EP1971875A1 - Secum-trahenz-verfahren, insbesondere für einen netzwerkanalysator - Google Patents

Secum-trahenz-verfahren, insbesondere für einen netzwerkanalysator

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Publication number
EP1971875A1
EP1971875A1 EP07702606A EP07702606A EP1971875A1 EP 1971875 A1 EP1971875 A1 EP 1971875A1 EP 07702606 A EP07702606 A EP 07702606A EP 07702606 A EP07702606 A EP 07702606A EP 1971875 A1 EP1971875 A1 EP 1971875A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
frequency
signal
local oscillator
signal generator
dut
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP07702606A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Georg Ortler
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Original Assignee
Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Rohde and Schwarz GmbH and Co KG filed Critical Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Publication of EP1971875A1 publication Critical patent/EP1971875A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/28—Measuring attenuation, gain, phase shift or derived characteristics of electric four pole networks, i.e. two-port networks; Measuring transient response
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass
    • G01R35/005—Calibrating; Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden" references
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
    • G01R23/14—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by heterodyning; by beat-frequency comparison
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
    • G01R23/173—Wobbulating devices similar to swept panoramic receivers

Definitions

  • the invention relates to a method with which a phase-true frequency change of the signal generators and the local oscillator, e.g. of a network analyzer. This method is referred to in this application as Secum-Trahenz method.
  • network analyzers with more than two measuring ports usually have a plurality of signal generators.
  • the network analyzer with three test ports two signal generators are present, with one of the two signal generators between two of the three
  • Test gates can be switched.
  • a mixer is present, which communicates with a directional coupler, over which the output via the tester shaft or the incoming via the tester shaft is coupled and fed into the mixer.
  • the other input of the mixer is in communication with the local oscillator.
  • the signal generators there is the problem that a frequency change of the signal generators is to be carried out in phase, ie in the frequency change should not occur phase shift.
  • the signal generators typically have synthesizers with multiple PLL (Phase Locked Loop) stages with fractional dividers.
  • the dividers are divided by a fractional rational division factor. If the division factor is changed not only with respect to its integer part, it leads this usually leads to a phase jump. Even if only the integer division factor is changed, there may be phase jumps around n / n, where n is an integer.
  • the necessity of carrying out a phase-true frequency change arises in particular when measuring at frequency-converting measurement objects, such as mixers.
  • the invention is therefore based on the object of specifying a method for measuring objects to be measured, in which no phase jump occurs during the frequency change or the phase jump is at least detected.
  • Signal generator can be compensated or can be included in the later evaluation of the measurement.
  • Division factor is changed, since this causes no phase shift. As a result, a rough frequency change in the vicinity of the new target frequency can already be achieved.
  • the then still necessary fine frequency tuning can now be made by varying the Nachko ⁇ unaanteils the division factor, then according to the invention only either the frequency of the oscillator or the signal generator but not both frequencies are adjusted simultaneously, so that the phase change of the oscillator and the signal generator can be detected separately.
  • the method according to the invention can be used particularly advantageously in frequency-converting measuring objects, for example in the measurement of mixers.
  • one input of the mixer is to occupy, for example, a frequency in the high-frequency input bandwidth, while the other input, a signal must be supplied, which serves as a local oscillator signal for the mixer to be measured.
  • a signal At the output of the mixer appears the sum or difference frequency of the two
  • Fig. 1 is a block diagram of one in the context of
  • Fig. 2 shows an embodiment of the internal structure of the local oscillator shown in Fig. 1 and the signal generators shown in Fig. 1.
  • a frequency-converting measurement object DUT for example a mixer
  • a vectorial network analyzer for example a vectorial network analyzer
  • the first input port El of the mixer DUT to be measured is a high-frequency input to which the high-frequency signal
  • the second input port E2 is an input port at which the local oscillator signal LO_DUT is received.
  • the first input port El of the frequency-converting measuring object DUT designed as a mixer is connected to the first measuring port Pl of the network analyzer NA.
  • the second input port E2 of the measurement object DUT is connected to the third measurement port P3 of the network analyzer NA.
  • At the exit gate A of the to be measured Mischers DUT is the down mixed intermediate frequency signal ZF_DUT.
  • the output port A of the measurement object DUT is connected to the second measurement port P2 of the network analyzer NA.
  • the S-parameters S 11 ie the reflection of the measurement object DUT at the measurement port Pl, S 33 , ie the reflection of the measurement object DUT at the measurement port P 3, S 21 , ie the transmission through the measurement object DUT from the measurement port Pl to the measurement port P2, are of interest. and S 23 , ie the transmission through the measuring object DUT from the measuring port P3 to the measuring port P2.
  • the network analyzer NA shown in FIG. 1 is designed as a conventional vector multi-port network analyzer. In Fig. 1, only three test ports Pl to P3 are shown. Of course, the network analyzer NA can also have more than three test ports. It is also possible to connect several two-port network analyzers in cascade, as shown in the priority document DE 10 2006 001 284.
  • each measuring port Pl, P2 or P3 has its own signal generator GN1, GN2 or GN3.
  • a common local oscillator LO for all test ports Pl to P3 is present. Again, this need not necessarily be the case.
  • a separate local oscillator can be present for each test port Pl to P3, or a local oscillator can supply two test ports in pairs.
  • the frequency of the signal generators GN1, GN2 and GN3 and of the local oscillator LO is in each case via dividers T 01 , T G2 , T G3 and T 10 , which form part of a closed phase-locked loop according to the PLL principle and those in FIG are schematically drawn and based on Fig. 2 will be described in more detail, changeable.
  • the divided-down signal of the signal generators GN1, GN2 and GN3 is supplied to the associated measuring ports P1, P2 and P3, respectively.
  • each a directional coupler Rl, R2 and R3 which generates the signal generated by the signal generators GNL, GN2 and GN3 to the test ports Pl, P2 and P3 leading wave al, a2 or a3 decouples and in each case an associated mixer Ml, M2 or M3 supplies.
  • the returning waves b1, b2 and b3 received via the measuring ports P1, P2 and P3 are likewise coupled out via the directional couplers R1, R2 and R3 and fed to the associated mixer M1, M2 and M3, respectively.
  • the mixers M1, M2 and M3 in each case also receive the signal of the local oscillator LO which may have been divided down in the divider T 1x .
  • the signal of the leading and returning waves mixed down into the intermediate frequency ranges ZF1, ZF2 or ZF3 is respectively fed to an analog / digital converter A1, A2 or A3 and the digitized signal is respectively measured in a detector D1, D2 or D3 with respect to amplitude and Phase recorded.
  • a control device or controller C receives the signals received by the detectors D1 to D3 and simultaneously serves to drive the signal generators GN1 to GN3, the local oscillator LO and the associated dividers T 01 , T 02 , T 03 and T ⁇ 5 . From the leading and returning waves, for example, the S-parameters are calculated in the control device C and displayed on a display DS as a function of the measuring frequency.
  • the exact structure of the signal generators GN1 to GN3 of the local oscillator LO is shown as an exemplary embodiment in Fig. 2, wherein it can be seen that the signal generators GNL to GN3 and the local oscillator LO with multiple PLL stages with multiple dividers 64, 67 and 77th are constructed.
  • the reference signal REF is transmitted to the local oscillator LO and the signal generators GN1-GN3 via the connection line 31, respectively.
  • the frequency of the reference signal REF in a frequency doubler 60 is first doubled in the local oscillator LO or in the signal generators GN1-GN3 and supplied to a first comparison input of a first phase detector 61 within the local oscillator LO or signal generator.
  • the output of the first phase detector 61 is connected to the control input 63 of a first oscillator 62.
  • the output of the first oscillator 62 is connected via a first fractional divider 64 to the second comparison input of the first phase detector 61. Consequently, the first oscillator 62 forms with the divider 64 and the first
  • Phase detector 61 Phase detector 61, a first PLL control loop, which is synchronized with the reference signal REF.
  • This first PLL loop in section 65 is also called Child_PLL.
  • the divider 64 divides the frequency by the fractional rational division factor (N, F) CH with the integer component N and the non-integer decimal component F.
  • the adjoining section 66 is called Sweep_PLL.
  • a synchronous module 68 ensures the selection of the fractional-rational division factor (N, F) SY of the divider 67.
  • the output of the second divider 67 is connected to a first comparison input of a second phase detector 69. Its output is in turn connected to the control input 70 of a second oscillator 71 in connection.
  • the output of the second oscillator 71 is connected to a first input of a mixer 72.
  • a second input of the mixer 72 receives that from the
  • Frequency doubler 60 doubled reference signal REF The output of the mixer 72 is connected to the second comparison input of the second phase detector 69 in connection. In this way, by the second Oscillator 71, the mixer 72 and the phase detector 69, a second PLL control loop is formed, which is also synchronized via the reference signal REF.
  • a third section 73 which is referred to as MAIN_PLL, there is a third oscillator 74 whose control input 75 is connected to a third phase detector 76.
  • a first comparison input of the third phase detector 76 is connected to the output of the second oscillator 71, while a second
  • Comparative input of the third phase detector 76 is connected via a third divider 77 to the output of the third oscillator 74.
  • the output of the third oscillator 74 which may also be referred to as a main oscillator, is the local oscillator signal or
  • the frequency f ⁇ is tunable over several octaves.
  • the divider 77 also divides the frequency by a fractional rational division factor (N, F) m .
  • the measurement on the mixer DUT according to the exemplary embodiment according to FIG. 1 preferably takes place according to the invention as follows:
  • Waves al and a3 as well as the reflected waves at these test ports bl and b3 can only be measured at the same measurable receiver intermediate frequency when the network analyzer NA is set because of the local oscillator LO which is simply present in the exemplary embodiment, if the frequency in the signal generators GN1 and GN3 within the bandwidth of the intermediate frequency range ZFl or ZF3 are the same.
  • the intermediate frequency of the mixer to be measured, or generally of the frequency-converting measuring object DUT only to be analyzed when the local oscillator LO is set for this receiving frequency.
  • the frequency of the two signal generators GN1 and GN3 at the measuring ports P1 and P3 is set to the same frequency, for example 1 GHz. Possible phase differences of the generators GN1 and GN3 are known from calibration with calibration standards and can be taken into account accordingly. If the
  • Center frequency of the intermediate frequency ranges ZFl, ZF2 and ZF3 of the network analyzer NA for example, 20 MHz, so is the frequency of the local oscillator LO first in this example to 1.020 GHz.
  • the frequency of the signal generator GN3 at the measuring port P3 must be brought to the target frequency of the measuring signal LO_DUT by the phase-true frequency change according to the invention, which the mixer DUT to be measured expects at its second input E2.
  • the intermediate frequency ZF_DUT generated by the mixer DUT 30 MHz
  • the frequency offset between the signal RF_DUT and the signal LO_DUT must be 30 MHz and thus the frequency of the signal generator GN3 increased from 1 GHz to 1.030 GHz. According to the invention, only the
  • Frequency of the local oscillator LO changed without frequency change of the signal generator GN3 and then subsequently changed only the frequency of the signal generator GN3 but not the frequency of the local oscillator LO.
  • the step size is to be chosen so small that the bandwidth of the intermediate frequency range ZF3 is not left. This process must be repeated as often as necessary until finally the target frequency in the example of 1.030 GHz is reached.
  • the frequency of the local oscillator LO is first increased by 5 MHz from the original 1.020 GHz to now 1.025 GHz.
  • the intermediate frequency of the intermediate frequency stage ZF3 is thus instead of originally 20 MHz now 25 MHz.
  • Step is now measured, stored in a memory and taken into account in the later evaluation.
  • the phase change caused thereby A ⁇ a32 on the leading measurement port P3 shaft a3 is again measured and stored.
  • the frequency of the local oscillator LO is again set higher by a further 10 MHz to 1.035 GHz.
  • the frequency of the intermediate frequency signal in Intermediate frequency range ZF3 is now again 25 MHz.
  • the associated phase change ⁇ a33 is again detected and stored.
  • the frequency of the signal generator GN3 at the measuring port P3 is retraced by another 10 MHz to 1.020 GHz, so that again a
  • Intermediate frequency of 15 MHz results.
  • the ⁇ a ⁇ t phase change associated with this step is also detected and stored. It should be emphasized that the bandwidth of the intermediate frequency range ZF3 as well as all other intermediate frequency ranges ZF1 and ZF2 is significantly wider than 5 MHz, that both the resulting intermediate frequency of 15 MHz and 25 MHz are within the bandwidth extending around the center frequency of 20 MHz lie.
  • the process is repeated until the frequency of the signal generator GN3 at 1.030 GHz and the associated frequency of the local oscillator at 1.050 GHz.
  • a step size of 5 MHz is selected as the last increment, so that the frequency of the signal resulting from the last step is
  • Intermediate frequency signal in the intermediate frequency range ZF3 is again 20 MHz.
  • Signal generator GN3 are started and the last step with the frequency increase of the local oscillator LO are completed.
  • the properties of the measurement object DUT to be measured have no influence on the phase position, since only the leading waves a1 and a3, but not the returning waves b1 and b3 reflected by the measurement object DUT, are used.
  • Secum-Trahenz method The method described above is referred to in this application as Secum-Trahenz method.
  • the frequency of the local oscillator LO has to be adjusted so that the intermediate frequency which occurs at the measuring port P2 at the output of the mixer M2 falls within the bandwidth of the intermediate frequency range ZF2.
  • the mixer DUT to be measured At its output port A, the mixer DUT to be measured generates a signal ZF_DUT whose frequency corresponds to the difference between the frequencies of the signals RF_DUT and LO_DUT.
  • a frequency of the signal LO_DUT of 1.030 GHz and a frequency of the signal RF_DUT of 1.000 GHz results in a difference frequency of 30 MHz, which is to be analyzed at the measuring port P2 with respect to amplitude and phase.
  • the frequency of the local oscillator LO has to be adjusted in phase from now 1,050 GHz to 50 MHz, so that the expected frequency of 30 MHz of the signal ZF_DUT is shifted to the middle of the bandwidth of the intermediate frequency Range ZF2 of 20 MHz falls.
  • this can be done with the Secum-Trahenz method described above.
  • the Adjustment from 1.050 GHz to 50 MHz requires a 1GHz adjustment, which would require 202 increments of steps of 10MHz to adjust the local oscillator LO and signal generator GN2.
  • the adjustment with the Secum-Trahenz method would therefore be relatively time-consuming without further measures.
  • the fine tuning according to the Secum-Trahenz method may also be omitted.
  • a network analyzer can be used, which instead of three signal generators only has two signal generators GNL and GN3 available, which are required for the signals at the test ports Pl and P3, so that the Secum-Trahenz method can not be applied to the test port P2 due to the missing signal generator GN2.
  • a third possibility of coping with the large frequency jump of, for example, 1.050 GHz after about 50 MHz, is the measurement at harmonics or subharmonics of the fundamental frequency f 1, of the local oscillator LO.
  • the frequency of the local oscillator LO is left at Setting in which the phase relationship was determined by the Secum-Trahenz method, but measures at a receiver frequency of, for example, f ⁇ / 9 minus the device intermediate frequency of 20 MHz in the example above.
  • the invention is not limited to the embodiment described above.
  • the inventive method is also in network analyzers with more than three Messtoren and less than one
  • Signal generator applicable per test gate is also not limited to network analyzers and can also be used in other devices, for example in signal generators, use, wherein the application is not limited to the measurement of frequency-converting DUTs.

Landscapes

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung an Messobjekten (DUT) mittels eines Netzwerkanalysators (NA) mit mehreren Messtoren (P1-P3) und zumindest einem Signalgenerator (GNl, GN2, GN3) zur Anregung des Messobjekts (DUT) und zumindest einem lokalen Oszillator (LO) zur Messung des von dem Messobjekt (DUT) reflektierten oder transmittierten Signals nach dem Überlagerungsprinzip. Erfindungsgemäß wird bei einem Frequenzwechsel nur die Frequenz des lokalen Oszillators (LO) oder die Frequenz des Signalgenerators (GNl, Gn2 , GN3) nicht aber gleichzeitig die Frequenz des lokalen Oszillators (LO) und des Signalgenerators (Gl) geändert.

Description

Secum-Trahenz-Verfahren, insbesondere für einen Netzwerkanalysator
Die Erfindung betrifft ein Verfahren, mit welchem sich ein phasentreuer Frequenzwechsel der Signalgeneratoren und des lokalen Oszillators z.B. eines Netzwerkanalysators vornehmen lässt. Dieses Verfahren wird im Rahmen dieser Anmeldung als Secum-Trahenz-Verfahren bezeichnet.
Aus der DE 102 46 700 Al ist ein vektorieller Netzwerkanalysator mit steuerbaren Signalgeneratoren und steuerbaren Oszillatoren bekannt. Bei in der Praxis verwendeten Netzwerkanalysatoren steht oft nur ein einziger lokaler Oszillator zur Verfügung. Bei neueren
Netzwerkanalysatoren mit mehr als zwei Messtoren sind des Weiteren in der Regel mehrere Signalgeneratoren vorhanden. Beispielsweise sind bei dem Netzwerkanalysator mit drei Messtoren zwei Signalgeneratoren vorhanden, wobei einer der beiden Signalgeneratoren zwischen zwei der drei
Messtoren umgeschaltet werden kann. Für jedes Messtor ist ein Mischer vorhanden, der mit einem Richtkoppler in Verbindung steht, über welchem die über das Messtor auslaufende Welle bzw. die über das Messtor einlaufende Welle ausgekoppelt und in den Mischer eingespeist wird. Der andere Eingang des Mischers steht mit dem lokalen Oszillator in Verbindung.
Bei Netzwerkanalysatoren, aber auch bei anderen Messgeräten, beispielsweise bei verbundenen
Signalgeneratoren, besteht das Problem, dass ein Frequenzwechsel der Signalgeneratoren phasentreu durchgeführt werden soll, d.h. bei dem Frequenzwechsel soll kein Phasensprung auftreten. Die Signalgeneratoren verfügen in der Regel über Synthesizer mit mehreren PLL (Phase Locked Loop) -Stufen mit fraktionalen Teilern. In den Teilern erfolgt eine Teilung durch einen gebrochenrationalen Teilungsfaktor. Wird der Teilungsfaktor nicht nur bezüglich seines ganzzahligen Anteils verändert, führt dies in der Regel zu einem Phasensprung. Selbst bei Änderung nur des ganzzahligen Teilungsfaktors kann es zu Phasensprüngen um n /n kommen, wobei n eine ganze Zahl ist. Die Notwendigkeit der Durchführung eines phasentreuen Frequenzwechsels stellt sich insbesondere beim Vermessen an frequenzumsetzenden Messobjekten, wie z.B. Mischern.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Messung an Messobjekten anzugeben, bei welchem beim Frequenzwechsel kein Phasensprung auftritt oder der Phasensprung zumindest erfasst wird.
Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.
Erfindungsgemäß wird bei einem Frequenzwechsel nur die Frequenz des lokalen Oszillators oder die Frequenz des Signalgenerators nicht aber gleichzeitig die Frequenz des lokalen Oszillators und des Signalgenerators geändert.
Hierdurch wird erreicht, dass eventuelle Phasenänderungen, die bei der Frequenzänderung des Oszillators und bei der Frequenzänderung des Signalgenerators auftreten, getrennt von einander erfasst werden können und entweder durch Einstellen einer Phasenlage des Oszillators bzw. des
Signalgenerators kompensiert werden können oder bei der späteren Auswertung der Messung eingerechnet werden können .
Üblicherweise sind der lokale Oszillator und die
Signalgeneratoren als Synthesizer mit einer oder mit mehreren PLL-Stufen ausgestattet. Eine Frequenzänderung erfolgt dann durch Änderung des Teilungsfaktors der in den PLL-Stufen vorgesehenen Teiler. Dabei ist es vorteilhaft, wenn zunächst nur der ganzzahlige Anteil des
Teilungsfaktors geändert wird, da hierdurch keine Phasenverschiebung hervorgerufen wird. Hierdurch kann bereits ein grober Frequenzwechsel in die Nähe der neuen Sollfrequenz erzielt werden. Die dann noch notwendige feine Frequenzabstimmung kann nun durch Variation des Nachkoπunaanteils des Teilungsfaktors vorgenommen werden, wobei dann erfindungsgemäß nur entweder die Frequenz des Oszillators oder des Signalgenerators nicht aber beide Frequenzen gleichzeitig verstellt werden, so dass die Phasenänderung des Oszillators und des Signalgenerators getrennt voneinander erfasst werden können.
Das erfindungsgemäße Verfahren lässt sich besonders vorteilhaft bei frequenzumsetzenden Messobjekten, beispielsweise bei der Vermessung von Mischern, einsetzen. Hierbei besteht die Notwendigkeit, dass zwei Eingänge des frequnzumsetzenden Messobjekts mit unterschiedlichen Frequenzen angeregt werden müssen. Bei einem Mischer ist ein Eingang des Mischers beispielsweise mit einer Frequenz in der Hochfrequenz-Eingangsbandbreite zu belegen, während dem anderen Eingang ein Signal zugeführt werden muss, das als lokales Oszillatorsignal für den zu vermessenden Mischer dient. Am Ausgang des Mischers erscheint die Summen- bzw. Differenz-Frequenz aus den beiden
Eingangssignale, die in einem ganz anderen Frequenzbereich liegt .
Zwar sind Messungen an Mischern mit vektoriellen Netzwerkanalysatoren bekannt, die auf Reflexionsmessungen unter Einbeziehung eines Referenzmischers beruhen. Um vorteilhafte Transmissionsmessungen durchführen zu können, muss die Phasenlage der beiden Anregungssignale, mit welchen der Mischer beaufschlagt wird, genau bekannt sein. Bei der Messung des Ausgangssignals interessiert ebenfalls die zeitliche Lage der Phase des Ausgangssignals in Bezug auf die zeitliche Lage der Phase der Anregungssignale. Die beiden Signalgeneratoren, welche für die Anregung des Mischers benötigt werden, müssen daher in einer definierten Phasenlage zueinander eingestellt werden, bzw. die Phasenlage muss genau bekannt sein. Entsprechend muss zur Vermessung des Ausgangssignals des Mischers der Bezug des lokalen Oszillatorsignals, das intern in dem Netzwerkanalysator verwendet wird, in Bezug auf die Generatorsignale genau bekannt sein. In diesem Zusammenhang ist daher das erfindungsgemäße Verfahren für den phasentreuen Frequenzwechsel bei der Verstellung der Signalgeneratoren bzw. des lokalen Oszillators besonders vorteilhaft einsetzbar.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 Ein Blockschaltbild eines im Rahmen der
Erfindung verwendbaren Netzwerkanalysators bei der Vermessung eines Mischers und
Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel des internen Aufbaus des in Fig. 1 dargestellten lokalen Oszillators und der in Fig. 1 dargestellten Signalgeneratoren.
Bevor das erfindungsgemäße Verfahren beschrieben wird, soll ein beispielhafter Messaufbau, bei welchem das erfindungsgemäße Verfahren vorteilhaft zum Einsatz kommen kann, anhand von Fig. 1 beschrieben werden. Bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel wird ein frequenzumsetzendes Messobjekt DUT, beispielsweise ein Mischer, mittels eines vektoriellen Netzwerkanalysators vermessen.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist das erste Eingangstor El des zu vermessenden Mischers DUT ein Hochfrequenzeingang, an welchem das Hochfrequenzsignal
RF_DUT empfangen wird. Das zweite Eingangstor E2 ist eine Eingangstor, an welchem das lokale Oszillatorsignal LO_DUT empfangen wird. Bei der in Fig. 1 dargestellten Messkonfiguration ist das erste Eingangstor El des als Mischer ausgebildeten frequenzumsetzenden Messobjekts DUT mit dem ersten Messtor Pl des Netzwerkanalysators NA verbunden. Das zweite Eingangstor E2 des Messobjekts DUT ist mit dem dritten Messtor P3 des Netzwerkanalysators NA verbunden. An dem Ausgangstor A des zu vermessenden Mischers DUT liegt das heruntergemischte Zwischenfrequenzsignal ZF_DUT an. Das Ausgangstor A des Messobjekt DUT ist mit dem zweiten Messtor P2 des Netzwerkanalysators NA verbunden. Dabei interessieren insbesondere die S-Parameter S11, also die Reflexion des Messobjekts DUT am Messtor Pl, S33, also die Reflexion des Messobjekts DUT am Messtor P3 , S21, also die Transmission durch das Messobjekt DUT vom Messtor Pl zum Messtor P2, und S23, also die Transmission durch das Messobjekt DUT vom Messtor P3 zum Messtor P2.
Der in Fig. 1 gezeigte Netzwerkanalysator NA ist als üblicher vektorieller Mehrtor-Netzwerkanalysator ausgebildet. In Fig. 1 sind nur drei Messtore Pl bis P3 dargestellt. Natürlich kann der Netzwerkanalysator NA auch über mehr als drei Messtore verfügen. Es können auch mehrere Zweitor-Netzwerkanalysatoren kaskadenartig zusammengeschaltet sein, wie dies aus dem Prioritätsdokument DE 10 2006 001 284 dargestellt ist.
Im in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel verfügt jedes Messtor Pl, P2 bzw. P3 über einen eigenen Signalgenerator GNl, GN2 bzw. GN3. Dies muss jedoch nicht notwendigerweise der Fall sein; es ist z.B. auch möglich, dass nur zwei Signalgeneratoren vorhanden sind und ein Signalgenerator zwischen zwei Messtoren umschaltbar ist. Ferner ist beim dargestellten Ausführungsbeispiel ein gemeinsamer lokaler Oszillator LO für alle Messtore Pl bis P3 vorhanden. Auch dies muss nicht notwendigerweise der Fall sein. Bei einem aufwendigeren Netzwerkanalysator kann für jedes Messtor Pl bis P3 ein eigener lokaler Oszillator vorhanden sein oder ein lokaler Oszillator kann zwei Messtore jeweils paarweise versorgen.
Die Frequenz der Signalgeneratoren GNl, GN2 bzw. GN3 sowie des lokalen Oszillators LO ist jeweils über Teiler T01, TG2, TG3 bzw. T10, die Bestandteil einer geschlossenen Phasenregelschleife nach dem PLL-Prinzip sind und die in Fig. 1 nur schematisch eingezeichnet sind und anhand von Fig. 2 noch genauer beschrieben werden, veränderbar. Das heruntergeteilte Signal der Signalgeneratoren GNl, GN2 bzw. GN3 wird jeweils dem zugeordneten Messtor Pl, P2 bzw. P3 zugeführt. Zwischen den Signalgeneratoren GNl bis GN3 und den zugeordneten Messtoren Pl bis P3 befindet sich jeweils ein Richtkoppler Rl, R2 bzw. R3 , welcher die von den Signalgeneratoren GNl, GN2 bzw. GN3 erzeugte zu den Messtoren Pl, P2 bzw. P3 vorlaufende Welle al, a2 bzw. a3 auskoppelt und jeweils einem zugeordneten Mischer Ml, M2 bzw. M3 zuführt. Die über die Messtore Pl, P2 bzw. P3 empfangene rücklaufende Welle bl, b2 bzw. b3 wird ebenfalls über die Richtkoppler Rl, R2 bzw. R3 ausgekoppelt und dem zugeordneten Mischer Ml, M2 bzw. M3 zugeführt .
Die Mischer Ml, M2 und M3 empfangen jeweils auch das ggf. in dem Teiler T1x, heruntergeteilte Signal des lokalen Oszillators LO. Das in die Zwischenfrequenzbereiche ZFl, ZF2 bzw. ZF3 heruntergemischte Signal der vorlaufenden und rücklaufenden Wellen wird jeweils einem Analog/Digital- Wandler Al, A2 bzw. A3 zugeführt und das digitalisierte Signal wird jeweils in einem Detektor Dl, D2 bzw. D3 bezüglich Amplitude und Phase erfasst. Eine Steuereinrichtung bzw. Controller C empfängt die von den Detektoren Dl bis D3 empfangenen Signale und dient gleichzeitig der Ansteuerung der Signalgeneratoren GNl bis GN3 , des lokalen Oszillators LO und der zugehörigen Teiler T01, T02, T03 und T^5. Aus den vorlaufenden und rücklaufenden Wellen werden in der Steuereinrichtung C beispielsweise die S-Parameter berechnet und auf einem Display DS in Abhängigkeit von der Messfrequenz dargestellt.
Der genaue Aufbau der Signalgeneratoren GNl bis GN3 des lokalen Oszillators LO ist als beispielhaftes Ausführungsbeispiel in Fig. 2 dargestellt, wobei erkennbar ist, dass die Signalgeneratoren GNl bis GN3 und der lokale Oszillator LO mit mehreren PLL-Stufen mit mehreren Teilern 64, 67 und 77 aufgebaut sind. Das Referenzsignals REF wird an den lokalen Oszillator LO bzw. den Signalgeneratoren GN1-GN3 über die Verbindungsleitung 31 übertragen. In dem
Ausführungsbeispiel wird in dem lokalen Oszillator LO bzw. in den Signalgeneratoren GN1-GN3 zunächst die Frequenz des Referenzsignals REF in einem Frequenzverdoppler 60 verdoppelt und innerhalb des lokalen Oszillators LO bzw. Signalgenerators einem ersten Vergleichseingang eines ersten Phasendetektor 61 zugeführt. Des Ausgang des ersten Phasendetektors 61 ist mit dem Regeleingang 63 eines ersten Oszillators 62 verbunden. Der Ausgang des ersten Oszillators 62 ist über einen ersten fraktionalen Teiler 64 mit dem zweiten Vergleichseingang des ersten Phasendetektors 61 verbunden. Folglich bildet der erste Oszillator 62 mit dem Teiler 64 und dem ersten
Phasendetektor 61 eine erste PLL-Regelschleife, welche mit dem Referenzsignal REF synchronisiert wird. Diese erste PLL-Regelschleife im Abschnitt 65 wird auch als Child_PLL bezeichnet. Der Teiler 64 teilt die Frequenz durch den gebrochenrationalen Teilungsfaktor (N,F)CH mit dem ganzzahligen Anteil N und dem nicht ganzzahligen Nachkomma-Anteil F.
Der sich daran anschließende Abschnitt 66 wird als Sweep_PLL bezeichnet. Dort ist ein zweiter Teiler 67 vorhanden, der mit dem Ausgang des ersten Oszillators 62 in Verbindung steht. Ein Synchronbaustein 68 sorgt für die Auswahl des gebrochenrationalen Teilungsfaktors (N,F)SY des Teilers 67. Der Ausgang des zweiten Teilers 67 steht mit einem ersten Vergleichseingang eines zweiten Phasendetektors 69 in Verbindung. Dessen Ausgang steht wiederum mit dem Regeleingang 70 eines zweiten Oszillators 71 in Verbindung. Der Ausgang des zweiten Oszillators 71 ist mit einem ersten Eingang eines Mischers 72 verbunden. Ein zweiter Eingang des Mischers 72 empfängt das von dem
Frequenzverdoppler 60 verdoppelte Referenzsignal REF. Der Ausgang des Mischers 72 steht mit dem zweiten Vergleichseingang des zweiten Phasendetektors 69 in Verbindung. Auf diese Weise wird durch den zweiten Oszillator 71, den Mischer 72 und den Phasendetektor 69 eine zweite PLL-Regelschleife gebildet, die auch über das Referenzsignal REF synchronisiert ist.
In einem dritten Abschnitt 73, der als MAIN_PLL bezeichnet wird, befindet sich ein dritter Oszillator 74, dessen Regeleingang 75 mit einem dritten Phasendetektor 76 verbunden ist. Ein erster Vergleichseingang des dritten Phasendetektors 76 steht mit dem Ausgang des zweiten Oszillators 71 in Verbindung, während ein zweiter
Vergleichseingang des dritten Phasendetektors 76 über einen dritten Teiler 77 mit dem Ausgang des dritten Oszillators 74 verbunden ist. Am Ausgang des dritten Oszillators 74, der auch als Haupt-Oszillator bezeichnet werden kann, steht das lokale Oszillator-Signal bzw.
Generator-Signal mit der Frequenz f^ bzw. fGN1, fGN2 oder fGN3 zur Verfügung. Die Frequenz f∞ ist dabei über mehrere Oktaven abstimmbar. Der Teiler 77 teilt die Frequenz ebenfalls durch einen gebrochenrationalen Teilungsfaktor (N,F)m.
Insbesondere, aber nicht nur bei frequenzumsetzenden Messobjekten stellt sich das Problem, dass die Frequenz der Signalgeneratoren GN1-GN3 und des lokalen Oszillators LO phasentreu geändert werden muss. Die Messung an dem Mischer DUT gemäß dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 läuft erfindungsgemäß bevorzugt folgendermaßen ab:
Die komplexen Kenngrößen der Signalgeneratoren GNl und GN3 an den Messtoren Pl und P3 , nämlich die vorlaufenden
Wellen al und a3 sowie die reflektierten Wellen an diesen Messtoren bl und b3 , können bei einer Einstellung des Netzwerkanalysators NA wegen des im Ausführungsbeispiel nur einfach vorhandenen lokalen Oszillators LO bei der gleichen messbaren EmpfängerZwischenfrequenz nur gemessen werden, wenn die Frequenz in den Signalgeneratoren GNl und GN3 innerhalb der Bandbreite des Zwischenfrequenzbereichs ZFl bzw. ZF3 gleich sind. Ebenso kann an dem Messtor P2 die Zwischenfrequenz des zu vermessenden Mischers, bzw. allgemein des frequenzumsetzenden Messobjekts DUT, nur analysiert werden, wenn der lokale Oszillator LO für diese Empfangsfrequenz eingestellt ist. An den drei Messtoren Pl bis P3 kann also nie bei der gleichen Einstellung der Signalgeneratoren und des lokalen Oszillators gemessen werden, d.h. es muss für jeden Messpunkt sowohl der Signalgenerator GN3 an dem Messtor P3 als auch der lokale Oszillator LO für den Empfang an dem Messtor P2 jeweils verstellt werden. Dabei dürfen die Phasenbeziehungen nicht verloren gehen, da sonst keine Aussage über die Phase des von dem zu vermessenden Mischers DUT erzeugten Mischprodukts ZF_DUT im Bezug auf die Phase der Eingangssignale RF_DUT und LO_DUT möglich ist.
Zunächst wird die Frequenz der beiden Signalgeneratoren GNl und GN3 an den Messtoren Pl und P3 auf die gleiche Frequenz, beispielsweise 1 GHz eingestellt. Eventuelle Phasenunterschiede der Generatoren GNl und GN3 sind aus der Kalibrierung mit Kalibrierstandards bekannt und können entsprechend berücksichtigt werden. Wenn die
Mittenfrequenz des Zwischenfrequenz-Bereiche ZFl, ZF2 bzw. ZF3 des Netzwerkanalysators NA beispielsweise 20 MHz beträgt, so steht die Frequenz des lokalen Oszillators LO zunächst in diesem Beispiel auf 1,020 GHz. Über die Wellengrößen al und a3 der vorlaufenden Wellen kann nun die Phasendifferenz zwischen den Messtoren Pl und P3 wie folgt ermittelt werden:
P al = P u, " P Port i ( D φ a> = <P „ - φ ,ott i ( 2 )
P a! " P a3 = P Port 3 ~ P Port i ( 3 )
Nun muss durch die erfindungsgemäße phasentreue Frequenzänderung die Frequenz des Signalgenerators GN3 am Messtor P3 auf die Zielfrequenz des Messsignals LO_DUT gebracht werden, den der zu vermessende Mischer DUT an seinen zweiten Eingang E2 erwartet. Wenn die von dem Mischer DUT erzeugte Zwischenfrequenz ZF_DUT beispielsweise 30 MHz beträgt, so muss die Frequenzablage zwischen dem Signal RF_DUT und dem Signal LO_DUT 30 MHz betragen und somit die Frequenz des Signalgenerators GN3 von 1 GHz auf 1,030 GHz erhöht werden. Erfindungsgemäß wird bei diesem Frequenzwechsel abwechselnd nur die
Frequenz des lokalen Oszillators LO ohne Frequenzänderung des Signalgenerators GN3 geändert und dann anschließend nur die Frequenz des Signalgenerators GN3 nicht aber die Frequenz des lokalen Oszillators LO geändert. Die Schrittweite ist dabei so klein zu wählen, dass die Bandbreite des Zwischenfrequenzbereichs ZF3 nicht verlassen wird. Dieser Vorgang muss so oft als nötig wiederholt werden, bis schließlich die Zielfrequenz im Beispiel von 1,030 GHz erreicht wird.
Beispielsweise wird die Frequenz des lokalen Oszillators LO zunächst um 5 MHz von ursprünglich 1,020 GHz auf nunmehr 1,025 GHz erhöht. Die Zwischenfrequenz der Zwischenfrequenzstufe ZF3 beträgt somit statt ursprünglich 20 MHz nun 25 MHz. Die Änderung der Phase AφΛ3Λ der vorlaufenden Welle a3 am Messtor P3 bei diesem ersten
Schritt wird nun gemessen, in einem Speicher abgelegt und bei der späteren Auswertung berücksichtigt. Alternativ kann dies auch gleich durch Änderung der Phase des lokalen Oszillators LO um den gleichen Phasenänderungswert Aφw = Aφ^Λ kompensiert.
Nun wird die Frequenz des Signalgenerators GN3 am Messtor P3 beispielsweise um 10 MHz von ursprünglich 1,000 GHz auf nunmehr 1,010 GHz erhöht, so dass sich eine neue Zwischenfrequenz im Zwischenfrequenzbereich ZF3 von 1025 MHz - 1010 MHz = 15 MHz einstellt. Die dadurch hervorgerufene Phasenänderung Aφa32 der am Messtor P3 vorlaufenden Welle a3 wird wiederum gemessen und gespeichert.
Nun wird wieder die Frequenz des lokalen Oszillators LO um weitere 10 MHz höher auf 1,035 GHz eingestellt. Die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals im Zwischenfrequenzbereich ZF3 beträgt nun wieder 25 MHz. Die damit verbundene Phasenänderung Δφa33 wird wiederum erfasst und gespeichert. Danach wird wieder die Frequenz des Signalgenerators GN3 am Messtor P3 um weitere 10 MHz auf nunmehr 1,020 GHz nachgezogen, so dass sich wieder eine
Zwischenfrequenz von 15 MHz ergibt. Die mit diesem Schritt verbundene Δφa} t Phasenänderung wird ebenfalls erfasst und gespeichert. Zu betonen ist, dass die Bandbreite des Zwischenfrequenzbereichs ZF3 wie auch alle anderen Zwischenfrequenzbereiche ZFl und ZF2 deutlich breiter als 5 MHz ist, dass sowohl die sich ergebende Zwischenfrequenz von 15 MHz als auch von 25 MHz innerhalb der sich um die Mittenfrequenz von 20 MHz erstreckenden Bandbreite liegen.
Der Vorgang wird solange wiederholt, bis die Frequenz des Signalgenerators GN3 bei 1,030 GHz und die zugehörige Frequenz des lokalen Oszillators bei 1,050 GHz liegt. Dabei wird als letzte Schrittweite anstatt 10 MHz eine Schrittweite von 5 MHz gewählt, so dass die sich nach dem letzten Schritt ergebende Frequenz des
Zwischenfrequenzsignals im Zwischenfrequenzbereich ZF3 wieder 20 MHz beträgt.
Der entscheidende Vorteil der vorstehend beschriebenen Vorgehensweise liegt darin, dass nun die Phasendifferenz Δφ zwischen den Anregungssignalen an dem Messtor P3 und dem Messtor Pl bekannt ist. Sie beträgt nun:
Δ^ 31 = P port 3 " P port l + Σ ΔP port 3. i ( 4 )
wobei φPort 3 - <PPoii l die ursprünglich gemäß Gleichung (3) ermittelte Phasendifferenz zwischen den Messtoren P3 und Pl vor Erhöhung der Frequenz des Signalgenerators GN3 war. Auch die Gesamtänderung Δφ^ der Phasenlage des lokalen Oszillators LO gegenüber der ursprünglichen Phasenlage des lokalen Oszillators φ ^ ist bekannt und beträgt:
Die Verstellung des lokalen Oszillators LO und des Signalgenerators GN3 könnte natürlich auch in umgekehrter Reihenfolge ablaufen, d.h. es könnte mit dem
Signalgenerator GN3 begonnen werden und der letzte Schritt mit der Frequenzerhöhung des lokalen Oszillators LO abgeschlossen werden. Die Eigenschaften des zu vermessenden Messobjekt DUT haben auf die Phasenlage keinen Einfluss, da lediglich die vorlaufenden Wellen al und a3 , nicht aber die rücklaufenden, von dem Messobjekt DUT reflektierten Wellen bl und b3 verwendet werden.
Das vorstehend beschriebene Verfahren wird im Rahmen dieser Anmeldung als Secum-Trahenz-Verfahren bezeichnet.
Jetzt muss noch die Frequenz des lokalen Oszillators LO so verstellt werden, dass die sich an dem Messtor P2 am Ausgang des Mischers M2 einstellende Zwischenfrequenz in die Bandbreite des Zwischenfrequenzbereichs ZF2 fällt.
Der zu vermessende Mischer DUT erzeugt an seinem Ausgangstor A ein Signal ZF_DUT, dessen Frequenz der Differenz der Frequenzen der Signale RF_DUT und LO_DUT entspricht. Im vorstehend beschriebenen Beispiel ergibt sich bei einer Frequenz des Signals LO_DUT von 1,030 GHz und einer Frequenz des Signals RF_DUT von 1,000 GHz eine Differenzfrequenz von 30 MHz, die am Messtor P2 bezüglich Amplitude und Phase analysiert werden soll .
Um eine Aussage über die Phase des Signals ZF_DUT treffen zu können, muss die Frequenz des lokalen Oszillators LO von nunmehr 1,050 GHz phasentreu auf 50 MHz verstellt werden, so dass die erwartende Frequenz von 30 MHz des Signals ZF_DUT in die Mitte der Bandbreite des Zwischenfrequenz-Bereichs ZF2 von 20 MHz fällt. Grundsätzlich kann dies mit dem vorstehend beschriebenen Secum-Trahenz-Verfahren durchgeführt werden. Die Verstellung von 1,050 GHz auf 50 MHz macht eine Verstellung um 1 GHz erforderlich, was bei einer Schrittweite von 10 MHz 202 Einzelschritte zur Verstellung des lokalen Oszillators LO und des Signalgenerators GN2 erfordern würde. Die Verstellung mit dem Secum-Trahenz- Verfahren wäre daher ohne weitere Maßnahmen relativ zeitaufwändig .
Es ist daher vorteilhaft, zunächst bei den Teilern des in Fig. 2 dargestellten Synthesizers des lokalen Oszillators LO nur die ganzzahligen Anteile zu verstellen, da dies kein Einfluss auf die Phasenlagen hat. Bei dem gebrochenrationalen Teilungsfaktor (N,F)CH des Teilers 64 des Child-PLL in der Stufe 65, bei dem Teilungsfaktor (N,F)SY des Teilers 67 des Sweep-PLL in der Stufe 66 und bei dem Teilungsfaktor (N1F)111x des Teilers 77 des Main-PLL der Stufe 73 sollte daher vorzugsweise in einem ersten Schritt nur der ganzzahlige Anteil N geändert werden. Die Frequenz fω am Ausgang des lokalen Oszillators LO befindet sich nach dieser Grobabstimmung dann bereits in der Nähe der Soll-Frequenz von 50 MHz.
Bei einer sich daran anschließenden Fein-Abstimmung sind dann die Nachkommaanteile F der Teilungsfaktoren (N,F)CH, (N,F)sy und (N, F) m schrittweise so zu verändern, dass die exakte Sollfrequenz von 50 MHz erreicht wird. Diese Feinabstimmung erfolgt dann mit dem vorstehend beschriebenen Secum-Tranenz-Verfahren in kleinen Schrittweiten von beispielsweise wieder 10 MHz.
Wenn sich nur durch Verändern der ganzzahligen Anteile der Teilungsfaktoren bereits ein genügend feines Abstimmraster ergibt, so dass sichergestellt ist, dass das am Tor P2 empfangene Signal ZF_DUT nach Mischen mit dem Signal des lokalen Oszillators LO in dem Mischer M2 in die Bandbreite des Zwischenfrequenzbereichs ZF2 fällt, kann die Feinabstimmung nach dem Secum-Trahenz-Verfahren ggf. auch entfallen. In diesem Fall kann auch ein Netzwerkanalysator zum Einsatz kommen, der statt drei Signalgeneratoren nur zwei Signalgeneratoren GNl und GN3 zur Verfügung hat, die für die Signale an den Messtoren Pl und P3 benötigt werden, so dass das Secum-Trahenz-Verfahren am Messtor P2 aufgrund des fehlenden Signalgenerators GN2 nicht angewandt werden kann. Beispielsweise würde das Umschalten des ganzzahligen Anteils N des Teilerfaktors (N, F) m an der Haupt-PLL-Stufe 73 von 4 auf 128 die ursprüngliche Frequenz f^ des lokalen Oszillators LO von 1050 MHz auf 1050 MHz • 4/128 = 32,8125 MHz ändern. Eine Mischung in dem Mischer M2 mit der Frequenz von 30 MHz des empfangenen Signals ZF_DUT würde somit zu einer Zwischenfrequenz von 32,8125 MHz - 30 MHz = 2,8125 MHz führen, was in die nach unten im Wesentlichen nicht begrenzte Bandbreite des Zwischenfrequenzbereichs ZF2 fällt.
Eine dritte Möglichkeit, den großen Frequenzsprung von im Beispiel 1,050 GHz nach ca. 50 MHz zu bewältigen, stellt die Messung bei Harmonischen bzw. Subharmonischen der Grundfrequenz f^, des lokalen Oszillators LO dar. Dabei belässt man die Frequenz des lokalen Oszillators LO bei der Einstellung, bei der nach dem Secum-Trahenz-Verfahren die Phasenbeziehung ermittelt wurde, misst aber bei einer Empfängstrequenz von beispielsweise f^/9 abzüglich der Geräte-Zwischenfrequenz von im vorstehenden Beispiel 20 MHz.
Die Erfindung ist nicht auf das vorstehend beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt. Insbesondere ist das erfindungsgemäße Verfahren auch bei Netzwerkanalysatoren mit mehr als drei Messtoren und mit weniger als einem
Signalgenerator pro Messtor anwendbar. Grundsätzlich ist das Verfahren auch nicht auf Netzwerkanalysatoren beschränkt und kann auch bei anderen Geräten, beispielsweise bei Signalgeneratoren, Verwendung finden, wobei die Anwendung nicht auf die Vermessung von frequenzumsetzenden Messobjekten beschränkt ist.

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zur Messung an einem Messobjekt (DUT) insbesondere mittels eines Netzwerkanalysators (NA) , mit mehreren Messtoren (P1-P3), zumindest einem Signalgenerator (GNl ;GN2 ;GN3 ) zur Anregung des Messobjekts (DUT) und zumindest einem lokalen Oszillator (LO) zur Messung des von dem Messobjekt (DUT) reflektierten oder transmittierten Signals nach dem Überlagerungsprinzip, dadurch gekennzeichnet, dass bei einem Frequenzwechsel nur die Frequenz des lokalen Oszillators (LO) oder die Frequenz des Signalgenerators (GN1;GN2 ;GN3 ) nicht aber gleichzeitig die Frequenz des lokalen Oszillators (LO) und des Signalgenerators (GNl ;GN2 ;GN3 ) geändert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer Frequenzänderung nacheinander alternierend die Frequenz des Signalgenerators (GNl ;GN2 ;GN3 ) und des lokalen Oszillators (LO) geändert wird, wobei bei einer Änderung der Frequenz des Signalgenerators (GNl ;GN2 ;GN3 ) die Frequenz des lokalen Oszillator (LO) unverändert bleibt und bei einer Änderung der Frequenz des lokalen Oszillator (LO) die Frequenz des Signalgenerators (GN1;GN2;GN3) unverändert bleibt und durch Messen der Phasenveränderung des Überlagerungssignals aus dem Generatorsignal des Signalgenerators (GNl;GN2 ;GN3 ) und dem Oszillatorsignal des lokalen Oszillator (LO) die Phasenänderung bei der Frequenzänderung des Signalgenerators (GNl ;GN2 ;GN3 ) bzw. des lokalen Oszillator (LO) erfasst wird.
3. Verfahren nach Anspruch 2 , dadurch gekennzeichnet. dass die Differenz der Phasenlage vor und nach der Frequenzänderung durch Verstellen der Phasenlage des lokalen Oszillators (LO) und/oder des Signalgenerators (GN1;GN2;GN3) korrigiert wird.
4. Verfahren nach Anspruch 2 , dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz der Phasenlage vor und nach der Frequenzänderung bei der Auswertung des Messsignals eingerechnet wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der lokale Oszillator (LO) und jeder Signalgenerator (GN1;GN2;GN3) zumindest eine geschlossene
Phasenregelschleife (65,-66; 73) mit zumindest einem Teiler (64; 67; 77) aufweist, der eine Frequenzteilung mit einem gebrochenrationalen Teilungsfaktor ((N,F)CH, (N,F)SY, (N1F)1^)) durchführt, dass bei einem groben Frequenzwechsel zunächst der ganzzahlige Anteil (N) des Teilungsfaktors sowohl des lokalen Oszillators (LO) als auch des Signalgenerators (GN1;GN2;GN3) geändert wird und dass bei einem anschließenden feinen Frequenzwechsel wechselweise der nichtganzzahlige Anteil (F) des
Teilungsfaktors des lokalen Oszillators (LO) geändert wird und der nichtganzzahlige Anteil (F) des Teilungsfaktors des Signalgenerators (GN1;GN2 ;GN3) unverändert bleibt und dann nur der nichtganzzahlige Anteil (F) des Teilungsfaktors des Signalgenerator (GNl ; GN2 ; GN3 ) geändert wird und der nichtganzzahlige Anteil (F) des Teilungsfaktors des lokalen Oszillators (LO) unverändert bleibt.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Messobjekt (DUT) ein frequenzumsetzendes Messobjekt ist und der Netzwerkanalysator (NA) mindestens drei Messtore (P1-P3) hat, wobei das Messobjekt (DUT) über zwei Messtore (Pl;P3) mit jeweils einem Generatorsignal eines Signalgenerators (GNl ;GN3) beaufschlagt wird und das frequenzumgesetzte Signal des Messobjekts (DUT) an dem dritten Messtor (P2) gemessen wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass mit einem ersten Signalgenerator (GNl) eines ersten
Messtors (Pl) des Netzwerkanalysators (NA) ein erstes Eingangs-Tor (El) des frequenzumsetzenden Messobjekts (DUT) beaufschlagt wird, dass mit einem zweiten Signalgenerator (GN3) eines zweiten Messtors (P3) des Netzwerkanalysators (NA) ein zweites Eingangs-Tor (E2) des frequenzumsetzenden Messobjekts (DUT) beaufschlagt wird, und dass das frequenzumgesetzte Signal eines Ausgangs-Tors (A) des frequenzumsetzenden Messobjekts (DUT) an einem dritten Messtor (P2) des Netzwerkanalysators (NA) gemessen wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7 , dadurch gekennzeichnet, dass der erste Signalgenerator (GNl) und der zweite Signalgenerator (GN3) zunächst auf der gleichen Frequenz betrieben werden und ein erstes Überlagerungssignal aus dem Generatorsignal des ersten Signalgenerators (GNl) und dem Oszillatorsignal des lokalen Oszillators (LO) sowie ein zweites Überlagerungssignal aus dem Generatorsignal des zweiten Signalgenerators (GN3) und dem Oszillatorsignal des lokalen Oszillators (LO) erfasst werden .
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass dann die Frequenz des Generatorsignals des zweiten Signalgenerators (GN3) und die Frequenz des lokalen Oszillators (LO) nacheinander alternierend geändert werden, wobei bei einer Änderung der Frequenz des zweiten Signalgenerators (GN3) die Frequenz des lokalen Oszillator (LO) unverändert bleibt und bei einer Änderung der Frequenz des lokalen Oszillator (LO) die Frequenz des zweiten Signalgenerators (GN3) unverändert bleibt und durch Messen der Phasenveränderung des
Überlagerungssignals aus dem Generatorsignal des zweiten Signalgenerators (GN3) und dem Oszillatorsignal des lokalen Oszillator (LO) die Phasenänderung bei jeder Frequenzänderung des zweiten Signalgenerators (GN3) erfasst wird.
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass dann die Frequenz des Generatorsignals eines dritten Signalgenerators (GN2) und die Frequenz des lokalen Oszillators (LO) nacheinander alternierend geändert werden, wobei bei einer Änderung der Frequenz des dritten Signalgenerators (GN2) die Frequenz des lokalen Oszillator (LO) unverändert bleibt und bei einer Änderung der Frequenz des lokalen Oszillator (LO) die Frequenz des dritten Signalgenerators (GN3) unverändert bleibt und durch Messen der Phasenveränderung des
Überlagerungssignals aus dem Generatorsignal des dritten Signalgenerators (GN2) und dem Oszillatorsignal des lokalen Oszillator (LO) die Phasenänderung bei jeder Frequenzänderung des lokalen Oszillator (LO) erfasst wird.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der lokale Oszillators (LO) zumindest eine geschlossene Phasenregelschleife (65; 66,-73) mit zumindest einem Teiler (64; 67; 77) aufweist, der eine Frequenzteilung mit einem Teilungsfaktor ((N,F)CH, (N,F)SY, (N, F)nJ) durchführt , und dass bei einer Frequenzänderung des lokale Oszillators (LO) nur der ganzzahlige Anteil (N) des Teilungsfaktors geändert wird.
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