EP2089961A1 - Selbstschwingender dc-dc-wandler und verfahren dazu - Google Patents
Selbstschwingender dc-dc-wandler und verfahren dazuInfo
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- EP2089961A1 EP2089961A1 EP06807792A EP06807792A EP2089961A1 EP 2089961 A1 EP2089961 A1 EP 2089961A1 EP 06807792 A EP06807792 A EP 06807792A EP 06807792 A EP06807792 A EP 06807792A EP 2089961 A1 EP2089961 A1 EP 2089961A1
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Definitions
- the present invention relates to a self-oscillating DC-DC converter having a first and a second input terminal for applying a DC input voltage, a first and a second bipolar transistor, each bipolar transistor having a control electrode, a reference electrode and a working electrode, at least one coupling capacitor, wherein a first Switching path is formed by the distance working electrode - reference electrode of the first bipolar transistor, and a second switching path through the distance working electrode - reference electrode of the second bipolar transistor, wherein the first and the second switching path with respect to the DC input voltage connected in series, a rectifier whose output to a first and a second output terminal for providing a DC output voltage is coupled. It also relates to a method of providing a DC voltage to such a self-oscillating DC-DC converter.
- the present invention is based on the finding that the variations of the switch-off delay, which occur in a barely controllable timing compared to MOSFET transistors in bipolar transistors, can be counteracted effectively by controlling the bipolar transistors via a special, pulse-shaping timer he follows.
- the present invention in particular, overcomes the problem of variations in the current gain of various transistors within a type.
- the reference electrode of the first bipolar transistor is coupled to a first reference potential and the reference electrode of the second bipolar transistor to a second reference potential, wherein parallel to the distance control electrode - reference potential of the first bipolar transistor, a first diode and parallel to the distance control electrode - reference potential of the second bipolar transistor a second diode is coupled, wherein the first and the second diode in conjunction with the respective bipolar transistors lent demagnetization of the transformer lent (freewheeling phase).
- Fig. 2 shows the time course of some sizes using the example of the switch Ql of Fig. 1.
- the time course of the corresponding variables at the switch Q2 corresponds to those shown in Fig. 2, it is only offset by half a period.
- the rectangular shape of the collector-emitter voltage U CE of the transistor Ql is clearly visible.
- the voltage U CE returns to almost zero.
- the regions of negative amplitude of the collector current Ic are due to the inverse or freewheeling current
- the negative amplitude of the base current I B at time tl results from the outflow of storage charge from the base terminal when the base-emitter forward voltage drops below Ü BE over R3 and is used to clear out charge carriers from the base of the switch Ql and thus a defined shutdown of the transistor Ql.
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Abstract
Die vorliegende Erfindung betrifft einen selbstschwingenden DC-DC-Wandler mit zwei Eingangsanschlüssen,- einem ersten (Ql) und einem zweiten Bipolartransistor (Q2), wobei jeder Bipolartransistor (Ql, Q2) eine Steuerelektrode, eine Bezugs- elektrode und eine Arbeitselektrode aufweist; mindestens einem ersten Koppelkon- densator (C4, C5); wobei eine erste und eine zweite Schaltstrecke gebildet werden durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des ersten bzw. zweiten Bipolartransistors (Ql, Q2), wobei die beiden Schaltstrecken in Serie geschaltet sind; einem Gleichrichter (GLl), dessen Ausgang an zwei Ausgangsanschlüsse gekoppelt ist; und wobei der DC-DC-Wandler weiterhin umfasst: einen Transformator (TRI) mit einer Primärwicklung (PW), einer Sekundärwicklung (SW) und mindestens einer Steuerwicklung (StWl; StW2), wobei die Primärwicklung zwischen einer Verbindung der beiden Schaltstrecken und dem Koppelkondensator (C4; C5) gekoppelt, die Sekundärwicklung mit dem Eingang des Gleichrichters (GLl) gekoppelt, und jedem Bipolartransistor (Ql, Q2) eine Steuerwicklung zugeordnet ist, die an die Steuerelektrode des jeweiligen Bipolartransistors gekoppelt ist, sowie mindestens ein Zeitglied (Zl, Z2), das zwischen die entsprechende Steuerwicklung und die Steuerelektrode gekoppelt ist. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben des DC-DC-Wandlers.
Description
Beschreibung
SELBSTSCHWINGENDER DC-DC-WANDLER UND VERFAHREN DAZU
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen selbstschwingenden DC-DC- Wandler mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Anlegen einer Eingangsgleichspannung, einem ersten und einem zweiten Bipolartransistor, wobei jeder Bipolartransistor eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine Arbeitselektrode aufweist, mindestens einem Koppelkondensator, wobei eine erste Schaltstrecke gebildet ist durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors, und eine zweite Schaltstrecke durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors, wobei die erste und die zweite Schaltstrecke mit Bezug auf die Eingangsgleichspannung in Serie geschaltet sind, einem Gleichrichter, dessen Ausgang an einen ersten und einen zweiten Ausgangsan- schluss zur Bereitstellung einer Ausgangsgleichspannung gekoppelt ist. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Bereitstellen einer DC-Spannung an einem derartigen selbstschwingenden DC-DC- Wandler.
Stand der Technik
Elektronische Steuerschaltungen, aber auch andere Verbraucher wie zum Beispiel Geräte der Unterhaltungselektronik oder aber LEDs, benötigen zu ihrer Versorgung üblicherweise eine DC-Kleinspannung. Dabei stellt sich immer wieder das Problem, diese aus einer zur Verfügung stehenden Netzwechselspannung auf effiziente und kostengünstige Art und Weise zu erzeugen. Fast immer besteht darüber hinaus die Forderung, diese DC-Kleinspannung potentialgetrennt vom Netz zu erzeugen, in vielen Anwendungen sogar eine Schutzkleinspannung oder eine SELV (Safety Extra Low Voltage) bereitzustellen. Wenngleich, wie erwähnt, die grundsätzliche Problematik darin besteht, die gewünschte DC-Kleinspannung aus der Netzwechselspannung zu gewinnen, soll jedoch in den nachfolgenden Ausführungen davon ausgegangen werden, dass bereits eine Gleichspannung bereitgestellt wird, aus der dann die
DC-Kleinspannung zu erzeugen ist. Diese Annahme kann für viele Geräte getroffen werden, beispielsweise liegt in elektronischen Vorschaltgeräten für Lampen häufig die so genannte Zwischenkreisspannung vor, die eine Gleichspannung mit einer Amplitude zwischen 200 und 400 V darstellt. Sofern diese Eingangsgleichspannung nicht vorliegt, müsste sie in bekannter Weise unter Verwendung eines Netzgleichrichters und eines Stützkondensators, gegebenenfalls unter Einbeziehung einer Anordnung zur Power Factor Correction (PFC) erzeugt werden, um sie dann dem erfindungsgemäßen DC-DC- Wandler zuführen zu können.
Eine weitere Randbedingung stellt der Sachverhalt dar, dass auch heutzutage die billigsten MOSFET-Transistoren bis zu einem Faktor 10 teurer sind als vergleichbare Bipolartransistoren. Demnach ist erwünscht, den erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandler unter Verwendung von Bipolartransistoren zu realisieren.
Bekannte Lösungen zur Erzeugung einer DC-Kleinspannung aus der Netzspannung verwenden beispielsweise einen konventionellen Netztransformator. Dieser ist vor allen Dingen schwer und voluminös, billige Konstruktionen weisen oft ein unangenehmes magnetisches Streufeld auf. Im Hinblick auf die gewünschte Potentialtrennung kommt bei Schaltnetzteilen ein so genannter Sperrwandler (Flyback) in Betracht, der die Standardlösung schlechthin ist und eine Potentialtrennung ermöglicht.
Dabei gibt es jedoch mehrere Probleme: Zum einen muss der in dem Sperrwandler verwendete elektronische Schalter eine Spannungsfestigkeit haben, die mindestens der doppelten Netzspitzenspannung entspricht. Er muss für eine gute Regelung und geringe Abschaltverluste relativ schnell sein, so dass praktisch nur ein MOSFET zur Realisierung des elektronischen Schalters infrage kommt. Letzterer muss bei einem mitteleuropäischen Netz eine Sperrspannung von mindestens 800 V aufweisen und ist damit sehr teuer. Soll der für den Sperrwandler verwendete Trafo weiterhin SELV-Eigenschaften haben, so ist ein bifilarer Wicklungsaufbau zwischen Primär- und Sekundärwicklung, der minimale Streuinduktivitäten ergibt, aufgrund der einzuhaltenden Luft- und Kriechstrecken bzw. der einzuhaltenden Isolation nicht möglich. Durch die dann aber beachtlichen Streuinduktivitäten ist es notwendig, einen noch
spannungsfesteren MOSFET zu verwenden. Meist wird jedoch eine aufwändige und vor allem verlustreiche Schaltentlastung des MOSFET (Snubber) eingesetzt.
Aus dem Stand der Technik sind Schaltnetzteile in Halbbrücken- oder Brückenanordnung beispielsweise bekannt aus der WO 01/69978 und der US 5,060,130.
Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, den eingangs genannten selbstschwingenden DC-DC- Wandler derart weiterzubilden, dass er sich mit Bipolartransistoren realisieren lässt und eine Bereitstellung der DC-Kleinspannung potentialgetrennt vom Netz unter Verwendung eines Transformators bei SELV- Kriterien ermöglicht. Die Aufgabe besteht überdies darin, ein entsprechendes Ver- fahren zum Bereitstellen einer DC-Spannung vorzuschlagen.
Die erstgenannte Aufgabe wird gelöst durch einen selbstschwingenden DC-DC- Wandler mit den Merkmalen von Patentanspruch 1, die zweitgenannte Aufgabe durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 12.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass den im Vergleich zu MOSFET-Transistoren bei Bipolartransistoren im größeren Umfang auftretenden Variationen der Ausschaltverzögerung, die in einem kaum kontrollierbaren Timing resultieren, wirkungsvoll begegnet werden kann, indem die Ansteuerung der Bipolartransistoren über ein spezielles, impulsformendes Zeitglied erfolgt. Die vorliegende Erfindung überwindet daher insbesondere das Problem der Schwankungen in der Stromverstärkung verschiedener Transistoren innerhalb eines Typs. Durch die Verwendung eines geschickt ausgelegten Zeitglieds tritt nämlich die Varianz in der Ausschaltverzögerung, die ihre Ursache in variierenden Speichereffekten hat, völlig in den Hintergrund, so dass auch mit Bipolartransistoren ein zeitlich präzises Schalten ermöglicht wird.
Durch die Verwendung eines Transformators, der eine Primärwicklung, eine Sekundärwicklung und mindestens eine Steuerwicklung aufweist, wobei jedem Bipolartransistor eine Steuerwicklung zugeordnet ist, die an die Steuerelektrode des je-
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weiligen Bipolartransistors gekoppelt ist, kann auf einfache Weise eine Kleinspannung potentialgetrennt vom Netz bereitgestellt werden, die sogar SELV-Kriterien genügt. Selbst wenn der Transformator mit Mehrkammeraufbau ausgeführt werden sollte, würden die sich dadurch ergebenden erhöhten Streuinduktivitäten nicht nega- tiv auf die Funktionsweise der Schaltung auswirken; sie sorgen sogar für eine Einschaltentlastung des jeweils einzuschaltenden Schalters und können die diskret vorgesehenen Induktivitäten des mindestens einen Zeitglieds ersetzen.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht einen selbstschwingenden DC-DC- Wandler unter Verwendung äußerst preiswerter Standardbauteile, beispielsweise seien ge- nannt die Bipolartransistoren MPSA42 sowie STPSA42 für Ausgangsleistungen bis ca. 10 W.
Darüberhinaus zeichnet sie sich gegenüber einem Sperrwandler oder Flyback durch ein günstigeres EMV- Verhalten aus, insbesondere, wenn durch die Verwendung eines Trapezkondensators hochfrequente Störungen (> IMHz) durch die Bipolartran- sistoren praktisch gar nicht erst erzeugt werden.
Ein guter Wirkungsgrad ist ein weiterer Vorteil eines erfindungsgemäßen DC-DC- Wandlers, da er keinen Snubber enthält und der Transformator im Gegensatz zum Sperrwandler eine symmetrische Magnetisierung erfährt und damit entweder geringer ausgesteuert werden kann (geringere Verluste) oder aber höhere Leistungsdichten ermöglicht.
Durch die erfindungsgemäße Ausführung des mindestens einen Zeitglieds und seine impulsformende Wirkung auf den Basisstrom der Bipolartranistoren wird darüber hinaus der Einfluß der Speicherzeit der Bipolartranistoren auf die Schwingfrequenz und insbesondere die Auswirkung der Streuung verschiedener Herstellerchargen mi- nimiert.
Hierbei hat sich eine Vorgehensweise als besonders vorteilhaft herausgestellt, bei der der Ausschaltzeitpunkt durch den Zeitpunkt festgelegt wird, an dem die Spannung am Ausgang des jeweiligen Zeitglieds unter die Flussspannung der Strecke Steuerelektrode - Bezugselektrode des jeweiligen Bipolartransistors abfällt.
Weisen der erste und der zweite Bipolartransistor gleiche Zonenfolge auf, ist eine erste Steuerwicklung und ein erstes Zeitglied für den ersten Bipolartransistor und eine zweite Steuerwicklung und ein zweites Zeitglied für den zweiten Bipolartransistor vorgesehen. Für den Fall, dass der erste und der zweite Bipolartransistor unter- schiedliche Zonenfolge aufweisen, genügt das Vorsehen einer ersten Steuerwicklung und eines ersten Zeitglieds für den ersten und den zweiten Bipolartransistor.
Bevorzugt ist für den ersten und den zweiten Bipolartransistor eine Gegenkopplung, insbesondere eine Stromseriengegenkopplung vorgesehen, wodurch die Auswirkungen von Temperaturschwankungen auf die Schwingfrequenz reduziert werden und auch der Durchgriff der Eingangsspannung auf die Ausgangsspannung vermindert wird.
Bevorzugt ist die Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors mit einem ersten Bezugspotential und die Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors mit einem zweiten Bezugspotential gekoppelt, wobei die Gegenkopplung in einem ohmschen Widerstand besteht, der zwischen die jeweilige Bezugselektrode und das jeweilige Bezugspotential gekoppelt ist.
Das mindestens eine Zeitglied umfasst bevorzugt die Serienschaltung eines ersten ohmschen Widerstands und eines Kondensators. Dabei dient der ohmsche Widerstand insbesondere einer Strombegrenzung, da sonst der aufgrund des Kondensators allein bewirkte Strom, der proportional zur zeitlichen Änderung der Spannung am Kondensator wäre, zu hoch werden und somit den Bipolartransistor zerstören könnte.
Bevorzugt umfasst das mindestens eine Zeitglied weiterhin eine Induktivität, die seriell zu der Serienschaltung des ersten ohmschen Widerstands und des Kondensators angeordnet ist. Diese dient der Einschaltentlastung, bewirkt also eine vorher- bestimmbare Verzögerung des Einschaltvorgangs des zugeordneten Transistors.
Besonders bevorzugt weist das mindestens eine Zeitglied weiterhin einen zweiten ohmschen Widerstand auf, der parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des jeweiligen Bipolartransistors geschaltet ist. Am zweiten ohmschen Widerstand wird demnach ein Teil des von der zugehörigen Steuerwicklung eingespeisten
Stroms zum Bezugspotential abgeführt. Dadurch kann die am zweiten ohmschen Widerstand abfallende Spannung zur Flussspannung des jeweiligen Transistors in Relation gesetzt werden. Insbesondere lässt sich das Unterschreiten der Flussspannung präzise einstellen - und damit die Einschaltzeit des zugeordneten Transistors und folglich die Schwingfrequenz des Wechselrichters. Damit lässt sich ein erfindungsgemäßer DC-DC- Wandler und insbesondere der Transformator erst präzise dimensionieren.
Schließlich ist bevorzugt, dass die Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors mit einem ersten Bezugspotential und die Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors mit einem zweiten Bezugspotential gekoppelt ist, wobei parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des ersten Bipolartransistors eine erste Diode und parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des zweiten Bipolartransistors eine zweite Diode gekoppelt ist, wobei die erste und die zweite Diode in Verbindung mit den jeweiligen Bipolartransistoren die Abmagnetisierung des Transformators ermög- liehen (Freilaufphase).
Für Anwendungen, bei denen ein erfindungsgemäßer DC-DC- Wandler nicht über einen Netzschalter vom Wechselspannungsnetz geschaltet werden soll, beispielsweise in der Unterhaltungselektronik, ist überdies bevorzugt, den DC-DC- Wandler über eine bistabile Stop-Schaltung, wie sie zum Beispiel in der EP 0 648 068 beschrieben ist, aktiv ein- und auszuschalten. Diese Schaltungskonfiguration gewährleistet im ausgeschalteten Zustand („Stand By") niedrigste Verluste, so dass der Leistungsbedarf dann auch weit unter 1 W lie "g&t*•.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die mit Bezug auf den erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandler er- wähnten vorteilhaften Ausführungsformen und deren Vorteile gelten, sofern anwendbar, entsprechend für das erfindungsgemäße Verfahren.
Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
Im Nachfolgenden werden nunmehr zwei Ausführungsbeispiele eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandlers unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 in schematischer Darstellung den Aufbau einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandlers;
Fig. 2 den zeitlichen Verlauf der Spannung UCE, des Stroms Ic sowie des Stroms IB für den selbstschwingenden DC-DC- Wandler von Fig. 1; und
Fig. 3 in schematischer Darstellung den Aufbau einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandlers.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung einen Schaltplan eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandlers. Dabei liegt am Eingang eine Eingangsgleichspannung UE an. Diese stellt bevorzugt die so genannte Zwischenkreisspannung dar. Wie für den Fachmann bekannt, wird diese Zwischenkreisspannung üblicherweise aus der Netzspannung abgeleitet unter Ver- wendung eines Gleichrichters und eines Speicherkondensators, vorliegend dargestellt als Speicherkondensator C9. Optional können Filter und Maßnahmen zur PFC (Power Factor Correction) vorgesehen sein.
Der in Fig. 1 dargestellte erfindungsgemäße DC-DC-Wandler umfasst einen ersten Bipolartransistor Ql und einen zweiten Bipolartransistor Q2 in Halbbrückenanord- nung. Zwei Kondensatoren C4, C5 dienen als Koppelkondensatoren. Der DC-DC- Wandler umfasst weiterhin einen Diac D4, der Startpulse aus dem Kondensator C7 generiert, um ein Anlaufen des selbstschwingenden DC-DC- Wandlers zu ermöglichen. Der ohmsche Widerstand R8 dient zur Aufladung des Kondensators C7. Nach dem Anlaufen des DC-DC- Wandlers, d.h. nach der Detektion einer periodischen Schwingung, wird der Kondensator C7 unter Verwendung des Schalters Q3 und des
ohmschen Widerstands R7 entladen. Ein Kondensator C8 wirkt in bekannter Weise als Trapezkondensator, d. h. er übernimmt den Strom während der Zeit, während der beide Transistoren Ql, Q2 sperren, und dient damit der Ausschaltentlastung.
Der erfindungsgemäße DC-DC- Wandler weist einen Transformator TRI auf, der eine Primärwicklung PW, eine Sekundärwicklung SW, eine erste Steuerwicklung StWl sowie eine zweite Steuerwicklung StW2 umfasst. Dabei ist die Primärwicklung PW zwischen den Halbbrückenmittelpunkt HM und den Verbindungspunkt der zwei Koppelkondensatoren C4, C5 gekoppelt. Die Sekundärwicklung ist an den Eingang eines Gleichrichters GLl angeschlossen, dessen Ausgang an ein LC-Glied ge- koppelt ist, das die Induktivität Ll und den Kondensator C6 umfasst, zum Aussieben vorhandener Hochfrequenzanteile dient und die Ausgangsgleichspannung UA bereitstellt.
Zwischen die Steuerwicklung StWl und die Basis des Transistors Ql ist ein Zeitglied Zl, zwischen die Steuerwicklung StW2 und die Basis des Transistors Q2 ein Zeitglied Z2 geschaltet. Jedes Zeitglied Zl, Z2 umfasst die Serienschaltung eines Kondensators Cl, C2, einer Induktivität L2, L3 sowie eines ohmschen Widerstands Rl, R2. Zwischen den Emitteranschluss und das Bezugspotential jedes Schalters Ql, Q2 der Halbbrücke ist ein ohmscher Widerstand R5, R6 geschaltet, der eine Stromseriengegenkopplung bewirkt und dadurch neben anderen Effekten die Temperaturab- hängigkeit der Schalter Ql, Q2 reduziert. Parallel zur jeweiligen Strecke Bezugselektrode - Bezugspotential der Transistoren Ql, Q2 sind zweierlei Bauelemente parallelgeschaltet: Zum ersten eine Diode Dl, D2, die ein Freilaufen des jeweils zugeordneten Transistors Ql, Q2 durch Ausnützen des Inversstrombetriebs der Transistoren ermöglichen. Da sie in der aktiven Phase des jeweiligen Schalters Ql, Q2 selbst nicht aktiv sind, haben sie keine Wirkung auf die Steuerelektrode des jeweiligen Schalters Ql, Q2. Zum zweiten einen ohmschen Widerstand R3, R4, der einen Anteil des von der zugeordneten Steuerwicklung StWl, StW2 gelieferten Stroms übernimmt und dadurch die genaue Einstellung des Ausschaltzeitpunkts des jeweiligen Transistors Ql, Q2 ermöglicht.
Gemäß einem nicht dargestellten Ausführungsbeispiel kann der Ausgangsgleichrichter GLl auch als Mittelpunktschaltung ausgelegt sein. Diese Variante birgt insbesondere bei größeren Ausgangsströmen Vorteile.
Weiterhin können mehrere Sekundärwicklungen SW vorgesehen werden, um mehrere Gleichspannungen, insbesondere Gleichspannungen mit unterschiedlicher Amplitude, bereitzustellen.
Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf einiger Größen am Beispiel des Schalters Ql von Fig. 1. Der zeitliche Verlauf der entsprechenden Größen am Schalter Q2 entspricht denen in Fig. 2 dargestellten, er ist lediglich um eine halbe Periode versetzt. Zunächst ist deutlich der rechteckförmige Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannung UCE des Transistors Ql zu sehen. In den Phasen, in denen ein Basisstrom IB anliegt, der ausreicht, um den Transistor Ql leitend zu schalten, fließt ein Kollektorstrom Ic, die Spannung UCE geht auf nahezu Null zurück. Die Bereiche negativer Amplitude des Kollektorstroms Ic sind auf den Invers- oder Freilaufstrom zurückzuführen Die negative Amplitude des Basisstroms IB zum Zeitpunkt tl (in der Fig. 2 übertrieben dargestellt) resultiert aus dem Herausfließen von Speicherladung aus dem Basisanschluß bei Unterschreiten der Basis-Emitter Flussspannung ÜBE über R3 und dient der Ausräumung von Ladungsträgern aus der Basis des Schalters Ql und damit einer defi- nierten Abschaltung des Transistors Ql.
Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen DC-DC- Wandlers, bei dem die mit Bezug auf Fig. 1 eingeführten Bezugzeichen für entsprechende Bauelemente weiterverwendet werden und daher nicht nochmals beschrieben werden, wobei der aus Fig. 1 bekannte ohmsche Widerstand R8 in die beiden ohm- sehen Widerstände R8A und R8B aufgeteilt wurde. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel weisen die Transistoren Ql, Q2 der Halbbrückenanordnung eine komplementäre Zonenfolge auf. Insofern genügt das Vorsehen einer einzigen Steuerwicklung StWl und eines einzigen Zeitglieds Z, das vorliegend den ohmschen Widerstand Rl, den Kondensator Cl und den ohmschen Widerstand R3 umfasst.
Claims
Ansprüche
Selbstschwingender DC-DC-Wandler mit
- einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Anlegen einer Eingangsgleichspannung (UE);
- einem ersten (Q1 ) und einem zweiten Bipolartransistor (Q2), wobei je- der Bipolartransistor (Q1 , Q2) eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine Arbeitselektrode aufweist;
- mindestens einem ersten Koppelkondensator (C4; C5);
- wobei eine erste Schaltstrecke gebildet ist durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors (Q1 ), und ei- ne zweite Schaltstrecke durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors (Q2), wobei die erste und die zweite Schaltstrecke mit Bezug auf die Eingangsgleichspannung (UE) in Serie geschaltet sind;
- einem Gleichrichter (GL1 ), dessen Ausgang an einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschluss zur Bereitstellung einer Ausgangsgleichspannung (UA) gekoppelt ist; dadurch gekennzeichnet, dass der DC-DC-Wandler weiterhin umfasst:
- einen Transformator (TR1 ), der eine Primärwicklung (PW), eine Se- kundärwicklung (SW) und mindestens eine Steuerwicklung (StW1 ;
StW2) aufweist,
- wobei die Primärwicklung (PW) zwischen einer galvanischen Verbindung der ersten und der zweiten Schaltstrecke und dem mindestens einen Koppelkondensator (C4; C5) gekoppelt ist; - wobei die Sekundärwicklung (SW) mit dem Eingang des Gleichrichters
(GL1 ) gekoppelt ist;
- wobei jedem Bipolartransistor (Q1 , Q2) eine Steuerwicklung (StW1 ; StW2) zugeordnet ist, die an die Steuerelektrode des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) gekoppelt ist, - sowie mindestens ein Zeitglied (Z1 ; Z2), das zwischen die jeweils zugeordnete Steuerwicklung (StW1 ; StW2) und die jeweilige Steuerelektrode gekoppelt ist.
2. DC-DC-Wandler nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das mindestens eine Zeitglied (Z 1 ; Z2) ausgelegt ist, den Ausschaltzeitpunkt des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) festzulegen.
3. DC-DC-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausschaltzeitpunkt dadurch festgelegt ist, dass die Spannung
(UA) am Ausgang des jeweiligen Zeitglieds (Z1 ; Z2) unter die Flussspannung der Strecke Steuerelektrode - Bezugselektrode des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) absinkt.
4. DC-DC-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste (Q1 ) und der zweite Bipolartransistor (Q2) gleiche Zonenfolge aufweisen, wobei eine erste Steuerwicklung (StW1 ) und ein erstes Zeitglied (Z1 ) für den ersten Bipolartransistor (Q1 ) und eine zweite Steuerwicklung (StW2) und ein zweites Zeitglied (Z2) für den zweiten Bipo- lartransistor (Q2) vorgesehen sind.
5. DC-DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der erste (Q1 ) und der zweite Bipolartransistor (Q2) unterschiedliche Zonenfolge aufweisen, wobei eine erste Steuerwicklung (StW1 ) und ein erstes Zeitglied (Z 1 ) für den ersten (Q1 ) und den zweiten Bipolartransistor
(Q2) vorgesehen sind.
6. DC-DC-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für den ersten (Q1 ) und den zweiten Bipolartransistor (Q2) eine Gegenkopplung vorgesehen ist.
7. DC-DC-Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors (Q1 ) mit einem ersten Bezugspotential und die Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors (Q2) mit einem zweiten Bezugspotential gekoppelt ist, wobei die Gegenkopplung in einem ohmschen Widerstand (R5; R6) besteht, der zwischen die jeweilige Bezugselektrode und das jeweilige Bezugspotential gekoppelt ist.
8. DC-DC-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das mindestens eine Zeitglied (Z1 ; Z2) die Serienschaltung eines ersten ohmsches Widerstands (R1 ; R2) und eines Kondensators (C1 ; C2) umfasst.
9. DC-DC-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das mindestens eine Zeitglied (Z1 ; Z2) weiterhin eine Induktivität (L2; L3) umfasst, die seriell zu der Serienschaltung des ersten ohmschen
Widerstands (R1 ; R2) und des Kondensators (C1 ; C2) angeordnet ist.
10. DC-DC-Wandler nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass das mindestens eine Zeitglied (Z1 ; Z2) weiterhin einen zweiten ohmschen Widerstand (R3; R4) aufweist, der parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) geschaltet ist.
11. DC- DC- Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors (Q1 ) mit einem ersten Bezugspotential und die Bezugselektrode des zweiten Bipolar- transistors (Q2) mit einem zweiten Bezugspotential gekoppelt ist, wobei parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des ersten Bipolartransistors (Q1 ) eine erste Diode (D1 ) und parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des zweiten Bipolartransistors (Q2) eine zweite Diode (D2) gekoppelt ist, wobei die erste (D1 ) und die zweite Diode (D2) in Freilaufanordnung angeordnet sind.
12. Verfahren zum Bereitstellen einer DC-Spannung an einem selbstschwingenden DC-DC-Wandler mit einem ersten und einem zweiten Eingangs- anschluss zum Anlegen einer Eingangsgleichspannung (UE), einem ersten (Q1 ) und einem zweiten Bipolartransistor (Q2), wobei jeder Bipolar- transistor (Q1 , Q2) eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine
Arbeitselektrode aufweist, mindestens einem ersten Koppelkondensator (C4; C5), wobei eine erste Schaltstrecke gebildet ist durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors (Q1 ), und eine zweite Schaltstrecke durch die Strecke Arbeitselektrode - Be- zugselektrode des zweiten Bipolartransistors (Q2), wobei die erste und die zweite Schaltstrecke mit Bezug auf die Eingangsgleichspannung (UE) in Serie geschaltet sind, einem Gleichrichter (GL1 ), dessen Ausgang an einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschluss zur Bereitstellung einer Ausgangsgleichspannung (UA) gekoppelt ist, einem Transformator (TR1 ), der eine Primärwicklung (PW), eine Sekundärwicklung (SW) und mindestens eine Steuerwicklung (StW1 ; StW2) aufweist, wobei die Primärwicklung (PW) zwischen einer galvanischen Verbindung der ersten und der zweiten Schaltstrecke und dem mindestens einen Koppelkondensator (C4; C5) gekoppelt ist, wobei die Sekundärwicklung (SW) mit dem Eingang des Gleichrichters (GL1 ) gekoppelt ist, wobei jedem Bipolartransistor (Q1 ; Q2) eine Steuerwicklung (StW1 ; StW2) zugeordnet ist, die an die Steuerelektrode des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) gekoppelt ist, gekennzeichnet durch folgenden Schritt:
Festlegen des Ausschaltzeitpunkts des ersten (Q1 ) und des zweiten Bipo- lartransistors (Q2) durch ein jeweils zugeordnetes Zeitglied, das zwischen die jeweils zugeordnete Steuerwicklung (StW1 ; StW2) und die jeweilige Steuerelektrode gekoppelt ist.
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