EP3161949A1 - Convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur a résonnance - Google Patents

Convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur a résonnance

Info

Publication number
EP3161949A1
EP3161949A1 EP15735996.9A EP15735996A EP3161949A1 EP 3161949 A1 EP3161949 A1 EP 3161949A1 EP 15735996 A EP15735996 A EP 15735996A EP 3161949 A1 EP3161949 A1 EP 3161949A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit
voltage
resonant converter
converter circuit
resonant
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP15735996.9A
Other languages
German (de)
English (en)
Other versions
EP3161949B1 (fr
Inventor
Gang Yang
Patrick Dubus
Hicham SADKI
Larbi Bendani
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Valeo eAutomotive France SAS
Original Assignee
Valeo Systemes de Controle Moteur SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Valeo Systemes de Controle Moteur SAS filed Critical Valeo Systemes de Controle Moteur SAS
Publication of EP3161949A1 publication Critical patent/EP3161949A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of EP3161949B1 publication Critical patent/EP3161949B1/fr
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a voltage converter comprising a resonant converter circuit, a voltage conversion device comprising an interleaving of converters according to the invention, and a voltage conversion method implemented with the converter according to the invention. .
  • Resonant type DC / DC voltage converters are known (for direct current / direct current).
  • a resonant converter includes inductances and / or variable number capacitors for using a resonance phenomenon between these inductances and these capacitors to convert a first voltage to a second voltage.
  • a "LLC series" type resonant DC / DC converter architecture that is to say comprising two inductors and a capacitance in series, is known from document EP2299580A2.
  • the resonant converters may have zero voltage switching (ZVS) switches or zero current switching (ZCS) switching operations which reduce losses by switching during conversion. These converters are therefore particularly advantageous in an automotive application where the energy resource is limited.
  • a voltage converter can be used to adapt voltage levels between several electrical networks of the vehicle or to convert a voltage between a power source and an electrical consumer embedded in the vehicle.
  • a resonant converter operates by a succession of openings and closings in a circuit of switches connecting the inductances and capacitors to a chopping frequency so as to transmit energy through a transformer.
  • FIG. 4 shows a graph illustrating the gain as a function of the switching frequency for different Q charges at the output of an LLC resonant converter comprising two inductances in series with a capacitor.
  • One of the inductors may be a magnetising inductor of the transformer.
  • the switching frequency is normalized with respect to a so-called main resonance frequency; and the load is normalized to a reference load.
  • the main resonance frequency (which is equal to 1 in normalized value) is related to the resonance between a first inductor and the capacity of the converter.
  • the converter furthermore has a secondary resonant frequency
  • the characteristics of the gain-switching frequency vary with the load at the output of the converter. It is advantageous to operate the resonance converter at the main resonant frequency because its gain remains constant whatever the load Q at the output of the converter, and performance in terms of efficiency and volume of the converter are optimal. It is known to modify the switching frequency to reach an output voltage target value. By varying the switching frequency can be moved on a characteristic, for example that corresponding to a relative load of 1. Thus, it adjusts the gain of the converter to reach the output voltage target value. The converter is then designed to cover the entire operating range.
  • the input voltage is between 220 and 410V and the target output voltage is between 12 and 16V.
  • the converter is designed to deliver a voltage of 16V with an input voltage of 220V and a voltage of 12V with an input voltage of 410V.
  • the switching frequency of the switches of the resonance converter it is known to vary the switching frequency of the switches of the resonance converter to regulate its output voltage, that is to say maintain its output voltage. to a desired value.
  • the resonance converter must be powered by a little variable voltage, for example to plus or minus 20%.
  • the voltage of a power source such as a battery, can vary greatly depending on the available energy. This limits the use of the resonance converter in a vehicle.
  • the invention relates to a voltage converter comprising:
  • a resonant converter circuit configured to present at least one switching frequency
  • control circuit being configured to control the output voltage of the resonant converter circuit by changing the voltage delivered to the resonant converter circuit, the switching frequency remaining constant
  • control circuit is configured to deliver to the resonant converter circuit an input voltage value corresponding to a respective output voltage value of the resonant converter circuit.
  • a desired voltage value at the output of the resonant converter circuit is obtained by adjusting the input voltage of the resonant converter circuit.
  • Each voltage value desired at the output of the resonant converter circuit corresponds to an input voltage value of the resonant converter circuit.
  • a desired output voltage value is obtained without changing the switching frequency of the resonant converter circuit.
  • the control circuit permits operation of the resonant converter circuit with a constant frequency for any input voltage, in particular within an operating range of the resonant converter circuit.
  • the difference between the minimum value and the maximum value of the input voltage of the converter is between 150 and 500 V; for example, the minimum value of the input voltage is between 150 and 200 V; and the maximum value of the input voltage is between 400 and 500V.
  • the switching frequency therefore remains constant to an uncertainty.
  • control circuit comprises switches whose cyclic ratios are adjusted to obtain a voltage value at the output of the control circuit, that is to say at the input of the resonant converter circuit. This voltage value is adjusted to obtain a desired voltage value at the output of the resonant converter circuit.
  • the control circuit delivers its output signal to the input of the resonant converter circuit.
  • the resonant converter circuit may be in cascade of the control circuit.
  • the resonant converter circuit is in particular connected directly downstream of the control circuit, that is to say that the control circuit is placed directly upstream of the resonant converter circuit.
  • control circuit is configured to deliver a voltage to the resonant converter circuit from, directly or indirectly, an input voltage of the voltage converter.
  • the voltage converter may be a DC-DC converter configured to convert a DC input voltage to a DC output voltage.
  • the voltage converter may be an AC-DC converter configured to convert an AC voltage to a DC voltage.
  • the voltage converter then comprises an AC-DC converter circuit upstream of the control circuit or a DC-AC converter circuit downstream of the resonant converter circuit.
  • the voltage converter can be an AC-AC converter.
  • the resonant converter circuit is configured so that its switching frequency is equal to a resonance frequency of the resonant converter circuit, called the main resonant frequency, at which the gain of the resonant converter circuit does not vary. not substantially with the output load of the resonant converter circuit.
  • control circuit and the resonant converter circuit are in a single module.
  • control circuit and the resonance circuit are in the same housing of an electronic module or on the same electronic card of the module.
  • the converter comprises a circuit for implementing a first loop so as to slave a setpoint of an electrical parameter of a signal of the control circuit to a difference between the value of the output voltage of the converter circuit. resonance and an output voltage setpoint of the resonant converter circuit, the setpoint of the electrical parameter being such that the control circuit supplies the resonance converter circuit with a value an input voltage corresponding to a respective output voltage value of the resonant converter circuit.
  • the converter comprises a circuit intended to implement a second loop so as to slave the electrical parameter of the signal of the regulation circuit to a difference between the value of the electrical parameter and the reference of the electrical parameter.
  • the signal of the regulation circuit is the signal delivered by the regulation circuit, or a signal flowing in the regulation circuit.
  • the electrical parameter of the signal is its current or its voltage.
  • the circuit is intended to implement a loop so as to slave the current delivered by the regulation circuit, or a current flowing in the regulation circuit, to a difference between the value of the output voltage of the circuit. resonance converter and an output voltage setpoint of the resonant converter circuit.
  • the circuits control the electrical parameter by controlling the switches included in the control circuit, in particular by controlling cyclic opening or closing ratios of the switches.
  • the regulation circuit is of type sepic (for the English “Single Ended Primary Inductor Converter"), buck ("buck"), boost ("boost” in English) or step-up ( “Buck-boost” in English) and / or the resonant converter circuit is LLC type comprising two inductors and a capacitance, in particular in series.
  • the resonant converter circuit comprises: an isolation transformer
  • the two switches and the inductor form a half-bridge structure.
  • the resonant converter circuit comprises other switches allowing a full bridge structure or any other configuration.
  • At least one of the switches comprises a capacity in parallel.
  • the resonant converter circuit comprises for each switch, a respective capacitance between the terminal of the switch which is not common with the other switch, and the second terminal of the primary of the transformer.
  • the invention further relates to a voltage conversion device comprising at least two voltage converters according to the invention, the two converters being interlaced and wherein the control circuits are configured to operate with a phase shift of 2 ⁇ / ⁇ , and the resonant converter circuits are configured to operate with a phase shift of ⁇ / ⁇ , where n is the number of interlaced voltage converters.
  • the voltage converters share the circuit intended to implement the first loop so that the regulation circuits receive the same setpoint.
  • the invention also relates to a voltage conversion method comprising the steps of:
  • the switching frequency is equal to a resonant frequency of the resonant converter circuit at which the gain of the resonant converter circuit does not vary substantially with the output load of the resonant converter circuit.
  • control of the output voltage of the converter comprises a first loop controlling the setpoint of an electrical parameter of the signal delivered by the regulation circuit, or of a signal flowing in the regulation circuit, a difference between the value of the output voltage of the resonant converter circuit and an output voltage setpoint of the resonant converter circuit, the setpoint of the electrical parameter being such that the control circuit supplies the resonant converter circuit with a value of input voltage corresponding to a respective output voltage value of the resonant converter circuit
  • control of the output voltage of the converter comprises a second loop controlling the electrical parameter of the signal delivered by the control circuit, or of the signal flowing in the control circuit, to a difference between the value of the parameter electrical and the setpoint of the electrical parameter.
  • the electrical parameter of the signal is its voltage or its current.
  • the circuit is intended to implement a loop so as to slave the current delivered by the control circuit, or a current flowing in the control circuit, to a difference between the value of the output voltage of the resonant converter circuit and an output voltage setpoint of the resonant converter circuit.
  • the method comprises providing a plurality of interleaved voltage converters; and wherein:
  • the regulation circuits operate with a phase shift of 2 ⁇ / ⁇ , where n is the number of interleaved voltage converters;
  • the resonant converter circuits operate with a phase shift of ⁇ / ⁇ . According to one embodiment, the control of the output voltage of the resonant converter circuits is carried out with the same instruction.
  • FIG. 1 illustrates an example of a voltage converter according to the invention
  • FIG. 2 illustrates an example of a control method of the voltage converter of FIG. 1
  • FIG. 3 illustrates an exemplary method of controlling a conversion device comprising an interleaving of converters such as in FIG. 1;
  • FIG. 4 already described, illustrates characteristics of an LLC resonance converter.
  • FIG. 5 illustrates another example of a converter according to the invention.
  • the voltage converter will be better understood with reference to FIG.
  • the converter 1 comprises a resonant converter circuit 3 and a circuit 2 for regulating the input voltage of the resonant converter circuit.
  • switches M21, M22, M31, M32 include switches M21, M22, M31, M32, a succession of openings and closures to control the output signal of these circuits. These switches may be transistors, such as MOSFET, IGBT or other transistors.
  • the circuits 2, 3 may be made from a semiconductor material such as silicon (Si), gallium nitride (GaN), silicon carbide (SiC), or any other semiconductor material.
  • the regulation circuit 2 is a DC / DC buck converter, however it could be another type of DC / DC converter.
  • the regulation circuit 2 comprises two switches M21, M22 in series.
  • the switch M21 said switch high side, is connected to the upper terminal of a voltage source (not shown).
  • the switch M22 called low side switch, is connected to the lower terminal of the voltage source. This lower terminal corresponds in particular to a first ground GND1 of the converter 1.
  • Each switch M1 may comprise a transistor in parallel with a freewheel diode.
  • Each switch M21, M22 comprises a capacity C21, C22 in parallel.
  • capacitors C21, C22 are used to make a zero voltage switching or ZVS (for "Zero Voltage Switching" in English) when opening and / or closing switches.
  • ZVS Zero Voltage Switching
  • M21, M22 recovers the energy stored in an inductor to discharge and recharge the capacitor C21, C22 which is across the switch. Once the voltage is close to 0V the switch is controlled and thus a switching under zero voltage is achieved which greatly reduces the switching losses.
  • An inductor L2 has a first terminal connected to the midpoint of the two switches M21, M22, and a second terminal connected to the input of the resonant converter circuit 3.
  • a capacitor C1 is connected between the second terminal of the inductor L2 and the first ground GND1 of the converter 1, and makes it possible to interface the circuits 2, 3.
  • the resonant converter circuit 3 comprises two switches M31, M32 in series and an inductor L31 connected to the midpoint of the two switches M31, M32.
  • the switches M31, M32 and the inductor L31 are in the same configuration as that previously described for the switches M21, M22 and the inductance L2.
  • M31, M32 switches include diodes and capacitors
  • An insulation transformer T3 comprises a primary L32 and two secondary L33, L34.
  • the second terminal of the inductor L31 is connected to the primary L32 of the transformer T3.
  • the secondary L33, L34 are in series with their midpoint connected to a second ground GND2 of the voltage converter 1.
  • the transformer T3 could have another configuration in that it allows for insulation and a voltage conversion by resonance.
  • the resonant converter circuit 3 performs a voltage conversion using a resonance between inductance L31, inductance L32, and capacitance.
  • the capacity is realized by two capacities C33, C34.
  • a capacitor C33 is connected between the terminal of the high-side switch M31 which is not common with the other switch M32, and the terminal of the primary L32 which is not connected to the inductor L31. This terminal of switch M31 corresponds to the high terminal of the voltage source.
  • Another capacitor C34 is connected between the terminal of the low side switch
  • the capacity could have been achieved in another way, for example by a single capacitor in series with the inductors L31 and L32.
  • the resonance could have been obtained by using an inductance parallel to the primary L32 in place of the primary L32.
  • the resonant converter circuit 3 also comprises diodes D31, D32 for rectifying the signal from the transformer T3.
  • a diode D31 has its anode connected to a terminal of a secondary L33 and the other diode D32 has its anode connected to a terminal of the other secondary L34, these terminals being different from the middle point of the two secondary L33 , L34.
  • the diodes D31, D32 could advantageously be replaced by switches, in particular field effect switches, such as MOSFET, IGBT or other transistors, in order to obtain, for example, a synchronous rectification at the output of the transformer T3. For applications with high currents in secondary use of MOSFET instead of diodes improves the overall efficiency of the converter 1.
  • the voltage converter 1 comprises a capacitor CF for filtering the signal delivered by the resonant converter circuit 3.
  • the switches M31, M32 operate with a switching frequency that does not vary, that is to say that remains constant over time.
  • the switching frequency is controlled by the signal S3 delivered by a control unit 4 of the resonant circuit 3.
  • the switching frequency is preferably equal to the main resonant frequency of the converter circuit. resonance 3.
  • the resonant converter circuit 3 has a gain that remains constant regardless of the load Q at the output of the resonant converter circuit, and the performances in terms of efficiency and volume of the converter are optimal.
  • the converter 1 comprises a control unit 5 of the regulation circuit 2.
  • the control unit 5 delivers a signal S2 which controls the opening and closing of the switches M21, M22 to control the electrical signal delivered by the regulation circuit 2.
  • the Switches M21, M22 are controlled so that the voltage delivered at the input of the resonant converter circuit 3, that is to say at the output of the regulator 2, makes it possible to obtain a desired voltage value at the output of the converter circuit. 3.
  • the resonant converter circuit 3 can therefore operate at its most advantageous frequency, especially at its main resonant frequency.
  • the regulation circuit 2 makes it possible to ensure that the input voltage U of the resonant converter circuit 3 retains a value which makes it possible to obtain the voltage of exit
  • the control unit 5 correspondingly modifies the control of the duty cycles of the switches M21, M22 to maintain the voltage U at the output of the regulation circuit 2, c i.e. at the input of the resonant converter 3.
  • the control unit 5 performs a first current control loop delivered by the regulation circuit 2 at a difference between the value Vout mes of the output voltage of the resonant converter circuit 2 and a desired voltage Vout at the output of the circuit. 3.
  • the control unit 5 receives the voltage Vout mes measured at the output of the resonant converter circuit 3 and compares a voltage setpoint V * with the voltage Vout mes measured.
  • the voltage setpoint V * corresponds to the desired voltage Vout at the output of the resonant converter circuit 3.
  • a controller 51 delivers a current setpoint I2conset to the regulation circuit 2 so as to obtain a voltage U expected at the output of the regulation circuit 2, that is to say at the input of the resonant converter circuit 3.
  • the current setpoint I2cons is such that the regulation circuit 2 delivers to the resonant converter circuit 3 the voltage value d input U corresponding to the respective expected value Vout of the output voltage of the resonant converter circuit.
  • the first servo loop could be achieved by any other means.
  • the first loop could directly slave the voltage delivered by the regulation circuit 2.
  • the control unit 5 can furthermore provide protection for the control circuit 3.
  • the control unit 5 can protect the resonant converter circuit 3 by acting on the controls S2 of the regulation circuit 2 so as to cancel the input voltage of the resonant converter circuit 3 in order to protect it.
  • the control unit 5 can realize a second loop which slaves the current delivered by the regulation circuit 2 to a difference between the value I2mes of the current delivered by the control circuit and the current setpoint I2cons.
  • the control unit 5 compares the current setpoint I2cons from the first loop with the current I2mes measured at the output of the control circuit 2.
  • a controller 52 determines a control signal PWM the duty cycle of the switches M31, M32 of the control circuit 2, so as to adjust the current delivered by the control circuit 2 to obtain the expected current I2; and thus obtain a signal having the expected voltage U at the output of the regulation circuit 2, that is to say at the input of the resonant converter circuit 3.
  • the second control loop could be implemented by any other means making it possible to obtain, at the output of the regulation circuit 2, the voltage U in order to reach the voltage Vout at the output of the resonant converter circuit 3.
  • a loop voltage could be used.
  • the current loop is easier to implement because, in small signal, the current loop makes it possible to have a first order transfer function while the voltage loop is of the second order.
  • the voltage converter 1 could implement the first loop without using the second loop.
  • Converters 1 can be connected in parallel and interleaved in order to limit the output AC current and reduce the value of the filtering capacitor CF at the output of the converter circuit.
  • the switching frequency of the resonant converter circuit 3 is constant.
  • FIG. 3 illustrates an operation of a conversion device 10 which comprises an interleaving of converters 1 as represented in FIG. 1.
  • the first servocontrol loop is common to all the converters 1.
  • the control circuits 2 receive the same current set I2cons.
  • the device 10 may comprise a single controller 51 delivering a single current setpoint I2consc to all the regulation circuits 2. Thus, a current balancing between the voltage converters 1 is ensured.
  • the converters 1 operate with a phase shift.
  • the regulation circuits 2 operate with a phase shift of 2 ⁇ / ⁇ , where n is the number of interleaved converters 1, which makes it possible to limit the fluctuations at the output of the device 10 and the problems of electromagnetic compatibility.
  • the resonant converter circuits 3 operate with a phase shift of ⁇ / ⁇ which makes it possible to limit the ripples at the output of the device 10.
  • FIG. 5 illustrates an example of a converter according to the invention. Only the differences with the converter 1 illustrated in Figure 1 will be explained below.
  • the secondary circuit L33, L34 is not shown.
  • the regulation circuit 2 comprises a resistor R21 at the foot of the bridge.
  • the low-side switch M22 of the regulation circuit 2 the capacitor C1 between the regulation circuit 2 and the resonant converter circuit 3, the low-side switch M32 of the resonant converter circuit 3 have a terminal connected to the first ground GND1. While in the example illustrated in Figure 5, the terminal of these components is common with a terminal of the resistor R21 at the foot of the bridge. This resistor R21 has its other terminal connected to the first ground GND1.
  • the first control loop is performed with a current flowing in the regulation circuit 2.
  • the first loop is made with the current flowing in the resistor R21 at the foot of the bridge.
  • the current flowing in the resistor R21 at the bottom of the bridge is the image of the current entering the regulation circuit 2.
  • the converter may comprise a filter 53 for filtering the measurement across the resistor R21 at the foot of the bridge. This converter example makes it possible to reduce the noise in the control of the regulation circuit 2.
  • the second loop can also be made using the current flowing in the resistor R21 at the foot of the bridge.
  • the invention is not limited to the examples described.
  • the voltage loops can be replaced by current loops, conversely the current loops can be replaced by voltage loops.
  • the circuits 2, 3 have been described with half-bridge structures.
  • the circuits 2, 3 could have a complete bridge structure, or any other structure allowing the realization of their respective functions of resonance converter and regulating the input voltage of the resonant conversion.
  • the device 10 shown in FIG. 3 can be obtained with converters as illustrated in FIG.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

L'invention concerne un convertisseur de tension (1) comprenant; un circuit convertisseur à résonance (3) ayant au moins une fréquence de découpage; un circuit de régulation (2) de la tension d'entrée du circuit convertisseur à résonance (3), placé en amont du circuit convertisseur à résonance (3); le circuit de régulation (2) étant configuré pour contrôler la tension de sortie du circuit convertisseur à résonance (3) en modifiant la tension délivrée au convertisseur à résonance (3), la fréquence de découpage restant constante.

Description

CONVERTISSEUR DE TENSION COMPRENANT UN CIRCUIT CONVERTISSEUR A RESONNANCE
La présente invention concerne un convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur à résonance, un dispositif de conversion de tension comprenant un entrelacement de convertisseurs selon l'invention, ainsi qu'un procédé de conversion de tension mis en œuvre avec le convertisseur selon l'invention.
On connaît les convertisseurs de tension DC/DC (pour « direct current/direct current » en anglais) de type à résonance. Typiquement, un convertisseur à résonance comprend des inductances et/ou des capacités en nombre variable pour utiliser un phénomène de résonance entre ces inductances et ces capacités afin de convertir une première tension en une seconde tension. Une architecture de convertisseur DC/DC à résonance de type "LLC série", c'est-à-dire comprenant deux inductances et une capacité en série, est connue du document EP2299580A2.
Les convertisseurs à résonance peuvent présenter des commutations à zéro de tension ou ZVS (pour « zéro voltage switching » en anglais) ou des commutations à zéro de courant ou ZCS (pour « zéro current switching » en anglais) qui permettent de réduire les pertes par commutation lors de la conversion. Ces convertisseurs sont donc particulièrement avantageux dans une application automobile où la ressource en énergie est limitée. Dans un véhicule, on peut utiliser un convertisseur de tension pour adapter des niveaux de tension entre plusieurs réseaux électriques du véhicule ou pour convertir une tension entre une source d'énergie et un consommateur électrique embarqué dans le véhicule.
Typiquement, un convertisseur à résonance fonctionne par une succession d'ouvertures et de fermetures dans un circuit d'interrupteurs reliant les inductances et les capacités à une fréquence de découpage de façon à transmettre de l'énergie à travers un transformateur. La figure 4 montre un graphe illustrant le gain en fonction de la fréquence de découpage pour des charges Q différentes en sortie d'un convertisseur à résonance LLC comprenant deux inductances en série avec un condensateur. L'une des inductances peut être une inductance magnétisante du transformateur. La fréquence de découpage est normalisée par rapport à une fréquence de résonance, dite principale ; et la charge est normalisée par rapport à une charge de référence. La fréquence de résonance principale (qui est égale à 1 en valeur normalisée) est liée à la résonance entre une première inductance et la capacité du convertisseur. Le convertisseur a en outre une fréquence de résonance secondaire
(désignée par Fr2 sur le graphe) liée à la résonance entre la première inductance, la capacité et la seconde inductance (qui est généralement l'inductance magnétisante du transformateur). On remarque que les caractéristiques gain- fréquence de découpage varient avec la charge en sortie du convertisseur. Il est avantageux de faire fonctionner le convertisseur à résonance à la fréquence de résonance principale car son gain reste constant quelque soit la charge Q en sortie du convertisseur, et les performances en termes de rendement et de volume du convertisseur sont optimales. Il est connu de modifier la fréquence de découpage pour atteindre une valeur cible de tension de sortie. En faisant varier la fréquence de découpage on peut se déplacer sur une caractéristique, par exemple celle correspondant à une charge relative de 1. Ainsi, on ajuste le gain du convertisseur pour atteindre la valeur cible de tension de sortie. Le convertisseur est alors conçu pour couvrir toute la gamme de fonctionnement. Dans l'exemple représenté, la tension d'entrée est comprise entre 220 et 410V et la tension de sortie cible est comprise entre 12 et 16V. Le convertisseur est conçu pour pouvoir délivrer une tension de 16V avec une tension d'entrée de 220V et une tension de 12V avec une tension d'entrée de 410V. En particulier, lorsque la tension d'entrée du convertisseur à résonance varie, il est connu de faire varier la fréquence de commutation des interrupteurs du convertisseur à résonance pour réguler sa tension de sortie, c'est-à-dire maintenir sa tension de sortie à une valeur souhaitée.
Cependant, en travaillant avec une fréquence de découpage variable, les avantages liés à la fréquence de résonance principale sont atténués car on s'écarte de la fréquence de résonance principale. Pour conserver un fonctionnement avec un bon rendement, le convertisseur à résonance doit être alimenté par une tension peu variable, par exemple à plus ou moins 20%. Or, dans un véhicule, la tension d'une source d'énergie, telle qu'une batterie, peut varier fortement suivant l'énergie disponible. Ce qui limite l'utilisation du convertisseur à résonance dans un véhicule.
II est donc recherché une solution pour améliorer les performances d'un convertisseur à résonance de façon à permettre son utilisation dans un véhicule automobile.
Afin de résoudre ce problème, l'invention concerne un convertisseur de tension comprenant :
- un circuit convertisseur à résonance configuré pour présenter au moins une fréquence de découpage ;
- un circuit de régulation de la tension d'entrée du circuit convertisseur à résonance;
le circuit de régulation étant configuré pour contrôler la tension de sortie du circuit convertisseur à résonance en modifiant la tension délivrée au circuit convertisseur à résonance, la fréquence de découpage restant constante
Autrement dit, le circuit de régulation est configuré pour délivrer au circuit convertisseur à résonance une valeur de tension d'entrée correspondant à une valeur respective de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance.
Grâce au circuit de régulation, une valeur souhaitée de tension en sortie du circuit convertisseur à résonance est obtenue en ajustant la tension d'entrée du circuit convertisseur à résonance. A chaque valeur de tension souhaitée en sortie du circuit convertisseur à résonance correspond une valeur de tension d'entrée du circuit convertisseur de résonance. Une valeur de tension de sortie souhaitée est obtenue sans modifier la fréquence de découpage du circuit convertisseur à résonance.
A une tension de sortie donnée du circuit convertisseur à résonance, le circuit de régulation permet un fonctionnement du circuit convertisseur à résonance avec une fréquence constante pour une tension d'entrée quelconque, en particulier comprise dans une gamme de fonctionnement du circuit convertisseur à résonance.
Par exemple, la différence entre la valeur minimale et la valeur maximale de la tension d'entrée du convertisseur est comprise entre 150 et 500 V ; par exemple, la valeur minimale de la tension d'entrée est comprise entre 150 et 200 V ; et la valeur maximale de la tension d'entrée est comprise entre 400 et 500V.
La fréquence de découpage reste donc constante à une incertitude près.
En particulier, le circuit de régulation comprend des interrupteurs dont les rapports cycliques sont ajustés pour obtenir une valeur de tension en sortie du circuit de régulation, c'est-à-dire en entrée du circuit convertisseur à résonance. Cette valeur de tension est ajustée pour obtenir une valeur de tension souhaitée en sortie du circuit convertisseur à résonance.
Le circuit de régulation délivre son signal de sortie en entrée du circuit convertisseur à résonance. A cet effet, le circuit convertisseur à résonance peut être en cascade du circuit de régulation. Le circuit convertisseur à résonance est notamment connecté directement en aval du circuit de régulation, c'est-à-dire que le circuit de régulation est placé directement en amont du circuit convertisseur à résonance.
Notamment, le circuit de régulation est configuré pour délivrer une tension au circuit convertisseur à résonance à partir, directement ou indirectement, d'une tension d'entrée du convertisseur de tension.
Le convertisseur de tension peut être un convertisseur continu-continu configuré pour convertir une tension d'entrée continue en une tension de sortie continue.
Le convertisseur de tension peut être un convertisseur alternatif- continu configuré pour convertir une tension alternative en une tension continue. Avantageusement, le convertisseur de tension comprend alors un circuit convertisseur alternatif-continu en amont du circuit de régulation ou un circuit convertisseur continu-alternatif en aval du circuit convertisseur à résonance. Par des adaptations adéquates, le convertisseur de tension peut être un convertisseur alternatif-alternatif.
Selon un mode de réalisation, le circuit convertisseur à résonance est configuré de sorte que sa fréquence de découpage est égale à une fréquence de résonance du circuit convertisseur à résonance, dite fréquence de résonance principale, à laquelle le gain du circuit convertisseur à résonnance ne varie sensiblement pas avec la charge en sortie du circuit convertisseur à résonance.
Selon un mode de réalisation, le circuit de régulation et le circuit convertisseur à résonance sont dans un seul module. En particulier, le circuit de régulation et le circuit à résonance sont dans un même boîtier d'un module électronique ou sur une même carte électronique du module.
Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un circuit destiné à implémenter une première boucle de façon à asservir une consigne d'un paramètre électrique d'un signal du circuit de régulation à une différence entre la valeur de la tension de sortie du circuit convertisseur à résonnance et une consigne de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance, la consigne du paramètre électrique étant telle que le circuit de régulation délivre au circuit convertisseur à résonance une valeur de tension d'entrée correspondant à une valeur respective de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance.
Selon une variante, le convertisseur comprend un circuit destiné à implémenter une deuxième boucle de façon à asservir le paramètre électrique du signal du circuit de régulation à une différence entre la valeur du paramètre électrique et la consigne du paramètre électrique.
Selon un mode de réalisation le signal du circuit de régulation est le signal délivré par le circuit de régulation, ou un signal circulant dans le circuit de régulation.
Selon un mode de réalisation, le paramètre électrique du signal est son courant ou sa tension.
Ainsi, dans une variante, le circuit est destiné à implémenter une boucle de façon à asservir le courant délivré par le circuit de régulation, ou un courant circulant dans le circuit de régulation, à une différence entre la valeur de la tension de sortie du circuit convertisseur à résonnance et une consigne de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance.
En particulier, les circuits asservissent le paramètre électrique en asservissant des interrupteurs compris dans le circuit de régulation, notamment en asservissant des rapports cycliques d'ouverture ou de fermeture des interrupteurs.
Selon un mode de réalisation, le circuit de régulation est de type sepic (pour l'anglais « Single Ended Primary Inductor Converter »), abaisseur (« buck » en anglais), élévateur (« boost » en anglais) ou abaisseur-élévateur (« buck-boost » en anglais) et/ou le circuit convertisseur à résonance est de type LLC comprenant deux inductances et une capacité, notamment en série.
Selon un mode de réalisation, le circuit convertisseur à résonance comprend : - un transformateur d'isolation ;
- deux interrupteurs en série ;
- une inductance entre le point milieu des interrupteurs et une première borne d'un primaire du transformateur,
- au moins pour un des deux interrupteurs, une capacité entre une deuxième borne du primaire du transformateur et la borne de l'interrupteur qui n'est pas commune avec l'autre interrupteur. Cette capacité permet une commutation douce dans le circuit convertisseur à résonance.
En particulier, les deux interrupteurs et l'inductance forment une structure en demi-pont. Alternativement, le circuit convertisseur à résonance comprend d'autres interrupteurs permettant une structure en pont complet ou toute autre configuration.
Selon une variante, au moins un des interrupteurs comprend une capacité en parallèle. En particulier, le circuit convertisseur à résonance comprend pour chaque interrupteur, une capacité respective entre la borne de l'interrupteur qui n'est pas commune avec l'autre interrupteur, et la deuxième borne du primaire du transformateur.
L'invention concerne en outre un dispositif de conversion de tension comprenant au moins deux convertisseurs de tension selon l'invention, les deux convertisseurs étant entrelacés et dans lequel les circuits de régulation sont configurés pour fonctionner avec un déphasage de 2π/η, et les circuits convertisseurs à résonnance sont configurés pour fonctionner avec un déphasage de π/η, n étant le nombre de convertisseurs de tension entrelacés.
Selon un mode de réalisation, les convertisseurs de tension partagent le circuit destiné à implémenter la première boucle de sorte que les circuits de régulation reçoivent la même consigne.
L'invention concerne également un procédé de conversion de tension comprenant les étapes consistant à :
- fournir au moins un circuit convertisseur à résonance ayant au moins une fréquence de découpage ;
- contrôler la tension de sortie du circuit convertisseur à résonance en modifiant la tension délivrée au convertisseur à résonance, la fréquence de découpage restant constante.
Selon un mode de réalisation, la fréquence de découpage est égale à une fréquence de résonance du circuit convertisseur à résonance à laquelle le gain du circuit convertisseur à résonnance ne varie sensiblement pas avec la charge en sortie du circuit convertisseur à résonance.
Selon un mode de réalisation, dans lequel le contrôle de la tension de sortie du convertisseur comprend une première boucle asservissant la consigne d'un paramètre électrique du signal délivré par le circuit de régulation, ou d'un signal circulant dans le circuit de régulation, à une différence entre la valeur de la tension de sortie du circuit convertisseur à résonnance et une consigne de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance, la consigne du paramètre électrique étant telle que le circuit de régulation délivre au circuit convertisseur à résonance une valeur de tension d'entrée correspondant à une valeur respective de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance
Selon un mode de réalisation, le contrôle de la tension de sortie du convertisseur comprend une deuxième boucle asservissant le paramètre électrique du signal délivré par le circuit de régulation, ou dudit signal circulant dans le circuit de régulation, à une différence entre la valeur du paramètre électrique et la consigne du paramètre électrique.
Selon un mode de réalisation, le paramètre électrique du signal est sa tension ou son courant. Ainsi, dans une variante de ce mode de réalisation, le circuit est destiné à implémenter une boucle de façon à asservir le courant délivré par le circuit de régulation, ou un courant circulant dans le circuit de régulation, à une différence entre la valeur de la tension de sortie du circuit convertisseur à résonnance et une consigne de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance.
Selon un mode de réalisation, le procédé comprend la fourniture d'une pluralité de convertisseurs de tension entrelacés ; et dans lequel :
- les circuits de régulation fonctionnent avec un déphasage de 2π/η, n étant le nombre de convertisseurs de tension entrelacés ; et
- les circuits convertisseurs à résonance fonctionnent avec un déphasage de π/η. Selon un mode de réalisation, le contrôle de la tension de sortie des circuits convertisseurs à résonance est réalisé avec la même consigne.
L'invention sera mieux comprise en faisant référence aux dessins, dans lesquels :
- la figure 1 illustre un exemple de convertisseur de tension selon l'invention ;
- la figure 2 illustre un exemple de procédé de commande du convertisseur de tension de la figure 1 ;
- la figure 3 illustre un exemple de procédé de commande d'un dispositif de conversion comprenant un entrelacement de convertisseurs tels qu'en figure 1 ;
-la figure 4, déjà décrite, illustre des caractéristiques d'un convertisseur à résonance LLC
-la figure 5, illustre un autre exemple de convertisseur selon l'invention.
Le convertisseur de tension sera mieux compris en faisant référence à la figure 1.
Le convertisseur 1 comprend un circuit convertisseur à résonance 3 et un circuit 2 de régulation de la tension d'entrée du circuit convertisseur à résonance. Les circuits
2, 3 comprennent des interrupteurs M21, M22, M31, M32 dont une succession d'ouvertures et de fermetures permettent de contrôler le signal de sortie de ces circuits. Ces interrupteurs peuvent être des transistors, tels que des transistors MOSFET, IGBT, ou autres. Les circuits 2, 3 peuvent être réalisés à partir d'un matériau semiconducteur tel que du silicium (Si), du nitrure de gallium (GaN), du carbure de silicium (SiC), ou tout autre matériau semiconduteur.
Dans l'exemple considéré, le circuit de régulation 2 est un convertisseur DC/DC buck, cependant il pourrait être d'un autre type de convertisseur DC/DC. Le circuit de régulation 2 comprend deux interrupteurs M21, M22 en série. L'interrupteur M21, dit interrupteur côté haut, est connecté à la borne haute d'une source de tension (non représentée). L'interrupteur M22, dit interrupteur côté bas, est connecté à la borne basse de la source de tension. Cette borne basse correspond notamment à une première masse GND1 du convertisseur 1. Chaque interrupteur Ml peut comprendre un transistor en parallèle avec une diode de roue libre.
Chaque interrupteur M21, M22 comprend une capacité C21, C22 en parallèle.
Ces capacités C21, C22 servent à faire une commutation à zéro de tension ou ZVS (pour « Zéro Voltage Switching » en anglais) lors de l'ouverture et/ou de la fermeture des interrupteurs. Pendant l'ouverture d'un interrupteur M21, M22 on récupère l'énergie stockée dans une inductance pour décharger et recharger la capacité C21, C22 qui est aux bornes de l'interrupteur. Une fois que la tension est proche de 0V on vient commander l'interrupteur et ainsi on réalise une commutation sous zéro de tension ce qui réduit fortement les pertes en commutation.
Une inductance L2 a une première borne connectée au point milieu des deux interrupteurs M21, M22, et une deuxième borne connectée à l'entrée du circuit convertisseur à résonance 3.
Une capacité Cl est connectée entre la deuxième borne de l'inductance L2 et la première masse GND1 du convertisseur 1, et permet de faire l'interface entre les circuits 2, 3. Le circuit convertisseur à résonance 3 comprend deux interrupteurs M31, M32 en série et une inductance L31 connectée au point milieu des deux interrupteurs M31 , M32. Les interrupteurs M31, M32 et l'inductance L31 sont dans une même configuration que celle décrite précédemment pour les interrupteurs M21, M22 et l'inductance L2. Les interrupteurs M31, M32 comprennent des diodes et des capacités
C31, C32 similaires aux diodes et aux capacités C21, C22 décrites précédemment pour les interrupteurs M21, M22. Un transformateur d'isolation T3 comprend un primaire L32 et deux secondaires L33, L34. La deuxième borne de l'inductance L31 est connectée au primaire L32 du transformateur T3. Les secondaires L33, L34 sont en série avec leur point milieu connecté à une seconde masse GND2 du convertisseur de tension 1. Cependant, le transformateur T3 pourrait avoir une autre configuration dans la mesure où elle permet de réaliser une isolation et une conversion de tension par résonance.
Le circuit convertisseur à résonance 3 réalise une conversion de tension en utilisant une résonance entre l'inductance L31, l'inductance L32 et une capacité. La capacité est réalisée par deux capacités C33, C34. Une capacité C33 est connectée entre la borne de l'interrupteur côté haut M31 qui n'est pas commune avec l'autre interrupteur M32, et la borne du primaire L32 qui n'est pas connectée à l'inductance L31. Cette borne de l'interrupteur M31 correspond à la borne haute de la source de tension. Une autre capacité C34 est connectée entre la borne de l'interrupteur côté bas
M32 qui n'est pas commune avec l'autre interrupteur M31, et la borne du primaire L32 qui n'est pas connectée à l'inductance L31. Cette borne de l'interrupteur M32 correspond à la borne basse de la source de tension. La capacité aurait pu être réalisée d'une autre façon, par exemple par une seule capacité en série avec les inductances L31 et L32. En outre, la résonance aurait pu être obtenue en utilisant une inductance parallèle au primaire L32 à la place du primaire L32.
Le circuit convertisseur à résonance 3 comprend également des diodes D31, D32 pour redresser le signal issu du transformateur T3. A cet effet, une diode D31 a son anode connectée à une borne d'un secondaire L33 et l'autre diode D32 a son anode connectée à une borne de l'autre secondaire L34, ces bornes étant différentes du point milieu des deux secondaires L33, L34. Les diodes D31, D32 pourraient être avantageusement remplacées par des interrupteurs, notamment des interrupteurs à effet de champ, tels que des transistors MOSFET, IGBT ou autres, afin d'obtenir par exemple un redressement synchrone en sortie du transformateur T3. Pour des applications à fort courant au secondaire l'usage de MOSFET à la place des diodes permet d'améliorer le rendement global du convertisseur 1.
Le convertisseur de tension 1 comprend une capacité CF pour filtrer le signal délivré par le circuit convertisseur à résonance 3.
Dans l'exemple de la figure 1, les interrupteurs M31, M32 fonctionnent avec une fréquence de découpage qui ne varie pas, c'est-à-dire qui reste constante au cours du temps. La fréquence de découpage est commandée par le signal S3 délivré par une unité de commande 4 du circuit à résonance 3. La fréquence de découpage est de préférence égale à la fréquence de résonance principale du circuit convertisseur à résonance 3. A la fréquence de résonance principale, le circuit convertisseur à résonance 3 présente un gain qui reste constant quelque soit la charge Q en sortie du circuit convertisseur à résonance, et les performances en termes de rendement et de volume du convertisseur sont optimales.
Lors du fonctionnement du convertisseur 1 , la tension de sortie Vout du circuit de régulation 3 est contrôlée par la tension délivrée par le circuit de régulation 2, c'est- à-dire en entrée du circuit convertisseur 3. A cet effet, le convertisseur 1 comprend une unité de commande 5 du circuit de régulation 2. L'unité de commande 5 délivre un signal S2 qui commande l'ouverture et la fermeture des interrupteurs M21, M22 pour contrôler le signal électrique délivré par le circuit de régulation 2. Les interrupteurs M21, M22 sont commandés de sorte que la tension délivrée en entrée du circuit convertisseur à résonance 3, c'est-à-dire en sortie du de régulation 2, permette d'obtenir une valeur de tension souhaitée en sortie du circuit convertisseur à résonance 3. Ainsi, contrairement à l'art antérieur, il n'est pas nécessaire de faire varier la fréquence de découpage du circuit convertisseur à résonance 3. Le circuit convertisseur à résonance 3 peut donc fonctionner à sa fréquence la plus avantageuse, notamment à sa fréquence de résonance principale.
En particulier, lorsque la tension d'entrée Ue du convertisseur de tension 1 varie, le circuit de régulation 2 permet de s'assurer que la tension U en entrée du circuit convertisseur à résonance 3 garde une valeur qui permet d'obtenir la tension de sortie
Vout désirée. Ainsi, si la tension d'entrée Ue du convertisseur 1 change de valeur, l'unité de commande 5 modifie de façon correspondante la commande des rapports cycliques des interrupteurs M21, M22 pour maintenir la tension U en sortie du circuit de régulation 2, c'est-à-dire en entrée du convertisseur à résonance 3.
Le fonctionnement du convertisseur de la figure 1 sera mieux compris en faisant référence à la figure 2.
L'unité de commande 5 réalise une première boucle d'asservissement du courant délivré par le circuit de régulation 2 à une différence entre la valeur Vout mes de la tension de sortie du circuit convertisseur à résonnance 2 et une tension Vout souhaitée en sortie du circuit convertisseur à résonance 3. A cet effet, l'unité de commande 5 reçoit la tension Vout mes mesurée en sortie du circuit convertisseur à résonance 3 et compare une consigne de tension V* avec la tension Vout mes mesurée. La consigne de tension V* correspond à la tension Vout souhaitée en sortie du circuit convertisseur à résonance 3. En fonction du résultat de la comparaison, un contrôleur 51 délivre une consigne de courant I2cons au circuit de régulation 2 de façon à obtenir une tension U attendue en sortie du circuit de régulation 2, c'est-à-dire en entrée du circuit convertisseur à résonance 3. La consigne de courant I2cons est telle que le circuit de régulation 2 délivre au circuit convertisseur à résonance 3 la valeur de tension d'entrée U correspondant à la valeur respective attendue Vout de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance.
La première boucle d'asservissement pourrait être réalisée par tout autre moyen. Par exemple, la première boucle pourrait asservir directement la tension délivrée par le circuit de régulation 2. L'unité de commande 5 peut assurer en outre une protection du circuit de régulation 3. Par exemple, en cas de court-circuit au niveau de la charge de sortie Rout, l'unité de commande 5 peut protéger le circuit convertisseur à résonance 3 en agissant sur les commandes S2 du circuit de régulation 2 de manière à annuler la tension en entrée du circuit convertisseur à résonance 3 afin de le protéger.
L'unité de commande 5 peut réaliser une deuxième boucle qui asservit le courant délivré par le circuit de régulation 2 à une différence entre la valeur I2mes du courant délivré par le circuit de régulation et la consigne de courant I2cons. En particulier, l'unité de commande 5 compare la consigne de courant I2cons issue de la première boucle avec le courant I2mes mesuré en sortie du circuit de régulation 2. En fonction du résultat de cette comparaison, un contrôleur 52 détermine un signal PWM de commande du rapport cyclique des interrupteurs M31, M32 du circuit de régulation 2, de façon à ajuster le courant délivré par le circuit de régulation 2 pour obtenir le courant I2cons attendu ; et ainsi obtenir un signal ayant la tension U attendue en sortie du circuit de régulation 2, c'est-à-dire en entrée du circuit convertisseur à résonance 3.
La deuxième boucle d'asservissement pourrait être réalisée par tout autre moyen permettant d'obtenir, en sortie du circuit de régulation 2, la tension U afin d'atteindre la tension Vout en sortie du circuit convertisseur à résonance 3. En particulier, une boucle de tension pourrait être utilisée. Cependant, la boucle de courant est plus facile à mettre en œuvre car, en petit signal, la boucle de courant permet d'avoir une fonction de transfert du premier ordre alors que la boucle de tension est du deuxième ordre. En outre, le convertisseur de tension 1 pourrait mettre en œuvre la première boucle sans utiliser la deuxième boucle.
Pour des applications de puissance, il est avantageux d'entrelacer plusieurs convertisseurs 1. On peut mettre des convertisseurs 1 en parallèle et les entrelacer afin de limiter le courant alternatif de sortie et réduire la valeur de la capacité de filtrage CF en sortie du circuit convertisseur à résonance 3. Dans chaque convertisseur 1, grâce au circuit de régulation 2, la fréquence de découpage du circuit convertisseur à résonance 3 est constante.
La figure 3 illustre un fonctionnement d'un dispositif de conversion 10 qui comprend un entrelacement de convertisseurs 1 tels que représentés en figure 1. De préférence, la première boucle d'asservissement est commune à tous les convertisseurs 1. Ainsi, les circuits de régulation 2 reçoivent la même consigne de courant I2cons. A cet effet, le dispositif 10 peut comprendre un seul contrôleur 51 délivrant une seule consigne de courant I2cons à tous les circuits de régulation 2. Ainsi, un équilibrage en courant entre les convertisseurs de tension 1 est assuré.
De préférence, les convertisseurs 1 fonctionnent avec un déphasage. En particulier, les circuits de régulation 2 fonctionnent avec un déphasage de 2π/η, où n est le nombre de convertisseurs 1 entrelacés, qui permet de limiter les fluctuations en sortie du dispositif lOet les problèmes de compatibilité électromagnétique. Les circuits convertisseurs à résonance 3 fonctionnent avec un déphasage de π/η qui permet de limiter les ondulations en sortie du dispositif 10. La figure 5 illustre un exemple de convertisseur selon l'invention. Seules les différences avec le convertisseur 1 illustré en figure 1 seront expliquées ci-après. Le circuit lié au secondaire L33, L34 n'est pas représenté.
Dans cet exemple de convertisseur , le circuit de régulation 2 comprend une résistance R21 en pied de pont. Dans l'exemple illustré en figure 1, l'interrupteur côté bas M22 du circuit de régulation 2, la capacité Cl entre le circuit de régulation 2 et le circuit convertisseur à résonance 3, l'interrupteur côté bas M32 du circuit convertisseur à résonance 3 ont une borne connectée à la première masse GND1. Tandis que dans l'exemple illustré en figure 5, la borne de ces composants est commune avec une borne de la résistance R21 en pied de pont. Cette résistance R21 a son autre borne connectée à la première masse GND1.
Dans cet exemple, la première boucle d'asservissement est réalisée avec un courant circulant dans le circuit de régulation 2. En particulier, la première boucle est réalisée avec le courant circulant dans la résistance R21 en pied de pont. Le courant circulant dans la résistance R21 en pied de pont est l'image du courant entrant dans le circuit de régulation 2. En asservissant le courant circulant dans la résistance R21 en pied de pont, on détermine le courant entrant dans le circuit de régulation 2 et ainsi la tension du signal délivré au circuit convertisseur à résonance 3. Le convertisseur peut comprendre un filtre 53 pour filtrer la mesure aux bornes de la résistance R21 en pied de pont. Cet exemple de convertisseur permet de diminuer le bruit dans le contrôle du circuit de régulation 2.
Comme dans l'exemple illustré en figure 1, la deuxième boucle peut aussi être réalisée en utilisant le courant circulant dans la résistance R21 en pied de pont.
L'invention n'est pas limitée aux exemples décrits. En particulier, les boucles de tension peuvent être remplacées par des boucles de courant, inversement les boucles de courant peuvent être remplacées par des boucles de tension. En outre, les circuits 2, 3 ont été décrits avec des structures en demi-pont. Cependant, les circuits 2, 3 pourraient avoir une structure en pont complet, ou toute autre structure permettant la réalisation de leurs fonctions respectives de convertisseur à résonnance et de régulation de la tension d'entrée de la conversion à résonance. Le dispositif 10 représenté en figure 3 peut être obtenu avec des convertisseurs tels qu'illustrés en figure 5.

Claims

REVENDICATIONS
1. Convertisseur de tension (1) comprenant :
- un circuit convertisseur à résonance (3) configuré pour présenter au moins une fréquence de découpage ;
- un circuit de régulation (2) de la tension d'entrée du circuit convertisseur à résonance (3) ;
le circuit de régulation (2) étant configuré pour contrôler la tension de sortie du circuit convertisseur à résonance (3) en modifiant la tension délivrée au circuit convertisseur à résonance (3), la fréquence de découpage restant constante.
2. Convertisseur de tension (1) selon la revendication 1, dans lequel le circuit convertisseur à résonance (3) est configuré de sorte que sa fréquence de découpage est égale à une fréquence de résonance du circuit convertisseur à résonance, dite fréquence de résonance principale, à laquelle le gain du circuit convertisseur à résonnance (3) ne varie sensiblement pas avec la charge (Rout) en sortie du circuit convertisseur à résonance (3).
3. Convertisseur (1) selon les revendications 1 ou 2, dans lequel le circuit de régulation (2) et le circuit convertisseur à résonance (3) sont dans un seul module.
4. Convertisseur (1) selon l'une des revendications précédentes, comprenant un circuit (5) destiné à implémenter une première boucle de façon à asservir une consigne (I2cons) d'un paramètre électrique d'un signal du circuit de régulation (2) à une différence entre la valeur (Vout mes) de la tension de sortie du circuit convertisseur à résonnance (3) et une consigne (V*) de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance (3), la consigne (I2cons) du paramètre électrique étant telle que le circuit de régulation (2) délivre au circuit convertisseur à résonance (3) une valeur de tension d'entrée correspondant à une valeur respective de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance.
5. Convertisseur (1) selon la revendication 4, comprenant un circuit (5) destiné à implémenter une deuxième boucle de façon à asservir le paramètre électrique du signal du circuit de régulation (2) à une différence entre la valeur (I2mes) du paramètre électrique et la consigne (I2cons) du paramètre électrique.
6. Convertisseur (1) selon les revendications 4 ou 5, dans lequel, le paramètre électrique du signal est son courant.
7. Convertisseur (1) selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le circuit de régulation (2) est de type sepic, abaisseur, élévateur ou élévateur- abaisseur et/ou le circuit convertisseur à résonance est de type LLC comprenant deux inductances et une capacité.
8. Convertisseur (1) selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le circuit convertisseur à résonance (3) comprend :
- un transformateur d'isolation (T3) ;
- deux interrupteurs (M31, M32) en série ;
- une inductance (L31) entre le point milieu des interrupteurs (M31, M32) et une première borne d'un primaire (L32) du transformateur (T3) ;
- au moins pour un des deux interrupteurs (M31, M32), une capacité (C33,
C34) entre une deuxième borne du primaire (L31) du transformateur (T3) et la borne de l'interrupteur (M31, M32) qui n'est pas commune avec l'autre interrupteur.
9. Convertisseur (1) selon la revendication précédente, dans lequel au moins un des interrupteurs (M31, M32) comprend une capacité (C31, C32) en parallèle.
10. Dispositif (10) de conversion de tension comprenant au moins deux convertisseurs de tension (1) selon l'une des revendications précédentes, les deux convertisseurs (1) étant entrelacés ; et dans lequel les circuits de régulation (2) sont configurés pour fonctionner avec un déphasage de 2π/η, et les circuits convertisseurs à résonnance (3) sont configurés pour fonctionner avec un déphasage de π/η, n étant le nombre de convertisseurs de tension entrelacés.
11. Dispositif (10) selon la revendication 10, dans lequel les convertisseurs de tension (1) selon la revendication 4 partagent le circuit (5) destiné à implémenter la première boucle de sorte que les circuits de régulation (2) reçoivent la même consigne (I2cons).
12. Procédé de conversion de tension comprenant les étapes consistant à :
- fournir au moins un convertisseur de tension selon l'une des revendications 1 à 9 ;
- contrôler la tension de sortie du circuit convertisseur à résonance (3) en modifiant la tension délivrée au convertisseur à résonance (3), la fréquence de découpage restant constante.
13. Procédé selon la revendication 12, dans lequel la fréquence de découpage est égale à une fréquence de résonance du circuit convertisseur à résonance (3) à laquelle le gain du circuit convertisseur à résonnance (3) ne varie sensiblement pas avec la charge (Rout) en sortie du circuit convertisseur à résonance (3).
14. Procédé selon les revendications 12 ou 13, dans lequel le contrôle de la tension de sortie du circuit convertisseur à résonance (3) comprend une première boucle asservissant la consigne (I2cons) d'un paramètre électrique d'un signal du circuit de régulation (2) à une différence entre la valeur (Vout mes) de la tension de sortie du circuit convertisseur à résonnance (3) et une consigne (V*) de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance (3), la consigne (I2cons) du paramètre électrique étant telle que le circuit convertisseur à résonance (3) reçoit une tension d'entrée ayant une valeur correspondant à une valeur respective de tension de sortie du circuit convertisseur à résonance.
15. Procédé selon la revendication 14, dans lequel le contrôle de la tension de sortie du convertisseur à résonance (3) comprend une deuxième boucle asservissant le paramètre électrique du signal du circuit de régulation (2) à une différence entre la valeur (I2mes) du paramètre électrique et la consigne (I2cons) du paramètre électrique.
16. Procédé selon les revendications 14 ou 15, dans lequel, le paramètre électrique du signal (3) est son courant.
17. Procédé selon l'une des revendications 12 à 16, comprenant la fourniture d'une pluralité de convertisseurs de tension (1) entrelacés ; et dans lequel :
- les circuits de régulation (2) fonctionnent avec un déphasage de 2π/η, n étant le nombre de convertisseurs de tension (1) entrelacés ; et
- les circuits convertisseurs à résonance (3) fonctionnent avec un déphasage de
18. Procédé selon les revendications 14 et 17, dans lequel le contrôle de la tension de sortie des circuits convertisseurs à résonance (3) est réalisé avec la même consigne (I2cons).
EP15735996.9A 2014-06-30 2015-06-29 Convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur a résonnance Active EP3161949B1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1456215A FR3023085B1 (fr) 2014-06-30 2014-06-30 Convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur a resonnance
PCT/FR2015/051749 WO2016001545A1 (fr) 2014-06-30 2015-06-29 Convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur a résonnance

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP3161949A1 true EP3161949A1 (fr) 2017-05-03
EP3161949B1 EP3161949B1 (fr) 2022-04-27

Family

ID=51688217

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP15735996.9A Active EP3161949B1 (fr) 2014-06-30 2015-06-29 Convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur a résonnance

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP3161949B1 (fr)
FR (1) FR3023085B1 (fr)
WO (1) WO2016001545A1 (fr)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3064829B1 (fr) * 2017-04-03 2019-04-05 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Procede de protection contre un courant de surpuissance dans un circuit resonnant
WO2018220284A1 (fr) * 2017-05-30 2018-12-06 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Procédé d'optimisation de la durée d'un temps mort lors des commutations d'un bras d'interrupteur commande en fréquence

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4860184A (en) * 1987-09-23 1989-08-22 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Half-bridge zero-voltage switched multi-resonant converters
EP2299580A3 (fr) 2009-06-24 2011-07-27 STMicroelectronics S.r.l. Convertisseur résonant multiphases et son procédé de contrôle
KR101031217B1 (ko) * 2009-10-21 2011-04-27 주식회사 오리엔트전자 고정 시비율로 동작하는 ｌｌｃ 공진 컨버터를 사용한 2단 방식 절연형 양방향 ｄｃ／ｄｃ 전력변환기
TW201246774A (en) * 2011-05-02 2012-11-16 Motech Ind Inc Circuit for converting a direct current voltage to an alternating current voltage
JP5704124B2 (ja) * 2012-06-14 2015-04-22 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
None *
See also references of WO2016001545A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
FR3023085B1 (fr) 2018-01-05
FR3023085A1 (fr) 2016-01-01
EP3161949B1 (fr) 2022-04-27
WO2016001545A1 (fr) 2016-01-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3161951B1 (fr) Convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur dc/dc isole
EP3554887B1 (fr) Procédé de commande d'un dispositif de charge embarqué sur un véhicule électrique ou hybride
FR3004870A1 (fr) Procede et dispositif de commande d'un convertisseur multiphase courant continu-courant continu a resonance, et convertisseur multiphase correspondant
WO2015101594A2 (fr) Convertisseur d'energie multi-sorties a commande par dephasage
EP2258036B1 (fr) Dispositif de commande d'une alimentation a decoupage dc dc, du type a n voies entrelacees
EP3363111A1 (fr) Convertisseur dc/dc isole
FR3014260A1 (fr) Procede et systeme de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie de vehicule automobile.
EP3939152A1 (fr) Convertisseur de puissance isole et reconfigurable
EP3207629B1 (fr) Convertisseur dc/dc isole
EP3161950B1 (fr) Convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur dc/dc isolé
EP3161949B1 (fr) Convertisseur de tension comprenant un circuit convertisseur a résonnance
WO2016059354A1 (fr) Convertisseur dc/dc isole et procede de conversion de tension
EP3685485B1 (fr) Procédé de commande d'un système de charge d'une batterie de traction
FR3001843A1 (fr) Dispositif et procede correspondant de gestion de batteries de vehicule automobile, en particulier une batterie basse tension et une batterie haute tension
FR3001091A1 (fr) Systeme de charge d'une batterie de vehicule automobile a tres faibles pertes et procede de commande associe
WO2016059352A1 (fr) Procede de conversion de tension avec un convertisseur dc/dc isole
EP3966922B1 (fr) Convertisseur de tension multi niveaux à stockage d'énergie additionnel optimisé
WO2023275202A1 (fr) Système de conversion de tension et véhicule automobile comportant un tel système
WO2017081386A1 (fr) Dispositif de conversion d'energie a tension continue reversible
FR3015806A1 (fr) Convertisseur de tension continue
FR2991835A1 (fr) Circuit de commande d'un moteur piezoelectrique alimente par la batterie d'un vehicule automobile

Legal Events

Date Code Title Description
STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE INTERNATIONAL PUBLICATION HAS BEEN MADE

PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: REQUEST FOR EXAMINATION WAS MADE

17P Request for examination filed

Effective date: 20170119

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: BA ME

DAV Request for validation of the european patent (deleted)
DAX Request for extension of the european patent (deleted)
RIN1 Information on inventor provided before grant (corrected)

Inventor name: SADKI, HICHAM

Inventor name: YANG, GANG

Inventor name: DUBUS, PATRICK

Inventor name: BENDANI, LARBI

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: EXAMINATION IS IN PROGRESS

17Q First examination report despatched

Effective date: 20180927

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: VALEO SIEMENS EAUTOMOTIVE FRANCE SAS

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: GRANT OF PATENT IS INTENDED

INTG Intention to grant announced

Effective date: 20211116

GRAS Grant fee paid

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE PATENT HAS BEEN GRANTED

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: FG4D

Free format text: NOT ENGLISH

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: EP

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R096

Ref document number: 602015078504

Country of ref document: DE

REG Reference to a national code

Ref country code: AT

Ref legal event code: REF

Ref document number: 1487746

Country of ref document: AT

Kind code of ref document: T

Effective date: 20220515

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: FG4D

Free format text: LANGUAGE OF EP DOCUMENT: FRENCH

REG Reference to a national code

Ref country code: LT

Ref legal event code: MG9D

REG Reference to a national code

Ref country code: NL

Ref legal event code: MP

Effective date: 20220427

REG Reference to a national code

Ref country code: AT

Ref legal event code: MK05

Ref document number: 1487746

Country of ref document: AT

Kind code of ref document: T

Effective date: 20220427

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

RAP4 Party data changed (patent owner data changed or rights of a patent transferred)

Owner name: VALEO EAUTOMOTIVE FRANCE SAS

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: PT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220829

Ref country code: NO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220727

Ref country code: LT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: HR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: GR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220728

Ref country code: FI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: ES

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: BG

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220727

Ref country code: AT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: RS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: PL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: LV

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: IS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220827

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R097

Ref document number: 602015078504

Country of ref document: DE

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SM

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: SK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: RO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: MC

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: EE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: DK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: CZ

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: PL

REG Reference to a national code

Ref country code: BE

Ref legal event code: MM

Effective date: 20220630

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: AL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

26N No opposition filed

Effective date: 20230130

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20220629

Ref country code: LI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20220630

Ref country code: IE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20220629

Ref country code: CH

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20220630

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: BE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20220630

P01 Opt-out of the competence of the unified patent court (upc) registered

Effective date: 20230629

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: HU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT; INVALID AB INITIO

Effective date: 20150629

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

Ref country code: CY

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: TR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: BG

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: BG

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20220427

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20250617

Year of fee payment: 11

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20250625

Year of fee payment: 11

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20250630

Year of fee payment: 11