EP3092706A1 - Method for operating an active rectifier, a circuit arrangement, and a computer program - Google Patents

Method for operating an active rectifier, a circuit arrangement, and a computer program

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Publication number
EP3092706A1
EP3092706A1 EP14815748.0A EP14815748A EP3092706A1 EP 3092706 A1 EP3092706 A1 EP 3092706A1 EP 14815748 A EP14815748 A EP 14815748A EP 3092706 A1 EP3092706 A1 EP 3092706A1
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EP
European Patent Office
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value
drive mode
electrical
semiconductor switching
voltage
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP14815748.0A
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Christopher Otte
Paul Mehringer
Wolfgang Feiler
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SEG Automotive Germany GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP3092706A1 publication Critical patent/EP3092706A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/22—Modifications for ensuring a predetermined initial state when the supply voltage has been applied

Definitions

  • the present invention relates to a method of operating an active rectifier, a circuit arrangement and a computer program.
  • a 14V vehicle electrical system is supplied with electrical energy via a 14V generator.
  • the generator is generally a three- or more-phase electric machine that is driven by the internal combustion engine of the motor vehicle and generates three-phase current that is rectified by a rectifier.
  • an abrupt load drop which is referred to as a "load dump"
  • a load dump initially continues to deliver an undiminished electrical current to the electrical system and generate a high electrical voltage, depending on the capacitance present in the vehicle electrical system the voltage value already rises within a few milliseconds beyond the maximum voltage limit of the electrical system.
  • the generator current decays with the time constant of the exciter field, resulting in a maximum load dump time of a few 100 ms.
  • a rectifier may be formed of zener diodes, which act as current valves in normal operation and cause rectification, but in the special case load dump can also limit the occurring electrical overvoltages by the generator current via the Zener breakdown derived to ground instead of getting into the electrical system. This is called passive rectification and this type of voltage limiting is called clamping.
  • each diode is replaced by a power MOSFET having an intrinsic body diode antiparallel to its drain-to-source channel which functions as a diode rectifier without driving the gate of the MOSFET.
  • the MOSFET can be switched on just when the phase current is to flow through it, that is, the intrinsic diode of the MOSFET is short-circuited by its channel. In this way, compared to the passive rectifier, a significantly reduced forward voltage at the source-drain channel and thus the efficiency and the output of the generator is increased at low speeds.
  • MOSFETs is needed to actually switch at zero crossing to avoid generating additional ripple of the rectified output voltage.
  • both a rapid evaluation of the phase voltage and a sufficiently high gate drive current is required, that is to say the lowest possible triggering of the gate.
  • an evaluation circuit detects an electrical overvoltage at the positive pole of the active rectifier and short-circuits the connected phase electrically against the reference potential (ground) or against the plus pole of the active rectifier.
  • the phase short circuit is brought about at all other phases so that the generator no longer supplies any electrical power to the onboard power supply.
  • the switching operation for disabling / activating the phase short circuit is advantageously carried out slowly, ie with a large switching time.
  • Switch designates the transition between the states “conducting” and “non-conducting.”
  • “large switching time” or “slow switching” means a slow transition between the states “conducting” and “nonconducting”;
  • “Fast switching”, on the other hand, is a quick transition.
  • the present invention proposes a method for operating an active rectifier, a circuit arrangement and a computer program having the features of the independent patent claims.
  • An essential aspect of the present invention is that in a method for operating an active rectifier with a plurality of controllable semiconductor switching elements, in which a first drive mode and a second drive mode for driving the semiconductor switching elements and vice versa, the following steps a) to c) and / or d) to f) are carried out:
  • the semiconductor switching elements are driven with a first switching time and in the second driving mode with a second switching time, wherein the second switching time is greater than the first switching time.
  • MOSFETs each having a body diode are used as semiconductor switching elements, wherein a drain-source voltage of one of the semiconductor switching elements is used as the electrical operating voltage. This ensures that reliable and inexpensive components can be used to build the circuit. Furthermore, it is achieved that when switching to the first drive mode no electrical voltage spikes or burglaries are generated beyond a certain limit, since there is only a slight difference in the drain-source voltage between the case due to the energization of the body diode the drain-source channel is conductive to the case where the drain-source channel is nonconductive.
  • the value of the electrical operating voltage is between 0 volts and an electrical voltage which drops across the body diode. This ensures that the natural voltage limitation of the body diode is used, so that the circuit arrangement has a particularly simple structure without additional, additional components.
  • an output-side load shedding is detected at the rectifier, and the output side load shedding is changed from the first activation mode to the second activation mode. This ensures that a change is prevented at a wrong time, which would affect the functionality of the circuit.
  • a value of an electrical output variable of the rectifier is detected, the value with a
  • Threshold compared, and changed from the first drive mode in the second drive mode when the value is greater than the threshold value. This ensures that a load shedding is reliably detected in a particularly simple manner.
  • the electrical output is filtered to determine the value. This ensures that interference signals are eliminated from the measurement result, so that a change of the drive mode due to noise, which are superimposed on the measurement result, is avoided.
  • an output voltage is used as output variable. This ensures that an easily measurable and further processed measure is used.
  • Another aspect relates to a circuit arrangement with an active rectifier having a plurality of controllable semiconductor switching elements, wherein the semiconductor switching elements are operable in a first drive mode and in a second drive mode, wherein in the first drive mode, the semiconductor switching elements with a first switching time and in the second drive mode with a second switching time is greater, wherein the second switching time is greater than the first switching time, and wherein the circuit arrangement comprises a controller which is designed to perform all the steps of a method, as previously stated and will be explained further below.
  • computer programs are floppy disks, hard disks, flash memories, EEPROMs, CD-ROMs, DVDs, etc. It is also possible to download a program via computer networks (Internet, intranet, etc.).
  • the present invention extends to a machine-readable storage medium with a corresponding computer program stored thereon.
  • the computer program may have components which are designed to operate the circuit arrangement in accordance with the method. Further advantages and embodiments of the invention will become apparent from the description and the accompanying drawings.
  • FIG. 1 shows a vehicle electrical system with an active rectifier, a generator and a control device in a schematic partial representation
  • FIG. 2 shows a section of FIG. 1 in detail
  • FIG. 3 shows voltage profiles in a schematic representation
  • FIG. 4 shows a process flow in a schematic representation
  • FIG. 5 shows a section of FIG. 2 in detail during a method step
  • FIG. 6 shows a section of FIG. 2 in detail during a further method step
  • FIG. 7 shows a section of FIG. 2 in detail during a further method step
  • FIG. 8 shows a section of FIG. 2 in detail during a further method step.
  • a portion of a vehicle electrical system 12 such as e.g. an electrical system of a motor vehicle, shown schematically.
  • the section comprises a circuit arrangement 2 with an active rectifier 4, which is electrically conductively connected to a generator 10.
  • the active rectifier 4 is formed in the embodiment shown in Figure 1 as a ten-pulse bridge rectifier, which is designed for rectification of electrical three-phase current, which is provided in the present embodiment of the designed as a five-phase generator 10.
  • the active rectifier 4 has five half-bridges A to E in the present embodiment.
  • the half bridges A to E each have two semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL.
  • the semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL depending on a MOSFET.
  • each of the five half bridges A to E each has a high-side MOSFET and a low-side MOSFET. These are each incorporated into an upper branch H (highside) and a lower branch L (lowside) of the individual half-bridges A to E.
  • each half-bridge A to E each have a center tap M on each. Each center tap M is electrically connected to one of the five generator phases or the corresponding phase terminals U to Y, respectively.
  • the half bridges A to E are each connected at their ends to a DC voltage connection B + and a ground connection 26, for example battery poles and / or corresponding supply lines of the electrical system 12.
  • the phase terminals U to Y can be electrically low-resistance connected in accordance with a corresponding wiring of the active semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL respectively with the DC voltage terminal B + or the ground terminal 26. If two or more phase connections U to Y are each connected to the same DC voltage connection B + or
  • Mass connection 26 connected, this comes a short-circuiting of these phase terminals U to Y via the respective DC voltage terminal B + or ground terminal 26 equal.
  • the controller 6 with the gate terminals G via control lines (not shown) may be electrically connected.
  • the controller 6 is provided for all half-bridges A to E together.
  • each of the half bridges A to E may have an individual control. If the latter is the case, functions can be distributed as desired between individual controllers and the common controller 6.
  • the normal operation of the generator 10 includes driving the semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL such that at the phase terminals U to
  • Y adjacent electrical current signals are alternately turned on after the Gleichanspan- connection B + and the ground terminal 26, as basically known. A load shedding and a sudden reduction of the im
  • Vehicle electrical system 12 required electric power can be detected in an arrangement shown in Figure 1, for example, based on an applied voltage at the DC voltage terminal B +.
  • the control device 6 is connected via an electrical line 8 to the DC voltage connection B +.
  • Rectifier 4 for example, a value of an electrical voltage at the DC voltage terminal B +, a threshold, there is a load shedding.
  • the activation of the active rectifier 4 during a detected load shedding may include short-circuiting the phase connections U to Y with the DC voltage connection B + or the ground connection 26 for a limited time. As a result, the electrical current fed into the vehicle electrical system 12 drops to zero, and an electrical voltage detected via the line 8 drops.
  • Short circuit can be produced by a simultaneous driving and thus Leitend terminate some or all semiconductor switching elements AH to EH on the one hand or AL to EL on the other hand, ie some or all of the semiconductor switching elements of a rectifier branch H or L. If an electrical operating variable of the active rectifier 4, e.g. a value of an electric voltage on
  • FIG. 2 shows a section of the circuit arrangement 2 shown in FIG. 1 for rectifying one of the phases U to Y.
  • the circuit arrangement 2 illustrated in FIG. 1 has the section shown in FIG. 2 for each of the phases U to Y.
  • FIG. 2 relates to the present exemplary embodiment, in which the phase short circuit is made to the ground connection 26.
  • a second sub-controller 16 can switch between the first driving mode M1 and the second driving mode M2, but not a first sub-controller 14 of the controller 6.
  • FIG. 2 shows that, in the present exemplary embodiment, the controller 6 is assigned, in addition to the first sub-controller 14, the second sub-controller 16.
  • the first sub-controller 14 has its output side electrically connected to the gate connection G for driving the semiconductor switching elements AH to EH in the upper branch (highside).
  • the second sub-controller 16 has a driver 18, a switchable impedance 20 for the second, high-resistance drive mode M2 (HiZ mode), a current source 22 and a clamp element 24 formed, for example, as a zener diode.
  • the low-impedance driver 18 is electrically conductively connected to the source terminal of the semiconductor switching element AL to EL.
  • the switchable impedance 20 is electrically connected.
  • the second sub-controller 16 for driving the semiconductor switching element AL to EL in the lower branch (lowside) is electrically conductively connected to the gate terminal G.
  • the clamping element 24 serves to limit the voltage at the gate G of the associated semiconductor switching element AL to EL to values which are uncritical for the semiconductor switching element AL to EL.
  • the first sub-controller 14 between the gate terminal G of the semiconductor switching element AH to EH and the center tap M of the respective associated phase only a driver (not shown) with low internal resistance analogous to the driver 18 in the second sub-controller 16 and a clamping element (not shown) analogous to the clamping element 24 in the second part control 16.
  • FIG. 3 shows the electrical voltage U A at the bias voltage connection B + of the active rectifier 4 and an alternating electrical voltage U of one of the phases U to Y with a trapezoidal profile, which is rectified by the rectifier 4. Furthermore, the sequence of the positive and negative half-waves of the essentially sinusoidal generator current I PH of the same phase is given by way of example. It can be seen from FIG. 3 that in the time period t0 to t500 the considered phase of the circuit arrangement 2 is operated with the active rectifier 4 in a first drive mode M1, while in the time period t500 to t700 the considered phase of the circuit arrangement 2 with the active phase Rectifier 4 is operated in a second drive mode M2.
  • the considered phase of the circuit arrangement 2 with the active rectifier 4 is again operated in the first activation mode M1 until the condition for the activation mode M2 is present again.
  • the other phases have a phase shift with respect to the phase in question, but behave analogously to the phase under consideration, taking into account their phase position and with regard to the criteria for the transition between the drive modes M1 and M2. Explicitly, this means that they ideally switch from drive mode M1 to drive mode M2 at the same time t500.
  • the recognition, evaluation and implementation of the criteria for entering and leaving the phase short circuit ideally also occur at the same times t500 and t3.
  • the change from the drive mode M2 back to the drive mode M1 depends, as described below, on the phase position and therefore takes place with a time offset to the considered phase.
  • the semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL are driven with a first switching time
  • the semiconductor switching elements AL to EL are driven with a second switching time, wherein the second switching time is greater than the first switching time.
  • the operation is performed in the first drive mode M1 during an active rectifier operation, while the
  • the switching elements are correspondingly denoted by XH and XL, the center tap by MX and a voltage by UX
  • the semiconductor switching element XH in the upper branch and the semiconductor switching element XL in the lower branch are ideally in a state in which the drain-source channel is the drain -Source-stretch D - S is not electrically conductive (see Figure 5).
  • the negative half cycle of the alternating electrical voltage UX is present at the center tap MX.
  • the semiconductor switching element XL in the lower branch is controlled by the second sub-controller 16 in such a way that the drain-source
  • Channel of the drain-source path D - S is electrically conductive, while the semiconductor switching element XH is driven in the upper branch of the first sub-controller 14 such that the drain-source channel of the drain-source path D - S is electrically non-conductive (see Figure 7).
  • An electric current flows through the semiconductor switching element XL in the lower branch depending on the polarity of the voltage applied to the center tap M voltage UX. Thus, there is an active rectifier operation.
  • the semiconductor switching element XH in the upper branch and the semiconductor switching element XL in the lower branch are ideally in a state in which the drain-source channel is the drain -Source distance D - S is electrically non-conductive (see Figure 5). From the time t1 (see Figure 3) is the positive half-wave of the electrical
  • the semiconductor switching element XH in the upper branch is controlled by the first sub-controller 14 such that the drain-source path D-S is electrically conductive, while the semiconductor switching element XL in the lower branch is controlled by the second sub-controller 16 is controlled such that the drain
  • Source channel of the drain-source path D -S is electrically non-conductive (see Figure 6).
  • An electric current flows through the semiconductor switching element XH in the upper branch as a function of the polarity of the middle tap MX. lying electrical voltage UX. Thus, there is an active rectifier operation.
  • a value of an electrical output of the rectifier 4 is detected. This value is compared with a threshold value and changed in a step 500 (see FIG. 4) from the first activation mode M1 to the second activation mode M2 if the value is greater than the threshold value. It is understood by detecting and comparing that constantly
  • Values are recorded and compared continuously with a reference value. It is provided according to the present embodiment, that the electrical output is filtered to determine the value, with disturbances are filtered out.
  • the electrical output quantity in the present exemplary embodiment is one at the DC voltage connection
  • the changeover from the first activation mode M1 into the second activation mode M2 takes place in two partial steps according to one exemplary embodiment.
  • all semiconductor switching elements AH to EH in the upper branch are controlled by the first sub-controller 14 in such a way that the drain-source channel of the drain-source path D-S is electrically nonconductive.
  • the switchable impedance 20 is brought from the low-impedance to the high-impedance state.
  • the semiconductor switching elements AL to EL in the lower branch are then slowly driven by the second subcontroller 16 by means of the current source 22 in such a way that the drain-source channel of the drain-source path D-S slowly becomes electrically conductive (final state see FIG FIG. 7).
  • step 600 in which, in a first stage, the semiconductor switching element XH in the upper branch is controlled by the first sub-controller 14 in such a way that the drain-source channel of the drain-source path D - S remains electrically non-conductive as long as U ⁇ U A , while the drain-source channel of the drain-source path D - S of the semiconductor switching element XL in the lower branch of the current source 22 of the second sub-controller 16 is driven such that they electrically non-conductive (see Figure 8) is.
  • the semiconductor switching element XL in the lower branch is driven in accordance with the second drive mode M2, that is to say with the second, larger switching time in order to reduce or completely avoid electrical voltage peaks occurring due to inductances.
  • the value of the drain-source voltage UX and thus the voltage at the center tap MX changes. If the drain-source voltage U exceeds the voltage U A at the DC voltage terminal B +, the semiconductor switching element XH in the upper branch is controlled by the first sub-controller 14 such that the drain-source channel of the drain-source path D - S becomes electrically conductive becomes.
  • an electric current flows from the center tap MX of the considered phase through the semiconductor switching element XH to the DC voltage terminal B + until the electric current changes direction and the body diode 28 of the semiconductor switching element XL is energized in the lower branch.
  • the semiconductor switching element XL in the upper branch by the first part of control 14 is driven accordingly.
  • detection and evaluation of the electrical output voltage U A instead of the detection and evaluation of the electrical output voltage U A , detection and evaluation of the drain-source voltage of the high-side semiconductor switching element AH to EH can take place in order to initiate the release of the phase short circuit.
  • a value of an electric duty of the semiconductor switching element AL to EL is detected, and the value is compared with a comparison value. If the value is greater than the comparison value, is changed from the second drive mode M2 in the first drive mode M1.
  • an electrical voltage U D is used as the electrical operating variable.
  • a source-drain voltage of the semiconductor switching element AL to EL is used as the electrical voltage U D , in which it is at non-conductive drain-source channel to the voltage drop across the body diode 28 electric voltage U D acts. This is a positive electrical voltage in the event that the current flows from source to drain. The value of this voltage is greater than the value of the voltage which sets when the drain-source channel and current flow from source to drain.
  • the comparison value of the electrical voltage is above the highest value of the voltage which is established when the drain-source channel is conducting and the source-to-drain maximum current. It is also a positive electrical voltage.
  • the semiconductor switching element XL is driven in the lower branch by the second sub-controller 16 as in step 200 of the driving mode M1 in the period between tO and t1 such that the drain-source Channel of the drain-source path D - S is electrically conductive, while the semiconductor switching element XH is driven in the upper branch of the first sub-controller 14 such that the drain-source channel of the drain-source path D - S electrically non-conductive is.
  • the state shown in Figure 6 is reached again.
  • Another embodiment differs from the one just described in that the semiconductor switching element AH to EH in the upper branch of the first sub-controller 14 in the period between t3 and t700 are not so adapted. is controlled so that the drain-source channel of the drain-source path D - S becomes electrically conductive when U> U A. In this case, with a corresponding phase position, an electric current flows from the middle tap M of the considered phase through the body diode 28 of the semiconductor switching element AH to EH to the DC voltage connection B +.
  • a control of the semiconductor switching element AH to EH in the upper branch by the first sub-controller 14 such that the drain-source path D - S becomes electrically conductive, is possible only after return to the drive mode M1 and then in the described for the active rectification Kind done.
  • the phase short circuit is made against the DC voltage terminal B + of the active rectifier 4.
  • the first sub-controller 14 can be switched between the driving modes M1 and M2; however, the second part control 16 is not.
  • the sub-controller 16 in this case comprises the components and circuitry of the sub-controller 14 of the embodiment in which the phase short is performed to the ground terminal 26 and vice versa.
  • the criterion for changing over from the activation mode M1 to the activation mode M2 and for deactivating / activating the phase connection remain unchanged as well as the electrical connection of the partial controller 14 to the semiconductor switching element AH to EH and the partial controller 16 to the semiconductor switching element AL to EL.
  • the criterion for the change from the drive mode M2 to the drive mode M1 is modified such that the electrical voltage U is compared with the electrical output voltage U A and the
  • Transition occurs when electrical voltage U exceeds the electrical output voltage U A at least by a comparison value which is greater than the maximum value of the voltage which is established in the case of conducting drain-source channel and current flow from source to drain in the semiconductor switching element AH to EH ,
  • one of the detection and evaluation tion of the drain-source voltage of the lowside semiconductor switching element AL to EL done to initiate the release of the phase short at time t3.

Abstract

The invention relates to a method for operating an active rectifier (4) that comprises a plurality of actuatable semiconductor switch elements (AH-EH, AL-EL), in which a first actuation mode (M1) and a second actuation mode (M2) are switched between and vice versa in order to actuate said semiconductor switch elements (AH-EH, AL-EL). In the first actuation mode (M1), the semiconductor switch elements (AH-EH, AL-EL) are actuated with a first switching time and, in the second actuation mode (M2), they are actuated with a second switching time, the second switching time being greater than the first switching time, and said method comprising the following steps a) to c) and/or d) to f): a) acquiring a starter variable value of an electrical starter variable for said rectifier, b) comparing the starter variable value to a comparative value, c) switching from the first actuation mode (M1) to the second actuation mode (M2) if the starter variable value is greater than said comparative value, d) acquiring an operational variable value of an electrical operational variable of one of the semiconductor switch elements (AH-EH, AL-EL), e) comparing the operational variable value to a comparative value, and f) switching from the second actuation mode (M2) to the first actuation mode (M1) if the operational variable value is greater than said comparative value. The invention also relates to a corresponding circuit arrangement (2), and to a computer program.

Description

Beschreibung Titel  Description title
Verfahren zum Betreiben eines aktiven Gleichrichters, Schaltungsanordnung und Computerprogramm  Method for operating an active rectifier, circuit arrangement and computer program
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines aktiven Gleichrichters, eine Schaltungsanordnung und ein Computerprogramm. The present invention relates to a method of operating an active rectifier, a circuit arrangement and a computer program.
Stand der Technik State of the art
In konventionellen Kraftfahrzeugen wird ein 14V-Bordnetz über einen 14V- Generator mit elektrischer Energie versorgt. Der Generator ist im Allgemeinen eine drei- oder mehrphasige elektrische Maschine, die von dem Verbrennungsmotor des Kraftfahrzeugs angetrieben wird und Drehstrom erzeugt, der von einem Gleichrichter gleichgerichtet wird. In conventional motor vehicles, a 14V vehicle electrical system is supplied with electrical energy via a 14V generator. The generator is generally a three- or more-phase electric machine that is driven by the internal combustion engine of the motor vehicle and generates three-phase current that is rectified by a rectifier.
Da die Erregerwicklung des Generators eine sehr hohe Induktivität aufweist, wird bei einem abrupten Lastabfall, der als„Load-Dump" bezeichnet wird, zunächst weiterhin ein unverminderter elektrischer Strom ins Bordnetz abgegeben und eine hohe elektrische Spannung erzeugt. Je nach der im Bordnetz vorhandenen Kapazität steigt der Spannungswert bereits innerhalb weniger Millisekunden über die maximale Spannungsgrenze des Bordnetzes hinaus an. Der Generatorstrom klingt mit der Zeitkonstante des Erregerfeldes ab, wodurch sich eine maximale Load-Dump-Zeit von einigen 100ms ergibt. Since the excitation winding of the generator has a very high inductance, an abrupt load drop, which is referred to as a "load dump", initially continues to deliver an undiminished electrical current to the electrical system and generate a high electrical voltage, depending on the capacitance present in the vehicle electrical system the voltage value already rises within a few milliseconds beyond the maximum voltage limit of the electrical system.The generator current decays with the time constant of the exciter field, resulting in a maximum load dump time of a few 100 ms.
Ein Gleichrichter kann aus Zener-Dioden gebildet sein, die im Normalbetrieb als Stromventile wirken und eine Gleichrichtung bewirken, im Sonderfall Load-Dump jedoch die auftretenden elektrischen Überspannungen auch begrenzen können, indem der Generatorstrom über den Zenerdurchbruch nach Masse abgeleitet wird, anstatt ins Bordnetz abgegeben zu werden. Dies wird als passive Gleichrichtung bezeichnet und diese Art der Spannungsbegrenzung wird als Klammerung bezeichnet. A rectifier may be formed of zener diodes, which act as current valves in normal operation and cause rectification, but in the special case load dump can also limit the occurring electrical overvoltages by the generator current via the Zener breakdown derived to ground instead of getting into the electrical system. This is called passive rectification and this type of voltage limiting is called clamping.
Bei einer aktiven Gleichrichtung wird jede Diode durch einen Leistungs-MOSFET ersetzt, der eine zu seinem Kanal zwischen Drain und Source antiparallele intrinsische Bodydiode aufweist, die ohne Ansteuerung des Gates des MOSFETs identisch wie ein Diodengleichrichter funktioniert. Durch eine geeignete, schnelle Spannungsforcierung mittels eines Gatetreibers kann der MOSFET gerade immer dann eingeschaltet werden, wenn der Phasenstrom durch ihn fließen soll, d.h., die intrinsische Diode des MOSFETs wird durch seinen Kanal kurzgeschlossen. Auf diese Weise stellt sich im Vergleich zum passiven Gleichrichter eine deutlich reduzierte Durchlass-Spannung am Source-Drain-Kanal ein und dementsprechend wird der Wirkungsgrad sowie die Ausgangsleistung des Generators bei niedrigen Drehzahlen erhöht. Eine schnelle Ansteuerung des In active rectification, each diode is replaced by a power MOSFET having an intrinsic body diode antiparallel to its drain-to-source channel which functions as a diode rectifier without driving the gate of the MOSFET. By means of a suitable, fast voltage forcing by means of a gate driver, the MOSFET can be switched on just when the phase current is to flow through it, that is, the intrinsic diode of the MOSFET is short-circuited by its channel. In this way, compared to the passive rectifier, a significantly reduced forward voltage at the source-drain channel and thus the efficiency and the output of the generator is increased at low speeds. A fast control of the
MOSFETs ist nötig, um tatsächlich im Nulldurchgang zu schalten, um keine zusätzliche Welligkeit der gleichgerichteten Ausgangsspannung zu erzeugen. Hierzu ist sowohl eine schnelle Auswertung der Phasenspannung als auch ein ausreichend hoher Gate-Treiberstrom erforderlich, also eine möglichst niederohmige Ansteuerung des Gates. MOSFETs is needed to actually switch at zero crossing to avoid generating additional ripple of the rectified output voltage. For this purpose, both a rapid evaluation of the phase voltage and a sufficiently high gate drive current is required, that is to say the lowest possible triggering of the gate.
Im Fall eines Load-Dumps erfasst eine Auswerteschaltung eine elektrische Überspannung am Pluspol des aktiven Gleichrichters und schließt die angeschlossene Phase elektrisch gegen das Bezugspotenzial (Masse) oder gegen den Pluspol des aktiven Gleichrichters kurz. In einem mehrphasigen System wird der Pha- senkurzschluss, entweder für jede Phase autark oder über eine Synchronisationsleitung gesteuert, an allen weiteren Phasen herbeigeführt, sodass der Generator keinen elektrischen Strom mehr ans Bordnetz abgibt. In the case of a load dump, an evaluation circuit detects an electrical overvoltage at the positive pole of the active rectifier and short-circuits the connected phase electrically against the reference potential (ground) or against the plus pole of the active rectifier. In a multi-phase system, the phase short circuit, either independently for each phase or controlled via a synchronization line, is brought about at all other phases so that the generator no longer supplies any electrical power to the onboard power supply.
Bei zu steilen Spannungsgradienten am MOSFET-Gate während der Deaktivie- rung/Aktivierung des Phasenkurzschlusses treten aufgrund der damit verbundenen großen Gradienten des Generatorstromes in Verbindung mit der Kabelinduktivität der Anschlussleitung zwischen der Kapazität im Bordnetz und dem Generator mit aktiver Gleichrichtung betragsmäßig hohe Spannungsspitzen auf. Diese können eine Steuerung des Generators schädigen. Daher wird der Schaltvorgang zur De-/Aktivierung des Phasenkurzschlusses vorteilhafterweise langsam, d.h. mit einer großen Schaltzeit, ausgeführt. If the voltage gradient at the MOSFET gate is too steep during the deactivation / activation of the phase short circuit, due to the associated large gradient of the generator current in conjunction with the cable inductance of the connecting line between the capacitance in the vehicle electrical system and the generator with active rectification, high voltage peaks occur. These can damage a controller of the generator. Therefore, the switching operation for disabling / activating the phase short circuit is advantageously carried out slowly, ie with a large switching time.
Im normalen Gleichrichterbetrieb hingegen müssen Schaltvorgänge schnell, d.h. mit einer kleineren Schaltzeit, ausgeführt werden, besonders in Betriebsfällen mit hohen Drehzahlen und hohen Generatorströmen. In normal rectifier operation, however, switching operations must be fast, i. with a shorter switching time, especially in high speed, high generator current operating conditions.
Schalten bezeichnet dabei den Übergang zwischen den Zuständen„leitend" und „nichtleitend".„Große Schaltzeit" bzw.„langsames Schalten" bedeutet im hier geschilderten Kontext einen langsamen Übergang zwischen den Zuständen„leitend" und„nichtleitend";„kleine Schaltzeit" bzw.„schnelles Schalten" hingegen einen schnellen Übergang. Switch designates the transition between the states "conducting" and "non-conducting." In the context described here, "large switching time" or "slow switching" means a slow transition between the states "conducting" and "nonconducting"; "Fast switching", on the other hand, is a quick transition.
Langsames Schalten kann während des Phasenkurzschlusses durch eine ho- chohmige, schnelles Schalten während der aktiven Gleichrichtung durch eine niederohmige Ansteuerung des MOSFET-Gates erreicht werden. Slow switching can be achieved during the phase short circuit by a high-frequency, fast switching during the active rectification by a low-impedance activation of the MOSFET gate.
Um diesen beiden Anforderungen - hochohmige Ansteuerung bei Deaktivie- rung/Aktivierung während des Phasenkurzschlusses und niederohmige Ansteuerung während des aktiven Gleichrichterbetriebs - zu erfüllen, wird zwischen zwei Treibermechanismen umgeschaltet. Im Normalbetrieb wird niederohmig eine elektrische Spannung bereitgestellt, während im Phasenkurzschlussbetrieb eine genau eingestellte Stromquelle mit dem Ausgang verbunden wird. In order to meet these two requirements - high-impedance control during deactivation / activation during the phase short circuit and low-resistance control during active rectifier operation - a switchover is made between two driver mechanisms. In normal operation, an electrical voltage is provided at low impedance, while in phase short-circuit operation, a precisely set current source is connected to the output.
Entscheidend ist, wann ein Wechsel zwischen hoch- und niederohmigen Betrieb durchgeführt wird. Wird zum falschen Zeitpunkt gewechselt, kann es zu einem unerwünschten schnellen Schalten kommen und damit zu elektrischen Spannungsspitzen, die zur Zerstörung der elektrischen Komponenten der Steuerung führen können. It is crucial when a change between high and low impedance operation is performed. Changing at the wrong time can result in unwanted high-speed switching and thus electrical voltage spikes that can destroy the electrical components of the controller.
Es besteht daher Bedarf an einem Verfahren zur Bestimmung des Zeitpunkts für einen Wechsel der Ansteuerung. Offenbarung der Erfindung There is therefore a need for a method for determining the time for a change of control. Disclosure of the invention
Vor diesem Hintergrund schlägt die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Betreiben eines aktiven Gleichrichters, eine Schaltungsanordnung sowie ein Computerprogramm mit den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche vor. Against this background, the present invention proposes a method for operating an active rectifier, a circuit arrangement and a computer program having the features of the independent patent claims.
Vorteile der Erfindung Advantages of the invention
Ein wesentlicher Aspekt der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass bei einem Verfahren zum Betreiben eines aktiven Gleichrichters mit einer Mehrzahl von ansteuerbaren Halbleiterschaltelementen, bei dem zwischen einem ersten Ansteuermodus und einem zweiten Ansteuermodus zum Ansteuern der Halbleiterschaltelemente und umgekehrt gewechselt wird, die folgenden Schritte a) bis c) und/oder d) bis f) durchgeführt werden: An essential aspect of the present invention is that in a method for operating an active rectifier with a plurality of controllable semiconductor switching elements, in which a first drive mode and a second drive mode for driving the semiconductor switching elements and vice versa, the following steps a) to c) and / or d) to f) are carried out:
a) Erfassen eines Ausgangsgrößenwertes einer elektrischen Ausgangsgröße des Gleichrichters a) detecting an output value of an electrical output of the rectifier
b) Vergleichen des Ausgangsgrößenwertes mit einem Vergleichswert, c) Wechseln vom ersten Ansteuermodus in den zweiten Ansteuermodus, wenn der Ausgangsgrößenwert größer als der Vergleichswert ist, b) comparing the output value with a comparison value, c) changing from the first drive mode to the second drive mode when the output value is greater than the comparison value,
d) Erfassen eines Betriebsgrößenwertes einer elektrischen Betriebsgröße eines der Halbleiterschaltelemente, d) detecting an operating variable value of an electrical operating variable of one of the semiconductor switching elements,
e) Vergleichen des Betriebsgrößenwertes mit einem Vergleichswert, f) Wechseln vom zweiten Ansteuermodus in den ersten Ansteuermodus, wenn der Betriebsgrößenwert größer als der Vergleichswert ist, e) comparing the operating variable value with a comparison value, f) changing from the second activation mode into the first activation mode if the operating variable value is greater than the comparison value,
wobei im ersten Ansteuermodus die Halbleiterschaltelemente mit einer ersten Schaltzeit und im zweiten Ansteuermodus mit einer zweiten Schaltzeit angesteuert werden, wobei die zweite Schaltzeit größer als die erste Schaltzeit ist. Hierdurch wird erreicht, dass ein Wechsel zu einem falschen Zeitpunkt verhindert wird. So werden elektrische Spannungsspitzen vermieden, die sonst aufgrund einer zu kurzen Schaltzeit zu einer Zerstörung von elektrischen Komponenten, z.B. einer Steuerung der Schaltungsanordnung, führen könnten. Gemäß einer weiteren Ausführungsform wird als die elektrische Betriebsgröße eine elektrische Betriebsspannung verwendet. Hierdurch wird erreicht, dass eine einfache zu erfassende und weiterzuverarbeitende Messgröße verwendet wird. wherein in the first drive mode, the semiconductor switching elements are driven with a first switching time and in the second driving mode with a second switching time, wherein the second switching time is greater than the first switching time. This ensures that a change at a wrong time is prevented. Thus, electrical voltage peaks are avoided, which could otherwise lead to destruction of electrical components, such as a control of the circuit arrangement, due to a too short switching time. According to a further embodiment, an electrical operating voltage is used as the electrical operating variable. This ensures that a simple to be detected and further processed measure is used.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform werden als Halbleiterschaltelemente MOSFETs mit je einer Bodydiode verwendet, wobei als elektrische Betriebsspannung eine Drain-Source-Spannung eines der Halbleiterschaltelemente verwendet wird. Hierdurch wird erreicht, dass zuverlässige und preiswerte Bauteile zum Aufbau der Schaltungsanordnung verwendet werden können. Des Weiteren wird erreicht, dass bei einem Wechsel in den ersten Ansteuermodus keine elektrischen Spannungsspitzen oder -einbrüche über eine bestimmten Grenze hinaus erzeugt werden, da es aufgrund der Bestromung der Bodydiode nur einen geringen Unterschied der Drain-Source-Spannung zwischen dem Fall gibt, bei dem der Drain-Source-Kanal leitend ist, zu dem Fall, bei dem der Drain-Source-Kanal nicht leitend ist. According to a further embodiment, MOSFETs each having a body diode are used as semiconductor switching elements, wherein a drain-source voltage of one of the semiconductor switching elements is used as the electrical operating voltage. This ensures that reliable and inexpensive components can be used to build the circuit. Furthermore, it is achieved that when switching to the first drive mode no electrical voltage spikes or burglaries are generated beyond a certain limit, since there is only a slight difference in the drain-source voltage between the case due to the energization of the body diode the drain-source channel is conductive to the case where the drain-source channel is nonconductive.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform liegt der Wert der elektrischen Betriebsspannung zwischen 0 Volt und einer elektrischen Spannung, die an der Bodydiode abfällt. Hierdurch wird erreicht, dass die natürliche Spannungsbegrenzung der Bodydiode verwendet wird, sodass die Schaltungsanordnung einen besonders einfachen Aufbau ohne zusätzliche, weitere Bauteile aufweist. According to a further embodiment, the value of the electrical operating voltage is between 0 volts and an electrical voltage which drops across the body diode. This ensures that the natural voltage limitation of the body diode is used, so that the circuit arrangement has a particularly simple structure without additional, additional components.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform wird ein ausgangsseitiger Lastabwurf am Gleichrichter erfasst, und auf den ausgangsseitigen Lastabwurf hin vom ers- ten Ansteuermodus in den zweiten Ansteuermodus gewechselt. Hierdurch wird erreicht, dass ein Wechsel zu einem falschen Zeitpunkt verhindert wird, was die Funktionsfähigkeit der Schaltungsanordnung beeinträchtigen würde. According to a further embodiment, an output-side load shedding is detected at the rectifier, and the output side load shedding is changed from the first activation mode to the second activation mode. This ensures that a change is prevented at a wrong time, which would affect the functionality of the circuit.
Gemäß einer Ausführungsform wird zur Erfassung des Lastabwurfs ein Wert ei- ner elektrischen Ausgangsgröße des Gleichrichters erfasst, der Wert mit einemAccording to one embodiment, to detect the load shedding, a value of an electrical output variable of the rectifier is detected, the value with a
Schwellwert verglichen, und vom ersten Ansteuermodus in den zweiten Ansteuermodus gewechselt, wenn der Wert größer als der Schwellwert ist. Hierdurch wird erreicht, dass auf besonders einfache Weise ein Lastabwurf zuverlässig erfasst wird. Gemäß einer weiteren Ausführungsform wird die elektrische Ausgangsgröße gefiltert, um den Wert zu bestimmen. Hierdurch wird erreicht, dass Störsignale aus dem Messergebnis eliminiert werden, sodass ein Wechsel des Ansteuermodus aufgrund von Störsignalen, die dem Messergebnis überlagert sind, vermieden wird. Threshold compared, and changed from the first drive mode in the second drive mode when the value is greater than the threshold value. This ensures that a load shedding is reliably detected in a particularly simple manner. According to another embodiment, the electrical output is filtered to determine the value. This ensures that interference signals are eliminated from the measurement result, so that a change of the drive mode due to noise, which are superimposed on the measurement result, is avoided.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform wird als Ausgangsgröße eine elektrische Ausgangsspannung verwendet. Hierdurch wird erreicht, dass eine einfach zu er- fassende und weiterzuverarbeitende Messgröße verwendet wird. According to a further embodiment, an output voltage is used as output variable. This ensures that an easily measurable and further processed measure is used.
Ein weiterer Aspekt betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem aktiven Gleichrichter mit einer Mehrzahl von ansteuerbaren Halbleiterschaltelementen, wobei die Halbleiterschaltelemente in einem ersten Ansteuermodus und in einem zwei- ten Ansteuermodus betreibbar sind, wobei im ersten Ansteuermodus die Halbleiterschaltelemente mit einer ersten Schaltzeit und im zweiten Ansteuermodus mit einer zweiten Schaltzeit ansteuerbar sind, wobei die zweite Schaltzeit größer als die erste Schaltzeit ist, und wobei die Schaltungsanordnung eine Steuerung aufweist, die ausgebildet ist, alle Schritte eines Verfahrens auszuführen, wie es zu- vor angegeben wurde und nachfolgend weiter erläutert wird. Another aspect relates to a circuit arrangement with an active rectifier having a plurality of controllable semiconductor switching elements, wherein the semiconductor switching elements are operable in a first drive mode and in a second drive mode, wherein in the first drive mode, the semiconductor switching elements with a first switching time and in the second drive mode with a second switching time is greater, wherein the second switching time is greater than the first switching time, and wherein the circuit arrangement comprises a controller which is designed to perform all the steps of a method, as previously stated and will be explained further below.
Auch eine Implementierung des Verfahrens in Form eines Computerprogramms ist vorteilhaft, da dies besonders geringe Kosten verursacht, insbesondere wenn die ausführende Prozesseinrichtung noch für weitere Aufgaben genutzt wird und daher ohnehin vorhanden ist. Geeignete Datenträger zur Bereitstellung desAn implementation of the method in the form of a computer program is also advantageous, since this causes particularly low costs, in particular if the executing process device is still used for further tasks and therefore exists anyway. Suitable media for providing the
Computerprogramms sind insbesondere Disketten, Festplatten, Flash-Speicher, EEPROMs, CD-ROMs, DVDs u.a.m. Auch ein Download eines Programms über Computernetze (Internet, Intranet usw.) ist möglich. Die vorliegende Erfindung erstreckt sich insbesondere auf ein maschinenlesbares Speichermedium mit ei- nem entsprechenden, darauf gespeicherten Computerprogramm. Dabei kann das Computerprogramm Bestandteile aufweisen, die zum Betrieb der Schaltungsanordnung gemäß dem Verfahren ausgebildet sind. Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und der beiliegenden Zeichnung. In particular, computer programs are floppy disks, hard disks, flash memories, EEPROMs, CD-ROMs, DVDs, etc. It is also possible to download a program via computer networks (Internet, intranet, etc.). In particular, the present invention extends to a machine-readable storage medium with a corresponding computer program stored thereon. In this case, the computer program may have components which are designed to operate the circuit arrangement in accordance with the method. Further advantages and embodiments of the invention will become apparent from the description and the accompanying drawings.
Es versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachfolgend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen. It is understood that the features mentioned above and those yet to be explained below can be used not only in the particular combination indicated, but also in other combinations or in isolation, without departing from the scope of the present invention.
Die Erfindung ist anhand eines Ausführungsbeispiels in der Zeichnung schematisch dargestellt und wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnung ausführlich beschrieben. The invention is illustrated schematically with reference to an embodiment in the drawing and will be described in detail below with reference to the drawing.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen Brief description of the drawings
Figur 1 zeigt ein Bordnetz mit einem aktiven Gleichrichter, einem Generator und einer Steuereinrichtung in schematischer Teildarstellung, 1 shows a vehicle electrical system with an active rectifier, a generator and a control device in a schematic partial representation,
Figur 2 zeigt einen Abschnitt der Figur 1 in Detail, FIG. 2 shows a section of FIG. 1 in detail,
Figur 3 zeigt Spannungsverläufe in schematischer Darstellung, FIG. 3 shows voltage profiles in a schematic representation,
Figur 4 zeigt einen Verfahrensablauf in schematischer Darstellung, FIG. 4 shows a process flow in a schematic representation,
Figur 5 zeigt einen Abschnitt der Figur 2 in Detail während eines Verfahrensschritts, FIG. 5 shows a section of FIG. 2 in detail during a method step,
Figur 6 zeigt einen Abschnitt der Figur 2 in Detail während eines weiteren Verfahrensschritts, FIG. 6 shows a section of FIG. 2 in detail during a further method step,
Figur 7 zeigt einen Abschnitt der Figur 2 in Detail während eines weiteren Verfahrensschritts, und FIG. 7 shows a section of FIG. 2 in detail during a further method step, and FIG
Figur 8 zeigt einen Abschnitt der Figur 2 in Detail während eines weiteren Verfahrensschritts. Ausführungsform(en) der Erfindung FIG. 8 shows a section of FIG. 2 in detail during a further method step. Embodiment (s) of the invention
In Figur 1 ist ein Abschnitt eines Bordnetzes 12, wie z.B. eines Bordnetzes eines Kraftfahrzeugs, schematisch dargestellt. Der Abschnitt umfasst eine Schaltungsanordnung 2 mit einem aktiven Gleichrichter 4, die mit einem Generator 10 elektrisch leitend verbunden ist. In Fig. 1, a portion of a vehicle electrical system 12, such as e.g. an electrical system of a motor vehicle, shown schematically. The section comprises a circuit arrangement 2 with an active rectifier 4, which is electrically conductively connected to a generator 10.
Der aktive Gleichrichter 4 ist in dem in Figur 1 dargestellten Ausführungsbeispiel als zehnpulsiger Brückengleichrichter ausgebildet, der zur Gleichrichtung von elektrischem Drehstrom ausgebildet ist, der im vorliegenden Ausführungsbeispiel von dem als fünfphasig ausgebildeten Generator 10 bereitgestellt wird. In gleicher Weise kann jedoch beispielsweise auch ein drei-, vier-, sechs- oder sieben- phasiger Generator und ein entsprechend hieran angepasster sechs-, achtzwölf- oder vierzehnpulsiger Brückengleichrichter eingesetzt werden. The active rectifier 4 is formed in the embodiment shown in Figure 1 as a ten-pulse bridge rectifier, which is designed for rectification of electrical three-phase current, which is provided in the present embodiment of the designed as a five-phase generator 10. In the same way, however, it is also possible, for example, to use a three-, four-, six- or seven-phase generator and a six-, eight-twelve or fourteen-pulse bridge rectifier correspondingly adapted thereto.
Der aktive Gleichrichter 4 weist im vorliegenden Ausführungsbeispiel fünf Halbbrücken A bis E auf. The active rectifier 4 has five half-bridges A to E in the present embodiment.
Die Halbbrücken A bis E weisen jeweils zwei Halbleiterschaltelemente AH bis EH und AL bis EL auf. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel weisen die Halbleiterschaltelemente AH bis EH und AL bis EL je einen MOSFET auf. Jede der fünf Halbrücken A bis E weist im vorliegenden Ausführungsbeispiel jeweils je einen high-side MOSFET und einen low-side MOSFET auf. Diese sind jeweils in einen oberen Zweig H (Highside) und einen unteren Zweig L (Lowside) der einzelnen Halbbrücken A bis E eingebunden. Ferner weist jede Halbbrücke A bis E jeweils je einen Mittelabgriff M auf. Jeder Mittelabgriff M ist mit je einer der fünf Generatorphasen bzw. den entsprechenden Phasenanschlüssen U bis Y elektrisch leitend verbunden. The half bridges A to E each have two semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL. In the present embodiment, the semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL depending on a MOSFET. In the present exemplary embodiment, each of the five half bridges A to E each has a high-side MOSFET and a low-side MOSFET. These are each incorporated into an upper branch H (highside) and a lower branch L (lowside) of the individual half-bridges A to E. Furthermore, each half-bridge A to E each have a center tap M on each. Each center tap M is electrically connected to one of the five generator phases or the corresponding phase terminals U to Y, respectively.
Die Halbbrücken A bis E sind mit ihren Enden jeweils mit einem Gleichspan- nungsanschluss B+ und einem Masseanschluss 26, beispielsweise Batteriepolen und/oder entsprechenden Versorgungsleitungen des Bordnetzes 12, verbunden. Die Phasenanschlüsse U bis Y können nach Maßgabe einer entsprechenden Beschaltung der aktiven Halbleiterschaltelemente AH bis EH und AL bis EL jeweils mit dem Gleichspannungsanschluss B+ oder dem Masseanschluss 26 elektrisch niederohmig verbunden werden. Werden zwei oder mehr Phasenan- Schlüsse U bis Y jeweils mit demselben Gleichspannungsanschluss B+ bzw.The half bridges A to E are each connected at their ends to a DC voltage connection B + and a ground connection 26, for example battery poles and / or corresponding supply lines of the electrical system 12. The phase terminals U to Y can be electrically low-resistance connected in accordance with a corresponding wiring of the active semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL respectively with the DC voltage terminal B + or the ground terminal 26. If two or more phase connections U to Y are each connected to the same DC voltage connection B + or
Massenanschluss 26 verbunden, kommt dies einem Kurzschließen dieser Phasenanschlüsse U bis Y über den jeweiligen Gleichspannungsanschluss B+ bzw. Masseanschluss 26 gleich. Die Beschaltung der Halbleiterschaltelemente AH bis EH und AL bis EL erfolgt über ihre jeweiligen Gate-Anschlüsse G durch eine Steuerung 6. Hierzu kann die Steuerung 6 mit den Gate-Anschlüssen G über Ansteuerleitungen (nicht dargestellt) elektrisch leitend verbunden sein. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Steuerung 6 für alle Halbbrücken A bis E gemeinsam vorgesehen. Alternativ dazu kann auch jede der Halbbrücken A bis E eine individuelle Steuerung aufweisen. Ist letzteres der Fall, können Funktionen beliebig zwischen individuellen Steuerungen und der gemeinsamen Steuerung 6 verteilt sein. Mass connection 26 connected, this comes a short-circuiting of these phase terminals U to Y via the respective DC voltage terminal B + or ground terminal 26 equal. The circuit of the semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL via their respective gate terminals G by a controller 6. For this purpose, the controller 6 with the gate terminals G via control lines (not shown) may be electrically connected. In the present embodiment, the controller 6 is provided for all half-bridges A to E together. Alternatively, each of the half bridges A to E may have an individual control. If the latter is the case, functions can be distributed as desired between individual controllers and the common controller 6.
Der Normalbetrieb des Generators 10 umfasst, die Halbleiterschaltelemente AH bis EH und AL bis EL derart anzusteuern, dass an den Phasenanschlüssen U bisThe normal operation of the generator 10 includes driving the semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL such that at the phase terminals U to
Y anliegende elektrischen Stromsignale abwechselnd nach dem Gleichanspan- nungsanschluss B+ und dem Masseanschluss 26 durchgesteuert werden, wie grundsätzlich bekannt. Ein Lastabwurf und eine dadurch hervorgerufene plötzliche Reduzierung des imY adjacent electrical current signals are alternately turned on after the Gleichanspan- connection B + and the ground terminal 26, as basically known. A load shedding and a sudden reduction of the im
Bordnetz 12 benötigten elektrischen Stromes, kann in einer in Figur 1 dargestellten Anordnung beispielsweise auf Grundlage einer an dem Gleichspannungsanschluss B+ anliegenden elektrischen Spannung detektiert werden. Hierzu ist die Steuereinrichtung 6 über eine elektrische Leitung 8 mit dem Gleichspannungsan- schluss B+ verbunden. Überschreitet eine elektrische Betriebsgröße des aktivenVehicle electrical system 12 required electric power, can be detected in an arrangement shown in Figure 1, for example, based on an applied voltage at the DC voltage terminal B +. For this purpose, the control device 6 is connected via an electrical line 8 to the DC voltage connection B +. Exceeds an electrical operating variable of the active
Gleichrichters 4, z.B. ein Wert einer elektrischen Spannung am Gleichspannungsanschluss B+, einen Schwellwert, liegt ein Lastabwurf vor. Die Ansteuerung des aktiven Gleichrichters 4 bei einem erfassten Lastabwurf kann umfassen, die Phasenanschlüsse U bis Y zeitlich begrenzt mit dem Gleich- spannungsanschluss B+ bzw. dem Massenanschluss 26 kurzzuschließen. In der Folge fällt der in das Bordnetz 12 eingespeiste elektrische Strom auf Null ab, ei- ne über die Leitung 8 erfasste elektrische Spannung sinkt. Ein entsprechenderRectifier 4, for example, a value of an electrical voltage at the DC voltage terminal B +, a threshold, there is a load shedding. The activation of the active rectifier 4 during a detected load shedding may include short-circuiting the phase connections U to Y with the DC voltage connection B + or the ground connection 26 for a limited time. As a result, the electrical current fed into the vehicle electrical system 12 drops to zero, and an electrical voltage detected via the line 8 drops. An appropriate one
Kurzschluss kann durch ein gleichzeitiges Ansteuern und damit Leitendschalten einiger oder aller Halbleiterschaltelemente AH bis EH einerseits oder AL bis EL andererseits, also einiger oder aller Halbleiterschaltelemente eines Gleichrichterzweigs H oder L hergestellt werden. Unterschreitet eine elektrische Betriebsgrö- ße des aktiven Gleichrichters 4, z.B. ein Wert einer elektrischen Spannung amShort circuit can be produced by a simultaneous driving and thus Leitendschalten some or all semiconductor switching elements AH to EH on the one hand or AL to EL on the other hand, ie some or all of the semiconductor switching elements of a rectifier branch H or L. If an electrical operating variable of the active rectifier 4, e.g. a value of an electric voltage on
Gleichspannungsanschluss B+, einen weiteren Schwellwert, wird der Phasen- kurzschluss wieder gelöst. Wird ein solcher Kurzschluss gelöst, steigt der Wert des in das Bordnetz 12 eingespeisten elektrischen Stromes an, und der über die Leitung 8 erfasste elektrische Spannungswert steigt ebenfalls. DC voltage connection B +, another threshold value, the phase short circuit is released again. If such a short circuit is solved, the value of the electrical current fed into the electrical system 12 increases, and the electrical voltage value detected via the line 8 also increases.
In Figur 2 ist ein Abschnitt der in der Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung 2 zur Gleichrichtung einer der Phasen U bis Y dargestellt. Entsprechend weist die in Figur 1 dargestellte Schaltungsanordnung 2 für jede der Phasen U bis Y den in Figur 2 dargestellten Abschnitt auf. Die Figur 2 bezieht sich auf das vorliegende Ausführungsbeispiel, bei dem der Phasenkurzschluss zum Masseanschluss 26 vorgenommen wird. In diesem Fall lässt sich nur eine zweite Teilsteuerung 16 zwischen dem ersten Ansteuermodus M1 und dem zweiten Ansteuermodus M2 umschalten, eine erste Teilsteuerung 14 der Steuerung 6 jedoch nicht. Die Figur 2 zeigt, dass im vorliegenden Ausführungsbeispiel der Steuerung 6 neben der ersten Teilsteuerung 14 die zweite Teilsteuerung 16 zugeordnet ist. Dabei ist gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die erste Teilsteuerung 14 zur Ansteuerung der Halbleiterschaltelement AH bis EH im oberen Zweig FIG. 2 shows a section of the circuit arrangement 2 shown in FIG. 1 for rectifying one of the phases U to Y. Correspondingly, the circuit arrangement 2 illustrated in FIG. 1 has the section shown in FIG. 2 for each of the phases U to Y. FIG. 2 relates to the present exemplary embodiment, in which the phase short circuit is made to the ground connection 26. In this case, only a second sub-controller 16 can switch between the first driving mode M1 and the second driving mode M2, but not a first sub-controller 14 of the controller 6. FIG. 2 shows that, in the present exemplary embodiment, the controller 6 is assigned, in addition to the first sub-controller 14, the second sub-controller 16. In this case, according to the present embodiment, the first sub-controller 14 for driving the semiconductor switching element AH to EH in the upper branch
(highside) ausgebildet, während die zweite Teilsteuerung 16 zur Ansteuerung der Halbleiterschaltelemente AL bis EL im unteren Zweig L (lowside) ausgebildet ist. (Highside) formed while the second part of control 16 for driving the semiconductor switching elements AL to EL in the lower branch L (lowside) is formed.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die erste Teilsteuerung 14 ausgangsseitig mit dem Gateanschluss G zur Ansteuerung der Halbleiterschaltelement AH bis EH im oberen Zweig (highside) elektrisch leitend verbunden. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel weist die zweite Teilsteuerung 16 einen Treiber 18, eine umschaltbare Impedanz 20 für den zweiten, hochohmigen Ansteuermodus M2 (HiZ-Mode), eine Stromquelle 22 und ein beispielsweise als Zener-Diode ausgebildetes Klammerelement 24 auf. Hierbei ist der niederohmige Treiber 18 mit dem Source-Anschluß des Halbleiterschaltelements AL bis EL elektrisch leitend verbunden. In Reihe zum Treiber 18 ist elektrisch leitend die umschaltbare Impedanz 20 geschaltet. Parallel zu der Reihenschaltung, bestehend aus dem Treiber 18 und der umschaltbaren Impedanz 20, ist elektrisch leitend die Stromquelle 22 und das Klammerelement 24 geschaltet. Ausgangsseitig ist die zweite Teilsteuerung 16 zur Ansteuerung des Halbleiterschaltelements AL bis EL im unteren Zweig (lowside) elektrisch leitend mit dem Gateanschluss G verbunden. Das Klammerelement 24 dient der Begrenzung der Spannung am Gate G des zugeordneten Halbleiterschaltelements AL bis EL auf für das Halbleiterschaltelement AL bis EL unkritische Werte. According to the present exemplary embodiment, the first sub-controller 14 has its output side electrically connected to the gate connection G for driving the semiconductor switching elements AH to EH in the upper branch (highside). According to the present exemplary embodiment, the second sub-controller 16 has a driver 18, a switchable impedance 20 for the second, high-resistance drive mode M2 (HiZ mode), a current source 22 and a clamp element 24 formed, for example, as a zener diode. Here, the low-impedance driver 18 is electrically conductively connected to the source terminal of the semiconductor switching element AL to EL. In series with the driver 18, the switchable impedance 20 is electrically connected. Parallel to the series connection, consisting of the driver 18 and the switchable impedance 20, the current source 22 and the clamping element 24 is electrically connected. On the output side, the second sub-controller 16 for driving the semiconductor switching element AL to EL in the lower branch (lowside) is electrically conductively connected to the gate terminal G. The clamping element 24 serves to limit the voltage at the gate G of the associated semiconductor switching element AL to EL to values which are uncritical for the semiconductor switching element AL to EL.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel weist die erste Teilsteuerung 14 zwischen dem Gateanschluss G des Halbleiterschaltelements AH bis EH und dem Mittelabgriff M der jeweils zugeordneten Phase nur einen Treiber (nicht dargestellt) mit niedrigem Innenwiderstand analog zu dem Treiber 18 in der zweiten Teilsteuerung 16 sowie ein Klammerelement (nicht dargestellt) analog zu dem Klammerelement 24 in der zweiten Teilsteuerung 16 auf. According to the present embodiment, the first sub-controller 14 between the gate terminal G of the semiconductor switching element AH to EH and the center tap M of the respective associated phase only a driver (not shown) with low internal resistance analogous to the driver 18 in the second sub-controller 16 and a clamping element ( not shown) analogous to the clamping element 24 in the second part control 16.
Es wird nun anhand der Figuren 3 bis 9 die Funktionsweise der Schaltungsanordnung 2 sowie der Verfahrensablauf zum Betreiben des Gleichrichters 4 beschrieben. The mode of operation of the circuit arrangement 2 and the method sequence for operating the rectifier 4 will now be described with reference to FIGS. 3 to 9.
In der Figur 3 ist die elektrische Spannung UA am Geleichspannungsanschluss B+ des aktiven Gleichrichters 4 und eine elektrische Wechselspannung U einer der Phasen U bis Y mit trapezförmigem Verlauf dargestellt, die vom Gleichrichter 4 gleichgerichtet wird. Ferner ist exemplarisch die Abfolge der positiven und negativen Halbwellen des im Wesentlichen sinusförmigen Generatorstromes lPH der gleichen Phase angegeben. Anhand der Figur 3 ist zu erkennen, dass in dem Zeitraum tO bis t500 die betrachtete Phase der Schaltungsanordnung 2 mit dem aktiven Gleichrichter 4 in einem ersten Ansteuermodus M1 betrieben wird, während in dem Zeitraum t500 bis t700 die betrachtete Phase der Schaltungsanordnung 2 mit dem aktiven Gleichrichter 4 in einem zweiten Ansteuermodus M2 betrieben wird. In dem Zeitraum nach t700 wird die betrachtete Phase der Schaltungsanordnung 2 mit dem aktiven Gleichrichter 4 wieder in dem ersten Ansteuermodus M1 betrieben, bis wieder die Bedingung zum Ansteuermodus M2 vorliegt. Die anderen Phasen haben gegenüber der betrachteten Phase eine Phasenverschiebung, verhalten sich jedoch unter Berücksichtigung ihrer Phasenlage und hinsichtlich der Kriterien zum Übergang zwischen den Ansteuermodi M1 und M2 analog zur betrachteten Phase. Explizit bedeutet dies, dass sie idealerweise zum gleichen Zeitpunkt t500 vom Ansteuermodus M1 in den Ansteuermodus M2 wechseln. Auch die Erkennung, Bewertung und Umsetzung der Kriterien zum Eintreten und Verlassen des Phasenkurzschlusses erfolgt idealerweise zu gleichen Zeitpunkten t500 und t3.FIG. 3 shows the electrical voltage U A at the bias voltage connection B + of the active rectifier 4 and an alternating electrical voltage U of one of the phases U to Y with a trapezoidal profile, which is rectified by the rectifier 4. Furthermore, the sequence of the positive and negative half-waves of the essentially sinusoidal generator current I PH of the same phase is given by way of example. It can be seen from FIG. 3 that in the time period t0 to t500 the considered phase of the circuit arrangement 2 is operated with the active rectifier 4 in a first drive mode M1, while in the time period t500 to t700 the considered phase of the circuit arrangement 2 with the active phase Rectifier 4 is operated in a second drive mode M2. In the period after t700, the considered phase of the circuit arrangement 2 with the active rectifier 4 is again operated in the first activation mode M1 until the condition for the activation mode M2 is present again. The other phases have a phase shift with respect to the phase in question, but behave analogously to the phase under consideration, taking into account their phase position and with regard to the criteria for the transition between the drive modes M1 and M2. Explicitly, this means that they ideally switch from drive mode M1 to drive mode M2 at the same time t500. The recognition, evaluation and implementation of the criteria for entering and leaving the phase short circuit ideally also occur at the same times t500 and t3.
Der Wechsel vom Ansteuermodus M2 zurück in den Ansteuermodus M1 hängt jedoch, wie nachfolgend beschrieben, von der Phasenlage ab und erfolgt daher zeitversetzt zur betrachteten Phase. Im ersten Ansteuermodus M1 werden die Halbleiterschaltelemente AH bis EH und AL bis EL mit einer ersten Schaltzeit angesteuert und im zweiten Ansteuermodus M2 werden die Halbleiterschaltelemente AL bis EL mit einer zweiten Schaltzeit angesteuert, wobei die zweite Schaltzeit größer als die erste Schaltzeit ist. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erfolgt der Betrieb im ersten Ansteuermodus M1 während eines aktiven Gleichrichterbetriebs, während derHowever, the change from the drive mode M2 back to the drive mode M1 depends, as described below, on the phase position and therefore takes place with a time offset to the considered phase. In the first drive mode M1, the semiconductor switching elements AH to EH and AL to EL are driven with a first switching time and in the second driving mode M2, the semiconductor switching elements AL to EL are driven with a second switching time, wherein the second switching time is greater than the first switching time. According to the present embodiment, the operation is performed in the first drive mode M1 during an active rectifier operation, while the
Betrieb im zweiten Ansteuermodus M2 während eines Phasenkurzschlusses bis zum Eintreten der Bedingung zur Rückkehr in den Ansteuermodus M1 erfolgt. Operation in the second drive mode M2 during a phase short-circuit until the occurrence of the condition for returning to the drive mode M1 is done.
Wendet man sich nachfolgend wieder einer der Phasen A bis E zu, die im Fol- genden exemplarisch mit X bezeichnet wird (die Schaltelemente werden entsprechend mit XH und XL bezeichnet, der Mittelabgriff mit MX und eine Spannung mit UX), zu, so ist das erfindungsgemäße Verhalten wie folgt: Zu Beginn befindet sich zum Zeitpunkt tO (siehe Figur 3) in einem ersten Schritt 100 (siehe Figur 4) das Halbleiterschaltelement XH im oberen Zweig und das Halbleiterschaltelement XL im unteren Zweig idealerweise in einem Zustand, in dem der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch nicht lei- tend ist (siehe Figur 5). Turning back to one of the phases A to E, which is referred to as X by way of example below (the switching elements are correspondingly denoted by XH and XL, the center tap by MX and a voltage by UX), is the same inventive behavior as follows: At the beginning t0 (see FIG. 3), in a first step 100 (see FIG. 4), the semiconductor switching element XH in the upper branch and the semiconductor switching element XL in the lower branch are ideally in a state in which the drain-source channel is the drain -Source-stretch D - S is not electrically conductive (see Figure 5).
Zwischen den Zeitpunkten tO und t1 (siehe Figur 3) liegt die negative Halbwelle der elektrischen Wechselspannung UX am Mittelabgriff MX an. In einem zweiten Schritt 200 (siehe Figur 4) wird das Halbleiterschaltelement XL im unteren Zweig von der zweiten Teilsteuerung 16 derart angesteuert, dass der Drain-Source-Between times t0 and t1 (see FIG. 3), the negative half cycle of the alternating electrical voltage UX is present at the center tap MX. In a second step 200 (see FIG. 4), the semiconductor switching element XL in the lower branch is controlled by the second sub-controller 16 in such a way that the drain-source
Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch leitend ist, während das Halbleiterschaltelement XH im oberen Zweig von der ersten Teilsteuerung 14 derart angesteuert wird, dass der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch nicht leitend ist (siehe Figur 7). Es fließt ein elektrischer Strom durch das Halbleiterschaltelement XL im unteren Zweig in Abhängigkeit von der Polarität der an dem Mittelabgriff M anliegenden elektrischen Spannung UX. Somit liegt ein aktiver Gleichrichterbetrieb vor. Channel of the drain-source path D - S is electrically conductive, while the semiconductor switching element XH is driven in the upper branch of the first sub-controller 14 such that the drain-source channel of the drain-source path D - S is electrically non-conductive (see Figure 7). An electric current flows through the semiconductor switching element XL in the lower branch depending on the polarity of the voltage applied to the center tap M voltage UX. Thus, there is an active rectifier operation.
Zum Zeitpunkt t1 (siehe Figur 3) befindet sich in einem weiteren Schritt 300 (sie- he Figur 4) das Halbleiterschaltelement XH im oberen Zweig und das Halbleiterschaltelement XL im unteren Zweig idealerweise in einem Zustand, in dem der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch nicht leitend ist (siehe Figur 5). Ab dem Zeitpunkt t1 (siehe Figur 3) liegt die positive Halbwelle der elektrischenAt time t1 (see FIG. 3), in a further step 300 (see FIG. 4) the semiconductor switching element XH in the upper branch and the semiconductor switching element XL in the lower branch are ideally in a state in which the drain-source channel is the drain -Source distance D - S is electrically non-conductive (see Figure 5). From the time t1 (see Figure 3) is the positive half-wave of the electrical
Wechselspannung UX am Mittelabgriff MX an. In einem weiteren Schritt 400 (siehe Figur 4) wird das Halbleiterschaltelement XH im oberen Zweig von der ersten Teilsteuerung 14 derart angesteuert, dass die Drain-Source-Strecke D - S elektrisch leitend ist, während das Halbleiterschaltelement XL im unteren Zweig von der zweiten Teilsteuerung 16 derart angesteuert wird, dass der Drain-AC voltage UX at the center tap MX. In a further step 400 (see FIG. 4), the semiconductor switching element XH in the upper branch is controlled by the first sub-controller 14 such that the drain-source path D-S is electrically conductive, while the semiconductor switching element XL in the lower branch is controlled by the second sub-controller 16 is controlled such that the drain
Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D -S elektrisch nicht leitend ist (siehe Figur 6). Es fließt ein elektrischer Strom durch das Halbleiterschaltelement XH im oberen Zweig in Abhängigkeit von der Polarität der an dem Mittelabgriff MX an- liegenden elektrischen Spannung UX. Somit liegt ein aktiver Gleichrichterbetrieb vor. Source channel of the drain-source path D -S is electrically non-conductive (see Figure 6). An electric current flows through the semiconductor switching element XH in the upper branch as a function of the polarity of the middle tap MX. lying electrical voltage UX. Thus, there is an active rectifier operation.
Zum Zeitpunkt t2 tritt ein Lastabfall auf (siehe Figur 3), woraufhin, wie eingangs beschrieben, die Spannung am Anschluss B+ des aktiven Gleichrichters ansteigt.At time t2, a load drop occurs (see Figure 3), whereupon, as described above, the voltage at the terminal B + of the active rectifier increases.
Um den Lastabfall zu erfassen, wird ein Wert einer elektrischen Ausgangsgröße des Gleichrichters 4 erfasst. Dieser Wert wird mit einem Schwellwert verglichen, und in einem Schritt 500 (siehe Figur 4) vom ersten Ansteuermodus M1 in den zweiten Ansteuermodus M2 gewechselt, wenn der Wert größer als der Schwell- wert ist. Dabei wird unter Erfassen und Vergleichen verstanden, dass ständigIn order to detect the load drop, a value of an electrical output of the rectifier 4 is detected. This value is compared with a threshold value and changed in a step 500 (see FIG. 4) from the first activation mode M1 to the second activation mode M2 if the value is greater than the threshold value. It is understood by detecting and comparing that constantly
Werte erfasst und fortlaufend mit einem Bezugswert verglichen werden. Dabei ist gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel vorgesehen, dass die elektrische Ausgangsgröße gefiltert wird, um den Wert zu bestimmen, wobei Störgrößen herausgefiltert werden. Bei der elektrischen Ausgangsgröße handelt es sich im vorliegenden Ausführungsbeispiel um eine an dem GleichspannungsanschlussValues are recorded and compared continuously with a reference value. It is provided according to the present embodiment, that the electrical output is filtered to determine the value, with disturbances are filtered out. The electrical output quantity in the present exemplary embodiment is one at the DC voltage connection
B+ anliegende elektrische Ausgangsspannung UA. Wenn der Wert der an dem Gleichspannungsanschluss B+ anliegenden elektrischen Ausgangsspannung UA größer als der Schwellwert ist, wird von dem ersten Ansteuermodus M1 in den zweiten Ansteuermodus M2 gewechselt. B + applied electrical output voltage U A. When the value of the electric output voltage U A applied to the DC voltage terminal B + is larger than the threshold value, the first drive mode M1 is changed to the second drive mode M2.
Das Wechseln von dem ersten Ansteuermodus M1 in den zweiten Ansteuermodus M2 erfolgt gemäß einem Ausführungsbeispiel in zwei Teilschritten. In einem ersten Teilschritt werden alle Halbleiterschaltelemente AH bis EH im oberen Zweig von der ersten Teilsteuerung 14 derart angesteuert, dass der Drain- Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch nicht leitend ist. Ferner wird die umschaltbare Impedanz 20 vom niederohmigen in den hochohmigen Zustand gebracht. In einem zweiten Teilschritt werden dann die Halbleiterschaltelemente AL bis EL im unteren Zweig von der zweiten Teilsteuerung 16 mittels der Stromquelle 22 langsam derart angesteuert, dass der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S langsam elektrisch leitend wird (Endzustand siehe Figur 7). Nun liegt ein Phasenkurzschluss vor. Es liegt ein Betrieb im zweiten Ansteuermodus M2 vor. Zum Zeitpunkt t3 (siehe Figur 3) unterschreitet der Wert den weiteren Schwellwert. Dies löst einen Vorgang in einem Schritt 600 (siehe Figur 4) aus, bei dem in einer ersten Stufe das Halbleiterschaltelement XH im oberen Zweig von der ersten Teilsteuerung 14 derart angesteuert wird, dass der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch nicht leitend bleibt, solange U<UA ist, während der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S des Halbleiterschaltelements XL im unteren Zweig von der Stromquelle 22 der zweiten Teilsteuerung 16 derart angesteuert wird, dass sie elektrisch nicht leitend (siehe Figur 8) wird. Hierbei wird gemäß einem Ausführungsbeispiel das Halbleiterschalt- element XL im unteren Zweig gemäß dem zweiten Ansteuermodus M2 angesteuert, also mit der zweiten, größeren Schaltzeit, um durch Induktivitäten auftretende elektrische Spannungsspitzen zu reduzieren bzw. ganz zu vermeiden. In der Folge verändert sich der Wert der Drain-Source-Spannung UX und damit die elektrische Spannung am Mittelabgriff MX. Übersteigt die Drain-Source Span- nung U die Spannung UA am Gleichspannungsanschluss B+, wird das Halbleiterschaltelement XH im oberen Zweig von der ersten Teilsteuerung 14 derart angesteuert, dass der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch leitend wird. Ein elektrischer Strom fließt in diesem Fall vom Mittelabgriff MX der betrachteten Phase durch das Halbleiterschaltelement XH zum Gleichspan- nungsanschluss B+, solange, bis der elektrische Strom seine Richtung ändert und die Bodydiode 28 des Halbleiterschaltelements XL im unteren Zweig bestromt wird. Hierzu wird gegebenenfalls das Halbleiterschaltelement XL im oberen Zweig durch die erste Teilsteuerung 14 entsprechend angesteuert. In einer alternativen Ausführungsform kann statt der Erfassung und Auswertung von der elektrischen Ausgangsspannung UA auch eine Erfassung und Auswertung der Drain-Source-Spannung des high side Halbleiterschaltelements AH bis EH erfolgen, um das Lösen des Phasenkurzschlusses zu initiieren. Um zu erfassen, ob ein Wechsel von dem zweiten Ansteuermodus M2 zu dem ersten Ansteuermodus M1 erforderlich ist, wird ein Wert einer elektrischen Betriebsgröße des Halbleiterschaltelements AL bis EL erfasst, und der Wert mit einem Vergleichswert verglichen. Wenn der Wert größer als der Vergleichswert ist, wird vom zweiten Ansteuermodus M2 in den ersten Ansteuermodus M1 gewechselt. The changeover from the first activation mode M1 into the second activation mode M2 takes place in two partial steps according to one exemplary embodiment. In a first substep, all semiconductor switching elements AH to EH in the upper branch are controlled by the first sub-controller 14 in such a way that the drain-source channel of the drain-source path D-S is electrically nonconductive. Furthermore, the switchable impedance 20 is brought from the low-impedance to the high-impedance state. In a second substep, the semiconductor switching elements AL to EL in the lower branch are then slowly driven by the second subcontroller 16 by means of the current source 22 in such a way that the drain-source channel of the drain-source path D-S slowly becomes electrically conductive (final state see FIG FIG. 7). Now there is a phase short circuit. There is an operation in the second drive mode M2. At time t3 (see FIG. 3), the value falls below the further threshold value. This triggers a process in a step 600 (see FIG. 4), in which, in a first stage, the semiconductor switching element XH in the upper branch is controlled by the first sub-controller 14 in such a way that the drain-source channel of the drain-source path D - S remains electrically non-conductive as long as U <U A , while the drain-source channel of the drain-source path D - S of the semiconductor switching element XL in the lower branch of the current source 22 of the second sub-controller 16 is driven such that they electrically non-conductive (see Figure 8) is. In this case, according to one exemplary embodiment, the semiconductor switching element XL in the lower branch is driven in accordance with the second drive mode M2, that is to say with the second, larger switching time in order to reduce or completely avoid electrical voltage peaks occurring due to inductances. As a result, the value of the drain-source voltage UX and thus the voltage at the center tap MX changes. If the drain-source voltage U exceeds the voltage U A at the DC voltage terminal B +, the semiconductor switching element XH in the upper branch is controlled by the first sub-controller 14 such that the drain-source channel of the drain-source path D - S becomes electrically conductive becomes. In this case, an electric current flows from the center tap MX of the considered phase through the semiconductor switching element XH to the DC voltage terminal B + until the electric current changes direction and the body diode 28 of the semiconductor switching element XL is energized in the lower branch. For this purpose, if necessary, the semiconductor switching element XL in the upper branch by the first part of control 14 is driven accordingly. In an alternative embodiment, instead of the detection and evaluation of the electrical output voltage U A , detection and evaluation of the drain-source voltage of the high-side semiconductor switching element AH to EH can take place in order to initiate the release of the phase short circuit. In order to detect whether a change from the second drive mode M2 to the first drive mode M1 is required, a value of an electric duty of the semiconductor switching element AL to EL is detected, and the value is compared with a comparison value. If the value is greater than the comparison value, is changed from the second drive mode M2 in the first drive mode M1.
Dies ist im beschriebenen Beispiel (siehe Figur 3) zum Zeitpunkt t700 der Fall; der Wechsel wird im Schritt 700 vollzogen. This is the case in the described example (see FIG. 3) at time t700; the change is completed in step 700.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist dabei vorgesehen, dass als elektrische Betriebsgröße eine elektrische Spannung UD verwendet wird. So ist gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel vorgesehen, dass als elektrische Spannung UD eine Source-Drain-Spannung des Halbleiterschaltelements AL bis EL verwendet wird, bei der es sich bei nicht leitendem Drain-Source-Kanal um die an der Bodydiode 28 abfallende elektrische Spannung UD handelt. Dabei handelt es sich um eine positive elektrische Spannung in dem Fall, dass der Strom von Source nach Drain fließt. Der Wert dieser Spannung ist größer als der Wert der Spannung der sich bei leitendem Drain-Source-Kanal und Stromfluss von Source nach Drain einstellt. According to the present embodiment, it is provided that an electrical voltage U D is used as the electrical operating variable. Thus, according to the present embodiment, it is provided that a source-drain voltage of the semiconductor switching element AL to EL is used as the electrical voltage U D , in which it is at non-conductive drain-source channel to the voltage drop across the body diode 28 electric voltage U D acts. This is a positive electrical voltage in the event that the current flows from source to drain. The value of this voltage is greater than the value of the voltage which sets when the drain-source channel and current flow from source to drain.
Ferner liegt gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Vergleichswert der elektrischen Spannung oberhalb des größten Wertes der Spannung, der sich bei leitendem Drain-Source-Kanal und maximalem Strom von Source nach Drain einstellt. Dabei handelt es sich ebenfalls um eine positive elektrische Spannung. Furthermore, according to the present exemplary embodiment, the comparison value of the electrical voltage is above the highest value of the voltage which is established when the drain-source channel is conducting and the source-to-drain maximum current. It is also a positive electrical voltage.
Da im gewählten Beispiel die negative Halbwelle des elektrischen Stromes vorliegt und UX<0V ist, wird das Halbleiterschaltelement XL im unteren Zweig von der zweiten Teilsteuerung 16 wie im Schritt 200 des Ansteuermodus M1 im Zeitraum zwischen tO und t1 derart angesteuert, dass der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch leitend ist, während das Halbleiterschaltelement XH im oberen Zweig von der ersten Teilsteuerung 14 derart angesteuert wird, dass der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch nicht leitend ist. Damit ist wieder der in der Figur 6 dargestellte Zustand erreicht. Since in the selected example the negative half-wave of the electric current is present and UX <0V, the semiconductor switching element XL is driven in the lower branch by the second sub-controller 16 as in step 200 of the driving mode M1 in the period between tO and t1 such that the drain-source Channel of the drain-source path D - S is electrically conductive, while the semiconductor switching element XH is driven in the upper branch of the first sub-controller 14 such that the drain-source channel of the drain-source path D - S electrically non-conductive is. Thus, the state shown in Figure 6 is reached again.
Eine weitere Ausführungsform unterscheidet sich von der soeben beschriebenen dadurch, dass das Halbleiterschaltelement AH bis EH im oberen Zweig von der ersten Teilsteuerung 14 im Zeitraum zwischen t3 und t700 nicht derart ange- steuert wird, dass der Drain-Source-Kanal der Drain-Source-Strecke D - S elektrisch leitend wird, wenn U>UA ist. In diesem Fall fließt bei entsprechender Phasenlage ein elektrischer Strom vom Mittelabgriff M der betrachteten Phase durch die Body-Diode 28 des Halbleiterschaltelements AH bis EH zum Gleichspan- nungsanschluss B+. Eine Ansteuerung des Halbleiterschaltelement AH bis EH im oberen Zweig durch die erste Teilsteuerung 14 derart, dass die Drain-Source- Strecke D - S elektrisch leitend wird, wird erst wieder nach Rückkehr in den Ansteuermodus M1 möglich und dann in der für die aktive Gleichrichtung beschriebenen Art vollzogen. Another embodiment differs from the one just described in that the semiconductor switching element AH to EH in the upper branch of the first sub-controller 14 in the period between t3 and t700 are not so adapted. is controlled so that the drain-source channel of the drain-source path D - S becomes electrically conductive when U> U A. In this case, with a corresponding phase position, an electric current flows from the middle tap M of the considered phase through the body diode 28 of the semiconductor switching element AH to EH to the DC voltage connection B +. A control of the semiconductor switching element AH to EH in the upper branch by the first sub-controller 14 such that the drain-source path D - S becomes electrically conductive, is possible only after return to the drive mode M1 and then in the described for the active rectification Kind done.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform wird der Phasenkurzschluss gegen den Gleichspannungsanschluss B+ des aktiven Gleichrichters 4 vorgenommen. In diesem Fall lässt sich nur die erste Teilsteuerung 14 zwischen den Ansteuermodi M1 und M2 umschalten; die zweite Teilsteuerung 16 jedoch nicht. According to another embodiment, the phase short circuit is made against the DC voltage terminal B + of the active rectifier 4. In this case, only the first sub-controller 14 can be switched between the driving modes M1 and M2; however, the second part control 16 is not.
Demgemäß umfasst die Teilsteuerung 16 in diesem Falle die Bestandteile und Schaltung der Teilsteuerung 14 der Ausführungsform, bei der der Phasenkurzschluss zum Masseanschluss 26 durchgeführt wird, und vice versa. Das Kriterium zum Wechsel vom Ansteuermodus M1 in den Ansteuermodus M2 sowie zur Deaktivierung/Aktivierung des Phasenanschlusses bleiben hingegen ebenso unverändert, wie die elektrische Verschaltung der Teilsteuerung 14 mit dem Halbleiterschaltelement AH bis EH und der Teilsteuerung 16 mit dem Halbleiterschaltelement AL bis EL. Hingegen ist das Kriterium zum Wechsel vom Ansteuermodus M2 zum Ansteuermodus M1 dergestalt modifiziert, dass die elektrische Spannung U mit der elektrischen Ausgangsspannung UA verglichen wird und derAccordingly, the sub-controller 16 in this case comprises the components and circuitry of the sub-controller 14 of the embodiment in which the phase short is performed to the ground terminal 26 and vice versa. On the other hand, the criterion for changing over from the activation mode M1 to the activation mode M2 and for deactivating / activating the phase connection remain unchanged as well as the electrical connection of the partial controller 14 to the semiconductor switching element AH to EH and the partial controller 16 to the semiconductor switching element AL to EL. On the other hand, the criterion for the change from the drive mode M2 to the drive mode M1 is modified such that the electrical voltage U is compared with the electrical output voltage U A and the
Übergang stattfindet, wenn elektrische Spannung U die elektrische Ausgangsspannung UA mindestens um einen Vergleichswert übersteigt, der größer ist, als der maximale Wert der Spannung, der sich bei leitendem Drain-Source-Kanal und Stromfluss von Source nach Drain im Halbleiterschaltelement AH bis EH einstellt. Transition occurs when electrical voltage U exceeds the electrical output voltage U A at least by a comparison value which is greater than the maximum value of the voltage which is established in the case of conducting drain-source channel and current flow from source to drain in the semiconductor switching element AH to EH ,
In einer alternativen Ausführungsform kann statt der Erfassung und Auswertung der elektrischen Ausgangsspannung UA auch eine der Erfassung und Auswer- tung der Drain-Source-Spannung des lowside-Halbleiterschaltelements AL bis EL erfolgen, um das Lösen des Phasenkurzschlusses zum Zeitpunkt t3 zu initiieren. In an alternative embodiment, instead of the detection and evaluation of the electrical output voltage U A , one of the detection and evaluation tion of the drain-source voltage of the lowside semiconductor switching element AL to EL done to initiate the release of the phase short at time t3.

Claims

Ansprüche claims
1 . Verfahren zum Betreiben eines aktiven Gleichrichters (4) mit einer Mehrzahl von ansteuerbaren Halbleiterschaltelementen (AH - EH, AL - EL), bei dem zwischen einem ersten Ansteuermodus (M1 ) und einem zweiten Ansteuermodus (M2) zum Ansteuern der Halbleiterschaltelemente (AH - EH, AL - EL) und umgekehrt gewechselt wird, wobei im ersten Ansteuermodus (M1 ) die Halbleiterschaltelemente (AH - EH, AL - EL) mit einer ersten Schaltzeit und im zweiten Ansteuermodus (M2) mit einer zweiten Schaltzeit angesteuert werden, wobei die zweite Schaltzeit größer als die erste Schaltzeit ist, mit den nachfolgenden Schritten a) bis c) und/oder d) bis f): 1 . Method for operating an active rectifier (4) having a plurality of controllable semiconductor switching elements (AH - EH, AL - EL), in which between a first drive mode (M1) and a second drive mode (M2) for driving the semiconductor switching elements (AH - EH, AL - EL) and vice versa, wherein in the first drive mode (M1) the semiconductor switching elements (AH - EH, AL - EL) are driven with a first switching time and in the second driving mode (M2) with a second switching time, the second switching time greater as the first switching time, with the following steps a) to c) and / or d) to f):
a) Erfassen eines Ausgangsgrößenwertes einer elektrischen Ausgangsgröße des Gleichrichters (4),  a) detecting an output value of an electrical output of the rectifier (4),
b) Vergleichen des Ausgangsgrößenwertes mit einem Schwellwert, c) Wechseln vom ersten Ansteuermodus (M1 ) in den zweiten Ansteuermodus (M2), wenn der Ausgangsgrößenwert größer als der Schwellwert ist,  b) comparing the output value value with a threshold value, c) switching from the first drive mode (M1) to the second drive mode (M2) if the output value is greater than the threshold value,
d) Erfassen eines Betriebsgrößenwertes einer elektrischen Betriebsgröße eines der Halbleiterschaltelemente (AH - EH, AL - EL), e) Vergleichen des Betriebsgrößenwertes mit einem Vergleichswert, f) Wechseln vom zweiten Ansteuermodus (M2) in den ersten Ansteuermodus (M1 ), wenn der Betriebsgrößenwert größer als der Vergleichswert ist.  d) detecting an operating variable value of an electrical operating variable of one of the semiconductor switching elements (AH - EH, AL - EL), e) comparing the operating variable value with a comparison value, f) changing from the second driving mode (M2) to the first driving mode (M1) if the operating variable value is greater than the comparison value.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem als elektrische Betriebsgröße eine elektrische Spannung (UD) verwendet wird. 2. The method according to claim 1, wherein the electrical operating variable is an electrical voltage (U D ) is used.
3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem als Halbleiterschaltelemente (AH - EH, AL - EL) MOSFETs mit je einer Bodydiode (28) verwendet werden, wobei als elektrische Spannung (UD) eine Source-Drain-Spannung eines der Halbleiterschaltelemente (AH - EH, AL - EL) verwendet wird. 3. The method of claim 2, wherein as semiconductor switching elements (AH - EH, AL - EL) MOSFETs each having a body diode (28) are used, wherein as electrical voltage (U D ) a source-drain voltage of one of the semiconductor switching elements (AH - EH, AL - EL) is used.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, bei dem der Wert der elektrischen Spannung (UD) zwischen 0 Volt und einer elektrischen Spannung liegt, die an der Bodydiode (28) abfällt. The method of claim 2 or 3, wherein the value of the electrical voltage (U D ) is between 0 volts and an electrical voltage that drops at the Bodydiode (28).
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 4, bei dem Method according to one of the preceding claims 1 to 4, in which
ein ausgangsseitiger Lastabwurf am Gleichrichter (4) erfasst wird, und auf einen ausgangsseitigen Lastabwurf hin vom ersten Ansteuermodus (M1 ) in den zweiten Ansteuermodus (M2) gewechselt wird.  an output-side load shedding at the rectifier (4) is detected, and is switched to an output-side load shedding from the first drive mode (M1) in the second drive mode (M2).
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem zur Erfassung des Lastabwurfs Method according to Claim 5, in which for detecting the load shedding
ein Wert einer elektrischen Ausgangsgröße des Gleichrichters (4) erfasst wird,  a value of an electrical output of the rectifier (4) is detected,
der Wert mit einem Schwellwert verglichen wird, und  the value is compared with a threshold, and
vom ersten Ansteuermodus (M1 ) in den zweiten Ansteuermodus (M2) gewechselt wird, wenn der Wert größer als der Schwellwert ist.  is changed from the first drive mode (M1) in the second drive mode (M2), if the value is greater than the threshold value.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die elektrische Ausgangsgröße gefiltert wird, um den Wert zu bestimmen. The method of claim 6, wherein the electrical output is filtered to determine the value.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, bei dem als elektrische Ausgangsgröße eine elektrische Ausgangsspannung (UA) verwendet wird. Method according to Claim 6 or 7, in which an electrical output voltage (U A ) is used as the electrical output variable.
Schaltungsanordnung (2), mit einem aktiven Gleichrichter (4) mit einer Mehrzahl von ansteuerbaren Halbleiterschaltelementen (AH - EH, AL - EL), wobei die Halbleiterschaltelemente (AH - EH, AL - EL) in einem ersten Ansteuermodus (M1 ) und in einem zweiten Ansteuermodus (M2) betreibbar sind, wobei im ersten Ansteuermodus (M1 ) die Halbleiterschaltelemente (AH - EH, AL - EL) mit einer ersten Schaltzeit ansteuerbar und im zweiten Ansteuermodus (M2) mit einer zweiten Schaltzeit ansteuerbar sind, wobei die zweite Schaltzeit größer als die erste Schaltzeit ist, wobei die Schaltungsan- Ordnung (2) eine Steuerung (6) aufweist, die ausgebildet ist, alle Schritte eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8 auszuführen. Circuit arrangement (2) having an active rectifier (4) with a plurality of controllable semiconductor switching elements (AH - EH, AL - EL), wherein the semiconductor switching elements (AH - EH, AL - EL) in a first drive mode (M1) and in a second drive mode (M2) are operable, wherein in the first drive mode (M1) the semiconductor switching elements (AH - EH, AL - EL) are controllable with a first switching time and in the second drive mode (M2) with a second switching time, wherein the second switching time greater than the first switching time, the circuit Order (2) a controller (6), which is designed to perform all the steps of a method according to any one of claims 1 to 8.
10. Computerprogramm mit Programmcodemitteln, die eine Recheneinheit, insbesondere eine Schaltungsanordnung (2) nach Anspruch 9, dazu veranlassen, ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8 durchzuführen, wenn sie auf der Recheneinheit ausgeführt werden. 10. Computer program with program code means, which cause a computing unit, in particular a circuit arrangement (2) according to claim 9, to carry out a method according to one of claims 1 to 8, when they are executed on the arithmetic unit.
1 1 . Maschinenlesbares Speichermedium mit einem darauf gespeicherten Computerprogramm nach Anspruch 10. 1 1. A machine-readable storage medium having a computer program stored thereon according to claim 10.
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