EP3262731B1 - Schutzvorrichtung für robuste festkörperschaltung - Google Patents

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EP3262731B1
EP3262731B1 EP16718919.0A EP16718919A EP3262731B1 EP 3262731 B1 EP3262731 B1 EP 3262731B1 EP 16718919 A EP16718919 A EP 16718919A EP 3262731 B1 EP3262731 B1 EP 3262731B1
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voltage
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resonant capacitor
capacitor cell
circuit breaker
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Boris S. Jacobson
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Raytheon Co
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Raytheon Co
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    • H02H3/02—Details
    • H02H3/021—Details concerning the disconnection itself, e.g. at a particular instant, particularly at zero value of current, disconnection in a predetermined order
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    • H02H3/02—Details
    • H02H3/025—Disconnection after limiting, e.g. when limiting is not sufficient or for facilitating disconnection

Definitions

  • the present disclosure relates generally to solid-state circuits, and more particularly, to a solid-state circuit protection apparatus.
  • circuit breakers configured to completely interrupt current flowing between two points of the system in response to a circuit fault condition such as, for example, a short-circuit condition.
  • electromechanical circuit breakers typically take milliseconds to respond to short-circuit fault conditions.
  • Emerging solid-state circuit breakers therefore, often utilize semiconductor devices such as insulated-gate bipolar transistors (IGBTs), for example, to completely interrupt the current flowing through the circuit.
  • IGBTs insulated-gate bipolar transistors
  • Transient voltage suppressing components are typically implemented in conventional solid-state circuit breakers to protect the transistors from voltage surges. These transient voltage suppressing components, however, increase the cost and complexity of the overall circuit breaker. The transient voltage suppressing components are also susceptible to stress-induced degradation, thereby resulting in unreliable protection of the semiconductor devices over time.
  • a solid-state zero current switching circuit breaker configured to interrupt current flow between a voltage input and a load according to claim 1
  • a solid-state circuit protection system comprising such a solid-state zero current switching circuit breaker and an electronic circuit breaker control module is also provided, according to claim 10.
  • a solid-state zero current switching (ZCS) circuit breaker that includes semiconductor switches to interrupt fault current flow, and a series resonant capacitor circuit cell that introduces zero-crossing points into the fault current.
  • the series resonant capacitor circuit cell delivers power in short, defined segments which eliminate the voltage transient surges applied to the semiconductor switches. Accordingly, transient voltage stress applied to the semiconductor switches is reduced while allowing only limited current flow through the circuit breaker such that damage from current overload conditions can be prevented.
  • the ZCS circuit breaker achieves fast response fault clearing times in the range of approximately 10 microseconds ( ⁇ s) to 50 ⁇ s since the ZCS circuit breaker includes semiconductor switches.
  • the solid-state ZCS circuit breaker intrinsically limits the peak fault current value during the time at which the circuit breaker is effectively switched off thereby preventing forced arc faults and transients stresses applied to the semiconductor switches.
  • the series resonant capacitor circuit cell includes a controllable inductor configured to operate in a passive mode (e . g ., 10 percent of the available inductance) when the ZCS circuit breaker operates under normal operating conditions, and a full inductance mode (100 percent of available inductance) when the ZCS circuit breaker experiences an internal fault condition such as, for example, a short-circuit fault condition of one semiconductor switch of the circuit breaker.
  • a passive mode e . g . 10 percent of the available inductance
  • a full inductance mode 100 percent of available inductance
  • FIG. 1 a solid-state ZCS circuit breaker 100 is illustrated according to an embodiment of the present invention.
  • the ZCS circuit breaker 100 includes a first series resonant capacitor cell 102a and a second series resonant capacitor cell 102b.
  • the first and second resonant cells 102a-102b are configured to selectively limit the drive current delivered to the output based on a variable voltage (i . e ., a variable control voltage that can limit the drive current).
  • Each of the first series resonant capacitor cell 102a includes an input connected to a first voltage rail 104a ( e . g ., a positive voltage rail 104a), and the second series resonant capacitor cell 102b includes an input connected to a second voltage rail 104b ( e . g ., a negative voltage rail 104b).
  • the solid-state ZCS circuit breaker 100 can comprise a single input rail 104 and a respective single series resonant capacitor cell 102.
  • Each input rail 104a-104b is configured to handle a voltage of, for example, approximately 3000 volts (V).
  • a filter element 105 such as a capacitor, for example, may be connected between the first input rail 104a and the second input rail 104b to reduce undesired noise that may exist on the first and second input rails 104a-104b.
  • a first resonant inductor 106a has a first terminal connected to the output of the first resonant capacitor cell 102a and a second terminal connected to a first output terminal 108a ( e . g ., positive output terminal 108a) of the ZCS circuit breaker 100.
  • the combination of the first resonant capacitor cell 104a and the first resonance inductor 106a forms a first resonance tank circuit as understood by one of ordinary skill in the art.
  • a second resonant inductor 106b has a first terminal connected to the output of the second resonant capacitor cell 102b and a second terminal connected to a second output terminal 108b ( e .
  • the combination of the second resonant capacitor cell 104b and the second resonance inductor 106b forms a second resonance tank circuit.
  • the first resonance inductor 106a and the second resonance inductor 106b are magnetically coupled with respect to one another according to an inductance coupling value (k).
  • the value of the coupling factor k between the first and second inductors 106a-106b can be varied to achieve desired electromechanical and thermal characteristics as understood by one of ordinary skill in the art.
  • An output smoothing capacitor 110 can be connected between the first output terminal 108a and the second output terminal 108b to reduce undesired residual periodic variations ( i . e ., smooth the current ripple) in the output current flowing through the first and second output terminals 108a-108b.
  • the first resonant capacitor cell 102a and the second resonant capacitor cell 102b each comprise a first plurality of current-directional controlled semiconductor switching devices 112.
  • the current-directional controlled semiconductor switching devices 112 include, but are not limited to, thyristors that are configured to selectively interrupt current flow through the ZCS circuit breaker 100.
  • the first resonant capacitor cell 102a comprises four positive-side thyristors 112a-112d and a first resonance capacitor 114a arranged as a bridge rectifier circuit.
  • Each thyristor 112a-112d includes an anode, a cathode, and a gate terminal.
  • the gate terminal is configured to receive a gate signal generated by a microcontroller, for example.
  • the thyristor112a-112d When the gate signal is applied to the gate terminal of a respective thyristor112a-112d, the thyristor112a-112d allows uninhibited current flow from the anode to the cathode. Therefore, selectively applying the gate signal to one or more thyristors 112a-112d can selectively inhibit current flow through the first resonant capacitor cell 102a. For example, the gate signals to each of the thyristors 112a-112d can be terminated in response to detecting a short-circuit condition and/or an overload condition.
  • the current through the thyristors 112a-112d are inhibited such that the drive current through the first resonant capacitor cell 102a is inhibited, thereby effectively switching off the first resonant capacitor cell 102a.
  • a first positive-side thyristor 112a has an anode connected to the first input terminal 104a and a cathode connected to a first terminal of the first resonance capacitor 114a.
  • a positive-side second thyristor 112b has an anode connected to the first input terminal 104a ( e . g ., the positive input terminal 104a) and a cathode connected to an opposite terminal of the first resonance capacitor 114a.
  • a third positive-side thyristor 112c has an anode connected to the first terminal of the first resonance capacitor 114a and a cathode connected to the first terminal of the first resonance inductor 106a.
  • a fourth positive-side thyristor 112d has an anode connected to the second terminal of the first resonance capacitor 114a and a cathode connected to the first terminal of the first resonance inductor 106a.
  • the first resonance capacitor 114a can have capacitance ranging, for example, from approximately 14 microfarads ( ⁇ F) to approximately 15 ⁇ F.
  • the first resonance capacitor 114a can have a capacitance ranging, for example, from approximately 14 microfarads ( ⁇ F) to approximately 15 ⁇ F.
  • the first resonance inductor 106a can have an inductance ranging, for example, from approximately 2 microhenries ( ⁇ H) to approximately 3 ⁇ H.
  • the second resonant capacitor cell 102b comprises four negative-side thyristors 116a-116d and a second resonance capacitor 114b arranged as a bridge rectifier circuit.
  • Each thyristor 116a-116d includes an anode, a cathode and a gate terminal.
  • the thyristors 116a-116d can be controlled in response to receiving a gate signal in a similar manner as the thyristors 112a-112d described in detail above. In this manner, the thyristors 116a-116b can selectively inhibit current flow through the second resonant capacitor cell 102b, thereby effectively switching off the second resonant capacitor cell 102b.
  • a first negative-side thyristor 116a has an anode connected to the first terminal of the second resonance inductor 106b and a cathode connected to a first terminal of the second resonance capacitor 114b.
  • a second negative-side thyristor 116b has an anode connected to the first terminal of the second resonance inductor 106b and a cathode connected to a second terminal of the second resonance capacitor 114b.
  • a third negative-side thyristor 116c has an anode connected to the first terminal of the second resonance capacitor 114b and a cathode connected to the second input terminal 104b ( e . g ., the negative input terminal 104b).
  • a fourth negative-side thyristor 116d has an anode connected to the second terminal of the second resonance capacitor 114b and a cathode connected to the second input terminal 104b.
  • the second resonance capacitor 114b can have a capacitance ranging, for example, from approximately 14 microfarads ( ⁇ F) to approximately 15 ⁇ F.
  • the second resonance inductor 106b can have an inductance ranging, for example, from approximately 2 ⁇ H to approximately 3 ⁇ H.
  • the ZCS circuit breaker 100 further includes a first voltage clamping switch 118a and a second voltage clamping switch 118b.
  • the first and second voltage clamping switches 118a-118b are configured to detect a short-circuit fault or an overload condition. That is, the first and second voltage clamping switches 118a-118b each are switched on ( i.e., are forward biased) in response to a short-circuit condition or an overload condition.
  • the first and second clamping diodes 118a-118b vary the voltage realized by the first and second resonant cells 102a-102b, respectively such that the respective resonant capacitor cell limits the drive current delivered to the output terminals and the load.
  • first voltage clamping switch 118a and the second voltage clamping switch 118b each comprise, for example, a first clamping diode 118a and a second clamping diode 118b, respectively.
  • the first clamping diode 118a has a cathode connected to the first input terminal 104a ( e .
  • the second clamping diode 118b has an anode that is connected to the second input terminal 104b ( e . g ., the negative input terminal 104b), and a cathode that is connected to the cathode of the third positive-side thyristor 112c, the cathode of the fourth positive-side thyristor 112d, and the first input of the first resonance inductor 106a.
  • first and second clamping diodes 118a-118b are forward biased (i.e., conduct current) during a fault condition such as short-circuit condition, for example, the current flowing through the first and second resonant capacitor cells 102a-102b is limited as discussed in greater detail below.
  • the ZCS circuit breaker 100 is shown operating during normal conditions, i . e ., without a short-circuit fault or overload condition, to drive a load 20 connected in series between the first and second resonant capacitor cells 102a-102b.
  • first input rail 104a i.e., the positive input rail 104a
  • first series resonant capacitor cell 102a and first resonance inductor 106a through the load 120
  • second input rail 104b and second series resonant capacitor cell 102b before arriving at the second input rail 104b (i.e., the negative input rail).
  • the first and second resonant capacitors 114a-114b are never charged to the full input voltage.
  • the first and second clamping diodes 118a-118b are not forward biased ( i . e ., are not switched on) and therefore do not conduct current ( e . g ., IDc1) therethrough (see FIG. 3D ).
  • the voltage difference between the anode and cathode of the thyristors e . g ., 112a/116a
  • Is1/Is2 flows without interruption through the thyristors ( e .
  • the positive-side thyristors 112a-112d and negative-side thyristors 116a-116d have a long recovery time reaching approximately 20 ⁇ s, for example (see FIG. 3C ). Accordingly, a current overload can be interrupted during the recovery time of the thyristors 112a-112d/116a-116d as discussed in greater detail below.
  • the ZCS circuit breaker 100 is shown operating after a circuit fault occurs. More specifically, in the event of an overload condition or short circuit fault condition, the first and second resonant capacitor cells 102a-102b appear as virtual open circuits during a portion of the load current cycle (see FIG. 4B ). Accordingly, the short-circuit fault current (indicated by arrows in FIGS. 4A-4B ) follows a short-circuit current path flowing from a first input rail ( e . g ., the positive input rail 104), to a second voltage input rail ( e . g ., the negative input rail 104b), through the first and second clamping diodes 118a-118b, and back to the first input rail 104a (see FIG. 4B ).
  • a first input rail e . g ., the positive input rail 104
  • a second voltage input rail e . g ., the negative input rail 104b
  • both resonant capacitors 114a-114b are quickly charged to the source voltage via their respective voltage input rails 104a-104b during the short-circuit fault condition (see FIG. 5B ).
  • the clamping diodes 118a-118b become forward biased ( i.e., switched on) such that the current begins flowing through the input source (e.g., the positive voltage rail 104a/negative voltage rail 104b) and input capacitor 105 in a reverse direction.
  • the forward biased clamping diodes 118a-118b also reverse the voltage (e.g., VS1) across the respective thyristors, i.e., the positive-side thyristors 112a-112d and the negative-side thyristors 116a-116d (see FIG. 5C ). Accordingly, the current flowing through the thyristors 112a-112d/116a-116d is reduced below the minimum current threshold ( i . e ., below the holding current threshold) and the thyristors 112a-112d/116a-116d are switched off. Notably, the waveforms of FIG.
  • 5A refer to a "bolted" short circuit such that the impedance realized by the load becomes as low as approximately 10 microohms ( ⁇ ) to approximately 1 milliohm (m ⁇ ), for example. As a result, the voltage across the load ( e . g ., Vload) is also reduced to approximately 0 V (see FIG. 5A ).
  • each thyristor 112a-112d/116a/116d operates at one half of the load switching frequency providing a longer recovery time. For example, when thyristor 112b turns on, the voltage across thyristor 112a becomes negative and is gradually increased with a mild rate or rise following the sinusoidal waveform of the resonant tank voltage.
  • the thyristors 112a-112d/116a-116d are again switched on and the voltage ( e . g ., VDc1) across both clamping diodes 118a-118b is reversed such that the respective current ( e . g ., IDc1) is extinguished (see FIG. 5D ).
  • the continuous switching of the positive-side thyristors 112a-112d and the negative-side thyristors 116a-116d generates short current segments/pulses (e.g ., IS1/IS2-IS3/IS4) which maintain regularly interrupted power flow through the ZCS circuit breaker 100 as opposed to randomly interrupting current in conventional circuit breakers. In this manner, stresses and faults caused by forced commutation are prevented.
  • short current segments/pulses e.g ., IS1/IS2-IS3/IS4
  • FIG. 6 an electrical schematic of a ZCS circuit breaker 100 is illustrated according to another embodiment of the present invention.
  • the ZCS circuit breaker 100 operates in a manner similar to that described in detail above.
  • the ZCS circuit breaker 100 of FIG. 6 includes a variable fault containment element 122 configured to limit current flow through a resonant capacitor cell 102a/102b during a short-circuit condition caused by one or more faulty thyristors 112b'. In this manner, fault propagation through the ZCS circuit breaker 100 can be prevented.
  • one or more of the resonant capacitor cells 102a/102b includes a variable fault containment element 122interposed in series with the current path between a pair of thyristors ( e . g ., the first positive-side thyristor 112a and the second positive-side thyristor 112b).
  • the variable fault containment element may comprise, for example, a controllable inductor 122.
  • the controllable inductor 122 is configured to operate in a passive mode and an inductance mode in response to receiving an electronic control signal generated by a microcontroller.
  • the passive mode generates virtually no inductance, or negligible inductance ( e .
  • the first resonant capacitor cell 102a includes a first a controllable inductor 122a and the second resonant capacitor cell 102b includes a second controllable inductor 122b.
  • the first controllable inductor 122a has a first end connected to the first resonant capacitor 114a, and a second end connected to the second positive-side thyristor and the fourth positive-side thyristor 112d.
  • the second controllable inductor 122b has a first end connected to the second resonant capacitor 114a, and a second end connected to the second negative-side thyristor 116b and the fourth negative-side thyristor 116d.
  • the inductance of a corresponding controllable inductor e . g ., first controllable inductor 122a
  • the inductance of a corresponding controllable inductor can be dynamically adjusted to limit the current through the short-circuit current path of the faulty thyristor ( e . g ., thyristor 112b') as discussed in greater detail below.
  • solid-state circuit protection system 200 is illustrated according to an embodiment of the present invention.
  • the solid-state circuit protection system 200 includes a ZCS circuit breaker 100 in signal communication with an electronic circuit breaker control module 202.
  • the circuit breaker 100 includes a first and second controllable inductors 122a-122b and operates as described in detail above.
  • the circuit breaker control module 202 includes memory and a microprocessor.
  • the memory is configured to store one or more computer readable instructions and/or threshold values.
  • the microprocessor is configured to execute one or more computer readable instructions stored in the memory and to generate one or more electrical signals based on one or more monitored conditions of the ZCS circuit breaker 100.
  • the monitored conditions may include, but are not limited to, the current through the thyristors 112a-112d/1116a-116d, input voltage supplied by the positive/negative rails 104a/104b, the output voltage realized by the load 120, and the current flowing through the first and second controllable inductors 122a/122b.
  • the circuit breaker control module 202 (i.e., the microcontroller) is configured to output one or more control signals for controlling various components of the ZCS circuit breaker 100 including, but not limited to, the positive-side thyristors 112a-112d, the negative side thyristors 116a-116d, the first controllable inductor 122a, and the second controllable inductor 122b.
  • the circuit breaker control module 202 is described in U.S. Patent no. 8,076,967 , entitled, "Integrated Smart Power Switch".
  • the circuit breaker control module 202 determines whether a short-circuit fault condition or an over-voltage condition exists based on various operating parameters including, but not limited to, the input voltage (Vin) of the ZCS circuit breaker 100, the current flowing through the first resonant capacitor cell 102a and/or the second resonant capacitor cell 102b.
  • the circuit breaker control module 202 terminates the gate signals applied to the respective positive-side thyristors 112a-112d and/or respective negative-side thyristors 116a-116d.
  • a time diagram illustrates the operation of the circuit breaker control module 202 in response to detecting a short-circuit fault condition or overload condition.
  • the circuit breaker control module 202 operates under nominal load conditions. That is, the circuit breaker control module 202 operates while no short-circuit faults or overload faults exist.
  • an overload condition for example, occurs.
  • a time delay exists from the time when the overload condition occurs to the time the circuit breaker control module 202 detects the overload condition and executes protection operations.
  • the time delay may be caused by various conditions including, but not limited to, sensor detection delays, communication between the sensor outputs and the circuit breaker control module 202, circuit breaker control module 202 processing delays, and a fraction of the switching cycle ( e . g ., up to one half cycle of the resonant frequency).
  • the ZCS circuit breaker 100 operates under overload conditions from time t 1 -t 2 and provides intrinsic current limiting independent of the protection control operations provided by the circuit breaker control module 202.
  • the circuit breaker control module 202 terminates the gate signals to the positive-side thyristors 112a-112d and/or the negative-side thyristors 116a-116d. Accordingly, the current through thyristors 112a-112d/116a-116d is inhibited such that the respective first resonant capacitor cell 102a and/or second resonant capacitor cell 102b are effectively switched off, thereby disconnecting the load 120.
  • the thyristors 112a-112d/116a-116d will be allowed to complete conduction of one half cycle at resonant frequency during which the short-circuit fault condition or overload condition occurred. That is why when the gate signals are terminated by the circuit breaker control module 202, the thyristors 112a-112d/116a-116d maintain a natural, zero-current commutation that avoids applying transient stress to the thyristors 112a-112d/116a-116d.
  • the circuit breaker control module 202 monitors the current through the first and second resonant capacitors 114a/114b at respective nodes 204a/204b, and includes an auxiliary converter circuit 203 that controls the first and second controllable inductors 122a/122b based on the resonant capacitor currents.
  • the peak resonant capacitor current of the first resonant capacitor 114a is equal or substantially equal to the peak resonant capacitor current of the second resonant capacitor 114b.
  • a short-circuit due to a faulty thyristor e . g ., thyristor 112b'
  • the peak resonant capacitor currents of the first and second resonant capacitors 114a/114b are unequal.
  • the circuit breaker control module 202 is configured to monitor a first peak voltage of the first resonant capacitor 114a and a second peak voltage of the second resonant capacitor 114b. When the first and second peak voltages are equal (or substantially equal), the circuit breaker control module 202 outputs a first control signal that induces the passive mode of the first and second controllable inductors. When, however, the first and second peak voltages are unequal, the circuit breaker control module 202 outputs a second control signal that induces the full inductance mode of the first controllable inductor and/or the second controllable inductor 122b.
  • the circuit breaker control module 202 compares monitored peak resonant capacitor current values during each cycle to a threshold value stored in memory. When the monitored current value of the first resonant capacitor 114a and/or second resonant capacitor 114b does not exceed the threshold value, the circuit breaker control module 202 generates a control signal to initiate the passive mode of a respective controllable inductor 122a/122b as described in detail above. When, however, the monitored current value of the first resonant capacitor 114a and/or second resonant capacitor 114b exceeds the threshold value, the circuit breaker control module 202 determines a faulty thyristor exists ( e . g ., thyristor 112b') and generates a control signal to initiate the full inductance mode of a respective controllable inductor 122a/122b as described in detail above.
  • a faulty thyristor exists ( e . g ., thyristor 112b') and
  • various embodiments of the invention provide a solid-state zero current switching (ZCS) circuit breaker that includes thyristors to partially interrupt (i . e ., limit) fault current flow while delivering current in short, defined segments which lower the voltage transient surges applied to the thyristors until the series resonant capacitor cell is effectively switched off.
  • the current pulses limit the current delivered through the system in a quick response fault clearing times ( e . g ., ranging from 10 microseconds ( ⁇ s) to 50 ⁇ s) such that damage from current overload conditions can be prevented.
  • the series resonant circuit includes a controllable inductor configured to operate in a passive mode ( e .

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Protection Of Static Devices (AREA)

Claims (14)

  1. Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter (100), ausgelegt zum Unterbrechen eines Stromflusses zwischen einem Spannungseingang und einer Last (120), wobei der Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter Folgendes umfasst:
    (i) einen ersten Resonanzkreis, wobei der erste Resonanzkreis eine erste Resonanzkondensatorzelle (102a) und eine erste Resonanzinduktivität (106a) umfasst,
    wobei die erste Resonanzkondensatorzelle einen Eingang, der mit einer ersten Eingangsschiene (104a) verbunden und dazu ausgelegt ist, eine Quellenspannung von dem Spannungseingang zu empfangen, und ein Ausgang, der dazu ausgelegt ist, Antriebsstrom an die Last zu liefern, aufweist,
    wobei die erste Resonanzinduktivität (106a) einen ersten Anschluss, der mit dem Ausgang der ersten Resonanzkondensatorzelle (102a) verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit einem ersten Ausgangsanschluss (108a) verbunden ist, aufweist;
    wobei die erste Resonanzkondensatorzelle mehrere stromrichtungsgesteuerte Halbleiterschaltvorrichtungen (112) und einen Resonanzkondensator (114a) umfasst, die als Brückengleichrichterschaltung angeordnet sind,
    wobei die erste Resonanzkondensatorzelle dazu ausgelegt ist, den Antriebsstrom an den Ausgang selektiv basierend auf einer variablen Spannung zu begrenzen;
    (ii) einen zweiten Resonanzkreis, der eine zweite Resonanzkondensatorzelle (102b) und eine zweite Resonanzinduktivität (106b) umfasst;
    wobei die zweite Resonanzkondensatorzelle einen Eingang, der mit einer ersten Eingangsschiene (104b) verbunden und dazu ausgelegt ist, eine Quellenspannung von dem Spannungseingang zu empfangen, und ein Ausgang, der dazu ausgelegt ist, Antriebsstrom an die Last zu liefern, aufweist;
    wobei die zweite Resonanzinduktivität (106b) einen ersten Anschluss, der mit dem Ausgang der zweiten Resonanzkondensatorzelle (102b) verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit einem zweiten Ausgangsanschluss (108b) verbunden ist, aufweist;
    wobei die zweite Resonanzkondensatorzelle mehrere stromrichtungsgesteuerte Halbleiterschaltvorrichtungen (116) und einen Resonanzkondensator (114b) umfasst, die als Brückengleichrichterschaltung angeordnet sind,
    wobei die zweite Resonanzkondensatorzelle dazu ausgelegt ist, den Antriebsstrom an den Ausgang selektiv basierend auf einer variablen Spannung zu begrenzen;
    (iii) eine erste Spannungsklemmdiode (118a), ausgelegt zum Einschalten als Reaktion auf einen Kurzschlussfehler oder eine Überlastbedingung zwischen dem Spannungseingang und der Last und zum Begrenzen des an die erste Resonanzkondensatorzelle gelieferten Stroms als Reaktion auf die Erkennung der Kurzschlussfehlerbedingung, wodurch die variable Spannung so angepasst wird, dass die erste Resonanzkondensatorzelle den an den Ausgang gelieferten Antriebsstrom begrenzt, um die Last zu trennen, wobei die erste Spannungsklemmdiode (118a) eine Kathode, die mit der ersten Eingangsschiene (104a) verbunden ist, und eine Anode, die mit dem ersten Anschluss der zweiten Resonanzinduktivität (106b) verbunden ist, umfasst; und
    (iv) eine zweite Spannungsklemmdiode (118b), ausgelegt zum Einschalten als Reaktion auf einen Kurzschlussfehler oder eine Überlastbedingung zwischen dem Spannungseingang und der Last und zum Begrenzen des an die zweite Resonanzkondensatorzelle gelieferten Stroms als Reaktion auf die Erkennung der Kurzschlussfehlerbedingung, wodurch die variable Spannung so angepasst wird, dass die zweite Resonanzkondensatorzelle den an den Ausgang gelieferten Antriebsstrom begrenzt, um die Last zu trennen, wobei die zweite Spannungsklemmdiode (118b) eine Kathode, die mit der zweiten Eingangsschiene (104b) verbunden ist, und eine Anode, die mit dem ersten Anschluss der ersten Resonanzinduktivität (106a) verbunden ist, umfasst.
  2. Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter nach Anspruch 1, wobei die mehreren stromrichtungsgesteuerten Halbleiterschaltvorrichtungen jeweils dazu ausgelegt sind, den Antriebsstrom an den Ausgang zu liefern, wenn die Spannung an der stromrichtungsgesteuerten Halbleiterschaltvorrichtung eine Spannungsschwelle überschreitet, und den Antriebsstrom zu begrenzen, wenn die Spannung an der stromrichtungsgesteuerten Halbleiterschaltvorrichtung unter der Spannungsschwelle liegt.
  3. Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter nach Anspruch 2, wobei jede Spannungsklemmdiode eine stromrichtungssteuerbare Halbleitervorrichtung ist, die dazu ausgelegt ist, basierend auf der Kurzschlussfehlerbedingung selektiv in entweder einem aktivierten Modus oder einem deaktivierten Modus zu arbeiten.
  4. Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter nach Anspruch 3, wobei der aktivierte Modus die Spannung an den mehreren stromrichtungsgesteuerten Halbleiterschaltvorrichtungen unter der Spannungsschwelle hält, sodass der Antriebsstrom begrenzt wird.
  5. Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter nach Anspruch 4, wobei jede Spannungsklemmdiode bestimmt, dass die Kurzschlussbedingung besteht, wenn eine Spannungsdifferenz an der mindestens einen Spannungsklemmdiode eine Fehlerspannungsschwelle überschreitet, und bestimmt, dass die Kurzschlussbedingung nicht vorliegt, wenn die Spannungsdifferenz bei oder unter der Fehlerspannungsschwelle liegt.
  6. Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter nach Anspruch 5, wobei die mehreren stromrichtungsgesteuerten Halbleiterschaltvorrichtungen mehrere Thyristoren aufweisen, wobei jeder der Thyristoren einen Gate-Anschluss aufweist und mindestens einer der Thyristoren dazu ausgelegt ist, den Antriebsstrom als Reaktion auf das Beenden eines Gate-Signals an den Gate-Anschluss zu sperren.
  7. Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter nach Anspruch 6, wobei die Brückengleichrichterschaltung Folgendes umfasst:
    einen ersten positivseitigen Thyristor mit einer mit dem Eingang verbundenen Anode und einer mit einem ersten Anschluss des Resonanzkondensators verbundenen Kathode;
    einen zweiten positivseitigen Thyristor mit einer mit dem Eingang verbundenen Anode und einer mit einem entgegengesetzten Anschluss des Resonanzkondensators verbundenen Kathode;
    einen dritten positivseitigen Thyristor mit einer mit dem ersten Anschluss des Resonanzkondensators verbundenen Anode und einer mit dem Ausgang verbundenen Kathode; und
    einen vierten positivseitigen Thyristor mit einer mit dem entgegengesetzten Anschluss des Resonanzkondensators verbundenen Anode und einer mit dem Ausgang verbundenen Kathode.
  8. Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter nach Anspruch 7, wobei die Spannungsklemmdioden dazu ausgelegt sind, intrinsische Strom- und Leistungsgrenzen unabhängig von einem durch die Resonanzkondensatorzellen bereitgestellten Überlastschutz bereitzustellen.
  9. Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter nach Anspruch 7, wobei die Brückengleichrichterschaltung ferner eine steuerbare Induktivität beinhaltet, die zwischen den Resonanzkondensator und den zweiten positivseitigen Thyristor geschaltet ist, wobei die steuerbare Induktivität selektiv in einem passiven Modus und einem Vollinduktivitätsmodus betreibbar ist, um einen Strompegel durch den zweiten positivseitigen Thyristor basierend auf dem durch den Resonanzkondensator fließenden Kondensatorstrompegel zu begrenzen, wobei optional die steuerbare Induktivität den passiven Modus und den Vollinduktivitätsmodus als Reaktion auf ein elektronisches Steuersignal initiiert, wobei der passive Modus einen ersten Induktivitätswert erzeugt und der Vollinduktivitätsmodus einen zweiten Induktivitätswert, der größer als der erste Induktivitätswert ist, erzeugt.
  10. Festkörperschaltungsschutzsystem (200), das Folgendes umfasst:
    den Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalter (100) nach Anspruch 1 und
    ein elektronisches Leistungsschalter-Steuermodul (202);
    wobei es sich bei den mehreren stromrichtungsgesteuerten Halbleiterschaltvorrichtungen (112) der ersten Resonanzkondensatorzelle um mehrere positivseitige Halbleitervorrichtungen (112) handelt, die dazu ausgelegt sind, einen ersten Antriebsstrom an den positivseitigen Ausgang zu liefern, und wobei die erste Resonanzkondensatorzelle mindestens eine positivseitige steuerbare Induktivität (122a) aufweist, die dazu ausgelegt ist, einen Pegel des ersten Antriebsstroms, der durch mindestens eine der positivseitigen Halbleitervorrichtungen fließt, selektiv zu begrenzen;
    wobei es sich bei den mehreren stromrichtungsgesteuerten Halbleiterschaltvorrichtungen (112) der zweiten Resonanzkondensatorzelle um mehrere negativseitige Halbleitervorrichtungen (116) handelt, die dazu ausgelegt sind, einen zweiten Antriebsstrom an den negativseitigen Ausgang zu liefern, und wobei die zweite Resonanzkondensatorzelle mindestens eine negativseitige steuerbare Induktivität (122b) aufweist, die dazu ausgelegt ist, einen Pegel des zweiten Antriebsstroms, der durch mindestens eine der negativseitigen Halbleitervorrichtungen fließt, selektiv zu begrenzen; und
    wobei das elektronische Leistungsschalter-Steuermodul (202) in Signalkommunikation mit der positivseitigen Resonanzkondensatorzelle und der negativseitigen Resonanzkondensatorzelle steht und dazu ausgelegt ist, ein Strompegel des ersten und/oder zweiten Antriebsstroms zu überwachen und die positivseitige und/oder negativseitige steuerbare Induktivität als Reaktion darauf, dass ein Strompegel des ersten bzw. zweiten Antriebsstroms eine Stromschwelle überschreitet, aus dem passiven Modus in den Vollinduktivitätsmodus zu initiieren.
  11. Festkörperschaltungsschutzsystem nach Anspruch 10, wobei die erste Resonanzkondensatorzelle und die zweite Resonanzkondensatorzelle jeweils dazu ausgelegt sind, den Antriebsstrom an den ersten bzw. zweiten Ausgang selektiv basierend auf einer ersten bzw. zweiten variablen Spannung zu begrenzen.
  12. Festkörperschaltungsschutzsystem nach Anspruch 11, wobei das Leistungsschalter-Steuermodul ein Steuersignal erzeugt, das kontinuierlich mindestens eine positivseitige Halbleitervorrichtung ein- und ausschaltet, um den positivseitigen Antriebsstrom als Reaktion auf eine Variation der ersten variablen Spannung über die aktivierte erste Spannungsklemmdiode zu begrenzen, und wobei mindestens eine negativseitige Halbleitervorrichtung kontinuierlich ein- und ausgeschaltet wird, um den Antriebsstrom an den negativseitigen Ausgang als Reaktion auf eine Variation der zweiten variablen Spannung über die aktivierte zweite Spannungsklemmdiode zu begrenzen; und wobei optional die mehreren ersten Halbleitervorrichtungen und die mehreren zweiten Halbleitervorrichtungen Thyristoren mit einem Gate-Anschluss umfassen, wobei mindestens ein Thyristor dazu ausgelegt ist, den Antriebsstrom als Reaktion auf das Beenden eines Gate-Signals an die Gate-Anschluss zu sperren, und wobei die erste und zweite Spannungsklemmdiode aus Dioden bestehen.
  13. Verfahren zum Unterbrechen des Stromflusses zwischen einem Spannungseingang und einer Last (120) unter Verwendung eines Festkörper-Nullstromschaltleistungsschalters nach Anspruch 1, umfassend:
    Liefern einer Quellenspannung von dem Spannungseingang an einen Eingang (104) des ersten Resonanzkreises und des zweiten Resonanzkreises und Liefern eines Antriebsstroms von der Quellenspannung an eine Last (120), die mit dem ersten Ausgangsanschluss (108a) und dem zweiten Ausgangsanschluss (108b) des ersten und zweiten Resonanzkreises verbunden ist;
    Einschalten der ersten Spannungsklemmdiode (118a) oder der zweiten Spannungsklemmdiode als Reaktion auf eine Kurzschlussfehlerbedingung oder eine Überlastbedingung zwischen dem Spannungseingang, der die Quellenspannung liefert, und der Last, und Begrenzen des Strom, der an die jeweilige Resonanzkondensatorzelle geliefert wird, als Reaktion auf die Erkennung der Kurzschlussfehlerbedingung oder der Überlastbedingung, wodurch eine an die jeweilige Resonanzkondensatorzelle angelegte variable Spannung angepasst wird; und
    Begrenzen des durch die jeweilige Resonanzkondensatorzelle fließenden Antriebsstroms als Reaktion auf das Anpassen der variablen Spannung.
  14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Begrenzen des Antriebsstroms kontinuierliches Ein- und Ausschalten mindestens einer in der mindestens einen Resonanzkondensatorzelle enthaltenen Halbleitervorrichtung beinhaltet, um den Antriebsstrom als Reaktion auf die Anpassung der variablen Spannung zu begrenzen; und wobei das Verfahren optional ferner umfasst, die mindestens eine Halbleitervorrichtung eingeschaltet zu halten, um einen ungehinderten Strom an die Last zu liefern, wenn der Kurzschlussfehler oder eine Überlastungsbedingung nicht erkannt wird; und wobei das Verfahren optional ferner umfasst, den Kurzschlussfehler oder eine Überlastungsbedingung als Reaktion darauf zu erkennen, dass bestimmt wird, dass eine Spannungsdifferenz an mindestens einer Spannungsklemmdiode eine Fehlerspannungsschwelle überschreitet, und zu bestimmen, dass die Kurzschlussbedingung nicht vorliegt, wenn die Spannungsdifferenz bei oder unter der Fehlerspannungsschwelle liegt; und wobei das Verfahren optional ferner umfasst, die mindestens eine Spannungsklemmdiode als Reaktion auf den Kurzschlussfehler oder eine Überlastungsbedingung selektiv einzuschalten und die variable Spannung als Reaktion auf das Einschalten des mindestens einen Spannungsklemmschalters anzupassen; und wobei das Verfahren optional ferner umfasst, einen Induktivitätswert in der mindestens einen Resonanzkondensatorzelle als Reaktion auf die Erkennung, dass mindestens eine Halbleitervorrichtung fehlerhaft ist, dynamisch zu erhöhen, sodass ein Pegel des durch die fehlerhafte Halbleitervorrichtung fließenden Antriebsstroms reduziert wird.
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