¬ nusbogen in Abhängigkeit des PWM-Tastverhältnisses be¬ grenzt (vergleiche Fig. 4) .
Fig. 3 zeigt eine zweite Ausführungsform 30 des in der Fig. 2 dargestellten Teils der Schaltungsanordnung 10, bei welcher die Spannungsausgleichslängsimpedanz 24 identisch zu derjenigen der ersten Ausführungsform 20 ausge- führt ist. Ebenso ist die Spannungsteilerkette der Span¬ nungsteilereinrichtung 26 zwischen dem ersten Eingangsan- schluss 16 und dem zweiten Eingangsanschluss 18 identisch aufgebaut. Zwischen dem Dimmanschluss 32 und dem Bezugs¬ potential ist die Serienschaltung von einem Widerstand R32 und einem Widerstand R36 angeordnet. Parallel zu dem Widerstand R36 ist hierbei ein Kondensator C32 angeord¬ net. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R32 und dem Widerstand R36 ist weiterhin über einen Widerstand R34 mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluss eines Verstärkerelements AMP30 elektrisch gekoppelt. Zwischen den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkerbauelements AMP30 und den Bezugspotential ist außerdem ein Kondensa¬ tor C34 gekoppelt. Der Ausgang des Verstärkerbauelements AMP30 ist über die vierte Diode D4 elektrisch mit dem Steueranschluss 27 gekoppelt. Dabei ist - wie in der ers¬ ten Ausführungsform 20 - die Anode der ersten Diode Dl mit der Anode der vierten Diode D4 elektrisch leitend verbunden. Der Ausgang des Verstärkerbauelements AMP30 ist des Weiteren über einen Kondensator C38 mit einem in- vertierenden Eingang des Verstärkerbauelements AMP30 elektrisch gekoppelt. Weiterhin ist der bereits bekannte zweistufige Tiefpassfilter R8, C8, R9, C9 der Spannungs- ausgleichslängsimpedanz 24 über einen Widerstand R38 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkerbauelements AMP30 gekoppelt. Bei dem Verstärkerbauelement AMP30 kann es sich beispielsweise um einen Operationsverstärker oder um einen Komparator handeln. Der Dimmanschluss 32 kann beispielsweise dafür verwendet werden, ein Analogsignal oder auch ein PWM-Signal für die Vorgabe eines variablen Sollwertes zu nutzen. Gemäß der Erfindung kann hierbei auch rein intern ein konstanter Wert vorgegeben werden, um beispielsweise unabhängig von Schwankungen der Versorgungswechselspannung 12 eine gleichbleibende Lichtabgabe der einzelnen LEDs der drei LED-Stränge D101 bis D156, D201 bis D228 und D301 bis D314 zu erzielen. Insbesondere kann damit erreicht wer- den, dass sich bei einer Erhöhung der Versorgungswechsel¬ spannung der Mittelwert eines durch die Lastuntergruppen 100, 200 und 300 fließenden Stroms nicht erhöht bezie¬ hungsweise bei einer Reduktion der Versorgungswechsel¬ spannung nicht reduziert.
Im Falle einer Vertauschung der Polaritäten der zwischen dem ersten Eingangsanschluss 16 und dem zweiten Eingangs- anschluss 18 anliegenden gleichgerichteten Versorgungswechselspannung 12 sind entsprechend die in der Span- nungsausgleichslängsimpedanz 24 und der Spannungsteilereinrichtung 26 angeordneten Dioden in ihrer Richtung entsprechend zu drehen und NPN-Transistoren durch entsprechende PNP-Transistoren zu ersetzen. Gegebenenfalls können auch weiterhin NPN-Transistoren zum Einsatz kommen, wobei dann allerdings Anpassungen an der Schaltungstopo- logie notwendig werden. Ebenso können natürlich statt Bi¬ polartransistoren auch Feldeffekttransistoren, insbesondere MOSFET zum Einsatz kommen. In der zweiten Ausführungsform 30 ist die Begrenzung des Sollwertes durch das Verstärkerbauelement AMP30 in Form eines Operationsverstärkers, der als Stromsenke arbeitet, realisiert. Die Sollwertvorgabe kann eine externe PWM- Quelle oder eine analoge Spannungsquelle sein, welche an den Dimmanschluss 32 anschließbar ist. Somit ist neben einer Regulierung des Helligkeitswertes mittels PWM- oder Analogsignal auch eine Einhaltung der anzuwendenden Norm bezüglich harmonischer Oberschwingungen mit ausreichender Sicherheitsmarge auch im gedimmten Zustand gegeben.
Wird ein 100-Prozent-Lichtwert bereits bei einer begrenz- ten Sinuswelle erreicht, besteht die Möglichkeit, bei
Netzspannungsschwankungen nicht nur bei steigender Netzspannung den Mittelwert des durch die Lastuntergruppen 100, 200, 300 fließenden Stroms konstant zu halten oder zu verringern, sondern auch die Möglichkeit, bei sinken- der Netzspannung den Mittelwert des durch die Lastuntergruppen 100, 200, 300 fließenden Stroms zu erhöhen, um eine konstante Lichtausbeute zu erreichen.
Fig. 4 zeigt einen beispielhaften Verlauf des Stromwerts Ireg über den Verlauf einer Netzhalbwelle im Bereich von 0 bis 10 Millisekunden (ms) . Auf der Abszisse ist die Zeit t in Millisekunden dargestellt, auf der Ordinate der Stromwert Ireg in Milliampere (mA) im Bereich von 0 bis 120. Die erste Kurve 40 stellt hierbei den Verlauf dar, welcher sich ergibt, wenn an dem Steueranschluss 27 kein Strom abgezogen wird, das heißt wenn kein aktiver Eingriff an der Spannungsteilerkette der Spannungsteilereinrichtung 26 erfolgt. Die Kurve 40 entspricht somit einem Verlauf, welcher aus dem Stand der Technik bekannt ist. Beispielhaft sind nun weitere Kurven 41 bis 48 mit zuneh¬ mend stärkerer Begrenzung dargestellt. Die Kurve 41 stellt beispielsweise den Fall einer geringen Abplattung dar, welche es ermöglicht, bei sinkender Versorgungswechselspannung den Stromwert zu erhöhen und damit einen Hel- ligkeitsverlust zu kompensieren. Die Kurve 42 ist deut¬ lich stärker abgeplattet und kann beispielsweise zur Er¬ zielung einer gleichmäßigeren Verteilung des mittleren Stroms, der durch die jeweiligen Lastuntergruppen 100, 200, 300 fließt, realisiert werden. Die Kurve 42 ergibt sich ungefähr bei einer Begrenzung, die dann wirksam ist, wenn das erste Überbrückungselement 120 und das zweite Überbrückungselement 220 beide sperrend geschaltet sind. Die Kurve 44 korrespondiert mit einer Begrenzung, die dann wirksam ist, wenn das erste Überbrückungselement 120 sperrend geschaltet ist. Dadurch ergibt sich ein breite¬ rer mittlerer Bereich, in welchem die Begrenzung aktiv ist. Eine Reduktion des mittleren Stroms durch die Last- Untergruppen 100, 200, 300 kann daneben auch komfortabel zum Dimmen der LED-Stränge D101 bis D156, D201 bis D228 und D301 bis D314 benutzt werden. So kann beispielsweise vorgesehen sein, dass die Kurve 42 einer 100-Prozent- Dimmstellung entspricht und die weiteren Kurven 43, 44, 45, 46, 47 und 48 jeweils immer weiter abnehmende Hellig¬ keitsstufen der LED-Stränge D101 bis D156, D201 bis D228 und D301 bis D314 repräsentieren.
Fig. 5a und Fig. 5b zeigen zwei Diagramme, in denen je- weils die Kurve 40 und 42 aus der Fig. 4 in Abhängigkeit von Schaltzuständen der Überbrückungselemente 120, 220 und 320 in jeweils durch die Koppelelemente 110, 210, 310 fließende Ströme zerlegt sind. Die Achsenbeschriftungen sind identisch zu denjenigen der Fig. 4, zusätzlich sind Zustände SO bis S7 an der Zeitachse ergänzt, aus denen der jeweilige Schaltzustand der Überbrückungselemente 120, 220, 320 ermittelt werden kann. Eine vollständige Übersicht ist nachfolgender Tabelle zu entnehmen. In der ersten Spalte sind hierbei die jeweiligen Schaltzustände aufgelistet und in der ersten Zeile die drei Überbrü¬ ckungselemente 120, 220, 320.
120 220 320
SO kurzgeschlossen kurzgeschlossen kurzgeschlossen
Sl kurzgeschlossen kurzgeschlossen gesperrt
S2 kurzgeschlossen gesperrt kurzgeschlossen
S3 kurzgeschlossen gesperrt gesperrt
S4 gesperrt kurzgeschlossen kurzgeschlossen
S5 gesperrt kurzgeschlossen gesperrt
S6 gesperrt gesperrt kurzgeschlossen
S7 gesperrt gesperrt gesperrt Für die Kurve 40 ist eine erste Teilstromkurve 51, eine zweite Teilstromkurve 52 und eine dritte Teilstromkurve 53 dargestellt. Ebenso ist für die Kurve 42 eine vierte Teilstromkurve 54, eine fünfte Teilstromkurve 55 sowie eine sechste Teilstromkurve 56 dargestellt. Die erste Teilstromkurve 51 und die vierte Teilstromkurve 54 ver¬ laufen identisch zu den Kurven 40 beziehungsweise 42 in den Zuständen S4 bis S7 und sind identisch Null in den Zuständen SO bis S3. Die zweite Teilstromkurve 52 und die fünfte Teilstromkurve 55 verlaufen identisch zu den je¬ weiligen Kurven 40 beziehungsweise 42 in den Zuständen S2 und S3 sowie S6 und S7 und sind identisch Null in den Zu¬ ständen SO und Sl sowie S4 und S5. Die dritte Teilstrom¬ kurve 53 und die sechste Teilstromkurve 56 verlaufen identisch zu den jeweiligen Kurven 40 beziehungsweise 42 in den Zuständen Sl, S3, S5 und S7, in den Zuständen SO, S2, S4 und S6 sind sie identisch Null.
Da die Schaltzeitpunkte, welche die Übergänge zwischen den einzelnen Zuständen bewirken, von den Flussspannungen der in Reihe geschalteten LEDs der einzelnen LED-Stränge D101 bis D156, D201 bis D228, D301 bis D314 abhängen, können durch eine Variation der Anzahl der LEDs in den einzelnen LED-Strängen die SchaltZeitpunkte verschoben werden. Beispielsweise kann der vorgebbare Stromgrenzwert Ilim in Abhängigkeit von einem gewünschten beziehungswei¬ se geduldeten Oberwellengehalt des Netzstromes festgelegt werden und in Abhängigkeit davon die entsprechenden
SchaltZeitpunkte so konfiguriert werden, dass insbesonde- re die LED-Stränge D101 bis D156, D201 bis D228, D301 bis D314 mit den höchsten mittleren Strombelastungen, also die LEDs D101 bis D156 der höchstgelegenen Lastuntergrup¬ pe 100 sowie die LEDs D201 bis D228 der nächst tiefer ge¬ legenen Lastuntergruppe 200 näherungsweise den gleichen mittleren Strom aufweisen.
Der mittlere Strom kann hierbei beispielsweise aus einer Messwertetabelle, welche die Daten für die Teilstromkur- ven 54, 55 und gegebenenfalls auch 56 bereitstellt, er¬ mittelt werden. Alternativ ist es auch möglich, den entsprechenden Kurvenverlauf durch eine Simulation oder durch eine angenäherte Berechnung mittels einer Tabellen- kalkulation zu ermitteln. Die Ermittlung des mittleren Stromes ergibt sich dabei vorteilhaft aus einer numeri¬ schen Auswertung.
Die Begrenzung des Stromwerts Ireg auf einen Stromgrenz- wert Ilim gemäß einer der Kurven 41 bis 48 kann vorteil¬ haft mit einem Dimmverfahren zur Helligkeitssteuerung eines Leuchtmittels, welches mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 10 ausgestattet ist, herangezogen werden. Ein derartiges Leuchtmittel kann über einen ent- sprechenden Anschluss verfügen, über den ein Dimmsignal eingespeist werden kann. Dabei kann ein analoges Dimmsig¬ nal (1 bis 10 Volt), ein PWM-Signal oder auch ein digita¬ les Signal wie beispielsweise DALI zum Einsatz kommen. Drahtlose Übertragungsverfahren (ZigBee, Bluetooth, WLAN) können ebenso eingesetzt werden wie Übertragung mittels Powerline-Verfahren, bei denen eine Dimminformation direkt über die beiden Stromversorgungsanschlüsse vor dem Eingang des Netzgleichrichters 14 eingespeist wird. Für die Schaltungstopologie der Schaltungsanordnung 10 bietet sich insbesondere auch ein Signalübertragungsverfahren an, bei welchem die Steuerinformation in der am Eingang des Netzgleichrichters 14 anliegenden Wechselspannung im Bereich des Nulldurchgangs enthalten ist. Auf diese Weise wird eine Wechselwirkung mit dem Lastkreis vorteilhaft vermieden, denn gerade im Bereich niedriger Werte der
Versorgungswechselspannung 12 sind alle drei Lastuntergruppen 100, 200, 300 über die jeweiligen Überbrückungs- elemente 120, 220, 320 überbrückt und somit kurzgeschlos¬ sen .
Weiterhin kann beispielsweise auch ein Stufendimmverfah- ren eingesetzt werden, welches beispielsweise bei einer kurzen Unterbrechung der Versorgungsspannung auf eine nächst niedrigere Dimmstufe umschaltet. Ebenso kann ein „TouchDim"-Konzept vorgesehen sein, bei welchem ein binä¬ res Eingangssignal ausgewertet wird und bei einem als Kurzdruck identifizierten Signalverlauf ein eingeschalte- tes Leuchtmittel ausgeschaltet oder ein ausgeschaltetes Leuchtmittel eingeschaltet und bei einem als Langdruck identifizierten Signalverlauf die Helligkeit des Leucht¬ mittels kontinuierlich während der Dauer des Langdrucks erhöht oder reduziert wird, wobei die Dimmrichtung nach jedem Langdruck umgekehrt wird.
Die Ausführungsbeispiele dienen lediglich der Erläuterung der Erfindung und sind für diese nicht beschränkend. Ins¬ besondere die konkreten Ausgestaltungen der Lastuntergruppen 100, 200, 300 sowie der Spannungsausgleichs- längsimpedanz 24 und der Spannungsteilereinrichtung 26 können beliebig gestaltet sein, ohne den Gedanken der Erfindung zu verlassen.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung (10) zum Betreiben mindestens eines ersten und eines zweiten LED-Strangs umfassend:
- einen Eingang mit einem ersten (16) und einem zweiten Eingangsanschluss (18) zum Koppeln mit einer gleichge¬ richteten Versorgungswechselspannung (12);
- eine Spannungsausgleichslängsimpedanz (24);
- eine Spannungsteilereinrichtung (26), welche zwischen den ersten (16) und den zweiten Eingangsanschluss (18) geschaltet ist, zur Bereitstellung eines Steuersignals (28) an die Spannungsausgleichslängsimpedanz (12);
- zumindest eine erste (100) und eine zweite Lastunter¬ gruppe (200) mit jeweils einem ersten (102,202) und einem zweiten Anschluss (104,204), wobei jeweils zwischen den ersten und den zweiten Anschluss ein Überbrückungselement (120, 220) geschaltet ist, und mit jeweils einem als Vierpol mit einem ersten (106,206) und einem zweiten Pri- märanschluss (108, 208), sowie mit einem ersten (112,212) und einem zweiten Sekundäranschluss (114,214) ausgebilde¬ ten Koppelelement (110,210), wobei der erste Primäran- schluss (106,206) mit dem ersten Anschluss (102,202) so¬ wie der zweite Primäranschluss ( 108 , 208 ) mit dem zweiten Anschluss (104,204) elektrisch leitend verbunden ist, wo- bei der erste LED-Strang (D101 bis D156) , welcher eine erste Anzahl von in Reihe geschalteten LEDs aufweist, zwischen die Sekundäranschlüsse (112,114) des Koppelele¬ ments (110) der ersten Lastuntergruppe (100) und der zweite LED-Strang (D201 bis D228), welcher eine zweite Anzahl von in Reihe geschalteten LEDs aufweist, zwischen die Sekundäranschlüsse (212,214) des Koppelelements (210) der zweiten Lastuntergruppe (200) geschaltet ist;
- eine Steuereinrichtung (20), welche dazu ausgelegt ist, die Überbrückungselemente (120,220) in Abhängigkeit von einer Spannungsdifferenz zwischen dem jeweils zugehörigen ersten Anschluss (102,202) und einer auf den zweiten Eingangsanschluss (18) bezogenen Hilfsgleichspannungsquelle (22) sowie in Abhängigkeit von einer jeweiligen LED- Strang-Spannung zu steuern, welche zwischen dem ersten (102,202) und dem zweiten Anschluss (104,204) anliegt, wenn das jeweils zugehörige Überbrückungselement
(120,220) einen Kurzschluss-Stromfluss zwischen den bei- den Anschlüssen (102,104, 202,204) sperrt;
- wobei jeweils der zweite Anschluss einer höher gelege¬ nen Lastuntergruppe, welche nicht eine tiefstgelegene Lastuntergruppe ist, mit dem ersten Anschluss einer je¬ weils nächst tiefer gelegenen Lastuntergruppe elektrisch leitend verbunden ist, wobei der erste Anschluss einer höchstgelegenen Lastuntergruppe mit dem ersten Eingangs- anschluss (16) elektrisch gekoppelt ist und zwischen den zweiten Anschluss einer tiefstgelegenen Lastuntergruppe und den zweiten Eingangsanschluss (18) die Spannungsaus- gleichslängsimpedanz (24) geschaltet ist,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Spannungsteilereinrichtung (26) dazu ausgelegt ist, mittels des Steuersignals (28) einen Strom mit einem Stromwert (Ireg), welcher in einem ersten Zustand (SI) proportional zu einem Spannungswert (Urect) der gleichge¬ richteten Versorgungswechselspannung (12) und in einem zweiten Zustand (Sil) gleich einem vorgebbaren Stromgrenzwert (Ilim) ist, durch die seriell gekoppelten Last¬ untergruppen (100,200) zu steuern.
2. Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass das Koppelelement (110,210) eine Diode (D100,D200), welche zwischen den ersten Primäranschluss (106,206) und den ersten Sekundäranschluss (112,212) oder zwischen den zweiten Primäranschluss (108,208) und den zweiten Sekun¬ däranschluss (114,214) geschaltet ist, und einen Konden¬ sator (C100,C200), welcher zwischen den ersten Sekundäranschluss (112,212) und den zweiten Sekundäranschluss (114,214) geschaltet ist, umfasst.
3. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass die Spannungsteilereinrichtung (26) dazu ausgelegt ist, im Zusammenwirken mit der Steuereinrichtung (20) den zweiten Zustand (Sil) jedenfalls dann einzustellen, wenn das Überbrückungselement der höchstgelegenen Lastuntergruppe (100) sperrend geschaltet ist oder wenn beide Überbrückungselemente der höchstgelegenen (100) und der dazu nächst tiefer gelegenen Lastuntergruppe (200) sper¬ rend geschaltet sind.
4. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Spannungsteilereinrichtung (26) dazu ausgelegt ist, den zweiten Zustand (Sil) dann einzustellen, wenn der Spannungswert (Urect) der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung (12) einen vorgebbaren Spannungsgrenzwert (Ulim) übersteigt.
5. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass der vorgebbare Spannungsgrenzwert (Ulim) in einem Nennbetriebszustand der Schaltungsanordnung (10) kleiner als ein Scheitelwert der Versorgungswechselspannung (Upk) ist .
6. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Spannungsausgleichslängsimpedanz (24) einen ersten Widerstand (R5) aufweist, welcher elektrisch leitend mit dem zweiten Eingangsanschluss (18) verbunden ist, und von dem Strom durch die Lastuntergruppen (100,200) durch- flössen ist.
7. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass durch die Spannungsausgleichslängsimpedanz (24) in Verbindung mit der Spannungsteilereinrichtung (26) ein Stromspiegel (R5, Ql, Q2, R4, D2, D3) ausgebildet ist.
8. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Spannungsteilereinrichtung (26) einen Steueran- schluss (27) zur Beeinflussung, insbesondere Begrenzung, des Steuersignals (28) aufweist.
9. Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Spannungsteilereinrichtung (26) einen ersten
Tiefpassfilter (R22, C22,R32, C32) aufweist, welcher aus- gangsseitig mit dem Steueranschluss (27) gekoppelt ist.
10. Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet,
dass eine Regeleinheit (yC20, Amp30) mit dem Steueran¬ schluss (27) elektrisch gekoppelt ist, wobei ein Istwert¬ eingang der Regeleinheit über einen zweiten Tiefpassfilter (R8, C8), insbesondere einen zweistufigen zweiten Tiefpassfilter (R8, C8, R9, C9) mit dem ersten Widerstand (R5) gekoppelt ist.
11. Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Regeleinheit (yC20, Amp30) ein analoges Verstär¬ kerbauelement (Amp30) oder eine programmgesteuerte Re¬ cheneinheit (yC20) zur Regelung der Spannungsausgleichs- längsimpedanz (24) aufweist.
12. Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet,
dass die Regeleinheit (yC20, Amp30) dazu ausgelegt ist, mittels Anpassung des Stromgrenzwert (Ilim) den Mittel- wert des durch die Lastuntergruppen (100,200) fließenden Stroms bei einer Erhöhung der Versorgungswechselspannung (12) auf einen gleichbleibenden oder reduzierten Wert einzustellen und/oder bei einer Reduzierung der Versor- gungswechselspannung (12) auf einen gleichbleibenden oder erhöhten Wert einzustellen.
13. Schaltungsanordnung (10) nach einem der Ansprüche 10 bis 12,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Schaltungsanordnung (10) weiterhin einen Dimman- schluss (32) zur Helligkeitssteuerung aufweist, welcher dazu ausgelegt ist, in Abhängigkeit von einem mittels ei¬ nes externen Steuergeräts an dem Dimmanschluss (32) be- reitstellbaren Dimmsignal einen Sollwert an die Regeleinheit (yC20, Amp30) bereitzustellen.
14. Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 13,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Regeleinheit (yC20, Amp30) dazu ausgelegt ist, in Abhängigkeit von dem Sollwert den Stromwert (Ireg) so¬ wohl in dem ersten Zustand als auch in dem zweiten Zustand (Sil) auf einen Stromdimmwert (Idim) zu begrenzen, wobei der Stromdimmwert (Idim) höchstens den Wert des vorgebbaren Stromgrenzwerts (Ilim) annimmt.
15. Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet,
dass die Regeleinheit (yC20, Amp30) dazu ausgelegt ist, bei einem fehlenden Dimmsignal an dem Dimmanschluss (32) und/oder in dem Fall, dass kein externes Steuergerät an dem Dimmanschluss (32) angeschlossen ist, als Stromwert (Ireg) in dem zweiten Zustand (Sil) den vorgebbaren
Stromgrenzwert (Ilim) einzustellen.
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