EP1756936A1 - Gleichrichter-schaltkreis, schaltkreis-anordnung und verfahren zum herstellen eines gleichrichter-schaltkreises - Google Patents

Gleichrichter-schaltkreis, schaltkreis-anordnung und verfahren zum herstellen eines gleichrichter-schaltkreises

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Publication number
EP1756936A1
EP1756936A1 EP05752468A EP05752468A EP1756936A1 EP 1756936 A1 EP1756936 A1 EP 1756936A1 EP 05752468 A EP05752468 A EP 05752468A EP 05752468 A EP05752468 A EP 05752468A EP 1756936 A1 EP1756936 A1 EP 1756936A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
connection
coupled
voltage connection
rectifier circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP05752468A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Ralf Brederlow
Christian Pacha
Roland Thewes
Werner Weber
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1756936A1 publication Critical patent/EP1756936A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/219—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/74—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/75—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems using transponders powered from received waves, e.g. using passive transponders, or using passive reflectors

Definitions

  • the invention relates to a rectifier circuit, a circuit arrangement and a method for producing a rectifier circuit.
  • a contactless chip card or a contactless identification data carrier such as "ID tag"
  • the electrical energy required for the operation of an associated circuit is often transmitted using an alternating electromagnetic field, which is usually coupled into a circuit by means of an antenna .
  • an antenna can be a coil, for example, if the energy is transmitted inductively.
  • the AC signal (for example an AC current or an AC voltage), which is usually tapped at connections of the antenna, must first be rectified and then optionally smoothed and stabilized.
  • a rectifier circuit is usually used for this.
  • the rectifier circuit 100 has one
  • a first connection of the AC voltage source 101 is coupled to a first connection of the first diode 102, the second connection of which . a first connection of the fourth diode 105 and a first direct voltage output connection 106. Furthermore, the first connection of the AC voltage source 101 is coupled to a first connection of the second diode 103, the second connection of which is coupled to a first connection of the third diode 104 and to a second DC voltage output connection 107. A second connection of the AC voltage source 101 is coupled to the second connection of the third diode 104 and to the second connection of the fourth diode 105. Between the DC voltage
  • output connections 106, 107 provide a direct voltage V 0 u ⁇ generated from the alternating voltage V ⁇ W. Furthermore, a filter capacitor 108 is provided between the connections 106, 107 for smoothing the rectified output voltage.
  • FIG. 1B shows a diagram 110, along the abscissa 111 of which the voltage V D between the two connections of one of the diodes 102 to 105 is shown, and at the ordinate 112 of which the associated electrical current I D , which is passed through the respective diode 102 until 105 flows.
  • the course of a typical current-voltage characteristic curve of a semiconductor diode from a pn junction is thus sketched in FIG.
  • the diode blocks if a voltage is applied that is less than a threshold voltage V, D of the diode. If a voltage is applied above this threshold voltage, the electrical current increases with steepness as the voltage increases.
  • the value of the threshold voltage V, D is typically between 0.6 V and 0.7 V due to the material and the production. Because such a voltage is present in the bridge rectifier circuit shown in FIG. 1A 100 must drop via two diodes in each case, a non-zero output voltage V 0U ⁇ is only available if the peak-to-peak distance of the AC input voltage exceeds 1.2 V to 1.4 V.
  • the peak-to-peak value V pp , ⁇ N of an AC voltage input voltage V ⁇ N is shown along an abscissa 121 of diagram 120.
  • a DC output voltage V 0 u ⁇ is shown along an ordinate 122 of diagram 120.
  • a first curve 123 shows the dependence of an output DC voltage on an input AC voltage in the event that a load is applied.
  • a second curve 124 shows the theoretical limit (limit), ie a curve without an applied load.
  • rectifier circuits known from the prior art have a low efficiency, i.e. a low ratio of output power to input power.
  • the invention is based in particular on the problem of providing a rectifier circuit which has a sufficiently high efficiency.
  • the problem is solved by a rectifier circuit, by a circuit arrangement and by a method for producing a rectifier circuit with the
  • the rectifier circuit according to the invention for providing a rectified voltage has a first AC voltage connection to which one
  • a control switching element is provided between the first AC voltage connection and the first DC voltage connection, which couples the first AC voltage connection to the first DC voltage connection only if the electrical potential at the first AC voltage connection has a predeterminable polarity with respect to a reference potential, and if the amount of electric 'potential at the first direct voltage terminal is less than or equal to the amount of electrical potential to the first alternating voltage terminal.
  • a circuit arrangement is provided according to the invention, which has a substrate and a rectifier circuit formed on and / or in the substrate with the features described above.
  • a first AC voltage connection is formed, to which one
  • a first DC voltage connection is formed, at which a DC voltage can be provided.
  • a control switching element is formed between the first AC voltage connection and the first DC voltage connection, the control switching element coupling the first AC voltage connection to the first DC voltage connection only when the electrical potential at the first AC voltage connection has a predeterminable polarity with respect to a reference potential , and if simultaneously the amount of electrical
  • Potential at the first DC voltage connection is less than or equal to the amount of the electrical potential at the first AC voltage connection.
  • a basic idea of the invention is between one
  • AC voltage connection to which an electrical voltage is applied
  • a DC voltage connection to which a DC voltage to be tapped
  • a control switching element in such a way that, at such a phase of the AC voltage signal, in which a predeterminable polarity (positive or negative relative to a reference potential) is present, the control switching element, the AC voltage connection and the DC voltage connection coupled.
  • electrical charge carriers of a certain sign for example electrons
  • the control switching element blocks and decouples the DC voltage connection from the AC voltage connection if the AC voltage signal has the polarity complementary to the predetermined polarity. This prevents an output voltage previously generated at a DC voltage connection from being reduced again by clearly transferring charge carriers of a “wrong” charge carrier type from the AC voltage connection to the DC voltage connection.
  • a scenario can occur in which a signal of the correct polarity but of a very low amplitude is present at the AC voltage connection (e.g. shortly after the AC voltage crosses zero). If the amplitude of the direct voltage signal is greater than that of the alternating voltage signal, coupling the alternating voltage connection to the direct voltage connection in this scenario would lead to the disadvantageous effect that electrical charge carriers from the
  • the polarity and amount-dependent coupling / decoupling of DC voltage connections and AC voltage connections can be achieved by means of a wide variety of electronic components, for example by means of a field effect transistor.
  • AC voltage connection can e.g. by means of a comparator, etc.
  • the control switching element is designed as a controlling or regulating entity, which detects the sign of a polarity of an AC voltage signal and compares the magnitude of the potential at a DC voltage connection with the electrical potential at an AC voltage connection. Based on this information, the control switching element regulates the coupling or decoupling between
  • the rectifier circuit can be a first
  • the first source / drain connection is coupled to the first AC voltage connection
  • the second source / drain connection is coupled to the first DC voltage connection.
  • the rectifier circuit can have a first comparator, the first input of which is coupled to the first AC voltage connection and the second one
  • Input is coupled to the first DC voltage connection and the output thereof is coupled to the gate connection of the first field effect transistor. According to this configuration, the current electrical potential of the first can be at the inputs of the comparator
  • DC voltage connection are compared with that at the first AC voltage connection and an electrical potential is provided at the comparator output, which controls the gate region of the first field effect transistor in such a way that the first field effect transistor only becomes conductive when the electrical potential at the first AC voltage connection is opposite a reference potential a given polarity and if simultaneously the amount of the electrical potential at the DC voltage connection is less than or equal to the amount of the electrical potential at the first AC voltage connection.
  • Field effect transistor with the first comparator represents a particularly simple and inexpensive implementation of the control switching element of the rectifier circuit. This avoids the disadvantages of rectifier circuits from the prior art, which have a low efficiency.
  • the first field effect transistor which can also be referred to as a rectifier transistor, has a significantly lower voltage drop than, e.g. the diodes in Fig.LA.
  • the rectifier circuit of the invention is particularly advantageous when an available AC voltage or a power radiated via an antenna are so small at unfavorable distances between an ID tag and a reader that the peak-to-peak value the available AC voltage e.g. is only 1 V or less. Also in a scenario in which circuits manufactured in modern CMOS technology are used in which the maximum permissible operating voltage e.g. 1.2 V or 1.5 V, is the invention
  • Rectifier circuit can be used particularly advantageously.
  • a second AC voltage connection can be provided, and a second field effect transistor, the first source of which
  • a drain connection is coupled to the second AC voltage connection, and the second source / drain connection is coupled to the first DC voltage connection.
  • its first input can be coupled to the second AC voltage connection, and the second input can be coupled to the first DC voltage connection.
  • the output of the comparator can be coupled to the gate connection of the second field effect transistor.
  • a second DC voltage connection can also be created, as well as a third field effect transistor, the first source / drain connection of which is coupled to the first AC voltage connection and the second source / drain connection of which is coupled to the second DC voltage connection ,
  • the rectifier circuit can have a third comparator, the first input of which is connected to the first
  • AC voltage connection is coupled, the second input of which is coupled to the second DC voltage connection and the output of which is coupled to the gate connection of the third field effect transistor.
  • the rectifier circuit can have a fourth field effect transistor, the first source / drain connection of which is coupled to the second AC voltage connection and the second source / drain connection of which is coupled to the second DC voltage connection.
  • a fourth comparator of the rectifier circuit its first input can be connected to the second
  • Coupled AC voltage connection the second input of which is coupled to the second DC voltage connection, and the output of which is coupled to the gate connection of the fourth field effect transistor.
  • a second DC voltage connection can be provided in the rectifier circuit, and a third field effect transistor, the first source / drain connection of which is coupled to the first AC voltage connection, and the second source / drain connection of which second DC voltage connection is coupled, wherein a first inverter is also provided, the input of which is coupled to the output of the second comparator, the input of which is coupled to the output of the second comparator, and the output of which is coupled to the gate connection of the third field effect transistor ,
  • a fourth field effect transistor can also be provided, the first
  • the rectifier circuit can furthermore have a second inverter, the input of which is coupled to the output of the first comparator, and the output of which is coupled to the gate connection of the fourth field effect transistor.
  • a second AC voltage connection and a second DC voltage connection can be provided, and the rectifier circuit can also have a second field effect transistor, the first source / drain connection of which is coupled to the second AC voltage connection and the second source / drain connection Connection is coupled to the first DC voltage connection. Furthermore, a third field effect transistor can be provided, the the first source / drain connection is coupled to the first AC voltage connection, and the second source / drain connection is coupled to the second DC voltage connection. A third comparator can be provided, the first input of which is coupled to the first AC voltage connection, the second input of which is coupled to the second
  • the rectifier circuit can be provided with a first inverter, the input of which is coupled to the output of the second comparator, and the output of which is coupled to the gate connection of the second field effect transistor.
  • the rectifier circuit can be connected in such a way that at least one of the comparators and / or at least one of the inverters can be supplied with electrical energy by means of the direct voltage at the first and / or the second direct voltage connection.
  • the DC operating voltage required for the operation of the comparators or other circuit components is taken from the rectified output voltage of the rectifier circuit.
  • the circuit initially settles in, the operating voltage for the control circuit parts being built up via those circuit parts which are controlled by these control elements.
  • an electrical voltage is present at the gate connections of rectifier transistors, the amount of which is below the peak values of the AC input voltage. Larger amounts of voltage these gates help the rectifier transistors to have higher conductivity and the overall circuit to a higher efficiency when switched on.
  • an additional rectifier circuit for example a rectifier circuit according to the invention or a rectifier circuit known from the prior art, for example that shown in FIG. 1A
  • an additional rectifier circuit is provided, which is connected in such a way that at least one of the comparators and / or at least one of the inverters can be supplied with electrical energy by means of the additional rectifier circuit.
  • the operating voltage for the comparators or for other circuit parts is generated in this case by means of a separate rectifier.
  • This can be a rectifier known from the prior art or a rectifier according to the invention. Since the power required for the operation of circuit parts (e.g. the comparators or the inverters) is low in many cases, such an additional rectifier circuit can be dimensioned in such a way that its reduced efficiency is negligibly small when considering the overall rectifier circuit.
  • the rectifier circuit it is connected in such a way that at least one of the comparators and / or at least one of the inverters can be supplied with electrical energy by means of the AC voltage at the first and / or the second AC voltage connection.
  • Operating voltages of the comparators and other circuit parts can be taken directly from the AC voltage source. This is due to the comparators (e.g. during a half-wave of an AC voltage), the comparator can be operated according to the invention using the AC voltage at least in this time interval.
  • At least one of the field effect transistors can be a polymer field effect transistor, a silicon-on-insulator (SOI) field effect transistor, a bulk silicon
  • Field effect transistor a junction FET, a fin FET or a double gate field effect transistor.
  • the AC voltage can be provided by means of an AC voltage element, which is preferably an antenna, a coil or an AC voltage source.
  • a coil is used as an AC voltage element, it can be provided with a center tap on which an electrical reference potential can be provided.
  • the center tap of the coil can be placed on the electrical ground potential.
  • Circuit components of the rectifier circuit according to the invention implemented in polymer electronics or silicon microelectronics.
  • the circuit arrangement according to the invention which has a rectifier circuit according to the invention, is described in more detail below. Refinements of the rectifier circuit also apply to the circuit arrangement and vice versa.
  • the circuit arrangement can be set up as a contactless chip card or identification data carrier (“ID tag”, in particular an RFID (“Radio Frequency Identification”) data carrier, for example a transponder) or can be incorporated in such a device.
  • ID tag identification data carrier
  • RFID Radio Frequency Identification
  • FIG. 1B shows a current-voltage characteristic curve of diodes connected in the rectifier circuit from FIG. 1A
  • FIG. 1C is a diagram which shows the output DC voltage which can be achieved with the rectifier circuit from FIG. 1A as a function of an input AC voltage
  • FIG. 2 shows a rectifier circuit according to a first exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 3 shows a rectifier circuit according to a second exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 4 shows a rectifier circuit which is a preform of a rectifier circuit according to the invention
  • FIG. 5 shows an arrangement of diagrams from which the functionality of a rectifier circuit according to the invention can be seen
  • FIG. 6 shows a rectifier circuit according to a third exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 7 shows a rectifier circuit according to a fourth exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 8 shows a rectifier circuit according to a fifth exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 9 shows a rectifier circuit according to a sixth exemplary embodiment of the invention.
  • FIG. 11 shows a rectifier circuit according to a seventh exemplary embodiment of the invention
  • a rectifier circuit 200 according to a first exemplary embodiment of the invention is described below with reference to FIG.
  • the rectifier circuit 200 is used to provide a rectified voltage and contains an AC voltage connection 201, to which an AC voltage is applied.
  • the rectifier also contains ⁇ circuit
  • a control switching element 203 between the AC voltage connection 201 and the DC voltage connection 202 couples the AC voltage connection 201 to the DC voltage connection 202 only when the electrical potential at the AC voltage connection 201 has an electrically positive polarity with respect to the ground potential as a reference potential, and when the amount simultaneously of the electrical potential at the DC voltage connection 202 is less than or equal to the amount of the electrical potential at the AC voltage connection 201.
  • control switching element 203 can thus be viewed as a regulating device which, based on the electrical potentials at the AC voltage connection 201 and at the DC voltage connection 202, provides an electrically conductive coupling between the AC voltage connection
  • a rectifier circuit 300 according to a second exemplary embodiment of the invention is described below with reference to FIG.
  • the rectifier circuit 300 has an AC voltage source 301, which is operatively connected to a control switching element 302 in such a way that an electrical DC voltage is generated.
  • the AC voltage source 301 is connected between a first AC voltage connection 303 and a second AC voltage connection 304 and provides a DC voltage between a first DC voltage connection 305 and a second DC voltage connection 306, which is brought to the electrical ground potential 309.
  • a first p-MOS field effect transistor 307 and a second p-MOS field effect transistor 308 are connected to the control switching element 302 and to the AC voltage sources 301.
  • the first AC voltage connection 303 is coupled to a first source / drain connection of the first p-MOS field-effect transistor 307 and to a first input of the control switching element 302.
  • the first source / drain connection of the second p-MOS field-effect transistor 308 is coupled to a second input of the control switching element 302 and to the second AC voltage connection 304.
  • the second source / drain connections of the first p-MOS field-effect transistor 307 and the second p-MOS field-effect transistor 308 are coupled to one another and to the first DC voltage connection 305.
  • a third input of the control switching element 302 is with the first
  • a first output of the control switching element 302 is coupled to the gate connection of the first p-MOS field effect transistor 307.
  • a second output of the control switching element 302 is coupled to the gate connection of the second p-MOS field effect transistor 308.
  • control switching element 302 controls the electrical potentials at the gate terminals of the p-MOS field effect transistors 307, 308 and thus determines whether based on a comparison of the current electrical potentials at the three inputs of the control switching element 302 the AC voltage connections 303, 304 are coupled to the first DC voltage connection 305 or not.
  • the control switching element 302 sets the electrical potential at the gate connection of the second p -MOS field-effect transistor 308 so that the second p-MOS field-effect transistor 308 blocks.
  • the control switching element 302 sets the electrical potential at the gate connection of the first p-MOS field-effect transistor 307 in such a way that the first p-MOS field-effect transistor 307 is conductive, since at the second AC voltage connection 304 therein Operating state there is a negative electrical potential.
  • the control switching element 302 establishes an electrically conductive connection between the second source / drain connection of the conductive p-MOS field-effect transistor 307 and the first DC voltage connection 305, however, when the amount of the positive electrical potential at the first DC voltage connection 305 is smaller than the amount of the (currently positive) electrical potential at the first AC voltage connection 303.
  • a rectifier circuit 400 is described below with reference to FIG. 4, which represents a preform of a rectifier circuit according to the invention in accordance with a third exemplary embodiment of the invention and on the basis of which an important aspect of the invention is described.
  • the rectifier circuit 400 in turn contains an AC voltage source 301, which is between a first AC voltage connection 303 and a second
  • AC voltage connection 304 provides an AC voltage.
  • a DC voltage is provided between a first DC voltage connection 305 and a second DC voltage connection 306.
  • the first AC voltage connection 303 is connected to a first source
  • the first AC voltage connection 303 is coupled to a first source / drain connection of a first n-MOS field-effect transistor 403 and to the gate connection of a second n-MOS field-effect transistor 404.
  • the gate connection of the first n-MOS field-effect transistor 403 and the first source / drain connection of the second n-MOS field-effect transistor 404 are connected to the second AC voltage connection 304, to the gate connection of the first p-MOS field-effect transistor 401 and coupled to the first source / drain of the second p-MOS field effect transistor 402.
  • the second source / drain connections of the first n-MOS field-effect transistor 403 and the second n-MOS field-effect transistor 404 are connected to the second DC voltage connection 306 coupled.
  • a filter capacitor 405 is connected between the first DC voltage connection 305 and the second DC voltage connection 306.
  • An output DC voltage VOUT which is formed from the input AC voltage V IN , is provided between the first second DC voltage connections 305, 306.
  • the rectifier circuit 400 with the cross-connected field effect transistors 401 to 404 has the
  • the voltage drops across the rectifier transistors 401 to 404 are considerably smaller with a suitable dimension than in the circuit from FIG. 1A.
  • the transistors 401 to 404 are clearly operated as three-terminal components, and not as second-terminal components like the diodes from FIG. 1A.
  • the rectification in the rectifier circuit 400 is based on the following aspect: if, for example, a positive electrical potential is present at the first AC voltage connection 303 of the voltage source 301 V ⁇ N , a negative electrical potential is present at the second AC voltage connection 304. This makes the first p-MOS
  • Transistor 401 is turned on, the second p-MOS transistor 402 is turned off, and the positive electrical potential at the first AC voltage connection 303 is passed on to the first DC voltage connection 305, which is intended to supply the positive DC voltage potential.
  • Half wave of the exciting AC voltage 301 is at the first AC voltage connection 303 a negative electrical potential and at the second AC terminal 304 has a positive electrical potential so that in this scenario the second p-MOS transistor 402 conducts and the first p-MOS field effect transistor 401 blocks, and so does the positive electrical potential at the second
  • AC voltage connection 304 is supplied to the first DC voltage connection 305, which represents the positive DC voltage potential.
  • Embodiment of the invention disadvantageously represents that a backflow of charge from the DC voltage connections 305, 306 into the input AC voltage source 301 is possible in an unfavorable scenario, as a result of which the efficiency of the rectifier circuit 400 is not optimal.
  • FIG. 5 shows a schematic drawing showing the sign and amount of different electrical potentials at connections of the rectifier circuit 400.
  • both phases of the AC input voltage and the positive and negative output voltage of the rectifier circuit 400 are shown as Function of time plotted.
  • FIG. 5 shows a first input AC voltage phase 501, ie the potential profile at the first AC voltage connection 303.
  • a second input AC voltage phase 502 is shown, ie the profile of the electrical potential at the second AC voltage connection 304.
  • the lower one 5 shows the time profile of the first DC output potential 503 at the first DC voltage connection 305.
  • 5 also shows the time profile of the second DC output voltage potential 504, which is present at the second DC voltage output connection 306.
  • FIG. 5 shows the periods within which the transistors 401 to 404 are switched on.
  • a first switching stage 506 of the second p-type MOS field-effect transistor 402 and the first n-MOS field effect transistor 403 conductive
  • the first p-type MOS field-effect transistor 401 and the second n-type MOS field-effect transistor 404 conductive are.
  • charge reflux periods 508 in the rectifier circuit 400 an undesirable backflow of electrical charge carriers from the DC voltage connections 305, 306 to the AC voltage connections 303, 304, ie back to the AC voltage source 301, occurs, which reduce the efficiency of the circuit.
  • FIG. 5 shows the periods within which the transistors 401 to 404 are switched on.
  • the problems with the charge reflux that occur in the rectifier circuit 400 are effectively avoided.
  • the structure of the rectifier circuit 600 is described below.
  • the first AC voltage connection 303 which is connected to the
  • AC voltage source 301 is also coupled to a first source / drain terminal of a first p-MOS field effect transistor 401, to the first source / drain terminal of a first n-MOS field effect transistor 403, with a negative input of a first comparator 601 and coupled to a negative input of a third comparator 603.
  • the second AC voltage connection 304 is connected to the first source / drain connection of the second p-MOS field-effect transistor 402, to a negative input of a second comparator 602, to a first source / drain connection of the second p-MOS field-effect transistor 404 and coupled to a negative input of a fourth comparator 604.
  • the second source / drain connection of the first p- MOS field effect transistor 401, the positive input of the first comparator 601, the second source / drain terminal of the second p-MOS field effect transistor 402 and the positive input of the second comparator 602 are coupled to the first DC voltage terminal 305. Furthermore, there are a second source / drain connection of the first n-MOS field-effect transistor 403, a positive connection of the third comparator 603, a second source / drain connection of the second p-MOS field-effect transistor 404 and a positive input of the fourth comparator 604 with the second
  • a voltage capacitor 405 is provided for DC voltage connection 306 for smoothing the rectified output voltage. Furthermore, the output of the first comparator 601 is coupled to the gate connection of the first p-MOS field-effect transistor 401. The output of the second comparator 602 is coupled to the gate terminal of the second p-MOS field effect transistor 402. The gate terminal of the third comparator 603 is coupled to the gate terminal of the first n-MOS field effect transistor 403. The output of the fourth comparator 604 is coupled to the gate connection of the second n-MOS field-effect transistor 404.
  • the functionality of the rectifier circuit 600 is described in more detail below.
  • Rectifier transistors 401 to 404 compared, and the comparator outputs drive the gates of the rectifier transistors 401 to 404 such that in the case of Transistors 401, 402 (or 403 and 404), which supply the positive (or negative) DC potential, those transistors are switched to the conductive state (ie that their gate potential is negative (or positive)), if the DC side positive (or negative) output voltage is smaller (or larger) than the AC voltage input voltage.
  • a rectified voltage that can be predetermined or any sign is generated with a simple and inexpensive circuit architecture.
  • the transistors 401 to 404 operated as three-terminal components can already be operated at lower voltages than the diodes from FIG. 1A.
  • the rectifier circuit 600 it is effectively avoided that undesired charge carrier backflow takes place from the output connections 305, 306 to the input connections 303, 304. This is achieved by the connection of the transistors 401 to 404 to the comparators 601 to 604 shown.
  • a control mechanism which switches the transistors 401 to 404 between the conductive and the non-conductive state in a particularly advantageous manner.
  • an electrical potential for example based on an electrical reference potential
  • the magnitude of the electrical potential between the respective output connection 305 (or 306) and the associated one Input connection 303 (or 304) compared, so that even with correct polarity too little of the potential currently present at the input terminals 303, 304 maintains the blocking state of the transistors 401 to 404, thereby avoiding undesired charge carrier backflow.
  • a rectifier circuit 700 according to a fourth exemplary embodiment of the invention is described below with reference to FIG.
  • the rectifier circuit 700 shown in FIG. 7 differs from the rectifier circuit 600 shown in FIG. 6 essentially in that the third and fourth comparators 603, 604 in FIG. 7 are saved and in that a first inverter 701 and a second inverter 702 is provided. The exit of the first
  • Comparator 601 is coupled to an input of first inverter 701, the output of which is coupled to the gate connection of second n-MOS field-effect transistor 404. Furthermore, the output of the second comparator 602 is coupled to an input of the second inverter 702, the output of which is coupled to the gate connection of the first n-MOS field-effect transistor 403.
  • Voltage drop between AC-side and DC-side source / Drain node of transistors 4UI and 402 is correlated with a positive voltage gradient between AC-side and DC-side source / drain nodes of transistors 403 and 404, respectively.
  • a transistor 401 or 402 can be driven directly and a complementary transistor 403 or 404 after inversion of the comparator output signal using the first inverter 701 or the second inverter 702.
  • the two comparators 601, 602 implemented are complementarily active in both half-waves of the AC input voltage, since a pairing of the rectifier transistors, i.e.
  • first p-MOS field-effect transistor 401 and second n-MOS field-effect transistor 404, or second p-MOS field-effect transistor 402 and first n-MOS field-effect transistor 403, can be activated in each of the two half-waves.
  • FIG. 7 shows a configuration in which one of the comparators 601, 602 is coupled to a pole 303 or 304 of the AC voltage source 301 and either to the positive or to the negative pole 305 or 306 of the DC output voltage.
  • a rectifier circuit 800 according to a fourth exemplary embodiment of the invention is described below with reference to FIG.
  • the rectifier circuit 800 shown in FIG. 8 differs from the rectifier shown in FIG. Circuit 600 essentially in that the second comparator 602 and the fourth comparator 604 are saved, and that in FIG. 8 a first inverter 801 and a second inverter 802 are additionally connected.
  • the output of the first comparator 601 is coupled to the input of the first inverter 801, the output of which is coupled to the gate connection of the second n-MOS field-effect transistor 404.
  • the output of the third comparator 603 is coupled to an input of the second inverter 802, the output of which is coupled to the gate connection of the second p-MOS field-effect transistor 402 ' .
  • Rectifier transistors 401 to 404 in the conductive state are secured in both half-waves of the input AC voltage.
  • a rectifier circuit 900 according to a fifth exemplary embodiment of the invention is described below with reference to FIG.
  • the rectifier circuit 900 which is similar to the rectifier circuit 700, the internal connection of the first inverter 701 and the second inverter 702 is shown.
  • the first inverter 701 is connected by means of a first p-MOS inverter transistor 901 and by means of a first n-MOS Inverter transistor 902 realized, which are interconnected in an inverter circuit.
  • the second inverter 702 is realized by means of a second p-MOS inverter transistor and by means of a second n-MOS inverter transistor 904, which transistors 903, 904 are connected in an inverter circuit.
  • a first p-MOS switching transistor 905 is shown in FIG.
  • the first source / drain connection of the first p-MOS switching transistor 905 being coupled to the output of the first comparator 601
  • the second source - / Drain connection of the first n-MOS switching transistor 905 is coupled to the second AC voltage connection 304
  • the gate connection of the first p-MOS switching transistor 905 is coupled to the first AC voltage connection 303.
  • a second p-MOS switching transistor 906 has a first source / drain connection with the first
  • a second source / drain connection is coupled to the output of the second comparator 602 and the gate connection is coupled to the second AC voltage connection 304.
  • a first source n-MOS switching transistor 907 a first source
  • a first source / drain terminal is coupled to an output of the second inverter 702
  • a second source / drain terminal is coupled to the output of the first inverter 701 and is a gate -Connected to the second AC voltage connection 304.
  • the rectifier circuit 900 is used below to describe how, according to an exemplary embodiment of FIG Invention the voltage supply of the comparators 601, 602 and all circuit parts that serve to control the rectifier transistors 401 to 404 is realized. 5 As shown in FIG. 9, the operating voltage of the comparators 601, 602 and further voltage parts is taken directly from the AC voltage source 301 for this purpose.
  • the designations VDD and VSS represent the connections of the comparator circuit
  • an upper operating voltage potential 909 VDD and a lower operating voltage potential 910 VSS are shown in FIG. As can be seen from the circuit in FIG.
  • the comparators 601, 602 When operating with the correct polarity, the comparators 601, 602 are operated using the potentials provided. The output of the comparators 601, 602 directly drives the gate of a respective rectifier transistor 401 or 402, the gate of a further transistor 403 or 404
  • rectifier transistors 401 to 404 are present, first to fourth switching transistors 905 to 908 are inserted into the circuit. These act on the gate connection of the rectifier transistors 401 to 404 during the half-wave the AC input voltage during which the corresponding rectifier transistor 401 to 404 is always to block, in the case of the p-MOS (n-MOS) transistors with the highest available positive (negative) voltage, so that the operating point is defined and the blocking of the transistor is guaranteed.
  • FIG. 10A A partial view 1000 of the rectifier circuit 900 is shown in FIG. 10A.
  • Partial view 1010 of FIG. 10B shows the internal connection of the first and second comparators 601, 602 of partial view 1000.
  • the partial view 1010 of the first comparator 601 is realized by means of a first p-MOS comparator transistor 1001, the first source / drain connection of which is coupled to a first source / drain connection of a first n-MOS comparator transistor 1003 is.
  • the second source / drain terminal of the first p-MOS comparator transistor 1001 is coupled to a first source / drain terminal of a second p-MOS comparator transistor 1002, the second source / drain terminal of which is connected to a first S. source / drain connection of a second n-MOS comparator transistor 1004 is coupled.
  • the gate connection of the first p-MOS comparator transistor 1001 is coupled to its first source / drain connection and to the gate connection of the second p-MOS comparator transistor 1002.
  • FIG. 10B Interconnection of a third p-MOS comparator transistor 1005, a fourth p-MOS comparator transistor 1006, a third n-MOS comparator transistor 1007 and a fourth The n-MOS comparator transistor 1008 of the second comparator 602 is shown in FIG. 10B. This connection corresponds to that of the transistors 1001 to 1004 in the first comparator 601.
  • the realization of the comparators 601, 602 shown in the partial view 1010 is formed using a so-called quasi-differential stage from the four transistors 1001 to 1004 or 1005 to 1008, whereby operation at very low voltages is permitted.
  • FIG. IOC a partial view 1020 of the rectifier circuit 900 is described with reference to FIG. IOC, in which a further improvement in the form of a third inverter 1021 and a fourth inverter 1022 is implemented.
  • the internal structure of the first and second comparators 601, 602 is implemented in FIG. 10C as in FIG. 10B. Furthermore, a third inverter 1021 and a fourth inverter 1022 are provided at the output of the comparators 601, 602.
  • the third inverter 1021 is formed from a third p-MOS inverter transistor 1023 and from a third n-MOS inverter transistor 1024, which are connected in an inverter circuit.
  • the fourth inverter 1022 is formed from a fourth p-MOS inverter transistor 1025 and from a fourth n-MOS inverter transistor 1026, which in FIG.
  • Inverter circuit are connected.
  • the third and fourth inverters 1021, 1022 are connected downstream to increase the gain of the comparator stages 601, 602. Due to the additional inversion through these stages, the inputs of the transistors 1001, 1002, 1005, 1006 are interchanged with Fig.lOB.
  • a rectifier circuit 1100 according to a sixth exemplary embodiment of the invention is described below with reference to FIG.
  • the rectifier circuit 1100 is similar to the rectifier circuit 800 shown in FIG. 8 and represents a further improvement compared to this circuit.
  • the rectifier circuit 1100 the internal connection of the first inverter 801 and the second inverter 802 is shown.
  • the first inverter 801 is formed by means of a first p-MOS inverter transistor 1101 and by means of a first n-MOS inverter transistor 1102, which are connected in an inverter circuit.
  • the second inverter 802 is realized by means of a second p-MOS inverter transistor 1103 and by means of a second n-MOS inverter transistor 1104, which are connected in an inverter circuit.
  • FIG. 10 similarly to FIG. 10, FIG.
  • the switching transistors 1105 to 1108 are provided in order to prevent an undefined potential from being present at the gates of the rectifier transistors 401 to 404.
  • FIG. 12A shows a partial view 1200 of the rectifier circuit 1100 from FIG. 11.
  • a partial view 1210 is shown in FIG. 12B, the internal connection of the first comparator 601 and the third comparator 603 being shown in contrast to the partial view 1200.
  • the first comparator 601 is made using a first p-MOS comparator transistor 1201, a second p-MOS comparator transistor 1202, a first n-MOS comparator Transistors 1203 and a second n-MOS comparator transistor 1204 are realized, the transistors 1201 to 1204 being connected to one another in such a way that the internal connection of the transistors 1201 to 1204 essentially corresponds to the connection of the transistors from 1001 to 1004 from FIG.
  • the third comparator 603 is by means of a third p-MOS comparator transistor 1205, a fourth p-MOS comparator transistor 1206, a third n-MOS comparator transistor 1207 and a fourth n-MOS comparator transistor 1208 realized, which are connected similarly to transistors 1005 to 1008 from Fig.lOB.
  • the first comparator 601 is followed by a third inverter 1221, which is formed from a third p-MOS inverter transistor 1223 and from a third n-MOS inverter transistor 1224, which are connected in an inverter circuit.
  • the second comparator 602 is followed by a fourth inverter 1222, which is formed from a fourth p-MOS inverter transistor 1225 and from a fourth n-MOS inverter transistor 1226.
  • rectifier circuit 101 AC voltage source 102 first diode 103 second diode 104 third diode 105 fourth diode 106 first DC output terminal 107 second DC output terminal 108 filter capacitor 110 diagram 111 abscissa 112 ordinate 120 diagram 121 abscissa 122 ordinate 123 first curve 124 second curve 125 area 200 rectifier circuit 201 AC voltage connection 202 DC voltage connection 203 control switching element 300 rectifier circuit 301 AC voltage source 302 control switching element 303 first AC voltage connection 304 second AC voltage connection 305 first DC voltage connection 306 second DC voltage connection 307 first p-MOS field-effect transistor 308 second p-MOS -Field effect transistor 309 ground potential 400 rectifier circuit 401 first p-MOS field effect transistor

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Gleichrichter-Schaltkreis zum Bereitstellen einer gleichgerichteten Spannung, mit einem ersten Wechselspannungsanschluss, an den eine Wechselspannung anlegbar ist, mit einem ersten Gleichspannungsanschluss, an dem eine Gleichspannung bereitstellbar ist, und mit einem Steuer-Schalt-Element zwischen dem ersten Wechselspannungsanschluss und dem ersten Gleichspannungsanschluss, das den ersten Wechselspannungsanschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss nur dann koppelt, wenn das elektrische Potential an dem ersten Wechselspannungsanschluss gegenüber einem Referenzpotential eine vorgebbare Polarität aufweist und wenn der Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Gleichspannungsanschluss kleiner oder gleich dem Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Wechselspannungsanschluss ist.

Description

Beschreibung
Gleichrichter-Schaltkreis, Schaltkreis-Anordnung un Verfahren zum Herstellen eines Gleichrichter-Schaltkreises
Die Erfindung betrifft einen Gleichrichter-Schaltkreis, eine Schaltkreis-Anordnung und ein Verfahren zum Herstellen eines Gleichrichter-Schaltkreises .
Bei einer Anwendung mit kontaktloser elektronischer
Funktionalität wie einer kontaktlosen Chipkarte oder einem kontaktlosen Identifikations-Datenträger (sogenannter "ID- Tag") wird die für den Betrieb eines zugehörigen Schaltkreises erforderliche elektrische Energie häufig unter Verwendung eines elektromagnetischen Wechselfelds übertragen, welches in der Regel mittels einer Antenne in einen Schaltkreis eingekoppelt wird. Eine solche Antenne kann zum Beispiel eine Spule sein, wenn die Energie induktiv übertragen wird.
Da für den Betrieb eines Schaltkreises üblicherweise eine Gleichspannung erforderlich ist, ist das an Anschlüssen der Antenne üblicherweise abgegriffene Wechselsignal (beispielsweise ein Wechselstrom oder eine Wechselspannung) zunächst gleichzurichten und anschließend gegebenenfalls zu glätten und zu stabilisieren. Hierfür wird üblicherweise ein Gleichrichter-Schaltkreis eingesetzt .
Ferner gibt es Anwendungen, bei denen eine an elektrische Kontakte einer Schaltung angelegte WechselSpannung für den Schaltungsbetrieb gleichgerichtet werden soll.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.lA ein aus dem Stand der Technik bekannter Brückengleichrichter-Schaltkreis 100 zum Gleichrichten einer Eingangs-Wechselspannung VIN beschrieben. Der Gleichrichter-Schaltkreis 100 weist eine
Wechselspannungsquelle 101 und miteinander verschaltete erste bis vierte Dioden 102 bis 105 auf. Ein erster Anschluss der Wechselspannungsquelle 101 ist mit einem ersten Anschluss der ersten Diode 102 gekoppelt, deren zweiter Anschluss mit. einem ersten Anschluss der vierten Diode 105 sowie mit einem ersten Gleichspannungs-Ausgabeanschluss 106 gekoppelt ist. Ferner ist der erste Anschluss der Wechselspannungsquelle 101 mit einem ersten Anschluss der zweiten Diode 103 gekoppelt, deren zweiter Anschluss mit einem ersten Anschluss der dritten Diode 104 und mit einem zweiten Gleichspannungs- Ausgabeanschluss 107 gekoppelt ist. Ein zweiter Anschluss der Wechselspannungsquelle 101 ist mit dem zweiten Anschluss der dritten Diode 104 sowie mit dem zweiten Anschluss der vierten Diode 105 gekoppelt. Zwischen den Gleichspannungs-
Ausgabeanschlüssen 106, 107 ist aufgrund der Funktionalität des Gleichrichter-Schaltkreises 100 eine aus der WechselSpannung VΪW generierte Gleichspannung V0uτ bereitgestellt. Ferner ist zwischen den Anschlüssen 106, 107 ein Siebkondensator 108 zum Glätten der gleichgerichteten AusgangsSpannung vorgesehen.
In Fig.lB ist ein Diagramm 110 gezeigt, entlang dessen Abszisse 111 die Spannung VD zwischen den beiden Anschlüssen von einer der Dioden 102 bis 105 gezeigt ist, und an dessen Ordinate 112 der zugehörige elektrische Strom ID, der durch die jeweilige Diode 102 bis 105 fließt, aufgetragen ist. In Fig.lB ist somit der Verlauf einer typischen Strom-Spannungs- Kennlinie einer Halbleiterdiode aus einem pn-Übergang skizziert. In erster Näherung sperrt die Diode, falls eine Spannung angelegt wird, die kleiner als eine Schwellenspannung V,D der Diode ist. Wird eine Spannung oberhalb dieser Schwellenspannung angelegt, so nimmt der elektrische Strom mit großer Steilheit bei ansteigender Spannung zu. Für Silizium, welches ein bevorzugtes Material für die Herstellung von Halbleiterdioden ist, liegt der Wert der Schwellenspannung V,D material- und herstellungsbedingt typischerweise zwischen 0.6 V und 0.7 V. Da eine solche Spannung bei der in Fig.lA gezeigten Brücken-Gleichrichter- Schaltung 100 jeweils über zwei Dioden abfallen muss, ist eine von Null unterschiedliche AusgangsSpannung V0Uτ nur dann erhältlich, wenn der Peak-zu-Peak Abstand der Eingangs- WechselSpannung 1.2 V bis 1.4 V überschreitet.
Im Weiteren wird dieser Sachverhalt bezugnehmend auf das in Fig.IC gezeigte Diagramm 120 beschrieben.
Entlang einer Abszisse 121 von Diagramm 120 ist der Peak-zu- Peak-Wert Vpp,ιN einer Wechselspannungs-Ξingabespannung VιN dargestellt. Entlang einer Ordinate 122 von Diagramm 120 ist eine Gleichstrom-Ausgabespannung V0uτ dargestellt. Ein erster Kurvenverlauf 123 zeigt die Abhängigkeit einer Ausgangs- Gleichspannung von einer Eingangs-Wechselspannung für den Fall, dass eine Last angelegt ist. Ein zweiter Kurvenverlauf 124 zeigt die theoretische Begrenzung (Limit) , d.h. einen Kurvenverlauf ohne eine angelegte Last.
In Fig. IC aufgetragen ist somit die Ausgangs-Gleichspannung VOUT gegen den Peak-zu-Peak-Wert der Eingangs-Wechselspannung Vpp,iN für einen Wert der Schwellenspannung von VT,D = 0.7 V. Die maximal erreichbare Ausgangsgleichspannung V0uτ, max lässt sich beschreiben als: VOUT, m x = VPP / IN - 2VT, D ( 1 )
In realen Anwendungen, bei denen der Ausgang des Gleichrichters durch eine Stromentnahme der angeschlossenen Schaltung belastet wird, liegt die AusgangsSpannung noch unterhalb dieses Wertes, so dass sich typischerweise ein Wert innerhalb der Fläche 125 ergibt, die zwischen dem ersten Kurvenverlauf 123 und dem zweiten Kurvenverlauf 124 liegt.
Wird mit Rar,D der parasitäre Serienwiderstand der Dioden in Fig. IC bezeichnet, so ergibt sich für die maximal erreichbare Ausgangs-Gleichspannung: VOU , max = VPP / QJ -2 (VT, D + Rpar, D 1D ) ( 2 )
Die Konsequenz dieser Betrachtung ist, dass bei niedrigen Werten der Eingangs-Wechselspannung ein Großteil der eingespeisten Leistung im Gleichrichter selbst und nicht in der damit betriebenen Schaltung verbraucht wird bzw. dass für niedrige zur Verfügung stehende eingespeiste WechselSpannungen bzw. Leistungen ein Betrieb des angeschlossenen Verbrauchers (der Schaltung) aufgrund einer zu geringen erreichbaren Ausgangs-Gleichspannung nicht möglich ist.
Mittels Verwendens von Schottky-Dioden ist es möglich, den Wert des Parameters V ,D auf ungefähr 200 mV bis 300 mV zu senken. Allerdings bedeutet die Realisierung solcher Dioden in einem Standard-CMOS-Prozess einerseits einen erhöhten Aufwand, zum anderen bleibt das Problem der hohen Serienwiderstände bestehen.
Dieses ungünstige Verhältnis von Ausgangsleistung zu Eingangsleistung ergibt sich, wenn der angeschlossene Verbraucher mit niedriger VersorgungsSpannung betrieben werden muss, bedingt z.B. durch die maximal zulässige VersorgungsSpannung von in modernen CMOS-Prozessen gefertigten Schaltungen.
Somit weisen aus dem Stand der Technik bekannte Gleichrichter-Schaltkreise einen niedrigen Wirkungsgrad auf, d.h. ein niedriges Verhältnis von Ausgangsleistung zu Eingangsleistung.
Der Erfindung liegt insbesondere das Problem zugrunde, einem Gleichrichter-Schaltkreis bereitzustellen, der einen ausreichend hohen Wirkungsgrad aufweist.
Das Problem wird durch einen Gleichrichter-Schaltkreis, durch eine Schaltkreis-Anordnung und durch ein Verfahren zum Herstellen eines Gleichrichter-Schaltkreises mit den
Merkmalen gemäß den unabhängigen Patentansprüchen gelöst.
Der erfindungsgemäße Gleichrichter-Schaltkreis zum Bereitstellen einer gleichgerichteten Spannung weist einen ersten Wechselspannungsanschluss auf, an den eine
WechselSpannung anlegbar ist, und weist einen ersten Gleichspannungsanschluss auf, an dem eine Gleichspannung bereitstellbar ist. Darüber hinaus ist ein Steuer-Schalt- Element zwischen dem ersten Wechselspannungsanschluss und dem ersten Gleichspannungsanschluss bereitgestellt, das den ersten Wechselspannungsanschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss nur dann koppelt, wenn das elektrische Potential an dem ersten Wechselspannungsanschluss gegenüber einem Referenzpotential eine vorgebare Polarität aufweist, und wenn der Betrag des elektrischen 'Potentials an dem ersten Gleichspannungsanschluss kleiner oder gleich dem Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Wechselspannungsanschluss ist. Ferner ist erfindungsgemäß eine Schaltkreis-Anordnung geschaffen, die ein Substrat und einen auf und/oder in dem Substrat ausgebildeten Gleichrichter-Schaltkreis mit den oben beschriebenen Merkmalen aufweist.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zum Herstellen eines Gleichrichter-Schaltkreises zum Bereitstellen einer gleichgerichteten Spannung wird ein erster Wechselspannungsanschluss gebildet, an den eine
Wechselspannung anlegbar ist. Ferner wird ein erster Gleichspannungsanschluss gebildet, an dem eine Gleichspannung bereitstellbar ist. Ein Steuer-Schalt-Element wird zwischen dem erster Wechselspannungsanschluss und dem erster Gleichspannungsanschluss gebildet, wobei das Steuer-Schalt- Element den ersten Wechselspannungsanschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss nur dann koppelt, wenn das elektrische Potential an dem ersten Wechselspannungsanschluss gegenüber einem Referenzpotential eine vorgebbare Polarität aufweist, und wenn simultan der Betrag des elektrischen
Potentials an dem ersten Gleichspannungsanschluss kleiner oder gleich dem Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Wechselspannungsanschluss ist.
Eine Grundidee der Erfindung liegt darin, zwischen einem
Wechselspannungsanschluss, an dem eine elektrische Spannung angelegt ist, und einem Gleichspannungsanschluss, an dem eine abzunehmende Gleichspannung bereitstellbar ist, ein Steuer- Schalt-Element so vorzusehen, dass bei einer solchen Phase des Wechselspannungssignals, bei dem eine vorgebbare Polarität (positiv oder negativ bezogen auf ein Referenzpotential) vorliegt, das Steuer-Schalt-Element den Wechselspannungsanschluss und den Gleichspannungsanschluss koppelt. Dadurch können anschaulich elektrische Ladungsträger eines bestimmten Vorzeichens (z.B. Elektronen) von dem Wechselspannungsanschluss zu dem Gleichspannungsanschluss gebracht werden, wodurch ein elektrisches Potential eines vorgebbaren Vorzeichens an dem Gleichspannungsanschluss generiert wird. Dagegen sperrt das Steuer-Schalt-Element und entkoppelt den Gleichspannungsanschluss von dem Wechselspannungsanschluss, wenn das Wechselspannungssignal die zu der vorgegebenen Polarität komplementäre Polarität aufweist. Dadurch wird verhindert, dass eine zuvor an einem Gleichspannungsanschluss generierte AusgangsSpannung wieder verringert wird, indem anschaulich Ladungsträger eines "falschen" Ladungsträgertyps von dem Wechselspannungsanschluss zu dem Gleichspannungsanschluss transferiert werden.
Ferner kann ein Szenario auftreten, bei dem an dem Wechselspannungsanschluss ein Signal der richtigen Polarität, aber einer sehr geringen Amplitude anliegt (z.B. kurz nach einem Nulldurchgang der WechselSpannung) . Ist die Amplitude des Gleichspannungssignals größer als die des Wechselspannungssignals, so würde ein Koppeln des Wechselspannungsanschlusses mit dem Gleichspannungsanschluss in diesem Szenario zu dem nachteilhaften Effekt führen, dass unerwünschterweise elektrische Ladungsträger von dem
Gleichspannungsanschluss zu dem Wechselspannungsanschluss zurückfließen würden, wodurch der Wirkungsrad verringert würde. Diese Tatsache ist erfindungsgemäß erkannt worden und die Funktionalität des Gleichrichter-Schaltkreises ist verbessert worden, indem das Steuer-Schalt-Element den Betrag des Potentials an dem Gleichspannungsanschluss mit dem Betrag des Potentials an dem Wechselspannungsanschluss vergleicht und eine Kopplung zwischen Gleichspannungsanschluss und Wechselspannungsanschluss nur dann herstellt, wenn der Betrag des WechselspannungsSignals größer als der des Gleichspannungssignals ist. Dadurch wird sichergestellt, dass eine Kopplung zwischen Gleichspannungsanschluss und Wechselspannungsanschluss einerseits nur bei der richtigen Polarität erfolgt, und andererseits auch innerhalb dieser Polarität nur in solchen Zeitintervallen des Wechselspannungssignals, in welchen dieses betragsmäßig größer als das Gleichspannungssignal ist und somit zu einer Anhäufung von elektrischen Ladungsträgern des richtigen Ladungsträgertyps an dem Gleichspannungsanschluss führt. Dadurch ist erfindungsgemäß der Wirkungsgrad des Gleichrichter-Schaltkreises erhöht.
Das polaritäts- und betragsabhängige Koppeln/Entkoppeln von Gleichspannungsanschlüssen und Wechselspannungsanschlüssen kann mittels unterschiedlichster Bauelemente der Elektronik erreicht werden, beispielsweise mittels eines Feldeffekttransistors . Den Vergleich der Beträge des elektrischen Potentials an Gleichspannungsanschlüssen und
Wechselspannungsanschluss kann z.B. mittels eines Komparators, etc. realisiert werden.
Das Steuer-Schalt-Element ist als eine steuernde bzw. regelnde Instanz ausgestaltet, die das Vorzeichen einer Polarität eines Wechselspannungssignals erfasst und den Betrag des Potentials an einem Gleichspannungsanschluss mit dem elektrischen Potential an einem Wechselspannungsanschluss vergleicht. Basierend auf dieser Information regelt das Steuer-Schalt-Element die Kopplung bzw. Entkopplung zwischen
Wechselspannungsanschluss und Gleichspannungsanschluss so, dass eine sehr effiziente Gleichrichterschaltung erhalten wird. Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Der Gleichrichter-Schaltkreis kann einen ersten
Feldeffekttransistor aufweisen, dessen erster Source-/Drain- Anschluss mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist. Mittels Anlegens eines geeigneten elektrischen Potentials an den Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors kann der Feldeffekttransistor in einen leitfähigen oder in einen nicht-leitfähigen (sperrenden) Zustand versetzt werden und somit eine Kopplung oder Entkopplung zwischen Gleichspannungsanschluss und Wechselspannungsanschluss realisiert werden.
Ferner kann der Gleichrichter-Schaltkreis einen ersten Komparator aufweisen, dessen erster Eingang mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, dessen zweiter
Eingang mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des ersten Feldeffekttransistors gekoppelt ist. Gemäß dieser Ausgestaltung kann an den Eingängen des Komparators das aktuelle elektrische Potential des ersten
Gleichspannungsanschlusses mit jenem an dem ersten Wechselspannungsanschluss verglichen werden und an dem Komparatorausgang ein elektrisches Potential bereitgestellt werden, welches den Gate-Bereich des ersten Feldeffekttransistors derart steuert, dass der erste Feldeffekttransistor nur dann leitend wird, wenn das elektrische Potential an dem ersten Wechselspannungsanschluss gegenüber einem Referenzpotential eine vorgegebene Polarität aufweist und wenn simultan der Betrag des elektrischen Potentials an dem Gleichspannungsanschluss kleiner oder gleich dem Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Wechselspannungsanschluss ist.
Die beschriebene Verschaltung des ersten
Feldeffekttransistors mit dem ersten Komparator stellt eine besonders einfache und wenig aufwendige Realisierung des Steuer-Schalt-Elements des Gleichrichter-Schaltkreises dar. Mit dieser sind die Nachteile von Gleichrichter-Schaltkreisen aus dem Stand der Technik vermieden, die einen geringen Wirkungsgrad aufweisen. Der erste Feldeffekttransistor, der auch als Gleichrichter-Transistor bezeichnet werden kann, hat bei einer geeigneten Dimensionierung einen wesentlich geringeren Spannungsabfall als z.B. die Dioden in Fig.lA. Somit ist der Gleichrichter-Schaltkreis der Erfindung besonders dann vorteilhaft, wenn eine zur Verfügung stehende WechselSpannung bzw. eine über eine Antenne eingestrahlte Leistung bei ungünstigen Entfernungen zwischen einem ID-Tag und einem Lesegerät so klein sind, dass der Peak-zu-Peak-Wert der zur Verfügung stehenden Wechselspannung z.B. nur 1 V oder weniger beträgt. Auch in einem Szenario, bei dem in einer modernen CMOS-Technologie gefertigte Schaltungen verwendet werden, bei welchen die maximal zulässige Betriebsspannung z.B. 1.2 V oder 1.5 V beträgt, ist der erfindungsgemäße
Gleichrichter-Schaltkreis besonders vorteilhaft einsetzbar.
Bei dem Gleichrichter-Schaltkreis der Erfindung kann ein zweiter Wechselspannungsanschluss bereitgestellt sein, und ein zweiter Feldeffekttransistor, dessen erster Source-
/Drain-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist. Bei einem zweiten Ko parator kann dessen erster Eingang mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt sein, und der zweite Eingang kann mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt sein. Der Ausgang des Komparators kann mit dem Gate-Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors gekoppelt sein.
Bei dem Gleichrichter-Schaltkreis der Erfindung kann auch ein zweiter Gleichspannungsanschluss geschaffen sein, sowie ein dritter Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain- Anschluss mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist. Der Gleichrichter-Schaltkreis kann einen dritten Komparator aufweisen, dessen erster Eingang mit dem ersten
Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des dritten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
Darüber hinaus kann der Gleichrichter-Schaltkreis einen vierten Feldeffekttransistor aufweisen, dessen erster Source- /Drain-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist. Bei einem vierten Komparator des Gleichrichter-Schaltkreises kann dessen erster Eingang mit dem zweiten
Wechselspannungsanschluss gekoppelt sein, dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt sein, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des vierten Feldeffekttransistors gekoppelt sein. Alternativ zu den beiden zuletzt beschriebenen Ausgestaltungen kann bei dem Gleichrichter-Schaltkreis ein zweiter Gleichspannungsanschluss bereitgestellt sein, und ein dritter Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain- Anschluss mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist, wobei darüber hinaus ein erster Inverter vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang des zweiten Komparators gekoppelt ist, und dessen Eingang mit dem Ausgang des zweiten Komparators gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des dritten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
Bei dieser Ausgestaltung kann ferner ein vierter Feldeffekttransistor bereitgestellt sein, dessen erster
Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten
Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter
Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten
Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist. Der Gleichrichter- Schaltkreis kann ferner einen zweiten Inverter aufweisen, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Komparators gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des vierten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
Bei einer alternativen Ausgestaltung kann ein zweiter Wechselspannungsanschluss und ein zweiter Gleichspannungsanschluss vorgesehen sein, und der Gleichrichter-Schaltkreis kann ferner einen zweiten Feldeffekttransistor aufweisen, dessen erster Source-/Drain- Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist. Ferner kann ein dritter Feldeffekttransistor vorgesehen sein, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist. Ein dritter Komparator kann bereitgestellt sein, dessen erster Eingang mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, dessen zweiter Eingang mit dem zweiten
Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des dritten Feldeffekttransistors gekoppelt ist. Der Gleichrichter-Schaltkreis kann mit einem ersten Inverter vorgesehen sein, dessen Eingang mit dem Ausgang des zweiten Komparators gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
Der Gleichrichter-Schaltkreis kann derart verschaltet sein, dass zumindest einer der Komparatoren und/oder zumindest einer der Inverter mittels der Gleichspannung an dem ersten und/oder dem zweiten Gleichspannungsanschluss mit elektrischer Energie versorgbar ist. Gemäß dieser Ausgestaltung wird die für den Betrieb der Komparatoren bzw. anderer Schaltkreis-Komponenten erforderliche Betriebsgleichspannung der gleichgerichteten AusgangsSpannung des Gleichrichter-Schaltkreises entnommen. In diesem Szenario schwingt die Schaltung zunächst ein, wobei die Betriebsspannung für die Ansteuer-Schaltungsteile über diejenigen Schaltungsteile aufgebaut wird, die von diesen AnSteuerelementen angesteuert werden. Darüber hinaus liegt auch im eingeschwungenen Zustand an den Gate-Anschlüssen von Gleichrichter-Transistoren eine elektrische Spannung an, deren Betrag unterhalb der Scheitelwerte der Eingangswechselspannung liegt. Größere Spannungsbeträge an diesen Gates verhelfen den Gleichrichter-Transistoren im eingeschalteten Zustand zu höherer Leitfähigkeit und der Gesamtschaltung zu einem höheren Wirkungsgrad.
Gemäß einer anderen Ausgestaltung ist ein zusätzlicher Gleichrichter-Schaltkreis (z.B. ein erfindungsgemäßer Gleichrichter-Schaltkreis oder ein aus dem Stand der Technik bekannter Gleichrichter-Schaltkreis wie zum Beispiel der in Fig.lA gezeigte) bereitgestellt, der derart verschaltet wird, dass zumindest einer der Komparatoren und/oder zumindest einer der Inverter mittels des zusätzlichen Gleichrichter- Schaltkreises mit elektrischer Energie versorgbar ist. Anders ausgedrückt wird in diesen Fall die Betriebsspannung für die Komparatoren oder für andere Schaltungsteile mittels eines separaten Gleichrichters erzeugt. Dies kann ein aus dem Stand der Technik bekannter Gleichrichter oder ein erfindungsgemäßer Gleichrichter sein. Da die für den Betrieb von Schaltungsteilen (z.B die Komparatoren oder die Inverter) benötigte Leistung in vielen Fällen gering ist, kann ein solcher zusätzlicher Gleichrichter-Schaltkreis derart dimensioniert werden, dass dessen verminderter Wirkungsgrad bei Betrachtung der Gesamt-Gleichrichter-Schaltung vernachlässigbar klein ist.
Bei einer anderen Ausgestaltung des Gleichrichter- Schaltkreises ist dieser derart verschaltet, dass zumindest einer der Komparatoren und/oder zumindest einer der Inverter mittels der Wechselspannung an dem ersten und/oder dem zweiten Wechselspannungsanschluss mit elektrischer Energie versorgbar ist. Gemäß dieser Ausgestaltung können die
Betriebsspannungen der Komparatoren und weiterer Schaltungsteile direkt von der Wechselspannungsquelle entnommen werden. Liegt an den Komparatoren (z.B. während einer Halbwelle einer WechselSpannung) die richtige Polarität an, so kann zumindest in diesem Zeitintervall der Komparator erfindungsgemäß unter Verwendung der WechselSpannung betrieben werden.
Zumindest einer der Feldeffekttransistoren kann ein Polymer- Feldeffekttransistor, ein Silicon-on-Insulator (SOI) Feldeffekttransistor, ein Bulk-Silizium-
Feldeffekttransistor, ein Junction-FET, ein Fin-FET oder ein Doppelgate-Feldeffekttransistor sein.
Die WechselSpannung kann mittels eines WechselSpannungs- Elements bereitgestellt sein, welches vorzugsweise eine Antenne, eine Spule oder eine Wechselspannungsquelle ist.
Bei der Verwendung einer Spule als Wechselspannungs-Element kann diese mit Mittelabgriff vorgesehen sein, an dem ein elektrisches Referenzpotential bereitstellbar ist. Beispielsweise kann der Mittelabgriff der Spule auf das elektrische Massepotential gelegt werden.
Vorzugsweise ist zumindest ein Teil der
Schaltkreiskomponenten des erfindungsgemäßen Gleichrichter- Schaltkreises in Polymerelektronik oder Silizium- Mikroelektronik realisiert.
Im Weiteren wird die erfindungsgemäße Schaltkreis-Anordnung, die einen erfindungsgemäßen Gleichrichter-Schaltkreis aufweist, näher beschrieben. Ausgestaltungen des Gleichrichter-Schaltkreises gelten auch für die Schaltkreis- Anordnung und umgekehrt . Die Schaltkreis-Anordnung kann als kontaktlose Chipkarte oder Identifikations-Datenträger ("ID-Tag", insbesondere ein RFID- ( "Radio Frequency Identification") Datenträger, z.B. ein Transponder) eingerichtet sein bzw. in einer solchen Vorrichtung eingebracht sein. Auf diesen Anwendungsgebieten kommen die Vorteile des Gleichrichter-Schaltkreises besonders stark zum Tragen, nämlich ein einfacher Aufbau, eine kostengünstige Herstellbarkeit und eine ausrechend gute und verlustarme Funktionalität beim Bereitstellen einer Gleichspannung.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Figuren dargestellt und werden im Weiteren näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1A einen aus dem Stand der Technik bekannten Gleichrichter-Schaltkreis ,
Figur 1B eine Strom-Spannungs-Kennlinie von in dem Gleichrichter-Schaltkreis aus Figur 1A verschalteten Dioden,
Figur IC ein Diagramm, das die mit dem Gleichrichter- Schaltkreis aus Figur 1A erreichbare Ausgangs- Gleichspannung in Abhängigkeit von einer Eingangs- Wechselspannung zeigt,
Figur 2 einen Gleichrichter-Schaltkreis gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 3 einen Gleichrichter-Schaltkreis gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, Figur 4 einen Gleichrichter-Schaltkreis, der eine Vorform eines erfindungsgemäßen Gleichrichter-Schaltkreises ist,
Figur 5 eine Anordnung von Diagrammen, aus welcher die Funktionalität eines erfindungsgemäßen Gleichrichter- Schaltkreises hervorgeht,
Figur 6 einen Gleichrichter-Schaltkreis gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 7 einen Gleichrichter-Schaltkreis gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 8 einen Gleichrichter-Schaltkreis gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 9 ein Gleichrichter-Schaltkreis gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 10A bis Figur IOC Teilbereiche des in Figur 9 dargestellten Gleichrichter-Schaltkreises ,
Figur 11 einen Gleichrichter-Schaltkreis gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 12A bis Figur 12C Teilbereiche des in Figur 11 gezeigten Gleichrichter-Schaltkreises .
Gleiche oder ähnliche Komponenten in unterschiedlichen Figuren sind mit gleichen Bezugsziffern versehen.
Die Darstellungen in den Figuren sind schematisch und nicht maßstäblich. Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.2 ein Gleichrichter- Schaltkreis 200 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Der Gleichrichter-Schaltkreis 200 dient zum Bereitstellen einer gleichgerichteten Spannung, und enthält einen Wechselspannungsanschluss 201, an dem eine WechselSpannung angelegt ist. Ferner enthält der Gleichrichter^-Schaltkreis
200 einen Gleichspannungsanschluss 202, an dem eine gleichgerichtete Gleichspannung bereitgestellt ist. Ein Steuer-Schalt-Element 203 zwischen dem Wechselspannungsanschluss 201 und dem Gleichspannungsanschluss 202 koppelt den Wechselspannungsanschluss 201 mit dem Gleichspannungsanschluss 202 nur dann, wenn das elektrische Potential an dem Wechselspannungsanschluss 201 gegenüber dem Massepotential als Referenzpotential eine elektrisch positive Polarität aufweist, und wenn simultan der Betrag des elektrischen Potentials an dem Gleichspannungsanschluss 202 kleiner oder gleich dem Betrag des elektrischen Potentials an dem Wechselspannungsanschluss 201 ist.
Anschaulich kann somit das Steuer-Schalt-Element 203 als eine Regelungs-Einrichtung angesehen werden, die basierend auf den elektrischen Potentialen an dem Wechselspannungsanschluss 201 und an dem Gleichspannungsanschluss 202 eine elektrisch leitfähige Kopplung zwischen dem Wechselspannungsanschluss
201 und dem Gleichspannungsanschluss 202 nur dann herstellt, wenn das gegenwärtige Potential der WechselSpannung die positive Polarität einer gewünschten bereitzustellenden positiven Gleichspannung aufweist und wenn das elektrische Potential mit der positiven Polarität an dem Wechselspannungsanschluss 201 zu einem bestimmten Zeitpunkt einen höheren Betrag aufweist als der Betrag an dem Gleichspannungsanschluss 202, wodurch ein unerwünschtes Zurückfließen von elektrischen Ladungsträgern von dem Gleichspannungsanschluss 202 zu dem Wechselspannungsanschluss -201 vermieden und somit der Wirkungsgrad des Gleichrichter- Schaltkreises erhöht wird.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.3 ein Gleichrichter- Schaltkreis 300 gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Der Gleichrichter-Schaltkreis 300 weist eine Wechselspannungsquelle 301 auf, welche mit einem Steuer- Schalt-Element 302 derart in Wirkverbindung geschaltet ist, dass eine elektrische Gleichspannung generiert wird. Die Wechselspannungsquelle 301 ist zwischen einen ersten Wechselspannungsanschluss 303 und einen zweiten Wechselspannungsanschluss 304 geschaltet und stellt zwischen einem ersten Gleichspannungsanschluss 305 und einem zweiten Gleichspannungsanschluss 306, welcher auf das elektrische Massepotential 309 gebracht ist, eine Gleichspannung bereit. Hierzu sind ein erster p-MOS-Feldeffekttransistor 307 und ein zweiter p-MOS-Feldeffekttransistor 308 mit dem Steuer-Schalt- Element 302 und mit der Wechselspannungsquellen 301 verschaltet.
Der erste Wechselspannungsanschluss 303 ist mit einem ersten Source-/Drain-Anschluss des ersten p-MOS- Feldeffekttransistors 307 und mit einem ersten Eingang des Steuer-Schalt-Elements 302 gekoppelt. Der erste Source- /Drain-Anschluss des zweiten p-MOS-Feldeffekttransistors 308 ist mit einem zweiten Eingang des Steuer-Schalt-Elements 302 und mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304 gekoppelt. Die zweiten Source-/Drain-Anschlüsse des ersten p-MOS- Feldeffekttransistors 307 und des zweiten p-MOS- Feldeffekttransistors 308 sind miteinander und mit dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 gekoppelt. Ein dritter Eingang des Steuer-Schalt-Elements 302 ist mit dem ersten
Gleichspannungsanschluss 305 gekoppelt. Ein erster Ausgang des Steuer-Schalt-Elements 302 ist mit dem Gate-Anschluss des ersten p-MOS-Feldeffekttransistors 307 gekoppelt. Ein zweiter Ausgang des Steuer-Schalt-Elements 302 ist mit dem Gate- Anschluss des zweiten p-MOS-Felde fekttransistors 308 gekoppelt .
Somit steuert das Steuer-Schalt-Element 302 die elektrischen Potentiale an den Gate-Anschlüssen der p-MOS- Feldeffekttransistoren 307, 308 und bestimmt somit basierend auf einem Vergleich der gegenwärtigen elektrischen Potentiale an den drei Eingängen des Steuer-Schalt-Elements 302, ob die Wechselspannungsanschlüsse 303, 304 mit dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 gekoppelt werden oder nicht.
Liegt z.B. in einem bestimmten Betriebszustand der Wechselspannungsquelle 301 an dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 ein gegenüber einem elektrischen Referenzpotential (z.B. dem elektrischen Massepotential) positives elektrisches Potential an, so stellt das Steuer-Schalt-Element 302 das elektrische Potential an dem Gate-Anschluss des zweiten p-MOS- Feldeffekttransistors 308 so ein, dass der zweite p-MOS- Feldeffekttransistor 308 sperrt. Dagegen stellt das Steuer- Schalt-Element 302 das elektrische Potential an dem Gate- Anschluss des ersten p-MOS-Feldeffekttransistors 307 so ein, dass der erste p-MOS-Feldeffekttransistor 307 leitend ist, da an dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304 in diesem Betriebszustand ein negatives elektrisches Potential anliegt. Dadurch ist eine elektrisch leitende Verbindung zwischen dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 und dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 hergestellt. Das Steuer-Schalt- Element 302 stellt eine elektrisch leitfähige Verbindung zwischen dem zweiten Source-/Drain-Anschluss des leitenden p- MOS-Feldeffekttransistors 307 und den ersten Gleichspannungsanschluss 305 aber dann her, wenn der Betrag des positiven elektrischen Potentials an dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 kleiner ist als der Betrag des (gegenwärtig positiven) elektrischen Potentials an dem ersten Wechselspannungsanschluss 303. Sind diese beiden Bedingungen kumulativ erfüllt (nämlich erstens, dass das elektrische Potential an dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 gegenüber dem Referenzpotential positiv ist, und dass zweitens der Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 kleiner ist als an dem ersten Wechselspannungsanschluss 303) , wird mittels des Steuer- Schalt-Elements 302 zwischen dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 und dem ersten
Gleichspannungsanschluss 305 eine elektrisch leitfähige Verbindung hergestellt, so dass elektrische Ladungsträger des richtigen Ladungsträgertyps von dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 zu dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 transferiert werden. Dadurch wird zwischen dem ersten und dem zweiten Gleichspannungsanschluss 305, 306 sukzessive eine Gleichspannung aufgebaut. Ein unerwünschter Ladungsträgerrückfluss von dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 in die Wechselspannungs uelle 301 ist vermieden. Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.4 ein Gleichrichter- Schaltkreis 400 beschrieben, der eine Vorform eines erfindungsgemäßen Gleichrichter-Schaltkreises gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt und anhand welchem ein wichtiger Aspekt der Erfindung beschrieben wird.
Der Gleichrichter-Schaltkreis 400 enthält wiederum eine Wechselspannungsquelle 301, die zwischen einem ersten Wechselspannungsanschluss 303 und einem zweiten
Wechselspannungsanschluss 304 eine WechselSpannung bereitstellt. Zwischen einem ersten Gleichspannungsanschluss 305 und einem zweiten Gleichspannungsanschluss 306 ist eine Gleichspannung bereitgestellt. Der erste Wechselspannungsanschluss 303 ist mit einem ersten Source-
/Drain-Anschluss eines ersten p-MOS-Feldeffekttransistors 401 und ist mit dem Gate-Anschluss eines zweiten p-MOS- Feldeffekttransistors 402 gekoppelt, wobei die zweiten Source-/Drain-Anschlüsse des ersten und des zweiten p-MOS- Feldeffekttransistors 401, 402 miteinander und mit dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 gekoppelt sind. Ferner ist der erste Wechselspannungsanschluss 303 mit einem ersten Source- /Drain-Anschluss eines ersten n-MOS-Feldeffekttransistors 403 und mit dem Gate-Anschluss eines zweiten n-MOS- Feldeffekttransistors 404 gekoppelt. Der Gate-Anschluss des ersten n-MOS-Feldeffekttransistors 403 und der erste Source- /Drain-Anschluss des zweiten n-MOS-Feldeffekttransistors 404 sind mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304, mit dem Gate-Anschluss des ersten p-MOS-Feldeffekttransistors 401 und mit dem ersten Source-/Drain-Anschluss des zweiten p-MOS- Feldeffekttransistors 402 gekoppelt. Die zweiten Source- /Drain-Anschlüsse des ersten n-MOS-Feldeffekttransistors 403 und des zweiten n-MOS-Feldeffekttransistors 404 sind mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss 306 gekoppelt. Zwischen dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 und dem zweiten Gleichspannungsanschluss 306 ist ein Siebkondensator 405 geschaltet. Zwischen den ersten zweiten Gleichspannungsanschlüssen 305, 306 ist eine Ausgangs- Gleichspannung VOUT bereitgestellt, die aus der Eingangs- Wechselspannung VIN gebildet ist.
Der Gleichrichter-Schaltkreis 400 mit dem kreuzweise verschalteten Feldeffekttransistoren 401 bis 404 hat den
Vorteil, dass gegenüber den Brücken-Gleichrichter-Schaltkreis 100 aus Siliziumdioden 102 bis 105 die Spannungsabfälle über die Gleichrichter-Transistoren 401 bis 404 bei geeigneter Dimensionierung wesentlich geringer sind als bei der Schaltung aus Fig.lA. Die Transistoren 401 bis 404 werden anschaulich als dreiterminale Bauelemente betrieben, und nicht als zweiterminale Bauelemente wie die Dioden aus Fig.lA.
Die Gleichrichtung bei dem Gleichrichter-Schaltkreis 400 beruht auf folgendem Aspekt: wenn z.B. an dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 der Spannungsquelle 301 VΪN ein positives elektrisches Potential anliegt, liegt an dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304 ein negatives elektrisches Potential an. Dadurch ist der erste p-MOS-
Transistor 401 eingeschaltet, der zweite p-MOS-Transistor 402 ist ausgeschaltet, und das positive elektrische Potential an dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 wird an den ersten Gleichspannungsanschluss 305 weitergeleitet, der das positive Gleichspannungspotential liefern soll. In der nächsten
Halbwelle der anregenden WechselSpannung 301 liegt an dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 ein negatives elektrisches Potential und an dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304 ein positives elektrisches Potential, so dass in diesem Szenario der zweite p-MOS- Transistor 402 leitet und der erste p-MOS- Feldeffekttransistor 401 sperrt, und so wird das positive elektrische Potential an dem zweiten
Wechselspannungsanschluss 304 an den ersten Gleichspannungsanschluss 305 geliefert, der das positive Gleichspannungspotential darstellt .
Eine analoge Argumentation ergibt sich für die negative
Ausgangs-Gleichspannung der Schaltung, die über den ersten n- MOS-Transistor 403 und über den zweiten n-MOS-Transistor 404 bereitgestellt wird, unter Berücksichtigung der Tatsache, dass diese n-MOS-Transistoren 403, 404 mit einer positiven Gate-Spannung eingeschaltet und mit einer negativen Gate- Spannung ausgeschaltet werden.
Allerdings ist bei dem Schaltkreis 400, der lediglich eine Vorform des im Weiteren bezugnehmend auf Fig.6 beschriebenen Gleichrichter-Schaltkreises 600 gemäß einem dritten
Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt, nachteilhaft, dass ein Ladungsrückfluss von den Gleichspannungsanschlüssen 305, 306 in die Eingangs-Wechselspannungsquelle 301 in einem ungünstigen Szenario möglich ist, wodurch der Wirkungsgrad des Gleichrichter-Schaltkreises 400 nicht optimal ist.
Fig.5 zeigt eine Schemazeichnung, an der Vorzeichen und Betrag unterschiedlicher elektrischer Potentiale an Anschlüssen des Gleichrichter-Schaltkreises 400 gezeigt sind.
In einem unteren Abschnitt von Fig.5 sind beide Phasen der Eingangs-Wechselspannung sowie die positive und negative AusgangsSpannung des Gleichrichter-Schaltkreises 400 als Funktion der Zeit aufgetragen. Insbesondere ist in Fig.5 eine erste Eingangswechselspannungs-Phase 501 gezeigt, d.h. der Potentialverlauf an dem ersten Wechselspannungsanschluss 303. Ferner ist eine zweite Eingangswechselspannungs-Phase 502 gezeigt, d.h. der Verlauf des elektrischen Potentials an dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304. Ferner sind in dem unteren Abschnitt von Fig.5 der Zeitverlauf des ersten Ausgangsgleichspannungs-Potentials 503 an dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 gezeigt. Darüber hinaus ist in Fig.5 der Zeitverlauf des zweiten Ausgangsgleichspannungs- Potentials 504 gezeigt, der an dem zweiten Gleichspannungsausgangsanschluss 306 anliegt.
In dem mittleren Bereich von Fig.5 ist der Betrag der effektiven Gate-Spannung |vG,eff| 505 der jeweils eingeschalteten Transistoren der Transistoren 401 bis 404 gezeigt.
In dem oberen Abschnitt von Fig.5 ist angezeigt, innerhalb welcher Zeiträume die Transistoren 401 bis 404 eingeschaltet sind. Innerhalb einer ersten Schaltphase 506 sind der zweite p-MOS-Feldeffekttransistor 402 und der erste n-MOS- Feldeffekttransistor 403 leitend, wohingegen in einer zweiten ■ Schaltphase 507 der erste p-MOS-Feldeffekttransistor 401 und der zweite n-MOS-Feldeffekttransistor 404 leitend sind. Während Ladungsrückfluss-Zeitabschnitten 508 tritt bei dem Gleichrichter-Schaltkreis 400 ein unerwünschter Rückfluss von elektrischen Ladungsträgern von den Gleichspannungsanschlüssen 305, 306 an die Wechselspannungsanschlüsse 303, 304, d.h. in die Wechselspannungs uelle 301 zurück auf, welche den Wirkungsgrad der Schaltung verringern. Wie aus Fig.5 ersichtlich ist, ist jeweils zu Beginn und zum Ende dieser Zeitintervalle die Situation gegeben, dass die positive (oder negative) AusgangsSpannung größer (oder kleiner) als der aktuelle Wert der Spannung an dem Knoten der Eingangsspannungsquelle 301 ist, mit dem der Ausgang 305 bzw. 306 über die Transistoren 401 bis 404 gegenwärtig gekoppelt ist. Diese Zeitintervalle, in denen das der Fall ist, sind in der Fig.5 durch die Balken 508 kenntlich gemacht. In diesen Zeitintervallen tritt somit Ladungsrückfluss vom Ausgang zum Eingang der Schaltung auf.
Bei dem in Fig.6 gezeigten Gleichrichter-Schaltkreis 600 gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung sind die Probleme mit dem Ladungsrückfluss, die bei dem Gleichrichter-Schaltkreis 400 auftreten, effektiv vermieden.
Im Weiteren wird der Aufbau des Gleichrichter-Schaltkreises 600 beschrieben.
Der erste Wechselspannungsanschluss 303, der mit der
Wechselspannungsquelle 301 gekoppelt ist, ist ferner mit einem ersten Source-/Drain-Anschluss eines ersten p-MOS- Feldeffekttransistors 401, mit dem ersten Source-/Drain- Anschluss eines ersten n-MOS-Feldeffekttransistors 403, mit einem negativen Eingang eines ersten Komparators 601 und mit einem negativen Eingang eines dritten Komparators 603 gekoppelt. Der zweite Wechselspannungsanschluss 304 ist mit dem ersten Source-/Drain-Anschluss des zweiten p-MOS- Feldeffekttransistors 402, mit einem negativen Eingang eines zweiten Komparators 602, mit einem ersten Source-/Drain- Anschluss des zweiten p-MOS-Feldeffekttransistors 404 und mit einem negativen Eingang eines vierten Komparators 604 gekoppelt. Der zweite Source-/Drain-Anschluss des ersten p- MOS-Feldeffekttransistors 401, der positive Eingang des ersten Komparators 601, der zweite Source-/Drain-Anschluss des zweiten p-MOS-Feldeffekttransistors 402 und der positive Eingang des zweiten Komparators 602 sind mit dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 gekoppelt. Ferner sind ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des ersten n-MOS- Feldeffekttransistors 403, ein positiver Anschluss des dritten Komparators 603, ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des zweiten p-MOS-Feldeffekttransistors 404 und ein positiver Eingang des vierten Komparators 604 mit dem zweiten
Gleichspannungsanschluss 306 gekoppelt. Zwischen dem ersten Gleichspannungsanschluss 305 und dem zweiten
Gleichspannungsanschluss 306 ist ein Siebkondensator 405 zum Glätten der gleichgerichteten AusgangsSpannung vorgesehen. Ferner ist der Ausgang des ersten Komparators 601 mit dem Gate-Anschluss des ersten p-MOS-Feldeffekttransistors 401 gekoppelt. Der Ausgang des zweiten Komparators 602 ist mit dem Gate-Anschluss des zweiten p-MOS-Feldeffekttransistors 402 gekoppelt. Der Gate-Anschluss des dritten Komparators 603 ist mit dem Gate-Anschluss des ersten n-MOS- Feldeffekttransistors 403 gekoppelt. Der Ausgang des vierten Komparators 604 ist mit dem Gate-Anschluss des zweiten n-MOS- Feldeffekttransistors 404 gekoppelt.
Im Weiteren wird die Funktionalität des Gleichrichter- Schaltkreises 600 näher beschrieben.
Mit Hilfe der ersten bis vierten Komparatoren 601 bis 604 werden jeweils die gleichspannungsseitigen und die wechselspannungseitigen Source-/Drain-Potentiale der
Gleichrichter-Transistoren 401 bis 404 verglichen, und die Komparatorausgänge steuern die Gates der Gleichrichter- Transistoren 401 bis 404 derart an, dass im Falle der Transistoren 401, 402 (bzw. 403 und 404), die das positive (bzw. negative) Gleichspannungspotential liefern, diejenigen Transistoren in den leitenden Zustand geschaltet werden (d.h. dass deren Gate-Potential negativ (bzw. positiv) ist) , wenn die gleichspannungsseitige positive (bzw. negative) AusgangsSpannung kleiner (bzw. größer) ist als die wechselspannungsseitige EingangsSpannung.
Anschaulich ist durch die erfindungsgemäße Verschaltung der Wechselspannungs uelle 301 mit dem Gleichrichter-Transistoren 401 bis 404 und den Komparatoren 601 bis 604 eine gleichgerichtete Spannung vorgebbaren bzw. beliebigen Vorzeichens mit einer einfachen und wenig aufwendigen Schaltungsarchitektur erzeugt. Die als dreiterminale Bauelemente betriebenen Transistoren 401 bis 404 können schon bei geringeren Spannungen betrieben werden als die Dioden aus Fig.lA. Ferner ist bei dem Gleichrichter-Schaltkreis 600 effektiv vermieden, dass ein unerwünschter Ladungsträgerrückfluss von den Ausgangsanschlüssen 305, 306 zu den Eingangsanschlüssen 303, 304 erfolgt. Dies wird durch die gezeigte Verschaltung der Transistoren 401 bis 404 mit den Komparatoren 601 bis 604 erreicht. Anschaulich ist erfindungsgemäß ein Regel-Mechanismus geschaffen, der in besonders vorteilhafter Weise die Transistoren 401 bis 404 zwischen dem leitenden und dem nichtleitenden Zustand hin und her schaltet. Hierfür wird nicht nur das Vorzeichen, d.h. die Polarität, eines elektrischen Potentials (z.B. bezogen auf ein elektrisches Referenzpotential) an Eingangswechselspannungsanschlüssen 303, 304 betrachtet, sonders es wird zusätzlich der Betrag des elektrischen Potentials zwischen dem jeweiligen Ausgangsanschluss 305 (oder 306) und dem zugehörigen Eingangsanschluss 303 (bzw. 304) verglichen, so dass selbst bei richtiger Polarität aber zu geringem Betrag des Potentials, der gegenwärtig an den Eingangsanschlüssen 303, 304 anliegt, der Sperrzustand der Transistoren 401 bis 404 aufrechterhalten wird, wodurch ein unerwünschter Ladungsträgerrückfluss vermieden ist.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.7 ein Gleichrichter- Schaltkreis 700 gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Der in Fig.7 gezeigte Gleichrichter-Schaltkreis 700 unterscheidet sich von dem in Fig.6 gezeigten Gleichrichter- Schaltkreis 600 im Wesentlichen dadurch, dass die dritten und vierten Komparatoren 603, 604 in Fig.7 eingespart sind und dass zusätzlich ein erster Inverter 701 und ein zweiter Inverter 702 vorgesehen sind. Der Ausgang des ersten
Komparators 601 ist mit einem Eingang des ersten Inverters 701 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des zweiten n-MOS-Feldeffekttransistors 404 gekoppelt ist. Ferner ist der Ausgang des zweiten Komparators 602 mit einem Eingang des zweiten Inverters 702 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des ersten n-MOS-Feldeffekttransistors 403 gekoppelt ist.
Aus Symmetriegründen gilt für viele Anmeldungsfälle, dass ein positives Spannungsgefälle zwischen echselspannungsseitigen und gleichspannungsseitigen Source-/Drain-Knoten der Transistoren 401 bzw. 402 mit einem negativen Spannungsgefälle zwischen wechselspannungsseitigen und gleichspannungsseitigen Source-/Drain-Knoten der Transistoren 403, 404 korreliert ist, und dass ein negatives
Spannungsgefälle zwischen wechselspannungsseitigen und gleichspannungsseitigen Source-/ Drain-Knoten der Transistoren 4UI bzw. 402 mit einem positiven Spannungsgefälle zwischen wechselspannungsseitigen und gleichspannungsseitigen Source-/Drain-Knoten der Transistoren 403 bzw. 404 korreliert ist.
Aus diesem Grunde genügen zwei statt vier Komparatoren, wie es in dem in Fig.7 gezeigten Ausführungsbeispiel realisiert ist. Mit den Ausgängen der ersten und zweiten Komparatoren 601, 602 kann jeweils ein Transistor 401 bzw. 402 direkt und ein komplementärer Transistor 403 bzw. 404 nach Inversion des Komparatorausgangssignals unter Verwendung des ersten Inverters 701 bzw. des zweiten Inverters 702 angesteuert werden. Die beiden realisierten Komparatoren 601, 602 sind komplementär in beiden Halbwellen der EingangswechselSpannung aktiv, da jeweils eine Paarung der Gleichrichter- Transistoren, d.h. erster p-MOS-Feldeffekttransistor 401 und zweiter n-MOS-Feldeffekttransistor 404, oder zweiter p-MOS- Feldeffekttransistor 402 und erster n-MOS- Feldeffekttransistor 403, in jeweils einer der beiden Halbwellen aktivierbar ist.
Fig.7 zeigt eine Konfiguration, bei der jeweils einer der Komparatoren 601, 602 mit jeweils einem Pol 303 bzw. 304 der Wechselspannungsquelle 301 und entweder mit dem positiven oder mit dem negativen Pol 305 oder 306 der Ausgangsgleichspannung gekoppelt ist.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.8 ein Gleichrichter- Schaltkreis 800 gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Der in Fig.8 gezeigte Gleichrichter-Schaltkreis 800 unterscheidet sich von dem in Fig.6 gezeigten Gleichrichter- Schaltkreis 600 im Wesentlichen dadurch, dass der zweite Komparator 602 und der vierte Komparator 604 eingespart sind, und dass in Fig.8 zusätzlich ein erster Inverter 801 und ein zweiter Inverter 802 verschaltet sind. Der Ausgang des ersten Komparators 601 ist mit dem Eingang des ersten Inverters 801 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des zweiten n-MOS-Feldeffekttransistors 404 gekoppelt ist. Ferner ist der Ausgang des dritten Komparators 603 mit einem Eingang des zweiten Inverters 802 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Gate- Anschluss des zweiten p-MOS-Feldeffekttransistors 402 gekoppelt ist'.
Somit zeigt Fig.8 eine Konfiguration, bei der beide Komparatoren 601, 603 am gleichen Pol, nämlich dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 der Wechselspannungsquelle 301 angeschlossen sind, jedoch vergleichen die Komparatoren 601, 603 die Potentiale beider Pole 305 bzw. 306 der Ausgangsgleichspannung .
Somit ist die mögliche Aktivierung (Schalten der
Gleichrichter-Transistoren 401 bis 404 in den leitenden Zustand) in beiden Halbwellen der Eingangswechselspannung gesichert.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.9 ein Gleichrichter- Schaltkreis 900 gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Bei dem Gleichrichter-Schaltkreis 900, der dem Gleichrichter- Schaltkreis 700 ähnelt, ist die interne Verschaltung des ersten Inverters 701 und des zweiten Inverters 702 gezeigt. Der erste Inverter 701 ist mittels eines ersten p-MOS- Inverter-Transistors 901 und mittels eines ersten n-MOS- Inverter-Transistors 902 realisiert, die miteinander in Inverterschaltung verschaltet sind. Der zweite Inverter 702 ist mittels eines zweiten p-MOS-Inverter-Transistors und mittels eines zweiten n-MOS-Inverter-Transistors 904 realisiert, welche Transistoren 903, 904 in Inverterschaltung verschaltet sind. Ferner ist in Fig.9 ein erster p-MOS- Schalt-Transistor 905 gezeigt, wobei der erste Source-/Drain- Anschluss des ersten p-MOS-Schalt-Transistors 905 mit dem Ausgang des ersten Komparators 601 gekoppelt ist, der zweite Source-/Drain-Anschluss des ersten n-MOS-Schalt-Transistors 905 mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304 gekoppelt ist und der Gate-Anschluss des ersten p-MOS-Schalt- Transistors 905 mit dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 gekoppelt ist. Bei einem zweiten p-MOS-Schalt-Transistor 906 ist ein erster Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten
Wechselspannungsanschluss 303 gekoppelt, ist ein zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem Ausgang des zweiten Komparators 602 gekoppelt und ist der Gate-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304 gekoppelt. Bei einem ersten n-MOS-Schalt-Transistor 907 ist ein erster Source-
/Drain-Anschluss mit dem Ausgang des zweiten Inverters 702 gekoppelt, ist der zweite Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304 gekoppelt und ist der Gate-Anschluss mit dem ersten Wechselspannungsanschluss 303 gekoppelt. Bei einem zweiten n-MOS-Schalt-Transistor 908 ist ein erster Source-/Drain-Anschluss mit einem Ausgang des zweiten Inverters 702 gekoppelt, ist ein zweiter Source- /Drain-Anschluss mit dem Ausgang des ersten Inverters 701 gekoppelt und ist ein Gate-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss 304 gekoppelt.
Anhand des Gleichrichter-Schaltkreises 900 wird im Weiteren beschrieben, wie gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung die SpannungsVersorgung der Komparatoren 601, 602 und aller Schaltungsteile, die zur Ansteuerung der Gleichrichter-Transistoren 401 bis 404 dienen, realisiert wird. 5 Wie in Fig.9 gezeigt ist, wird hierfür die Betriebsspannung der Komparatoren 601, 602 und weiterer Spannungsteile direkt der Wechselspannungsquelle 301 entnommen. Die Bezeichnungen VDD und VSS stellen die Anschlüsse der Komparatorschaltung
10. dar, an die im regulären Betrieb die positive und die negative Betriebsgleichspannung angelegt würde. Hierfür sind in Fig.9 ein oberes Betriebsspannungspotential 909 VDD und ein unteres Betriebsspannungspotential 910 VSS gezeigt. Wie der Schaltung aus Fig.9 entnommen werden kann, liegt damit an
15 beiden Komparatoren 601, 602 in jeweils einer Halbwelle die richtige Polarität an, während der anderen Halbwelle liegt am positiven/negativen Betriebsspannungsanschluss eine negative/positive Spannung an.
20 Bei dem Betrieb mit richtiger Polarität werden die Komparatoren 601, 602 mittels der bereitgestellten Potentiale betrieben. Der Ausgang der Komparatoren 601, 602 steuert das Gate eines jeweiligen Gleichrichter-Transistors 401 bzw. 402 direkt an, das Gate eines weiteren Transistors 403 bzw. 404
25 wird über einen jeweiligen Inverter 701 bzw. 702 angesteuert. Bei Umkehrung der Polarität werden sowohl der Ausgang des Komparators 601, 602 als auch der des assoziierten Inverters 701 bzw. 702 hochohmig. Um zu verhindern, dass in diesem Falle ein Undefiniertes Potential an den Gate-Anschlüssen der
30 Gleichrichter-Transistoren 401 bis 404 anliegt, sind erste bis vierte Schalt-Transistoren 905 bis 908 in die Schaltung eingefügt. Diese beaufschlagen den Gate-Anschluss der Gleichrichter-Transistoren 401 bis 404 während der Halbwelle der Eingangswechselspannung, während welcher der entsprechende Gleichrichter-Transistor 401 bis 404 immer sperren soll, im Falle der p-MOS- (n-MOS-) Transistoren mit der höchsten verfügbaren positiven (negativen) Spannung, so dass der Arbeitspunkt definiert ist und die Sperrung des Transistors garantiert ist.
Im Weiteren werden bezugnehmend auf Fig.lOA bis Fig. IOC Teilansichten des Gleichrichter-Schaltkreises 900 beschrieben.
In Fig.lOA ist eine Teilansicht 1000 des Gleichrichter- Schaltkreises 900 gezeigt. In Teilansicht 1010 von Fig.lOB ist die interne Verschaltung des ersten und des zweiten Komparators 601, 602 der Teilansicht 1000 gezeigt.
Der erste Komparator 601 ist in der Teilansicht 1010 mittels eines ersten p-MOS-Komparator-Transistors 1001 realisiert, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit einem ersten Source-/Drain-Anschluss eines ersten n-MOS-Komparator- Transistors 1003 gekoppelt ist. Der zweite Source-/Drain- Anschluss des ersten p-MOS-Komparator-Transistors 1001 ist mit einem ersten Source-/Drain-Anschluss eines zweiten p-MOS- Komparator-Transistors 1002 gekoppelt, dessen zweiter Source- /Drain-Anschluss mit einem ersten S.ource-/Drain-Anschluss eines zweiten n-MOS-Komparator-Transistors 1004 gekoppelt ist. Der Gate-Anschluss des ersten p-MOS-Komparator- Transistors 1001 ist mit seinem ersten Source-/Drain- Anschluss und mit dem Gate-Anschluss des zweiten p-MOS- Komparator-Transistors 1002 gekoppelt. Die interne
Verschaltung eines dritten p-MOS-Komparator-Transistors 1005, eines vierten p-MOS-Komparator-Transistors 1006, eines dritten n-MOS-Komparator-Transistors 1007 und eines vierten n-MOS-Komparator-Transistors 1008 des zweiten Komparators 602 ist in Fig.lOB gezeigt. Diese Verschaltung entspricht jener der Transistoren 1001 bis 1004 in dem ersten Komparator 601.
Die in der Teilansicht 1010 gezeigte Realisierung der Komparatoren 601, 602 wird unter Verwendung einer sogenannten Quasidifferenzstufe aus den e vier Transistoren 1001 bis 1004 bzw. 1005 bis 1008 gebildet, wodurch ein Betrieb bei sehr geringen Spannungen erlaubt ist.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.IOC eine Teilansicht 1020 des Gleichrichter-Schaltkreises 900 beschrieben, bei dem eine weitere Verbesserung in Form eines dritten Inverters 1021 und eines vierten Inverters 1022 implementiert ist.
Die interne Struktur des ersten und des zweiten Komparators 601, 602 ist in Fig. IOC wie in Fig.lOB realisiert. Ferner sind an dem Ausgang der Komparatoren 601, 602 ein dritter Inverter 1021 bzw. ein vierter Inverter 1022 bereitgestellt. Der dritte Inverter 1021 ist aus einem dritten p-MOS- Inverter-Transistor 1023 und aus einem dritten n-MOS- Inverter-Transistor 1024 gebildet, die in Inverterschaltung verschaltet sind. Ferner ist der vierte Inverter 1022 aus einem vierten p-MOS-Inverter-Transistor 1025 und aus einem vierten n-MOS-Inverter-Transistor 1026 gebildet, die in
Inverterschaltung verschaltet sind. Die dritten und vierten Inverter 1021, 1022 sind zur Erhöhung der Verstärkung der Komparatorstufen 601, 602 nachgeschaltet. Aufgrund der zusätzlichen Inversion durch diese Stufen sind die Eingänge der Transistoren 1001, 1002, 1005, 1006 gegenüber Fig.lOB vertauscht . Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.11 ein Gleichrichter- Schaltkreis 1100 gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Der Gleichrichter-Schaltkreis 1100 ähnelt dem in Fig.8 dargestellten Gleichrichter-Schaltkreis 800 und stellt gegenüber diesem Schaltkreis eine weitere Verbesserung dar. Bei dem Gleichrichter-Schaltkreis 1100 ist die interne Verschaltung des ersten Inverters 801 und des zweiten Inverters 802 gezeigt. Der erste Inverter 801 ist mittels eines ersten p-MOS-Inverter-Transistors 1101 und mittels eines ersten n-MOS-Inverter-Transistors 1102 gebildet, die in Inverterschaltung verschaltet sind. Der zweite Inverter 802 ist mittels eines zweiten p-MOS-Inverter-Transistors 1103 und mittels eines zweiten n-MOS-Inverter-Transistors 1104 realisiert, die in Inverterschaltung verschaltet sind. Ferner sind auch in Fig.11 ähnlich wie in Fig.10 vier Schalt- Transistoren 1105 bis 1108 bereitgestellt, nämlich ein erster p-MOS-Schalt-Transistor 1105, ein zweiter p-MOS-Schalt- Transistor 1106, ein erster n-MOS-Schalt-Transistor 1107 und ein zweiter n-MOS-Schalt-Transistor 1108. Die Schalt- Transistören 1105 bis 1108 sind vorgesehen, um zu verhindern, dass ein Undefiniertes Potenzial an den Gates der Gleichrichter-Transistoren 401 bis 404 anliegt.
In Fig.l2A ist eine Teilansicht 1200 des Gleichrichter- Schaltkreises 1100 aus Fig.11 gezeigt. In Fig.l2B ist eine Teilansicht 1210 dargestellt, wobei im Unterschied zu der Teilansicht 1200 die interne Verschaltung des ersten Komparators 601 und des dritten Komparators 603 gezeigt ist. Der erste Komparator 601 ist unter Verwendung eines ersten p- MOS-Komparator-Transistors 1201, eines zweiten p-MOS- Komparator-Transistors 1202, eines ersten n-MOS-Komparator- Transistors 1203 und eines zweiten n-MOS-Komparator- Transistors 1204 realisiert, wobei die Transistoren 1201 bis 1204 derart miteinander verschaltet sind, dass die interne Verschaltung der Transistoren 1201 bis 1204 im Wesentlichen der Verschaltung der Transistoren von 1001 bis 1004 aus Fig.lOB entspricht. Ferner ist der dritte Komparator 603 mittels eines dritten p-MOS-Komparator-Transistors 1205, eines vierten p-MOS-Komparator-Transistors 1206, eines dritten n-MOS-Komparator-Transistors 1207 und eines vierten n-MOS-Komparator-Transistors 1208 realisiert, die ähnlich verschaltet sind wie Transistoren 1005 bis 1008 aus Fig.lOB. Ferner ist dem ersten Komparator 601 ein dritter Inverter 1221 nachgeschaltet, der aus einem dritten p-MOS-InverterTransistor 1223 und aus einem dritten n-MOS-Inverter- Transistor 1224 gebildet ist, die in InverterSchaltung verschaltet sind. Darüber hinaus ist dem zweiten Komparator 602 ein vierter Inverter 1222 nachgeschaltet, der aus einem vierten p-MOS-Inverter-Transistor 1225 und aus einem vierten n-MOS-Inverter-Transistor 1226 gebildet ist.
Bezugszeichenliste
100 Gleichrichter-Schaltkreis 101 Wechselspannungsquelle 102 erste Diode 103 zweite Diode 104 dritte Diode 105 vierte Diode 106 erster Gleichspannungs-Ausgabeanschluss 107 zweiter Gleichspannungs-Ausgabeanschluss 108 Siebkondensator 110 Diagramm 111 Abszisse 112 Ordinate 120 Diagramm 121 Abszisse 122 Ordinate 123 erster Kurvenverlauf 124 zweiter Kurvenverlauf 125 Fläche 200 Gleichrichter-Schaltkreis 201 Wechselspannungsanschluss 202 Gleichspannungsanschluss 203 Steuer-Schalt-Element 300 Gleichrichter-Schaltkreis 301 Wechselspannungsquelle 302 Steuer-Schalt-Element 303 erster Wechselspannungsanschluss 304 zweiter Wechselspannungsanschluss 305 erster Gleichspannungsanschluss 306 zweiter Gleichspannungsanschluss 307 erster p-MOS-Feldeffekttransistor 308 zweiter p-MOS-Feldeffekttransistor 309 Massepotential 400 Gleichrichter-Schaltkreis 401 erster p-MOS-Feldeffekttransistor
402 zweiter p-MOS-Feldeffekttransistor
403 erster n-MOS-Feldeffekttransistor
404 zweiter n-MOS-Feldeffekttransistor
405 Siebkondensator
500 SchemaZeichnung
501 erste Eingangswechselspannungs-Phase
502 zweite Eingangswechselspannungs-Phase
503 erstes Ausgangsgleichspannungs-Potential
504 zweites Ausgangsgleichspannungs-Potential
505 effektives Gate-Potential
506 erste Schaltphase
507 zweite Schaltphase
508 Ladungsrückfluss-Zeitabschnitte
600 Gleichrichter-Schaltkreis
601 erster Komparator
602 zweiter Komparator
603 dritter Komparator
604 vierter Komparator
700 Gleichrichter-Schaltkreis
701 erster Inverter
702 zweiter Inverter
800 Gleichrichter-Schaltkreis
801 erster Inverter
802 zweiter Inverter
900 Gleichrichter-Schaltkreis
901 erster p-MOS-Inverter-Transistor
902 erster n-MOS-Inverter-Transistor
903 zweiter p-MOS-Inverter-Transistor
904 zweiter n-MOS-Inverter-Transistor
905 erster p-MOS-Schalt-Transistor
906 zweiter p-MOS-Schalt-Transistor
907 erster n-MOS-Schalt-Transistor
908 zweiter n-MOS-Schalt-Transistor
909 oberes Betriebsspannungspotential 910 unteres Betriebsspannungspotential
1000 Teilansicht
1001 erster p-MOS-Komparator-Transistor
1002 zweiter p-MOS-Komparator-Transistor
1003 erster n-MOS-Komparator-Transistor
1004 zweiter ri-MOS-Komparator-Transistor
1005 dritter p-MOS-Komparator-Transistor
1006 vierter p-MOS-Komparator-Transistor
1007 dritter n-MOS-Komparator-Transistor
1008 vierter n-MOS-Komparator-Transistor 1010 Teilansicht
1020 Teilansicht
1021 dritter Inverter
1022 vierter Inverter
1023 dritter p-MOS-Inverter-Transistor
1024 dritter n-MOS-Inverter-Transistor
1025 vierter p-MOS-Inverter-Transistor
1026 vierter n-MOS-Inverter-Transistor
1100 Gleichrichter-Schaltkreis
1101 erster p-MOS-Inverter-Transistor
1102 erster n-MOS-Inverter-Transistor
1103 zweiter p-MOS-Inverter-Transistor
1104 zweiter n-MOS-Inverter-Transistor
1105 erster p-MOS-Schalt-Transistor
1106 zweiter p-MOS-Schalt-Transistor
1107 erster n-MOS-Schalt-Transistor
1108 zweiter n-MOS-Schalt-Transistor
1200 Teilansicht
1201 erster p-MOS-Komparator-Transistor
1202 zweiter p-MOS-Komparator-Transistor
1203 erster n-MOS-Komparator-Transistor
1204 zweiter n-MOS-Komparator-Transistor
1205 dritter p-MOS-Komparator-Transistor
1206 vierter p-MOS-Komparator-Transistor
1207 dritter n-MOS-Komparator-Transistor 1208 vierter n-MOS-Komparator-Tränsistor
1210 Teilansicht
1220 Teilansicht
1221 dritter Inverter
1222 vierter Inverter
1223 dritter p-MOS-Inverter-Transistor
1224 dritter n-MOS-Inverter-Transistor
1225 vierter p-MOS-Inverter-Transistor 1226 vierter n-MOS-Inverter-Transistor

Claims

Patentansprüche:
1. Gleichrichter-Schaltkreis zum Bereitstellen einer gleichgerichteten Spannung, • mit einem ersten Wechselspannungsanschluss, an den eine WechselSpannung anlegbar ist;
• mit einem ersten Gleichspannungsanschluss, an dem eine Gleichspannung bereitstellbar ist;
• mit einem Steuer-Schalt-Element zwischen dem ersten Wechselspannungsanschluss und dem ersten Gleichspannungsanschluss, das den ersten Wechselspannungsanschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss nur dann koppelt, o wenn das elektrische Potential an dem ersten Wechselspannungsanschluss gegenüber einem Referenzpotential eine vorgebbare Polarität aufweist; und o wenn der Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Gleichspannungsanschluss kleiner oder gleich dem Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Wechselspannungsanschluss ist.
2. Gleichrichter-Schaltkreis nach Anspruch 1, mit einem ersten Feldeffekttransistor, dessen erster Source- /Drain-Anschluss mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist.
3. Gleichrichter-Schaltkreis nach Anspruch 2, mit einem ersten Komparator, dessen erster Eingang mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, dessen zweiter Eingang mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des ersten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
4. Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, • mit einem zweiten Wechselspannungsanschluss;
• mit einem zweiten Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist;
• mit einem zweiten Komparator, dessen erster Eingang mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, dessen zweiter Eingang mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
5. Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche '1 bis 4,
• mit einem zweiten Gleichspannungsanschluss;
• mit einem dritten Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist;
• mit einem dritten Komparator, dessen erster Eingang mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des dritten Felde fekttransistors gekoppelt ist.
6. Gleichrichter-Schaltkreis nach Anspruch 4 und 5, • mit einem vierten Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist; • mit einem vierten Komparator, dessen erster Eingang mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des vierten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
7. Gleichrichter-Schaltkreis nach Anspruch 4,
• mit einem zweiten Gleichspannungsanschluss,
• mit einem dritten Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist;
• mit einem ersten Inverter, dessen Eingang mit dem Ausgang des zweiten Komparators gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des dritten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
8. Gleichrichter-Schaltkreis nach Anspruch 7,
• mit einem vierten Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist;
• mit einem zweiten Inverter, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Komparators gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des vierten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
9. Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, • mit einem zweiten Wechselspannungsanschluss;
• mit einem zweiten Gleichspannungsanschluss;
• mit einem zweiten Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist;
• mit einem dritten Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist; • mit einem dritten Komparator, dessen erster Eingang mit dem ersten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des dritten Feldeffekttransistors gekoppelt ist;
• mit einem ersten Inverter, dessen Eingang mit dem Ausgang des dritten Komparators gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
10. Gleichrichter-Schaltkreis nach Anspruch 3 und 9,
• mit einem vierten Feldeffekttransistor, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Wechselspannungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss gekoppelt ist;
• mit einem zweiten Inverter, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Komparators gekoppelt ist, und dessen Ausgang mit dem Gate-Anschluss des vierten Feldeffekttransistors gekoppelt ist.
11. Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 3 bis 10, der derart verschaltet ist, dass zumindest einer der Komparatoren und/oder zumindest einer der Inverter mittels der Gleichspannung an dem ersten und/oder dem zweiten Gleichspannungsanschluss mit elektrischer Energie versorgbar ist.
12. Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 3 bis 11, der einen zusätzlichen Gleichrichter-Schaltkreis aufweist, der derart verschaltet ist, dass zumindest einer der Komparatoren und/oder zumindest einer der Inverter mittels des zusätzlichen Gleichrichter-Schaltkreises mit elektrischer Energie versorgbar ist.
13. Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 3 bis 12, der derart verschaltet ist, dass zumindest einer der Komparatoren und/oder zumindest einer der Inverter mittels der WechselSpannung an dem ersten und/oder dem zweiten Wechselspannungsanschluss mit elektrischer Energie versorgbar ist.
14. Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 2 bis 13, bei dem zumindest einer der Feldeffekttransistoren ein Polymer-Feldeffekttransistor; Silicon-on-Insulator-Feldeffekttransistor; Bulk-Silizium-Feldeffekttransistor; • Junction-FET; Fin-FET; oder Doppel-Gate-Feldeffekttransistor ist.
15. Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 14, bei dem die WechselSpannung mittels eines Wechselspannungs- Elements bereitstellbar ist.
16. Gleichrichter-Schaltkreis nach Anspruch 15, bei dem das Wechselspannungs-Element • eine Antenne;
■ • eine Spule; oder • eine Wechselspannungsquelle ist.
17. Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 16 , bei dem zumindest ein Teil der Schaltkreis-Komponenten in
• Polymerelektronik; oder
• Silizium-Mikroelektronik realisiert ist.
18. Schaltkreis-Anordnung
• mit einem Substrat;
• mit einem auf und/oder in dem Substrat ausgebildeten Gleichrichter-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 17.
19. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 18, eingerichtet als • Kontaktlose Chipkarte; oder
• Identifikations-Datenträger.
20. Verfahren zum Herstellen eines Gleichrichter-Schaltkreis zum Bereitstellen einer gleichgerichteten Spannung, bei dem
• ein erster Wechselspannungsanschluss gebildet wird, an den eine WechselSpannung anlegbar ist;
• ein erster Gleichspannungsanschluss gebildet wird, an dem eine Gleichspannung bereitstellbar ist; • ein Steuer-Schalt-Element zwischen dem ersten Wechselspannungsanschluss und dem ersten Gleichspannungsanschluss gebildet wird, das den ersten Wechselspannungsanschluss mit dem ersten Gleichspannungsanschluss nur dann koppelt, o wenn das elektrische Potential an dem ersten Wechselspannungsanschluss gegenüber einem Referenzpotential eine vorgebbare Polarität aufweist; und o wenn der Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Gleichspannungsanschluss kleiner oder gleich dem Betrag des elektrischen Potentials an dem ersten Wechselspannungsanschluss ist.
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