EP2335351A1 - Etage d'excitation pour generateur haute frequence - Google Patents

Etage d'excitation pour generateur haute frequence

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Publication number
EP2335351A1
EP2335351A1 EP09783583A EP09783583A EP2335351A1 EP 2335351 A1 EP2335351 A1 EP 2335351A1 EP 09783583 A EP09783583 A EP 09783583A EP 09783583 A EP09783583 A EP 09783583A EP 2335351 A1 EP2335351 A1 EP 2335351A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signals
signal
switches
excitation stage
function
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP09783583A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Bernard Darges
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP2335351A1 publication Critical patent/EP2335351A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type

Definitions

  • the invention relates to an excitation stage for an industrial high frequency generator (of acronym HFI) in the solid state.
  • HFI industrial high frequency generator
  • These generators can be used in particular in heating devices by electromagnetic induction, dielectric loss or plasma.
  • the electromagnetic induction heating consists of producing a conductive part heating by the circulation of currents induced by a magnetic field. This means makes it possible to heat the part in its mass without direct contact with the source of energy.
  • the part to be heated (or induced) is surrounded by at least one current circulation loop (or inductor).
  • Electromagnetic induction heating is widely used in industry and science. In industry, it is used in particular in metallurgy to refine metals, to thermally treat metal parts or to produce welded tubes continuously. Heating by dielectric losses consists of producing a heating of an insulating part by causing losses in its mass, from an alternating electric field. The part to be heated forms a poor insulator. It is placed between two conductive plates powered by an alternative source. A capacitor is created whose dielectric is the part to be heated.
  • the generators used generally have higher working frequencies than those of electromagnetic induction heating generators. They can be between a few tens of megahertz and some gigahertz. This heating mode is used in the wood industry for drying or gluing, in the textile industry or in the manufacture or shaping of plastics.
  • Plasma heating involves ionizing a gaseous medium to transform it into plasma.
  • the kinetic energy of the electrons is transformed into heat.
  • the room to heat is placed in the plasma.
  • the transformation of the gaseous medium into plasma is obtained by the emission of an antenna.
  • the working frequencies of the generator are between 1 megahertz and a few tens of megahertz. This heating mode is used in many industrial applications such as in particular the fusion of refractory products, chemical synthesis.
  • Tube power stages are used to provide the large powers required for industrial heating, but advances in the field of power transistors are progressively leading to replacement of the tubes with more flexible solid state power stages.
  • an excitation stage of an inductor based on a class D or E amplifier has been implemented. More precisely, the excitation stage comprises two electronic switches connected in series between two poles of a power supply. continued. An inductor is connected to the common point of the two switches which are alternately closed.
  • the commonly used switches are power transistors that work either completely blocked when open or saturated when closed. The internal resistance of a saturated transistor is very low, which makes it possible to obtain very good yields for such stages of excitation and therefore moderate heating of the transistors.
  • the invention aims to improve the operation of an excitation stage comprising two switches connected in series, in particular by increasing its efficiency while avoiding the simultaneous conduction of the switches.
  • the subject of the invention is an excitation stage for a high frequency generator comprising two electronic switches connected in series between two poles of a DC power supply, a point common to the two switches being connected to a load, characterized in that it further comprises switch control means for opening and closing each switch by following a periodic square function associated with each switch, a rising edge of the function controlling the closing of the corresponding switch and a falling edge of the function controlling the opening of the corresponding switch and in that the control means comprise means for temporally shifting a rising edge of one of the functions with respect to the falling edge of the other function immediately preceding the front amount.
  • the offset between fronts is advantageously a phase shift between fronts.
  • the phase shift is inherently independent of the working frequency of the generator.
  • the only high frequency limit of the generator is related to the cutoff frequency of the switches. This makes it possible to make the offset between fronts independent of the frequency of the square functions.
  • the power of the generator can be adjusted by varying the opening width of the electronic switches or by varying the frequency of the square functions.
  • the generator is at variable frequency. A phase shift between fronts of the two square functions therefore makes it possible to ensure that the switches never drive simultaneously even when the operating frequency of the generator is varied.
  • the control means comprise:
  • a generator of two signals comprising linear portions whose slopes are reversed
  • Two limiting circuits with adjustable threshold each receiving one of the signals comprising linear portions, and generating the periodic square function, the offset of the edges being a function of the thresholds of each of the limiting circuits.
  • control means comprise: A generator of two first periodic signals in phase opposition,
  • Two second limiting circuits each receiving one of the first periodic signals and each delivering a square signal by zero crossing detection of the corresponding first periodic signal
  • Two integrating circuits each receiving one of the square signals and each delivering a sawtooth signal as a function of an integration of the corresponding square signal over its period, the sawtooth signals forming the signals comprising linear portions.
  • the zero crossing of the periodic signals in phase opposition does not depend on the amplitude of the two periodic signals.
  • the slopes of the sawtooth signals are constant and the offset between edges of the square functions no longer depends on the amplitude of the periodic signals.
  • the signals comprising linear portions are advantageously in phase opposition.
  • the same threshold can be used for the two limiting circuits with adjustable threshold.
  • FIG. 1 represents in schematic form a stage excitation device according to the invention
  • FIGS. 2a to 2g show in chronogram form the signals present in different subsets of the excitation stage represented in FIG. 1; the time scales are the same for the different figures 2a to 2g.
  • FIGS. 3 to 5 show several examples of measured oscillographs of square functions used for the control of switches of the excitation stage.
  • an excitation stage 10 comprising two electronic switches 1 1 and 12 connected in series between two poles 13 and 14 of a DC power supply.
  • field effect transistors can be used as switches.
  • the pole 13 forms the positive pole and the pole 14 forms the negative pole or mass of the power supply.
  • a common point 15 to the two switches 1 1 and 12 is connected to a load 16 comprising for example an inductor 17 and a capacitor 18 connected in series to form a resonant circuit for generating an induced current in a room 19 to be heated.
  • the inductor is connected between the capacitor mass 14. This type of excitation of the load 16 is commonly called half-bridge.
  • the invention can also be implemented when the excitation stage is in complete bridge often called complete bridge or bridge H.
  • complete bridge In this bridge the load is connected between two pairs of electronic switches, each pair being connected in series between the poles 13 and 14.
  • the control means of the switches which will be described later are then to double.
  • the excitation stage 10 comprises control means 25 of the switches 1 1 and 12 to open and close at specific times.
  • One of the aims of the invention is to maintain a high efficiency of the excitation stage 10.
  • the switching means deliver to each switch 11 and 12 a function comprising the steepest edges possible to limit the switching times. switching of the switches 1 1 and 12.
  • the stiffness of the fronts is of course limited by the technology of the components used to achieve the control means 25. Between the fronts, the function follows steps that maintain the corresponding switch is in a boiled state either in a saturated state. More generally, this type of function is called a square function with reference to the stiffness of the fronts and the steps joining the fronts between them.
  • the control means 25 advantageously comprise means 26 for producing two first periodic signals 27 and 28 in phase opposition.
  • the signals 27 and 28 are advantageously sinusoidal signals because they are easier to generate and easier to convey.
  • the signals 27 and 28 are represented in the form of a timing diagram in FIG. 2a.
  • the time scale is represented on the abscissa and the amplitude of the signals 27 and 28 on the ordinate.
  • the means 26 comprise for example a transformer 30, a primary winding 31 is excited by a second sinusoidal signal 32 and a secondary winding 33 comprises a midpoint 34 and two end terminals 35 and 36.
  • the signal 27 is for example in phase with the signal 32.
  • the signal 28 is therefore in phase opposition with the signal 32.
  • the sinusoidal signal 27 is delivered between the terminal 35 and the midpoint 34.
  • the sinusoidal signal 28 is delivered between the terminal 36 and the point medium 34.
  • the fact of using a passive component such as the transformer 30 to generate the two signals 27 and 28 makes it possible to obtain a constant phase shift, phase opposition in the case shown, even when the frequency or frequency is changed. the amplitude of the sinusoidal signal 32. This frequency is the one at which the switches 11 and 12 switch. It can be slaved to a power measurement consumed by the load 16.
  • the control means 25 may also comprise two limiting circuits 40 and 41 each receiving one of the sinusoidal signals, respectively 27 and 28.
  • Each limiter circuit 40 and 41 delivers a square signal, respectively 42 and 43, by zero crossing detection of the corresponding sinusoidal signal. 27 or 28.
  • the two square signals 42 and 43 are in phase opposition.
  • FIG. 2b shows the signal 42 and FIG. 2c the signal 43.
  • the signal 42 has an alternation of high levels 44 corresponding to the positive half-waves of the signal 27 and low levels 45 corresponding to the negative half-waves of the signal 27. and descendants 47 connect levels 44 and 45 to each other.
  • the signal 43 has an alternation of high levels 48 corresponding to the positive half-waves of the signal 28 and low levels 49 corresponding to the negative half-waves of the signal 28. Rising edges 50 and falling edges 51 connect the levels 48 and 49 to each other.
  • the edges of the square signals 42 and 43 occur at the time of zero crossings of the sine signals 27 and 28 corresponding. Square signals 27 and 28 are in phase opposition.
  • Each limiter circuit 40 and 41 comprises, for example, an operational amplifier, respectively 52 and 53, of which an inverting input is connected to ground and a non-inverting input receives the signal. corresponding sine wave 27 or 28.
  • the signals 42 and 43 are delivered to respective outputs of the operational amplifiers 52 and 53.
  • the control means 25 may also comprise two integrator circuits 56 and 57 each receiving one of the square signals, respectively 42 and 43, and each delivering a sawtooth signal respectively 58 and 59 depending on an integration of the corresponding square signal 42 or 43 over his period.
  • FIG. 2d represents the signal 58 and FIG. 2e the signal 59.
  • the signal 58 has an alternation of increasing linear portions 60, when the signal 42 is at its low level 45, and decreasing 61 when the signal 42 is at its level 44.
  • the signal 59 has an alternation of increasing linear portions 62 when the signal 43 is at its low 49 and decreasing 63 when the signal 43 is at its high level 48.
  • the sawtooth signals 58 and 59 are in opposition of phase.
  • Each integrator circuit 56 and 57 comprises for example an operational amplifier, respectively 66 and 67, a non-inverting input is connected to ground and an inverting input receives the corresponding square signal 42 and 43 via a resistor, respectively 68 and 69.
  • the signals 58 and 59 are delivered to respective outputs of the operational amplifiers 66 and 67. These outputs are connected to the respective inverting inputs via a capacitor, respectively 70 and 71.
  • the slopes of the linear portions 60 to 63 are defined by the values of the resistors 68 and 69 and the capacitors 70 and 71.
  • the control means 25 may also comprise two limit circuits with adjustable thresholds 74 and 75 each receiving one of the sawtooth signals, respectively 58 and 59, and generating a periodic square function, respectively 76 and 77 applied to the switches, respectively 1 1 and 12, possibly through a preamplifier, respectively 78 and 79.
  • the functions 76 and 77 obtained from the adjustable threshold limiting circuits 74 and 75 are represented respectively in FIGS. 2f and 2g.
  • Each square function 76 and 77 includes rising and falling edges. By convention, it is considered that a rising edge of the function in question makes it possible to close the corresponding switch and that a falling edge opens the switch. This convention is taken to facilitate the understanding of the invention. It is of course possible to choose the opposite convention. Similarly, it is possible to invert the inverting and non-inverting inputs of the different operational amplifiers shown in FIG. 1. These inversions will simply have the effect of inverting the signs of the various signals represented without departing from the scope of the invention. .
  • the control means 25 make it possible to shift a rising edge of one of the functions 76 and 77 with respect to the falling edge of the other function immediately preceding the rising edge.
  • the offset of the fronts is a function of the thresholds of each of the limiting circuits 74 and 75.
  • the offset is adjustable. This adjustment can be done separately for each of the two functions 76 and 77.
  • Each limiter circuit 74 and 75 comprises for example an operational amplifier, respectively 80 and 81, of which an inverting input receives the corresponding sawtooth signal 58 or 59 and whose a non-inverting input receives a threshold voltage, respectively 82 and 83.
  • the threshold voltage 82 or 83 is for example obtained by means of a variable resistor, respectively 84 and 85 connected between a positive voltage and ground.
  • An adjustable output of each variable resistor 84 or 85 is connected to the corresponding inverting input.
  • the adjustment of the offset, and more precisely of the pulse width is for example obtained by adjusting the variable resistors and more generally by varying the threshold voltages applied to the inverting inputs of the operational amplifiers 80 and 81.
  • FIG. 2f represents the signal 76 and FIG. 2g the signal 77.
  • a decreasing linear portion 61 of the signal 58 takes the threshold value 82
  • a falling edge 86 intervenes in the function 76 and when an increasing linear portion 60 of the signal 58 takes the threshold value 82, a rising edge 88 intervenes in the function 76.
  • a decreasing linear portion 63 of the signal 59 takes the threshold value 83
  • a falling edge 89 intervenes in the function 77 and when an increasing linear portion 62 of the signal 59 takes the threshold value 83, a rising edge 91 occurs in the function 77.
  • FIGS. 3 to 5 show several examples of measured oscillographs of square functions 76 and 77.
  • a rising edge 91 4 of the function 77 4 and a falling edge 86 4 of the function 76 4 are phase shifted by 45 °.
  • the opening times or angles of the two switches 1 1 and 12 are adjustable simultaneously. This corresponds to the same threshold voltage used for the two limiting circuits with adjustable thresholds 74 and 75.
  • the threshold voltages 82 and 83 have the same value u1 and for FIG. thresholds 82 and 83 have the same value u2.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

L'invention concerne un étage d'excitation pour générateur haute fréquence industrielle (d'acronyme HFI) à l'état solide. Le générateur comprend deux interrupteurs électroniques (11, 12) connectés en série entre deux bornes (13, 14) d'une alimentation en courant continu. Pour éviter la conduction simultanée des deux interrupteurs (11, 12), on commande les interrupteurs (11, 12) au moyen d'une fonction carrée (76, 77) dont les fronts, permettant l'ouverture et la fermeture des interrupteurs (11, 12) sont contrôlés temporellement.

Description

Etage d'excitation pour générateur haute fréquence
L'invention concerne un étage d'excitation pour générateur haute fréquence industrielle (d'acronyme HFI) à l'état solide. Ces générateurs peuvent être utilisés notamment dans des dispositifs de chauffage par induction électromagnétique, par pertes diélectriques ou par plasma.
Le chauffage par induction électromagnétique consiste à produire réchauffement d'une pièce conductrice par la circulation de courants induits par un champ magnétique. Ce moyen permet de chauffer la pièce dans sa masse sans contact direct avec la source d'énergie. La pièce à chauffer (ou induit) est entourée d'au moins une boucle de circulation de courant (ou inducteur).
Les fréquences de travail du générateur sont comprises entre quelques dizaines de kilohertz et quelques mégahertz. Les puissances nécessaires varient de quelques kilowatts à plus d'un mégawatt. Le chauffage par induction électromagnétique est utilisé largement dans l'industrie et dans le domaine scientifique. Dans l'industrie, il est utilisé notamment en métallurgie pour affiner des métaux, pour traiter thermiquement des pièces métalliques ou pour produire des tubes soudés en continu. Le chauffage par pertes diélectriques consiste à produire réchauffement d'une pièce isolante en provoquant des pertes dans sa masse, à partir d'un champ électrique alternatif. La pièce à chauffer forme un isolant médiocre. Elle est placée entre deux armatures conductrices alimentées par une source alternative. On crée un condensateur dont le diélectrique est la pièce à chauffer. Les générateurs utilisés ont généralement des fréquences de travail plus élevées que celles des générateurs de chauffage par induction électromagnétique. Elles peuvent être comprises entre quelques dizaines de mégahertz et quelques gigahertz. Ce mode de chauffage s'utilise dans l'industrie du bois pour le séchage ou le collage, dans l'industrie textile ou dans la fabrication ou le façonnage de matières plastiques.
Le chauffage par plasma consiste à ioniser un milieu gazeux pour le transformer en plasma. L'énergie cinétique des électrons se transforme en chaleur. Il se produit une élévation considérable de température. La pièce à chauffer est placée dans le plasma. La transformation du milieu gazeux en plasma est obtenue par l'émission d'une antenne. Les fréquences de travail du générateur sont comprises entre 1 mégahertz et quelques dizaines de mégahertz. Ce mode de chauffage est utilisé dans de nombreuses applications industrielles telles que notamment la fusion de produits réfractaires, la synthèse chimique.
Des étages de puissances à tubes sont utilisés pour fournir les puissances importantes nécessaires au chauffage industriel, mais les progrès réalisés dans le domaine des transistors de puissance conduisent progressivement au remplacement des tubes par des étages de puissance à état solide d'utilisation plus souple. On a par exemple mis en œuvre un étage d'excitation d'un inducteur basé sur un amplificateur de classe D ou E. Plus précisément l'étage d'excitation comprend deux interrupteurs électroniques connectés en série entre deux pôles d'une alimentation en courant continu. Un inducteur est raccordé au point commun des deux interrupteurs qui sont alternativement fermés. Parmi les interrupteurs couramment mis en œuvre on trouve des transistors de puissance qui travaillent soit de façon complètement bloqués lorsqu'ils sont ouverts soit saturés lorsqu'ils sont fermés. La résistance interne d'un transistor saturé est très faible ce qui permet d'obtenir de très bons rendements pour de tels étages d'excitation et donc un échauffement modérés des transistors.
Le risque le plus important de ce type d'étage est la conduction simultanée des deux interrupteurs. Le courant les traversant forme alors un court circuit entre les deux pôles de l'alimentation en courant continu. Ce qui conduit instantanément à la destruction des interrupteurs, notamment lorsque les puissances commutées par les interrupteurs sont importantes. Ce risque est avéré, notamment lorsque les interrupteurs sont commandés au moyen de fonctions carrées en opposition de phase, appliquée chacune à l'un des interrupteurs. La fermeture d'un des interrupteurs coïncidant avec l'ouverture de l'autre, le risque de conduction simultanée est important.
Pour pallier ce problème, plusieurs solutions ont été envisagées. Par exemple, il est possible de commander la commutation des transistors au moyen de signaux sinusoïdaux en opposition de phase, un signal pour chaque interrupteur, afin de réduire lentement le courant traversant l'un des interrupteurs avant d'ouvrir l'autre interrupteur. L'ouverture du second interrupteur se fait également progressivement. Même si les commandes des deux interrupteurs sont légèrement décalées du fait de leur tolérance de fabrication, on ne risque pas de saturer les deux interrupteurs simultanément. Cette solution présente néanmoins un risque de conduction simultanée en haute fréquence du fait du temps de déclenchement des interrupteurs. De plus, cette solution réduit le rendement de l'étage d'excitation du fait de l'ouverture et de la fermeture progressive des interrupteurs ce qui entraine un échauffement de ceux-ci. Il est possible d'améliorer ce type de commande en remplaçant les signaux sinusoïdaux par des signaux trapézoïdaux. Les phases en plateau de ces signaux permettent de saturer les interrupteurs pendant une partie de la durée où ils conduisent. Durant cette partie le rendement de l'étage est amélioré. Il subsiste néanmoins une durée pendant laquelle les interrupteurs conduisent partiellement. Pendant cette durée le rendement est dégradé.
L'invention vise à améliorer le fonctionnement d'un étage d'excitation comprenant deux interrupteurs connectés en série, notamment en augmentant son rendement tout en évitant la conduction simultanée des interrupteurs. A cet effet, l'invention a pour objet un étage d'excitation pour générateur haute fréquence comprenant deux interrupteurs électroniques connectés en série entre deux pôles d'une alimentation en courant continu, un point commun aux deux interrupteurs étant connecté à une charge, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de commande des interrupteurs permettant d'ouvrir et de fermer chaque interrupteur en suivant une fonction carrée périodique associée à chaque interrupteur, un front montant de la fonction commandant la fermeture de l'interrupteur correspondant et un front descendant de la fonction commandant l'ouverture de l'interrupteur correspondant et en ce que les moyens de commande comprennent des moyens pour décaler temporellement un front montant d'une des fonctions par rapport au front descendant de l'autre fonction précédent immédiatement le front montant.
L'utilisation de fonctions carrées permet de conserver un rendement élevé à l'étage d'excitation. En effet, pour chaque interrupteur, le passage entre les états bloqués et saturés se fait le plus rapidement possible par rapport à la technologie d'interrupteur employée. On limite donc au maximum la durée de conduction partielle des interrupteurs, source de perte de rendement.
Les fonctions carrées étant périodiques, le décalage entre fronts est avantageusement un déphasage entre fronts. Le déphasage est par nature indépendant de la fréquence de travail du générateur. La seule limite haute de fréquence du générateur est liée à la fréquence de coupure des interrupteurs. Ce qui permet de rendre le décalage entre fronts indépendant de la fréquence des fonctions carrées. En effet, dans un générateur haute fréquence, le réglage de la puissance du générateur peut se faire en faisant varier la largeur d'ouverture des interrupteurs électroniques ou en faisant varier la fréquence des fonctions carrées. Le générateur est à fréquence variable. Un déphasage entre fronts des deux fonctions carrées permet donc de s'assurer que les interrupteurs ne conduisent jamais simultanément même lorsqu'on fait varier la fréquence de fonctionnement du générateur. Avantageusement, les moyens de commande comprennent :
• un générateur de deux signaux comportant des portions linéaires dont les pentes sont inversées,
• deux circuits limiteurs à seuil réglable recevant chacun un des signaux comportant des portions linéaires, et générant la fonction carrée périodique, le décalage des fronts étant fonction des seuils de chacun des circuits limiteurs.
Il est possible d'utiliser des signaux sinusoïdaux comme signal comportant des portions linéaires. Au voisinage de son passage à zéro, un signal sinusoïdal peut être assimilé à une portion linéaire dont l'équation est du type : y=At+B, y représentant la tension du signal, t le temps, A et B étant des constantes.
Pour mettre en œuvre ce mode de réalisation, il est nécessaire de maitriser l'amplitude des signaux sinusoïdaux appliqués aux entrées de chaque circuit limiteur à seuil réglable. En effet, la constante A et par conséquent le décalage entre fronts évoluent avec cette amplitude.
Un mode de réalisation particulier permet de se prémunir d'éventuelles variation d'amplitude du signal sinusoïdal. A cet effet, les moyens de commande comprennent : • un générateur de deux premiers signaux périodiques en opposition de phase,
• deux seconds circuits limiteurs recevant chacun un des premiers signaux périodiques et délivrant chacun un signal carré par détection de passage zéro du premier signal périodique correspondant,
• deux circuits intégrateurs recevant chacun un des signaux carrés et délivrant chacun un signal en dent de scie fonction d'une intégration du signal carré correspondant sur sa période, les signaux en dent de scie formant les signaux comportant des portions linéaires. Le passage à zéro des signaux périodiques en opposition de phase ne dépend pas de l'amplitude des deux signaux périodiques. En conséquence, les pentes des signaux en dent de scie sont constantes et le décalage entre fronts des fonctions carrées ne dépend plus de l'amplitude des signaux périodiques.
Pour simplifier la réalisation des moyens de commandes des interrupteurs, les signaux comportant des portions linéaires sont avantageusement en opposition de phase. On peut par exemple ainsi utiliser le même seuil pour les deux circuits limiteurs à seuil réglable.
L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages apparaîtront à la lecture de la description détaillée d'un mode de réalisation donné à titre d'exemple, description illustrée par le dessin joint dans lequel : la figure 1 représente sous forme schématique un étage d'excitation conforme à l'invention ; les figures 2a à 2g représentent sous forme de chronogramme des signaux présents dans différents sous ensembles de l'étage d'excitation représenté sur la figure 1 ; les échelles de temps sont les mêmes pour les différentes figures 2a à 2g. les figures 3 à 5 représentent plusieurs exemples d'oscillographe mesurés de fonctions carrés utilisés pour la commande d'interrupteurs de l'étage d'excitation.
Par souci de clarté, les mêmes éléments porteront les mêmes repères dans les différentes figures. L'invention est décrite en rapport à un étage d'excitation 10 comprenant deux interrupteurs électroniques 1 1 et 12 connectés en série entre deux pôles 13 et 14 d'une alimentation en courant continu. On peut par exemple mettre en œuvre des transistors à effet de champ comme interrupteurs. Le pôle 13 forme le pôle positif et le pôle 14 forme le pôle négatif ou masse de l'alimentation. Un point commun 15 aux deux interrupteurs 1 1 et 12 est connecté à une charge 16 comprenant par exemple un inducteur 17 et un condensateur 18 reliés en série pour former un circuit résonnant permettant de générer un courant induit dans une pièce 19 à chauffer. L'inducteur est relié entre le condensateur la masse 14. Ce type d'excitation de la charge 16 est couramment appelé en demi-pont.
L'invention peut également être mise en œuvre lorsque l'étage d'excitation est en pont complet souvent appelé en pont complet ou pont H. Dans ce pont la charge est connectée entre deux paires d'interrupteurs électroniques, chaque paire étant connectée en série entre les pôles 13 et 14. Les moyens de commandes des interrupteurs qui seront décrit plus loin sont alors à doubler.
L'étage d'excitation 10 comprend des moyens de commande 25 des interrupteurs 1 1 et 12 permettant de les ouvrir et de les fermer à des instants précis. Un des buts de l'invention est de maintenir un rendement élevé de l'étage d'excitation 10. Pour cela les moyens de commutation délivrent à chaque interrupteur 1 1 et 12 une fonction comprenant des fronts les plus raides possibles pour limiter les temps de commutation des interrupteurs 1 1 et 12. La raideur des fronts est bien entendue limitée par la technologie des composants employés pour réaliser les moyens de commande 25. Entre les fronts, la fonction suit des paliers qui permettent de maintenir l'interrupteur correspondant soit dans un état boqué soit dans un état saturé. De façon plus générale, ce type de fonction est appelée fonction carrée en référence à la raideur des fronts et aux paliers joignant les fronts entre eux.
Les moyens de commande 25 comprennent avantageusement des moyens 26 pour produire deux premiers signaux périodiques 27 et 28 en opposition de phase. Les signaux 27 et 28 sont avantageusement de signaux sinusoïdaux car plus faciles à générer et plus facile à véhiculer. Les signaux 27 et 28 sont représentés sous forme de chronogramme sur la figure 2a. L'échelle des temps est représentée en abscisse et l'amplitude des signaux 27 et 28 en ordonnée.
Les moyens 26 comprennent par exemple un transformateur 30 dont un enroulement primaire 31 est excité par un second signal sinusoïdal 32 et dont un enroulement secondaire 33 comprend un point milieu 34 et deux bornes extrêmes 35 et 36. Le signal 27 est par exemple en phase avec le signal 32. Le signal 28 est donc en opposition de phase avec le signal 32. Le signal sinusoïdal 27 est délivré entre la borne 35 et le point milieu 34. De même, le signal sinusoïdal 28 est délivré entre la borne 36 et le point milieu 34. Le fait d'utiliser un composant passif tel que le transformateur 30 pour générer les deux signaux 27 et 28 permet d'obtenir un déphasage constant, opposition de phase dans le cas représenté, même lorsque l'on fait évoluer la fréquence ou l'amplitude du signal sinusoïdal 32. Cette fréquence est celle à laquelle les interrupteurs 11 et 12 commutent. Elle peut être asservie sur une mesure de puissance consommée par la charge 16.
Les moyens de commande 25 peuvent également comprendre deux circuits limiteurs 40 et 41 recevant chacun un des signaux sinusoïdaux, respectivement 27 et 28. Chaque circuit limiteur 40 et 41 délivre un signal carré, respectivement 42 et 43 par détection de passage zéro du signal sinusoïdal correspondant 27 ou 28. Les deux signaux carrés 42 et 43 sont en opposition de phase.
La figure 2b représente le signal 42 et la figure 2c, le signal 43. Le signal 42 présente une alternance de niveaux hauts 44 correspondant aux alternances positives du signal 27 et de niveaux bas 45 correspondant aux alternances négatives du signal 27. Des fronts montants 46 et descendants 47 relient les niveaux 44 et 45 entre eux. De même, le signal 43 présente une alternance de niveaux hauts 48 correspondant aux alternances positives du signal 28 et de niveaux bas 49 correspondant aux alternances négatives du signal 28. Des fronts montants 50 et descendants 51 relient les niveaux 48 et 49 entre eux. Les fronts des signaux carrés 42 et 43 interviennent au moment des passages à zéro des signaux sinusoïdaux 27 et 28 correspondants. Les signaux carrés 27 et 28 sont en opposition de phase.
Chaque circuit limiteur 40 et 41 comprend par exemple un amplificateur opérationnel, respectivement 52 et 53 dont une entrée inverseuse est reliée à la masse et une entrée non inverseuse reçoit le signal sinusoïdal correspondant 27 ou 28. Les signaux 42 et 43 sont délivrés sur des sorties respectives des amplificateurs opérationnels 52 et 53.
Les moyens de commande 25 peuvent également comprendre deux circuits intégrateurs 56 et 57 recevant chacun un des signaux carrés, respectivement 42 et 43, et délivrant chacun un signal en dent de scie respectivement 58 et 59 fonction d'une intégration du signal carré, correspondant 42 ou 43 sur sa période.
La figure 2d représente le signal 58 et la figure 2e, le signal 59. Le signal 58 présente une alternance de portions linéaires croissantes 60, lorsque le signal 42 est à son niveau bas 45, et décroissante 61 lorsque le signal 42 est à son niveau haut 44. De même, le signal 59 présente une alternance de portions linéaires croissantes 62 lorsque le signal 43 est à son niveau bas 49 et décroissante 63 lorsque le signal 43 est à son niveau haut 48. Les signaux en dent de scie 58 et 59 sont en opposition de phase. Chaque circuit intégrateur 56 et 57 comprend par exemple un amplificateur opérationnel, respectivement 66 et 67 dont une entrée non inverseuse est reliée à la masse et dont une entrée inverseuse reçoit le signal carré correspondant 42 et 43 par l'intermédiaire d'une résistance, respectivement 68 et 69. Les signaux 58 et 59 sont délivrés sur des sorties respectives des amplificateurs opérationnels 66 et 67. Ces sorties sont reliées aux entrées inverseuses respectives par l'intermédiaire d'un condensateur, respectivement 70 et 71 . Les pentes des portions linéaires 60 à 63 sont définies par les valeurs des résistances 68 et 69 et des condensateurs 70 et 71 . Les moyens de commande 25 peuvent aussi comprendre deux circuits limiteurs à seuil réglable 74 et 75 recevant chacun un des signaux en dent de scie, respectivement 58 et 59, et générant une fonction carrée périodique, respectivement 76 et 77 appliquée aux interrupteurs, respectivement 1 1 et 12, éventuellement au travers d'un préamplificateur, respectivement 78 et 79. Les fonctions 76 et 77 obtenues à partir des circuits limiteurs à seuil réglable 74 et 75 sont représentées respectivement aux figures 2f et 2g.
Chaque fonction carrée 76 et 77 comprend des fronts montants et descendants. Par convention, on considère qu'un front montant de la fonction considérée permet de fermer l'interrupteur correspondant et qu'un front descendant permet d'ouvrir l'interrupteur. Cette convention est prise pour faciliter la compréhension de l'invention. Il est bien entendu possible de choisir la convention inverse. De même, il est possible d'inverser les entrées inverseuse et non inverseuse des différents amplificateurs opérationnels représentés sur la figure 1. Ces inversions auront simplement pour conséquence d'inverser les signes des différents signaux représentés sans pour cela sortir du cadre de l'invention.
Les moyens de commande 25 permettent de décaler un front montant d'une des fonctions 76 et 77 par rapport au front descendant de l'autre fonction précédent immédiatement le front montant.
Dans l'exemple représenté sur la figure 1 , le décalage des fronts est fonction des seuils de chacun des circuits limiteurs 74 et 75. Avantageusement, le décalage est réglable. Ce réglage peut se faire séparément pour chacune des deux fonctions 76 et 77. Chaque circuit limiteur 74 et 75 comprend par exemple un amplificateur opérationnel, respectivement 80 et 81 dont une entrée inverseuse reçoit le signal en dent de scie correspondant, 58 ou 59 et dont une entrée non inverseuse reçoit une tension de seuil, respectivement 82 et 83. La tension de seuil 82 ou 83 est par exemple obtenue au moyen d'une résistance variable, respectivement 84 et 85 reliée entre une tension positive et la masse. Une sortie réglable de chaque résistance variable 84 ou 85 est reliée à l'entrée inverseuse correspondante. Le réglage du décalage, et plus précisément de la largeur d'impulsion, est par exemple obtenu en réglant les résistances variables et plus généralement en faisant varier les tensions de seuil appliquées aux entrées inverseuses des amplificateurs opérationnels 80 et 81.
La figure 2f représente le signal 76 et la figure 2g, le signal 77. Lorsqu'une portion linéaire décroissante 61 du signal 58 prend la valeur de seuil 82, un front descendant 86 intervient dans la fonction 76 et lorsqu'une portion linéaire croissante 60 du signal 58 prend la valeur de seuil 82, un front montant 88 intervient dans la fonction 76. De même, lorsqu'une portion linéaire décroissante 63 du signal 59 prend la valeur de seuil 83, un front descendant 89 intervient dans la fonction 77 et lorsqu'une portion linéaire croissante 62 du signal 59 prend la valeur de seuil 83, un front montant 91 intervient dans la fonction 77. Les figures 3 à 5 représentent plusieurs exemples d'oscillographes mesurés de fonctions carrés 76 et 77. On a apporté des indices aux repères 76 et 77 pour distinguer les courbes des différentes figures. Sur la figure 3, un front montant 913 de la fonction 773 et un front descendant 863 de la fonction 763 sont déphasés de 20°. Entre ces deux fronts, les deux fonctions 763 et 773 sont toutes deux au niveau bas interdisant ainsi aux deux interrupteurs 1 1 et 12 de s'ouvrir simultanément.
Sur la figure 4, un front montant 914 de la fonction 774 et un front descendant 864 de la fonction 764 sont déphasés de 45°.
Sur les figures 3 et 4, les temps ou angles d'ouverture des deux interrupteurs 1 1 et 12 sont réglables simultanément. Ceci correspond à une même tension de seuil utilisée pour les deux circuits limiteurs à seuil réglable 74 et 75. Par exemple, pour la figure 3, les tensions de seuil 82 et 83 ont une même valeur u1 et pour la figure 4, les tensions de seuil 82 et 83 ont une même valeur u2.
Sur la figure 5, par rapport à une origine de temps où les deux interrupteurs s'ouvrirait pour l'un et se fermerait pour l'autre simultanément, ce qui correspond à des tensions de seuil nulles, la fonction 765 déphase la fermeture de l'interrupteur correspondant de 20° et la fonction 775 déphase la fermeture de l'interrupteur correspondant de 45°. Sur la figure 5, les temps ou angles d'ouverture des deux interrupteurs 1 1 et 12 sont différents. Ceci correspond à des tensions de seuil 82 et 83 différentes utilisées pour les deux circuits limiteurs à seuil réglable 74 et 75.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Etage d'excitation pour générateur haute fréquence comprenant deux interrupteurs électroniques (1 1 , 12) connectés en série entre deux pôles d'une alimentation en courant continu (13, 14), un point commun (15) aux deux interrupteurs (1 1 , 12) étant connecté à une charge (1 6), caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de commande (25) des interrupteurs (1 1 , 12) permettant d'ouvrir et de fermer chaque interrupteur (1 1 , 12) en suivant une fonction carrée périodique (76, 77) associée à chaque interrupteur (1 1 , 12), un front montant (88, 91 ) de la fonction (76, 77) commandant la fermeture de l'interrupteur (1 1 , 12) correspondant et un front descendant (86, 89) de la fonction (76, 77) commandant l'ouverture de l'interrupteur (1 1 , 12) correspondant et en ce que les moyens de commande (25) comprennent des moyens (74, 75) pour déphaser temporellement un front montant (88, 91 ) d'une des fonctions (76, 77) par rapport au front descendant (86, 89) de l'autre fonction (76, 77) précédent immédiatement le front montant (88, 91 ).
2. Etage d'excitation selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le déphasage est réglable.
3. Etage d'excitation selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les deux fonctions carrées (76, 77) définissent des impulsions régulièrement espacées et alternées.
4. Etage d'excitation selon la revendication 3, caractérisé en ce que la largeur des impulsions est réglable.
5. Etage d'excitation selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de commande (25) comprennent :
• un générateur (26, 40, 41 , 56, 57) de deux signaux (58, 59) comportant des portions linéaires (60, 61 , 62, 63) dont les pentes sont inversées,
• deux circuits limiteurs à seuil réglable (74, 75) recevant chacun un des signaux comportant des portions linéaires (60, 61 , 62, 63), et générant la fonction carrée périodique (76, 77), le décalage des fronts (86, 88, 89, 91 ) étant fonction des seuils de chacun des circuits limiteurs (74, 75).
6. Etage d'excitation selon la revendication 5, caractérisé en ce que les signaux (58, 59) comportant des portions linéaires (60, 61 , 62, 63) sont en opposition de phase.
7. Etage d'excitation selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de commande (25) comprennent :
• des moyens (26) pour produire deux premiers signaux périodiques (27, 28) en opposition de phase, • deux seconds circuits limiteurs (40, 41 ) recevant chacun un des premiers signaux périodiques (27, 28) et délivrant chacun un signal carré (42, 43) par détection de passage zéro du premier signal périodique (27, 28) correspondant,
• deux circuits intégrateurs (56, 57) recevant chacun un des signaux carrés (42, 43) et délivrant chacun un signal en dent de scie (58, 59) fonction d'une intégration du signal carré (42, 43) correspondant sur sa période, les signaux en dent de scie (58, 59) formant les signaux comportant des portions linéaires (58, 59).
8. Etage d'excitation selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens (26) pour produire deux premiers signaux périodiques (27, 28) en opposition de phase comprennent un transformateur (30) dont un enroulement primaire (31 ) est excité par un signal sinusoïdal (32) et dont un enroulement secondaire (33) comprend un point milieu (34) et deux bornes extrêmes (35, 36), les deux premiers signaux périodiques (27, 28) étant délivrés respectivement entre une des bornes extrêmes (35, 36) et le point milieu (34).
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