EP1692471A2 - Steuereinheit und steuervorrichtung mit der steuereinheit - Google Patents

Steuereinheit und steuervorrichtung mit der steuereinheit

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Publication number
EP1692471A2
EP1692471A2 EP04820074A EP04820074A EP1692471A2 EP 1692471 A2 EP1692471 A2 EP 1692471A2 EP 04820074 A EP04820074 A EP 04820074A EP 04820074 A EP04820074 A EP 04820074A EP 1692471 A2 EP1692471 A2 EP 1692471A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
resistor
control unit
rsens
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP04820074A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Stephan Bolz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Continental Automotive GmbH
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP1692471A2 publication Critical patent/EP1692471A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F23/00—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm
    • G01F23/22—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water
    • G01F23/24—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of resistance of resistors due to contact with conductor fluid
    • G01F23/241—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of resistance of resistors due to contact with conductor fluid for discrete levels
    • G01F23/243—Schematic arrangements of probes combined with measuring circuits

Definitions

  • Control unit and control device with the control unit The invention relates to a control unit and a control device with the control unit.
  • a control unit or such a control device is designed to control a sensor resistor. They are used, in particular, for detecting an oil level in an internal combustion engine of a motor vehicle.
  • a motor vehicle in which an internal combustion engine is arranged is not equipped with an oil level sensor, the owner of the vehicle must check at regular intervals whether his motor vehicle is filled with a sufficient amount of engine oil.
  • An oil level sensor can ensure that the driver does not have to check the oil level in the motor vehicle at regular intervals by means of an oil dipstick, which on the one hand represents an increase in comfort and on the other hand ensures that the holder of the motor vehicle is too low or too high Oil level is informed about this and he can then fill up or drain engine oil accordingly.
  • the manufacturers of the motor vehicles can protect themselves against unjustified warranty claims by logging the measured values of the oil level sensor, which can be attributed to the oil level being too low.
  • the sensor element of the oil level sensor can be a wire which is located in an oil pan of the internal combustion engine between two
  • Holders is arranged so that the oil level can be inferred from the proportion of the total length of the wire that is in the oil.
  • the oil level is then determined using an electrothermal measuring principle.
  • a more or less large part of the wire is surrounded by motor oil, with the rest of the wire tes in gaseous medium, preferably air.
  • gaseous medium preferably air.
  • the electrical power in the wire is converted into heat. This heat is given off to the medium that flows around the wire.
  • the electrothermal measuring principle takes advantage of the fact that the thermal conductivity values of the motor oil and the air differ greatly from one another and the electrical resistance of the wire is temperature-dependent.
  • the thermal contact resistance from wire to oil is much lower than that from wire to air. The result of this is that the part of the wire that is flowed around by the motor oil is cooled much better and thus emits heat better than the part that is in the air.
  • the electrothermal measuring principle it is known to apply a predetermined current to the wire for a predetermined period of time, as a result of which it heats up and its surroundings. As a result, the value of the resistance of the wire changes over the specified period of time depending on the current oil level. Depending on the voltages that drop on the measuring wire at the beginning of the energization and at the end of the predetermined period of time, it is known to determine the oil level from a map.
  • the power loss which is converted in the wire during the specified period of the energization, depends very much on the temperature of the wire at the time when the energization begins and therefore on the ambient temperature. As a result, the sensitivity strongly depends on the ambient temperature.
  • a device for improving the accuracy of a measuring resistor for an NTC resistor used as a temperature sensor is known from WO 91/08441. It comprises a circuit arrangement with a resistance network. A computing device influences the resistor network in such a way that a shift in the measuring range for the NTC resistor is obtained. The total resistance is changed.
  • the object of the invention is to provide a control unit and a control device with the control unit which are simple and by means of which a power loss in a sensor resistor can be precisely adjusted.
  • the invention is characterized by a control unit with a voltage source and a reference resistor, which is intended to be connected in series with a sensor resistor, the value of which depends on its temperature.
  • the control unit is designed such that the output voltage of the voltage source at the sensor resistor and the reference resistor drops in the connected state.
  • the reference resistor is dimensioned so that the maximum power loss of the sensor resistor lies in the intended value range of the sensor resistor.
  • the invention is characterized by a control device with the control unit and an evaluation unit, which is designed to generate a control signal.
  • both the control unit according to the invention and the control device according to the invention have the advantage that, when a voltage is applied to the sensor resistor by the voltage source, the power loss which is converted in the sensor resistor remains approximately the same within the intended value range of the sensor resistor. The result of this is that when the electro-thermal measuring principle is used, the sensitivity is almost independent of the temperature of the sensor resistor at the start of the application of voltage to the sensor resistor.
  • the voltage source is designed to amplify the input voltage. This has the advantage that the output voltage of the voltage source can be greater than its maximum input voltage. It is so easy to achieve a high value for the power loss that is converted in the sensor resistor
  • the invention is characterized by a control unit with a voltage source and a reference resistor, which can be connected in series with a sensor resistor, the value of which depends on its temperature.
  • the control unit is designed such that the output voltage of the voltage source at the sensor resistor and the reference resistor drops in the connected state.
  • the reference resistor is dimensioned so that the maximum power loss of the sensor resistor lies in the intended value range of the sensor resistor.
  • the invention is characterized by a control device with the control unit and an evaluation unit, which is designed to generate a control signal.
  • Both the control unit according to the invention and the control device according to the invention have the advantage that, when a voltage is applied to the sensor resistor by the voltage source, the power loss which is converted in the sensor resistor remains approximately the same within the intended value range of the sensor resistor. The result of this is that when the electro-thermal measuring principle is used, the sensitivity is almost independent of the temperature of the sensor resistor at the start of the application of voltage to the sensor resistor.
  • the voltage source is designed to amplify the input voltage. This has the advantage that the output voltage of the voltage source can be greater than its maximum input voltage.
  • the voltage source has a limiter for the output voltage. This makes it easy to ensure that the sensor resistance is not damaged if the voltage source is incorrectly controlled.
  • the limiter can be designed particularly simply as a Zener diode.
  • the voltage source comprises three transistors in an emitter circuit.
  • the first transistor is connected in such a way that its base current depends on a control signal with which the control unit can be acted upon.
  • the base of the second transistor is connected to the collector of the first transistor and the base of the third transistor is connected to the collector of the second transistor.
  • a low-pass filter is arranged between the first and second transistor of the voltage source. In this way, a high DC component is simply achieved in the output voltage of the voltage source, even if the input voltage of the voltage source has a high AC component.
  • the low-pass filter is formed by a capacitor which is connected to the collectors of the first and second transistor, by a resistor which is connected on the one hand to the collector of the first transistor and on the other hand by a voltage supply the voltage source is connected, and by a further resistor which is connected on the one hand to the collector of the second transistor and on the other hand is connected to the voltage supply of the voltage source.
  • Such a low-pass filter is characterized by the fact that it is simple.
  • the reference resistor is connected on the one hand to the output of the voltage source and on the other hand can be connected to the sensor resistor.
  • control unit is designed such that it outputs a variable characterizing the voltage drop across the sensor resistor and the reference resistor at a first output, and that it outputs a variable characterizing the potential between the sensor resistor and the reference resistor at a second output outputs.
  • a voltage divider is provided which is acted upon by the voltage drop across the sensor resistor and the reference resistor on the input side and is connected to the first output on the output side. A reduced voltage is thus output at the first output, corresponding to the division ratio of the voltage divider.
  • a switch is provided, by means of which it is controlled whether the voltage divider on the input side is subjected to the voltage drop across the sensor resistor and the reference resistor or with a supply voltage of the evaluation unit. If the control device is then equipped with such a control unit, the actual voltage divider ratio can be determined precisely by moving the switch into the switch position in which the supply voltage of the evaluation unit is present on the input side of the voltage divider. This makes it easy to compensate for fluctuations in production, temperature and age in the values of the resistors of the voltage divider.
  • the evaluation device has a controller whose controlled variable is the voltage drop across the sensor resistor and the reference resistor whose control signal is the control signal.
  • the output voltage of the voltage source can be set even more precisely.
  • the evaluation unit is a microcontroller, the control signal can be pulse-width modulated very easily.
  • FIG. 1 shows a control device with a control unit
  • FIG. 2 shows a flowchart of a program for determining an oil level
  • FIG. 3 shows a flowchart of a program that includes a controller
  • FIG. 4 shows a further embodiment of the control device and FIG. 5 shows the course of various sizes plotted against values of the sensor resistance Rsens.
  • a control device (FIG. 1) comprises a control unit 1 and an evaluation unit 3. Furthermore, a first voltage supply 4 is assigned to it, which, when the control device is used for an internal combustion engine of a motor vehicle, is preferably the vehicle electrical system voltage supply, which is fed by the vehicle battery and a generator.
  • the control device further comprises a second voltage supply 5, which transforms and preferably regulates the vehicle electrical system voltage Vbat to a supply voltage VCC of the evaluation unit 3.
  • the vehicle electrical system voltage Vbat is regularly 12 V, while the supply voltage VCC of the evaluation unit 3 is regularly 5 V.
  • the evaluation unit 3 is preferably designed as a microcontroller.
  • the control unit 1 can be formed separately from the evaluation unit 3 and the second voltage supply 5. For example, it can be formed on a chip as an integrated circuit.
  • the control device is preferably part of an engine control unit, the various other Measured variables, such as an air mass that flows through the intake tract of the internal combustion engine, the position of an accelerator pedal or the current air / fuel ratio. Depending on these measured variables, the engine control then determines control signals for the actuators of the internal combustion engine, which are, for example, a throttle valve or an injection valve.
  • the control unit 1 has a control input 11 which can be acted upon by a control signal CTRL which is generated in the evaluation unit 3 and which is connected to the input of a first low-pass filter 14.
  • control unit has a first and a second output 12, 13, which are connected to an analog-digital converter 31 of the evaluation unit.
  • the first and second outputs 12, 13 of the control unit 1 are connected to a single analog-digital converter 31 via a multiplexer.
  • the outputs are preferably each connected to their own analog-to-digital converter 31. This has the advantage that the voltages applied to connections 12 and 13 can be converted simultaneously from analog to digital.
  • the one or more analog-to-digital converters 31 have a conversion range which corresponds to the supply voltage VCC of the evaluation unit 3.
  • the first low pass 14 includes resistors R4a, R4b and a capacitor C4.
  • the first low-pass filter 14 is connected on the output side to the base of a first transistor Q1 of a voltage source 15. Furthermore, a resistor R3 is provided, which on the one hand is connected on the output side to the low-pass filter and to the base of the first transistor Q1 and on the other hand is connected to a reference potential GND.
  • the resistor R3 causes the first transistor Q1 to remain switched off in the absence of a control signal CTRL.
  • the voltage source 15 comprises the first transistor Q1, a second transistor Q2, a third transistor Q3, a second low-pass filter 16 and a zener diode D2.
  • the first transistor Q1 has its emitter connected to the reference potential GND. With its collector, the first transistor Q1 is connected on the one hand to the base of a second transistor Q2 and on the other hand is connected to a second low-pass filter, via which it is connected to the first voltage supply 4 and thus to the vehicle electrical
  • the second transistor Q2 has its emitter connected to the reference potential GND and its collector connected on the one hand to the base of a third transistor Q3 and on the other hand connected to the second low pass 16 and via this to the first voltage supply 4 and thus to the vehicle electrical system voltage Vbat.
  • the zener diode D2 is connected with its anode to the reference potential GND and with its cathode to the base of the third transistor Q3.
  • the third transistor Q3 is connected with its collector to the cathode of a protective diode D1, the anode of which is connected to the first voltage supply 4 and thus to the vehicle electrical system voltage Vbat.
  • the emitter of the third transistor Q3 forms an output 17 of the voltage source 15.
  • the output 17 of the voltage source 15 is connected on the one hand to a first connection for a sensor resistor Rsens and on the other hand connected to a voltage divider on the input side.
  • the voltage divider comprises a resistor 7a and 7b.
  • a capacitor C1 is connected in parallel with the resistor 7b.
  • the first output 12 is connected to the connecting line between the resistor R7a and the resistor R7b.
  • the capacitor C1 effects voltage stabilization at the first output 12.
  • a second connection 19 for the sensor resistor Rsens is connected to a reference resistor.
  • Rref was connected, which on the other hand is connected to the reference potential GND.
  • the reference resistor Rref is preferably a so-called shunt resistor.
  • Such shunt resistors have relatively low ohmic values from 1 m ⁇ up to about 100 ⁇ and a high current carrying capacity from 1 mA up to 100 A.
  • the second connection 19 is also connected to a resistor R8, which is connected to the second output 13 of the control unit 1 and to a capacitor C2, which on the other hand is connected to the reference potential GND.
  • the resistor R8 is of high impedance and preferably has a value of 3 to 8 k ⁇ .
  • the capacitor C2 serves to stabilize the voltage at the second output 13.
  • the sensor resistor Rsens is preferably a resistance wire which is arranged vertically in an oil pan of the internal combustion engine, that is to say the resistance wire is arranged in the oil pan such that the proportion of the resistance wire which is flushed by the oil is a measure of the oil level of the internal combustion engine , During the intended operation of the control device, the sensor resistor Rsens is connected to the first and second connections 18, 19.
  • the first transistor Q3 If there is a high potential at the base of the first transistor Q1, for example the supply voltage VCC of the evaluation unit 3 reduced by a corresponding voltage drop across the resistors R4a and R4b, then the first transistor Q3 is saturated, that is to say the collector is almost at the reference potential GND on. In this case, almost the entire vehicle electrical system voltage Vbat drops across the resistor R2. Accordingly, the second transistor Q2 is blocked. In the stationary case, the vehicle electrical system voltage Vbat is then present at the collector of the second transistor or, if the vehicle electrical system voltage Vbat is greater than the breakdown voltage of the Zener diode D2, then the breakdown voltage of the Zener diode D2 is connected to the collector of the second transistor Q2 on.
  • the vehicle electrical system voltage Vbat or the breakdown voltage of the Zener diode D2 is also present at the base of the third transistor Q3.
  • the on-board electrical system voltage Vbat is present at the output 17 of the voltage source 15, reduced by the base-emitter voltage of the third transistor Q3 or the breakdown voltage of the Zener diode D2, likewise reduced by the base-emitter voltage of the third transistor Q3.
  • the Zener diode D2 ensures that the output voltage of the voltage source 15 does not exceed the breakdown voltage of the Zener diode D2 less the base-emitter voltage of the third transistor. It is thus possible to set the maximum output voltage present at the output 17 of the voltage source 15 by appropriately setting the breakdown voltage of the Zener diode D2. This makes it easy to ensure that downstream circuit elements are not damaged in the event of an error.
  • the diode D1 protects the voltage source 15 against polarity reversal of the first voltage supply 4.
  • the control signal CTRL has a low level, for example that of the reference potential GND
  • the first transistor Q1 also blocks in steady-state operation, with the result that the base of the second transistor Q2 receives approximately the entire current flowing through the resistor R2 and thus the second transistor Q2 is conductive and in saturation.
  • the third transistor Q3 blocks.
  • the reference potential GND is therefore present at the output 17 of the voltage source 15 as a potential.
  • the transistor Q1 is operated in the proportional mode and therefore also the transistor Q2 is operated in the opposite direction to the transistor Ql in the proportional mode.
  • the third transistor Q3 is operated in proportional mode. Its emitter voltage follows the collector voltage of the second transistor Q2 minus its base emitter voltage. In this case, the output voltage at the output 17 of the voltage source 15 can thus be varied continuously and thus adjusted.
  • the second low-pass filter 16 smoothes the base voltage of the third transistor Q3 and thus reduces the alternating component of the output voltage that is present at the output 17 of the voltage source 15.
  • the protective diode D1 can also be arranged between the emitter of the third transistor Q3 and the output 17 of the voltage source 15.
  • the transistors Q1 to Q3 of the voltage source 15 are preferably monolithically integrated. This results in a particularly well-matched characteristic of the transistors Q1, Q2, Q3 and a more uniform temperature distribution of the transistors Q1 to Q3.
  • a program (FIG. 2) for determining an oil level L_OIL of the engine oil of the internal combustion engine is started in a step S1.
  • the start preferably takes place shortly after the start of the internal combustion engine, since the length of time related At the time of the start, the oil is distributed in the internal combustion engine and its level in the oil pan is lowered. A meaningful oil level measurement is therefore simply possible very promptly when the engine starts.
  • a control signal CTRL is generated for a predetermined period of time, for example 600 ms.
  • the subsequent steps of the program are processed in parallel with the generation of the control signal CTRL.
  • the control signal CTRL is preferably generated by means of a controller, which is explained in more detail below with reference to the flow diagram in FIG. 3.
  • the control signal CTRL is preferably pulse width modulated.
  • the resistors R4a, R4b and R3 must then be dimensioned accordingly so that the desired voltage is then applied to the base of the first transistor Q1.
  • the output voltage that is present at the output 17 of the voltage source is preferably a maximum of between 6 and 8 volts.
  • step S2 digital values ADC_A1, ADC_A2 of the voltages present at the first and second outputs 12, 13 are determined by means of the analog-digital converter 31.
  • digital values ADC_A1, ADC_A2 of the voltages present at the first and second outputs 12, 13 are determined by means of the analog-digital converter 31.
  • almost the entire converter range of the analogue-to-digital converter 31 can be used.
  • a step S3 depending on the value of the reference resistor Rref, the resistors R7a and R7b and the digital values ADC_Al, ADC_A2, the voltages at the first and second output 12, 13 determines the value of the sensor resistance Rsens existing at the time tO. Because the value of the resistance Rsens is determined as a function of the ratio of the digital values ADC_A1 and ADC_A2 of the voltages at the first and second outputs 12, 13, fluctuations in the supply voltage VCC of the evaluation unit 3 have no effect on the value of the sensor resistance Rsens.
  • step S5 The processing of the program is then continued in a step S5, in which it is checked whether the current time t is greater than or equal to the time tO plus a predetermined delay time dt. If the condition of step S5 is not fulfilled, the program remains in that Step S7 for a predetermined waiting period T_W, which is chosen to be smaller than the delay period dt. If, on the other hand, the condition of step S5 is met, a branch is made to step S9.
  • the delay time period dt and the waiting time period T_W are preferably selected such that step S9 is processed at a time t1 which is delayed by the predetermined time period for the application of the second control signal CTRL2 at the time tO. This time period is, for example, 600 ms
  • step S9 the digital values ADC_A1 and ADC_A2 of the voltages at the first output 12 and the second output 13 are determined again by means of the analogue / digital converter (s) 31.
  • the time sequences of steps S5, S7 and S9 are selected such that the control signal CTRL is still generated at the time step S9 is processed.
  • step S11 the value of the sensor resistance at time t1 is then determined from the digital values ADC_A1 and ADC_A2 determined in step S9, the reference resistor Rref and the values of the resistors R7a and R7b.
  • the oil level L_OIL is dependent on the values determined in steps S3 and Sll. ten of the sensor resistance Rsens at times tO and tl. This is preferably done by means of a map that was determined in advance by appropriate tests and measurements.
  • the program is then ended in a step S15.
  • the evaluation unit 3 preferably further comprises a controller which is implemented in the form of a program.
  • the program is stored in the evaluation unit 3 and is loaded for the operation of the evaluation unit 3 and processed at regular intervals.
  • the program is preferably processed in parallel with the processing of steps S1 to S9 in accordance with the program in FIG. 2.
  • step S20 (FIG. 3) the program is started and variables are initialized if necessary.
  • step S22 the digital value ADC_A1 of the voltage at the first output 12 is determined.
  • an actual value U_REF_AV of the voltage which drops across the reference resistor Rref and the sensor resistor Rsens is determined as a function of the digital value ADC_A1, the maximum value ADC_A1_MAX of the digital value ADC_A1 of the supply voltage VCC of the evaluation unit 4 and the inverse voltage divider ratio of the voltage divider.
  • a target value U_REF_SP of the voltage is determined, which drops across the sensor resistor Rsens and the reference resistor Rref.
  • the control signal is generated as a function of the determined target value and actual value of the voltage drop across the sensor resistor Rsens and the reference resistor Rref.
  • the control signal CTRL is preferably pulse width modulated, the pulse width depending on the difference between the setpoint U REF SP and the actual value U REF AV. To this In this way, the output voltage at the output 17 of the voltage source 15 can be regulated very precisely.
  • the reference resistor Rref is connected on the one hand to the output 17 of the voltage source 15 and on the other hand is connected to the first connection 18 for the sensor resistor Rsens.
  • the second connection 19 for the sensor resistor Rsens is directly connected to the reference potential GND.
  • This circuit arrangement has the advantage over that according to FIG. 1 that, owing to the arrangement of the reference resistor Rref, it is short-circuit proof when the sensor resistor Rsens is short-circuited to the reference potential GND.
  • the resistance between the cathode of the Zener diode D2 and the base of the third transistor Q3 can thus optionally be dispensed with.
  • FIG. 5 shows curves of different sizes over the range of values of the sensor resistance Rsens in the event that the output voltage at the output 17 of the voltage source 15 is 6 V and the reference resistance has a value of 10 ⁇ .
  • the intended range of values for the sensor resistance Rsens is, for example, between 17 and 37 ⁇ .
  • a curve 91 is the course of the voltage drop across the sensor resistor Rsens.
  • Curve 92 is the current through sensor resistor Rsens.
  • a curve 93 is the power loss in the sensor resistance Rsens.
  • a curve 94 is plotted, which represents the power loss in the sensor resistance Rsens, if instead of the voltage regulation there is a constant current regulation.
  • Curve 91 is scaled in relation to the right ordinate.
  • Curves 92, 93 and 94 are scaled in relation to the left ordinate.
  • the curve 93 of the power loss in the sensor resistor Rsens clearly shows that its maximum is within the intended value range of the sensor resistor Rsens lies and that the course of the curve in this area is extremely flat, almost horizontal.
  • the power loss in the sensor resistor is therefore almost constant in the intended value range of the sensor resistor Rsens.
  • approximately the same heat is converted in the sensor resistor Rsens regardless of the temperature of the sensor resistor Rsens at the beginning of the application of voltage to the sensor resistor Rsens within the predetermined time period.
  • the sensitivity of the oil level measurement is then almost independent of its start temperature.
  • the voltage divider which is formed by the resistors R7a and R7b, is preferably connected on the input side to a switch 19a which, depending on its switching position, either connects the voltage divider to the first connection 17 of the sensor resistor Rsens or connects it to the second voltage supply 5 and thus the supply voltage VCC of the evaluation unit 3 connects.
  • the actual voltage divider ratio of the resistors R7a and R7b can then be determined by correspondingly detecting the digital value ADC_A1 of the voltage at the first output 12 when the switch 19 connects the input of the voltage divider to the second voltage supply 5, and when determining the value of the sensor resistance Rsens in steps S3 and Sll of the program according to FIG. 2 are taken into account.
  • the accuracy of the determination of the value of the sensor resistance Rsens can be increased further in steps S3 and Sll.
  • Sensor resistance Rsens can also be increased even further in that the reference resistance Rref is measured individually when the control device is manufactured, and the value of the reference resistance Rref thus determined is then stored in the evaluation unit 3.
  • the sensor resistor Rsens is preferably in the form of a resistance wire, but it can also be in the form of any other resistor to which a precisely adjustable power is to be supplied.
  • the transistors can also be field-effect transistors, in particular MOS-FET transistors.
  • Voltage source 15 has a predetermined potential, preferably the reference potential.

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Abstract

Eine Steuervorrichtung hat eine Steuereinheit und eine Auswerteeinheit, die zum Erzeugen eines Steuersignals ausgebiltet ist, mit dem die Steuereinheit beaufschlagt wird. Die Steuereinheit (1) hat eine Spannungsquelle (15) und einen Referenzwiderstand (Rref), der in Serie mit einem Sensorwiderstand (Rsens) verschaltbar ist, dessen Wert abhängt von seiner Temperatur. In dem verschalteten Zustand fällt die Ausgangsspannung der Spannungsquelle (15) an dem Sensorwiderstand (Rsens) und dem Referenzwiderstand (Rref) ab. Der Referenzwiderstand (Rref) ist so dimensioniert, dass in dem bestimmungsgemässen Wertebereich des Sensorwiderstands (Rsens) das Maximum der Verlustleitung des Sensorwiderstands (Rsens) liegt.

Description

Beschreibung
Steuereinheit und Steuervorrichtung mit der Steuereinheit Die Erfindung betrifft eine Steuereinheit und eine Steuervorrichtung mit der Steuereinheit. Eine derartige Steuereinheit oder eine derartige Steuervorrichtung sind dazu ausgebildet, dass sie einen Sensorwiderstand ansteuern. Sie werden insbesondere eingesetzt zum Erfassen eines Ölstandes einer Brenn- raftmaschine eines Kraftfahrzeugs.
Falls ein Kraftfahrzeug, in dem eine Brennkraftmaschine angeordnet ist, nicht mit einem Ölstandssensor ausgestattet ist, so muss der Halter des Fahrzeugs in regelmäßigen Abständen überprüfen, ob sein Kraftfahrzeug mit einer ausreichenden Menge Motoröl befüllt ist. Durch einen Ölstandssensor kann sichergestellt werden, dass der Fahrer nicht in regelmäßigen Abständen mittels eines Ölmessstabes den Ölstand in dem Kraftfahrzeug überprüfen muss, was zum einen einen Gewinn an Komfort darstellt und zum anderen sicherstellt, dass der Halter des Kraftfahrzeugs, bei zu niedrigen oder zu hohen Ölstand diesbezüglich informiert wird und er dann entsprechend Motoröl auffüllen oder ablassen kann. Die Hersteller der Kraftfahrzeuge können sich durch entsprechendes Protokol- lieren der Messwerte des Olstandssensors gegen unberechtigte Gewährleistungsansprüche schützen, die auf zu niedrigen Ölstand zurückzuführen sind.
Das Sensorelement des Olstandssensors kann ein Draht sein, der in einer Ölwanne der Brennkraftmaschine zwischen zwei
Haltern so angeordnet ist, dass anhand des Anteils der gesamten Länge des Drahtes, der sich in dem Öl befindet, auf den Ölstand zurückgeschlossen werden kann. Der Ölstand wird dann mittels eines elektrothermischen Messprinzips ermittelt.
Je nach Ölstand ist ein mehr oder weniger großer Teil des Drahtes von Motoröl umflossen, wobei sich der Rest des Drah tes in gasförmigem Medium, bevorzugt Luft, befindet. Wird der Draht bestromt, so wird die elektrische Leistung in dem Draht in Wärme umgewandelt . Diese Wärme wird an das Medium abgegeben, das den Draht umspült. Bei dem elektrothermischen Mess- prinzip wird die Tatsache genutzt, dass sich die Wärmeleitwerte des Motoröls und der Luft sehr stark voneinander unterscheiden und der elektrische Widerstand des Drahtes tempera- turabhängig ist. Der thermische Übergangswiderstand von Draht zu Öl ist wesentlich geringer als der von Draht zu Luft. Dies hat zur Folge, dass der Teil des Drahtes, der von dem Motoröl umströmt wird, wesentlich besser gekühlt wird und somit besser Wärme abgibt, als der Teil, der sich in der Luft befindet.
Bezüglich des elektrothermischen Messprinzips ist es bekannt, den Draht für eine vorgegebene Zeitdauer mit einem vorgegebenen Strom zu bestro en, wodurch er sich und seine Umgebung aufheizt. Dies hat zur Folge, dass sich der Wert des Widerstands des Drahtes über die vorgegebene Zeitdauer abhängig von dem aktuellen Ölstand ändert. Abhängig von den Spannungen, die an dem Messdraht zu Beginn der Bestromung und zum Ende der vorgegebenen Zeitdauer abfallen, ist es bekannt, den Ölstand aus einem Kennfeld zu ermitteln. Die Verlustleistung, die in dem Draht während der vorgegebenen Zeitdauer der Bestromung umgesetzt wird, hängt sehr stark ab von der Temperatur des Drahtes zum Zeitpunkt des Beginns der Bestromung und mithin von der Umgebungstemperatur. Dies hat zur Folge, dass die Empfindlichkeit stark abhängt von der Umgebungstemperatur .
Aus der WO 91/08441 ist eine Einrichtung zur Verbesserung der Genauigkeit eines MesswiderStands für einen als Temperatursensor verwendeten NTC-Widerstand bekannt. Sie umfasst eine Schaltungsanordnung mit einem Widerstandsnetzwerk. Eine Re- cheneinrichtung beeinflusst das Widerstandsnetzwerk so, dass eine Verschiebung des Messbereichs für den NTC-Widerstand erhalten wird. Dazu wird der Gesamtwiderstand verändert. Die Aufgabe der Erfindung ist es, eine Steuereinheit und eine Steuervorrichtung mit der Steuereinheit zu schaffen, die einfach sind und mittels der eine Verlustleistung in einem Sen- sorwiderstand präzise einstellbar ist.
Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung zeichnet sich bezüglich der Steuereinheit aus durch eine Steuereinheit mit einer Spannungsquelle und einem Referenzwiderstand, der bestimmungsgemäß in Serie mit einem Sensorwiderstand verschaltbar ist, dessen Wert abhängt von seiner Temperatur. Die Steuereinheit ist so ausgebildet, dass in dem verschalteten Zustand die AusgangsSpannung der Spannungsquelle an dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand abfällt. Der Referenzwiderstand ist so dimensioniert, dass in dem bestimmungsgemäßen Wertebereich des Sensorwider- Stands das Maximum der Verlustleistung des Sensorwiderstands liegt.
Gemäß des Aspekts der Steuervorrichtung zeichnet sich die Erfindung aus durch eine Steuervorrichtung mit der Steuerein- heit und einer Auswerteeinheit, die zum Erzeugen eines Steuersignals ausgebildet ist.
Sowohl die erfindungsgemäße Steuereinheit als auch die erfindungsgemäße Steuervorrichtung haben den Vorteil, dass während des Beaufschlagens des Sensorwiderstands mit einer Spannung durch die Spannungsquelle die Verlustleistung, die in dem Sensorwiderstand umgesetzt wird, annähernd gleich bleibt innerhalb des bestimmungsgemäßen Wertebereichs des Sensorwiderstands. Dies hat zur Folge, dass bei Anwendung des elektro- thermischen Messprinzips die Empfindlichkeit annähernd unabhängig ist von der Temperatur des Sensorwiderstands zum Beginn des Beaufschlagens des Sensorwiderstands mit Spannung. In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist die Spannungsquelle ausgebildet zum Verstärken der Eingangsspannung. Dies hat den Vorteil, dass die AusgangsSpannung der Spannungsquelle größer sein kann als ihre maximale Eingangs- Spannung. Es ist so einfach möglich die Verlustleistung, die in dem Sensorwiderstand umgesetzt wird, auf einen hohen Wert
Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung zeichnet sich bezüglich der Steuereinheit aus durch eine Steuereinheit mit einer Spannungsquelle und einem Referenzwiderstand, der in Serie mit einem Sensorwiderstand verschaltbar ist, dessen Wert abhängt von seiner Temperatur. Die Steuereinheit ist so ausgebildet, dass in dem verschalteten Zustand die AusgangsSpannung der Spannungsquelle an dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand abfällt. Der Referenzwiderstand ist so dimensioniert, dass in dem bestim- mungsgemäßen Wertebereich des Sensorwiderstands das Maximum der Verlustleistung des Sensorwiderstands liegt.
Gemäß des Aspekts der Steuervorrichtung zeichnet sich die Erfindung aus durch eine Steuervorrichtung mit der Steuerein- heit und einer Auswerteeinheit, die zum Erzeugen eines Steuersignals ausgebildet ist.
Sowohl die erfindungsgemäße Steuereinheit als auch die erfindungsgemäße Steuervorrichtung haben den Vorteil, dass während des Beaufschlagens des Sensorwiderstands mit einer Spannung durch die Spannungsquelle die Verlustleistung, die in dem Sensorwiderstand umgesetzt wird, annähernd gleich bleibt innerhalb des bestimmungsgemäßen Wertebereichs des Sensorwiderstands. Dies hat zur Folge, dass bei Anwendung des elektro- thermischen Messprinzips die Empfindlichkeit annähernd unabhängig ist von der Temperatur des Sensorwiderstands zum Beginn des Beaufschlagens des Sensorwiderstands mit Spannung. In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist die Spannungsquelle ausgebildet zum Verstärken der Eingangsspannung. Dies hat den Vorteil, dass die AusgangsSpannung der Spannungsquelle größer sein kann als ihre maximale Eingangsspannung. Es ist so einfach möglich die Verlustleistung, die in dem Sensorwiderstand umgesetzt wird, auf einen hohen Wert einzustellen und so eine starke Wärmeabgabe des Sensorwiderstands an seine Umgebung zu ermöglichen. Somit kann eine Än- derung des Sensorwiderstands erhöht werden und so die Empfindlichkeit der Messung gesteigert werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit hat die Spannungsquelle einen Begrenzer für die Aus- gangsSpannung. So kann einfach sichergestellt werden, dass der Sensorwiderstand bei einer fehlerhaften Ansteuerung der Spannungsquelle nicht beschädigt wird. Besonders einfach kann der Begrenzer als Zener-Diode ausgebildet sein.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit umfasst die Spannungsquelle drei Transistoren in Emitterschaltung. Der erste Transistor ist so verschaltet, dass sein Basisstrom abhängt von einem Steuersignal, mit dem die Steuereinheit beaufschlagbar ist. Der zweite Transistor ist mit seiner Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors verschaltet und der dritte Transistor ist mit seiner Basis mit dem Kollektor des zweiten Transistors verschaltet. Dies hat den Vorteil, dass die Spannungsquelle eigensicher ist, das heißt, bei einer fehlenden Ansteuerung der Spannungsquel- le ist auch die AusgangsSpannung der Spannungsquelle null.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist zwischen dem ersten und zweiten Transistor der Spannungsquelle ein Tiefpass-Filter angeordnet. Auf diese Weise wird einfach ein hoher Gleichanteil bei der AusgangsSpannung der Spannungsquelle erreicht, auch wenn die EingangsSpannung der Spannungsquelle einen hohen Wechselanteil hat. In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist das Tiefpass-Filter gebildet durch einen Kondensator, der mit den Kollektoren des ersten und zweiten Transis- tors verschaltet ist, durch einen Widerstand, der einerseits mit dem Kollektor des ersten Transistors verschaltet ist und andererseits mit einer Spannungsversorgung der Spannungsquelle verschaltet ist, und durch einen weiteren Widerstand, der einerseits mit dem Kollektor des zweiten Transistors ver- schaltet ist und andererseits mit der Spannungsversorgung der Spannungsquelle verschaltet ist. Ein derartiges Tiefpass- Filter zeichnet sich dadurch aus, dass es einfach ist.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuerein- heit ist der Referenzwiderstand einerseits mit dem Ausgang der Spannungsquelle verschaltet und andererseits mit dem Sensorwiderstand verschaltbar. Dies hat den Vorteil, dass eine Kurzschlussfestigkeit der Spannungsquelle bei einem Kurz- schluss des Sensorwiderstands zu dem Bezugspotential gegeben ist.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung ist die Steuereinheit so ausgebildet, dass sie an einem ersten Ausgang eine den Spannungsabfall an dem Sensorwiderstand und dem Referenz- widerstand charakterisierende Größe ausgibt, und dass sie an einem zweiten Ausgang eine das Potential zwischen dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand charakterisierende Größe ausgibt. Dies Ausgestaltung ermöglicht ein sehr präzises Ermitteln des Wertes des Sensorwiderstandes, da Fehler beim Einstellen der Spannung, die an dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand abfällt, eliminiert werden und im Falle einer Analog-Digital-Wandlung der charakterisierenden Größen in der Auswerteeinheit Fehler aufgrund von Schwankungen der VersorgungsSpannung des oder der Analog-Digital-Wandler, die gleichzeitig die Referenzspannung des oder der Analog- Digital-Wandler ist, eliminiert werden. In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist ein Spannungsteiler vorgesehen, der eingangsseitig mit dem Spannungsabfall an dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand beaufschlagt wird und der ausgangsseitig mit dem ersten Ausgang verbunden ist. An dem ersten Ausgang wird so eine reduzierte Spannung ausgegeben, entsprechend dem Teilungsverhältnis des Spannungsteilers. Durch geeignete Dimensionieren des Spannungsteilers kann so zum einen der Wandlerbereich eines Analog-Digital-Wandlers möglichst vollständig ausgenutzt werden, andererseits kann so sichergestellt werden, dass die an dem ersten Ausgang anliegende Spannung nicht größer ist als die VersorgungsSpannung des Analog-Digital- Wandlers .
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist ein Schalter vorgesehen, mittels dessen gesteuert wird, ob der Spannungsteiler eingangsseitig mit dem Spannungsabfall an dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand beaufschlagt wird oder mit einer VersorgungsSpannung der Auswerteeinheit. Falls die Steuervorrichtung dann mit einer derartigen Steuereinheit ausgestattet ist, kann das tatsächliche Spannungsteilerverhältnis dadurch präzise ermittelt werden, dass der Schalter in die Schaltstellung gesteuert wird, bei der eingangsseitig des Spannungsteilers die Versor- gungsspannung der Auswerteeinheit anliegt. Dadurch können einfach Fertigungs-, Temperatur- und AltersSchwankungen in den Werten der Widerstände des Spannungsteilers kompensiert werden.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinrichtung hat die Auswerteeinrichtung einen Regler, dessen Regelgröße der Spannungsabfall an dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand ist dessen Stellsignal das Steuersignal ist. Dadurch kann die AusgangsSpannung der Spannungsquelle noch ge- nauer eingestellt werden. Falls die Auswerteeinheit ein Microcontroller ist, kann das Steuersignal sehr einfach pulswei- tenmoduliert werden. Ausführungsbeispiele der Erfindung sind im folgenden anhand der schematischen Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
Figur 1 eine Steuervorrichtung mit einer Steuereinheit,
Figur 2 ein Ablaufdiagramm eines Programms zum ermitteln eines Ölstandes, Figur 3 ein Ablaufdiagramm eines Programms, das einen Regler
Figur 4 eine weitere Ausführungsform der Steuervorrichtung und Figur 5 den Verlauf verschiedener Größen aufgetragen über Werte des Sensorwiderstands Rsens .
Elemente gleicher Konstruktion und Funktion sind figurenübergreifend mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Eine Steuervorrichtung (Figur 1) umfasst eine Steuereinheit 1 und eine Auswerteeinheit 3. Ferner ist ihr eine erste Spannungsversorgung 4 zugeordnet, die bei einem Einsatz der Steuervorrichtung für eine Brennkraftmaschine eines Kraftfahrzeugs vorzugsweise die Bordnetzspannungsversorgung ist, die von der Fahrzeugbatterie und einem Generator gespeist wird. Die Steuervorrichtung umfasst ferner eine zweite Spannungsversorgung 5, welche die Bordnetzspannung Vbat auf eine Versorgungsspannung VCC der Auswerteeinheit 3 transformiert und vorzugsweise einregelt. Die Bordnetzspannung Vbat beträgt regelmäßig 12 V, während die VersorgungsSpannung VCC der Aus- Werteeinheit 3 regelmäßig 5 V beträgt. Bevorzugt ist die Auswerteeinheit 3 als Microcontroller ausgebildet.
Die Steuereinheit 1 kann separat von der Auswerteeinheit 3 und der zweiten Spannungsversorgung 5 ausgebildet sein. Sie kann zum Beispiel auf einem Chip als integrierter Schaltkreis ausgebildet sein. Die Steuervorrichtung ist bevorzugt Bestandteil eines Motorsteuergeräts, dem verschiedene weitere Messgrößen, wie zum Beispiel eine Luftmasse, die durch den Ansaugtrakt der Brennkraftmaschine strömt, die Stellung eines Fahrpedals oder auch das aktuelle Luft/Kraftstoff-Verhältnis sind. Abhängig von diesen Messgrößen ermittelt die Motorsteu- erung dann Stellsignale für die Stellglieder der Brennkraftmaschine, die zum Beispiel eine Drosselklappe oder ein Ein- spritzventil sind.
Die Steuereinheit 1 hat einen Steuereingang 11, der mittels eines Steuersignals CTRL beaufschlagbar ist, das in der Auswerteeinheit 3 erzeugt wird, und der mit dem Eingang eines ersten Tiefpass-Filters 14 verbunden ist.
Ferner hat die Steuereinheit einen ersten und einen zweiten Ausgang 12,13, die mit einem Analog-Digital-Wandler 31 der Auswerteeinheit verbunden sind.
In einer einfachen Ausführungsform sind die ersten und zweiten Ausgänge 12, 13 der Steuereinheit 1 über einen Multiple- xer mit einem einzigen Analog-Digital-Wandler 31 verbunden. Bevorzugt sind die Ausgänge jedoch jeweils mit einem eigenen Analog-Digital-Wandler 31 verbunden. Dies hat den Vorteil, dass die an den Anschlüssen 12 und 13 anliegenden Spannungen zeitgleich analog-digital gewandelt werden können. Der oder die Analog-Digital-Wandler 31 haben einen Wandlungsbereich, der der Versorgungsspannung VCC der Auswerteeinheit 3 entspricht.
Der erste Tiefpass 14 umfasst Widerstände R4a, R4b und einen Kondensator C4. Der erste Tiefpass 14 ist ausgangsseitig mit der Basis eines ersten Transistors Ql einer Spannungsquelle 15 verschaltet. Ferner ist ein Widerstand R3 vorgesehen, welcher einerseits ausgangsseitig mit dem Tiefpass und mit der Basis des ersten Transistors Ql verschaltet ist und der an- derseits mit einem Bezugspotential GND verbunden ist. Der Widerstand R3 bewirkt, dass der erste Transistor Ql bei einem fehlenden Steuersignal CTRL ausgeschaltet bleibt. Die Spannungsquelle 15 umfasst den ersten Transistor Ql, einen zweiten Transistor Q2, einen dritten Transistor Q3, einen zweiten Tiefpass-Filter 16 und eine Zener-Diode D2. Der erste Transistor Ql ist mit seinem Emitter mit dem Bezugspotential GND verbunden. Mit seinem Kollektor ist der erste Transistor Ql einerseits mit der Basis eines zweiten Transistors Q2 verbunden und andererseits mit einem zweiten Tiefpass verbunden, über den er mit der ersten Spannungsversorgung 4 und somit mit der Bordnetzspannung Vbat verbunden ist.
Der zweite Transistor Q2 ist mit seinem Emitter mit dem Bezugspotential GND verbunden und mit seinem Kollektor einerseits mit der Basis eines dritten Transistors Q3 verbunden und andererseits mit dem zweiten Tiefpass 16 verbunden und über diesen mit der ersten Spannungsversorgung 4 mithin der Bordnetzspannung Vbat verbunden.
Die Zener-Diode D2 ist mit ihrer Anode mit dem Bezugspotenti- al GND verbunden und mit ihrer Kathode mit der Basis des dritten Transistors Q3 verbunden. Der dritte Transistor Q3 mit ist mit seinem Kollektor mit der Kathode einer Schutzdiode Dl verbunden, dessen Anode mit der ersten SpannungsVersorgung 4 und mithin der Bordnetzspannung Vbat verbunden ist. Der Emitter des dritten Transistors Q3 bildet einen Ausgang 17 der Spannungsquelle 15.
Der Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 ist einerseits mit einem ersten Anschluss für einen Sensorwiderstand Rsens verbun- den und andererseits mit einem Spannungsteiler eingangsseitig verbunden. Der Spannungsteiler umfasst einen Widerstand 7a und 7b. Parallel zu dem Widerstand 7b ist ein Kondensator Cl geschaltet. Der erste Ausgang 12 ist mit der Verbindungslei- tung zwischen dem Widerstand R7a und dem Widerstand R7b ver- schaltet. Der Kondensator Cl bewirkt eine SpannungsStabilisierung an dem ersten Ausgang 12. Ein zweiter Anschluss 19 für den Sensorwiderstand Rsens ist mit einem Referenzwider- stand Rref verbunden, der andererseits mit dem Bezugspotential GND verschaltet ist. Der Referenzwiderstand Rref ist bevorzugt ein sogenannter Shuntwiderstand. Derartige Shuntwi- derstände haben relativ niedrige ohmsche Werte von 1 mΩ bis zu etwa 100Ω und eine hohe Stromtragfähigkeit von 1 mA bis zu 100 A.
Der zweite Anschluss 19 ist ferner mit einem Widerstand R8 verschaltet, der mit dem zweiten Ausgang 13 der Steuereinheit 1 und mit einem Kondensator C2 verschaltet ist, der andererseits mit dem Bezugspotential GND verschaltet ist. Der Widerstand R8 ist hochohmig ausgebildet und hat vorzugsweise einen Wert von 3 bis 8 kΩ. Der Kondensator C2 dient zur Spannungsstabilisierung an dem zweiten Ausgang 13.
Der Sensorwiderstand Rsens ist bevorzugt ein Widerstandsdraht, der senkrecht in einer Ölwanne der Brennkraftmaschine angeordnet ist, das heißt der Widerstandsdraht ist so in der Ölwanne angeordnet, dass der Anteil des Widerstandsdrahtes, der von dem Öl umspült wird, ein Maß ist für den Ölstand der Brennkraftmaschine. Während des bestimmungsgemäßen Betriebs der Steuervorrichtung ist der Sensorwiderstand Rsens an den ersten und zweiten Anschlüssen 18, 19 angeschlossen.
Liegt an der Basis des ersten Transistors Ql ein hohes Potential an, beispielsweise die VersorgungsSpannung VCC der Auswerteeinheit 3 vermindert um einen entsprechenden Spannungsabfall an den Widerständen R4a und R4b, so ist der erste Transistor Q3 in Sättigung, das heißt an seinem Kollektor liegt nahezu das Bezugspotential GND an. In diesem Fall fällt nahezu die gesamte Bordnetzspannung Vbat an dem Widerstand R2 ab. Dementsprechend ist der zweite Transistor Q2 gesperrt. Im stationären Fall liegt dann an dem Kollektor des zweiten Transistors die Bordnetzspannung Vbat an oder, wenn die Bord- netzspannung Vbat größer ist als die DurchbruchsSpannung der Zener-Diode D2, so liegt an dem Kollektor des zweiten Transistors Q2 die DurchbruchsSpannung der Zener-Diode D2 an. Dali mit liegt dann auch an der Basis des dritten Transistors Q3 die Bordnetzspannung Vbat beziehungsweise die Durchbruchsspannung der Zener-Diode D2 an. An dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 liegt in diesem Fall die Bordnetzspannung Vbat verringert um die Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors Q3 beziehungsweise die DurchbruchsSpannung der Zener- Diode D2 ebenfalls verringert um die Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors Q3 an.
Durch die Zener-Diode D2 wird sichergestellt, dass die Ausgangsspannung der Spannungsquelle 15 nicht die Durchbruchsspannung der Zener-Diode D2 vermindert um die Basis-Emitter- Spannung des dritten Transistors überschreitet. Somit kann durch entsprechendes Festlegen der DurchbruchsSpannung der Zener-Diode D2 die maximal an dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 anliegende AusgangsSpannung eingestellt werden. Dadurch kann einfach sichergestellt werden, dass nachgeschaltete Schaltungselemente in einem Fehlerfall nicht beschädigt werden.
Die Diode Dl schützt die Spannungsquelle 15 vor einer Verpo- lung der ersten Spannungsversorgung 4.
Hat das Steuersignal CTRL hingegen einen niedrigen Pegel, beispielsweise den des Bezugspotentials GND, so sperrt im stationären Betrieb auch der erste Transistor Ql, was zur Folge hat, dass die Basis des zweiten Transistors Q2 annähernd den gesamten durch den Widerstand R2 fließenden Strom erhält und somit der zweite Transistor Q2 leitend und in Sät- tigung ist. Dies hat dann wiederum zur Folge, dass der dritte Transistor Q3 sperrt. In diesem Fall liegt somit an dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 als Potential das Bezugspotential GND an.
Liegt hingegen an der Basis des ersten Transistors Ql eine Spannung vermittelt über die Widerstände R4a,R4b an, deren Potential zwischen den beiden vorstehend beschriebenen Extre- ma liegt, so wird der Transistor Ql im Proportionalbetrieb betrieben und mithin ebenfalls der Transistor Q2 gegenlaufend zu dem Transistor Ql im Proportionalbetrieb betrieben. Der dritte Transistor Q3 wird im Proportionalbetrieb betrieben. Seine Emitterspannung folgt der Kollektorspannung des zweiten Transistors Q2 abzüglich seiner Basis-Emitterspannung. Die AusgangsSpannung an dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 kann in diesem Fall somit kontinuierlich variiert werden und somit eingestellt werden.
Durch den zweiten Tiefpass 16 wird die Basisspannung des dritten Transistors Q3 geglättet und somit der Wechselanteil der AusgangsSpannung verringert, die an dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 anliegt.
Falls ein zusätzlicher, nicht dargestellter Widerstand vorgesehen ist, der einerseits mit der Basis des dritten Transistors Q3 verschaltet ist und der andererseits mit der Kathode der Zener-Diode und dem Kollektor des zweiten Transistors Q2 verschaltet ist, kann durch geeignetes Dimensionieren dieses Widerstands sichergestellt werden, dass der dritte Transistor Q3 im Falle eines Kurzschlusses an dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 nicht beschädigt wird. Alternativ kann die Schutzdiode Dl auch zwischen dem Emitter des dritten Transis- tors Q3 und dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 angeordnet sein.
Bevorzugt sind die Transistoren Ql bis Q3 der Spannungsquelle 15 monolithisch integriert. Dadurch ergibt sich dann eine be- sonders gut angeglichene Charakteristik der Transistoren Ql, Q2, Q3 und eine gleichmäßigere Temperaturverteilung der Transistoren Ql bis Q3.
Ein Programm (Figur 2) zum Ermitteln eines Ölstands L_OIL des Motoröls der Brennkraftmaschine wird in einem Schritt Sl gestartet. Bevorzugt erfolgt der Start zeitnah zu dem Start der Brennkraftmaschine, da sich mit zunehmender Zeitdauer bezogen auf dem Zeitpunkt des Starts das Öl in der Brennkraftmaschine verteilt und dessen Niveau in der Ölwanne absenkt. Eine aussagekräftige Ölstandsmessung ist somit einfach sehr zeitnah zum Motorstart der Brennkraftmaschine möglich.
Ferner wird - beginnend in dem Schritt Sl - ein Steuersignal CTRL für eine vorgegebene Zeitdauer, so zum Beispiel 600 ms, erzeugt. Parallel zu dem Erzeugen des Steuersignals CTRL werden die nachfolgenden Schritte des Programms abgearbeitet. Das Steuersignal CTRL wird bevorzugt mittels eines Reglers erzeugt, der weiter unten anhand des Ablaufdiagramms von Figur 3 näher erläutert ist. Das Steuersignal CTRL ist bevorzugt pulsweitenmoduliert . In einer einfachen Ausgestaltung der Steuervorrichtung kann jedoch auch auf den Regler ver- ziehtet werden und das Steuersignal CTRL lediglich für die vorgegebene Zeitdauer mit einem Spannungspegel der Versorgungsspannung VCC der Auswerteeinheit 3 ausgegeben werden. In diesem Fall müssen die Widerstände R4a, R4b und R3 dann entsprechend dimensioniert sein, dass dann an der Basis des ers- ten Transistors Ql die gewünschte Spannung anliegt.
Die AusgangsSpannung, die an dem Ausgang 17 der Spannungsquelle anliegt beträgt maximal vorzugsweise zwischen 6 und 8 Volt.
In einem Schritt S2 werden mittels des oder der Analog- Digital-Wandler 31 Digitalwerte ADC_A1, ADC_A2 der an den ersten und zweiten Ausgängen 12, 13 anliegenden Spannungen ermittelt. In Verbindung mit einer geeigneten Dimensionierung der Widerstände R7a und R7b des Spannungsteilers und des Referenzwiderstands Rref kann nahezu der vollständige Wandlerbereich des oder der Analog-Digital-Wandler 31 ausgenutzt werden .
In einem Schritt S3 wird dann abhängig von dem Wert des Referenzwiderstands Rref, der Widerstände R7a und R7b und den Digitalwerten ADC_Al, ADC_A2 der Spannungen an dem ersten und zweiten Ausgang 12, 13 der zum Zeitpunkt tO bestehende Wert des Sensorwiderstands Rsens ermittelt. Dadurch, dass der Wert des Widerstands Rsens abhängig von dem Verhältnis der Digitalwerte ADC_A1 und ADC_A2 der Spannungen an dem ersten und zweiten Ausgang 12, 13 ermittelt wird, wirken sich Schwankungen der VersorgungsSpannung VCC der Auswerteeinheit 3 nicht auf den Wert des Sensorwiderstands Rsens aus .
Die Bearbeitung des Programms wird anschließend in einem Schritt S5 fortgesetzt, in dem geprüft wird, ob der aktuelle Zeitpunkt t größer oder gleich ist dem Zeitpunkt tO zuzüglich einer vorgegebenen Verzögerungszeitdauer dt. Ist die Bedingung des Schrittes S5 nicht erfüllt, so verharrt das Programm in dem Schritt S7 für eine vorgegebene Wartezeitdauer T_W, die kleiner gewählt ist als die Verzögerungszeitdauer dt. Ist die Bedingung des Schrittes S5 hingegen erfüllt, so wird in einen Schritt S9 verzweigt. Die Verzögerungszeitdauer dt und die Wartezeitdauer T_W sind bevorzugt so gewählt, dass der Schritt S9 in einem Zeitpunkt tl abgearbeitet wird, der um die vorgegebene Zeitdauer für das Anliegen des zweiten Steuersignals CTRL2 verzögert zu dem Zeitpunkt tO liegt. Diese Zeitdauer beträgt beispielsweise 600 ms
In dem Schritt S9 werden erneut mittels des oder des oder der Analog-Digital-Wandler 31 die Digitalwerte ADC_A1 und ADC_A2 der Spannungen an dem ersten Ausgang 12 und dem zweiten Ausgang 13 ermittelt. Die zeitliche Abläufe der Schritte S5, S7 und S9 sind so gewählt, dass zum Zeitpunkt der Abarbeitung des Schrittes S9 noch das Steuersignal CTRL erzeugt wird.
In einem Schritt Sll wird dann aus dem in dem Schritt S9 ermittelten Digitalwerten ADC_A1 und ADC_A2, dem Referenzwiderstand Rref und den Werten der Widerstände R7a und R7b der Wert des Sensorwiderstands zum Zeitpunkt tl ermittelt.
In einem anschließenden Schritt S13 wird der Ölstand L_OIL abhängig von den in den Schritten S3 und Sll ermittelten Wer- ten des Sensorwiderstands Rsens zu den Zeitpunkten tO und tl ermittelt. Dies erfolgt bevorzugt mittels eines Kennfeldes, das vorab durch entsprechende Versuche und Messungen ermittelt wurde. Das Programm wird anschließend in einem Schritt S15 beendet.
Die Auswerteeinheit 3 umfasst bevorzugt ferner einen Regler, der in Form eines Programms umgesetzt ist. Das Programm ist in der Auswerteeinheit 3 gespeichert und wird für den Betrieb der Auswerteeinheit 3 geladen und in regelmäßigen Abständen abgearbeitet. Das Programm wird vorzugsweise parallel zu der Abarbeitung der Schritte Sl bis S9 gemäß des Programms von Figur 2 abgearbeitet .
In einem Schritt S20 (Figur 3) wird das Programm gestartet und gegebenenfalls Variablen initialisiert. In einem Schritt S22 wird der Digitalwert ADC_A1 der Spannung an dem ersten Ausgang 12 ermittelt.
In einem Schritt S24 wird ein Istwert U_REF_AV der Spannung, die an dem Referenzwiderstand Rref und dem Sensorwiderstand Rsens abfällt, abhängig von dem Digitalwert ADC_A1, dem maximalen Wert ADC_A1_MAX des Digitalwertes ADC_A1 der Versorgungsspannung VCC der Auswerteeinheit 4 und dem umgekehrten Spannungsteilerverhältnis des Spannungsteilers ermittelt.
In einem Schritt S26 wird ein Sollwert U_REF_SP der Spannung ermittelt, die über dem Sensorwiderstand Rsens und dem Referenzwiderstand Rref abfällt.
In einem Schritt S28 wird das Steuersignal abhängig von dem ermittelten Sollwert und Istwert des Spannungsabfalls an dem Sensorwiderstand Rsens und dem Referenzwiderstand Rref erzeugt. Das Steuersignal CTRL ist bevorzugt pulsweitenmodu- liert, wobei die Pulsweite abhängt von der Differenz des Sollwertes U REF SP und des Istwertes U REF AV. Auf diese Weise kann die AusgangsSpannung an dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 sehr präzise geregelt werden.
In einer alternativen Ausführungsform der Steuervorrichtung (Figur 4) ist der Referenzwiderstand Rref einerseits mit dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 verschaltet und andererseits mit dem ersten Anschluss 18 für den Sensorwiderstand Rsens verschaltet. Der zweite Anschluss 19 für den Sensorwiderstand Rsens ist direkt mit dem Bezugspotential GND ver- schaltet. Diese Schaltungsanordnung hat gegenüber der gemäß Figur 1 den Vorteil, dass sie aufgrund der Anordnung des Referenzwiderstands Rref kurzschlussfest ist bei einem Kurz- schluss des Sensorwiderstands Rsens mit dem Bezugspotential GND. Bei dieser Ausführungsform der Steuervorrichtung kann somit gegebenenfalls auf den Widerstand zwischen der Kathode der Zener-Diode D2 und der Basis des dritten Transistors Q3 verzichtet werden.
Figur 5 zeigt Verläufe verschiedener Größen über den Wertebe- reich des Sensorwiderstands Rsens für den Fall, dass die Ausgangsspannung an dem Ausgang 17 der Spannungsquelle 15 6 V beträgt und der Referenzwiderstand einen Wert von 10 Ω hat. Der bestimmungsgemäße Wertebereich des Sensorwiderstands Rsens beträgt dabei beispielsweise zwischen 17 und 37 Ω. Eine Kurve 91 ist der Verlauf des Spannungsabfalls an dem Sensorwiderstand Rsens. Eine Kurve 92 ist der Strom durch den Sensorwiderstand Rsens. Eine Kurve 93 ist die Verlustleistung in dem Sensorwiderstand Rsens. Im Vergleich dazu ist eine Kurve 94 aufgetragen, die die Verlustleistung in dem Sensorwider- stand Rsens darstellt, wenn statt der Spannungsregelung eine Konstant-Stromregelung vorhanden ist. Die Kurve 91 ist skaliert bezogen auf die rechte Ordinate. Die Kurven 92, 93 und 94 sind skaliert bezogen auf die linke Ordinate.
Anhand der Kurve 93 der Verlustleistung in dem Sensorwiderstand Rsens ist deutlich ersichtlich, dass deren Maximum in dem bestimmungsgemäßen Wertebereich des Sensorwiderstands Rsens liegt und dass der Verlauf der Kurve in diesem Bereich äußerst flach, nahezu waagrecht ist. Die Verlustleistung in dem Sensorwiderstand ist somit in dem bestimmungsgemäßen Wertebereich des Sensorwiderstands Rsens nahezu konstant. Da- durch wird unabhängig von der Temperatur des Sensorwiderstandes Rsens zum Beginn des Beaufschlagens des Sensorwiderstands Rsens mit Spannung innerhalb der vorgegebenen Zeitdauer eine annähernd gleiche Wärme in dem Sensorwiderstand Rsens umgesetzt. Damit ist dann die Empfindlichkeit der Ölstandsmessung nahezu unabhängig von deren Starttemperatur.
Bevorzugt ist der Spannungsteiler, der durch die Widerstände R7a und R7b gebildet wird, eingangsseitig mit einem Schalter 19a verbunden, der den Spannungsteiler abhängig von seiner Schaltstellung entweder mit dem ersten Anschluss 17 des Sensorwiderstands Rsens verbindet oder ihn mit der zweiten Spannungsversorgung 5 und somit der VersorgungsSpannung VCC der Auswerteeinheit 3 verbindet. Dadurch kann dann durch entsprechendes Erfassen des Digitalwerts ADC_A1 der Spannung an dem ersten Ausgang 12, wenn der Schalter 19 den Eingang des Spannungsteilers mit der zweiten Spannungsversorgung 5 verbindet, das tatsächliche Spannungsteilerverhältnis der Widerstände R7a und R7b ermittelt werden und bei der Ermittlung des Wertes des Sensorwiderstands Rsens in den Schritten S3 und Sll des Programms gemäß Figur 2 berücksichtigt werden. Dadurch kann die Genauigkeit der Ermittlung des Wertes des Sensorwiderstands Rsens in den Schritten S3 und Sll weiter erhöht werden .
Ferner kann die Genauigkeit des Ermitteins des Wertes des
Sensorwiderstands Rsens auch dadurch noch weiter erhöht werden, dass beim Herstellen der Steuervorrichtung der Referenzwiderstand Rref individuell vermessen wird und der so ermittelte Wert des Referenzwiderstands Rref dann in der Auswerte- einheit 3 abgespeichert wird. Der Sensorwiderstand Rsens ist bevorzugt als Widerstandsdraht ausgebildet, er kann jedoch auch als ein beliebiger anderer Widerstand ausgebildet sein, dem eine präzise einzustellende Leistung zugeführt werden soll. Die Transistoren können auch Feldeffekt-Transistoren, insbesondere MOS-FET Transistoren sein.
Anhand des oder der Digitalwerte ADC_A1, ADC_A2 kann durch Plausibilisieren ein Fehler erkannt werden und das Steuersig- nal CTRL so eingestellt werden, dass an dem Ausgang 17 der
Spannungsquelle 15 ein vorgegebenes Potential, bevorzugt das Bezugspotential anliegt.

Claims

Patentansprüche
1. Steuereinheit mit einer Spannungsquelle (15) und einem Referenzwiderstand (Rref) , der bestimmungsgemäß in Serie mit einem Sensorwiderstand (Rsens) verschaltbar ist, dessen Wert abhängt von seiner Temperatur, wobei in dem verschalteten Zustand die AusgangsSpannung der Spannungsquelle (15) an dem Sensorwiderstand (Rsens) und dem Referenzwiderstand (Rref) abfällt, wobei der Referenzwiderstand (Rref) so dimensioniert ist, dass in dem bestimmungsgemäßen Wertebereich des Sensorwiderstands (Rsens) das Maximum der Verlustleistung des Sensorwiderstands (Rsens) liegt.
2. Steuereinheit nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Spannungsquelle (15) ausgebildet ist zum Verstärken ihrer EingangsSpannung.
3. Steuereinheit nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Spannungsquelle (15) einen Begrenzer für die Ausgangsspannung hat .
4. Steuereinheit nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Begrenzer eine Zener-Diode (D2) ist.
5. Steuereinheit nach einem der vorstehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Spannungsquelle (15) drei Transistoren (Ql, Q2, Q3) in Emitterschaltung umfasst, wobei der Basisstrom des ersten Transistors (Ql) abhängt von einem Steuersignal (CTRL) , mit dem die Steuereinheit (1) beaufschlagbar ist, dass die Basis des zweiten Transistors (Q2) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Ql) verschaltet ist und dass die Basis des dritten Transistors (Q3) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q2) verschaltet ist.
6. Steuereinheit nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass zwischen dem ersten und zweiten Transistor (Ql, Q2) ein Tief- pass-Filter (16) angeordnet ist.
7. Steuereinheit nach Anspruch 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Tiefpass-Filter (16) gebildet ist - durch einen Kondensator (C3) , der mit den Kollektoren des ersten und zweiten Transistors (Ql, Q2) verschaltet ist und andererseits mit einer Spannungsversorgung (4) der Spannungsquelle (15) verschaltet ist ,
- durch einen Widerstand (R2) , der einerseits mit dem Kollek- tor des ersten Transistors (Ql) verschaltet ist und andererseits mit einer Spannungs e sorgung (4) der Spannungsquelle (15) verschaltet ist, und
- durch einen weiteren Widerstand (Rl) , der einerseits mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q2) verschaltet ist und andererseits mit der Spannungsversorgung (4) der Spannungsquelle (15) verschaltet ist.
8. Steuereinheit nach einem der vorstehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e , dass der Referenzwiderstand (Rref) einerseits mit dem Ausgang (17) der Spannungsquelle (15) verschaltet ist und andererseits mit dem Sensorwiderstand (Rsens) verschaltbar ist.
9. Steuereinheit nach einem der vorstehenden Ansprüche, die so ausgebildet ist, dass sie an einem ersten Ausgang (12) eine den Spannungsabfall an dem Sensorwiderstand (Rsens) und dem Referenzwiderstand (Rref) charakterisierende Größe ausgibt und dass sie an einem zweiten Ausgang (13) eine das Potential zwischen dem Sensorwiderstand (Rsens) und dem Refe- renzwiderstand (Rref) charakterisierende Größe ausgibt.
10. Steuereinheit nach Anspruch 9, bei der ein Spannungsteiler vorgesehen ist, der eingangsseitig mit dem Spannungsabfall an dem Sensorwiderstand (Rsens) und dem Referenzwiderstand (Rref) beaufschlagt wird und der ausgangsseitig mit dem ersten Ausgang (12) verbunden ist.
11. Steuereinheit nach Anspruch 10, bei der ein Schalter (19) vorgesehen ist, mittels dessen gesteuert wird, ob der Spannungsteiler eingangsseitig mit dem Spannungsabfall an dem Sensorwiderstand (Rsens) und dem Referenzwiderstand (Rref) beaufschlagt wird oder mit einer VersorgungsSpannung (VCC) einer Auswerteeinheit (3) .
12. Steuervorrichtung mit einer Steuereinheit (1) nach einem der vorstehenden Ansprüche und einer Auswerteeinheit (3) , die zum Erzeugen eines Steuersignals (CTRL) ausgebildet ist.
13. Steuervorrichtung nach Anspruch 12, bei der die Auswerteeinheit (3) einen Regler hat, dessen Regelgröße der Span- nungsabfall an dem Sensorwiderstand (Rsens) und dem Referenzwiderstand (Rref) ist und dessen Stellsignal das Steuersignal (CTRL) ist.
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