EP1848099A1 - Assembly circuit and method for operating at least one load - Google Patents
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- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
Definitions
- the present invention relates to a circuit arrangement for operating at least one consumer, comprising a supply voltage connection for connecting a supply voltage, a step-up converter which is coupled to the supply voltage terminal, wherein the boost converter comprises a boost converter inductor, an electronic boost converter switch, a boost converter diode and a boost converter capacitor, and an output terminal for connecting the at least one consumer. It also relates to a method for operating at least one consumer on such a circuit arrangement.
- FIG. 1 To illustrate the problem underlying the invention, reference is first made to the circuit arrangement shown in FIG. 1, known from the prior art.
- This circuit has a supply voltage terminal to which a mains voltage U N is connected.
- the current flowing from the network into the circuit is denoted by IN.
- a filter unit comprising a capacitor C1 and two coils L1a and L1b coupled together prevents the transmission of disturbances from the circuit to the network.
- the filter unit is followed by a rectifier comprising diodes D1, D2, D3 and D4.
- the rectified filtered mains voltage U NG is provided to a boost converter by a capacitor C2, which comprises a boost converter inductor L2a, an electronic boost converter switch T1, a boost converter diode D5, and a boost converter capacitor C3.
- a control device 10 For the evaluation of the current through the inductor L2b serves - among other functions - a control device 10.
- a shunt resistor R1 for measurement of the current through the boost converter switch T1 via the input 16 of the control device 10 is provided.
- the voltage drop across the capacitor C3 is usually referred to as intermediate circuit voltage U ZK and provided via an output terminal A1, A2 to a consumer, not shown.
- the consumer may be a lamp, for example.
- the intermediate circuit voltage U ZK is regulated by the control device 10 and therefore supplied to it via an input 18.
- the control device 10 is designed so that the on-time of the boost converter switch T1 is fixed in the steady state.
- the pause time is variable as a function of the instantaneous value of the sinusoidal mains voltage U N.
- the disadvantage of the circuit arrangement illustrated in FIG. 1 is that the THD (Total Harmonic Distortion) factor of the line current IN is too large for some applications and does not meet the corresponding standards.
- the object of the present invention consists in further developing the circuit arrangement of Fig. 1 such that a reduction of the THD factor of the AC current I N can be achieved.
- the invention is first based on the finding that the mains current IN in the region of the zero crossing of the mains voltage U N has a distinct flattening, indicated in FIG. 2 by an arrow.
- This flattening as determined by a detailed analysis, has its cause on the one hand in the parasitic capacitances of the branch point P to ground, (originating essentially from the boost converter switch T1), with the result that the energy stored in the boost converter inductor L2a is at low currents - Is used according to a small input voltage U N - mainly or even completely to reload these parasitic capacitances.
- FIG 3 shows the course of the voltage U P at the point P and the course of the current I L2a , wherein the zero line of the voltage U P and the current I L2a by the arrow for the channels 1, 3 on the left side of the diagram of FIG 3 is marked.
- the energy from the boost converter inductor L2a is discharged into the parasitic capacitances (left half of FIG. 3).
- the inductor L2a is now magnetized in the opposite direction.
- the negative rash, see the course of the current I L2a almost reaches the level of the previous positive maximum.
- the current I L2a is almost mean free. As a result, hardly any power is taken from the network.
- the invention is based on the recognition that this reversal of the current I L2a by the boost converter inductor L2a can be reduced if a decoupling diode is arranged in series with the boost converter switch T1. This reduces the negative precharge of the boost converter inductor L2a and thus improves the waveform of the grid current IN.
- a preferred embodiment is characterized in that the decoupling diode between the connection point P, via which the boost converter inductor is coupled to the boost converter diode, and the boost converter switch is coupled.
- An alternative to this is characterized in that the decoupling diode is coupled between the boost converter switch and a reference potential. In the latter embodiment, a shunt for current detection may be coupled between the decoupling diode and the reference potential.
- the already mentioned control device can be designed to control the boost converter switch in such a way that its switch-on time in stationary operation is fixed independently of the instantaneous voltage and the pause time is variable.
- the circuit arrangement comprises a device for detecting the change in direction of the current through the boost converter inductor, wherein the control device is designed to control the pause time in dependence on the change in direction of the current through the boost converter inductor.
- the control device is preferably designed to switch on the boost converter switch when the detected instantaneous value of the current through the boost converter throttle is equal to zero.
- FIG. 4 shows an exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention, wherein the reference numbers introduced with reference to FIG. 1 for identical and identically acting elements have been adopted and will not be described again.
- the embodiment of the circuit arrangement illustrated in FIG. 4 differs from the circuit arrangement illustrated in FIG. 1 in that a decoupling diode D6 is inserted in series with the step-up converter switch T1.
- this is inserted between the point P and the boost converter switch T1.
- a decoupling diode could be inserted between the boost converter switch T1 and the reference potential.
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Abstract
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens eines Verbrauchers, umfassend einen Versorgungsspannungsanschluss zum Anschließen einer Versorgungsspannung, einen Hochsetzsteller, der mit dem Versorgungsspannungsanschluss gekoppelt ist, wobei der Hochsetzsteller eine Hochsetzstellerdrossel, einen elektronischen Hochsetzstellerschalter, eine Hochsetzstellerdiode und einen Hochsetzstellerkondensator aufweist, und einen Ausgangsanschluss zum Anschließen des mindestens einen Verbrauchers. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben mindestens eines Verbrauchers an einer derartigen Schaltungsanordnung.The present invention relates to a circuit arrangement for operating at least one consumer, comprising a supply voltage connection for connecting a supply voltage, a step-up converter which is coupled to the supply voltage terminal, wherein the boost converter comprises a boost converter inductor, an electronic boost converter switch, a boost converter diode and a boost converter capacitor, and an output terminal for connecting the at least one consumer. It also relates to a method for operating at least one consumer on such a circuit arrangement.
Zur Darstellung der der Erfindung zugrunde liegenden Problematik wird zunächst auf die in Fig. 1 dargestellte, aus dem Stand der Technik bekannte Schaltungsanordnung verwiesen. Diese Schaltungsanordnung weist einen Versorgungsspannungsanschluss auf, an dem eine Netzspannung UN angeschlossen ist. Der aus dem Netz in die Schaltungsanordnung fließende Strom wird mit IN bezeichnet. Eine Filtereinheit, die einen Kondensator C1 sowie zwei miteinander gekoppelte Spulen L1 a und L1 b umfasst, verhindert die Übertragung von Störungen aus der Schaltungsanordnung ins Netz. Auf die Filtereinheit folgt ein Gleichrichter, der die Dioden D1, D2, D3 und D4 umfasst. Die gleichgerichtete, gefilterte Netzspannung UNG wird an einem Kondensator C2 an einen Hochsetzsteller bereitgestellt, der eine Hochsetzstellerdrossel L2a, einen elektronischen Hochsetzstellerschalter T1, eine Hochsetzstellerdiode D5 und einen Hochsetzstellerkondensator C3 umfasst. Eine mit der Hochsetzstellerdrossel L2a gekoppelte Drossel L2b, die mit dem Eingang 12 der Steuervorrichtung 10 verbunden ist, dient der Erfassung eines Stromrichtungswechsels durch die Hochsetzstellerdrossel L2a, um den Hochsetzstellerschalter T1 dann einzuschalten, wenn der erfasste Momentanwert dieses Stroms gleich Null ist. Dieser Betrieb wird als so genanntes Arbeiten an der Lückgrenze bezeichnet. Zur Auswertung des Stroms durch die Drossel L2b dient - neben anderen Funktionen - eine Steuervorrichtung 10. Zwischen den Hochsetzstellerschalter T1, der über die Steuervorrichtung 10 über deren Ausgang 14 gesteuert wird, und dem Bezugspotential, vorliegend Massepotential, ist ein Shunt-Widerstand R1 zur Messung des Stroms durch den Hochsetzstellerschalter T1 über den Eingang 16 der Steuervorrichtung 10 vorgesehen. Die am Kondensator C3 abfallende Spannung wird üblicherweise als Zwischenkreisspannung UZK bezeichnet und über einen Ausgangsanschluss A1, A2 an einen nicht dargestellten Verbraucher bereitgestellt. Der Verbraucher kann beispielsweise eine Lampe sein. Die Zwischenkreisspannung UZK wird durch die Steuervorrichtung 10 geregelt und ihr deshalb über einen Eingang 18 zugeführt. Die Steuervorrichtung 10 ist so ausgelegt, dass die Einschaltzeit des Hochsetzstellerschalters T1 im stationären Zustand fest ist. Die Pausenzeit ist in Abhängigkeit des Momentanwerts der sinusförmigen Netzspannung UN variabel. Der Nachteil der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung besteht darin, dass der THD (Total Harmonic Distortion)-Faktor des Netzstroms IN für einige Anwendungen zu groß ist und die entsprechenden Normen nicht erfüllt.To illustrate the problem underlying the invention, reference is first made to the circuit arrangement shown in FIG. 1, known from the prior art. This circuit has a supply voltage terminal to which a mains voltage U N is connected. The current flowing from the network into the circuit is denoted by IN. A filter unit comprising a capacitor C1 and two coils L1a and L1b coupled together prevents the transmission of disturbances from the circuit to the network. The filter unit is followed by a rectifier comprising diodes D1, D2, D3 and D4. The rectified filtered mains voltage U NG is provided to a boost converter by a capacitor C2, which comprises a boost converter inductor L2a, an electronic boost converter switch T1, a boost converter diode D5, and a boost converter capacitor C3. A throttle L2b coupled to the boost converter inductor L2a and connected to the
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, die Schaltungsanordnung von Fig. 1 derart weiterzubilden, dass eine Verringerung des THD-Faktors des Netzstroms IN erzielt werden kann.The object of the present invention consists in further developing the circuit arrangement of Fig. 1 such that a reduction of the THD factor of the AC current I N can be achieved.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 und durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 9.This object is achieved by a circuit arrangement having the features of
Die Erfindung basiert zunächst auf der Erkenntnis, dass der Netzstrom IN im Bereich des Nulldurchgangs der Netzspannung UN eine deutliche, in Fig. 2 durch einen Pfeil gekennzeichnete Abplattung aufweist. Diese Abplattung hat, wie durch eine detaillierte Analyse festgestellt wurde, seine Ursache einerseits in den parasitären Kapazitäten des Verzweigungspunkts P gegen Masse, (im Wesentlichen vom Hochsetzstellerschalter T1 herrührend), was zur Folge hat, dass die in der Hochsetzstellerdrossel L2a gespeicherte Energie bei kleinen Strömen - entsprechend einer kleinen Eingangsspannung UN - hauptsächlich oder sogar vollständig verwendet wird, um diese parasitären Kapazitäten umzuladen. Im letztgenannten Fall erreicht die Spannung am Punkt P nicht mehr die Höhe der Zwischenkreisspannung UZK, so dass die Hochsetzstellerdiode D5 nicht mehr leitend wird. Damit stockt der Energieeintrag in den so genannten Zwischenkreis, was zur Folge hat, dass nur Blindleistung mit entsprechenden Verlusten kursiert. Damit pendelt bei niedrigen Netzspannungen UN lediglich Blindleistung zwischen den parasitären Kapazitäten, insbesondere des Hochsetzstellerschalters, und der Hochsetzstellerdrossel hin und her. Weil somit lediglich ein Austausch der Energie zwischen diesen beiden Energiespeichern stattfindet, wird der Netzstrom IN fast zu Null. Fig.2 zeigt überdies den zeitlichen Verlauf der Spannung UR1 am Shunt-Widerstand R1, der Spannung UD am Drainanschluß des Transistors T1 sowie des Stroms IL2a durch die Drossel L2a.The invention is first based on the finding that the mains current IN in the region of the zero crossing of the mains voltage U N has a distinct flattening, indicated in FIG. 2 by an arrow. This flattening, as determined by a detailed analysis, has its cause on the one hand in the parasitic capacitances of the branch point P to ground, (originating essentially from the boost converter switch T1), with the result that the energy stored in the boost converter inductor L2a is at low currents - Is used according to a small input voltage U N - mainly or even completely to reload these parasitic capacitances. In the latter case, the voltage at the point P no longer reaches the level of the intermediate circuit voltage U ZK , so that the step-up converter diode D5 no longer becomes conductive. As a result, the energy input into the so-called DC link is reduced, which means that only reactive power with corresponding losses is circulating. Thus, at low mains voltages U N only shuttles reactive power between the parasitic capacitances, in particular the boost converter switch, and the boost converter throttle back and forth. Because thus only an exchange of energy between these two energy storage takes place, the mains current I N is almost zero. 2 also shows the time profile of the voltage U R1 at the shunt resistor R1, the voltage U D at the drain of the transistor T1 and the current I L2a through the inductor L2a.
Fig. 3 zeigt den Verlauf der Spannung UP am Punkt P sowie den Verlauf des Stroms IL2a ,wobei die Nulllinie der Spannung UP und des Stroms IL2a durch den Pfeil für die Kanäle 1, 3 an der linken Seite des Diagramms von Fig. 3 gekennzeichnet ist. Wie in dieser Figur zu erkennen ist, wird die Energie aus der Hochsetzstellerdrossel L2a in die parasitären Kapazitäten entladen (linke Hälfte der Fig. 3). Beim Rückschwingen, siehe rechte Hälfte der Figur 3, wird nun die Drossel L2a in entgegengesetzter Richtung aufmagnetisiert. Dabei erreicht der negative Ausschlag, siehe den Verlauf des Stroms IL2a, fast wieder die Höhe des vorangegangenen positiven Maximums. Der Strom IL2a ist nahezu Mittelwertfrei. Dadurch wird kaum Strom aus dem Netz entnommen.3 shows the course of the voltage U P at the point P and the course of the current I L2a , wherein the zero line of the voltage U P and the current I L2a by the arrow for the
Die Erfindung basiert schließlich auf der Erkenntnis, dass dieses Umschwingen des Stroms IL2a durch die Hochsetzstellerdrossel L2a reduziert werden kann, wenn seriell zum Hochsetzstellerschalter T1 eine Entkopplungsdiode angeordnet wird. Diese verringert die negative Vorladung der Hochsetzstellerdrossel L2a und verbessert damit die Kurvenform des Netzstroms IN. Dadurch, dass sich der zeitliche Verlauf des Netzstroms IN nunmehr einer Sinusform annähert, wird der THD-Faktor dieses Stroms deutlich verbessert.Finally, the invention is based on the recognition that this reversal of the current I L2a by the boost converter inductor L2a can be reduced if a decoupling diode is arranged in series with the boost converter switch T1. This reduces the negative precharge of the boost converter inductor L2a and thus improves the waveform of the grid current IN. The fact that the temporal course of the line current IN now approaches a sinusoidal shape significantly improves the THD factor of this current.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Entkopplungsdiode zwischen den Verbindungspunkt P, über den die Hochsetzstellerdrossel mit der Hochsetzstellerdiode gekoppelt ist, und den Hochsetzstellerschalter gekoppelt ist. Eine Alternative hierzu zeichnet sich dadurch aus, dass die Entkopplungsdiode zwischen den Hochsetzstellerschalter und ein Bezugspotential gekoppelt ist. Bei der letztgenannten Ausführungsform kann zwischen die Entkopplungsdiode und das Bezugspotential ein Shunt zur Stromerfassung gekoppelt sein.A preferred embodiment is characterized in that the decoupling diode between the connection point P, via which the boost converter inductor is coupled to the boost converter diode, and the boost converter switch is coupled. An alternative to this is characterized in that the decoupling diode is coupled between the boost converter switch and a reference potential. In the latter embodiment, a shunt for current detection may be coupled between the decoupling diode and the reference potential.
Die bereits erwähnte Steuervorrichtung kann ausgelegt sein, den Hochsetzstellerschalter derart anzusteuern, dass seine Einschaltzeit im stationären Betrieb unabhängig von der momentanen Spannung fest und die Pausenzeit variabel ist. Bevorzugt weist im letztgenannten Fall die Schaltungsanordnung eine Vorrichtung zur Erfassung des Richtungswechsels des Stroms durch die Hochsetzstellerdrossel auf, wobei die Steuervorrichtung ausgelegt ist, die Pausenzeit in Abhängigkeit vom Richtungswechsel des Stroms durch die Hochsetzstellerdrossel zu steuern. Dabei ist die Steuervorrichtung bevorzugt ausgelegt, den Hochsetzstellerschalter dann einzuschalten, wenn der erfasste Momentanwert des Stroms durch die Hochsetzstellerdrossel gleich Null ist.The already mentioned control device can be designed to control the boost converter switch in such a way that its switch-on time in stationary operation is fixed independently of the instantaneous voltage and the pause time is variable. Preferably, in the latter case, the circuit arrangement comprises a device for detecting the change in direction of the current through the boost converter inductor, wherein the control device is designed to control the pause time in dependence on the change in direction of the current through the boost converter inductor. In this case, the control device is preferably designed to switch on the boost converter switch when the detected instantaneous value of the current through the boost converter throttle is equal to zero.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.Further advantageous embodiments will become apparent from the dependent claims.
Die im Vorhergehenden mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.The preferred embodiments presented above with reference to the circuit arrangement according to the invention and their advantages apply mutatis mutandis, as applicable, for the inventive method.
Im Folgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
- Fig. 1
- in schematischer Darstellung eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens eines Verbrauchers;
- Fig. 2
- den zeitlichen Verlauf des Netzstroms IN, der Spannung UR1 am Shunt-Widerstand R1, der Spannung UD am Drainanschluß des Transistors T1 sowie des Stroms IL2a durch die Drossel L2a für die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung;
- Fig. 3
- den zeitlichen Verlauf der Spannung UP am Punkt P sowie des Stroms IL2a durch die Hochsetzstellerdrossel L2a für die Schaltungsanordnung von Fig. 1;
- Fig. 4
- in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Verbrauchers; und
- Fig. 5
- den zeitlichen Verlauf des Netzstroms IN, der Spannung UR1 am Shunt-Widerstand R1, der Spannung UD am Drainanschluß des Transistors T1 sowie des Stroms IL2a durch die Drossel L2a für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung von Fig. 4.
- Fig. 1
- a schematic representation of a known from the prior art circuit arrangement for operating at least one consumer;
- Fig. 2
- the time profile of the mains current IN, the voltage U R1 at the shunt resistor R1, the voltage U D at the drain of the transistor T1 and the current I L2a through the inductor L2a for the circuit arrangement shown in Figure 1;
- Fig. 3
- the time profile of the voltage U P at point P and the current I L2a through the boost converter inductor L2a for the circuit arrangement of Fig. 1;
- Fig. 4
- a schematic representation of an embodiment of a circuit arrangement according to the invention for operating a consumer; and
- Fig. 5
- the time course of the mains current IN, the voltage U R1 at the shunt resistor R1, the voltage U D at the drain of the transistor T1 and the current I L2a through the inductor L2a for the inventive circuit arrangement of FIG.
Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, wobei die mit Bezug auf Fig. 1 eingeführten Bezugszeichen für gleiche und gleich wirkende Elemente übernommen worden sind und nicht nochmals beschrieben werden. Die Ausführungsform der in Fig. 4 dargestellten Schaltungsanordnung unterscheidet sich von der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung dadurch, dass seriell zum Hochsetzstellerschalter T1 eine Entkopplungsdiode D6 eingefügt ist.4 shows an exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention, wherein the reference numbers introduced with reference to FIG. 1 for identical and identically acting elements have been adopted and will not be described again. The embodiment of the circuit arrangement illustrated in FIG. 4 differs from the circuit arrangement illustrated in FIG. 1 in that a decoupling diode D6 is inserted in series with the step-up converter switch T1.
Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 4 ist diese zwischen dem Punkt P und dem Hochsetzstellerschalter T1 eingefügt. Alternativ oder zusätzlich könnte eine Entkopplungsdiode zwischen dem Hochsetzstellerschalter T1 und dem Bezugspotential eingefügt sein. Durch diese Entkopplungsdiode D6, die bevorzugt möglichst kapazitätsarm ausgeführt ist, wird die negative Vorladung der Hochsetzstellerdrossel L2a deutlich verringert, im Optimalfall sogar völlig verhindert. Damit lässt sich der in Fig. 5 dargestellte, zeitliche Verlauf des Netzstroms IN erzielen, der nunmehr die Abplattung, siehe Fig. 2, nicht mehr aufweist.In the embodiment of FIG. 4, this is inserted between the point P and the boost converter switch T1. Alternatively or additionally, a decoupling diode could be inserted between the boost converter switch T1 and the reference potential. By this decoupling diode D6, which is preferably carried out as low as possible, the negative precharge of the boost converter inductor L2a is significantly reduced, in the optimal case even completely prevented. This makes it possible to achieve the time profile of the mains current IN shown in FIG. 5, which now no longer has the flattening, see FIG. 2.
Claims (9)
dass die Schaltungsanordnung weiterhin eine Entkopplungsdiode (D6) aufweist, wobei die Entkopplungsdiode (D6) seriell zum Hochsetzstellerschalter (T1) angeordnet ist.Circuit arrangement for operating at least one consumer, comprising:
that the circuit arrangement further comprising a decoupling diode (D6), said decoupling diode (D6) in series with the step-up converter switch (T1) is arranged.
dadurch gekennzeichnet,
dass die Entkopplungsdiode (D6) zwischen den Verbindungspunkt (P), über den die Hochsetzstellerdrossel (L2a) mit der Hochsetzstellerdiode (D5) gekoppelt ist, und den Hochsetzstellerschalter (T1) gekoppelt ist.Circuit arrangement according to Claim 1,
characterized,
in that the decoupling diode (D6) is coupled between the connection point (P) via which the boost converter throttle (L2a) is coupled to the boost converter diode (D5) and the boost converter switch (T1).
dadurch gekennzeichnet,
dass die Entkopplungsdiode (D6) zwischen den Hochsetzstellerschalter (T1) und ein Bezugspotential gekoppelt ist.Circuit arrangement according to Claim 1,
characterized,
in that the decoupling diode (D6) is coupled between the boost converter switch (T1) and a reference potential.
dadurch gekennzeichnet,
dass zwischen die Entkopplungsdiode (D6) und das Bezugspotential ein Shunt (R1) zur Stromerfassung gekoppelt ist.Circuit arrangement according to Claim 3,
characterized,
in that a shunt (R1) for current detection is coupled between the decoupling diode (D6) and the reference potential.
dadurch gekennzeichnet,
dass die Schaltungsanordnung weiterhin eine Steuervorrichtung (10) zur Steuerung des Hochsetzstellerschalters (T1) aufweist.Circuit arrangement according to one of the preceding claims,
characterized,
that the circuit arrangement further comprises a control device (10) for controlling the step-up converter switch (T1).
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (10) ausgelegt ist, den Hochsetzstellerschalter (T1) derart anzusteuern, dass seine Einschaltzeit im stationären Betrieb und unabhängig von der momentanen Spannung fest und die Pausenzeit variabel ist.Circuit arrangement according to Claim 5,
characterized,
in that the control device (10) is designed to control the boost converter switch (T1) in such a way that its switch-on time in steady-state operation and independent of the instantaneous voltage is fixed and the pause time is variable.
dadurch gekennzeichnet,
dass die Schaltungsanordnung eine Vorrichtung zur Erfassung eines Richtungswechsels des Stroms durch die Hochsetzstellerdrossel (L2a) aufweist, wobei die Steuervorrichtung (10) ausgelegt ist, die Pausenzeit in Abhängigkeit von dem Richtungswechsel des Stroms durch die Hochsetzstellerdrossel (L2a) zu steuern.Circuit arrangement according to Claim 6,
characterized,
that the circuit arrangement comprises a device for detecting a change in direction of the current through the boost converter inductor (L2a), wherein the control device (10) is configured to control the pause time in response to the change of direction of the current through the boost converter inductor (L2a).
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (10) ausgelegt ist, den Hochsetzstellerschalter (T1) dann einzuschalten, wenn der erfasste Momentanwert des Stroms durch die Hochsetzstellerdrossel (L2a) gleich Null ist.Circuit arrangement according to Claim 7,
characterized,
in that the control device (10) is designed to switch on the boost converter switch (T1) when the detected instantaneous value of the current through the boost converter throttle (L2a) is equal to zero.
gekennzeichnet durch folgenden Schritt:
characterized by the following step:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP06008130A EP1848099A1 (en) | 2006-04-19 | 2006-04-19 | Assembly circuit and method for operating at least one load |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP06008130A EP1848099A1 (en) | 2006-04-19 | 2006-04-19 | Assembly circuit and method for operating at least one load |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| EP1848099A1 true EP1848099A1 (en) | 2007-10-24 |
Family
ID=37403143
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| EP06008130A Withdrawn EP1848099A1 (en) | 2006-04-19 | 2006-04-19 | Assembly circuit and method for operating at least one load |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1848099A1 (en) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0507393A2 (en) * | 1991-04-04 | 1992-10-07 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit arrangement |
| US5650925A (en) * | 1995-02-09 | 1997-07-22 | Magnetek, Inc. | Diode clamping arrangement for use in electronic ballasts |
-
2006
- 2006-04-19 EP EP06008130A patent/EP1848099A1/en not_active Withdrawn
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0507393A2 (en) * | 1991-04-04 | 1992-10-07 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit arrangement |
| US5650925A (en) * | 1995-02-09 | 1997-07-22 | Magnetek, Inc. | Diode clamping arrangement for use in electronic ballasts |
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