WO2016059352A1 - Procede de conversion de tension avec un convertisseur dc/dc isole - Google Patents

Procede de conversion de tension avec un convertisseur dc/dc isole Download PDF

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WO2016059352A1
WO2016059352A1 PCT/FR2015/052780 FR2015052780W WO2016059352A1 WO 2016059352 A1 WO2016059352 A1 WO 2016059352A1 FR 2015052780 W FR2015052780 W FR 2015052780W WO 2016059352 A1 WO2016059352 A1 WO 2016059352A1
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switches
primary
circuit
converter
side switch
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PCT/FR2015/052780
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English (en)
Inventor
Luis De Sousa
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Valeo Systemes De Controle Moteur
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a voltage conversion method implemented with an isolated DC / DC converter, and an isolated DC / DC converter configured to implement the steps of the method according to the invention.
  • Isolated direct current / direct current (DC / DC) converters may have zero-voltage switching or ZVS (zero-voltage switching) or zero-current or ZCS switching (for zero current switching ") that reduce switching losses during voltage conversion. These converters are therefore particularly advantageous in an automotive application where the energy resource is limited.
  • a voltage converter can be used to adapt voltage levels between several electrical networks of the vehicle or to convert a voltage between a power source and an electrical consumer embedded in the vehicle.
  • the converter comprises two switches Q1, Q2 which are connected at their midpoint to a branch which comprises two transformers T, T 'in series.
  • the converter is arranged in a half-bridge.
  • the switches Q1, Q2 control the transmission of energy through the transformers T, T 'to obtain a conversion of an input voltage of the converter into an output voltage.
  • Diodes D1, D2 connected to the secondary of the transformers make it possible to straighten the output signal.
  • the output voltage is obtained by controlling the duty cycle of the switches. On a first part of a period the first switch Ql is closed and the second switch Q2 is open. On a second part of the period the first switch Ql is open and the second switch Q2 is closed.
  • the gain is the ratio of the output voltage of the isolated DC / DC converter to the input voltage of the isolated DC / DC converter.
  • the invention relates to a voltage conversion method with an isolated DC / DC converter, said converter comprising:
  • a magnetic component having a primary circuit and a secondary circuit separated by an electrical insulation barrier
  • a rectification circuit comprising switches, called secondary-side switches, in which a first secondary-side switch is connected to a first terminal of the secondary circuit and a second secondary-side switch is connected to a second terminal of the secondary circuit, the two switches having a common terminal;
  • said method comprising the steps of:
  • each of said secondary side switches being switched in correspondence with a respective switch on the primary side, and one of said secondary side switches being closed in advance of phase with respect to its side switch corresponding primary so that said secondary side switches are closed at the same time for a duration.
  • the diodes connected to the secondary are replaced by switches, such as MOSFET switches for example.
  • switches such as MOSFET switches for example.
  • the secondary circuit is short-circuited.
  • the voltage across the magnetic component is zero.
  • Only the leakage inductance of the magnetic component is biased by the voltage received from the rest of the primary circuit.
  • This leakage inductance has a low value and makes it possible to obtain a variation of the current in the larger primary circuit.
  • the current can reach a higher absolute value which allows to store enough energy to perform a soft switching of the switches during the next switching.
  • the secondary side switch closed in phase advance is one for which a closing time of the primary side switch is less than half the time period.
  • the switch which corresponds to a part on which the stored energy is most likely to be insufficient to achieve a smooth switching.
  • the phase advance is performed on the first secondary side switch when the duty cycle is less than 50% and the advance phase is performed on the second secondary side switch when the duty cycle is greater than 50%.
  • the method comprises providing the isolated DC / DC converter in which the first primary side switch is connected to a high potential of the input voltage and the second primary side switch is connected to a low potential of the input voltage.
  • the phase advance increases with the deviation of the duty cycle from 50%.
  • the greater the difference in time between the parts of the period of time the greater the phase advance is important to allow more energy to be stored in the leakage inductance and thus obtain a smooth switching.
  • the phase advance is implemented when the duty cycle is different from 50%>.
  • the energies stored on the parts of the period of time can be equal, the risk of an imbalance causing a degradation of the soft switching on a part is reduced.
  • the phase advance can be canceled.
  • the method comprises operating the magnetic component as a transformer from the primary circuit to the secondary circuit and as an impedance that stores energy at the primary circuit to convert the input voltage of the DC converter / DC isolated in the output voltage.
  • the method is such that:
  • a first portion of the primary circuit transfers energy to a first portion of the secondary circuit and a second portion of the primary circuit provides an inductance storing energy;
  • the second part of the primary circuit transfers energy to a second part of the secondary circuit, and the first part of the primary circuit produces an inductance storing energy.
  • the primary side switches are controlled by pulse width modulation; the first part of the operating period corresponds to a first part of the modulation period; and the second part of the operating period corresponds to a second part of the modulation period.
  • These first and second parts are determined in particular by the duty cycle of the switches on the primary side.
  • the voltage conversion method is implemented for a range of operation of the isolated DC / DC converter.
  • the difference between the minimum value and the maximum value of the input voltage of the isolated DC / DC converter is between 150 and 500V; for example, the minimum value of the input voltage is between 150 and 200 V; and the maximum value of the input voltage is between 400 and 500V, or even between 400 and 650V.
  • the invention furthermore relates to an isolated DC / DC converter comprising:
  • a magnetic component having a primary circuit and a secondary circuit separated by an electrical insulation barrier
  • switches called primary-side switches, connected to the primary circuit of the magnetic component so that switching of the primary-side switches with a duty cycle makes it possible to convert an input voltage into an output voltage via the magnetic component;
  • a rectification circuit comprising switches, called secondary-side switches, in which a first secondary-side switch is connected to a first terminal of the secondary circuit and a second secondary-side switch is connected to a second terminal of the secondary circuit, the two switches; having a common terminal;
  • said converter being configured to implement a method according to the invention.
  • the isolated DC / DC converter according to the invention may comprise one of the characteristics described above in connection with the voltage conversion method according to the invention.
  • FIG. 1 illustrates an example of an isolated DC / DC converter according to the prior art
  • FIG. 2 illustrates an example of an isolated DC / DC converter according to the invention
  • FIG. 3 illustrates an exemplary control method of the isolated DC / DC converter illustrated in FIG. 2;
  • FIG. 4 represents a current flowing in the primary circuit of the magnetic component of the isolated DC / DC converter of FIG. 2;
  • FIG. 5 illustrates an exemplary method of controlling the converter
  • FIG. 6 represents an equivalent diagram of the isolated DC / DC converter of FIG. 2;
  • FIG. 7 represents a current flowing in the primary circuit, a voltage at the terminals of a primary-side switch and an output current of the converter.
  • FIG. 8 illustrates a variant of the magnetic component of the isolated DC / DC converter of FIG. 2;
  • FIGS. 9a to 9e illustrate exemplary embodiments of the magnetic component illustrated in FIG. 8.
  • FIG. 2 shows an example of an isolated DC / DC converter 1 according to the invention.
  • the isolated DC / DC converter 1 comprises a first arm A of switches in series.
  • the arm A comprises switches MAI, MA2, a succession of openings and closures to control the output voltage of the isolated DC / DC converter 1.
  • a first switch MAI is connected to the upper terminal of a voltage source .
  • a second switch MA2 is connected to the lower terminal of the voltage source. This lower terminal corresponds in particular to a first ground GND1 of the isolated DC / DC converter 1.
  • switches MA1, MA2 may be transistors, such as MOSFET transistors, IGBTs, or others.
  • a part, in particular the switches of the first arm A, or the whole of the isolated DC / DC converter 1 can be made from a semiconductor material such as silicon (Si), gallium nitride (GaN), carbide of silicon (SiC), or any other semiconductor material.
  • Each switch MA1, MA2 may comprise a transistor in parallel with a freewheeling diode and / or a capacitance CA1, CA2. These CA1, CA2 capabilities are used to make a zero voltage switching or ZVS (for "Zero Voltage Switching" in English) when opening switches MAI, MA2.
  • the midpoint between the two switches MA1, MA2 of the first arm A is connected to a second arm B which comprises a magnetic component comprising two isolation transformers T1, T2 in series.
  • Each transformer T1, T2 comprises a primary LU, L21 and a secondary L12, L22.
  • the primary LU, L21 and secondary L12, L22 are respectively in series.
  • the primary LU, L21 form the primary circuit of the magnetic component and the secondary L12, L22 form the secondary circuit of the magnetic component.
  • the switches MAI, MA2 are connected to the primary circuit L11, L21 of the magnetic component and are said switches on the primary side.
  • Transformers T1, T2 have the same transformation ratio. However, transformers T1, T2 could have different transformation ratios.
  • a capacitor C33 is in series with transformers T1, T2.
  • the capacitor C33 makes it possible to eliminate the DC component of the signal transmitted by the transformers T1, T2, in particular in the case of a half-bridge structure.
  • the C33 capability can be removed in a full bridge structure.
  • the secondary L12, L22 are in series, with their midpoint connected to the output Uout of the isolated DC / DC converter 1 and their other terminal connected to a second ground GND2 of the isolated DC / DC converter 1.
  • the isolated DC / DC converter comprises a rectification circuit C which includes switches SRI, SR2.
  • SRI switches, SR2 are for example transistors, such as MOSFET transistors, IGBT or others, to obtain a synchronous rectification at the output of the transformers T1, T2.
  • the switches SRI, SR2 are connected to the secondary L12, L22 to rectify the signal from the transformers T1, T2.
  • the switches MAI, MA2 are called switches on the secondary side.
  • the high output is taken at the middle point of the secondary L12, L22.
  • the midpoint of the secondary L12, L22 is not connected to the second mass GND2.
  • a common terminal to the two switches SRI, SR2 is connected to the second ground GND2.
  • the midpoint of the secondary L12, L22 is connected to the second ground GND2.
  • the output of the isolated DC / DC converter 1 is taken between the terminal of the switches SRI, SR2 which is not connected to the secondary L12, L22 and which is common to the two switches SRI, SR2 and the second ground GND2. The high output is therefore taken at the common terminal of the switches SRI, SR2.
  • the isolated DC / DC converter 1 may include a capacitance (not shown) for filtering the output signal.
  • the switches MA1, MA2 of the first arm A have a duty cycle a over a period T of way to transfer energy through transformers T1, T2.
  • the switches MA1, MA2 are controlled by pulse width modulation over the modulation period T.
  • the durations of first and second operating parts are defined by the duty cycle at switches MA1, MA2.
  • the duty cycle a is equal to 50%.
  • diodes are connected to the secondary for rectifying the signal from secondary transformers.
  • the diodes are replaced by the secondary side switches SRI, SR2 to avoid losses due to these diodes.
  • the SRI, SR2 switches maintain a similar operation to that of the diodes.
  • the secondary side switches SR1, SR2 are open, respectively closed, at times when the diodes have had an open state, respectively closed.
  • the first secondary side switch SRI takes the same state, closed or open, as the first primary side switch MAI
  • the second secondary side switch SR2 takes the same state, closed or open, than the second primary side switch MA2.
  • the first primary side switch MAI On a first operating part 110 of duration T, that is to say on a first portion 110 of the modulation period T, the first primary side switch MAI is closed and the second primary side switch MA2 is open.
  • the secondary side switch SR2 connected to the secondary L12 of the first transformer T1 On the first part 110 of the operating period, the secondary side switch SR2 connected to the secondary L12 of the first transformer T1 is open while the secondary side switch SRI connected to the secondary L22 of the second transformer T2 is closed. Only the second transformer T2 can therefore transfer energy to the secondary circuit.
  • the primary LU of the first transformer Tl realizes an inductance storing energy and the primary L21 of the second transformer T2 transfers energy to the secondary L22 of the second T2 transformer.
  • the primary LU of the first transformer T1 operates as an inductor, thanks in particular to a magnetising inductance linked to the primary LU of the first transformer T1, and controls the decrease of the output current Iout.
  • a step 110 ', 110 "during which the secondary side switch SRI takes the state of its primary side switch MAI, MA2 corresponding with a delay or a phase advance ⁇ .
  • a step 110 ' when closing the first switch on the primary side MAI, the first secondary side switch SRI is closed with a
  • the first switch MAI will be open at the end of the duration T
  • the first secondary side switch SRI is closed with a phase advance ⁇ .
  • This phase advance ⁇ can be of the order of one hundred nanoseconds.
  • the first primary side switch MAI is open and the second primary side switch MA2 is closed .
  • the secondary side switch SR2 connected to the secondary L12 of the first transformer T1 is closed while the secondary side switch SRI connected to the secondary L22 of the second transformer T2 is open. Only the first transformer T1 can therefore transfer energy to the secondary circuit.
  • the primary L21 of the second transformer T2 realizes an inductance storing energy, and the primary LU of the first transformer T1 transfers energy to the secondary L12 of the first transformer T1.
  • the primary L21 of the second transformer T2 functions as an inductor thanks in particular to a magnetising inductance linked to the primary L21 of the second transformer T2, and controls the growth of the output current Iout.
  • the secondary side switch SR2 is closed with a phase delay ⁇ .
  • the second switch MA2 will be open at the end of the duration (la) T, the secondary side switch SR2 is closed with a phase advance ⁇ .
  • the freewheeling diode of the secondary side switch SR2 is in conduction, which ensures a gradual transition from the first part 110 to the second part 112 or vice versa.
  • the first 110 and second portion 112 are separated by an intermediate step 111 of a duration DT in which the switches MA1, MA2 are open.
  • This step 111 makes a passage from the first operating portion 110 to the second operating portion 112 or vice versa.
  • the intermediate step 11 1 makes it possible to ensure that the states of the isolated DC / DC converter 1 do not overlap.
  • a state of the isolated DC / DC converter 1 corresponds to a particular open or closed configuration of the switches of the isolated DC / DC converter 1.
  • FIG. 3 illustrates an example in which the duty ratio is 50%. But the operation described above applies when the duty cycle is different from 50%> at a ready step 113 which will be described below.
  • the isolated DC / DC converter 1 between the first 110 and second 112 operating parts, there may be an imbalance in the energy available for soft switching. This is particularly the case when the duty cycle a is different from 50%.
  • the first primary side switch MAI is closed for a duration T less than half the period of time T.
  • FIG. 4 represents the shape of the current Ip flowing in the primary circuit of the magnetic component when the duty cycle a is less than 50 %.
  • the extreme value Ip + of the current on the first part 110 is larger in absolute value than the extreme value Ip- on the second part 112.
  • the energy stored by the leakage inductance of the magnetic component on the second part 112 may not be sufficient to perform smooth switching on opening the second MA2 primary side switch.
  • the absolute value of the current Ip is not large enough to discharge the capacitance CA2 parallel to the second switch on the primary side MA2.
  • the first phase-elimination step 110 'of the first operating part 110 is replaced by a step 113 in which the first secondary-side switch SRI is closed in advance of phase with respect to the first switch on the primary side MAI As illustrated in FIG. 5.
  • the other secondary side switch SR2 is switched as previously described in the phase advance step 112.
  • This phase advance ⁇ of the secondary side switch SRI allows a duration ⁇ - ⁇ during which the secondary side switches SRI, SR2 are both closed, thereby short-circuiting the secondary circuit of the magnetic component
  • Figure 6 shows an equivalent diagram of the isolated DC / DC converter 1 when it is in the step 113 of The secondary side switches SRI, SR2 are both closed, which short-circuits the secondary circuit of the magnetic component.
  • the secondary side switch SRI is closed which corresponds to the first primary side switch MAI.
  • the second primary side switch MA2 is closed for a duration (la) T less than half the time period T.
  • the extreme value Ip + of the current on the first part 110 is lower in absolute value than the extremal value Ip- on the second part 112. This implies that the energy stored by the leakage inductance of the magnetic component on the first part 110 may not be sufficient to perform the smooth switching to the next switching, that is to say, the opening of the first switch on the MAI side.
  • the first phase-delay step 112 'of the second operating part 112 is then replaced by a step 113 in which the second secondary-side switch SR2 is closed in advance of phase with respect to the second primary-side switch MA2 symmetrically at this point. which has been described with reference to FIG.
  • step 113 of phase advance ⁇ the secondary side switch SR2 is closed which corresponds to the second primary side switch MA2.
  • the extreme value Ip +, Ip- of the current flowing in the primary circuit on an unbalanced part of the time period T is greater than in the case where the phase advance ⁇ of the step 113 is not implemented.
  • the value of the phase advance ⁇ of step 113 may be a function of the duty cycle as previously described; or function of the extreme value Ip +, Ip- of the current flowing in the primary circuit on the unbalanced part of the period of time T when the phase advance ⁇ of the step 113 is not implemented.
  • the phase advance ⁇ of step 113 is implemented when the duty cycle a is different from 50%.
  • this phase advance ⁇ of step 113 can be implemented in an isolated DC / DC converter operating at a duty cycle of 50%. This is the case in an example of an isolated DC / DC converter similar to that of FIG.
  • the phase advance ⁇ of step 113 is between 0 and ⁇ , or even between 0 and 100ns.
  • the magnetising inductances of the magnetic component are for example equal to 5 ⁇ .
  • the leakage inductance LS is for example equal to ⁇ .
  • the magnetic component of the isolated DC / DC converter 1 comprises a first T1 and a second T2 series transformers.
  • the magnetic component may be replaced by a magnetic component illustrated in Figure 8.
  • the magnetic component 31 comprises a primary circuit with a single primary winding 33 connected to the capacitor C33 and a secondary circuit with two secondary windings 35a, 35b.
  • the two secondary windings 35a, 35b are magnetically coupled to the primary winding 33 but are not magnetically coupled to each other.
  • Such a magnetic component 31 not only reduces the cost of the converter by reducing the number of components comprising ferrite, but also reduce the size of the converter to obtain a more compact converter.
  • Magnetic component 31 operates in a manner similar to two perfect series transformers. On the first part of the modulation period, a first portion of the primary winding 33 transfers energy to the first secondary winding 35a and a second portion of the primary winding 33 provides an inductance. On the second part of the modulation period, the first part of the primary winding 33 produces an inductance and the second part of the primary winding 33 transfers the energy to the second secondary 35b.
  • FIGS. 9a to 9c. Different configurations making it possible to obtain a magnetic component 31 allowing magnetic coupling between the primary winding 33 and the secondary windings 35a, 35b without there being any magnetic coupling between the secondary windings 35a, 35b are illustrated in FIGS. 9a to 9c. .
  • Figures 9d, 9e illustrate examples of magnetic component 31 which comprise at least two first parallel windings 35a in parallel and at least two second secondary windings 35b in parallel. These configurations are advantageous in applications where the current flowing in the isolated DC / DC converter 1 is high, for example greater than 100A, or even greater than 200A.
  • the Isolated DC / DC converter 1 then comprises a plurality of secondary side SRI switches, each connected to a respective first secondary winding 35a; and a plurality of secondary side SR2 switches each connected to a respective second secondary winding 35b.
  • FIGS. 9a to 9e The components 31 illustrated in FIGS. 9a to 9e are described further in the French patent application 1458573 whose content is incorporated in the present application.
  • the invention is not limited to the examples described.
  • the first arm A and the primary of the transformers T1, T2 form a half-bridge structure.
  • the first arm A and the primary of the transformers T1, T2 could form a full bridge structure with a fourth switch arm in series.
  • the switches of the fourth arm are preferably identical to those of the first arm A.
  • the isolated DC / DC converter can also be used in an AC-DC converter configured to convert an AC voltage into a DC voltage or vice versa, or into an AC-AC converter.
  • the isolated DC / DC converter is then completed by an AC-DC converter upstream of the first arm and / or a DC-AC converter downstream of the isolated DC / DC converter.

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Abstract

L'invention concerne un procédé de conversion de tension avec un convertisseur DC/DC isolé, ledit convertisseur comprenant: -un composant magnétique ayant un circuit primaire et un circuit secondaire séparés par une barrière d'isolation électrique; -des interrupteurs (MA1, MA2), dits interrupteurs côté primaire, reliés au circuit primaire du composant magnétique; -un circuit de rectification comprenant des interrupteurs (SR1, SR2), dits interrupteurs côté secondaire, dans lequel un premier interrupteur côté secondaire (SR1) est connecté à une première borne du circuit secondaire et un deuxième interrupteur côté secondaire (SR2) est connecté à une deuxième borne du circuit secondaire, les deux interrupteurs (SR1, SR2) ayant une borne commune; ledit procédé comprenant les étapes consistant à: -commuter les interrupteurs côté primaire(MA1, MA2) avec un rapport cyclique sur une période de temps de façon à convertir une tension d'entrée en une tension de sortie par l'intermédiaire du composant magnétique; -redresser le courant délivré par le circuit secondaire avec le circuit de rectification, chacun desdits interrupteurs côté secondaire (SR1, SR2) étant commuté en correspondance avec un interrupteur (MA1, MA2) respectif du côté primaire, et un desdits interrupteurs côté secondaire (SR1, SR2) étant fermé (113) en avance de phase (Φ) par rapport à son interrupteur côté primaire (MA1, MA2) correspondant de sorte que lesdits interrupteurs côté secondaire (SR1, SR2) sont fermés en même temps pendant une durée.

Description

PROCEDE DE CONVERSION DE TENSION AVEC UN CONVERTISSEUR
DC/DC ISOLE
La présente invention concerne un procédé de conversion de tension mis en œuvre avec un convertisseur DC/DC isolé, ainsi qu'un convertisseur DC/DC isolé configuré pour mettre en œuvre les étapes du procédé selon l'invention.
Les convertisseurs DC/DC (pour « direct current/direct current » en anglais) isolés peuvent présenter des commutations à zéro de tension ou ZVS (pour « zéro voltage switching » en anglais) ou des commutations à zéro de courant ou ZCS (pour « zéro current switching » en anglais) qui permettent de réduire les pertes par commutation lors de la conversion de tension. Ces convertisseurs sont donc particulièrement avantageux dans une application automobile où la ressource en énergie est limitée. Dans un véhicule, on peut utiliser un convertisseur de tension pour adapter des niveaux de tension entre plusieurs réseaux électriques du véhicule ou pour convertir une tension entre une source d'énergie et un consommateur électrique embarqué dans le véhicule.
On connaît un convertisseur DC/DC isolé du brevet US5754413, illustré en figure 1. Le convertisseur comprend deux interrupteurs Ql, Q2 qui sont connectés en leur point milieu à une branche qui comprend deux transformateurs T, T' en série. Le convertisseur est agencé en demi-pont. Les interrupteurs Ql, Q2 contrôlent la transmission d'énergie à travers les transformateurs T, T' pour obtenir une conversion d'une tension d'entrée du convertisseur en une tension de sortie. Des diodes Dl, D2 connectées aux secondaires des transformateurs permettent de redresser le signal de sortie. La tension de sortie est obtenue en contrôlant le rapport cyclique des interrupteurs. Sur une première partie d'une période le premier interrupteur Ql est fermé et le deuxième interrupteur Q2 est ouvert. Sur une deuxième partie de la période le premier interrupteur Ql est ouvert et le deuxième interrupteur Q2 est fermé. Le gain correspond au rapport entre la tension en sortie du convertisseur DC/DC isolé sur la tension en entrée du convertisseur DC/DC isolé.
Pour atteindre une valeur cible de tension de sortie, il est connu de modifier le rapport cyclique du convertisseur DC/DC isolé pour ajuster le gain du convertisseur. En particulier, lorsque la tension d'entrée du convertisseur DC/DC isolé varie, il est connu de faire varier le rapport cyclique des interrupteurs du convertisseur DC/DC isolé pour réguler sa tension de sortie, c'est-à-dire maintenir sa tension de sortie à une valeur souhaitée. Cependant, le stress en tension des diodes de redressement est fonction du rapport cyclique des interrupteurs du convertisseur. Ce stress peut devenir important lorsque le rapport cyclique devient proche de 0% ou 100%. En outre, lorsque le rapport cyclique est différent de 50%, la valeur extrémale du courant au primaire est différente sur les première et deuxième parties. Si bien que sur une partie, le niveau atteint par le courant peut ne pas être suffisant pour assurer une commutation douce à la prochaine commutation. Ces inconvénients limitent l'utilisation des convertisseurs DC/DC isolés dans les véhicules automobiles. Il est donc recherché une solution pour améliorer les performances d'un convertisseur DC/DC isolé de façon à permettre son utilisation dans un véhicule automobile.
Afin de résoudre ce problème, l'invention concerne un procédé de conversion de tension avec un convertisseur DC/DC isolé, ledit convertisseur comprenant :
- un composant magnétique ayant un circuit primaire et un circuit secondaire séparés par une barrière d'isolation électrique ;
- des interrupteurs, dit interrupteurs côté primaire, reliés au circuit primaire du composant magnétique ;
- un circuit de rectification comprenant des interrupteurs, dits interrupteurs côté secondaire, dans lequel un premier interrupteur côté secondaire est connecté à une première borne du circuit secondaire et un deuxième interrupteur côté secondaire est connecté à une deuxième borne du circuit secondaire, les deux interrupteurs ayant une borne commune ;
ledit procédé comprenant les étapes consistant à :
- commuter les interrupteurs côté primaire avec un rapport cyclique sur une période de temps de façon à convertir une tension d'entrée en une tension de sortie par l'intermédiaire du composant magnétique ;
- redresser le courant délivré par le circuit secondaire avec le circuit de rectification, chacun desdits interrupteurs côté secondaire étant commuté en correspondance avec un interrupteur respectif du côté primaire, et un desdits interrupteurs côté secondaire étant fermé en avance de phase par rapport à son interrupteur côté primaire correspondant de sorte que lesdits interrupteurs côté secondaire sont fermés en même temps pendant une durée.
Dans le procédé de conversion selon l'invention, par rapport à l'art antérieur, les diodes connectées au secondaire sont remplacées par des interrupteurs, tels que des interrupteurs MOSFET par exemple. Ainsi, les pertes dues au stress en tension des diodes de redressement sont évitées. En outre, en fermant les interrupteurs côté secondaire en même temps pendant une durée, le circuit secondaire est court-circuité. Ainsi, la tension aux bornes du composant magnétique est nulle. Seule l'inductance de fuite du composant magnétique est polarisée par la tension reçue du reste du circuit primaire. Cette inductance de fuite a une valeur faible et permet d'obtenir une variation du courant dans le circuit primaire plus importante. Ainsi, le courant peut atteindre une valeur absolue plus élevée qui permet de stocker suffisamment d'énergie pour réaliser une commutation douce des interrupteurs lors de la prochaine commutation.
Selon un mode de réalisation, l'interrupteur côté secondaire fermé en avance de phase est celui pour lequel une durée de fermeture de l'interrupteur côté primaire est inférieure à la moitié de la période de temps. Ainsi, on choisit l'interrupteur qui correspond à une partie sur laquelle l'énergie stockée est la plus susceptible d'être insuffisante pour réaliser une commutation douce.
Selon un mode de réalisation, l'avance de phase est réalisée sur le premier interrupteur côté secondaire lorsque le rapport cyclique est inférieur à 50% et l'avance de phase est réalisée sur le deuxième interrupteur côté secondaire lorsque le rapport cyclique est supérieur à 50%.
Selon un mode de réalisation, le procédé comprend la fourniture du convertisseur DC/DC isolé dans lequel le premier interrupteur côté primaire est relié à un potentiel haut de la tension d'entrée et le deuxième interrupteur côté primaire est relié à un potentiel bas de la tension d'entrée.
Selon un mode de réalisation, l'avance de phase augmente avec l'écart du rapport cyclique par rapport à 50%. Ainsi, plus la différence de durée entre les parties de la période de temps est importante, plus l'avance de phase est importante pour permettre que plus d'énergie soit stockée dans l'inductance de fuite et ainsi obtenir une commutation douce.
Selon un mode de réalisation, l'avance de phase est mise en œuvre lorsque le rapport cyclique est différent de 50%>. A 50%>, les énergies stockées sur les parties de la période de temps peuvent être égales, le risque d'un déséquilibre entraînant une dégradation de la commutation douce sur une partie est donc réduit. L'avance de phase peut être annulée.
Selon un mode de réalisation, le procédé comprend le fonctionnement du composant magnétique comme un transformateur du circuit primaire vers le circuit secondaire et comme une impédance qui stocke de l'énergie au niveau du circuit primaire pour convertir la tension d'entrée du convertisseur DC/DC isolé en la tension de sortie.
Selon un mode de réalisation, le procédé est tel que :
- sur une première partie de ladite période de temps, une première partie du circuit primaire transfère une énergie vers une première partie du circuit secondaire et une deuxième partie du circuit primaire réalise une inductance stockant de l'énergie ;
- sur une deuxième partie de la période de temps, la deuxième partie du circuit primaire transfère une énergie vers une deuxième partie du circuit secondaire, et la première partie du circuit primaire réalise une inductance stockant de l'énergie.
En particulier, les interrupteurs côté primaire sont commandés en modulation par largeur d'impulsion ; la première partie de période de fonctionnement correspond à une première partie de la période de modulation ; et la deuxième partie de la période de fonctionnement correspond à une deuxième partie de la période de modulation. Ces première et deuxième parties sont notamment déterminées par le rapport cyclique des interrupteurs côté primaire.
En particulier, le procédé de conversion de tension est mis en œuvre pour une gamme de fonctionnement du convertisseur DC/DC isolé. Par exemple, la différence entre la valeur minimale et la valeur maximale de la tension d'entrée du convertisseur DC/DC isolé est comprise entre 150 et 500V ; par exemple, la valeur minimale de la tension d'entrée est comprise entre 150 et 200 V ; et la valeur maximale de la tension d'entrée est comprise entre 400 et 500V, voire entre 400 et 650V.
L'invention concerne en outre en outre un convertisseur DC/DC isolé comportant :
- un composant magnétique ayant un circuit primaire et un circuit secondaire séparés par une barrière d'isolation électrique ;
- des interrupteurs, dits interrupteurs côté primaire, reliés au circuit primaire du composant magnétique de sorte que des commutations des interrupteurs côté primaire avec un rapport cyclique permettent de convertir une tension d'entrée en une tension de sortie par l'intermédiaire du composant magnétique ;
- un circuit de rectification comprenant des interrupteurs, dits interrupteurs côté secondaire, dans lequel un premier interrupteur côté secondaire est connecté à une première borne du circuit secondaire et un deuxième interrupteur côté secondaire est connecté à une deuxième borne du circuit secondaire, , les deux interrupteurs ayant une borne commune ;
ledit convertisseur étant configuré pour mettre en œuvre un procédé selon l'invention.
Le convertisseur DC/DC isolé selon l'invention peut comprendre l'une des caractéristiques décrites précédemment en relation avec le procédé de conversion de tension selon l'invention.
L'invention sera mieux comprise en faisant référence aux dessins, dans lesquels :
- la figure 1 illustre un exemple de convertisseur DC/DC isolé selon l'art antérieur ;
- la figure 2 illustre un exemple de convertisseur DC/DC isolé selon l'invention ;
- la figure 3 illustre un exemple de procédé de commande du convertisseur DC/DC isolé illustré en figure 2 ;
- la figure 4 représente un courant circulant dans le circuit primaire du composant magnétique du convertisseur DC/DC isolé de la figure 2 ;
- la figure 5 illustre un exemple de procédé de commande du convertisseur
DC/DC isolé illustré en figure 2 ;
- la figure 6 représente un schéma équivalent du convertisseur DC/DC isolé de la figure 2 ;
- la figure 7 représente un courant circulant dans le circuit primaire, une tension aux bornes d'un interrupteur côté primaire et un courant de sortie du convertisseur
DC/DC isolé de la figure 2 ;
- la figure 8 illustre une variante du composant magnétique du convertisseur DC/DC isolé de la figure 2 ;
- les figures 9a à 9e illustrent des exemples de réalisation du composant magnétique illustré en figure 8.
La figure 2 présente un exemple de convertisseur DC/DC isolé 1 selon l'invention.
Le convertisseur DC/DC isolé 1 comprend un premier bras A d'interrupteurs en série. Le bras A comprend des interrupteurs MAI, MA2, dont une succession d'ouvertures et de fermetures permet de contrôler la tension de sortie du convertisseur DC/DC isolé 1. Un premier interrupteur MAI est connecté à la borne haute d'une source de tension. Un deuxième interrupteur MA2 est connecté à la borne basse de la source de tension. Cette borne basse correspond notamment à une première masse GND1 du convertisseur DC/DC isolé 1.
Ces interrupteurs MAI, MA2 peuvent être des transistors, tels que des transistors MOSFET, IGBT, ou autres. Une partie, notamment les interrupteurs du premier bras A, ou la totalité du convertisseur DC/DC isolé 1 peut être réalisée à partir d'un matériau semiconducteur tel que du silicium (Si), du nitrure de gallium (GaN), du carbure de silicium (SiC), ou tout autre matériau semiconduteur. Chaque interrupteur MAI, MA2, peut comprendre un transistor en parallèle avec une diode de roue libre et/ou une capacité CAl, CA2. Ces capacités CAl, CA2 servent à faire une commutation à zéro de tension ou ZVS (pour « Zéro Voltage Switching » en anglais) lors de l'ouverture des interrupteurs MAI, MA2. Pendant l'ouverture d'un interrupteur MAI, MA2 on utilise une inductance, notamment l'inductance de fuite du composant magnétique Tl, T2, pour décharger la capacité CAl, CA2 qui est aux bornes de l'interrupteur. Une fois que la tension est proche de 0V on vient commander l'interrupteur, et ainsi on réalise une commutation sous zéro de tension, ce qui réduit fortement les pertes en commutation. Ces capacités CAl, CA2 peuvent être intrinsèquement présentes dans la structure du semi-conducteur composant les interrupteurs MAI, MA2, en tant qu'éléments parasites. Les capacités parasites des interrupteurs MAI, MA2 peuvent donc suffire pour réaliser la commutation à zéro de tension sans ajout de capacité supplémentaires. Les capacité CAl, CA2 peuvent être remplacées par tout autre moyen permettant de contrôler la tension aux bornes des interrupteurs MAI, MA2 afin d'obtenir une commutation douce.
Le point milieu entre les deux interrupteurs MAI, MA2 du premier bras A est connecté à un deuxième bras B qui comprend un composant magnétique comportant deux transformateurs d'isolation Tl, T2 en série. Chaque transformateur Tl, T2 comprend un primaire LU , L21 et un secondaire L12, L22. Les primaires LU, L21 et les secondaires L12, L22 sont respectivement en série. Les primaires LU, L21 forment le circuit primaire du composant magnétique et les secondaires L12, L22 forment le circuit secondaire du composant magnétique. Les interrupteurs MAI, MA2 sont connectés au circuit primaire L11,L21 du composant magnétique et sont dits interrupteurs côté primaire. Les transformateurs Tl, T2 ont un même rapport de transformation. Cependant, les transformateurs Tl, T2 pourraient avoir des rapports de transformation différents. Une capacité C33 est en série avec les transformateurs Tl, T2. Cependant le convertisseur DC/DC isolé 1 pourrait se passer de cette capacité C33. La capacité C33 permet de supprimer la composante continue du signal transmis par les transformateurs Tl, T2, notamment dans le cas d'une structure en demi-pont. La capacité C33 peut être supprimée dans une structure en pont complet. Les secondaires L12, L22 sont en série, avec leur point milieu connecté à la sortie Uout du convertisseur DC/DC isolé 1 et leur autre borne connectée à une deuxième masse GND2 du convertisseur DC/DC isolé 1.
Le convertisseur DC/DC isolé comprend un circuit de rectification C qui comporte des interrupteurs SRI, SR2. Les interrupteurs SRI, SR2 sont par exemple des transistors, tels que des transistors MOSFET, IGBT ou autres, afin d'obtenir un redressement synchrone en sortie des transformateurs Tl, T2. Les interrupteurs SRI, SR2 sont connectées aux secondaires L12, L22 pour redresser le signal issu des transformateurs Tl, T2. Les interrupteurs MAI, MA2 sont dits interrupteurs côté secondaire. La sortie haute est prise au point milieu des secondaires L12, L22. Le point milieu des secondaires L12, L22 n'est donc pas connecté à la deuxième masse GND2. Une borne commune aux deux interrupteurs SRI, SR2 est reliée à la deuxième masse GND2. Dans une variante, le point milieu des secondaires L12, L22 est connecté à la deuxième masse GND2. La sortie du convertisseur DC/DC isolé 1 est prise entre la borne des interrupteurs SRI, SR2 qui n'est pas connectée aux secondaires L12, L22 et qui est commune aux deux interrupteurs SRI, SR2 et la deuxième masse GND2. La sortie haute est donc prise à la borne commune des interrupteurs SRI, SR2.
Le convertisseur DC/DC isolé 1 peut comprendre une capacité (non représentée) pour filtrer le signal de sortie.
Un procédé de conversion de tension mis en œuvre avec le convertisseur DC/DC isolé de la figure 2 sera mieux compris en faisant référence à la figure 3. Les interrupteurs MAI , MA2 du premier bras A ont un rapport cyclique a sur une période T de façon à transférer une énergie à travers les transformateurs Tl, T2. Les interrupteurs MAI, MA2 sont commandés par une modulation de largeur d'impulsion sur la période T de modulation. Les durées de première et deuxième parties de fonctionnement sont définies par le rapport cyclique a des interrupteurs MAI, MA2. En figure 3, le rapport cyclique a est égal à 50%.
Dans l'art antérieur, des diodes sont connectées au secondaire pour un redressement du signal issu des secondaires des transformateurs. Dans le convertisseur DC/DC isolé 1, les diodes sont remplacées par les interrupteurs côté secondaire SRI , SR2 pour éviter les pertes dues à ces diodes. Pour conserver la fonction de redressement, les interrupteurs SRI, SR2 gardent un fonctionnement similaire à celui des diodes. Autrement dit, les interrupteurs côté secondaire SRI, SR2 sont ouverts, respectivement fermés, sur des moments ou les diodes auraient eu un état ouvert, respectivement fermé. A cet effet, dans l'exemple de procédé, le premier interrupteur côté secondaire SRI prend le même état, fermé ou ouvert, que le premier interrupteur côté primaire MAI, et le deuxième interrupteur côté secondaire SR2 prend le même état, fermé ou ouvert, que le deuxième interrupteur côté primaire MA2.
Sur une première partie 110 de fonctionnement de durée T, c'est-à-dire sur une première partie 110 de la période de modulation T, le premier interrupteur côté primaire MAI est fermé et le deuxième interrupteur côté primaire MA2 est ouvert. Sur la première partie 110 de la période de fonctionnement, l'interrupteur côté secondaire SR2 connecté au secondaire L12 du premier transformateur Tl est ouvert alors que l'interrupteur côté secondaire SRI connecté au secondaire L22 du deuxième transformateur T2 est fermé. Seul le deuxième transformateur T2 peut donc transférer de l'énergie vers le circuit secondaire. Ainsi, le primaire LU du premier transformateur Tl réalise une inductance stockant de l'énergie et le primaire L21 du deuxième transformateur T2 transfère une énergie vers le secondaire L22 du deuxième transformateur T2. Le primaire LU du premier transformateur Tl fonctionne comme une inductance, grâce notamment à une inductance magnétisante liée au primaire LU du premier transformateur Tl, et contrôle la décroissance du courant de sortie Iout. Afin de s'assurer que le premier interrupteur côté secondaire SRI ne conduise pas trop tôt ou trop longtemps par rapport au premier interrupteur côté primaire MAI correspondant, il est prévu une étape 110', 110" au cours de laquelle l'interrupteur côté secondaire SRI prend l'état de son interrupteur côté primaire MAI, MA2 correspondant avec un retard ou une avance de phase φ. A une étape 110', lors de la fermeture du premier interrupteur côté primaire MAI, le premier interrupteur côté secondaire SRI est fermé avec un retard de phase φ. A une étape 110", le premier interrupteur MAI va être ouvert au terme de la durée T, le premier interrupteur côté secondaire SRI est fermé avec une avance de phase φ. Au cours de ce retard ou de cette avance de phase la diode de roue libre de l'interrupteur côté secondaire SRI est en conduction, ce qui assure une transition progressive de la première partie 110 à la deuxième partie 112 ou vice-versa. Cette avance de phase φ peut être de l'ordre de la centaine de nanosecondes.
Sur une deuxième partie 112 de fonctionnement de durée (l-a)T, c'est-à-dire sur une deuxième partie 112 de la période de modulation T, le premier interrupteur côté primaire MAI est ouvert et le deuxième interrupteur côté primaire MA2 est fermé. Sur la deuxième partie 112 de fonctionnement, l'interrupteur côté secondaire SR2 connecté au secondaire L12 du premier transformateur Tl est fermé alors que l'interrupteur côté secondaire SRI connecté au secondaire L22 du deuxième transformateur T2 est ouvert. Seul le premier transformateur Tl peut donc transférer de l'énergie vers le circuit secondaire. Ainsi, le primaire L21 du deuxième transformateur T2 réalise une inductance stockant de l'énergie, et le primaire LU du premier transformateur Tl transfère une énergie vers le secondaire L12 du premier transformateur Tl . Le primaire L21 du deuxième transformateur T2 fonctionne comme une inductance grâce notamment à une inductance magnétisante liée au primaire L21 du deuxième transformateur T2, et contrôle la croissance du courant de sortie Iout. De même que sur la première partie 110, afin de s'assurer que le deuxième interrupteur côté secondaire SR2 ne conduise pas trop tôt ou trop longtemps par rapport au deuxième interrupteur côté primaire MA2 correspondant, il est prévu une étape 112', 112" au cours de laquelle le deuxième interrupteur côté secondaire SR2 prend l'état de son interrupteur côté primaire MA2 correspondant avec un retard ou une avance de phase φ. A une première étape 112' de retard de phase, lors de la fermeture du deuxième interrupteur MA2, l'interrupteur côté secondaire SR2 est fermé avec un retard de phase φ. A une deuxième étape 112" d'avance de phase, le deuxième interrupteur MA2 va être ouvert au terme de la durée (l-a)T, l'interrupteur côté secondaire SR2 est fermé avec une avance de phase φ. Au cours de ce retard ou de cette avance de phase φ la diode de roue libre de l'interrupteur côté secondaire SR2 est en conduction, ce qui assure une transition progressive de la première partie 110 à la deuxième partie 112 ou vice-versa. Les première 110 et deuxième partie 112 sont séparées par une étape intermédiaire 111 d'une durée DT dans laquelle les interrupteurs MAI, MA2 sont ouverts. Cette étape 111 réalise un passage de la première partie 110 de fonctionnement vers la deuxième partie 112 de fonctionnement ou vice-versa. L'étape intermédiaire 11 1 permet de s'assurer que les états du convertisseur DC/DC isolé 1 ne se chevauchent pas. Un état du convertisseur DC/DC isolé 1 correspond à une configuration, ouvert ou fermé, particulière des interrupteurs du convertisseur DC/DC isolé 1.
La figure 3 illustre un exemple dans lequel le rapport cyclique est égal à 50%. Mais le fonctionnement décrit précédemment s'applique lorsque le rapport cyclique est différent de 50%>, à une étape 113 prêt qui va être décrite ci-après. Dans le convertisseur DC/DC isolé 1, entre les première 110 et deuxième 112 parties de fonctionnement, il peut y avoir un déséquilibre dans l'énergie disponible pour la commutation douce. C'est en particulier le cas lorsque le rapport cyclique a est différent de 50%. Le premier interrupteur côté primaire MAI est fermé pendant une durée T inférieure à la moitié de la période de temps T. La figure 4 représente l'allure du courant Ip circulant dans le circuit primaire du composant magnétique lorsque le rapport cyclique a est inférieur à 50%. La valeur extrémale Ip+ du courant sur la première partie 110 est plus importante en valeur absolue que la valeur extrémale Ip- sur la deuxième partie 112. Ceci implique que l'énergie stockée par l'inductance de fuite du composant magnétique sur la deuxième partie 112 peut ne pas être suffisante pour réaliser la commutation douce à l'ouverture du deuxième interrupteur côté primaire MA2. Autrement dit, sur la deuxième partie 1 12, la valeur absolue du courant Ip n'est pas suffisamment importante pour décharger la capacité CA2 parallèle au deuxième interrupteur côté primaire MA2.
Pour pallier à cet inconvénient, la première étape 110' de retard de phase de la première partie de fonctionnement 110 est remplacée par une étape 113 dans laquelle le premier interrupteur côté secondaire SRI est fermé en avance de phase par rapport au premier interrupteur côté primaire MAI comme illustré en figure 5. L'autre interrupteur SR2 côté secondaire est commuté comme décrit précédemment à l'étape 112" d'avance de phase. Cette avance de phase Φ de l'interrupteur côté secondaire SRI permet une durée Φ- φ pendant laquelle les interrupteurs côté secondaire SRI, SR2 sont tous les deux fermés mettant alors en court-circuit le circuit secondaire du composant magnétique. La figure 6 représente un schéma équivalent du convertisseur DC/DC isolé 1 lorsqu'il est dans l'étape 113 d'avance de phase Φ. Les interrupteurs côté secondaire SRI, SR2 sont tous les deux fermés, ce qui met en court-circuit le circuit secondaire du composant magnétique. La tension UL12 aux bornes du secondaire L12 du premier transformateur Tl est égale à l'opposé de la tension UL22 du secondaire L22 du deuxième transformateur T2. La tension aux bornes du circuit secondaire est donc nulle. Ceci implique que la tension aux bornes du circuit primaire est nulle. La tension UL11 aux bornes du primaire Ll 1 du premier transformateur Tl est égale à l'opposé de la tension UL21 du primaire L21 du deuxième transformateur T2. Seule l'inductance de fuite Ls du composant magnétique se retrouve polarisée par la capacité C33 du deuxième bras B. Ce qui implique une variation du courant Ip au primaire plus importante. La figure 7 représente le courant Ip circulant dans le circuit primaire, la tension UMA2 aux bornes du deuxième interrupteur côté primaire MA2 et le courant Iout délivré en sortie du convertisseur DC/DC isolé 1. Il est remarquable que le courant Ip circulant dans le circuit primaire varie fortement à l'étape 113 d'avance de phase Φ. Ainsi, plus d'énergie peut être stockée pour la réalisation d'une commutation douce à la prochaine commutation, c'est-à-dire à l'ouverture du deuxième interrupteur côté primaire MA2.
Ainsi, pour pallier au déséquilibre, au cours de l'étape 113 d'avance de phase Φ, on ferme l'interrupteur côté secondaire SRI qui correspond au premier interrupteur côté primaire MAI .
Alternativement, lorsque le rapport cyclique a est supérieur à 50%, le deuxième interrupteur côté primaire MA2 est fermé pendant une durée (l-a)T inférieure à la moitié de la période de temps T. La valeur extrémale Ip+ du courant sur la première partie 110 est plus faible en valeur absolue que la valeur extrémale Ip- sur la deuxième partie 112. Ceci implique que l'énergie stockée par l'inductance de fuite du composant magnétique sur la première partie 110 peut ne pas être suffisante pour réaliser la commutation douce à la commutation suivante, c'est-à-dire à l'ouverture du premier interrupteur côté primaire MAI . La première étape 112' de retard de phase de la deuxième partie de fonctionnement 112 est alors remplacée par une étape 113 dans laquelle le deuxième interrupteur côté secondaire SR2 est fermé en avance de phase par rapport au deuxième interrupteur côté primaire MA2 de façon symmétrique à ce qui a été décrit en relation à la figure 5.
Ainsi, pour pallier au déséquilibre, au cours de l'étape 113 d'avance de phase Φ, on ferme l'interrupteur côté secondaire SR2 qui correspond au deuxième interrupteur côté primaire MA2.
Plus le rapport cyclique a est éloigné de 50%, plus le déséquilibre entre les première 110 et deuxième parties 112 peut être important. Il peut alors être avantageux d'augmenter en proportion l'avance de phase Φ de l'étape 1 13. Ainsi, on s'assure que la valeur extrémale Ip+, Ip- augmente suffisamment pour permettre la commutation douce.
Dans le procédé selon l'invention, la valeur extrémale Ip+, Ip- du courant circulant dans le circuit primaire sur une partie déséquilibrée de la période de temps T est plus importante que dans le cas où l'avance de phase Φ de l'étape 113 n'est pas mise en œuvre. La valeur de l'avance de phase Φ de l'étape 113 peut être fonction du rapport cyclique comme décrit précédemment ; ou fonction de la valeur extrémale Ip+, Ip- du courant circulant dans le circuit primaire sur la partie déséquilibrée de la période de temps T quand l'avance de phase Φ de l'étape 113 n'est pas mise en œuvre. Plus particulièrement, plus la valeur extrémale Ip+, Ip- du courant circulant dans le circuit primaire sur la partie déséquilibrée de la période de temps T quand l'avance de phase Φ de l'étape 113 n'est pas mise en œuvre est faible, plus la valeur de l'avance de phase Φ de l'étape 113 est importante. Dans l'exemple de procédé, l'avance de phase Φ de l'étape 113 est mise en œuvre lorsque le rapport cyclique a est différent de 50%. Cependant, cette avance de phase Φ de l'étape 113 peut être mise en œuvre dans un convertisseur DC/DC isolé travaillant à un rapport cyclique de 50%>. Ceci est le cas dans un exemple de convertisseur DC/DC isolé similaire à celui de la figure 1, mais qui est différent en ce que les inductances magnétisantes du premier Tl et du deuxième T2 transformateurs sont différentes, du fait par exemple que les rapports de transformations des transformateurs Tl, T2 sont différents. Dans cet exemple, le déséquilibre entre la première partie 110 et la deuxième partie 112 apparaît à un rapport cyclique de 50%. Il est alors avantageux de mettre en œuvre l'avance de phase Φ de l'étape 113 pour permettre une commutation douce à chaque ouverture d'un interrupteur côté primaire MAI, MA2.
Par exemple, l'avance de phase Φ de l'étape 113 est comprise entre 0 et Ιμβ, voire entre 0 et 100ns. Les inductances magnétisantes du composant magnétique sont par exemple égales à 5μΗ. L'inductance de fuite LS est par exemple égale à ΙΟΟηΗ.
Dans l'exemple illustré en figure 2, le composant magnétique du convertisseur DC/DC isolé 1 comprend un premier Tl et un deuxième T2 transformateurs en série. Le composant magnétique peut être remplacé par un composant magnétique illustré en figure 8. Le composant magnétique 31 comprend un circuit primaire avec un seul enroulement primaire 33 relié à la capacité C33 et un circuit secondaire avec deux enroulements secondaires 35a, 35b. Les deux enroulements secondaires 35a, 35b sont couplés magnétiquement à l'enroulement primaire 33 mais ne sont pas couplés magnétiquement entre eux. Un tel composant magnétique 31 permet non seulement de réduire le coût du convertisseur en réduisant le nombre de composants comprenant de la ferrite, mais aussi de réduire l'encombrement du convertisseur en permettant d'obtenir un convertisseur plus compact.
Le fonctionnement du convertisseur DC/DC isolé 1 reste le même. Le composant magnétique 31 fonctionne d'une manière similaire à deux transformateurs parfaits en série. Sur la première partie de la période de modulation, une première partie de l'enroulement primaire 33 transfère l'énergie vers le premier enroulement secondaire 35a et une deuxième partie de l'enroulement primaire 33 réalise une inductance. Sur la deuxième partie de la période de modulation, la première partie de l'enroulement primaire 33 réalise une inductance et la deuxième partie de l'enroulement primaire 33 transfère l'énergie vers le deuxième secondaire 35b.
Différentes configurations permettant d'obtenir un composant magnétique 31 permettant un couplage magnétique entre l'enroulement primaire 33 et les enroulements secondaires 35a, 35b sans qu'il y ait de couplage magnétique entre les enroulements secondaires 35a, 35b sont illustrés en figures 9a à 9c.
Les figures 9d, 9e illustrent des exemples de composant magnétique 31 qui comprennent au moins deux premiers enroulements secondaires 35a en parallèle et au moins deux deuxièmes enroulements secondaires 35b en parallèle. Ces configurations sont avantageuses dans des applications où le courant circulant dans le convertisseur DC/DC isolé 1 est élevé, par exemple supérieur à 100A, voire supérieur à 200A. Le convertisseur DC/DC isolé 1 comprend alors plusieurs interrupteurs SRI côté secondaire, chacun connecté à un premier enroulement secondaire 35a respectif ; et plusieurs interrupteurs SR2 côté secondaire, chacun connecté à un deuxième enroulement secondaire 35b respectif.
Les composants 31 illustrés en figures 9a à 9e sont décrits plus avant dans la demande de brevet français 1458573 dont le contenu est incorporé à la présente demande.
L'invention n'est pas limitée aux exemples décrits. En particulier, Dans l'exemple illustré en figure 2, le premier bras A et les primaires des transformateurs Tl, T2 forment une structure en demi-pont. Cependant, le premier bras A et les primaires des transformateurs Tl , T2 pourraient former une structure en pont complet avec un quatrième bras d'interrupteurs en série. Les interrupteurs du quatrième bras sont de préférence identiques à ceux du premier bras A.
Le convertisseur DC/DC isolé peut aussi être utilisé dans un convertisseur alternatif-continu configuré pour convertir une tension alternative en une tension continue ou inversement, ou dans un convertisseur alternatif- alternatif. Avantageusement, le convertisseur DC/DC isolé est alors complété par un convertisseur alternatif-continu en amont du premier bras et/ou un convertisseur continu-alternatif en aval du convertisseur DC/DC isolé.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de conversion de tension avec un convertisseur DC/DC isolé (1), ledit convertisseur (1) comprenant :
- un composant magnétique (31) ayant un circuit primaire et un circuit secondaire séparés par une barrière d'isolation électrique ;
- des interrupteurs (MAI, MA2), dits interrupteurs côté primaire, reliés au circuit primaire du composant magnétique (31) ;
- un circuit de rectification (C) comprenant des interrupteurs (SRI, SR2), dits interrupteurs côté secondaire, dans lequel un premier interrupteur côté secondaire
(SRI) est connecté à une première borne du circuit secondaire et un deuxième interrupteur côté secondaire (SR2) est connecté à une deuxième borne du circuit secondaire, les deux interrupteurs (SRI, SR2) ayant une borne commune ;
ledit procédé comprenant les étapes consistant à :
- commuter (110, 112) les interrupteurs côté primaire (MAI, MA2) avec un rapport cyclique (a) sur une période de temps (T) de façon à convertir une tension d'entrée (Ue) en une tension de sortie (Uout) par l'intermédiaire du composant magnétique (31) ;
- redresser (110, 112) le courant délivré par le circuit secondaire avec le circuit de rectification (C), chacun desdits interrupteurs côté secondaire (SRI, SR2) étant commuté en correspondance avec un interrupteur (MAI, MA2) respectif du côté primaire, et un desdits interrupteurs côté secondaire (SRI, SR2) étant fermé (113) en avance de phase (Φ) par rapport à son interrupteur côté primaire (MAI, MA2) correspondant de sorte que lesdits interrupteurs côté secondaire (SRI, SR2) sont fermés en même temps pendant une durée.
2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel l'interrupteur côté secondaire (SRI, SR2) fermé en avance de phase (Φ) est celui pour lequel une durée de fermeture de l'interrupteur côté primaire (MAI, MA2) est inférieure à la moitié de la période de temps (T).
3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel l'avance de phase (Φ) est réalisée sur le premier interrupteur côté secondaire (MAI) lorsque le rapport cyclique (a) est inférieur à 50% et l'avance de phase (Φ) est réalisée sur le deuxième interrupteur côté secondaire (MA2) lorsque le rapport cyclique (a) est supérieur à
50%.
4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, comprenant la fourniture du convertisseur DC/DC isolé (1) dans lequel le premier interrupteur côté primaire (MAI) est relié à un potentiel haut de la tension d'entrée (Ue) et le deuxième interrupteur côté primaire (MA2) est relié à un potentiel bas de la tension d'entrée (Ue).
5. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel l'avance de phase (Φ) augmente avec Γ îcart du rapport cyclique (a) par rapport à 50%.
6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel l'avance de phase (Φ) est mise en œuvre lorsque le rapport cyclique (a) est différent de 50%.
7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, comprenant le fonctionnement du composant magnétique comme un transformateur du circuit primaire vers le circuit secondaire et comme une impédance qui stocke de l'énergie au niveau du circuit primaire pour convertir la tension d'entrée (Ue) du convertisseur DC/DC isolé (1) en la tension de sortie (Uout).
8. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel :
- sur une première partie (110) de ladite période de temps (T), une première partie (LU) du circuit primaire transfère une énergie vers une première partie (L12) du circuit secondaire et une deuxième partie (L21) du circuit primaire réalise une inductance stockant de l'énergie ;
- sur une deuxième partie (112) de la période de temps (T), la deuxième partie (L21) du circuit primaire transfère une énergie vers une deuxième partie (L12) du circuit secondaire, et la première partie (LU) du circuit primaire réalise une inductance stockant de l'énergie.
9. Convertisseur DC/DC isolé (1) comprenant :
- un composant magnétique (31) ayant un circuit primaire et un circuit secondaire séparés par une barrière d'isolation électrique ;
- des interrupteurs (MAI, MA2), dits interrupteurs côté primaire, reliés au circuit primaire du composant magnétique (31) de sorte que des commutations des interrupteurs côté primaire (MAI, MA2) avec un rapport cyclique (a) permettent de convertir une tension d'entrée (Ue) en une tension de sortie (Uout) par l'intermédiaire du composant magnétique (31) ;
- un circuit de rectification (C) comprenant des interrupteurs (SRI, SR2), dits interrupteurs côté secondaire, dans lequel un premier interrupteur côté secondaire
(SRI) est connecté à une première borne du circuit secondaire et un deuxième interrupteur côté secondaire (SR2) est connecté à une deuxième borne du circuit secondaire, les deux interrupteurs (SRI, SR2) ayant une borne commune ;
ledit convertisseur (1) étant configuré pour mettre en œuvre un procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes.
PCT/FR2015/052780 2014-10-16 2015-10-16 Procede de conversion de tension avec un convertisseur dc/dc isole WO2016059352A1 (fr)

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