EP2104977A1 - Entlastungsschaltung - Google Patents

Entlastungsschaltung

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EP2104977A1
EP2104977A1 EP07857282A EP07857282A EP2104977A1 EP 2104977 A1 EP2104977 A1 EP 2104977A1 EP 07857282 A EP07857282 A EP 07857282A EP 07857282 A EP07857282 A EP 07857282A EP 2104977 A1 EP2104977 A1 EP 2104977A1
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EP
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diode
capacitor
circuit
circuit arrangement
voltage
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Withdrawn
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EP07857282A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Harald Weinmeier
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG Oesterreich
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Publication date
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for limiting voltage overshoots by the forward delay time of a diode, which is switched by switching a switching element alternately in the reverse direction and the forward direction, according to the preamble of claim 1.
  • the diode when changing from the reverse direction to the forward direction, it takes a certain amount of time to distribute the charge carriers over the entire cross-section of the space charge zone and to "flood" them with charge carriers, as is the case with high currents through the
  • the diode if the diode is an inductive relief diode, then the diode will not conduct at the forward voltage, which is important for slow switching operations, but rather at higher voltages, this higher forward voltage
  • this is referred to as voltage overshoot, in which case the voltage overshoot is a function of the current slew rate (usually indicated in A / ⁇ s) and can be found in the corresponding data sheets for the respective diode.
  • Claim 1 relates to a circuit arrangement for limiting voltage overshoots by the forward delay time of a first diode, which is switched by switching a switching element alternately in the reverse direction and forward direction.
  • the first diode is connected in series with a first capacitor, and a precharging circuit is provided for the first capacitor, which charges the first capacitor while the first diode is switched in the reverse direction.
  • the precharge on the first capacitor and the associated voltage causes the first diode to begin to conduct this voltage earlier.
  • the voltage overshoot is thus reduced. If according to claim 2, this voltage value exceeds the voltage overshoot of the first diode, the voltage overshoot can be completely avoided.
  • the first diode may be connected on the anode side with the first capacitor in series.
  • the precharge circuit comprises a second capacitor connected in parallel with the first diode as well as a third diode, wherein the third diode is connected on the anode side to the second capacitor, and on the cathode side to the side of the first capacitor facing the first diode is.
  • the first diode but also be connected on the cathode side with the first capacitor in series.
  • a Vorladeschal- tion can be realized approximately by the fact that the precharge circuit comprises a parallel to the first diode connected second capacitor, and a third diode, wherein the third diode on the cathode side connected to the second capacitor, and on the anode side with the first diode side facing the first capacitor is.
  • Claim 7 provides that the first capacitor is connected in parallel to a second diode, which is connected in rectification with the first diode.
  • the second diode takes over the current flowing through the first capacitor current as soon as it becomes conductive with respect to the state of charge of the first capacitor.
  • switched to rectified means that the two diodes are switched in the same current direction either both in the reverse direction, or both in the forward direction.
  • Claim 8 provides a preferred application of the inventive switching arrangement, namely in transformer circuits, as they occur in inverters or switching power supplies.
  • Claim 8 proposes that the switching element on the primary side of a transformer circuit is connected in series with the primary winding of a transformer, and primary winding and switching element are connected to a DC voltage source, wherein the first diode is connected as a relief diode for the primary winding.
  • Claim 9 finally relates to a switching power supply with a circuit arrangement according to one of claims 1 to 8.
  • Fig. 1 shows a first circuit example of the circuit arrangement according to the invention
  • Fig. 2 shows another embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement with a switching element Sl, which is usually a semiconductor switch, in particular a circuit breaker acts.
  • the switching element Sl is switched in the embodiment shown on the primary side of a transformer circuit in series with the primary winding Wl of a transformer T, and the primary winding Wl and switching element Sl is connected to a DC voltage source U. 3
  • the DC voltage of the DC voltage source U 3 is converted into voltage pulses, which is translated via the transformer T to the secondary side of the transformer circuit.
  • FIG. 1 further shows that a first diode D1 is connected as a relief diode for the primary winding W1.
  • the first diode Dl is switched in the reverse direction with respect to the DC voltage source U 3 . If the switching element Sl is open, current flows through the intermediate circuit of the first diode Dl, so that the first diode Dl is switched alternately in the reverse direction and forward direction depending on the switching state of the switching element Sl.
  • the first diode D 1 In order to limit excess voltages due to the forward delay time of the first diode D 1, according to the invention it is connected in series on the anode side with a first capacitor C 1. Furthermore, a precharging circuit is provided for the first capacitor Cl, which positively charges the side of the first capacitor Cl facing the first diode D1, while the first diode D1 is switched in the reverse direction. The first capacitor Cl is further connected in parallel with a second diode D2 connected in rectification with the first diode Dl. In the exemplary embodiment of FIG.
  • the precharging circuit comprises a second capacitor C2 connected in parallel with the first diode D1 and a third diode D3, the third diode D3 on the anode side with the second capacitor C2, and on the cathode side with that of the first diode D1 Side of the first capacitor Cl is connected.
  • first diode D1 and second capacitor C2 is connected in series with a parallel connection of a third capacitor C3 and a Zener diode.
  • These switching elements are merely optional and merely illustrate one way of constructing a counter-DC voltage to protect the switching element S1, which protects the switching element S1, but does not disturb the normal operation of the transformer T.
  • FIG. 2 shows a circuit arrangement in which a further switching element S1 'is connected in series with the primary winding W1. Both switching elements Sl, Sl 'is assigned in each case an intermediate circuit with the discharge diodes Dl and Dl'.
  • the circuit arrangement according to the invention is used, but in the form of two different embodiments, namely with an anode-side arrangement of the first capacitor Cl with respect to the first diode Dl, and with a cathode-side arrangement of the first capacitor Cl' with respect to the first diode Dl '.
  • the precharge circuit accordingly comprises a second capacitor C2 'connected in parallel with the first diode D1', and a third diode D3 ', the third diode D3' being connected to the second capacitor D3 'on the cathode side. tor C2 ', and on the anode side with the first diode Dl' facing side of the first capacitor Cl 'is connected.
  • circuit states of the circuit arrangement according to the invention can be divided into four phases, and are explained with reference to FIG. 1.
  • a first phase the switching element Sl is closed, and the first diode Dl is connected in the reverse direction.
  • the first capacitor C1 is precharged via the precharging circuit consisting of the second capacitor C2 and the third diode D3 with a voltage which is advantageously a fraction of the blocking voltage at the first diode D1.
  • the side of the first capacitor Cl facing the first diode D1 is positively charged.
  • the switching element S2 is opened, and the voltage at the switching element Sl is positive until the sum of the voltage at the switching element Sl and that at the first capacitor Cl is positive than the sum of the voltages U E and U z (see Fig. 1).
  • the first diode Dl is now conducting, and there is the voltage overshoot described above. With suitable dimensioning, this voltage overshoot is less than the voltage at the first capacitor C1, so that the voltage at the switching element S1 in this phase always remains below the sum of the voltages U E and U z .
  • the potential at the anode of the first diode D1 is only one diode threshold above the potential at its cathode.
  • the third phase ends after the voltage at the first capacitor Cl becomes negative and the second diode D2 becomes conductive.
  • the second diode D2 takes over the current that has previously flowed through the first capacitor Cl.
  • the voltage at the switching element Sl is now the sum of the voltages U E and U z and two diode thresholds.
  • the voltage overshoots are limited due to the forward delay time at the first diode Dl using the circuit arrangement according to the invention, which is particularly advantageous for very fast switching operations.

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Abstract

Schaltungsanordnung zur Begrenzung von Spannungsüberhöhungen durch die Vorwärtsverzögerungszeit einer ersten Diode (D1, D1'), die durch Schalten eines Schaltelements (S1, S1') abwechselnd in Sperrrichtung und Durchlassrichtung geschalten ist. Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass die erste Diode (D1, D1') mit einem ersten Kondensator (C1, C1') in Serie geschalten ist, und eine Vorladeschaltung für den ersten Kondensator (C1, C1') vorgesehen ist, die den ersten Kondensator (C1, C1') auflädt, während die erste Diode (D1, D1') in Sperrichtung geschalten ist. Vorzugsweise lädt die Vorladeschaltung den ersten Kondensator (C1, C1') betragsmäßig stärker als die Spannungsüberhöhung der ersten Diode (D1, D1') auf.

Description

EntlastungsSchaltung
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Begrenzung von Spannungsüberhöhungen durch die Vorwärtsverzöge- rungszeit einer Diode, die durch Schalten eines Schaltelements abwechselnd in Sperrrichtung und Durchlassrichtung geschalten ist, gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1.
Spannungsüberhöhungen aufgrund der Vorwärtsverzögerungszeit bei Dioden sind insbesondere bei sehr schnellen Schaltvorgängen problematisch. Bei langsamen Schaltvorgängen wird die Diode in der Regel durch Anlegen der Durchflussspannung, die bei Si-Dioden bei etwa 0.7 V liegt, leitend. Bei schnellen Schaltzeiten wird hingegen bereits bemerkbar, dass die Diode erst nach endlicher Zeit leitfähig wird. Insbesondere wird bei Wechsel von der Sperrrichtung in die Durchlassrichtung eine gewisse Zeitspanne benötigt, um die Ladungsträger über den gesamten Querschnitt der Raumladungszone zu verteilen, und sie gewissermaßen mit Ladungsträgern zu „fluten". Diese endliche Zeit ist insbesondere dann kritisch, wenn hohe Ströme durch die Diode zu leiten sind, etwa wenn es sich bei der Diode um eine Entlastungsdiode für Induktivitäten handelt. Die Diode wird in diesen Fällen nicht bereits bei der Durchflussspannung, wie sie für langsame Schaltvorgänge maßgebend ist, leitend, sondern erst bei höheren Spannungen. Diese höhere Durchflussspannung bei schnellen Schaltvorgängen wird als Spannungsüberhöhung bezeichnet. Die Spannungsüberhöhung ist dabei eine Funktion der Stromanstiegsgeschwindigkeit (zumeist in A/μs angegeben) und ist den entsprechenden Datenblättern für die jeweilige Diode zu entnehmen.
Diesen Spannungsüberhöhungen aufgrund der Vorwärtsverzögerungszeit bei Dioden wird in herkömmlicher Weise durch eine Überdimensionierung der zu schützenden Bauteile begegnet. Eine weitere Möglichkeit besteht in der Verlangsamung der Schaltvorgänge, was aber andere Nachteile nach sich zieht, etwa zusätzliche Schaltverluste an schaltenden Bauteilen.
Es ist daher das Ziel der Erfindung, diese Nachteile zu ver- meiden und eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die Spannungsüberhöhungen aufgrund der Vorwärtsverzögerungszeit bei Dioden begrenzt. Dieses Ziel wird durch die Merkmale von Anspruch 1 erreicht.
Anspruch 1 bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Begrenzung von Spannungsüberhöhungen durch die Vorwärtsverzögerungszeit einer ersten Diode, die durch Schalten eines Schaltelements abwechselnd in Sperrrichtung und Durchlassrichtung geschalten ist. Erfindungsgemäß ist hierbei vorgese- hen, dass die erste Diode mit einem ersten Kondensator in Serie geschalten ist, und eine Vorladeschaltung für den ersten Kondensator vorgesehen ist, die den ersten Kondensator auflädt, während die erste Diode in Sperrichtung geschalten ist. Die Vorladung am ersten Kondensator und die damit verbundene Spannung bewirkt, dass die erste Diode um diesen Spannungswert früher zu leiten beginnt. Die Spannungsüberhöhung wird somit reduziert. Sofern gemäß Anspruch 2 dieser Spannungswert die Spannungsüberhöhung der ersten Diode übersteigt, kann die Spannungsüberhöhung gänzlich vermieden werden.
Gemäß Anspruch 3 kann die erste Diode anodenseitig mit dem ersten Kondensator in Serie geschalten sein. Für diesen Fall schlägt Anspruch 4 vor, dass die Vorladeschaltung einen parallel zur ersten Diode geschaltenen, zweiten Kondensator, sowie eine dritte Diode umfasst, wobei die dritte Diode anodenseitig mit dem zweiten Kondensator, und kathodenseitig mit der der ersten Diode zugewandten Seite des ersten Kondensators verbunden ist.
Alternativ kann gemäß Anspruch 5 die erste Diode aber auch kathodenseitig mit dem ersten Kondensator in Serie geschalten sein. In diesem Fall kann gemäß Anspruch 6 eine Vorladeschal- tung etwa dadurch verwirklicht werden, dass die Vorladeschaltung einen parallel zur ersten Diode geschaltenen, zweiten Kondensator, sowie eine dritte Diode umfasst, wobei die dritte Diode kathodenseitig mit dem zweiten Kondensator, und ano- denseitig mit der der ersten Diode zugewandten Seite des ersten Kondensators verbunden ist.
Anspruch 7 sieht vor, dass der erste Kondensator parallel zu einer zweiten Diode, die in Gleichrichtung mit der ersten Di- ode verbunden ist, geschalten ist. Die zweite Diode übernimmt dabei den durch den ersten Kondensator fließenden Strom, sobald sie in Bezug auf den Ladungszustand des ersten Kondensators leitend wird. Der Ausdruck „in Gleichrichtung geschalten" bedeutet dabei, dass die beiden Dioden bei derselben Stromrichtung entweder beide in Sperrichtung, oder beide in Durchlassrichtung geschalten sind.
Amspruch 8 sieht eine bevorzugte Anwendung der erfindugnsge- mäßen Schaltanordnung vor, nämlich in Übertragerschaltungen, wie sie in Wechselrichter oder Schaltnetzteilen vorkommen.
Anspruch 8 schlägt dabei vor, dass das Schaltelement auf der Primärseite einer Übertragerschaltung in Serie mit der Primärwicklung eines Transformators geschalten ist, und Primärwicklung und Schaltelement mit einer Gleichspannungsquelle verbunden sind, wobei die erste Diode als Entlastungsdiode für die Primärwicklung geschalten ist.
Anspruch 9 bezieht sich schließlich auf ein Schaltnetzteil mit einer Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8.
Die Erfindung wird im Folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels mithilfe der beiliegenden Figuren näher erläutert. Dabei zeigen die
Fig. 1 ein erstes Schaltungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, und Fig. 2 eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung .
Figur 1 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem Schaltelement Sl, bei dem es sich in der Regel um einen Halbleiterschalter, insbesondere ein Leistungsschalter, handelt. Das Schaltelement Sl ist im gezeigten Ausführungsbeispiel auf der Primärseite einer Übertragerschaltung in Serie mit der Pri- märwicklung Wl eines Transformators T geschalten, und Primärwicklung Wl und Schaltelement Sl sind mit einer Gleichspannungsquelle U3 verbunden. Durch periodisches Öffnen und Schließen des Schaltelements Sl wird die Gleichspannung der Gleichspannungsquelle U3 in Spannungsimpulse umgesetzt, die über den Transformator T auf die Sekundärseite der Übertragerschaltung übersetzt wird.
Die Fig. 1 zeigt des Weiteren, dass eine erste Diode Dl als Entlastungsdiode für die Primärwicklung Wl geschalten ist. Die erste Diode Dl ist in Bezug auf die Gleichspannungsquelle U3 in Sperrrichtung geschalten. Falls das Schaltelement Sl geöffnet ist, fließt Strom über den Zwischenkreis der ersten Diode Dl, sodass die erste Diode Dl abhängig vom Schaltzustand des Schaltelements Sl abwechselnd in Sperrrichtung und Durchlassrichtung geschalten ist.
Zur Begrenzung von Spannungsüberhöhungen durch die Vorwärts- verzögerungszeit der ersten Diode Dl ist sie erfindungsgemäß anodenseitig mit einem ersten Kondensator Cl in Serie ge- schalten. Des Weiteren ist eine Vorladeschaltung für den ersten Kondensator Cl vorgesehen, die die der ersten Diode Dl zugewandten Seite des ersten Kondensators Cl positiv auflädt, während die erste Diode Dl in Sperrichtung geschalten ist. Der erste Kondensator Cl ist ferner parallel zu einer zweiten Diode D2, die in Gleichrichtung mit der ersten Diode Dl verbunden ist, geschalten. Im Ausführungsbeispiel der Fig. 1 umfasst die Vorladeschaltung einen parallel zur ersten Diode Dl geschaltenen, zweiten Kondensator C2, sowie eine dritte Diode D3, wobei die dritte Diode D3 anodenseitig mit dem zweiten Kondensator C2, und ka- thodenseitig mit der der ersten Diode Dl zugewandten Seite des ersten Kondensators Cl verbunden ist.
Des Weiteren ist die Parallelschaltung von erster Diode Dl und zweitem Kondensator C2 in Serie mit einer Parallelschal- tung eines dritten Kondensators C3 und einer Zener-Diode geschalten. Diese Schaltelemente sind lediglich optional und illustrieren lediglich eine Möglichkeit, zum Schutz des Schaltelements Sl eine Gegengleichspannung aufzubauen, die das Schaltelement Sl schützt, aber den normalen Betrieb des Transformators T nicht stört.
In der Praxis wird man allerdings im Gegensatz zur Aus- fürhungsform gemäß der Fig. 1 versuchen, die Streuenergie im Primärkreis des Transformators T nach Öffnen des Schaltele- ments Sl zu nutzen, etwa mithilfe einer Schaltung, bei der die Streuenergie in einen Spannungszwischenkreis zurückgespeist wird. Ein Beispiel hierfür ist in der Fig. 2 gezeigt. Die Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung, bei der ein weiteres Schaltelement Sl' in Serie mit der Primärwicklung Wl ge- schalten ist. Beiden Schaltelementen Sl, Sl' ist jeweils ein Zwischenkreis mit den Entlastungsdioden Dl und Dl' zugeordnet. Bei beiden Entlastungsdioden Dl, Dl' findet die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung Anwendung, allerdings in Form zweier unterschiedlicher Ausführungsbeispiele, nämlich mit einer anodenseitigen Anordnung des ersten Kondensators Cl in Bezug auf die erste Diode Dl, und mit einer kathodenseitigen Anordnung des ersten Kondensators Cl' in Bezug auf die erste Diode Dl' . Im letzteren Fall umfasst entsprechend die Vorladeschaltung einen parallel zur ersten Diode Dl' geschaltenen, zweiten Kondensator C2', sowie eine dritte Diode D3' , wobei die dritte Diode D3' kathodenseitig mit dem zweiten Kondensa- tor C2', und anodenseitig mit der der ersten Diode Dl' zugewandten Seite des ersten Kondensators Cl' verbunden ist.
Die schaltungstechnischen Zustände der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung können in vier Phasen unterteilt werden, und werden anhand der Fig. 1 erläutert.
In einer ersten Phase ist das Schaltelement Sl geschlossen, und die erste Diode Dl ist in Sperrrichtung geschalten. Wäh- rend der Sperrphase wird der erste Kondensator Cl über die aus dem zweiten Kondensator C2 und der dritten Diode D3 bestehenden Vorladeschaltung mit einer Spannung vorgeladen, die vorteilhafter Weise ein Bruchteil der Sperrspannung an der ersten Diode Dl beträgt. Dabei wird die der ersten Diode Dl zugewandte Seite des ersten Kondensators Cl positiv aufgeladen .
In einer zweiten Phase wird das Schaltelement S2 geöffnet, und die Spannung am Schaltelement Sl wird so lange positiver, bis die Summe der Spannung am Schaltelement Sl und jener am ersten Kondensator Cl positiver wird, als die Summe der Spannungen UE und Uz (siehe Fig. 1) .
In einer dritten Phase wird nun die erste Diode Dl leitend, und es kommt zur eingangs beschriebenen Spannungsüberhöhung. Bei geeigneter Dimensionierung ist diese Spannungsüberhöhung geringer als die Spannun am ersten Kondensator Cl, sodass die Spannung am Schaltelement Sl in dieser Phase stets unterhalb der Summe der Spannungen UE und Uz bleibt. Nach der Ein- schaltverzögerung der ersten Diode Dl liegt das Potential an der Anode der ersten Diode Dl nur um eine Diodenschwelle über dem Potential an ihrer Kathode. Die dritte Phase endet, nachdem die Spannung am ersten Kondensator Cl negativ wird, und die zweite Diode D2 leitend wird. Dabei ist zu bemerken, dass Spannungsüberhöhungen an der zweiten Diode D2 in der Praxis vernachlässigbar sind, weil der Spannungsanstieg an der zweiten Diode D2 geringer ist, und sie mit kleineren Sperrspan- nungen dimensioniert werden kann. Somit verhält sich die zweite Diode D2 bezüglich ihrer Vorwärtsverzögerungszeit unkritisch .
In einer vierten Phase übernimmt die zweite Diode D2 den Strom, der zuvor durch den ersten Kondensator Cl geflossen ist. Die Spannung am Schaltelement Sl beträgt nun der Summe aus den Spannungen UE und Uz sowie zweier Diodenschwellen.
Somit werden mithilfe der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die Spannungsüberhöhungen aufgrund der Vorwärtsverzögerungszeit bei der ersten Diode Dl begrenzt, was insbesondere bei sehr schnellen Schaltvorgängen von Vorteil ist.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur Begrenzung von Spannungsüberhöhungen durch die Vorwärtsverzögerungszeit einer ersten Diode (Dl, Dl')/ die durch Schalten eines Schaltelements (Sl, Sl') abwechselnd in Sperrrichtung und Durchlassrichtung geschalten ist, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (Dl, Dl') mit einem ersten Kondensator (Cl, Cl') in Serie geschalten ist, und eine Vor- ladeschaltung für den ersten Kondensator (Cl, Cl') vorgesehen ist, die den ersten Kondensator (Cl, Cl') auflädt, während die erste Diode (Dl, Dl') in Sperrichtung geschalten ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorladeschaltung für den ersten Kondensator (Cl, Cl') den ersten Kondensator (Cl, Cl') betragsmäßig stärker als die Spannungsüberhöhung der ersten Diode (Dl, Dl') auflädt, während die erste Diode (Dl, Dl') in Sperrichtung geschalten ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (Dl) anodenseitig mit dem ersten Kondensator (Cl) in Serie geschalten ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorladeschaltung einen parallel zur ersten Diode (Dl) geschaltenen, zweiten Kondensator (C2), sowie eine dritte Diode (D3) umfasst, wobei die dritte Diode (D3) anodenseitig mit dem zweiten Kondensator (C2), und kathodenseitig mit der der ersten Diode (Dl) zugewandten Seite des ersten Kondensators (Cl) verbunden ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (Dl') kathodenseitig mit dem ersten Kondensator (Cl') in Serie geschalten ist .
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn- zeichnet, dass die Vorladeschaltung einen parallel zur ersten Diode (Dl') geschaltenen, zweiten Kondensator (C2'), sowie eine dritte Diode (D3' ) umfasst, wobei die dritte Diode (D3' ) kathodenseitig mit dem zweiten Kondensator (C2'), und anodenseitig mit der der ersten Di- ode (Dl') zugewandten Seite des ersten Kondensators (Cl') verbunden ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Kondensator (Cl, Cl') parallel zu einer zweiten Diode (D2, D2'), die in Gleichrichtung mit der ersten Diode (Dl, Dl') verbunden ist, geschalten ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement (Sl,
Sl') auf der Primärseite einer Übertragerschaltung in Serie mit der Primärwicklung (Wl) eines Transformators (T) geschalten ist, und Primärwicklung (Wl) und Schaltelement (Sl, Sl') mit einer Gleichspannungsquelle (U3) verbunden sind, wobei die erste Diode (Dl, Dl') als
Entlastungsdiode für die Primärwicklung (Wl) geschalten ist .
9. Schaltnetzteil mit einer Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8.
EP07857282A 2007-01-23 2007-12-07 Entlastungsschaltung Withdrawn EP2104977A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

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AT0011007A AT503964B1 (de) 2007-01-23 2007-01-23 Schaltungsanordnung zur begrenzung von spannungsüberhöhungen
PCT/EP2007/063485 WO2008089867A1 (de) 2007-01-23 2007-12-07 Entlastungsschaltung

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EP2104977A1 true EP2104977A1 (de) 2009-09-30

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EP07857282A Withdrawn EP2104977A1 (de) 2007-01-23 2007-12-07 Entlastungsschaltung

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US (1) US8102684B2 (de)
EP (1) EP2104977A1 (de)
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CN (1) CN101595629B (de)
AT (1) AT503964B1 (de)
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WO (1) WO2008089867A1 (de)

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