EP2517387B1 - Procédé d'optimisation de la réception stéréo pour radio analogique et récepteur de radio analogique associé - Google Patents

Procédé d'optimisation de la réception stéréo pour radio analogique et récepteur de radio analogique associé Download PDF

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EP2517387B1
EP2517387B1 EP10808913.7A EP10808913A EP2517387B1 EP 2517387 B1 EP2517387 B1 EP 2517387B1 EP 10808913 A EP10808913 A EP 10808913A EP 2517387 B1 EP2517387 B1 EP 2517387B1
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signal
block
sound signal
gain
module
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Arkamys SA
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Definitions

  • the invention relates to a method for optimizing stereo reception for analogue radio and the associated analog radio receiver.
  • the invention finds a particularly advantageous application in the field of analog radio but could also be used in any other type of application where it could be useful to transform two highly correlated audio signals into a stereo type signal.
  • an analog radio comprises a tuner adapted to select a channel from a set of frequency channels and to demodulate a first and a second signal contained in the channel.
  • the first signal G + D (called the mono component) corresponds to the sum of the signal of its left and the signal of its right of the stereo
  • the second signal GD (called the stereo component) corresponds to the subtraction of the signal of his right to the signal from his left.
  • the first and the second signal corresponds to obtain the stereo signal composed by the signal of his right and the signal of his left to broadcast.
  • the document US 2005/157883 A1 discloses a device and method for constructing a multi-channel output signal or for generating a reduced number of channel signal.
  • the document JP 2007 079483 A also describes a device for encoding a stereo signal, a device for decoding a stereo signal, a method for decoding a stereo signal, and a program and a recording means.
  • the object of the invention is to allow a stereo broadcast of the received signal despite poor reception of the radio.
  • a decorrelation module will decorrelate the received right and left signals according to an "alpha" coefficient of reception quality of the radio receiver.
  • the decorrelation rate of the decorrelation module is modified as a function of the radio reception quality coefficient "alpha" in order to restore the stereo effect of the received signal.
  • the poorer the quality of reception (the more "alpha” is small, and the more the signals are correlated)
  • the more the decorrelation module will ensure decorrelation of right and left signals while the better the reception quality (the more "alpha” is large), the less the decorrelation module will ensure decorrelation of right and left signals.
  • the gain and delay parameters of the elementary blocks are modified.
  • the first gain and the second gain have opposite values with respect to each other.
  • the gains of the first block and the gains of the second block have values that are opposite to each other, the value of the first gain of the first block being opposite to the value of the first gain of the second block; while the value of the second gain of the first block is opposite to the value of the second gain of the second block.
  • the first gain of the first block and the second gain of the second block have a value g; while the second gain of the first block and the first gain of the second block have a value -g.
  • the delays introduced by the delay line of the first elementary block and the delay line of the second elementary block are equal.
  • the demodulated right and left signals are first filtered using high pass filters and only the high frequency part of these signals is input to the decorrelation module.
  • the output signals of each elementary block are filtered (in gain and phase) by means of parametric filtering cells to modify the sound perception of these output signals.
  • the upper and lower terminals of the bandpass filter are a function of the "alpha" quality coefficient of reception.
  • the Figure 1 shows a radio 1 according to the invention equipped with a standard analog radio receiver 2 comprising a tuner 3 in connection with a decorrelation module 5.
  • the tuner 3 is able to select a channel C i from a set of radio frequency channels C 1 -C n and to demodulate a first and a second signal contained in the channel.
  • the first signal S G + S D corresponds to the sum of the signal of its left S G and the signal of its right S D ; while the second signal corresponds to the signal S G -S D , that is to say to the subtraction of the signal from its right S D to the signal of its left S G.
  • the first and second signals are then combined in a manner known per se to obtain the stereo signal formed by the signal of its right S D and the signal of its left S G demodulated.
  • the tuner 3 comprises a calculating cell 6 for obtaining the alpha quality of reception coefficient.
  • variable decorrelation rate of the module 5 is adapted according to the reception quality coefficient "alpha" to restore the stereo effect.
  • the more the signals S G and S D are correlated (more "alpha” is small) the higher the degree of decorrelation of the module 5 is important; while the more the signals S G and S D are close to the transmitted signals (more "alpha” is large), the lower the decorrelation rate of the decorrelation module is important.
  • the decorrelation rate applied by the decorrelation module 5 is zero.
  • the decorrelation module 5 is formed of two elementary blocks 9.1, 9.2 whose input is respectively applied to the signal of its right S D and its left S G , the output S 1 , s 2 of these blocks 9.1, 9.2 respectively corresponding to the signal of its optimized right S DO and to the left signal optimized S GO .
  • the output signal s 1 , s 2 of each block 9.1, 9.2 is a function of the input signal e 1 , e 2 of the weighted block by a first gain g 1 , g 3 and of the combination of the input signals e 1 , e 2 and the output signal s 1 , S 2 of the block weighted by a second gain g 2 , g 4 delayed by a delay line 10.1, 10.2.
  • the input signal e 1 , e 2 of block 9.1, 9.2 is connected to an input of a first adder 11.1, 11.2 and applied to an input of a second adder 12.1, 12.2 after being multiplied by the first gain g 1 , g 3 .
  • the output signal s 1 , s 2 of the block is applied to another input of the first adder 11.1, 11.2 after having been multiplied by the second gain g 2 , g 4 , the output signal of the first adder 11.1, 11.2 being applied in delay line input 10.1, 10.2.
  • the delay line output signal 10.1, 10.2 is applied to another input of the second adder 11.1, 11.2, the output signal of this second adder 11.1, 11.2 corresponding to the output signal s 1 , s 2 of the elementary block 9.1, 9.2 (and therefore at the signal of his right and left optimized S DO , S GO in the Figure 1 ).
  • the first gain g 1 (respectively g 3 ) and the second gain g 2 (respectively g 4 ) have opposite values, one by report to the other.
  • Each block 9.1, 9.2 then behaves like an all-pass type filter which does not modify the gain of the input signal e 1 , e 2 but only its phase.
  • the gains g 1 , g 2 of the first block 9.1 and the gains g 3 , g 4 of the second block 9.2 preferably have opposite values from each other.
  • the value of the first gain g 1 of the first block 9.1 is opposite to the value of the first gain g 3 of the second block 9.2; while the value of the second gain g 2 of the first block 9.1 is opposite to the value of the second gain g 4 of the second block 9.2.
  • the first gain g 1 of the first block 9.1 and the second gain g 4 of the second block 9.2 have a value g; while the second gain g 2 of the first block 9.1 and the first g 3 gain of the second block 9.2 has a value -g.
  • the delays D1, D2 introduced by the delay line 10.1 of the first elementary block 9.1 and the delay line 10.2 of the second elementary block 9.2 are equal and are equal to 176.
  • the parameters g1, g2, g3, g4, D1, D2 of the elementary blocks 9.1, 9.3 are varied.
  • a table 15 stored in memory establishes the correspondence between the parameters of each block 9.1, 9.2 (first gain g 1 , g 3 and second gain g 2 , g 4 and delay D1, D2 of line 10.1, 10.2) and the reception quality coefficient "alpha", the parameters of each block 9.1, 9.2 being selected according to the reception quality coefficient "alpha" provided by the radio.
  • a stage 17 composed of high-pass filters 18 and low-pass filters 19 for separating the low frequency signals from the high-frequency signals in the right S D and left S G signals is also used.
  • the high frequency part of the right signals S D and left S G is applied to the input of the decorrelation module 5.
  • the low frequency part of the right signals S D and the left signal S G is applied at the input of a third delay line 23 and the low frequency parts of the right signals S D and left signals S G thus delayed are summed respectively with the signals obtained as outputs blocks 9.1, 9.2, so as to obtain the optimized right and left signals S DO and S GO .
  • the delay D3 of the third line 23 is 176 (with a sampling frequency of 44.1 kHz).
  • parametric equalizing cells 25.1, 25.2 connected at the output of each elementary block 9.1, 9.2 before summing with the delayed low frequency part.
  • These equalizing cells have the effect of modifying the perception of the output signals s 1 , s 2 of these blocks 9.1, 9.2, because even if the signals s 1 , s 2 have substantially identical levels, there are differences in their perception because of the decorrelation they exhibit relative to each other. As a result, it may be useful to modify these signals perceptively so that the overall auditory impression is the best possible.
  • the equalizing cells 25.1, 25.2 each comprise a filter whose gain and phase can be adjusted according to different frequency bands of the signals s 1 , s 2 and a gain which acts over the entire spectrum. signals s 1 , s 2 . These gain and phase parameters are adapted by sound engineers in particular according to the intended application.
  • the invention makes it possible to recreate a high frequency component of the signals of its right S DO or left S GO which has been suppressed in case of bad reception.
  • This aspect of the invention is independent of the technical principle of the creation of the stereo in case of poor reception and could be implemented independently of this principle.
  • the signals of its left S GO and right S DO which are formed essentially of a low frequency component S BF less than the cutoff frequency fc (see Figure 4a ), are each inputted to a treble generation module 35 shown in detail in FIG. Figure 3
  • This module 35 comprises a first band pass filter 36 at the input of which the signal of its left S GO (or right S DR ) is applied.
  • This first filter 36 makes it possible to isolate the part of the highest frequency of the input signal S GO (resp S DO ) between a lower bound and an upper bound.
  • the upper bound is equal to the cut-off frequency fc
  • the lower bound is equal to fc / N, N being preferably 2 or 4.
  • the isolated portion Si of the signal obtained at the output of the band-pass filter 36 is shown on the Figure 4b .
  • the isolated part Si is then applied at the input of a non-linear type processor 38 which makes it possible to duplicate the isolated signal Frequency Si by creating the high frequency harmonics at f 1 , f 2 .. f n of this signal S i , this which makes it possible to fill the spectrum of frequencies in the zone of the high frequencies.
  • the duplicated signal S D ' thus obtained at the output of the nonlinear processor 38 is shown on FIG. Figure 4c .
  • the harmonics of the signal S D ' have an amplitude which decreases with the increase of the frequency.
  • the high frequency part of the duplicated signal S D ' (without the isolated part Si from which it has been obtained) is then isolated in order to obtain a high frequency component S HF of sound signal shown on the Figure 4d .
  • a bandpass filter 39 having a lower bound and an upper bound is used.
  • the lower bound is fc while the upper bound is M.fc, M being for example 2 or 4.
  • the signal of its left S GO (resp., Right S DO ) restored is filtered using a low-pass filter 41 having a cut-off frequency substantially equal to fc to keep only the low-frequency component S BF of the restored signal S GR , S DR .
  • the low frequency part S BF is then delayed by a delay D4 by means of a delay cell 42. This delay D4 is of the order of a few samples.
  • the low-frequency component S BF is summed with the high frequency component HF S using an adder 44 to obtain a sound signal optimized increased left GOA S (resp. S right DOA) formed of initial low frequency component S BF of the optimized sound signal and the high frequency component S HF thus created by the method according to the invention.
  • a post-processing cell 45 modifies the shape of the spectral response of the high frequency component S HF , and gains g 8 and g 9 are applied to the high frequency components S HF and low frequency S BF before summation by the summator 44.
  • the parameters of the filters 36, 39, 41 depend on the "alpha" quality coefficient of reception. Indeed, the filters 36, 39, 41 have terminals that depend on the cutoff frequency fc. Since this cut-off frequency fc depends on the "alpha” coefficient, the limits also depend on the "alpha” coefficient. There therefore exist a table 47 establishing the correspondence between the reception quality coefficient "alpha" and the associated filter parameters making it possible to generate the high frequency component of the left and right signals.
  • the parameters of the post-processing cell 45, the non-linear processor 38, the delay cell 42, and the gains 8 and 9 also preferably depend on the reception quality coefficient "alpha".
  • the parameters of the high-frequency generation modules 35 which process the signal of its left S GR and the signal of its right S DR are preferably symmetrical, that is to say that the module 35 which processes the signal of its left S GR presents parameters of the same value as the module 35 which processes the signal of its right S DR .

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Description

  • L'invention concerne un procédé d'optimisation de la réception stéréo pour radio analogique ainsi que le récepteur de radio analogique associé.
  • L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans le domaine de la radio analogique mais pourrait également être utilisée dans tout autre type d'application où il pourrait être utile de transformer deux signaux audio fortement corrélés en un signal de type stéréo.
  • De manière connue, une radio analogique comporte un tuner apte à sélectionner un canal parmi un ensemble de canaux fréquentiels et à démoduler un premier et un deuxième signal contenus dans le canal. Il est connu que le premier signal G+D (appelé composante mono) correspond à la somme du signal de son gauche et du signal de son droit de la stéréo, tandis que le deuxième signal G-D (appelé composante stéréo) correspond à la soustraction du signal de son droit au signal de son gauche. En fonctionnement normal du tuner, il est facile de combiner de manière connue le premier et le deuxième signal pour obtenir le signal stéréo composé par le signal de son droit et le signal de son gauche à diffuser.
  • Par exemple, le document US 2005/157883 A1 décrit un dispositif et une méthode pour construire un signal de sortie multi-canal ou pour générer un signal au nombre réduit de canaux.
  • Le document JP 2007 079483 A décrit également un dispositif d'encodage d'un signal stéréo, un dispositif de décodage d'un signal stéréo, une méthode de décodage d'un signal stéréo, ainsi qu'un programme et un moyen d'enregistrement.
  • Toutefois, lorsque la captation du signal par la radio est mauvaise, l'énergie du signal G-D a tendance à diminuer, et le signal stéréo a alors tendance à se transformer en un signal mono. Autrement dit, en cas de mauvaise réception, les signaux de son droit et gauche obtenus ont tendance à être fortement corrélés, ce qui diminue l'effet de stéréo.
  • L'invention a pour but de permettre une diffusion en stéréo du signal reçu malgré une mauvaise réception de la radio.
  • A cet effet, dans le procédé d'optimisation de la réception selon l'invention, un module de décorrélation va décorréler les signaux de son droit et de son gauche reçus en fonction d'un coefficient « alpha » de qualité de réception du récepteur radio.
  • Selon l'invention, on modifie le taux de décorrélation du module de décorrélation en fonction du coefficient « alpha » de qualité de réception radio, afin de rétablir l'effet de stéréo du signal reçu. Ainsi, plus la qualité de réception est mauvaise (plus « alpha » est petit, et plus les signaux sont corrélés), plus le module de décorrélation assurera une décorrélation des signaux droit et gauche ; tandis que plus la qualité de réception est bonne (plus « alpha » est grand), moins le module de décorrélation assurera une décorrélation des signaux droit et gauche.
  • L'invention concerne donc un procédé d'optimisation de la restitution audiophonique dans une radio analogique, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes :
    • on sélectionne un canal radio donné parmi un ensemble de canaux fréquentiels,
    • on démodule les signaux de ce canal pour obtenir un signal de son droit et un signal de son gauche démodulés,
    • on décorrèle le signal de son droit et le signal de son gauche démodulés, à l'aide d'un module de décorrélation, de manière à obtenir des signaux décorrélés l'un par rapport à l'autre correspondant au signal de son droit optimisé et au signal de son gauche optimisé, ce module de décorrélation ayant un taux de décorrélation variable,
    • la radio fournissant un coefficient « alpha » de qualité de réception, on modifie le taux de décorrélation du module de décorrélation en fonction de ce coefficient « alpha », de sorte que plus le coefficient de qualité de réception « alpha » est petit, plus le taux de décorrélation appliqué par le module de décorrélation est important, et plus le taux de qualité de réception « alpha » est grand, moins le taux de décorrélation appliqué par le module de décorrélation est important.
  • Selon une mise en oeuvre :
    • le module de décorrélation est formé par deux blocs élémentaires en entrée desquels on applique le signal de son droit et le signal de son gauche démodulés, le signal de sortie de ces blocs correspondant respectivement au signal électrique de son droit optimisé et au signal électrique de son gauche optimisé,
    • le signal de sortie de chaque bloc étant la combinaison du signal d'entrée du bloc pondéré par un premier gain, et de la combinaison du signal de sortie du bloc pondéré par un deuxième gain et des signaux d'entrée du bloc retardée par une ligne à retard.
  • Selon une mise en oeuvre, pour modifier le taux de décorrélation du module de décorrélation, on modifie les paramètres de gain et de retard des blocs élémentaires.
  • Selon une mise en oeuvre :
    • on stocke au préalable en mémoire un tableau établissant la correspondance entre les paramètres de chaque blocs et le coefficient « alpha » de qualité de réception, et
    • on modifie le taux de décorrélation du module de décorrélation en sélectionnant les paramètres correspondant au coefficient de qualité de réception « alpha ».
  • Selon une mise en oeuvre :
    • pour le premier bloc élémentaire, on a : s 1 n = e 1 n . g 1 + s 1 n − D 1 . g 2 + e 1 n − D 1
      Figure imgb0001
      • e1 étant le signal d'entrée du premier bloc correspondant au signal de son droit démodulé,
      • s1 étant le signal de sortie du premier bloc correspondant au signal de son droit optimisé,
      • g1, g2 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du premier bloc,
      • D1 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard, et
    • pour le deuxième bloc élémentaire, on a : s 2 n = e 2 n . g 3 + s 2 n − D 2 . g 4 + e 2 n − D 2 ,
      Figure imgb0002
      • e2 étant le signal d'entrée du deuxième bloc correspondant au signal de son gauche démodulé,
      • s2 étant le signal de sortie du deuxième bloc correspondant au signal de son gauche optimisé,
      • g3, g4 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du deuxième bloc,
      • D2 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard.
  • Selon une mise en oeuvre, à l'intérieur d'un même bloc, le premier gain et le deuxième gain présentent des valeurs opposées l'une par rapport à l'autre.
  • Selon une mise en oeuvre, les gains du premier bloc et les gains du deuxième bloc présentent des valeurs opposées les unes des autres, la valeur du premier gain du premier bloc étant opposée à la valeur du premier gain du deuxième bloc ; tandis que la valeur du deuxième gain du premier bloc est opposée à la valeur du deuxième gain du deuxième bloc.
  • Selon une mise en oeuvre, le premier gain du premier bloc et le deuxième gain du deuxième bloc présentent une valeur g ; tandis que le deuxième gain du premier bloc et le premier gain du deuxième bloc présentent une valeur -g.
  • Selon une mise en oeuvre, les retards introduits par la ligne à retard du premier bloc élémentaire et la ligne à retard du deuxième bloc élémentaire sont égaux.
  • Selon une mise en oeuvre, on filtre au préalable les signaux droit et gauche démodulés à l'aide de filtres passe haut et on applique uniquement la partie haute fréquence de ces signaux en entrée du module de décorrélation.
  • Selon une mise en oeuvre,
    • on filtre la partie basse fréquence des signaux droit et gauche démodulés,
    • on retarde la partie basse fréquence ainsi filtrée d'un troisième retard, et
    • pour obtenir le signal de son droit optimisé et le signal de son gauche optimisé, on somme les parties basses fréquences ainsi retardées du signal de son droit et du signal de son gauche respectivement avec le signal de son droit et le signal de son gauche obtenus en sortie du module de décorrélation à partir des parties hautes fréquence des signaux gauche et droit démodulés.
  • Selon une mise en oeuvre, on filtre (en gain et phase) les signaux de sortie de chaque bloc élémentaire au moyen de cellules de filtrage paramétriques pour modifier la perception sonore de ces signaux de sortie.
  • Selon une mise en oeuvre, pour chaque signal de son droit et gauche optimisé formé essentiellement d'une composante basse fréquence inférieure à une fréquence de coupure,
    • on isole la partie de plus haute fréquence du signal de son optimisé à l'aide d'un premier filtre de type passe-bande,
    • on applique à la partie isolée un processeur non linéaire qui crée les harmoniques haute fréquence du signal isolé pour obtenir un signal dupliqué,
    • on applique un deuxième filtre passe-bande au signal dupliqué pour former une composante haute fréquence,
    • on combine la composante haute fréquence ainsi créée avec le signal de son optimisé préalablement retardé par une cellule à retard, et
    • on obtient un signal optimisé augmenté comportant une composante basse fréquence et une composante haute fréquence recrée.
  • Selon une mise en oeuvre, les bornes supérieures et inférieures du filtre passe-bande sont fonction du coefficient « alpha » de qualité de réception.
  • L'invention concerne en outre un récepteur de radio analogique optimisé, caractérisé en ce qu'il comporte :
    • un tuner apte à sélectionner un canal radio donné parmi un ensemble de canaux fréquentiels, et à démoduler les signaux de ce canal pour obtenir un signal de son droit et un signal de son gauche démodulés,
    • un module de décorrélation apte à générer, à partir des signaux de son droit et du signal de son gauche démodulés, des signaux décorrélés l'un par rapport à l'autre correspondant aux signaux de son droit et de son gauche optimisés, ce module de décorrélation ayant un taux de décorrélation variable,
    • une cellule de calcul apte à fournir un coefficient « alpha » de qualité de réception,
    • le module de décorrélation étant apte à adapter son taux de décorrélation en fonction du coefficient « alpha » mesuré, de sorte que plus le coefficient de qualité de réception « alpha » est petit, plus le taux de décorrélation appliqué par le module de décorrélation est important, et plus le coefficient de qualité de réception « alpha » est grand, moins le taux de décorrélation appliqué par le module de décorrélation est important.
  • Selon une réalisation, il comporte en outre un module de génération des aigues comprenant :
    • un premier filtre de type passe-bande pour isoler la partie de plus haute fréquence du signal de son optimisé,
    • un processeur non linéaire qui crée les harmoniques haute fréquence appliqué à la partie isolée du signal pour obtenir un signal dupliqué,
    • un deuxième filtre passe-bande appliqué au signal dupliqué pour former une composante haute fréquence,
    • des moyens pour combiner la composante haute fréquence ainsi créée avec le signal de son optimisé préalablement retardé par une cellule à retard, de manière à obtenir un signal optimisé augmenté comportant une composante basse fréquence et une composante haute fréquence recrée.
  • L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent. Ces figures ne sont données qu'à titre illustratif mais nullement limitatif de l'invention. Elles montrent :
    • Figure 1 : une représentation schématique d'une radio selon l'invention équipée d'un module selon l'invention permettant d'optimiser la réception de la radio ;
    • Figure 2 : une représentation schématique d'un mode de réalisation perfectionné de l'invention dans lequel la partie basse fréquence des signaux droit et gauche n'est pas appliquée en entrée du module de décorrélation selon l'invention ;
    • Figure 3 : une représentation schématique d'un module de génération de composante haute fréquence pour les signaux de son stéréo à diffuser ;
    • Figures 4a-4e : des représentations très schématiques des signaux observables lors de l'utilisation du module de génération de composante haute fréquence de la Figure 3.
  • Les éléments identiques conservent la même référence d'une figure à l'autre.
  • La Figure 1 montre une radio 1 selon l'invention équipée d'un récepteur 2 radio standard analogique comprenant un tuner 3 en relation avec un module 5 de décorrélation.
  • De manière connue en soi, le tuner 3 est apte à sélectionner un canal Ci parmi un ensemble de canaux radio-fréquentiels C1-Cn et à démoduler un premier et un deuxième signal contenus dans le canal. Il est connu que le premier signal SG+SD correspond à la somme du signal de son gauche SG et du signal de son droit SD ; tandis que le deuxième signal correspond au signal SG-SD, c'est-à-dire à la soustraction du signal de son droit SD au signal de son gauche SG. Le premier et le deuxième signal sont alors combinés de manière connue en soi pour obtenir le signal stéréo formé par le signal de son droit SD et le signal de son gauche SG démodulé.
  • Ces signaux de son droit SD et gauche SG sont appliqués en entrée du module 5 de décorrélation qui va les décorréler l'un par rapport à l'autre en fonction d'un coefficient de qualité de réception « alpha » fourni par le tuner 3. A cet effet, le tuner 3 comporte une cellule 6 de calcul permettant d'obtenir le coefficient alpha de qualité de réception. Plus « alpha » est grand, plus les signaux SG et SD sont proches des signaux émis ; tandis que plus « alpha » est petit, plus les signaux SG et SD sont corrélés (et donc plus la radio tend à fonctionner en mode monophonique).
  • On adapte le taux de décorrélation variable du module 5 en fonction du coefficient de qualité de réception « alpha » pour rétablir l'effet de stéréo. Ainsi plus les signaux SG et SD sont corrélés (plus « alpha » est petit), plus le taux de décorrélation du module 5 est important ; tandis que plus les signaux SG et SD sont proches des signaux émis (plus « alpha » est grand), moins le taux de décorrélation du module de décorrélation est important. Ainsi, dans le cas d'une bonne réception, il est possible que le taux de décorrélation appliqué par le module 5 de décorrélation soit nul.
  • A cet effet, le module 5 de décorrélation est formé de deux blocs 9.1, 9.2 élémentaires en entrée desquels on applique respectivement le signal de son droit SD et de son gauche SG, la sortie S1, s2 de ces blocs 9.1, 9.2 correspondant respectivement au signal de son droit optimisé SDO et au signal de son gauche optimisé SGO. Le signal de sortie s1, s2 de chaque bloc 9.1, 9.2 est fonction du signal d'entrée e1, e2 du bloc pondéré par un premier gain g1, g3 et de la combinaison des signaux d'entrée e1, e2 et du signal de sortie s1, S2 du bloc pondéré par un deuxième gain g2, g4 retardés par une ligne à retard 10.1, 10.2.
  • Selon une réalisation, le signal d'entrée e1, e2 du bloc 9.1, 9.2 est relié à une entrée d'un premier sommateur 11.1, 11.2 et appliqué sur une entrée d'un deuxième sommateur 12.1, 12.2 après avoir été multiplié par le premier gain g1, g3. Le signal de sortie s1, s2 du bloc est appliqué sur une autre entrée du premier sommateur 11.1, 11.2 après avoir été multiplié par le deuxième gain g2, g4, le signal de sortie du premier sommateur 11.1, 11.2 étant appliqué en entrée de la ligne à retard 10.1, 10.2. Le signal de sortie de ligne à retard 10.1, 10.2 est appliqué sur une autre entrée du deuxième sommateur 11.1, 11.2, le signal de sortie de ce deuxième sommateur 11.1, 11.2 correspondant au signal de sortie s1, s2 du bloc élémentaire 9.1, 9.2 (et donc au signal de son droit et gauche optimisé SDO, SGO dans la Figure 1).
  • Ainsi pour le premier bloc élémentaire 9.1, on a : s 1 n = e 1 n . g 1 + s 1 n − D 1 . g 2 + e 1 n − D 1
    Figure imgb0003
    • e1 étant le signal d'entrée du premier bloc 9.1 correspondant au signal de son droit démodulé SD,
    • s1 étant le signal de sortie du premier bloc 9.1 correspondant au signal de son droit optimisé SDO,
    • g1, g2 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du premier bloc 9.1,
    • D1 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard 10.1.
  • Pour le deuxième bloc élémentaire 9.2, on a : s 2 n = e 2 n . g 3 + s 2 n − D 2 . g 4 + e 2 n − D 2
    Figure imgb0004
    • e2 étant le signal d'entrée du deuxième bloc 9.2 correspondant au signal de son gauche démodulé SG,
    • s2 étant le signal de sortie du deuxième bloc 9.2 correspondant au signal de son gauche optimisé SGO,
    • g3, g4 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du deuxième bloc 9.2,
    • D2 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard 10.2.
  • De préférence, à l'intérieur d'un même bloc 9.1 (resp. 9.2), le premier gain g1 (resp. g3) et le deuxième gain g2 (resp. g4) présentent des valeurs opposées l'une par rapport à l'autre. Chaque bloc 9.1, 9.2 se comporte alors comme un filtre de type passe-tout qui ne modifie pas le gain du signal d'entrée e1, e2 mais uniquement sa phase.
  • En outre, les gains g1, g2 du premier bloc 9.1 et les gains g3, g4 du deuxième bloc 9.2 présentent de préférence des valeurs opposées les unes des autres. Ainsi, la valeur du premier gain g1 du premier bloc 9.1 est opposée à la valeur du premier gain g3 du deuxième bloc 9.2 ; tandis que la valeur du deuxième gain g2 du premier bloc 9.1 est opposée à la valeur du deuxième gain g4 du deuxième bloc 9.2.
  • On choisira également de préférence des gains pour le premier 9.1 et le deuxième 9.2 blocs qui ont une valeur absolue identique g. Ainsi de préférence, le premier gain g1 du premier bloc 9.1 et le deuxième gain g4 du deuxième bloc 9.2 présentent une valeur g ; tandis que le deuxième gain g2 du premier bloc 9.1 et le premier g3 gain du deuxième bloc 9.2 présente une valeur -g.
  • De préférence, les retards D1, D2 introduits par la ligne à retard 10.1 du premier bloc élémentaire 9.1 et la ligne à retard 10.2 du deuxième bloc 9.2 élémentaire sont égaux et valent 176. Toutefois, il serait possible de choisir des retards D1, D2 ayant des durées différentes.
  • Pour faire varier le taux de décorrélation du module 5 de décorrélation, on fait varier les paramètres g1, g2, g3, g4, D1, D2 des blocs élémentaires 9.1, 9.3. A cet effet, un tableau 15 stocké en mémoire établit la correspondance entre les paramètres de chaque bloc 9.1, 9.2 (premier gain g1, g3 et deuxième gain g2, g4 et retard D1, D2 de la ligne 10.1, 10.2) et le coefficient « alpha » de qualité de réception, les paramètres de chaque bloc 9.1, 9.2 étant sélectionnés en fonction du coefficient « alpha » de qualité de réception fourni par la radio.
  • Dans un perfectionnement de l'invention montré sur la Figure 2, on utilise en outre un étage 17 composé de filtres passe haut 18 et de filtres passe bas 19 permettant de séparer les signaux basses fréquences des signaux hautes fréquences dans les signaux droit SD et gauche SG. Dans ce cas, seule la partie haute fréquence des signaux droit SD et gauche SG est appliquée en entrée du module 5 de décorrélation.
  • La partie basse fréquence des signaux droit SD et gauche SG est appliquée en entrée d'une troisième ligne à retard 23 et les parties basses fréquences des signaux droit SD et gauche SG ainsi retardées sont sommées respectivement avec les signaux obtenus en sorties des blocs 9.1, 9.2, de manière à obtenir les signaux de son droit et gauche optimisés SDO et SGO.
  • Cela permet d'améliorer le rendu sonore final car on s'aperçoit que statistiquement les signaux basse fréquence sont très corrélés, il n'y a donc pas lieu de les décorréler à l'aide du module de décorrélation car sinon la perception audiophonique de l'ensemble ne serait pas agréable à l'oreille.
  • Dans un exemple, le retard D3 de la troisième ligne 23 vaut 176 (avec une fréquence d'échantillonnage de 44,1 kHz).
  • En outre, il est possible d'utiliser des cellules d'égalisation paramétriques 25.1, 25.2 connectées en sortie de chaque bloc élémentaire 9.1, 9.2 avant sommation avec la partie basse fréquence retardée. Ces cellules d'égalisation ont pour effet de modifier la perception des signaux de sortie s1, s2 de ces blocs 9.1, 9.2, car même si les signaux s1, s2 présentent des niveaux sensiblement identiques, il existe des différences dans leur perception en raison de la décorrélation qu'ils présentent l'un par rapport à l'autre. En conséquence, il peut être utile de modifier perceptivement ces signaux pour que l'impression auditive d'ensemble soit la meilleure possible.
  • A cet effet, les cellules 25.1, 25.2 d'égalisation comportent chacun un filtre dont le gain et la phase peuvent être réglés en fonction de différentes bandes de fréquence des signaux s1, s2 et un gain qui agit sur l'ensemble du spectre des signaux s1, s2. Ces paramètres de gain et de phase sont adaptés par des ingénieurs du son notamment en fonction de l'application envisagée.
  • On note que plus la qualité de réception est mauvaise, plus on a tendance à supprimer la partie haute fréquence des signaux reçus car les parasites se situent le plus souvent dans les bandes de fréquences hautes. En revanche, plus la qualité de réception est bonne plus on a tendance à conserver la composante haute fréquence des signaux reçus.
  • L'invention permet de recréer une composante haute fréquence des signaux de son droit SDO ou gauche SGO qui a été supprimée en cas de mauvaise réception. Cet aspect de l'invention est indépendant du principe technique de la création de la stéréo en cas de mauvaise réception et pourrait être donc être mise en oeuvre indépendamment de ce principe.
  • A cet effet, les signaux de son gauche SGO et droit SDO, qui sont formés essentiellement d'une composante basse fréquence SBF inférieure à la fréquence de coupure fc (voir Figure 4a), sont appliqués chacun en entrée d'un module 35 de génération des aigus montré en détails sur la Figure 3
  • Ce module 35 comporte un premier filtre 36 passe-bande en entrée duquel le signal de son gauche SGO (resp. droit SDR) est appliqué. Ce premier filtre 36 permet d'isoler la partie de plus haute fréquence du signal d'entrée SGO (resp SDO) comprise entre une borne inférieure et une borne supérieure. Dans un exemple, la borne supérieure est égale à la fréquence de coupure fc, et la borne inférieure est égale à fc/N, N valant de préférence 2 ou 4. La partie isolée Si du signal obtenue en sortie du filtre passe-bande 36 est montrée sur la Figure 4b.
  • La partie isolée Si est ensuite appliquée en entrée d'un processeur 38 de type non linéaire qui permet de dupliquer fréquentiellement le signal isolé Si en créant les harmoniques hautes fréquences à f1, f2.. fn de ce signal Si, ce qui permet de remplir le spectre de fréquences dans la zone des hautes fréquences. Le signal dupliqué SD' ainsi obtenu en sortie du processeur 38 non linéaire est montré sur la Figure 4c. De préférence, comme représenté, les harmoniques du signal SD' présentent une amplitude qui décroît de avec l'augmentation de la fréquence.
  • On isole ensuite la partie haute fréquence du signal dupliqué SD' (sans la partie isolée Si à partir duquel il a été obtenu) afin d'obtenir une composante haute fréquence SHF de signal de son montrée sur la Figure 4d. A cette fin, on utilise un filtre passe-bande 39 présentant une borne inférieure et une borne supérieure. Dans un exemple, la borne inférieure vaut fc tandis que la borne supérieure vaut M.fc, M valant par exemple 2 ou 4.
  • Par ailleurs, le signal de son gauche SGO (resp. droit SDO) restitué est filtré à l'aide d'un filtre passe-bas 41 ayant une fréquence de coupure sensiblement égale à fc pour ne conserver que la composante basse fréquence SBF du signal restitué SGR, SDR. La partie basse fréquence SBF est ensuite retardée d'un retard D4 à l'aide d'une cellule 42 à retard. Ce retard D4 est de l'ordre de quelques échantillons.
  • Ensuite, la composante basse fréquence SBF est sommée avec la composante haute fréquence SHF à l'aide d'un sommateur 44, afin d'obtenir un signal de son optimisé augmenté gauche SGOA (resp. droit SDOA) formé de la composante initiale basse fréquence SBF du signal de son optimisé et de la composante haute fréquence SHF ainsi créée par le procédé selon l'invention.
  • De préférence, mais cela n'est pas obligatoire, une cellule de post-traitement 45 modifie la forme de la réponse spectrale de la composante haute fréquence SHF, et des gains g8 et g9 sont appliqués sur les composantes haute fréquence SHF et basse fréquence SBF avant sommation par le sommateur 44.
  • Les paramètres des filtres 36, 39, 41 dépendent du coefficient « alpha » de qualité de réception. En effet, les filtres 36, 39, 41 présentent des bornes qui dépendent de la fréquence de coupure fc. Comme cette fréquence de coupure fc dépend du coefficient « alpha », les bornes dépendent également du coefficient « alpha ». Il existent donc une table 47 établissant la correspondance entre le coefficient « alpha » de qualité de réception et les paramètres de filtres associés permettant de générer la composante haute fréquence des signaux de son gauche et droit.
  • Les paramètres de la cellule 45 de post-traitement, du processeur 38 non linéaire, de la cellule 42 à retard, et de gains g8 et g9 dépendent également de préférence du coefficient « alpha » de qualité de réception.
  • Les paramètres des modules de génération des aigus 35 qui traitent le signal de son gauche SGR et le signal de son droit SDR sont de préférence symétriques, c'est-à-dire que le module 35 qui traite le signal de son gauche SGR présente des paramètres de même valeur que le module 35 qui traite le signal de son droit SDR.

Claims (16)

  1. Procédé d'optimisation de la réception stéréo dans une radio analogique, qui comporte les étapes suivantes :
    - on sélectionne un canal radio (ci) donné parmi un ensemble de canaux fréquentiels (C1, cn),
    - on démodule les signaux de ce canal (ci) pour obtenir un signal de son droit (SD) et un signal de son gauche (SG) démodulés,
    - on décorrèle le signal de son droit (SD) et le signal de son gauche (SG) démodulés, à l'aide d'un module (5) de décorrélation, de manière à obtenir des signaux décorrélés l'un par rapport à l'autre appelés respectivement signal de son droit (SDO) décorrélé dit « optimisé » et signal de son gauche (SGO) décorrélé dit « optimisé », ce module (5) de décorrélation ayant un taux de décorrélation variable,
    caractérisé en ce que
    - la radio fournissant un coefficient « alpha » de qualité de réception, on modifie le taux de décorrélation du module (5) de décorrélation en fonction de ce coefficient « alpha », de sorte que plus le coefficient de qualité de réception « alpha » est petit, c'est à dire plus les signaux démodulés SG et SD sont corrélés, plus le taux de décorrélation appliqué par le module (5) de décorrélation est important, et plus le taux de qualité de réception « alpha » est grand, c'est à dire plus les signaux démodulés SG et SD sont proches des signaux émis, moins le taux de décorrélation appliqué par le module (5) de décorrélation est important.
  2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que :
    - le module (5) de décorrélation est formé par deux blocs (9.1, 9.2) élémentaires en entrée desquels on applique le signal de son droit (SD) et le signal de son gauche (SG) démodulés, le signal de sortie de ces blocs (9.1, 9.2) correspondant respectivement au signal électrique de son droit optimisé (SDO) et au signal électrique de son gauche optimisé (SGO),
    - le signal de sortie de chaque bloc (9.1, 9.2) étant la combinaison du signal d'entrée (e1, e2) du bloc pondéré par un premier gain (g1, g3), et de la combinaison du signal de sortie (s1, s2) du bloc pondéré par un deuxième gain (g2, g4) et des signaux d'entrée (e1, e2) du bloc retardée par une ligne à retard (10.1, 10.2).
  3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que pour modifier le taux de décorrélation du module (5) de décorrélation, on modifie les paramètres de gain (g1-g4) et de retard (D1, D2) des blocs élémentaires.
  4. Procédé selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que :
    - on stocke au préalable en mémoire un tableau (15) établissant la correspondance entre les paramètres de chaque blocs (g1-g4, D1, D2) et le coefficient « alpha » de qualité de réception, et
    - on modifie le taux de décorrélation du module (5) de décorrélation en sélectionnant les paramètres (g1-g4, D1, D2) correspondant au coefficient de qualité de réception « alpha ».
  5. Procédé selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que
    - pour le premier bloc élémentaire (9.1), on a : s 1 n = e 1 n . g 1 + s 1 n − D 1 . g 2 + e 1 n − D 1
    Figure imgb0005
    e1 étant le signal d'entrée du premier bloc (9.1) correspondant au signal de son droit démodulé (SD),
    s1 étant le signal de sortie du premier bloc correspondant au signal de son droit optimisé (SDO),
    g1, g2 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du premier bloc (9.1),
    D1 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard (10.1), et
    - pour le deuxième bloc élémentaire (9.2), on a : s 2 n = e 2 n . g 3 + s 2 n − D 2 . g 4 + e 2 n − D 2
    Figure imgb0006
    e2 étant le signal d'entrée du deuxième bloc correspondant au signal de son gauche démodulé (SG),
    s2 étant le signal de sortie du deuxième bloc correspondant au signal de son gauche optimisé (SGO),
    g4, g3 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du deuxième bloc (9.2),
    D2 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard (10.2).
  6. Procédé selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que à l'intérieur d'un même bloc (9.1, 9.2), le premier gain (g1, g3) et le deuxième gain (g2, g4) présentent des valeurs opposées l'une par rapport à l'autre.
  7. Procédé selon l'une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que les gains (g1, g2) du premier bloc (9.1) et les gains (g3, g4) du deuxième bloc (9.2) présentent des valeurs opposées les unes des autres, la valeur du premier gain (g1) du premier bloc (9.1) étant opposée à la valeur du premier gain (g3) du deuxième bloc (9.2) ; tandis que la valeur du deuxième gain (g2) du premier bloc (9.1) est opposée à la valeur du deuxième gain (g4) du deuxième bloc (9.2).
  8. Procédé selon l'une des revendications 2 à 7, caractérisé en ce que le premier gain (g1) du premier bloc (9.1) et le deuxième gain (g4) du deuxième bloc (9.2) présentent une valeur g ; tandis que le deuxième gain (g2) du premier bloc (9.1) et le premier (g3) gain du deuxième bloc (9.2) présentent une valeur -g.
  9. Procédé selon l'une des revendications 2 à 8, caractérisé en ce que les retards (D1, D2) introduits par la ligne à retard (10.1) du premier bloc élémentaire (9.1) et la ligne à retard (10.2) du deuxième bloc (9.2) élémentaire sont égaux.
  10. Procédé selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que on filtre au préalable les signaux droit (SD) et gauche (SG) démodulés à l'aide de filtres (18) passe haut et on applique uniquement la partie haute fréquence de ces signaux (SD, SG) en entrée du module (5) de décorrélation.
  11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que :
    - on filtre la partie basse fréquence des signaux droit (SD) et gauche (SG) démodulés,
    - on retarde la partie basse fréquence ainsi filtrée d'un troisième retard (D3), et
    - pour obtenir le signal de son droit optimisé (SDO) et le signal de son gauche optimisé (SGO), on somme les parties basses fréquences ainsi retardées du signal de son droit (SD) et du signal de son gauche (SG) respectivement avec le signal de son droit (s1) et le signal de son gauche (s2) obtenus en sortie du module (5) de décorrélation à partir des parties hautes fréquence des signaux gauche et droit démodulés.
  12. Procédé selon l'une des revendications 2 à 11, caractérisé en ce que on filtre (en gain et phase) les signaux de sortie de chaque bloc élémentaire (9.1, 9.2) au moyen de cellules de filtrage paramétriques pour modifier la perception sonore de ces signaux de sortie.
  13. Procédé selon l'une des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que pour chaque signal de son droit (SDO) et gauche (SGO) optimisé formé essentiellement d'une composante basse fréquence (SBF) inférieure à une fréquence de coupure (fc),
    - on isole la partie de plus haute fréquence du signal de son optimisé (SDO, SGO) à l'aide d'un premier filtre (36) de type passe-bande,
    - on applique à la partie isolée (Si) un processeur non linéaire (38) qui crée les harmoniques haute fréquence du signal isolé pour obtenir un signal dupliqué (SD'),
    - on applique un deuxième filtre passe-bande au signal dupliqué (SD') pour former une composante haute fréquence (SHF),
    - on combine (44) la composante haute fréquence (SHF) ainsi créée avec le signal de son optimisé (SDO, SGO) préalablement retardé par une cellule (42) à retard, et
    - on obtient un signal optimisé augmenté (SDOA, SGOA) comportant une composante basse fréquence (SBF) et une composante haute fréquence (SHF) recrée.
  14. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce que les bornes supérieures et inférieures du filtre passe-bande (36) sont fonction du coefficient « alpha » de qualité de réception.
  15. Récepteur de radio analogique optimisé, qui comporte :
    - un tuner apte à sélectionner un canal radio (ci) donné parmi un ensemble de canaux fréquentiels (c1, cn), et à démoduler les signaux de ce canal (ci) pour obtenir un signal de son droit (SD) et un signal de son gauche (SG) démodulés,
    - un module (5) de décorrélation apte à générer, à partir des signaux de son droit (SD) et du signal de son gauche (SG) démodulés, des signaux décorrélés l'un par rapport à l'autre appelés respectivement signal de son droit (SDO) décorrélé dit « optimisé » et signal de son gauche (SGO) décorrélé dit « optimisé », ce module (5) de décorrélation ayant un taux de décorrélation variable,
    caractérisé en ce qu'il comporte en outre :
    - une cellule de calcul (6) apte à fournir un coefficient « alpha » de qualité de réception,
    - le module (5) de décorrélation étant apte à adapter son taux de décorrélation en fonction du coefficient « alpha » mesuré, de sorte que plus le coefficient de qualité de réception « alpha » est petit, c'est à dire plus les signaux démodulés SG et SD sont corrélés, plus le taux de décorrélation appliqué par le module (5) de décorrélation est important, et plus le coefficient de qualité de réception « alpha » est grand, c'est à dire plus les signaux démodulés SG et SD sont proches des signaux émis, moins le taux de décorrélation appliqué par le module (5) de décorrélation est important.
  16. Récepteur de radio selon la revendication 15, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un module (35) de génération des aigues comprenant :
    - un premier filtre (36) de type passe-bande pour isoler la partie de plus haute fréquence du signal de son optimisé (SDO, SGO),
    - un processeur non linéaire (38) qui crée les harmoniques haute fréquence appliqué à la partie isolée (Si) du signal pour obtenir un signal dupliqué (SD'),
    - un deuxième filtre passe-bande appliqué au signal dupliqué (SD') pour former une composante haute fréquence (SHF),
    - des moyens pour combiner (44) la composante haute fréquence (SHF) ainsi créée avec le signal de son optimisé (SDO, SGO) préalablement retardé par une cellule (42) à retard, de manière à obtenir un signal optimisé augmenté (SDOA, SGOA) comportant une composante basse fréquence (SBF) et une composante haute fréquence (SHF) recrée.
EP10808913.7A 2009-12-23 2010-12-21 Procédé d'optimisation de la réception stéréo pour radio analogique et récepteur de radio analogique associé Active EP2517387B1 (fr)

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