EP2224792B1 - Elektronisches Vorschaltgerät und Beleuchtungsgerät - Google Patents

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EP2224792B1
EP2224792B1 EP10001877.9A EP10001877A EP2224792B1 EP 2224792 B1 EP2224792 B1 EP 2224792B1 EP 10001877 A EP10001877 A EP 10001877A EP 2224792 B1 EP2224792 B1 EP 2224792B1
Authority
EP
European Patent Office
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circuit
measuring input
lscs
switch
voltage
Prior art date
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Not-in-force
Application number
EP10001877.9A
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English (en)
French (fr)
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EP2224792A2 (de
EP2224792A3 (de
Inventor
Dr. Peter Wiebe
Otto Meyer
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Bag Electronics GmbH
Original Assignee
Bag Electronics GmbH
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Publication date
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Publication of EP2224792A3 publication Critical patent/EP2224792A3/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast for operating at least one lamp, preferably a gas discharge lamp, with a arranged between a first and a second switch center tap, which is connectable to a terminal for the lamp, as well as with a measuring input for dead time detection having IC, the is designed for operation of the ballast, wherein the measuring input is coupled in particular between a shunt connected to the reference potential and a switch, and with a circuit for varying the signal applied to the measuring input. Furthermore, the present invention relates to a lighting device with a corresponding electronic ballast.
  • Generic ballasts are equipped with ICs that often bring features such as automatic deadtime detection or saturation control for the lamp inductor according to the manufacturer.
  • an additional switch-off threshold for error cases with ECGs is often implemented.
  • the necessary measuring input is in this case designed to measure the current via one, preferably the second switch or a voltage drop across the shunt coupled to the reference potential.
  • a problem may arise if the magnitude of the ignition voltage is adjusted or programmed via the half-bridge shunt. If high ignition voltages are required, for example for series-connected bulbs, the shunt is due to the high current during the ignition phase in the resonant circuit to dimension correspondingly low. The lower the resistance, the better higher is the set ignition voltage.
  • the resistance falls below a certain value, the dead time detection via the measuring input no longer works, because the triggering threshold for switching on the (eg MOSFET) transistor or switch is no longer achieved. If, on the other hand, higher-impedance shunts are used, too rapid a shutdown takes place in the ignition phase due to the reaching of the shutdown level threshold.
  • the electronic ballast has an additional circuit for varying the signal applied to the measuring input in the form of a limiting circuit.
  • a diode which is also connected to the reference potential is coupled in the line branch to the shunt.
  • the temperature dependence of the forward voltage of the diode in the order of, for example, 2 mV / K can have a serious effect on the ignition voltage in the case of small shunts and an associated high ignition voltage.
  • the US 2006/0071612 A1 relates to a bridge circuit for operating a lamp having at least two switches and a lamp inductor, the Igniting the lamp can go into a saturation state, wherein one of the switches is turned off when the charge flowing through this has reached a predetermined amount, so that despite a partial saturation of the lamp inductor, the amplitude of the ignition voltage is effectively controlled.
  • the object is achieved by an electronic ballast according to claim 1 and by a lighting device according to claim 6.
  • the circuit for varying the signal present at the measuring input is embodied as a transmission circuit for achieving predetermined signal levels in such a way that a signal for switching a switch is generated during negligible voltage applied to the center tap and / or there.
  • a non-existent voltage also corresponds to a negligible voltage.
  • Decisive is the correct time recognition of the zero crossing of the signal at the center tap, wherein also slightly deviating from "zero" signals can be used.
  • a signal is not influenced in any line branch between shunt and measuring input from a diode connected to zero potential. This diode is dispensed with. The voltage dropping at the shunt is not used to trigger the dead time detection threshold.
  • the switch to be switched can be switched soft.
  • a bus voltage of, for example, 400 volts and simultaneous switching of the "low side" switch this is the case when the voltage at the center tap between + 10 and - 10 volts.
  • the signal is generated particularly advantageously when the voltage at the center tap is between -2 and +2 volts and more preferably between +1 and -1 volts.
  • the center tap is at the time of generating the signal and the switching at quasi-zero potential or, ideally, at zero potential.
  • a signal which is transmitted from the transmission circuit to the measuring input, is usually a voltage, but it may also be a voltage change or a combination of voltage and voltage change.
  • the transmission circuit superimposes any signal present in the line branch with another signal from other switching branches of the ballast, so that the two signals add in terms of magnitude and regardless of whether they have positive or negative signs. This ensures that the necessary measurement levels at the entrance to or for dead time detection are achieved in each case.
  • an additional negative or positive pulse is generated at the control input of the IC in the moment correct for detecting the dead time.
  • the shunt can remain small, in particular for generating larger ignition voltages in ranges of, for example, more than 600 V.
  • the electronic ballast according to the invention is thus optimally suitable for single-lamp operation with ignition voltages between preferably 500 and 700 V or for a two-lamp series circuit with ignition voltages between 600 and 1200 V. Furthermore, the losses during operation are minimized.
  • the ignition voltage is independent of temperature adjustable, since in the line branch between the switch and the measuring input no voltage applied to zero potential diode is arranged.
  • a transmission circuit which, on the one hand, is coupled between a resistor arranged in the line branch to the measuring input and the measuring input itself, but which, on the other hand, is not arranged at the half-bridge center. It is essential that when the half-bridge voltage drops to zero (or virtually zero) and thus at a time at which the signal is to be generated at the switching input, this triggers a corresponding pulse at the measurement input. For this purpose, for example, from other of the already required switching elements or circuits of an electronic ballast corresponding pulses or signals or be removed.
  • the use of the circuit, which is usually present anyway, for generating a floating supply voltage for a switch is provided, which is, in particular, the switch arranged for the bus voltage.
  • the transmission circuit in such a design comprises a capacitor which connects the circuit required for generating a floating supply voltage to the line branch to the measuring input.
  • the circuit for the supply voltage in this case has in each case at least one resistor, a diode and a capacitor, which are connected in series accordingly.
  • the capacitor is coupled on the side facing away from the measuring input between a diode and a resistor.
  • the capacitor of the supply circuit is slightly discharged in the turn-on phase of the upper (high-side) switch, the voltage across the capacitor corresponding to the supply voltage minus the forward voltage of the diode.
  • the diode is locked in this phase, the voltage in the coupling point between the transmission circuit and supply voltage circuit is constant and equal to the supply voltage for the half-bridge circuit (VCC).
  • VCC half-bridge circuit
  • the transmission circuit has a further resistance in the conduction path between the shunt and the measuring input, they add the voltages dropped across this resistor and transmitted to the capacitor of the transmission circuit to the total signal applied to the measuring input.
  • the duration of this pulse at the measuring input is determined by the time constant resistance-capacitor of the transmission circuit, ie, by variations of the resistance, the length of the pulse can be varied.
  • At least one filter in the form of a filter capacitor or an RC filter can also be present in the line branch to the switching input in order to smooth the signal.
  • Fig. 1 shows a known electronic ballast, which is for operating a lamp, not shown, which is preferably designed as a gas discharge lamp, is provided.
  • the ballast comprises a first switch T1 and a second switch T2, between which a center tap M is arranged. About this the resonant circuit and the supply voltage for the lamp is operated or provided. The center tap M is thus indirectly connected to a terminal for a lamp, not shown.
  • the electronic ballast on an IC 1 which is provided for the operation of the ballast and essential tasks of controlling it takes over.
  • a measuring input LSCS is coupled via a simple circuit A VAR for varying the signal applied to the measuring input between the switch T2 of the half-bridge circuit and a shunt R1, which is connected to reference potential.
  • T1 is supplied via a bus voltage U BUS , for example in the range of 400 V. Via connections VCC and HSVCC a floating supply voltage is realized.
  • a HSGD port and a LSGD port represent the drivers for the gate of T1 and T2, respectively.
  • a GND terminal is coupled to reference potential.
  • the center tap M is connected to the HSGND pin of the IC 1.
  • the circuit for generating a floating supply voltage further comprises a resistor R2, a diode D1 and a capacitor C1.
  • a transmission circuit A TZ is coupled into the line branch leading from the shunt R1 or the transistor T2 to the measuring input. As described above, this transmission circuit A TZ transmits an additional signal U R2 to the measuring input at the moment of the zero crossing and thus the instant at which the dead time is detected. which imposes itself on the already existing there signal to a total signal U CS .
  • the transmission circuit A TZ is connected between D1 and R2 and, as described above, pushes a voltage pulse into the line branch to the LSCS via a capacitor C2.
  • the voltage applied to the R1 and the C2 via C2 results in a sufficiently high voltage at the LSCS to reach the triggering threshold.
  • the transmission circuit is not coupled to the circuit for generating a floating supply voltage, but via a preferably designed as a Schottky diode diode at the same potential as the center tap M. If now turns off T1 flows due to stored in the not shown in detail and applied to M coil Energy continues to be electricity.
  • the half-bridge voltage U HB in M continues to decrease and becomes negative.
  • a current flows through the free-wheeling diode of the parallel-connected switch T2.
  • the unidirectional blocking device D TZ which is parallel to the switch T2, becomes conductive and a current also flows through the transmission circuit.
  • a capacitor C F serves as a filter capacitor.
  • the transmission circuit is thus on the one hand as a gain of an already incurred at the LSCS signal. This amplification is accomplished by transmitting a signal tapped from other parts of the circuit.
  • the transmission circuit can also be designed as a complex and then more elaborate converter, logic or inverter circuit and, for example, be connected directly to a low-side pin LS of the IC 1.
  • Advantageous in the circuits shown is therefore in particular the cost-effective production and the small footprint in the often cramped structures of an electronic ballast.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betrieb wenigstens einer Lampe, vorzugsweise einer Gasentladungslampe, mit einem zwischen einem ersten und einem zweiten Schalter angeordneten Mittenabgriff, der mit einem Anschluss für die Lampe verbindbar ist, sowie mit einem einen Messeingang zur Totzeiterkennung aufweisenden IC, der zum Betrieb des Vorschaltgeräts ausgebildet ist, wobei der Messeingang insbesondere zwischen einem mit dem Bezugspotential verbundenen Shunt und einem Schalter eingekoppelt ist, und mit einer Schaltung zur Variation des am Messeingang anliegenden Signals. Des Weiteren betrifft die vorliegende Erfindung ein Beleuchtungsgerät mit einem entsprechenden elektronischen Vorschaltgerät.
  • Gattungsgemäße Vorschaltgeräte sind mit ICs bestückt, die laut Herstellerangaben oftmals Funktionen wie eine automatische Totzeiterkennung oder eine Sättigungsregelung für die Lampendrossel mit sich bringen. Ebenfalls ist oftmals eine zusätzliche Abschaltschwelle für Fehlerfälle bei EVGs implementiert. Der notwendige Messeingang ist hierbei dazu ausgelegt, den Strom über einen, vorzugsweise den zweiten Schalter bzw. einen Spannungsabfall über den gegen Bezugspotential gekoppelten Shunt zu messen. Ein Problem kann dann entstehen, wenn die Höhe der Zündspannung über den Halbbrückenshunt eingestellt oder programmiert wird. Sofern hohe Zündspannungen benötigt werden, z.B. für in Serie geschaltete Leuchtmittel, ist der Shunt aufgrund des hohen Stroms während der Zündphase im Resonanzkreis entsprechend niedrig zu dimensionieren. Je geringer der Widerstand ist, desto höher ist die eingestellte Zündspannung. Unterschreitet der Widerstand jedoch einen gewissen Wert, funktioniert die Totzeiterkennung über den Messeingang nicht mehr, weil die Auslöseschwelle für das Einschalten des (z.B. MOSFET-) Transistors bzw. Schalters nicht mehr erreicht wird. Werden hingegen hochohmigere Shunts verwendet, erfolgt in der Zündphase ein zu schnelles Abschalten aufgrund des Erreichens der Abschaltpegelschwelle.
  • Darüber hinaus kommt bei dimmbaren Geräten als zusätzliche Schwierigkeit hinzu, dass in gewissen Dimmbereichen der im Shunt gefühlte Strom so niedrig ist, dass der minimale Wert für die implementierte Abschaltschwelle für stromvorgeheizte Geräte nicht mehr erreicht wird. Genauso wie im ersten Problemfall, bei dem es zu Stromspitzen kommen kann, wird auch im letzteren Fall eine Schutzabschaltung aktiviert.
  • Bei einer bekannten Lösung des Problems weist das elektronische Vorschaltgerät eine zusätzliche Schaltung zur Variation des am Messeingang anliegenden Signals in Form einer Begrenzungsschaltung auf. Hierfür wird im Leitungszweig zum Shunt eine ebenfalls an Bezugspotential anliegende Diode eingekoppelt. Die Temperaturabhängigkeit der Flussspannung der Diode in der Größenordnung von beispielsweise 2 mV/K kann sich bei kleinen Shunts und einer damit einhergehenden hohen Zündspannung jedoch gravierend für die Zündspannung auswirken.
  • Das Datenblatt "ICB1FL02G Smart ballast Control IC for Flourescent Lamp Ballasts", XP002559415, beschreibt einen Steuer-IC für einen Lampeninverter, umfassend einen ersten und zweiten Schalter, wobei die Steuerschaltung eine schwimmende Versorgungsspannung für den Treiber des ersten Schalters bereitstellt.
  • Die US 2006/0071612 A1 betrifft eine Brückenschaltung zum Betrieb einer Lampe mit zumindest zwei Schaltern sowie einer Lampendrossel, die beim Zünden der Lampe in einen Sättigungszustand übergehen kann, wobei einer der Schalter ausgeschaltet wird, wenn die über diesen fließende Ladung einen vorbestimmten Betrag erreicht hat, sodass trotz einer teilweise Sättigung der Lampendrossel die Amplitude der Zündspannung wirksam steuerbar ist.
  • Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, den nachteiligen Stand der Technik zu verbessern.
  • Die Aufgabe wird gelöst durch ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß Anspruch 1 sowie durch ein Beleuchtungsgerät gemäß Anspruch 6.
  • Die Schaltung zur Variation des am Messeingang anliegenden Signals ist erfindungsgemäß dergestalt als Übertragungsschaltung zum Erreichen vorgegebener Signalpegel ausgebildet, dass ein Signal zum Schalten eines Schalters während einer an dem Mittenabgriff anliegenden vernachlässigbaren und oder dort nicht vorhandenen Spannung erzeugt wird. Eine nicht vorhandene Spannung entspricht auch einer vernachlässigbaren Spannung. Entscheidend ist die richtige zeitliche Erkennung des Nulldurchgangs des Signals am Mittenabgriff, wobei auch geringfügig von "Null" abweichende Signale verwendbar sind. Ein Signal wird nicht in einem etwaigen Leitungszweig zwischen Shunt und Messeingang von einer gegen Nullpotential geschalteten Diode beeinflusst. Auf diese Diode wird verzichtet. Die am Shunt abfallende Spannung wird nicht zum Auslösen der Schwelle für die Totzeiterkennung verwendet. Vielmehr wird unmittelbar auf die am Mittenabgriff anliegende Spannung abgestellt. Diese ist dann vernachlässigbar, wenn der zu schaltende Schalter weich geschaltet werden kann. Bei einer Bussspannung von beispielsweise 400 Volt und gleichzeitigem Schalten des "Low Side"-Schalters ist dies dann der Fall, wenn die Spannung am Mittenabgriff zwischen + 10 und - 10 Volt beträgt. Besonders vorteilhaft wird das Signal hierbei dann erzeugt, wenn die Spannung am Mittenabgriff zwischen -2 und +2 Volt und noch bevorzugter zwischen +1 und -1 Volt beträgt. Der Mittenabgriff liegt zum Zeitpunkt des Erzeugens des Signals und des Schaltens bei Quasi-Nullpotential oder im Idealfall auf Nullpotential.
  • Als Signal, welches von der Übertragungsschaltung zum Messeingang übertragen wird, dient zumeist eine Spannung, es kann sich jedoch ebenfalls um eine Spannungsänderung oder eine Kombination von Spannung und Spannungsänderung handeln.
  • Besonders vorteilhaft ist eine Ausbildung, bei der die Übertragungsschaltung ein etwaig im Leitungszweig vorhandenes Signal mit einem weiteren Signal aus anderen Schaltzweigen des Vorschaltgeräts überlagert, so dass sich die beiden Signale vom Betrag her und unabhängig davon, ob sie positive oder negative Vorzeichen aufweisen, addieren. Hierdurch wird sichergestellt, dass die notwendigen Messpegel am Eingang zur bzw. zwecks Totzeiterkennung in jedem Fall erreicht werden.
  • Statt einer Vergrößerung des Shunts und der hierüber abfallenden Spannung sowie der nachfolgenden Begrenzung des zum Messeingang geleiteten Signals wird im zur Erkennung der Totzeit korrekten Moment ein zusätzlicher negativer oder positiver Impuls am Steuereingang des IC erzeugt. Hierüber kann der Shunt insbesondere zur Erzeugung größerer Zündspannungen in Bereichen von z.B. mehr als 600 V klein bleiben. Das erfindungsgemäße elektronische Vorschaltgerät ist somit optimal für einen einlampigen Betrieb mit Zündspannungen zwischen vorzugsweise 500 und 700 V oder für eine zweilampige Serienschaltung mit Zündspannungen zwischen 600 und 1200 V verwendbar. Des Weiteren sind die Verluste im Betrieb minimiert. Die Zündspannung ist temperaturunabhängiger einstellbar, da im Leitungszweig zwischen Schalter und Messeingang keine an Nullpotential anliegende Diode angeordnet ist.
  • Erfindungsgemäß wird eine Übertragungsschaltung verwendet, die einerseits zwischen einem im Leitungszweig zum Messeingang angeordneten Widerstand und dem Messeingang selbst eingekoppelt ist, die andererseits jedoch nicht an der Halbbrückenmitte angeordnet ist. Wesentlich ist, dass bei einem Abfallen der Halbbrückenspannung auf Null (oder quasi Null) und mithin zu einem Zeitpunkt, zu dem das Signal am Schalteingang erzeugt werden soll, diese einen entsprechenden Impuls am Messeingang auslöst. Hierfür können beispielsweise auch von anderen der ohnehin benötigten Schaltelemente bzw. Schaltkreise eines elektronischen Vorschaltgeräts entsprechende Impulse oder Signale auf- bzw. abgenommen werden.
  • Erfindungsgemäß ist hierbei die Verwendung der in der Regel ohnehin vorhandenen Schaltung zur Erzeugung einer schwimmenden Versorgungsspannung für einen Schalter vorgesehen, bei dem es sich insbesondere um den zur Busspannung hin angeordneten Schalter handelt.
  • Erfindungsgemäß umfasst die Übertragungsschaltung in einer solchen Ausbildung einen Kondensator, der die zur Erzeugung einer schwimmenden Versorgungsspannung benötigte Schaltung mit dem Leitungszweig zum Messeingang verbindet. Die Schaltung für die Versorgungsspannung weist hierbei jeweils zumindest einen Widerstand, eine Diode und eine Kapazität auf, die entsprechend in Reihe geschaltet sind. Vorzugsweise ist der Kondensator auf der dem Messeingang abgewandten Seite zwischen einer Diode und einem Widerstand eingekoppelt.
  • Im Betrieb wird der Kondensator der Versorgungsschaltung in der Durchschaltphase des oberen (High Side-)Schalters etwas entladen, wobei die Spannung über den Kondensator der Versorgungsspannung minus der Flussspannung der Diode entspricht. Die Diode ist in dieser Phase gesperrt, die Spannung im Kopplungspunkt zwischen Übertragungsschaltung und Versorgungsspannungsschaltung ist konstant und gleicht der Versorgungsspannung für die Halbbrückenschaltung (VCC). Sobald die Spannung am Brückenmittelpunkt negativ bzw. Null wird, fließt über die Diode und den Widerstand der Versorgungsschaltung ein Ladestrom zu dem zugehörigen Kondensator, der die vorher für den Betrieb des High Side-Schalters benötigte Energie wieder zur Verfügung stellt. Die Spannung am Kopplungspunkt zur Übertragungsschaltung bricht zusammen und es entsteht dort ein Negativimpuls, der solange bestehen bleibt, bis der Kondensator der Versorgungsschaltung wieder voll geladen ist. Dieser Negativimpuls wird über den Kondensator der Übertragungsschaltung an den Messeingang weitergeleitet. Am Messeingang wird damit die Abschaltschwelle zur Totzeiterkennung erreicht.
  • Sofern die Übertragungsschaltung einen weiteren Widerstand im Leitungsweg zwischen Shunt und Messeingang aufweist, addieren sie die über diesen Widerstand abfallende und den Kondensator der Übertragungsschaltung übertragene Spannungen zum am Messeingang anliegenden Gesamtsignal. Die Dauer dieses Impulses am Messeingang wird durch die Zeitkonstante Widerstand-Kondensator der Übertragungsschaltung bestimmt, d.h. durch Variationen des Widerstands kann die Länge des Impulses variiert werden.
  • Vorzugsweise können bei den vorbeschriebenen Ausführungsformen ebenfalls im Leitungszweig zum Schalteingang zumindest ein Filter in Form eines Filterkondensators oder eines RC-Filters vorhanden sein, um das Signal zu glätten.
  • Die vorbeschriebene Aufgabe wird des Weiteren gelöst durch ein Beleuchtungsgerät, welches mit einem Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 9 versehen ist. Diesem Beleuchtungsgerät kommen die vorbeschriebenen Vorteile zu.
  • Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung lassen sich der Beschreibung der nachfolgenden Figuren entnehmen. Schematisch dargestellt zeigt:
    • Fig. 1
    eine bekannte Standardlösung für eine Halbbrücke,
    Fig. 2
    eine Schaltskizze eines erfindungsgemäßen Vorschaltgeräts,
    Fig. 3
    eine Schaltskizze eines weiteren Vorschaltgeräts,
    Fig. 4
    eine Schaltskizze eines weiteren erfindungsgemäßen Vorschaltgeräts,
    Fig. 5
    eine Schaltskizze eines weiteren Vorschaltgeräts.
  • Gleich oder ähnlich wirkende Teile sind -sofern dienlich- mit identischen Bezugsziffern versehen. Einzelne technische Merkmale der nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiele können auch mit den Merkmalen der vorbeschriebenen Ausführungsbeispiele zu erfindungsgemäßen Weiterbildungen führen.
  • Fig. 1 zeigt ein bekanntes elektronisches Vorschaltgerät, welches zum Betrieb einer nicht dargestellten Lampe, die vorzugsweise als Gasentladungslampe ausgebildet ist, vorgesehen ist. Das Vorschaltgerät umfasst einen ersten Schalter T1 und einen zweiten Schalter T2, zwischen denen ein Mittenabgriff M angeordnet ist. Über diesen wird der Schwingkreis und die Versorgungsspannung für die Lampe betrieben bzw. bereitgestellt. Der Mittenabgriff M ist somit mittelbar mit einem Anschluss für eine nicht näher dargestellte Lampe verbunden. Darüber hinaus weist das elektronische Vorschaltgerät einen IC 1 auf, der zum Betrieb des Vorschaltgeräts vorgesehen ist und wesentliche Aufgaben der Steuerung desselben übernimmt. Ein Messeingang LSCS ist über einen eine einfache Schaltung AVAR zur Variation des am Messeingang anliegenden Signals zwischen dem Schalter T2 der Halbbrückenschaltung und einem Shunt R1, der mit Bezugspotential verbunden ist, eingekoppelt.
  • T1 wird über eine Busspannung UBUS, beispielsweise im Bereich von 400 V, versorgt. Über Anschlüsse VCC und HSVCC wird eine schwimmende Versorgungsspannung realisiert. Ein Anschluss HSGD und ein Anschluss LSGD stellen die Treiber für das Gate von T1 bzw. T2 dar. Ein Anschluss GND ist an Bezugspotential gekoppelt. Der Mittenabgriff M ist mit dem HSGND Pin des IC 1 verbunden.
  • Die Schaltung zur Erzeugung einer schwimmenden Versorgungsspannung umfasst des Weiteren einen Widerstand R2, eine Diode D1 sowie einen Kondensator C1.
  • Gemäß dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 ist erfindungsgemäß vorgesehen, eine Übertragungsschaltung ATZ in den vom Shunt R1 bzw. dem Transistor T2 zum Messeingang führenden Leitungszweig einzukoppeln. Diese Übertragungsschaltung ATZ übermittelt wie vorbeschrieben im Moment des Null-Durchgangs und mithin dem Zeitpunkt des Erkennens der Totzeit ein zusätzliches Signal UR2 zum Messeingang, welches sich auf das ohnehin dort vorhandene Signal zu einem Gesamtsignal UCS aufprägt.
  • Die Übertragungsschaltung ATZ ist andererseits zwischen D1 und R2 angebunden und schiebt wie vorbeschrieben über einen Kondensator C2 einen Spannungsimpuls in den Leitungszweig zum LSCS weiter. In Summe ergibt sich aus der am R1 und der über C2 vermittelten Spannung eine zum Erreichen der Auslöseschwelle ausreichend hohe Spannung am LSCS.
  • In Fig. 3 ist die Übertragungsschaltung nicht an die Schaltung zur Erzeugung einer schwimmenden Versorgungsspannung gekoppelt, sondern über eine vorzugsweise als Schottky-Diode ausgebildete Diode auf demselben Potential wie der Mittenabgriff M. Sofern nun T1 abschaltet fließt aufgrund der in der nicht näher dargestellten und an M anliegenden Spule gespeicherten Energie weiterhin Strom. Die Halbbrückenspannung UHB in M fällt weiter ab und wird negativ. Im Moment des Nulldurchgangs der Spannung im Mittenabgriff M fließt über die Freilaufdiode des parallel geschalteten Schalters T2 ein Strom. Gleichzeitig wird die einseitig wirkende, parallel zum Schalter T2 liegende Sperrvorrichtung DTZ leitend und es fließt ebenfalls ein Strom über die Übertragungsschaltung. Hierdurch ergibt sich in diesem mit dem Messeingang verbundenen Leitungszweig eine Spannungsabsenkung, die durch eine zusätzlich die am Widerstand R3 abfallende Spannung verstärkend beeinflusst wird. Insbesondere in Kombination mit einem Widerstand der deutlich größer als der Widerstand des Shunts ist, ergibt sich am Messeingang LSCS ein aus der Addition der Spannungen ausreichend großes Signal UCS zum Erreichen der Auslöseschwelle der Totzeiterkennung. Vorzugsweise ist R3»R1 mit R3/R1>10 und besonders vorteilhaft in einem Bereich R3/R1=100. Ein Kondensator CF dient als Filterkondensator.
  • Die Übertragungsschaltung wird somit einerseits als Verstärkung eines ohnehin am LSCS anfallenden Signals. Diese Verstärkung erfolgt durch Übermittlung eines aus anderen Teilen der Schaltung abgegriffenen Signals. Anstelle der verwendeten einfachen Bauteile R3, DTZ, bzw. R3, C2 kann die Übertragungsschaltung auch als komplexer und dann aufwendiger gestaltete Wandler-, Logik- oder Inverterschaltung ausgebildet sein und beispielsweise direkt mit einem Low Side Pin LS des IC 1 verbunden sein. Vorteilhaft bei den gezeigten Schaltungen ist daher insbesondere die kostengünstige Herstellung und der geringe Platzbedarf in den oftmals beengten Aufbauten eines elektronischen Vorschaltgeräts.
  • Dieser einfache Aufbau ergibt sich auch aus den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 4 und 5. Diese zeigen zu den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 2 und 3 ähnliche Übertragungsschaltungen, die jedoch ohne einen Widerstand R3 auskommen und direkt von der Halbbrückenmitte bzw. der schwimmenden Versorgungsspannung des elektronischen Vorschaltgeräts ein Signal auf einen Messeingang ME übertragen. Die prinzipielle Funktion der Übertragungsschaltungen entspricht daher bis auf die nun fehlende Addition der Spannungen, die bei den Beispielen nach Fig. 2 und 3 über R3 abfallen, der Funktionsweise der in diesen Figuren beschriebenen Übertragungsschaltungen.

Claims (6)

  1. Elektronisches Vorschaltgerät zum Betrieb wenigstens einer Lampe, mit einem zwischen einem ersten (T1) und einem zweiten Schalter (T2) angeordneten Mittenabgriff (M), der mit einem Anschluss für die Lampe verbindbar ist, sowie mit einem einen Messeingang (LSCS, ME) zur Totzeiterkennung aufweisenden IC (1), der zum Betrieb des Vorschaltgeräts vorgesehen ist, und mit einer Schaltung zur Variation des am Messeingang (LSCS, ME) anliegenden Signals, wobei das Vorschaltgerät eine Schaltung zur Erzeugung einer schwimmenden Versorgungsspannung des ersten Schalters (T1) umfasst, die eine Serienanordnung zumindest eines Widerstandes (R2), einer Diode (D1) sowie einer Kapazität (C1) aufweist, wobei ein Anschluss der Kapazität (C1) mit dem Mittenabgriff verbunden ist,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Schaltung zur Variation des am Messeingang (LSCS, ME) anliegenden Signals dergestalt als Übertragungsschaltung (ATZ) zum Erreichen vorgegebener Signalpegel am Messeingang (LSCS,ME) ausgebildet ist, dass ein Signal zum Schalten des zweiten Schalters (T2) während einer an dem Mittenabgriff (M) anliegenden und vernachlässigbaren Spannung erzeugt wird, und dass die Übertragungsschaltung (ATZ) einen Kondensator umfasst und auf der dem Messeingang abgewandten Seite zwischen der Diode (D1) und dem Widerstand (R2) der Serienanordnung der Schaltung zur Erzeugung der schwimmenden Versorgungsspannung eingekoppelt und zur Übermittlung eines aus der Schaltung zur Erzeugung einer schwimmenden Versorgungsspannung stammenden Signals ausgebildet ist.
  2. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung zur Erzeugung der schwimmenden Versorgungsspannung für den ersten Schalter (T1) ausgebildet ist, welcher zwischen dem Mittenabgriff (M) und der Busspannung angeordnet ist.
  3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungsschaltung (ATZ) einen negativen Spannungsimpuls an den Messeingang (LSCS, ME) überträgt, wenn sich die an dem Mittenabgriff (M) anliegende vernachlässigbare Spannung einstellt.
  4. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Messeingang (LSCS) zwischen einem mit dem Bezugspotential verbundenen Shunt (R1) und dem zweiten Schalter (T2) eingekoppelt ist und die Übertragungsschaltung (ATZ) das am Messeingang (LSCS, ME) anliegende Signal durch ein zusätzliches Signal beaufschlagt.
  5. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungsschaltung (ATZ) einen an den am Messeingang (LSCS, ME) anliegenden Leitungszweig gekoppelten Filter (CF) aufweist.
  6. Beleuchtungsgerät mit einer insbesondere als Gasentladungslampe ausgebildeten Lampe, umfassend ein elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorherigen Ansprüche.
EP10001877.9A 2009-02-27 2010-02-24 Elektronisches Vorschaltgerät und Beleuchtungsgerät Not-in-force EP2224792B1 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102009010675A DE102009010675A1 (de) 2009-02-27 2009-02-27 Elektronisches Vorschaltgerät und Beleuchtungsgerät

Publications (3)

Publication Number Publication Date
EP2224792A2 EP2224792A2 (de) 2010-09-01
EP2224792A3 EP2224792A3 (de) 2014-07-23
EP2224792B1 true EP2224792B1 (de) 2017-11-15

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